JP4663745B2 - ウェイト演算装置、及び、ウェイト演算方法 - Google Patents
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Description
本発明は、無線通信システムにおいて、例えば、広帯域信号を伝送技術に係り、特に、無線通信システムにおける無線信号を受信する受信装置のウェイト演算装置、及び、ウェイト演算方法に関する。
近年、無線通信技術の一つに、ガードインターバル（ＧＩ）が不要となる広帯域シングルキャリア伝送方法がある。この広帯域シングルキャリア伝送において、無線信号の受信装置は、複数の受信アンテナ（アンテナアレー）を備え、複数の送信端末から送信された無線信号を送信端末ごとの信号に分離する処理を行う（例えば、非特許文献１）。
複数の送信端末が同時刻同一周波数で空間的に多重してアクセスする場合、受信装置は、受信信号に対して、高精度に等化用ウェイトの推定値を算出し、算出したウェイトを用いて等化（マルチユーザ検出）処理を行い、信号を分離する。また、受信信号を送信した送信端末が単数である場合であっても、無線信号の伝搬路において、信号スペクトルが歪んでしまうため、受信した無線信号の信号スペクトルの歪みを補正するために、高精度に等化用ウェイトの推定値を算出し、算出したウェイトを用いて等化（マルチユーザ検出）処理を行う。
このウェイトの推定値の算出方法の一つにＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）がある。以下、ＳＭＩによるウェイトの推定値の算出手順について、図面を用いて説明する。
このウェイトの推定値の算出方法の一つにＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）がある。以下、ＳＭＩによるウェイトの推定値の算出手順について、図面を用いて説明する。
図９は、ＮＲ本のアンテナを備えたシングルキャリア受信機である受信装置１ａの構成例を示すブロック図である。図９において、受信装置１ａは、アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲと、無線部１１１−１〜１１１−ＮＲと、切換部１１２−１〜１１２−ＮＲと、記憶部１１３−１〜１１３−ＮＲと、直／並列変換部１１４−１〜１１４−ＮＲと、離散フーリエ変換部１１５−１〜１１５−ＮＲと、等化部１１６−１〜１１６−Ｎと、逆離散フーリエ変換部１１７−１〜１１７−Ｕと、並／直列変換部１１８−１〜１１８−Ｕと、シンボル抽出部１１９−１〜１１９−Ｕと、ウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕとを備える。
図９において、アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲは、無線信号を受信する受信アンテナである。また、図１０は、先頭部分に時間多重するパイロット信号部分と、データ信号部分とを含む無線信号のデータ構成例である（例えば、非特許文献２、非特許文献３）。ＳＭＩにおいて、受信装置１ａは、各送信端末から送信されるパイロット信号ｙを予めウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕの図示しない記憶領域に記憶している。また、受信装置１ａが受信した無線信号のパイロット信号部分をパイロット信号ｘとして説明する。
受信装置１ａで受信される無線信号は、ＮＲ本のアンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲにより受信され、アンテナごとに信号処理される。以下、アンテナごとに、同様の処理を行う処理手順については、アンテナ１１０−１で受信される無線信号を代表として説明する。アンテナ１１０−１が受信した無線信号は、無線部１１１−１でベースバンド信号に変換された後、アナログ／デジタル変換され、切換部１１２−１に出力される。切換部１１２−１は、入力されたデジタル信号のデータ信号部分を記憶部１１３−１に出力し、パイロット信号部分をパイロット信号ｘとして直／並列変換部１１４−１に出力する。
次に、パイロット信号部分とデータ信号部分との処理を、各々信号ごとに説明する。
パイロット信号ｘの処理において、直／並列変換部１１４−１が、デジタル信号化されたパイロット信号ｘをＮ個ずつ直並列変換したのち、離散フーリエ変換部１１５−１が、Ｎポイントの離散フーリエ変換を施すことにより、処理対象のパイロット信号部分は、Ｎ個の周波数成分に変換される。そして、離散フーリエ変換部１１５−１は、周波数成分に変換したパイロット信号部分を、ウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕに出力する。
パイロット信号ｘの処理において、直／並列変換部１１４−１が、デジタル信号化されたパイロット信号ｘをＮ個ずつ直並列変換したのち、離散フーリエ変換部１１５−１が、Ｎポイントの離散フーリエ変換を施すことにより、処理対象のパイロット信号部分は、Ｎ個の周波数成分に変換される。そして、離散フーリエ変換部１１５−１は、周波数成分に変換したパイロット信号部分を、ウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕに出力する。
このパイロット信号ｘを離散フーリエ変換するまでの処理が、アンテナごとに、アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲが受信する全ての無線信号に対して実行されると、ウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕは、離散フーリエ変換部１１５−１〜１１５−ＮＲからの入力に基づき、等化処理に用いるウェイトを算出し、算出したウェイトを等化部１１６−１〜１１６−Ｎに出力する。
次に、データ信号部分の処理について説明する。記憶部１１３−１は、切換部１１２−１から入力されるデータ信号部分記憶し、記憶したデータ信号部分をＡ個ずつシフトさせながらＮ個ずつ順次、直／並列変換部１１４−１に出力する。直／並列変換部１１４−１は、Ｎ個ずつ入力されるデータ信号部分を直並列変換したのち、離散フーリエ変換部１１５−１が、Ｎポイントのフーリエ変換を施すことにより、処理対象のデータ信号部分をＮ個の周波数成分に変換し、周波数成分ごとに等化部１１６−１〜１１６−Ｎに出力する。
このデータ信号部分の処理が、アンテナごとに、アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲが受信する全ての無線信号に対して実行されると、等化部１１６−１〜１１６−Ｎは、ウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕが入力するウェイトに基づき、周波数成分ごとのデータ信号部分を等化、すなわち、無線信号の送信元の端末ごとの信号に分離する。
等化部１１６−１〜１１６−Ｎは、端末ごとに分離した信号を、逆離散フーリエ変換部１１７−１〜１１７−Ｕに出力し、逆離散フーリエ変換部１１７−１〜１１７−Ｕは、入力された信号を逆離散フーリエ変換することにより、時間信号に変換する。逆離散フーリエ変換部１１７−１〜１１７−Ｕが変換した時間信号を、並／直列変換部１１８−１〜１１８−Ｕが送信元の端末ごとに時間系列信号に変換し、シンボル抽出部１１９−１〜１１９−Ｕが誤りの少ない中央部分のＡ個のシンボルを抽出し、推定送信信号として出力する。
次に、ウェイト演算部１２０−１−ｕ〜１２０−Ｎ−ｕ（ただし、ｕ＝１、２、・・・、ｕ）が行うＳＭＩ（例えば、非特許文献４）を用いた第ｕ端末の信号を検出するためのウェイトの推定値の算出処理について、図面を用いて説明する。図１１は、ウェイト演算部１２０−ｋ−ｕ（ただし、ｋ＝１、２、・・・、Ｎ）の内部構成の例を示すブロック図である。ウェイト演算部１２０−ｋ−ｕは、相関行列算出部１２３−ｋ−ｕと、相関ベクトル算出部１２４−ｋ−ｕと、ウェイトベクトル算出部１２５−ｋ−ｕとを備え、入力されるパイロット信号ｘと、第ｕ番目の送信端末から送信されるパイロット信号として予め記憶しているパイロット信号ｙとに基づき、以下に示すＳＭＩを適用することにより、ウェイトを算出する。
ここで、複数の送信端末のうち、第ｕ端末の信号を検出するための第ｋ周波数成分のウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）を、（式１）に示す。
（式１）に示すウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）の算出に用いる相関行列Ｒｘｘ（ｋ）を（式２）に示し、また、相関ベクトルｒｘｄ（ｋ，ｕ）を（式３）に示す。ここで、上付きの「Ｈ」は、エルミート転置を示し、上付きの「＊」は、複素共役を示す。
（式２）、及び、（式３）において、Ｐは、Ｎ個ずつを１ブロックとしてパイロット信号を分割した場合のブロック数を示す。また、ベクトルｘ（ｋ，ｐ）は、受信したパイロット信号ｘにおけるｐ番目のブロックを離散フーリエ変換した際の第ｋ周波数成分を要素とし、ＮＲ本の各アンテナにおけるパイロット信号ｘごとにＮＲ行１列に並べた「ＮＲ×１行列」のベクトルである。また、ｙ（ｋ，ｕ，ｐ）は、ｕ番目の送信端末が送信するパイロット信号ｙにおけるｐ番目のブロックを離散フーリエ変換した際の第ｋ周波数成分の値である。
したがって、（式２）に示す相関行列Ｒｘｘ（ｋ）は、「ＮＲ×ＮＲ行列」となり、（式３）に示す相関ベクトルｒｘｄ（ｋ，ｕ）は、「ＮＲ×１行列」となる。また、（式２）と（式３）とを（式１）に代入して得られるウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）は、「ＮＲ×１行列」のベクトルとなる。
ウェイト演算部１２０−ｋ−ｕにおいて、相関行列算出部１２３−ｋ−ｕが、（式２）に基づき相関行列Ｒｘｘ（ｋ）を算出し、相関ベクトル算出部１２４−ｋ−ｕが、（式３）に基づき、相関ベクトルｒｘｄ（ｋ，ｕ）を算出し、ウェイトベクトル算出部１２５−ｋ−ｕが、相関行列算出部１２３−ｋ−ｕと、相関ベクトル算出部１２４−ｋ−ｕとが算出した相関行列Ｒｘｘ（ｋ）と、相関ベクトルｒｘｄ（ｋ，ｕ）とに基づき、（式１）のウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）を算出する。
上述したウェイトベクトル算出部１２５−ｋ−ｕが算出するウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）は、第ｕ番目の送信端末の信号を検出するための等化処理に用いるウェイトの推定値である。
石原、他２名、「マルチユーザ ディテクション メソッド フォア シングルキャリア トランスミッション イン アップリンク マルチユーザ ＭＩＭＯ アクセス（Multiuser Detection Method for Single-Carrier Transmission in Uplink Multiuser MIMO Access）」、第６６回 アイトリプルイー（ＩＥＥＥ） ＶＴＣ−２００７ 秋 抄録集（Vehicular Technology Conference, 2007. VTC-2007 Fall. 2007 IEEE 66th）、（米国）、ＩＥＥＥ、２００７年９月３０日、ｐ．５６６−５７０ ジェイ ケイ ケイヴァーズ（J. K. Cavers）、「アン アナリシス オブ パイロット シンボル アシステッド モデュレーション フォア リレー フェイディング チャンネルズ（An analysis of pilot symbol assisted modulation for Rayleigh fading channels）」、アイトリプルイー トランスアクションズ（IEEE Transactions）、（米国）、ＩＥＥＥ、１９９１年１１月、第４０巻、第４号、ｐ．６８６−６９３ 留場 宏道、他２名、「非整数倍の遅延時間を有するチャネルにおけるシングルキャリア伝送の誤り率特性」、信学技報、電子情報通信学会、２００６年１月、ＲＣＳ２００５−１４６、ｐ．１３１−１３６ 菊間 信良、「アレーアンテナによる適応信号処理」、刊行物名、科学技術出版、１９９８年１１月、ｐ．４２−４３
上述したウェイトベクトル算出部１２５−ｋ−ｕが算出するウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）は、第ｕ番目の送信端末の信号を検出するための等化処理に用いるウェイトの推定値である。
石原、他２名、「マルチユーザ ディテクション メソッド フォア シングルキャリア トランスミッション イン アップリンク マルチユーザ ＭＩＭＯ アクセス（Multiuser Detection Method for Single-Carrier Transmission in Uplink Multiuser MIMO Access）」、第６６回 アイトリプルイー（ＩＥＥＥ） ＶＴＣ−２００７ 秋 抄録集（Vehicular Technology Conference, 2007. VTC-2007 Fall. 2007 IEEE 66th）、（米国）、ＩＥＥＥ、２００７年９月３０日、ｐ．５６６−５７０ ジェイ ケイ ケイヴァーズ（J. K. Cavers）、「アン アナリシス オブ パイロット シンボル アシステッド モデュレーション フォア リレー フェイディング チャンネルズ（An analysis of pilot symbol assisted modulation for Rayleigh fading channels）」、アイトリプルイー トランスアクションズ（IEEE Transactions）、（米国）、ＩＥＥＥ、１９９１年１１月、第４０巻、第４号、ｐ．６８６−６９３ 留場 宏道、他２名、「非整数倍の遅延時間を有するチャネルにおけるシングルキャリア伝送の誤り率特性」、信学技報、電子情報通信学会、２００６年１月、ＲＣＳ２００５−１４６、ｐ．１３１−１３６ 菊間 信良、「アレーアンテナによる適応信号処理」、刊行物名、科学技術出版、１９９８年１１月、ｐ．４２−４３
上述したＳＭＩによるウェイトの推定方法において、ウェイトの推定値の精度を向上させるためには、十分なパイロット信号のデータ長が必要となる。しかしながら、図１０に示すパイロット信号部分のデータ長Ｔｐを増やすと、伝送効率が低下するため、ＳＭＩによるウェイトの推定方法には、推定精度と伝送効率とがトレードオフの関係となる問題がある。
本発明は、このような事情を考慮し、上記の問題を解決すべくなされたもので、その目的は、少ないパイロット信号で高精度にウェイトの推定値を算出することができるウェイト演算装置、及び、ウェイト演算方法を提供することにある。
上記問題を解決するために、本発明は、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子（例えば、第１実施形態におけるアンテナ１０−１〜１０−ＮＲ）により受信し、パイロット信号部分（例えば、第１実施形態におけるパイロット信号ｘ）とデータ信号部分とを含む無線信号のパイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、データ信号部分を直並列変換し、直並列変換されたデータ信号部分にＮポイントのフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置が、入力される無線信号のパイロット信号部分を直並列変換する直並列変換手段（例えば、第１実施形態における第二直／並列変換部２０１−１−１〜２０１−ＮＲ−Ｕ）と、直並列変換手段により直並列変換されるパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行うフーリエ変換手段（例えば、第１実施形態における第二離散フーリエ変換部２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ）と、フーリエ変換手段によりフーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、フーリエ変換手段によりフーリエ変換されるパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出する相関ベクトル算出手段と、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出手段と、ウェイト値の第２の推定値のＭ個の周波数成分を補間する補間フィルタを適用し、このＭ個の周波数成分を補間して得られるＮ個の周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力する補間フィルタ演算手段とを備えることを特徴とするウェイト演算装置である。
また、上記問題を解決するために、本発明は、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号のパイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、データ信号部分を直並列変換し、直並列変換されたデータ信号部分にＮポイントのフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置が、入力される無線信号のパイロット信号部分を直並列変換する直並列変換手段と、直並列変換手段により直並列変換されるパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、フーリエ変換手段によりフーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、フーリエ変換手段によりフーリエ変換されるパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出する相関ベクトル算出手段と、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出手段と、ウェイト値の第２の推定値に逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換手段（例えば、第２実施形態における第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕ）と、逆フーリエ変換手段により変換されるウェイト値の第２の推定値の中心に（Ｎ−Ｍ）個の零の値を挿入する零挿入手段と、零挿入手段により零を挿入されるウェイト値の第２の推定値にフーリエ変換を行い、周波数成分がＮ個であるウェイト値の第１の推定値を算出する第２のフーリエ変換手段（例えば、第２実施形態における第三離散フーリエ変換部２０９−１−１〜２０９−ＮＲ−Ｕ）とを備えることを特徴とするウェイト演算装置である。
また、本発明のウェイト演算装置は、直並列変換手段の前にバッファ手段（例えば、第３実施形態における第二記憶部２００−１−１〜２００−ＮＲ−Ｕ）をさらに備え、バッファ手段が、入力されるパイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｍ）ずつシフトさせながら、バッファしたパイロット信号をＭポイントずつ直並列変換手段に出力することを特徴とする。
また、上記問題を解決するために、本発明は、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号のパイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、データ信号部分を直並列変換し、直並列変換されたデータ信号部分にＮポイントのフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置におけるウェイト演算方法であって、ウェイト演算装置が、入力される無線信号のパイロット信号部分を直並列変換し、直並列変換されたパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換し、フーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出し、フーリエ変換されたパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出し、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出し、ウェイト値の第２の推定値のＭ個の周波数成分を補間する補間フィルタを適用し、このＭ個の周波数成分を補間して得られるＮ個の周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力することを特徴とするウェイト演算方法である。
また、上記問題を解決するために、本発明は、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号のパイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、データ信号部分を直並列変換し、直並列変換されたデータ信号部分にＮポイントのフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置におけるウェイト演算方法であって、ウェイト演算装置が、入力される無線信号のパイロット信号部分を直並列変換し、直並列変換されたパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行い、フーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出し、フーリエ変換されたパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出し、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出し、ウェイト値の第２の推定値に逆フーリエ変換し、逆フーリエ変換されたウェイト値の第２の推定値の中心に（Ｎ−Ｍ）個の零の値を挿入し、零を挿入されたウェイト値の第２の推定値にフーリエ変換を行い、周波数成分がＮ個であるウェイト値の第１の推定値を算出することを特徴とするウェイト演算方法である。
また、本発明のウェイト演算方法は、入力される無線信号のパイロット信号部分を直並列変換する前に、入力されるパイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｍ）ずつシフトさせながら、バッファしたパイロット信号をＭポイントずつ出力するバッファ過程を有することを特徴とする。
また、本発明は、ＳＭＩによりウェイトを推定する際に、受信したパイロット信号に対し、周波数領域における等化処理に用いる離散フーリエ変換のポイント数よりも小さいポイント数で離散フーリエ変換を行うことで、仮想的にパイロットブロック数を増やすことを特徴とする。
本発明によれば、単数若しくは複数のアンテナ素子を備え、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を受信する受信装置が備えるウェイト演算装置が、無線信号のパイロット信号部分を直並列変換する直並列変換手段と、直並列変換されるパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、フーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、フーリエ変換されるパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、相関ベクトルの推定値を算出する相関ベクトル算出手段と、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の推定値を算出するウェイト算出手段と、ウェイト値の推定値のＭ個の周波数成分を補間する補間フィルタを適用し、このＭ個の周波数成分を補間して得られるＮ個の周波数成分をウェイト値の推定値として出力する補間フィルタ演算手段とを備えることとした。
これにより、パイロット信号の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換することにより、パイロット信号をＮ個ずつの信号ごとにフーリエ変換する場合に比して、フーリエ変換手段が出力するフーリエ変換後の各周波数成分における信号数が増えることとなる。したがって、Ｍ個ずつの信号ごとにフーリエ変換された値を用いることにより、ウェイト推定値の算出精度を向上させることが可能になるという効果がある。
これにより、パイロット信号の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換することにより、パイロット信号をＮ個ずつの信号ごとにフーリエ変換する場合に比して、フーリエ変換手段が出力するフーリエ変換後の各周波数成分における信号数が増えることとなる。したがって、Ｍ個ずつの信号ごとにフーリエ変換された値を用いることにより、ウェイト推定値の算出精度を向上させることが可能になるという効果がある。
また、本発明によれば、単数若しくは複数のアンテナ素子を備え、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を受信する受信装置が備えるウェイト演算装置が、無線信号のパイロット信号部分を直並列変換する直並列変換手段と、直並列変換されるパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、フーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、フーリエ変換されるパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出する相関ベクトル算出手段と、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の推定値を算出するウェイト算出手段と、ウェイト値の推定値に逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換手段と、逆フーリエ変換されるウェイト値の推定値の中心に（Ｎ−Ｍ）個の零の値を挿入する零挿入手段と、零を挿入されるウェイト値の推定値にフーリエ変換を行い、周波数成分がＮ個であるウェイト値の推定値を算出する第２のフーリエ変換手段とを備えることとした。
これにより、ウェイトをＭポイントで推定した場合であっても、フーリエ変換を用いてＮポイントに補間することができ、Ｎ個のウェイトの推定値を得ることが可能になるという効果がある。
これにより、ウェイトをＭポイントで推定した場合であっても、フーリエ変換を用いてＮポイントに補間することができ、Ｎ個のウェイトの推定値を得ることが可能になるという効果がある。
また、この発明によれば、ウェイト演算装置が、前記直並列変換手段の前にバッファ手段をさらに備え、前記バッファ手段が、入力される前記パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｍ）ずつシフトさせながら、バッファした前記パイロット信号をＭポイントずつ前記直並列変換手段に出力することとした。
これにより、ウェイト値の推定値の算出に用いるパイロット信号部分におけるＭポイントずつのサンプル数が増加することにより、所定のパイロット信号長に対するウェイトの推定値の算出精度を向上させることが可能になるという効果がある。
これにより、ウェイト値の推定値の算出に用いるパイロット信号部分におけるＭポイントずつのサンプル数が増加することにより、所定のパイロット信号長に対するウェイトの推定値の算出精度を向上させることが可能になるという効果がある。
以下、本発明による広帯域シングルキャリア伝送における無線通信システム１００を図面を参照して説明する。図１は、無線通信システム１００を示す概略ブロック図である。無線通信システムは、無線信号の受信機としての受信装置１、無線信号のＵ個（ただし、１≦Ｕ）の送信機としての送信端末２−１〜２−Ｕを備える。なお、本実施形態においては、受信装置１に同時に同一周波数で送信端末２−１〜２−Ｕが無線信号を送信する場合を例に説明する。
図２は、受信装置１の基本構成を示すブロック図である。送信端末２−１〜２−Ｕから受信する無線信号を受信する受信装置１は、ＮＲ本（ただし、Ｕ≦ＮＲ）のアンテナである、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲと、無線部１１−１〜１１−ＮＲ、切換部１２−１〜１２−ＮＲ、第一記憶部１３−１〜１３−ＮＲ、第一直／並列変換部１４−１〜１４−ＮＲ、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲ、等化部１６−１〜１６−Ｎ、第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕ、第一並／直列変換部１８−１〜１８−Ｕ、シンボル抽出部１９−１〜１９−Ｕ、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕとを備える。
受信装置１が受信する無線信号は、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲが受信し、それぞれのアンテナで受信した無線信号ごとに信号処理が施される。また、Ｕ個の送信端末２−１〜２−Ｕは、同一時刻、同一周波数帯域でそれぞれ、無線信号を受信装置１に送信する。以下、受信装置１の構成について、一例として、アンテナ１０−１で受信される無線信号の信号処理の流れに基づいて説明する。また、受信装置１において、アンテナ１０−１が受信した無線信号を送信端末２−１〜２−Ｕごとの信号に分離した（等化処理した、又は、マルチユーザ検出した）後の処理については、送信端末２−１から受信するデータ信号の信号処理を代表に説明する。なお、送信元の端末ごとに信号を分離した後の処理は、図９の受信装置１ａにおける逆離散フーリエ変換部１１７−１、並／直列変換部１１８−１、シンボル抽出部１１９−１における処理と同様の処理となる。
アンテナ１０−１は、送信端末２−１〜２−Ｕから同時に同一周波数帯域により送信された無線信号を受信する。無線部１１−１は、アンテナ１０−１が受信する無線信号をベースバンドのデジタル信号に変換する。切換部１２−１は、無線部１１−１が変換したデジタル信号の無線信号のうち、パイロット信号部分をパイロット信号ｘとしてウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕに出力するとともに、データ信号部分を第一記憶部１３−１に出力する。
第一記憶部１３−１は、入力されたデータ信号部分を記憶し、Ａ個ずつシフトさせながらＮポイントずつ順次第一直／並列変換部１４−１に出力する。第一直／並列変換部１４−１は、入力されたＮポイントずつのデータ信号部分を直並列変換し、第一離散フーリエ変換部１５−１に出力する。第一離散フーリエ変換部１５−１は、入力された直並列変換されたＮポイントのデータ信号部分にＮポイントの離散フーリエ変換を施し、Ｎ個の周波数成分ごとに等化部１６−１〜１６−Ｎに離散フーリエ変換後のデータ信号部分を出力する。
ウェイト演算部２０−ｕ（ただし、ｕ＝１，２，・・・，Ｕ）は、送信端末２−ｕが送信するパイロット信号ｙを図示しない記憶領域に予め記憶している。ウェイト演算部２０−ｕは、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲ全てが受信した無線信号の各パイロット信号ｘと、パイロット信号ｙとに基づき、ＳＭＩ法を適用して送信端末２−ｕのウェイト値の推定値を算出し、算出したウェイト値の推定値をＮ個の周波数成分ごとに等化部１６−１〜１６−Ｎに出力する。等化部１６−１〜１６−Ｎは、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕから入力されるウェイト値の推定値を用いて、第一離散フーリエ変換部１５−１から入力される離散フーリエ変換されたデータ信号部分に等化処理（マルチユーザ検出処理）を施し、無線信号の各送信元のＵ個の送信端末２−１〜２−Ｕの端末ごとの信号をそれぞれ第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕに出力する。
次に、送信端末２−１〜２−Ｕごとに分離した信号の処理を行う受信装置１の機能ブロックの構成について、例として、送信端末２−ｕから送信された無線信号の処理を代表として説明する。
第一逆離散フーリエ変換部１７−ｕは、入力された送信端末２−ｕの信号に、Ｎポイントの逆離散フーリエ変換処理を施し、第一並／直列変換部１８−ｕに出力する。第一並／直列変換部１８−ｕは、入力された送信端末２−ｕの逆フーリエ変換後の信号に並直列変換処理を行い、シンボル抽出部１９−ｕに出力する。シンボル抽出部１９−ｕは、送信端末２−ｕが送信したデータ信号部分の推定データシンボルとして、第一並／直列変換部１８−ｕから入力される信号の中央部分Ａ個のシンボルを抜き出し、出力する。
以上が、無線通信システム１００の基本構成である。なお、図２において、細い矢印で示す結線における出力信号は、スカラーであることを示しており、白抜きの破線による太矢印で示す結線における出力信号は、行列であることを示す。
第一逆離散フーリエ変換部１７−ｕは、入力された送信端末２−ｕの信号に、Ｎポイントの逆離散フーリエ変換処理を施し、第一並／直列変換部１８−ｕに出力する。第一並／直列変換部１８−ｕは、入力された送信端末２−ｕの逆フーリエ変換後の信号に並直列変換処理を行い、シンボル抽出部１９−ｕに出力する。シンボル抽出部１９−ｕは、送信端末２−ｕが送信したデータ信号部分の推定データシンボルとして、第一並／直列変換部１８−ｕから入力される信号の中央部分Ａ個のシンボルを抜き出し、出力する。
以上が、無線通信システム１００の基本構成である。なお、図２において、細い矢印で示す結線における出力信号は、スカラーであることを示しており、白抜きの破線による太矢印で示す結線における出力信号は、行列であることを示す。
＜第１実施形態＞
次に、本発明の第１実施形態として、上述した受信装置１のウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕの構成、及び、ＳＭＩ法を適用したウェイトの推定値を算出する処理動作について図面を用いて説明する。図３は、送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイトの推定値を算出するウェイト演算部２０−ｕの内部構成を示すブロック図である。
ウェイト演算部２０−ｕは、第二直／並列変換部２０１−１−ｕ〜２０１−ＮＲ−ｕ、第二離散フーリエ変換部２０２−１−ｕ〜２０２−ＮＲ−ｕ、相関行列算出部２０３−１−ｕ〜２０３−Ｍ−ｕ、相関ベクトル算出部２０４−１−ｕ〜２０４−Ｍ−ｕ、ウェイトベクトル算出部２０５−１−ｕ〜２０５−Ｍ−ｕ、補間フィルタ演算部２０６−１−ｕ〜２０６−ＮＲ−ｕ、合成部３００−ｕを備える。また、ウェイト演算部２０−ｕは、切換部１２−１〜１２−ＮＲから入力されるパイロット信号ｘと、ウェイト演算部２０が図示しない記憶領域に予め記憶している送信端末２−ｕから送信されるパイロット信号ｙとに基づき、ＳＭＩ法を適用し、送信端末２−ｕのウェイトの推定値を算出し、等化部１６−１〜１６−Ｎに出力する。
次に、本発明の第１実施形態として、上述した受信装置１のウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕの構成、及び、ＳＭＩ法を適用したウェイトの推定値を算出する処理動作について図面を用いて説明する。図３は、送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイトの推定値を算出するウェイト演算部２０−ｕの内部構成を示すブロック図である。
ウェイト演算部２０−ｕは、第二直／並列変換部２０１−１−ｕ〜２０１−ＮＲ−ｕ、第二離散フーリエ変換部２０２−１−ｕ〜２０２−ＮＲ−ｕ、相関行列算出部２０３−１−ｕ〜２０３−Ｍ−ｕ、相関ベクトル算出部２０４−１−ｕ〜２０４−Ｍ−ｕ、ウェイトベクトル算出部２０５−１−ｕ〜２０５−Ｍ−ｕ、補間フィルタ演算部２０６−１−ｕ〜２０６−ＮＲ−ｕ、合成部３００−ｕを備える。また、ウェイト演算部２０−ｕは、切換部１２−１〜１２−ＮＲから入力されるパイロット信号ｘと、ウェイト演算部２０が図示しない記憶領域に予め記憶している送信端末２−ｕから送信されるパイロット信号ｙとに基づき、ＳＭＩ法を適用し、送信端末２−ｕのウェイトの推定値を算出し、等化部１６−１〜１６−Ｎに出力する。
ウェイト演算部２０−ｕが備える各機能ブロックの構成について、切換部１２−ｋ（ただし、ｋ＝１、２、・・・ＮＲ）から入力されるパイロット信号部分の処理手順に基づき、説明する。
第二直／並列変換部２０１−ｋ−ｕは、切換部１２−ｋから入力されるパイロット信号ｘの先頭からＭ（Ｍ＜Ｎ）個ずつの信号ごとに直並列変換を行い、直並列変換したパイロット信号ｘを第二離散フーリエ変換部２０２−ｋ−ｕに出力する。第二離散フーリエ変換部２０２−ｋ−ｕは、入力された直並列変換されたパイロット信号ｘをＭポイントの離散フーリエ変換し、パイロット信号ｘのＭ個の周波数成分を、周波数成分ごとに、相関行列算出部２０３−１−ｕ〜２０３−Ｍ−ｕと、相関ベクトル算出部２０４−１−ｕ〜２０４−Ｍ−ｕとに出力する。
第二直／並列変換部２０１−ｋ−ｕは、切換部１２−ｋから入力されるパイロット信号ｘの先頭からＭ（Ｍ＜Ｎ）個ずつの信号ごとに直並列変換を行い、直並列変換したパイロット信号ｘを第二離散フーリエ変換部２０２−ｋ−ｕに出力する。第二離散フーリエ変換部２０２−ｋ−ｕは、入力された直並列変換されたパイロット信号ｘをＭポイントの離散フーリエ変換し、パイロット信号ｘのＭ個の周波数成分を、周波数成分ごとに、相関行列算出部２０３−１−ｕ〜２０３−Ｍ−ｕと、相関ベクトル算出部２０４−１−ｕ〜２０４−Ｍ−ｕとに出力する。
第二離散フーリエ変換部２０２−１−ｕ〜２０２−ＮＲ−ｕの全てが、パイロット信号ｘの周波数成分を相関行列算出部２０３−１−ｕ〜２０３−Ｍ−ｕに出力すると、相関行列算出部２０３−ｍ−ｕ（ただし、ｍ＝１，２、・・・、Ｍ）は、入力されたパイロット信号ｘの第ｍ周波数成分から、以下に示す（式４）に基づき、第ｍ周波数成分の相関行列の推定値を算出する。ここで、上付きの「Ｈ」は、エルミート転置を示し、上付きの「＊」は、複素共役を示す。また、「Ｑ」は、パイロット信号をＭ個ずつに分割した際の、ブロック数を示す。
（式４）において、ベクトルであるハット（＾）ｘ（ｍ，ｑ）は、受信したパイロット信号ｘをＭ個ずつのブロックに分割した第ｑ番目のブロックを離散フーリエ変換した際の第ｍ周波数成分を要素とし、ＮＲ本の各アンテナにおけるパイロット信号ｘごとにＮＲ行１列に並べた「ＮＲ×１行列」のベクトルである。相関行列算出部２０３−ｍ−ｕは、算出した第ｍ周波数成分の相関行列の推定値をウェイトベクトル算出部２０５−ｍ−ｕに出力する。
また、第二離散フーリエ変換部２０２−１−ｕ〜２０２−ＮＲ−ｕの全てが、パイロット信号ｘの周波数成分を相関ベクトル算出部２０４−１−ｕ〜２０４−Ｍ−ｕに出力すると、相関ベクトル算出部２０４−ｍ−ｕ（ただし、ｍ＝１，２、・・・、Ｍ）は、入力されたパイロット信号ｘの第ｍ周波数成分と、ウェイト演算部２０−ｕの記憶部が予め記憶する送信端末２−ｕのパイロット信号ｙとから、以下に示す（式５）に基づき、相関ベクトルの推定値を算出する。
（式５）において、ハット（＾）ｙ（ｍ，ｕ，ｑ）は、送信端末２−ｕのパイロット信号ｙにおけるｑ番目のブロックを離散フーリエ変換した際の第ｍ周波数成分の値である。相関ベクトル算出部２０４−ｍ−ｕは、算出した第ｍ周波数成分の相関ベクトルの推定値をウェイトベクトル算出部２０５−ｍ−ｕに出力する。
ウェイトベクトル算出部２０５−ｍ−ｕは、入力される第ｍ周波数成分の相関行列の推定値と第ｍ周波数成分の相関ベクトルの推定値とに基づき、第ｕ番目の送信端末の第ｍ周波数成分におけるウェイトベクトルの推定値を算出する。ここで、ウェイトベクトル算出部２０５−ｍ−ｕは、ウェイトベクトルの推定値、すなわち、ハット（＾）ｗ（ｍ，ｕ）を以下に示す（式６）に基づき、算出する。
（式６）に示すように、ベクトルであるハット（＾）ｗ（ｍ，ｕ）は、アンテナ１０−ｎｒ（ただし、ｎｒ＝１，２、・・・、ＮＲ）のウェイトの推定値のハット（＾）ｗｎｒ（ｍ，ｕ）を要素とする「ＮＲ行１列」の行列となる。ウェイトベクトル算出部２０５−ｍ−ｕは、（式６）に基づき算出した第ｍ周波数成分におけるウェイトベクトルの推定値のハット（＾）ｗ（ｍ，ｕ）うち、ハット（＾）ｗｎｒ（ｍ，ｕ）を補間フィルタ演算部２０６−ｎｒ−ｕに出力する。
ここで、ウェイトベクトル算出部２０５−ｍ−ｕが算出するウェイトベクトルの推定値の（＾）ｗ（ｍ，ｕ）のポイント数Ｍは、等化部１６−１〜１６−Ｎにおいて行う等化処理に必要なポイント数Ｎより小さいため、補間処理が必要となる。補間フィルタ演算部２０６−ｎｒ−ｕは、ポイント数Ｍのウェイトベクトルの推定値に補間処理を行い、Ｎ個の周波数成分を推定したウェイトベクトルの推定値を算出する。
補間フィルタ演算部２０６−ｎｒ−ｕは、入力されるアンテナ１０−ｎｒのＭ個のウェイトの推定値の周波数成分の（＾）ｗｎｒ（ｍ，ｕ）に、ｎ次（ｎ＝１，２，・・・）の補間フィルタを適用し、第１周波数成分から第Ｎ周波数成分までのウェイトの推定値を算出する。補間フィルタ演算部２０６−ｎｒ−ｕは、アンテナ１０−ｎｒにおける第１周波数成分から第Ｎ周波数成分までのＮポイントのウェイトの推定値を、合成部３００−ｕに出力する。合成部３００−ｕは、全ての補間フィルタ演算部２０６−１−ｕ〜２０６−ＮＲ−ｕから、ウェイトの推定値が入力されると、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲのウェイトの推定値を周波数成分ごとにまとめたウェイトの推定値を等化部１６−１〜１６−Ｎに出力する。具体的には、合成部３００−ｕは、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲのウェイトの推定値の各々第ｋ周波数成分を束ねたデータを第ｋ周波数成分のウェイトの推定値として、等化部１６−ｋ（ただし、ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）に出力する。
ここで、補間フィルタ演算部２０６−１−ｕ〜２０６−ＮＲ−ｕにおいて補間フィルタを適用することにより、アンテナ１０−ｎｒにおける第１周波数成分から、第Ｍ周波数成分までのＭポイントのウェイトの推定値から、等化部１６−１〜１６−Ｎに出力するＮポイント（Ｍ＜Ｎ）のウェイトの推定値を出力することとができる。
ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕにおいて、「Ｍ＜Ｎ」となることから、パイロット信号ｘ、及び、パイロット信号ｙをＭ個ずつに分割したブロック数Ｑと、パイロット信号ｘ、及び、パイロット信号ｙをＮ個ずつに分割したブロック数Ｐとは、「Ｐ＜Ｑ」の関係となる。したがって、サンプル数がブロック数Ｑ（ただし、Ｐ＜Ｑ）となり、サンプル数が増えることにより、ＳＭＩにおける相関行列の推定値の算出、及び、相関ベクトルの推定値の算出において、推定精度が向上するという効果がある。さらに、この相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき算出されるウェイトベクトルの推定値についても推定精度が向上することとなる。
＜第２実施形態＞
次に、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕの異なる形態となるウェイト演算部２１−１〜２１−Ｕを第２の実施形態として図面を用いて説明する。図４は、第２実施形態における送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイト演算部２１−ｕ（ただし、ｕ＝１，２，・・・，Ｕ）の構成を示すブロック図である。なお、図４のウェイト演算部２１−ｕにおいて、図３ウェイト演算部２０−ｕと同様の動作をする機能ブロックには同一の符号を付し、異なる部分について説明する。
次に、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕの異なる形態となるウェイト演算部２１−１〜２１−Ｕを第２の実施形態として図面を用いて説明する。図４は、第２実施形態における送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイト演算部２１−ｕ（ただし、ｕ＝１，２，・・・，Ｕ）の構成を示すブロック図である。なお、図４のウェイト演算部２１−ｕにおいて、図３ウェイト演算部２０−ｕと同様の動作をする機能ブロックには同一の符号を付し、異なる部分について説明する。
第２実施形態において、ウェイトベクトル算出部２０５−１−ｕ〜２０５−Ｍ−ｕは、第１実施形態と同様に、Ｎポイントより少ないＭポイントのウェイトの推定値を第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−ｕ〜２０７−ＮＲ−ｕに出力する。ウェイト演算部２１−ｕは、このＭポイントのウェイトの推定値をＮポイントのウェイトの推定値に補間する方法として、離散フーリエ変換を用いた補間方法を用いる点がウェイト演算部２０−ｕと異なる。
図４において、ウェイト演算部２１−ｕは、ウェイト演算部２０−ｕの補間フィルタ演算部２０６−１−ｕ〜２０６−ＮＲ−ｕに代えて、第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−ｕ〜２０７−ＮＲ−ｕ、零挿入部２０８−１−ｕ〜２０８−ＮＲ−ｕ、第三離散フーリエ変換部２０９−１−ｕ〜２０９−ＮＲ−ｕを備える。
第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕ（ただし、ｎｒ＝１，２、・・・、ＮＲ）は、ウェイトベクトル算出部２０５−１−ｕ〜２０５−Ｍ−ｕから入力される、アンテナ１０−ｎｒのＭ個のウェイトの推定値の周波数成分の（＾）ｗｎｒ（ｍ，ｕ）に対し、Ｍポイントの逆離散フーリエ変換を行い、一旦、時間領域のＭ個のウェイトに変換する。第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕは、変換したウェイトの推定値であるＭ個の時間領域のウェイトの推定値を零挿入部２０８−ｎｒ−ｕに出力する。
第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕ（ただし、ｎｒ＝１，２、・・・、ＮＲ）は、ウェイトベクトル算出部２０５−１−ｕ〜２０５−Ｍ−ｕから入力される、アンテナ１０−ｎｒのＭ個のウェイトの推定値の周波数成分の（＾）ｗｎｒ（ｍ，ｕ）に対し、Ｍポイントの逆離散フーリエ変換を行い、一旦、時間領域のＭ個のウェイトに変換する。第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕは、変換したウェイトの推定値であるＭ個の時間領域のウェイトの推定値を零挿入部２０８−ｎｒ−ｕに出力する。
零挿入部２０８−ｎｒ−ｕは、Ｍ個のウェイトの推定値に対し、時間領域方向の中心に「Ｎ−Ｍ」個の値「０（ゼロ）」を挿入し、挿入したＮ個の時間領域のウェイトの推定値を第三離散フーリエ変換部２０９−ｎｒ−ｕに出力する。
第三離散フーリエ変換部２０９−ｎｒ−ｕは、入力されたＮ個の時間領域のウェイトの推定値をＮポイントの離散フーリエ変換し、算出したアンテナ１０−ｎｒにおける第１周波数成分から第Ｎ周波数成分までのＮポイントのウェイトの推定値を、合成部３００−ｕに出力する。合成部３００−ｕは、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲのウェイトの推定値の各々第ｋ周波数成分を束ねたデータを第ｋ周波数成分のウェイトの推定値として、等化部１６−ｋ（ただし、ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）に出力する。
第三離散フーリエ変換部２０９−ｎｒ−ｕは、入力されたＮ個の時間領域のウェイトの推定値をＮポイントの離散フーリエ変換し、算出したアンテナ１０−ｎｒにおける第１周波数成分から第Ｎ周波数成分までのＮポイントのウェイトの推定値を、合成部３００−ｕに出力する。合成部３００−ｕは、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲのウェイトの推定値の各々第ｋ周波数成分を束ねたデータを第ｋ周波数成分のウェイトの推定値として、等化部１６−ｋ（ただし、ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）に出力する。
上述したように、ウェイトをＭポイントで推定しても、フーリエ変換を用いて、Ｎポイントに補間でき、Ｎ個のウェイトの推定値を算出することが可能になるという効果がある。
＜第３実施形態＞
次に、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕの異なる形態となるウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕを第３の実施形態として図面を用いて説明する。第３実施形態において、送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイト演算部２２−ｕは、切換部１２−１〜１２−ＮＲから入力されるパイロット信号ｘを、Ｍ個ずつを１ブロックとして分割する際、Ｚ（ただし、Ｚ＜Ｍ）個ずつ先頭位置をずらしたブロックを用いてウェイトの推定値を算出する点がウェイト演算部２０−ｕと異なる。このブロックは、ＤＦＴ（discrete Fourier transform、離散フーリエ変換）ウインドウとも記載する。
次に、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕの異なる形態となるウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕを第３の実施形態として図面を用いて説明する。第３実施形態において、送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイト演算部２２−ｕは、切換部１２−１〜１２−ＮＲから入力されるパイロット信号ｘを、Ｍ個ずつを１ブロックとして分割する際、Ｚ（ただし、Ｚ＜Ｍ）個ずつ先頭位置をずらしたブロックを用いてウェイトの推定値を算出する点がウェイト演算部２０−ｕと異なる。このブロックは、ＤＦＴ（discrete Fourier transform、離散フーリエ変換）ウインドウとも記載する。
図５は、入力される受信したパイロット信号部分であるパイロット信号ｘにおける各ブロック（ＤＦＴウインドウ）間の関係を示す概念図である。パイロット信号ｘにおいて、ｑ番目のブロックは、（ｑ−１）番目のブロックの先頭から、Ｚ個シフトした位置を先頭とするＭ個分の信号で構成される。同様に、（ｑ＋１）番目のブロックは、（ｑ−１）番目のブロックの先頭から、Ｚ個シフトした位置を先頭とするＭ個の信号で構成される。
図６は、第３実施形態におけるウェイト演算部２２−ｕの構成を示すブロック図である。なお、ウェイト演算部２２−ｕにおいて、ウェイト演算部２０−ｕと同様の動作をする機能ブロックには同一の符号を付し、異なる部分について説明する。ウェイト演算部２２−ｕは、第二直／並列変換部２０１−ｎｒ−ｕ（ただし、ｎｒ＝１，２、・・・、ＮＲ）の前に、第二記憶部２００−ｎｒ−ｕをさらに備える点がウェイト演算部２０と異なる。
第二記憶部２００−ｎｒ−ｕは、切換部１２−ｎｒから入力されるパイロット信号ｘを記憶し、図５に示すように、記憶したパイロット信号ｘをＺ個ずつシフトさせながらＭ個ずつの信号で構成されるブロックを順次、第二直／並列変換部２０１−ｎｒ−ｕに出力する。
第二記憶部２００−ｎｒ−ｕは、切換部１２−ｎｒから入力されるパイロット信号ｘを記憶し、図５に示すように、記憶したパイロット信号ｘをＺ個ずつシフトさせながらＭ個ずつの信号で構成されるブロックを順次、第二直／並列変換部２０１−ｎｒ−ｕに出力する。
ここで、パイロット信号ｘのＭ個の信号で構成される各ブロックをＺ個ずつシフトさせた総ブロック数をＲとすると、このブロック数Ｒと、ウェイト演算部２０−ｕにおけるパイロット信号ｘをＭ個ずつに分割したブロック数Ｑとは、「Ｑ＜Ｒ」の関係となる。したがって、サンプル数がブロック数Ｒ（ただし、Ｑ＜Ｒ）となり、さらにサンプル数が増えることにより、ＳＭＩにおける相関行列の推定値の算出、及び、相関ベクトルの推定値の算出推定精度が、第１実施形態におけるウェイト演算部２０−ｕに比してさらに向上するという効果がある。さらに、この相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき算出されるウェイトベクトルの推定値についても推定精度が向上することとなる。
＜第４実施形態＞
また、第４の実施形態として、上述した第２実施形態のウェイト演算部２１−１〜２１−Ｕに、第３実施形態の第二記憶部２００−１−ｕ〜２００−ＮＲ−ｕを適用したウェイト演算部２３−１〜２３−Ｕを図面を用いて説明する。図７は、第２実施形態に、第３実施形態の第二記憶部２００−１−ｕ〜２００−ＮＲ−ｕを適用した、送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイト演算部２３−ｕの構成を示すブロック図である。なお、ウェイト演算部２３−ｕにおいて、ウェイト演算部２０−ｕ、ウェイト演算部２１−ｕ、及び、ウェイト演算部２２−ｕと同様の動作をする機能ブロックには同一の符号を付してある。
図７において、ウェイト演算部２３−ｕは、第二直／並列変換部２０１−ｎｒ−ｕ（ただし、ｎｒ＝１，２、・・・、ＮＲ）の前に、第二記憶部２００−ｎｒ−ｕをさらに備える点がウェイト演算部２１−ｕと異なる。
また、第４の実施形態として、上述した第２実施形態のウェイト演算部２１−１〜２１−Ｕに、第３実施形態の第二記憶部２００−１−ｕ〜２００−ＮＲ−ｕを適用したウェイト演算部２３−１〜２３−Ｕを図面を用いて説明する。図７は、第２実施形態に、第３実施形態の第二記憶部２００−１−ｕ〜２００−ＮＲ−ｕを適用した、送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイト演算部２３−ｕの構成を示すブロック図である。なお、ウェイト演算部２３−ｕにおいて、ウェイト演算部２０−ｕ、ウェイト演算部２１−ｕ、及び、ウェイト演算部２２−ｕと同様の動作をする機能ブロックには同一の符号を付してある。
図７において、ウェイト演算部２３−ｕは、第二直／並列変換部２０１−ｎｒ−ｕ（ただし、ｎｒ＝１，２、・・・、ＮＲ）の前に、第二記憶部２００−ｎｒ−ｕをさらに備える点がウェイト演算部２１−ｕと異なる。
上述した第４実施形態の構成によれば、第３実施形態と同様に、サンプル数がブロック数Ｒ（ただし、Ｑ＜Ｒ）となり、サンプル数が増えることにより、ＳＭＩにおける相関行列の推定値の算出、及び、相関ベクトルの推定値の算出推定精度が、第１実施形態におけるウェイト演算部２０−ｕに比してさらに向上する。
さらに、上述した第２実施形態と同様に、ウェイト演算部２３−ｕは、逆離散フーリエ変換されたＭ個の時間領域のウェイトの推定値の中心に「Ｎ−Ｍ」個のゼロの値を挿入し、挿入したＮ個のウェイトの推定値を離散フーリエ変換することにより、Ｎポイントのウェイトの推定値を算出するため、真のウェイトを逆離散フーリエ変換した場合のインパルス応答の特性を考慮したＮポイントのウェイトの推定値を算出することが可能になるという効果がある。
これにより、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき算出されるウェイトベクトルの推定値の推定精度が第２実施形態と第３実施形態とに比してさらに向上するという効果がある。
これにより、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき算出されるウェイトベクトルの推定値の推定精度が第２実施形態と第３実施形態とに比してさらに向上するという効果がある。
なお、上述した第１実施形態から第４実施形態において、受信装置１に対し、送信端末２−１〜２−Ｕ全てが同時に同一周波数で無線信号を送信する場合の信号処理例を説明したが、これに限られず、例えば、送信端末２−１〜２−Ｕのいずれか単体で受信装置１に無線信号を送信する場合にあっても、本発明を適用可能である。さらに、送信端末２−１〜２−Ｕのいずれか単体が受信装置１に無線信号を送信する際、受信装置１は、例えば、アンテナ１０−１のみなど、アンテナを一本のみ備えることとしても、本発明を適用可能である。
これにより、無線信号の伝搬路において、歪んだ信号スペクトルが一つの端末から送信された場合であっても、高精度に等化用ウェイトの推定値を算出し、算出したウェイトを用いて等化処理を行うことにより、元の信号スペクトルを高精度に推定することが可能になるという効果がある。
また、各送信端末２−１〜２−Ｕが、複数の送信アンテナを有する場合にも本発明を適用可能である。
また、各送信端末２−１〜２−Ｕが、複数の送信アンテナを有する場合にも本発明を適用可能である。
また、図５において、ＤＦＴウインドウの幅であるＭは、シフトする幅Ｚの整数倍、すなわち、「Ｍ＝３Ｚ」の幅となる図になっているが、これに限られず、ＭとＺとは、「Ｚ＜Ｍ」を満たせば、いずれのポイント数であってもよい。
また、第２実施形態のウェイト演算部２１−１〜２１−Ｕ、若しくは、第４実施形態のウェイト演算部２３−１〜２３−Ｕにおいて、零挿入部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕに代えて、ｎ次の補間フィルタを用い、逆離散フーリエ変換されたＭ個の時間領域のウェイトの推定値の中心に「Ｎ−Ｍ」個の値を挿入することとしてもよい。
また、第２実施形態のウェイト演算部２１−１〜２１−Ｕ、若しくは、第４実施形態のウェイト演算部２３−１〜２３−Ｕにおいて、零挿入部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕに代えて、ｎ次の補間フィルタを用い、逆離散フーリエ変換されたＭ個の時間領域のウェイトの推定値の中心に「Ｎ−Ｍ」個の値を挿入することとしてもよい。
また、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲ、第二離散フーリエ変換部２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ、第三離散フーリエ変換部２０９−１−１〜２０９−ＮＲ−Ｕにおいて、離散フーリエ変換を行うこととしたが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））を行うこととしてもよい。
また、第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕ、第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕにおいて、逆離散フーリエ変換を行うこととしたが、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ（Inverse FFT））を行うこととしてもよい。
また、第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕ、第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕにおいて、逆離散フーリエ変換を行うこととしたが、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ（Inverse FFT））を行うこととしてもよい。
また、第１実施形態から第４実施形態において、Ｍポイントの固定ポイント数で離散フーリエ変換、逆離散フーリエ変換を行うこととしたが、受信装置１に無線信号の伝搬路の状況情報を入力し、入力された状況情報に基づき、ポイント数Ｍの値を変更することとしてもよい。例えば、伝搬路の状況情報は、受信装置１が算出するウェイトの推定値に基づき、伝搬路の状況情報を判定し、Ｍの値を変更する状況情報判定部を受信装置１に備えることでもよいし、外部から状況情報が入力され、Ｍの値を変更するポイント数判定部を受信装置１が備えることでもよい。
また、第１実施形態から第４実施形態において、例としてシングルキャリア伝送におけるウェイトの推定値の算出について説明したが、マルチキャリア伝送においても本発明を適用可能である。
また、ガードインターバル（ＧＩ）を用いない広帯域信号伝送を例に説明したが、ＧＩを用いた場合であっても適用可能である。
また、ガードインターバル（ＧＩ）を用いない広帯域信号伝送を例に説明したが、ＧＩを用いた場合であっても適用可能である。
また、例えば、従来技術と同様に、図１の無線通信システム１００において、各送信端末２−１〜２−Ｕの無線信号の送信タイミングについて、各無線信号のパイロット信号部分の送信時間に他の無線信号が重複しないように受信装置１が送信タイミングを制御することも可能である。
図８は、受信装置１によって制御された送信端末２−１〜２−３からの無線信号の送信タイミングの一例を示す。時刻ｔ＝ｔ０において、送信端末２−１が、パイロット信号部分と、データ信号部分とで構成される無線信号の送信を開始する。このとき、パイロット信号部分の送信時間幅は時刻ｔ０〜ｔ１までの時間幅Ｔｐとする。また、送信端末２−２は、ｔ０から時間幅Ｔ２（ただし、Ｔｐ≦Ｔ２）が経過した時刻ｔ＝ｔ２において、無線信号の送信を開始する。
このとき、時刻ｔ２〜ｔ３までの時間幅が、送信端末２−２におけるパイロット信号部分の送信時間幅となる。送信端末２−３は、送信端末２−２の無線信号の送信開始時刻ｔ２から時間幅Ｔ３（ただし、Ｔｐ≦Ｔ３）が経過した時刻ｔ＝ｔ４において、無線信号の送信を開始する。
このように、受信装置１が、各送信端末２−１〜２−Ｕに対して、送信タイミングを制御する場合、送信端末２−１〜２−Ｕから受信する各パイロット信号部分において、他からの干渉信号成分が一定となる。この従来の信号送信タイミング制御を用いた受信装置に対し、本発明のウェイト演算装置を適用することにより、さらにウェイトの推定値の精度を向上させることが可能になるという効果がある。
このように、受信装置１が、各送信端末２−１〜２−Ｕに対して、送信タイミングを制御する場合、送信端末２−１〜２−Ｕから受信する各パイロット信号部分において、他からの干渉信号成分が一定となる。この従来の信号送信タイミング制御を用いた受信装置に対し、本発明のウェイト演算装置を適用することにより、さらにウェイトの推定値の精度を向上させることが可能になるという効果がある。
上述のように、本発明を適用することにより、無線信号の受信装置は、少ないパイロット信号数でＳＭＩを用いてウェイトを推定する際、パイロット信号をデータ信号に比して細かく分割してサンプル数を増やすことにより、高精度にウェイトの推定値を算出することが可能になる。
なお、上述の受信装置１、及び、送信端末２−１〜２−Ｕは、内部にコンピュータシステムを有している。そして、受信装置１の無線部１１−１〜１１−ＮＲ、切換部１２−１〜１２−ＮＲ、第一記憶部１３−１〜１３−ＮＲ、第一直／並列変換部１４−１〜１４−ＮＲ、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲ、等化部１６−１〜１６−Ｎ、第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕ、第一並／直列変換部１８−１〜１８−Ｕ、シンボル抽出部１９−１〜１９−Ｕ、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕにおける第二記憶部２００−１−１〜２００−ＮＲ−Ｕ、第二直／並列変換部２０１−１−１〜２０１−ＮＲ−Ｕ、第二離散フーリエ変換部２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ、相関行列算出部２０３−１−１〜２０３−Ｍ−Ｕ、相関ベクトル算出部２０４−１−１〜２０４−Ｍ−Ｕ、ウェイトベクトル算出部２０５−１−１〜２０５−Ｍ−Ｕ、補間フィルタ演算部２０６−１−１〜２０６−ＮＲ−Ｕ、第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕ、零挿入部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕ、第三離散フーリエ変換部２０９−１−１〜２０９−ＮＲ−Ｕ、合成部３００−１〜３００−Ｕの動作の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータシステムが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＣＰＵ及び各種メモリやＯＳ、周辺機器等のハードウェアを含むものである。
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、図３に示すウェイト演算部２０−ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図４に示すウェイト演算部２１−ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図６に示すウェイト演算部２２−ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図７に示すウェイト演算部２３−ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、受信装置が等化処理を行う際に用いるウェイトの推定値を算出する処理を行ってもよい。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等の書き込み可能な不揮発性メモリ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。
また、図３に示すウェイト演算部２０−ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図４に示すウェイト演算部２１−ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図６に示すウェイト演算部２２−ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図７に示すウェイト演算部２３−ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、受信装置が等化処理を行う際に用いるウェイトの推定値を算出する処理を行ってもよい。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等の書き込み可能な不揮発性メモリ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。
さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（例えばＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory））のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組合せで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組合せで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。
１、１ａ 受信装置
１０−１〜１０−ＮＲ、１１０−１〜１１０−ＮＲ アンテナ
１１−１〜１１−ＮＲ、１１１−１〜１１１−ＮＲ 無線部
１２−１〜１２−ＮＲ、１１２−１〜１１２−ＮＲ 切換部
１３−１〜１３−ＮＲ 第一記憶部
１４−１〜１４−ＮＲ 第一直／並列変換部
１５−１〜１５−ＮＲ 第一離散フーリエ変換部
１６−１〜１６−Ｎ、１１６−１〜１１６−Ｎ 等化部
１７−１〜１７−Ｕ 第一逆離散フーリエ変換部
１８−１〜１８−Ｕ 第一並／直列変換部
１９−１〜１９−Ｕ、１１９−１〜１１９−Ｕ シンボル抽出部
１１３−１〜１１３−ＮＲ 記憶部
１１４−１〜１１４−ＮＲ 直／並列変換部
１１５−１〜１１５−ＮＲ 離散フーリエ変換部
１１７−１〜１１７−Ｕ 逆離散フーリエ変換部
１１８−１〜１１８−Ｕ 並／直列変換部
２０−１〜２０−Ｕ、２１−１〜２１−Ｕ、２２−１〜２２−Ｕ、２３−１〜２３−Ｕ、１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕ ウェイト演算部
２００−１−１〜２００−ＮＲ−Ｕ 第二記憶部
２０１−１−１〜２０１−ＮＲ−Ｕ 第二直／並列変換部
２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ 第二離散フーリエ変換部
２０３−１−１〜２０３−Ｍ−Ｕ、１２３−１−１〜１２３−Ｎ−Ｕ 相関行列算出部
２０４−１−１〜２０４−Ｍ−Ｕ、１２４−１−１〜１２４−Ｎ−Ｕ 相関ベクトル算出部
２０５−１−１〜２０５−Ｍ−Ｕ、１２５−１−１〜１２５−Ｎ−Ｕ ウェイトベクトル算出部
２０６−１−１〜２０６−ＮＲ−Ｕ 補間フィルタ演算部
２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕ 第二逆離散フーリエ変換部
２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕ 零挿入部
２０９−１−１〜２０９−ＮＲ−Ｕ 第三離散フーリエ変換部
３００−１〜３００−Ｕ 合成部
２−１〜２−Ｕ 送信端末
１００ 無線通信システム
１０−１〜１０−ＮＲ、１１０−１〜１１０−ＮＲ アンテナ
１１−１〜１１−ＮＲ、１１１−１〜１１１−ＮＲ 無線部
１２−１〜１２−ＮＲ、１１２−１〜１１２−ＮＲ 切換部
１３−１〜１３−ＮＲ 第一記憶部
１４−１〜１４−ＮＲ 第一直／並列変換部
１５−１〜１５−ＮＲ 第一離散フーリエ変換部
１６−１〜１６−Ｎ、１１６−１〜１１６−Ｎ 等化部
１７−１〜１７−Ｕ 第一逆離散フーリエ変換部
１８−１〜１８−Ｕ 第一並／直列変換部
１９−１〜１９−Ｕ、１１９−１〜１１９−Ｕ シンボル抽出部
１１３−１〜１１３−ＮＲ 記憶部
１１４−１〜１１４−ＮＲ 直／並列変換部
１１５−１〜１１５−ＮＲ 離散フーリエ変換部
１１７−１〜１１７−Ｕ 逆離散フーリエ変換部
１１８−１〜１１８−Ｕ 並／直列変換部
２０−１〜２０−Ｕ、２１−１〜２１−Ｕ、２２−１〜２２−Ｕ、２３−１〜２３−Ｕ、１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕ ウェイト演算部
２００−１−１〜２００−ＮＲ−Ｕ 第二記憶部
２０１−１−１〜２０１−ＮＲ−Ｕ 第二直／並列変換部
２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ 第二離散フーリエ変換部
２０３−１−１〜２０３−Ｍ−Ｕ、１２３−１−１〜１２３−Ｎ−Ｕ 相関行列算出部
２０４−１−１〜２０４−Ｍ−Ｕ、１２４−１−１〜１２４−Ｎ−Ｕ 相関ベクトル算出部
２０５−１−１〜２０５−Ｍ−Ｕ、１２５−１−１〜１２５−Ｎ−Ｕ ウェイトベクトル算出部
２０６−１−１〜２０６−ＮＲ−Ｕ 補間フィルタ演算部
２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕ 第二逆離散フーリエ変換部
２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕ 零挿入部
２０９−１−１〜２０９−ＮＲ−Ｕ 第三離散フーリエ変換部
３００−１〜３００−Ｕ 合成部
２−１〜２−Ｕ 送信端末
１００ 無線通信システム
Claims (6)
- 同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む前記無線信号の前記パイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、前記データ信号部分を直並列変換し、直並列変換されたデータ信号部分にＮポイントのフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換されたデータ信号部分を前記ウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置であって、
前記ウェイト演算装置は、
入力される前記無線信号の前記パイロット信号部分を直並列変換する直並列変換手段と、
前記直並列変換手段により直並列変換されるパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段によりフーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、
前記フーリエ変換手段によりフーリエ変換されるパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、前記受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出する相関ベクトル算出手段と、
前記相関行列の推定値と、前記相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出手段と、
前記ウェイト値の第２の推定値のＭ個の周波数成分を補間する補間フィルタを適用し、このＭ個の周波数成分を補間して得られるＮ個の周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力する補間フィルタ演算手段とを備える
ことを特徴とするウェイト演算装置。 - 同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む前記無線信号の前記パイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、前記データ信号部分を直並列変換し、直並列変換されたデータ信号部分にＮポイントのフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換されたデータ信号部分を前記ウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置であって、
前記ウェイト演算装置は、
入力される前記無線信号の前記パイロット信号部分を直並列変換する直並列変換手段と、
前記直並列変換手段により直並列変換されるパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段によりフーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトル相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、
前記フーリエ変換手段によりフーリエ変換されるパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、前記受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出する相関ベクトル算出手段と、
前記相関行列の推定値と、前記相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出手段と、
前記ウェイト値の第２の推定値に逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換手段と、
前記逆フーリエ変換手段により変換されるウェイト値の第２の推定値の中心に（Ｎ−Ｍ）個の零の値を挿入する零挿入手段と、
前記零挿入手段により零を挿入されるウェイト値の第２の推定値にフーリエ変換を行い、周波数成分がＮ個であるウェイト値の第１の推定値を算出する第２のフーリエ変換手段とを備える
ことを特徴とするウェイト演算装置。 - 前記ウェイト演算装置は、
前記直並列変換手段の前にバッファ手段をさらに備え、
前記バッファ手段が、入力される前記パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｍ）ずつシフトさせながら、バッファした前記パイロット信号をＭポイントずつ前記直並列変換手段に出力する
ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載のウェイト演算装置。 - 同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む前記無線信号の前記パイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、前記データ信号部分を直並列変換し、直並列変換されたデータ信号部分にＮポイントのフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換されたデータ信号部分を前記ウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置におけるウェイト演算方法であって、
前記ウェイト演算装置が、
入力される前記無線信号の前記パイロット信号部分を直並列変換する直並列変換過程と、
直並列変換されたパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行うフーリエ変換過程と、
フーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出過程と、
フーリエ変換されたパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、前記受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出する相関ベクトル算出過程と、
前記相関行列の推定値と、前記相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出過程と、
前記ウェイト値の第２の推定値のＭ個の周波数成分を補間する補間フィルタを適用し、このＭ個の周波数成分を補間して得られるＮ個の周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力する補間フィルタ演算過程と
を有することを特徴とするウェイト演算方法。 - 同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む前記無線信号の前記パイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、前記データ信号部分を直並列変換し、直並列変換されたデータ信号部分にＮポイントのフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換されたデータ信号部分を前記ウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置におけるウェイト演算方法であって、
前記ウェイト演算装置が、
入力される前記無線信号の前記パイロット信号部分を直並列変換する直並列変換過程と、
直並列変換されたパイロット信号部分の信号列に対して前記データ信号部分に対するフーリエ変換のポイント数であるＮよりも少ないＭ個ずつの信号ごとにフーリエ変換を行うフーリエ変換過程と、
フーリエ変換されたパイロット信号部分を周波数成分ごとに合成して、各アンテナ素子により受信される無線信号を要素とする受信信号ベクトルの相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出過程と、
フーリエ変換されたパイロット信号と、既知のパイロット信号とに基づき、周波数成分ごとに、前記受信信号ベクトルと既知信号ベクトルとの相関ベクトルの推定値を算出する相関ベクトル算出過程と、
前記相関行列の推定値と、前記相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出過程と、
前記ウェイト値の第２の推定値に逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換過程と、
逆フーリエ変換されたウェイト値の第２の推定値の中心に（Ｎ−Ｍ）個の零の値を挿入する零挿入過程と、
零を挿入されたウェイト値の第２の推定値にフーリエ変換を行い、周波数成分がＮ個であるウェイト値の第１の推定値を算出する第２のフーリエ変換過程と
を有することを特徴とするウェイト演算方法。 - 前記ウェイト演算方法は、
前記直並列変換過程の前に、入力される前記パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｍ）ずつシフトさせながら、バッファした前記パイロット信号をＭポイントずつ出力するバッファ過程を有する
ことを特徴とする請求項４又は５のいずれかに記載のウェイト演算方法。
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