JP4691119B2 - ウェイト演算装置、及び、ウェイト演算方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムにおける無線信号を受信する受信装置のウェイト演算装置、及び、ウェイト演算方法に関する。

近年、無線通信技術の一つに、ガードインターバル（ＧＩ）が不要となる広帯域シングルキャリア伝送方法がある。この広帯域シングルキャリア伝送において、無線信号の受信装置は、複数の受信アンテナ（アンテナアレー）を備え、複数の送信端末から送信された無線信号を送信端末ごとの信号に分離する処理を行う（例えば、非特許文献１）。

複数の送信端末が同時刻同一周波数で空間的に多重してアクセスする場合、受信装置は、受信信号に対して、高精度に等化用ウェイトの推定値を算出し、算出したウェイトを用いて等化（マルチユーザ検出）処理を行い、信号を分離する。また、受信信号を送信した送信端末が単数である場合であっても、無線信号の伝搬路において、信号スペクトルが歪んでしまうため、受信した無線信号の信号スペクトルの歪みを補正するために、高精度に等化用ウェイトの推定値を算出し、算出したウェイトを用いて等化（マルチユーザ検出）処理を行う。
このウェイトの推定値の算出方法の一つにＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）がある。以下、ＳＭＩによるウェイトの推定値の算出手順について、図面を用いて説明する。

図９は、ＮＲ本のアンテナを備えたシングルキャリア受信機である受信装置１ａの構成例を示すブロック図である。図９において、受信装置１ａは、アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲと、無線部１１１−１〜１１１−ＮＲと、切換部１１２−１〜１１２−ＮＲと、記憶部１１３−１〜１１３−ＮＲと、直／並列変換部１１４−１〜１１４−ＮＲと、離散フーリエ変換部１１５−１〜１１５−ＮＲと、等化部１１６−１〜１１６−Ｎと、逆離散フーリエ変換部１１７−１〜１１７−Ｕと、並／直列変換部１１８−１〜１１８−Ｕと、シンボル抽出部１１９−１〜１１９−Ｕと、ウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕとを備える。

図９において、アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲは、無線信号を受信する受信アンテナである。また、図１０は、先頭部分に時間多重するパイロット信号部分と、データ信号部分とを含む無線信号のデータ構成例である（例えば、非特許文献２、非特許文献３）。ＳＭＩにおいて、受信装置１ａは、各送信端末から送信されるパイロット信号ｙを予めウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕの図示しない記憶領域に記憶している。また、受信装置１ａが受信した無線信号のパイロット信号部分をパイロット信号ｘとして説明する。

受信装置１ａで受信される無線信号は、ＮＲ本のアンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲにより受信され、アンテナごとに信号処理される。以下、アンテナごとに、同様の処理を行う処理手順については、アンテナ１１０−１で受信される無線信号を代表として説明する。アンテナ１１０−１が受信した無線信号は、無線部１１１−１でベースバンド信号に変換された後、アナログ／デジタル変換され、切換部１１２−１に出力される。切換部１１２−１は、入力されたデジタル信号のデータ信号部分を記憶部１１３−１に出力し、パイロット信号部分をパイロット信号ｘとして直／並列変換部１１４−１に出力する。

次に、パイロット信号部分とデータ信号部分との処理を、各々信号ごとに説明する。
パイロット信号ｘの処理において、直／並列変換部１１４−１が、デジタル信号化されたパイロット信号ｘをＮ個ずつ直並列変換したのち、離散フーリエ変換部１１５−１が、Ｎポイントの離散フーリエ変換を施すことにより、処理対象のパイロット信号部分は、Ｎ個の周波数成分に変換される。そして、離散フーリエ変換部１１５−１は、周波数成分に変換したパイロット信号部分を、周波数成分ごとにウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕに出力する。

このパイロット信号ｘを離散フーリエ変換するまでの処理が、アンテナごとに、アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲが受信する全ての無線信号に対して実行されると、ウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕは、離散フーリエ変換部１１５−１〜１１５−ＮＲからの入力に基づき、等化処理に用いるウェイトを算出し、算出したウェイトを等化部１１６−１〜１１６−Ｎに出力する。

次に、データ信号部分の処理について説明する。記憶部１１３−１は、切換部１１２−１から入力されるデータ信号部分記憶し、記憶したデータ信号部分をＡ個ずつシフトさせながらＮ個ずつ順次、直／並列変換部１１４−１に出力する。直／並列変換部１１４−１は、Ｎ個ずつ入力されるデータ信号部分を直並列変換したのち、離散フーリエ変換部１１５−１が、Ｎポイントのフーリエ変換を施すことにより、処理対象のデータ信号部分をＮ個の周波数成分に変換し、周波数成分ごとに等化部１１６−１〜１１６−Ｎに出力する。

このデータ信号部分の処理が、アンテナごとに、アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲが受信する全ての無線信号に対して実行されると、等化部１１６−１〜１１６−Ｎは、ウェイト演算部１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕが入力するウェイトに基づき、周波数成分ごとのデータ信号部分を等化、すなわち、無線信号の送信元の端末ごとの信号に分離する。

等化部１１６−１〜１１６−Ｎは、端末ごとに分離した信号を、逆離散フーリエ変換部１１７−１〜１１７−Ｕに出力し、逆離散フーリエ変換部１１７−１〜１１７−Ｕは、入力された信号を逆離散フーリエ変換することにより、時間信号に変換する。逆離散フーリエ変換部１１７−１〜１１７−Ｕが変換した時間信号を、並／直列変換部１１８−１〜１１８−Ｕが送信元の端末ごとに時間系列信号に変換し、シンボル抽出部１１９−１〜１１９−Ｕが誤りの少ない中央部分のＡ個のシンボルを抽出し、推定送信信号として出力する。

次に、ウェイト演算部１２０−１−ｕ〜１２０−Ｎ−ｕ（ただし、ｕ＝１、２、・・・、ｕ）が行うＳＭＩ（例えば、非特許文献４）を用いた第ｕ端末の信号を検出するためのウェイトの推定値の算出処理について、図面を用いて説明する。図１１は、ウェイト演算部１２０−ｋ−ｕ（ただし、ｋ＝１、２、・・・、Ｎ）の内部構成の例を示すブロック図である。ウェイト演算部１２０−ｋ−ｕは、相関行列算出部１２３−ｋ−ｕと、相関ベクトル算出部１２４−ｋ−ｕと、ウェイトベクトル算出部１２５−ｋ−ｕとを備え、入力されるパイロット信号ｘと、第ｕ番目の送信端末から送信されるパイロット信号として予め記憶しているパイロット信号ｙとに基づき、以下に示すＳＭＩを適用することにより、ウェイトを算出する。

ここで、複数の送信端末のうち、第ｕ端末の信号を検出するための第ｋ周波数成分のウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）を、（式１）に示す。

（式１）に示すウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）の算出に用いる相関行列Ｒ_ｘｘ（ｋ）を（式２）に示し、また、相関ベクトルｒ_ｘｄ（ｋ，ｕ）を（式３）に示す。ここで、上付きの「Ｈ」は、エルミート転置を示し、上付きの「＊」は、複素共役を示す。

（式２）、及び、（式３）において、Ｐは、Ｎ個ずつを１ブロックとしてパイロット信号を分割した場合のブロック数を示す。また、ベクトルｘ（ｋ，ｐ）は、受信したパイロット信号ｘにおけるｐ番目のブロックを離散フーリエ変換した際の第ｋ周波数成分を要素とし、ＮＲ本の各アンテナにおけるパイロット信号ｘごとにＮＲ行１列に並べた「ＮＲ×１行列」のベクトルである。また、ｙ（ｋ，ｕ，ｐ）は、ｕ番目の送信端末が送信するパイロット信号ｙにおけるｐ番目のブロックを離散フーリエ変換した際の第ｋ周波数成分の値である。

したがって、（式２）に示す相関行列Ｒ_ｘｘ（ｋ）は、「ＮＲ×ＮＲ行列」となり、（式３）に示す相関ベクトルｒ_ｘｄ（ｋ，ｕ）は、「ＮＲ×１行列」となる。また、（式２）と（式３）とを（式１）に代入して得られるウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）は、「ＮＲ×１行列」のベクトルとなる。

ウェイト演算部１２０−ｋ−ｕにおいて、相関行列算出部１２３−ｋ−ｕが、（式２）に基づき相関行列Ｒ_ｘｘ（ｋ）を算出し、相関ベクトル算出部１２４−ｋ−ｕが、（式３）に基づき、相関ベクトルｒ_ｘｄ（ｋ，ｕ）を算出し、ウェイトベクトル算出部１２５−ｋ−ｕが、相関行列算出部１２３−ｋ−ｕと、相関ベクトル算出部１２４−ｋ−ｕとが算出した相関行列Ｒ_ｘｘ（ｋ）と、相関ベクトルｒ_ｘｄ（ｋ，ｕ）とに基づき、（式１）のウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）を算出する。
上述したウェイトベクトル算出部１２５−ｋ−ｕが算出するウェイトベクトルｗ（ｕ，ｋ）は、第ｕ番目の送信端末の信号を検出するための等化処理に用いるウェイトの推定値である。
石原、他２名、「マルチユーザ ディテクション メソッド フォア シングルキャリア トランスミッション イン アップリンク マルチユーザ ＭＩＭＯ アクセス（Multiuser Detection Method for Single-Carrier Transmission in Uplink Multiuser MIMO Access）」、第６６回 アイトリプルイー（ＩＥＥＥ） ＶＴＣ−２００７ 秋 抄録集（Vehicular Technology Conference, 2007. VTC-2007 Fall. 2007 IEEE 66th）、（米国）、ＩＥＥＥ、２００７年９月３０日、ｐ．５６６−５７０ ジェイ ケイ ケイヴァーズ（J. K. Cavers）、「アン アナリシス オブ パイロット シンボル アシステッド モデュレーション フォア リレー フェイディング チャンネルズ（An analysis of pilot symbol assisted modulation for Rayleigh fading channels）」、アイトリプルイー トランスアクションズ（IEEE Transactions）、（米国）、ＩＥＥＥ、１９９１年１１月、第４０巻、第４号、ｐ．６８６−６９３ 留場 宏道、他２名、「非整数倍の遅延時間を有するチャネルにおけるシングルキャリア伝送の誤り率特性」、信学技報、電子情報通信学会、２００６年１月、ＲＣＳ２００５−１４６、ｐ．１３１−１３６ 菊間 信良、「アレーアンテナによる適応信号処理」、刊行物名、科学技術出版、１９９８年１１月、ｐ．４２−４３

上述したＳＭＩによるウェイトの推定方法において、ウェイトの推定値の精度を向上させるためには、十分なパイロット信号のデータ長が必要となる。しかしながら、図１０に示すパイロット信号部分のデータ長Ｔｐを増やすと、伝送効率が低下するため、ＳＭＩによるウェイトの推定方法には、推定精度と伝送効率とがトレードオフの関係となる問題がある。

本発明は、このような事情を考慮し、上記の問題を解決すべくなされたもので、その目的は、少ないパイロット信号で高精度にウェイトの推定値を算出することができるウェイト演算装置、及び、ウェイト演算方法を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明は、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号のパイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、パイロット信号部分をウェイト演算装置に出力し、データ信号部分をバッファしてＮ個のデータを読み出して直並列変換し、直並列変換したデータ信号部分をフーリエ変換し、当該フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置が、入力されるパイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファしたパイロット信号部分をＮポイントずつ出力するバッファ手段（例えば、第２実施形態における第二記憶部２００−１−１〜２００−ＮＲ−Ｕ）と、Ｎポイントずつのパイロット信号部分を直並列変換する直並列変換手段（例えば、第２実施形態における第二直／並列変換部２０１−１−１〜２０１−ＮＲ−Ｕ）と、直並列変換されるパイロット信号部分をフーリエ変換するフーリエ変換手段（例えば、第２実施形態における第三離散フーリエ変換部２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ）と、フーリエ変換されるパイロット信号部分の相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、フーリエ変換されるパイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を周波数成分ごとに算出する相関ベクトル算出手段と、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出手段と、ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換手段と、時間領域のインパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換するフィルタ演算手段と、置換されるインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分のをウェイト値の第１の推定値として出力するフーリエ変換手段とを備えることを特徴とするウェイト演算装置である。

本発明は、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号のパイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、データ信号部分をバッファしてＮ個のデータを読み出して直並列変換し、パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファしたパイロット信号部分をＮポイントずつ直並列変換し、直並列変換したデータ信号部分と、直並列変換したパイロット信号部分とをフーリエ変換し、フーリエ変換したパイロット信号部分をウェイト演算装置に出力し、フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置がフーリエ変換されるパイロット信号部分の相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、フーリエ変換されるパイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を周波数成分ごとに算出する相関ベクトル算出手段と、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出手段と、ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換手段と、時間領域のインパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換するフィルタ演算手段と、置換されるインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力するフーリエ変換手段とを備えることを特徴とするウェイト演算装置である。

また、本発明のフィルタ演算手段は、インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値を零に置換することを特徴とする。

また、本発明のフィルタ演算手段は、インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値をｇ倍（０＜ｇ＜１）することを特徴とする。

本発明のウェイト演算方法は、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号のパイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、パイロット信号部分をウェイト演算装置に出力し、データ信号部分をバッファしてＮ個のデータを読み出して直並列変換し、直並列変換したデータ信号部分をフーリエ変換し、当該フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置にのウェイト演算装置におけるウェイト演算方法であって、入力されるパイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファしたパイロット信号部分をＮポイントずつ出力するバッファ過程と、Ｎポイントずつのパイロット信号部分を直並列変換する直並列変換過程と、直並列変換されるパイロット信号部分をフーリエ変換するフーリエ変換過程と、フーリエ変換されるパイロット信号部分の相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出過程と、フーリエ変換されるパイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を周波数成分ごとに算出する相関ベクトル算出過程と、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出過程と、ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換過程と、時間領域のインパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換するフィルタ演算過程と、置換されるインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力するフーリエ変換過程とを有することを特徴とするウェイト演算方法である。

本発明のウェイト演算方法は、同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号のパイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、データ信号部分をバッファしてＮ個のデータを読み出して直並列変換し、パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファしたパイロット信号部分をＮポイントずつ直並列変換し、直並列変換したデータ信号部分と、直並列変換したパイロット信号部分とをフーリエ変換し、フーリエ変換したパイロット信号部分をウェイト演算装置に出力し、フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置のウェイト演算装置におけるウェイト演算方法であって、フーリエ変換されるパイロット信号部分の相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出過程と、フーリエ変換されるパイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を周波数成分ごとに算出する相関ベクトル算出過程と、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出過程と、ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換過程と、時間領域のインパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換するフィルタ演算過程と、置換されるインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力するフーリエ変換過程とを有することを特徴とするウェイト演算方法である。

また、本発明のフィルタ演算過程は、インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値を零に置換することを特徴とする。

また、本発明のフィルタ演算過程は、インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値をｇ倍（０＜ｇ＜１）することを特徴とする。

また、本発明は、ＳＭＩにより算出するウェイトの推定値に対して、逆離散フーリエ変換し、ウェイトの推定値のインパルス応答が、無線信号の伝搬路値が完璧に推定できた場合の真のウェイト（ウェイトの理論値）のインパルス応答の特性を有するようにフィルタを適用し、両端のインパルス応答のみ残し、中央のインパルス応答は、零若しくは値を小さくする。そして、フィルタが適用されたインパルス応答を再び離散フーリエ変換し、周波数成分に変換することを特徴とする。

本発明によれば、同一周波数で送信される無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信する受信装置がウェイト演算装置を備え、受信装置が、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号について、データ信号部分とパイロット信号部分とを直並列変換し、フーリエ変換し、フーリエ変換したパイロット信号部分をウェイト演算装置に出力し、フーリエ変換されたデータ信号部分をウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分を逆フーリエ変換し、並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置が、フーリエ変換されたパイロット信号部分の相関行列の推定値と、フーリエ変換されたパイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値とに基づき算出するウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出し、時間領域のインパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換し、置換されたインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力することとした。
これにより、真のウェイトのインパルス応答の時間領域において中央部分の値がゼロとなる特性を、ウェイト値の第２の推定値のインパルス応答に反映することができ、ウェイト値の第１の推定値の算出精度を向上させることが可能になるという効果がある。

また、この発明によれば、同一周波数で送信される無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信する受信装置がウェイト演算装置を備え、受信装置が、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む無線信号について、パイロット信号部分をウェイト演算装置に出力し、データ信号部分を直並列変換し、フーリエ変換し、当該フーリエ変換したデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分を逆フーリエ変換し、並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置が、パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファしたパイロット信号部分をＮポイントずつ出力し、Ｎポイントずつのパイロット信号部分を直並列変換し、フーリエ変換し、フーリエ変換したパイロット信号部分の相関行列の推定値を算出し、フーリエ変換したパイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を算出し、相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき、ウェイト値の第２の推定値を算出し、ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出し、時間領域のインパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換し、フーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力することとした。
これにより、ウェイト値の第２の推定値の算出に用いるパイロット信号部分におけるＮポイントずつのサンプル数が増加することにより、所定のパイロット信号長に対するウェイトの推定値の算出精度を向上させることが可能になるという効果がある。

また、この発明によれば、同一周波数で送信される無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信する受信装置がウェイト演算装置を備え、受信装置が、データ信号部分をＮ個ずつ直並列変換し、パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファしたパイロット信号部分をＮポイントずつ直並列変換し、直並列変換したデータ信号部分と、直並列変換したパイロット信号部分とをフーリエ変換し、フーリエ変換したパイロット信号部分をウェイト演算装置に出力し、フーリエ変換したデータ信号部分をウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換し、並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置が、フーリエ変換されたパイロット信号部分の相関行列の推定値と、フーリエ変換されたパイロット信号部分と既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値とに基づき、ウェイト値の第２の推定値を算出し、ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換した時間領域のインパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換し、フーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力することとした。
これにより、受信装置が並直列変換手段と、フーリエ変換手段とをさらに備えることによる回路数の増大を抑制することと、ウェイト値の第２の推定値の算出に用いるパイロット信号部分におけるＮポイントずつのサンプル数を増加させ、所定のパイロット信号長に対するウェイトの推定値の算出精度を向上させることとを両立することが可能になるという効果がある。

また、この発明によれば、フィルタ演算手段が、インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値を零に置換することとした。
これにより、ウェイト値の第２の推定値のインパルス応答の電力値に応じて、真のウェイト値のインパルス応答の特性を、ウェイト値の第２の推定値のインパルス応答に反映することができ、ウェイト値の第１の推定値の算出精度を向上させることが可能になるという効果がある。

また、この発明によれば、インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値をｇ倍（０＜ｇ＜１）することとした。
これにより、雑音成分、及び、干渉を低減しつつ、ウェイト値の推定値のインパルス応答の打切りを抑制することが可能になるという効果がある。

＜第１実施形態＞
以下、本発明による広帯域シングルキャリア伝送における無線通信システム１００の第１実施形態を図面を参照して説明する。図１は、本実施形態における無線通信システム１００を示す概略ブロック図である。無線通信システム１００は、無線信号の受信機としての受信装置１、無線信号のＵ個（ただし、１≦Ｕ）の送信機としての送信端末２−１〜２−Ｕを備える。なお、本実施形態においては、受信装置１に同時に同一周波数で送信端末２−１〜２−Ｕが無線信号を送信する場合を例に説明する。

図２は、受信装置１の基本構成を示すブロック図である。送信端末２−１〜２−Ｕから受信する無線信号を受信する受信装置１は、ＮＲ本（ただし、Ｕ≦ＮＲ）のアンテナである、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲと、無線部１１−１〜１１−ＮＲ、切換部１２−１〜１２−ＮＲ、第一記憶部１３−１〜１３−ＮＲ、第一直／並列変換部１４−１〜１４−ＮＲ、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲ、等化部１６−１〜１６−Ｎ、第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕ、第一並／直列変換部１８−１〜１８−Ｕ、シンボル抽出部１９−１〜１９−Ｕ、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕとを備える。

受信装置１が受信する無線信号は、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲが受信し、それぞれのアンテナで受信した無線信号ごとに信号処理が施される。また、Ｕ個の送信端末２−１〜２−Ｕは、同一時刻、同一周波数帯域でそれぞれ、無線信号を受信装置１に送信する。以下、受信装置１の構成について、一例として、アンテナ１０−１で受信される無線信号の信号処理の流れに基づいて説明する。また、受信装置１において、アンテナ１０−１が受信した無線信号を送信端末２−１〜２−Ｕごとの信号に分離した（等化処理した、又は、マルチユーザ検出した）後の処理については、送信端末２−１から受信するデータ信号の信号処理を代表に説明する。なお、送信元の端末ごとに信号を分離した後の処理は、図９の受信装置１ａにおける逆離散フーリエ変換部１１７−１、並／直列変換部１１８−１、シンボル抽出部１１９−１における処理と同様の処理となる。

アンテナ１０−１は、送信端末２−１〜２−Ｕから同時に同一周波数帯域により送信された無線信号を受信する。無線部１１−１は、アンテナ１０−１が受信する無線信号をベースバンドのデジタル信号に変換する。切換部１２−１は、無線部１１−１が変換したデジタル信号の無線信号のうち、パイロット信号部分をパイロット信号ｘとして第一直／並列変換部１４−１〜１４−ＮＲに出力するとともに、データ信号部分を第一記憶部１３−１に出力する。

第一記憶部１３−１は、入力されたデータ信号部分を記憶し、ＮポイントずつＡ個ずつシフトさせながら順次第一直／並列変換部１４−１に出力する。第一直／並列変換部１４−１は、第一記憶部１３−１から入力されたＮポイントずつのデータ信号部分を直並列変換し、また、切換部１２−１から入力されるパイロット信号ｘをＮ個の信号ごとに直並列変換し、第一離散フーリエ変換部１５−１に出力する。
ここで、第一直／並列変換部１４−１は、第一記憶部１３−１から入力された信号を直並列変換したデータ信号部分にフラグ「１」を付与し、切換部１２−１から入力された信号を直並列変換したパイロット信号ｘにフラグ「０」を付与して、変換した信号を第一離散フーリエ変換部１５−１に出力する。

第一離散フーリエ変換部１５−１は、第一直／並列変換部１４−１が入力する信号のフラグの値に基づき、入力された信号が、データ信号部分と、パイロット信号ｘとのいずれであるかを判定する。第一離散フーリエ変換部１５−１は、判定結果に基づき、入力された直並列変換されたＮポイントのデータ信号部分にＮポイントの離散フーリエ変換を施し、Ｎ個の周波数成分ごとに等化部１６−１〜１６−Ｎに離散フーリエ変換後のデータ信号部分を出力する。また、第一離散フーリエ変換部１５−１は、入力された直並列変換されたＮポイントのパイロット信号ｘにＮポイントの離散フーリエ変換を施し、離散フーリエ変換後のパイロット信号ｘをウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕに出力する。

ウェイト演算部２０−ｕ（ただし、ｕ＝１，２，・・・，Ｕ）は、送信端末２−ｕが送信するパイロット信号ｙを図示しない記憶領域に予め記憶している。ウェイト演算部２０−ｕは、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲ全てが受信した無線信号の各パイロット信号ｘと、パイロット信号ｙとに基づき、ＳＭＩ法を適用して送信端末２−ｕのウェイト値の推定値を算出し、算出したウェイト値の推定値をＮ個の周波数成分ごとに等化部１６−１〜１６−Ｎに出力する。等化部１６−１〜１６−Ｎは、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕから入力されるウェイト値の推定値を用いて、第一離散フーリエ変換部１５−１から入力される離散フーリエ変換されたデータ信号部分に等化処理（マルチユーザ検出処理）を施し、無線信号の各送信元のＵ個の送信端末２−１〜２−Ｕの端末ごとの信号をそれぞれ第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕに出力する。

以下、送信端末２−１〜２−Ｕごとに分離した信号の処理について、例として、送信端末２−ｕから送信された信号の処理を代表として説明する。
第一逆離散フーリエ変換部１７−ｕは、入力された送信端末２−ｕの信号に、Ｎポイントの逆離散フーリエ変換処理を施し、第一並／直列変換部１８−ｕに出力する。第一並／直列変換部１８−ｕは、入力された送信端末２−ｕの逆フーリエ変換後の信号に並直列変換処理を行い、シンボル抽出部１９−ｕに出力する。シンボル抽出部１９−ｕは、送信端末２−ｕが送信したデータ信号部分の推定データシンボルとして、第一並／直列変換部１８−ｕから入力される信号の中央部分Ａ個のシンボルを抜き出し、出力する。
以上が、受信装置１の構成の概略である。なお、図２において、細い矢印で示す結線における出力信号は、スカラーであることを示しており、白抜きの破線による太矢印で示す結線における出力信号は、行列であることを示す。

次に、上述した受信装置１のウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕの詳細な構成、及び、ＳＭＩ法を適用した送信端末２−ｕ（ただし、ｕ＝１、２、・・・、Ｕ）のウェイトの推定値を算出する処理動作について図面を用いて説明する。図３は、送信端末２−ｕの信号を検出するためのウェイト演算部２０−ｕの内部構成を示すブロック図である。
ウェイト演算部２０−ｕは、相関行列算出部２０３−１−ｕ〜２０３−Ｎ−ｕ、相関ベクトル算出部２０４−１−ｕ〜２０４−Ｎ−ｕ、ウェイトベクトル算出部２０５−１−ｕ〜２０５−Ｎ−ｕ、第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−ｕ〜２０７−ＮＲ−ｕ、フィルタ部２０８−１−ｕ〜２０８−ＮＲ−ｕ、第二離散フーリエ変換部２０９−１−ｕ〜２０９−ＮＲ−ｕ、合成部３００−ｕを備える。また、ウェイト演算部２０−ｕは、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲから入力されるパイロット信号ｘと、ウェイト演算部２０−ｕが図示しない記憶領域に予め記憶している送信端末２−ｕから送信されるパイロット信号ｙとに基づき、ＳＭＩ法を適用し、送信端末２−ｕのウェイト値の推定値を算出し、等化部１６−１〜１６−Ｎに出力する。

ウェイト演算部２０−ｕが備える各機能ブロックの構成について、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲが入力する離散フーリエ変換後のパイロット信号ｘの第ｋ周波数成分（ただし、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）の信号処理手順に基づき、説明する。
第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲの全てが、パイロット信号ｘの周波数成分をウェイト演算部２０−ｕに入力すると、相関行列算出部２０３−ｋ−ｕは、入力されたパイロット信号ｘの第ｋ周波数成分から、以下に示す（式４）に基づき、第ｋ周波数成分の相関行列の推定値Ｒ_ｘｘ（ｋ）を算出する。ここで、上付きの「Ｈ」は、エルミート転置を示し、上付きの「＊」は、複素共役を示す。また、「Ｐ」は、パイロット信号をＮ個ずつに分割した際の、ブロック数を示す。

（式４）において、ベクトルであるｘ（ｋ，ｐ）は、受信したパイロット信号ｘをＮ個ずつのブロックに分割した第ｐ番目のブロックを離散フーリエ変換した際の第ｋ周波数成分を要素とし、ＮＲ本の各アンテナにおけるパイロット信号ｘごとにＮＲ行１列に並べた「ＮＲ×１行列」のベクトルである。相関行列算出部２０３−ｋ−ｕは、算出した第ｋ周波数成分の相関行列の推定値Ｒ_ｘｘ（ｋ）をウェイトベクトル算出部２０５−ｋ−ｕに出力する。

また、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲの全てが、パイロット信号ｘの周波数成分をウェイト演算部２０−ｕに出力すると、相関ベクトル算出部２０４−ｋ−ｕは、入力されたパイロット信号ｘの第ｋ周波数成分と、ウェイト演算部２０−ｕの記憶部が予め記憶する送信端末２−ｕのパイロット信号ｙとから、以下に示す（式５）に基づき、相関ベクトルの推定値ｒ_ｘｄ（ｋ，ｕ）を算出する。

（式５）において、ｙ（ｋ，ｕ，ｐ）は、送信端末２−ｕのパイロット信号ｙにおけるｐ番目のブロックを離散フーリエ変換した際の第ｋ周波数成分の値である。相関ベクトル算出部２０４−ｋ−ｕは、算出した第ｋ周波数成分の相関ベクトルの推定値ｒ_ｘｄ（ｋ，ｕ）をウェイトベクトル算出部２０５−ｋ−ｕに出力する。

ウェイトベクトル算出部２０５−ｋ−ｕは、入力される第ｋ周波数成分の相関行列の推定値Ｒ_ｘｘ（ｋ）と第ｋ周波数成分の相関ベクトルの推定値ｒ_ｘｄ（ｋ，ｕ）とに基づき、第ｕ番目の送信端末の第ｋ周波数成分におけるウェイトベクトルの推定値ｗ（ｋ，ｕ）を算出する。ここで、ウェイトベクトル算出部２０５−ｋ−ｕは、ウェイトベクトルの推定値ｗ（ｋ，ｕ）を以下に示す（式６）に基づき、算出する。

（式６）に示すように、ベクトルであるｗ（ｋ，ｕ）は、アンテナ１０−ｎｒ（ただし、ｎｒ＝１，２、・・・、ＮＲ）のウェイトの推定値のｗ_ｎｒ（ｋ，ｕ）を要素とする「ＮＲ行１列」の行列となる。ウェイトベクトル算出部２０５−ｋ−ｕは、（式６）に基づき算出した第ｋ周波数成分におけるウェイトベクトルの推定値ｗ（ｋ，ｕ）のうち、第ｎｒ番目のアンテナであるアンテナ１０−ｎｒのウェイトの推定値ｗ_ｎｒ（ｋ，ｕ）を第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕに出力する。

第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕは、ウェイトベクトル算出部２０５−１−ｕ〜２０５−Ｎ−ｕが入力するアンテナ１０−ｎｒの第１周波数〜第Ｎ周波数までのＮ個のウェイトの推定値に基づき、以下に示す（式７）のウェイトベクトルのインパルス応答ベクトルｈ_ｎｒ（ｕ）を算出する。ここで、第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕは、（式８）の行列を用いて（式９）に示すベクトルハット（＾）ｗ_ｎｒ（ｕ）を（式７）に基づき逆離散フーリエ変換することにより、ウェイトベクトルのインパルス応答ベクトルｈ_ｎｒ（ｕ）を算出する。

ここで、

である。（式９）に示すように、ハット（＾）ｗ_ｎｒ（ｕ）は、ウェイトベクトル算出部２０５−１−ｕ〜２０５−Ｎ−ｕが第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕに入力する第ｎｒ番目のアンテナのウェイトの推定値、すなわち、アンテナ１０−ｎｒの第１周波数〜第Ｎ周波数までのＮ個のウェイトの推定値ｗ_ｎｒ（１，ｕ）〜ｗ_ｎｒ（Ｎ，ｕ）を要素とする「Ｎ行１列」の行列である。
第二逆離散フーリエ変換部２０７−ｎｒ−ｕは、逆離散フーリエ変換したウェイトベクトルのインパルス応答ベクトルｈ_ｎｒ（ｕ）をフィルタ部２０８−ｎｒ−ｕに出力する。

フィルタ部２０８−ｎｒ−ｕは、以下に示す（式１０）に基づき、入力されたインパルス応答ベクトルｈ_ｎｒ（ｕ）にフィルタリング処理を行い、処理結果となるインパルス応答ベクトルのチルダ（〜）ｈ_ｎｒ（ｕ）を第二離散フーリエ変換部２０９−ｎｒ−ｕに出力する。

ここで、

である。（式１０）、及び、（式１１）に基づき、フィルタ部２０８−ｎｒ−ｕがフィルタリング処理を行うことにより、チルダ（〜）ｈ_ｎｒ（ｕ）の各要素は、以下の値となる。「Ｎ行１列」のチルダ（〜）ｈ_ｎｒ（ｕ）の１行目からＬａ行目までのＬａ行分と、（Ｎ−Ｌｂ＋１）行目からＮ行目までのＬｂ行分の要素は、インパルス応答ベクトルｈ_ｎｒ（ｕ）の要素がそのまま残る。また、チルダ（〜）ｈ_ｎｒ（ｕ）の中央部分の（Ｌａ＋１）行目から（Ｎ−Ｌｂ）行目までの（Ｎ−Ｌａ−Ｌｂ）行分の要素は、ゼロの値となる。

第二離散フーリエ変換部２０９−ｎｒ−ｕは、フィルタリングされたチルダ（〜）ｈ_ｎｒ（ｕ）を、離散フーリエ変換することにより、周波数成分のウェイトの推定値を算出する。第二離散フーリエ変換部２０９−ｎｒ−ｕは、算出結果であるアンテナ１０−ｎｒにおける第１周波数成分から第Ｎ周波数成分までのＮポイントのウェイトの推定値を、合成部３００−ｕに出力する。合成部３００−ｕは、全ての第二離散フーリエ変換部２０９−１−ｕ〜第二離散フーリエ変換部２０９−ＮＲ−ｕから、ウェイトの推定値が入力されると、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲのウェイトの推定値を周波数成分ごとにまとめたウェイトの推定値を等化部１６−１〜１６−Ｎに出力する。具体的には、合成部３００−ｕは、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲのウェイトの推定値の各々第ｋ周波数成分を束ねたデータを第ｋ周波数成分のウェイトの推定値として、等化部１６−ｋ（ただし、ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）に出力する。

ここで、図４は、真のウェイト、すなわち、伝搬路値が完璧に推定できた場合のウェイトの理論値を逆フーリエ変換した場合におけるインパルス応答の電力値を縦軸に、時間領域を横軸として示したグラフである。図４に示すように、真のウェイトは、時間領域全体に広がらず、中心部分のインパルス応答の値が非常に小さな値となる特性をもつ。
上述した第１実施形態において、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕが、逆離散フーリエ変換されたＮ個の時間領域のウェイトの推定値の中心を零（ゼロ、「０」）の値となるようにフィルタリング処理することとした。これにより、図４に示すように、真のウェイトを逆離散フーリエ変換した場合のインパルス応答の特性を考慮したＮポイントのウェイトの推定値算出することが可能になるという効果がある。

＜第２実施形態＞
次に、受信装置１の異なる形態となる受信装置１−２を第２の実施形態として図面を用いて説明する。図５は、第２実施形態における受信装置１−２の構成を示すブロック図である。なお、図５の受信装置１−２において、図２の受信装置１と同様の動作をする機能ブロックには同一の符号を付し、異なる部分について説明する。

受信装置１−２は、切換部１２−１〜１２−ＮＲに代えて、切換部１２−１−２〜１２−ＮＲ−２を備え、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕに代えて、ウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕを備える点が受信装置１と異なる。切換部１２−ｎｒ−２（ただし、ｎｒ＝１，２，・・・，ＮＲ）は、無線部１１−ｎｒが変換したデジタル信号の無線信号のうち、パイロット信号部分をパイロット信号ｘとしてウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕに出力するとともに、データ信号部分を第一記憶部１３−１に出力する。

図６は、送信端末２−ｕ（ただし、ｕ＝１、２、・・・、Ｕ）のウェイトの推定値を算出するウェイト演算部２２−ｕの構成を示すブロック図である。図６において、ウェイト演算部２２−ｕは、図３のウェイト演算部２０−ｕが備える構成に加え、第二記憶部２００−１−ｕ〜２００−ＮＲ−ｕと、第二直／並列変換部２０１−１−ｕ〜２０１−ＮＲ−ｕと、第三離散フーリエ変換部２０２−１−ｕ〜２０２−ＮＲ−ｕとをさらに備える。
第二記憶部２００−ｎｒ−ｕ（ただし、ｎｒ＝１，２，・・・，ＮＲ）は、切換部１２−ｎｒから入力されるパイロット信号ｘを一時的に記憶し、記憶したパイロット信号ｘからＺ個（ただし、Ｚ＜Ｎ）ずつ先頭をシフトさせたＮ個ずつの信号で構成されるブロックを順次、第二直／並列変換部２０１−ｎｒ−ｕに出力する。

第二直／並列変換部２０１−ｎｒ−ｕは、入力されたＮポイントずつのパイロット信号ｘを直並列変換し、第三離散フーリエ変換部２０２−ｎｒ−ｕに出力する。第三離散フーリエ変換部２０２−ｎｒ−ｕは、入力された直並列変換されたＮポイントのパイロット信号ｘにＮポイントの離散フーリエ変換を行い、パイロット信号ｘをＮ個の周波数成分に変換する。第三離散フーリエ変換部２０２−ｎｒ−ｕは、離散フーリエ変換したパイロット信号ｘの第ｋ周波数成分（ただし、ｋ＝１、２、・・・、Ｎ）を相関行列算出部２０３−ｋ−ｕと、相関ベクトル算出部２０４−ｋ−ｕとに出力する。

受信装置１−２において、ウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕを上述の構成とすることにより、以下の効果がある。パイロット信号ｘのＮ個の信号で構成される各ブロックをＺ個ずつシフトさせた総ブロック数をＱとすると、このブロック数Ｑと、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕにおけるパイロット信号ｘをＮ個ずつに分割したブロック数Ｐとは、「Ｐ＜Ｑ」の関係となる。したがって、サンプル数がブロック数Ｑ（ただし、Ｐ＜Ｑ）となり、単純にパイロット信号ｘをＮ個ずつを１ブロックとして分割する場合に比してサンプル数が増えることとなる。

これにより、ウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕにおいて、ＳＭＩにおける相関行列の推定値の算出、及び、相関ベクトルの推定値の算出推定精度が、第１実施形態におけるウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕに比して向上するという効果がある。さらに、この相関行列の推定値と、相関ベクトルの推定値とに基づき算出されるウェイトベクトルの推定値についても推定精度が向上することとなる。

＜第３実施形態＞
第２実施形態において受信装置１−２が行うウェイトの推定値を算出する処理を行う他の構成について、受信装置１−３を第３の実施形態として図面を用いて説明する。図７は、第３実施形態における受信装置１−３の構成を示すブロック図である。なお、図７の受信装置１−３において、図２の受信装置１と同様の動作をする機能ブロックには同一の符号を付し、異なる部分について説明する。

受信装置１−３は、第三記憶部３０−１〜３０−ＮＲをさらに備え、切換部１２−１〜１２−ＮＲに代えて、切換部１２−１−３〜１２−ＮＲ−３を備える点が受信装置１と異なる。切換部１２−ｎｒ−３（ただし、ｎｒ＝１，２，・・・，ＮＲ）は、無線部１１−ｎｒが変換したデジタル信号の無線信号のうち、パイロット信号部分をパイロット信号ｘとして第三記憶部３０−ｎｒに出力するとともに、データ信号部分を第一記憶部１３−１に出力する。
第三記憶部３０−ｎｒは、第２実施形態における図６の第二記憶部２００−ｎｒ−ｕと同様に、切換部１２−ｎｒ−３から入力されるパイロット信号ｘを一時的に記憶し、記憶したパイロット信号ｘから、Ｚ個（ただし、Ｚ＜Ｎ）ずつ先頭をシフトさせたＮ個ずつの信号で構成されるブロックを順次、第一直／並列変換部１４−ｎｒに出力する。

上述した第三記憶部３０−１〜３０−ＮＲを備える構成により、受信装置１−３は、第２実施形態と同様に、サンプル数を増やすことができ、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕにおいて、ＳＭＩにおける相関行列の推定値の算出、及び、相関ベクトルの推定値の算出推定精度が、第１実施形態におけるウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕに比して向上するという効果がある。
さらに、受信装置１−３は、受信装置１−２のウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕの第二直／並列変換部２０１−１−ｕ〜２０１−ＮＲ−ｕと、第三離散フーリエ変換部２０２−１−ｕ〜２０２−ＮＲ−ｕとを新たに受信装置１に追加することなく、第一直／並列変換部１４−１〜１４−ＮＲと、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲとをデータ信号部分とパイロット信号部分とで共通に用いることができるため、回路規模を小さくすることが可能となる効果がある。

なお、上述した第１実施形態から第３実施形態における、（式１１）のＬａ、及び、Ｌｂは、システムパラメータとして、予め実験やシミュレーションにより最適値を導出しておき、受信装置１が記憶しているものとする。また、Ｌａ、及び、Ｌｂは、アンテナ１０−１〜１０−ＮＲごとに異なる値でもよいし、同一の値でもよい。
また、フィルタ部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕは、インパルス応答の中央部分の値を零とする零置換を行うこととして説明したが、中央部分の値に所定の倍率ｇ（ただし、０＜ｇ＜１）を乗算することとしてもよい。これにより、雑音成分を低減しつつ、ウェイトのインパルス応答の打切りを抑制することが可能になるという効果がある。

また、フィルタ部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕにおいて、（式１１）を用いたフィルタを適用することとしたが、これに限られず、以下に示すような、所定の閾値以下の値を零置換するフィルタも適用可能である。
例えば、フィルタ部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕは、以下の（式１２）に示すインパルス応答の電力ピーク値から、所定の割合Ｃパーセント以下の値のインパルス応答については、当該インパルス応答の値を零に置き換えるフィルタを用いることとしてもよい。

さらに、フィルタ部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕにおいて、例えば、以下の（式１３）に示すインパルス応答の電力平均値から、所定の割合Ｃパーセント以下の値のインパルス応答については、当該インパルス応答の値を零に置き換えるフィルタを用いることとしてもよい。

さらに、フィルタ部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕにおいて、例えば、インパルス応答の電力値の降順、すなわち、値の大きい順にソートし、以下の（式１４）に示すインパルス応答の電力値の積分値から、所定の割合Ｃパーセント以下の値のインパルス応答については、当該インパルス応答の値を零に置き換える零置換のフィルタを用いることとしてもよい。

ここで、所定の割合Ｃは、予めシミュレーション等で最適値を求めておき、システムパラメータとして受信装置１が予め記憶しているものとする。
また、上述のフィルタ部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕに適用可能として説明したフィルタは、（式１２）〜（式１４）に対し、所定の割合Ｃパーセント以下の電力値となるインパルス応答の値を零置換するフィルタであるとして説明したが、これに限られず、当該インパルス応答の値に所定の倍率ｇ（ただし、０＜ｇ＜１）を乗算することとしてもよい。これにより、雑音成分を低減しつつ、ウェイトのインパルス応答の打切りを抑制することが可能になるという効果がある。

また、受信装置１に対し、送信端末２−１〜２−Ｕ全てが同時に同一周波数で無線信号を送信する場合の信号処理例を説明したが、これに限られず、例えば、送信端末２−１〜２−Ｕのいずれか単体で受信装置１に無線信号を送信する場合にあっても、本発明を適用可能である。さらに、送信端末２−１〜２−Ｕのいずれか単体が受信装置１に無線信号を送信する際、受信装置１は、例えば、アンテナ１０−１のみなど、アンテナを一本のみ備えることとしても、本発明を適用可能である。

これにより、無線信号の伝搬路において、歪んだ信号スペクトルが一つの端末から送信された場合であっても、高精度に等化用ウェイトの推定値を算出し、算出したウェイトを用いて等化処理を行うことにより、元の信号スペクトルを高精度に推定することが可能になるという効果がある。
また、各送信端末２−１〜２−Ｕが、複数の送信アンテナを有する場合にも本発明を適用可能である。

また、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲ、第三離散フーリエ変換部２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ、第三離散フーリエ変換部２０９−１−１〜２０９−ＮＲ−Ｕにおいて、離散フーリエ変換を行うこととしたが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））を行うこととしてもよい。
また、第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕ、第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕにおいて、逆離散フーリエ変換を行うこととしたが、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ（Inverse FFT））を行うこととしてもよい。

また、第１実施形態において、第一離散フーリエ変換部１５−ｎｒ（ただし、ｎｒ＝１，２，・・・，ＮＲ）は、第一直／並列変換部１４−ｎｒが入力する信号のフラグの値に基づき、離散フーリエ変換した信号を等化部１６−１〜１６−Ｎ、又は、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕのいずれかに出力することとしたが、これに限られず、離散フーリエ変換後のデータ信号部分が等化部１６−１〜１６−Ｎに入力され、離散フーリエ変換後のパイロット信号ｘがウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕに入力される構成であれば、いずれの構成でも適用可能である。具体的には、例えば、受信装置１は、第一離散フーリエ変換部１５−ｎｒ（ただし、ｎｒ＝１，２，・・・，ＮＲ）の信号出力先にさらに第二切換部１２−ｎｒ−４を備え、第二切換部１２−ｎｒ−４が、離散フーリエ変換後のデータ信号部分を等化部１６−１〜１６−Ｎに出力し、離散フーリエ変換後のパイロット信号ｘをウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕに出力することで実現可能である。

また、第一離散フーリエ変換部１５−ｎｒは、第一直／並列変換部１４−ｎｒが入力する信号のフラグの値に基づき、入力された信号が、データ信号部分と、パイロット信号ｘとのいずれであるかを判定することとしたが、これに限られず、例えば、データ信号部分とパイロット信号ｘとの入力タイミングを予め定めておき、この入力タイミングに基づき、判定するなど、いずれの信号判定方法でも適用可能である。
また、第１実施形態から第４実施形態において、例としてシングルキャリア伝送におけるウェイトの推定値の算出について説明したが、マルチキャリア伝送においても本発明を適用可能である。
また、ガードインターバル（ＧＩ）を用いない広帯域信号伝送を例に説明したが、ＧＩを用いた場合であっても適用可能である。

また、例えば、図１の無線通信システム１００において、各送信端末２−１〜２−Ｕの無線信号の送信タイミングについて、各無線信号のパイロット信号部分の送信時間に他の無線信号が重複しないように、従来技術で用いられている技術を適用して、受信装置１が送信タイミングを制御することも可能である。

図８は、受信装置１によって制御された送信端末２−１〜２−３からの無線信号の送信タイミングの一例を示す。時刻ｔ＝ｔ０において、送信端末２−１が、パイロット信号部分と、データ信号部分とで構成される無線信号の送信を開始する。このとき、パイロット信号部分の送信時間幅は時刻ｔ０〜ｔ１までの時間幅Ｔｐとする。また、送信端末２−２は、ｔ０から時間幅Ｔ_２（ただし、Ｔｐ≦Ｔ_２）が経過した時刻ｔ＝ｔ２において、無線信号の送信を開始する。

このとき、時刻ｔ２〜ｔ３までの時間幅が、送信端末２−２におけるパイロット信号部分の送信時間幅となる。送信端末２−３は、送信端末２−２の無線信号の送信開始時刻ｔ２から時間幅Ｔ_３（ただし、Ｔｐ≦Ｔ_３）が経過した時刻ｔ＝ｔ４において、無線信号の送信を開始する。
このように、受信装置１が、各送信端末２−１〜２−Ｕに対して、送信タイミングを制御する場合、送信端末２−１〜２−Ｕから受信する各パイロット信号部分において、他からの干渉信号成分が一定となる。この従来の信号送信タイミング制御を用いた受信装置に対し、本発明のウェイト推定装置を適用することにより、さらにウェイトの推定値の精度を向上させることが可能になるという効果がある。

上述のように、本発明を適用することにより、無線信号の受信装置は、少ないパイロット信号数でＳＭＩを用いてウェイトを推定する際、推定したウェイトのインパルス応答に対し、時間領域でフィルタを用いて雑音や干渉成分を低減することにより、高精度にウェイトの推定値を算出することが可能になるという効果がある。

なお、上述の受信装置１、受信装置１−２、受信装置１−３及び、送信端末２−１〜２−Ｕは、内部にコンピュータシステムを有している。そして、受信装置１の無線部１１−１〜１１−ＮＲ、切換部１２−１〜１２−ＮＲ、第一記憶部１３−１〜１３−ＮＲ、第一直／並列変換部１４−１〜１４−ＮＲ、第一離散フーリエ変換部１５−１〜１５−ＮＲ、等化部１６−１〜１６−Ｎ、第一逆離散フーリエ変換部１７−１〜１７−Ｕ、第一並／直列変換部１８−１〜１８−Ｕ、シンボル抽出部１９−１〜１９−Ｕ、ウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕにおける相関行列算出部２０３−１−１〜２０３−Ｎ−Ｕ、相関ベクトル算出部２０４−１−１〜２０４−Ｎ−Ｕ、ウェイトベクトル算出部２０５−１−１〜２０５−Ｎ−Ｕ、第二逆離散フーリエ変換部２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕ、フィルタ部２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕ、第二離散フーリエ変換部２０９−１−１〜２０９−ＮＲ−Ｕ、合成部３００−ｕ、受信装置１−２の切換部１２−１−２〜１２−ＮＲ−２、ウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕの第二記憶部２００−１−１〜２００−ＮＲ−Ｕ、第二直／並列変換部２０１−１−１〜２０１−ＮＲ−Ｕ、第三離散フーリエ変換部２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ、受信装置１−３の切換部１２−１−３〜１２−ＮＲ−３、第三記憶部３０−１〜３０−ＮＲの動作の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータシステムが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＣＰＵ及び各種メモリやＯＳ、周辺機器等のハードウェアを含むものである。

また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、図３に示すウェイト演算部２０−１〜２０−Ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図５に示す受信装置１−２の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図６に示すウェイト演算部２２−１〜２２−Ｕの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、図７に示す受信装置１−３の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、受信装置が等化処理を行う際に用いるウェイトの推定値を算出する処理を行ってもよい。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等の書き込み可能な不揮発性メモリ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。

さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（例えばＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory））のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組合せで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

本発明の第１実施形態における無線通信システム１００を示す概略ブロック図である。 同実施形態における受信装置１の基本構成を示すブロック図である。 同実施形態におけるウェイト演算部２０−ｕ（ただし、ｕ＝１、２、・・・、Ｕ）の内部構成を示すブロック図である。 真のウェイトを逆フーリエ変換した場合の時間領域におけるインパルス応答の値の変化を示すグラフである。 本発明の第２実施形態における受信装置１−２の構成を示すブロック図である。 同実施形態におけるウェイト演算部２２−ｕ（ただし、ｕ＝１、２、・・・、Ｕ）の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態における受信装置１−３の構成を示すブロック図である。 送信タイミングの制御例を示す図である。 ＮＲ本のアンテナを備えたシングルキャリア受信機である受信装置１ａの構成例を示すブロック図である。 パイロット信号部分と、データ信号部分とを含む無線信号のデータ構成例を示す図である。 受信装置１ａのウェイト演算部１２０−ｋ−ｕの内部構成の例を示すブロック図である。

符号の説明

１、１−２、１−３、１ａ 受信装置
１０−１〜１０−ＮＲ、１１０−１〜１１０−ＮＲ アンテナ
１１−１〜１１−ＮＲ、１１１−１〜１１１−ＮＲ 無線部
１２−１〜１２−ＮＲ、１２−１−２〜１２−ＮＲ−２、１２−１−３〜１２−ＮＲ−３、１１２−１〜１１２−ＮＲ 切換部
１３−１〜１３−ＮＲ 第一記憶部
１４−１〜１４−ＮＲ 第一直／並列変換部
１５−１〜１５−ＮＲ 第一離散フーリエ変換部
１６−１〜１６−Ｎ、１１６−１〜１１６−Ｎ 等化部
１７−１〜１７−Ｕ 第一逆離散フーリエ変換部
１８−１〜１８−Ｕ 第一並／直列変換部
１９−１〜１９−Ｕ、１１９−１〜１１９−Ｕ シンボル抽出部
１１３−１〜１１３−ＮＲ 記憶部
１１４−１〜１１４−ＮＲ 直／並列変換部
１１５−１〜１１５−ＮＲ 離散フーリエ変換部
１１７−１〜１１７−Ｕ 逆離散フーリエ変換部
１１８−１〜１１８−Ｕ 並／直列変換部
２０−１〜２０−Ｕ、２２−１〜２２−Ｕ、１２０−１−１〜１２０−Ｎ−Ｕ ウェイト演算部
３０−１〜３０−ＮＲ 第三記憶部
２００−１−１〜２００−ＮＲ−Ｕ 第二記憶部
２０１−１−１〜２０１−ＮＲ−Ｕ 第二直／並列変換部
２０２−１−１〜２０２−ＮＲ−Ｕ 第三離散フーリエ変換部
２０３−１−１〜２０３−Ｎ−Ｕ、１２３−１−１〜１２３−Ｎ−Ｕ 相関行列算出部
２０４−１−１〜２０４−Ｎ−Ｕ、１２４−１−１〜１２４−Ｎ−Ｕ 相関ベクトル算出部
２０５−１−１〜２０５−Ｎ−Ｕ、１２５−１−１〜１２５−Ｎ−Ｕ ウェイトベクトル算出部
２０７−１−１〜２０７−ＮＲ−Ｕ 第二逆離散フーリエ変換部
２０８−１−１〜２０８−ＮＲ−Ｕ フィルタ部
２０９−１−１〜２０９−ＮＲ−Ｕ 第二離散フーリエ変換部
３００−１〜３００−Ｕ 合成部
２−１〜２−Ｕ 送信端末
１００ 無線通信システム

Claims (8)

1. 同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む前記無線信号の前記パイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、前記パイロット信号部分を前記ウェイト演算装置に出力し、前記データ信号部分をバッファしてＮ個のデータを読み出して直並列変換し、直並列変換した前記データ信号部分をフーリエ変換し、当該フーリエ変換されたデータ信号部分を前記ウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置であって、
   前記ウェイト演算装置は、
   入力される前記パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファした前記パイロット信号部分をＮポイントずつ出力するバッファ手段と、
   Ｎポイントずつの前記パイロット信号部分を直並列変換する直並列変換手段と、
   直並列変換される前記パイロット信号部分をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
   フーリエ変換される前記パイロット信号部分の相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、
   フーリエ変換される前記パイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を周波数成分ごとに算出する相関ベクトル算出手段と、
   前記相関行列の推定値と、前記相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出手段と、
   前記ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換手段と、
   時間領域の前記インパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換するフィルタ演算手段と、
   前記置換されるインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力するフーリエ変換手段とを備える
   ことを特徴とするウェイト演算装置。
2. 同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む前記無線信号の前記パイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、前記データ信号部分をバッファしてＮ個のデータを読み出して直並列変換し、前記パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファした前記パイロット信号部分をＮポイントずつ直並列変換し、直並列変換した前記データ信号部分と、直並列変換した前記パイロット信号部分とをフーリエ変換し、フーリエ変換した前記パイロット信号部分を前記ウェイト演算装置に出力し、フーリエ変換されたデータ信号部分を前記ウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置におけるウェイト演算装置であって、
   前記ウェイト演算装置は、
   フーリエ変換される前記パイロット信号部分の相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出手段と、
   フーリエ変換される前記パイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を周波数成分ごとに算出する相関ベクトル算出手段と、
   前記相関行列の推定値と、前記相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出手段と、
   前記ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換手段と、
   時間領域の前記インパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換するフィルタ演算手段と、
   前記置換されるインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力するフーリエ変換手段とを備える
   ことを特徴とするウェイト演算装置。
3. 前記フィルタ演算手段は、
   前記インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値を零に置換する
   ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載のウェイト演算装置。
4. 前記フィルタ演算手段は、
   前記インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値をｇ倍（０＜ｇ＜１）する
   ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載のウェイト演算装置。
5. 同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む前記無線信号の前記パイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、前記パイロット信号部分を前記ウェイト演算装置に出力し、前記データ信号部分をバッファしてＮ個のデータを読み出して直並列変換し、直並列変換した前記データ信号部分をフーリエ変換し、当該フーリエ変換されたデータ信号部分を前記ウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置にのウェイト演算装置におけるウェイト演算方法であって、
   入力される前記パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファした前記パイロット信号部分をＮポイントずつ出力するバッファ過程と、
   Ｎポイントずつの前記パイロット信号部分を直並列変換する直並列変換過程と、
   直並列変換される前記パイロット信号部分をフーリエ変換するフーリエ変換過程と、
   フーリエ変換される前記パイロット信号部分の相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出過程と、
   フーリエ変換される前記パイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を周波数成分ごとに算出する相関ベクトル算出過程と、
   前記相関行列の推定値と、前記相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出過程と、
   前記ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換過程と、
   時間領域の前記インパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換するフィルタ演算過程と、
   前記置換されるインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力するフーリエ変換過程と
   を有することを特徴とするウェイト演算方法。
6. 同一周波数で送信される単数若しくは複数の無線信号を単数若しくは複数のアンテナ素子により受信し、パイロット信号部分とデータ信号部分とを含む前記無線信号の前記パイロット信号部分に基づきウェイト値の第１の推定値を算出するウェイト演算装置を備え、前記データ信号部分をバッファしてＮ個のデータを読み出して直並列変換し、前記パイロット信号部分をバッファし、Ｚ（Ｚ＜Ｎ）ずつシフトさせながら、バッファした前記パイロット信号部分をＮポイントずつ直並列変換し、直並列変換した前記データ信号部分と、直並列変換した前記パイロット信号部分とをフーリエ変換し、フーリエ変換した前記パイロット信号部分を前記ウェイト演算装置に出力し、フーリエ変換されたデータ信号部分を前記ウェイト演算装置が算出するウェイト値の第１の推定値に基づき等化し、等化したデータ信号部分にＮポイントの逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換されたデータ信号部分を並直列変換した値を送信データ信号推定値として出力する受信装置のウェイト演算装置におけるウェイト演算方法であって、
   フーリエ変換される前記パイロット信号部分の相関行列の推定値を周波数成分ごとに算出する相関行列算出過程と、
   フーリエ変換される前記パイロット信号部分と、既知のパイロット信号との相関ベクトルの推定値を周波数成分ごとに算出する相関ベクトル算出過程と、
   前記相関行列の推定値と、前記相関ベクトルの推定値とに基づき、周波数成分ごとに、ウェイト値の第２の推定値を算出するウェイト算出過程と、
   前記ウェイト値の第２の推定値を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換過程と、
   時間領域の前記インパルス応答に対して、一部のインパルス応答の値を零又は小さい値へと置換するフィルタ演算過程と、
   前記置換されるインパルス応答をフーリエ変換して得られる周波数成分をウェイト値の第１の推定値として出力するフーリエ変換過程と
   を有することを特徴とするウェイト演算方法。
7. 前記フィルタ演算過程において、
   前記インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値を零に置換する
   ことを特徴とする請求項５又は６のいずれかに記載のウェイト演算方法。
8. 前記フィルタ演算過程において、
   前記インパルス応答の電力ピーク値、又は、電力平均値、又は、電力積分値のいずれかの値に対し、所定の割合以下の値となるインパルス応答の電力値をｇ倍（０＜ｇ＜１）する
   ことを特徴とする請求項５又は６のいずれかに記載のウェイト演算方法。

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