CN103283197A - 用于空间频率域均衡的协方差估计方法及与其相关联的设备和系统 - Google Patents

用于空间频率域均衡的协方差估计方法及与其相关联的设备和系统 Download PDF

Info

Publication number
CN103283197A
CN103283197A CN2010800705553A CN201080070555A CN103283197A CN 103283197 A CN103283197 A CN 103283197A CN 2010800705553 A CN2010800705553 A CN 2010800705553A CN 201080070555 A CN201080070555 A CN 201080070555A CN 103283197 A CN103283197 A CN 103283197A
Authority
CN
China
Prior art keywords
covariance
antenna
receiver
infringement
infringement covariance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN2010800705553A
Other languages
English (en)
Inventor
郭志恒
王亥
张瑞齐
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ericsson China Communications Co Ltd
Original Assignee
Ericsson China Communications Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson China Communications Co Ltd filed Critical Ericsson China Communications Co Ltd
Publication of CN103283197A publication Critical patent/CN103283197A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03891—Spatial equalizers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03891—Spatial equalizers
    • H04L25/03961—Spatial equalizers design criteria
    • H04L25/03968—Spatial equalizers design criteria mean-square error [MSE]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

本发明涉及用于生成损害协方差以便在无线通信系统的接收器中实现均衡的方法以及与其相关联的协方差估计器、接收器和无线通信系统，其中，接收器配有多个天线，并且损害协方差矩阵用于为传送器传送的信号计算均衡加权向量，方法包括以下步骤：计算在频率域中分配到传送器的每个子载波上多个天线的第一天线与第二天线之间的原始损害协方差估计，将原始损害协方差估计变换到时间域中，通过由最大延迟扩展定义宽度的三角窗口掩蔽变换的损害协方差估计，基于用于子载波的变换的损害协方差估计确定阈值，并且通过确定的阈值对掩蔽的损害协方差估计进行阈值处理，以及将经阈值处理的损害协方差估计变换到频率域中以形成用于计算均衡加权向量的损害协方差矩阵。根据本发明的损害协方差估计提供了在均衡方面的性能改进。

Description

用于空间频率域均衡的协方差估计方法及与其相关联的设备和系统
技术领域
本发明一般涉及无线通信领域，并且具体地说，涉及用于空间频率域均衡的协方差估计方法及与其相关联的设备和系统。
背景技术
向住宅和商业订户提供每秒兆比特的比特率或更高比特率的宽带无线接入技术对于宽带有线接入技术是有吸引力和经济的备选。OFDM（正交频分复用）的几种变化已被提议作为有效的防多径无线信道技术，这主要是因为它们在严重多径情况中的性能与信号处理复杂性之间提供的有利折衷。在3GPP（第三代合作伙伴计划）标准中，LTE（长期演进）SC-FDMA（单载波频分多址）和OFDM分别被接受为上行链路和下行链路接入技术。频率域均衡是SC-FDMA中克服多径传播造成的干扰所需的接收技术。在多天线情况中，线性MMSE（最小均方误差）天线合并被设计在频率域中并且之后是接收器中的频率域均衡器。此类接收器经常称为IRC（干扰抑制合并）接收器。
为执行线性MMSE天线合并，除信道估计外，在每个子载波上估计损害协方差。损害协方差估计算法能够概述为非参数式（或非结构化）和参数式（结构化）。非参数式方案在IRC中使用。
基本损害协方差估计能够基于用于一般在一个资源块中的多个子载波的信道估计。在常规损害协方差估计方法中，通常平均多个基本损害协方差估计以便降低噪声的影响。模拟显示，如果在干扰有限情形中在例如一或两个资源块等小带宽内平均损害协方差估计，则非参数式协方差估计表现良好。然而，在涉及的接收天线数量增大时，例如在8个天线的情况中，则与理想IRC之间的性能间隔变得太大。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于损害协方差估计的改进方法及与其相关联的设备和系统，它们减轻了至少上面提及的优点。
根据本发明的实施例的第一方面，本发明提供一种生成损害协方差估计以便在无线通信系统的接收器中实现均衡的方法，其中，接收器配有多个天线，并且损害协方差矩阵用于为传送器传送的信号计算均衡加权向量。方法包括以下步骤：计算在频率域中分配到传送器的每个子载波上多个天线的第一天线与第二天线之间的原始损害协方差估计，将原始损害协方差估计变换到时间域中，通过由最大延迟扩展定义宽度的三角窗口掩蔽变换的损害协方差估计，基于变换的损害协方差估计确定阈值，并且通过确定的阈值对掩蔽的损害协方差估计进行阈值处理，以及将经阈值处理的损害协方差估计变换到频率域中以形成损害协方差矩阵。
根据本发明的实施例的第二方面，基于在最大延迟扩展确定的间隔中变换的损害协方差估计的最大绝对值来确定阈值。
根据本发明的实施例的第三方面，阈值                                               
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE002
设置如下：
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE004
，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE006
，以及 
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE008
，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE010
，
如果
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE012
，则阈值
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE014
设为0，
其中，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE016
是在传送器与接收器之间信道的最大延迟扩展，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE018
是在第一天线a与第二天线b之间变换的损害协方差估计，M是子载波的数量，以及A是天线的数量。
根据本发明的实施例的第四方面，如下执行阈值处理以生成经阈值处理的损害协方差估计
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE020
：
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE022
其中，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE024
是在第一天线a与第二天线b之间掩蔽的损害协方差估计，并且
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE025
是确定的阈值。
根据本发明的实施例的第五方面，通过离散傅立叶变换来执行变换到时间域中，并且三角窗口由三角函数的幂定义。
根据本发明的实施例的第六方面，如下执行掩蔽以生成掩蔽的损害协方差
Figure 680599DEST_PATH_IMAGE024
：
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE027
，
其中，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE028
是在第一天线a与第二天线b之间变换的损害协方差估计，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE016A
是在传送器与接收器之间信道的最大延迟扩展，以及M是子载波的数量。
优选的是，无线通信系统是长期演进系统，并且接收器是干扰抑制合并IRC接收器。更优选的是，无线通信系统是时分长期演进系统，并且天线的数量为8。
根据本发明的实施例的第七方面，本发明提供一种用于生成损害协方差以便在无线通信系统的接收器中实现均衡的协方差估计器，其中，接收器配有多个天线，并且损害协方差矩阵用于为传送器传送的信号计算均衡加权向量。协方差估计器包括：协方差计算单元，用于计算在频率域中分配到传送器的每个子载波上多个天线的第一天线与第二天线之间的原始损害协方差估计；第一变换器单元，用于将原始损害协方差估计变换到时间域中；掩蔽单元，用于通过由最大延迟扩展定义宽度的三角窗口掩蔽变换的损害协方差估计；阈值处理单元，用于基于变换的损害协方差估计确定阈值，并且通过确定的阈值对掩蔽的损害协方差估计进行阈值处理；以及第二变换器单元，用于将经阈值处理的损害协方差估计变换到频率域中以形成损害协方差矩阵。
根据本发明的实施例的第八方面，本发明提供一种包括所述协方差估计器的接收器。
根据本发明的实施例的第九方面，本发明提供一种包括所述接收器的无线通信系统。
本发明还提供允许可编程装置执行根据本发明的方法的计算机程序产品。
根据本发明，原始损害协方差估计被变换到时间域中并且通过三角函数的幂进行掩蔽以便进行滤波和之后阈值处理，并且随后它被变换回到频率域。这将大幅降低噪声。本发明的实施例的优点在于与目前技术损害协方差估计相比，提议的损害协方差估计具有明显的性能改进，特别是在使用大量天线的情况下，例如，8天线IRC情况。
附图说明
从优选实施例的以下描述和附图中，将更明白本发明的实施例的上述和其它目的、特征和优点。
图1以示意图方式示出能够有利地应用本发明的无线通信系统。
图2示出根据本发明的一实施例、用于估计损害协方差的过程。
图3示出根据本发明的一实施例的协方差估计器的框图。
图4示出根据本发明的另一实施例的协方差估计器的框图。
图5示出在根据本发明的损害协方差估计与目前技术损害协方差估计之间的性能比较图。
具体实施方式
在下面的描述中，为便于解释而不是限制，陈述了特定的细节以进行说明，如特定的架构、接口、技术等。然而，本领域普通技术人员将明白，脱离这些特定细节的其它实施例将仍被视为在本发明的范围内。另外，为清晰起见，忽略了熟知的装置、电路和方法的详细描述以免混淆本发明的描述。应明确理解的是，图形只被包括用于说明，并且不表示本发明的范围。在附图中，不同图形中的类似标号可指定类似单元。
图1以示意图方式示出能够有利地应用本发明的无线通信系统100。此无线通信系统100可以是LTE系统，例如，TD-LTE系统，并且包括相互进行通信的eNodeB和用户设备(UE)。为清晰起见，图1上只示出在eNodeB中的接收器110和包括相应传送器的两个UE 121、122，并且将领会的是，可存在任何数量的接收器和UE。
接收器110配有多个天线1301 - 130A。优选的是，在TD-LTE系统中，接收器110配有8个天线。UE 121在eNodeB服务的小区中移动或位于其中，而UE 122在被服务小区外并且在相邻小区中移动。接收器110经其天线1301-130A从UE 121接收在多个子载波上的上行链路传送。由于UE 122在相邻小区中进行通信，因此，其上行链路传送也可能可由接收器110接收，并且随后构成对UE 121的上行链路传送的小区间干扰。
在解释本发明的过程之前，如下示出此无线通信系统100的示范信号模型。
假设
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE030
表示UE j的传送器在分配到传送器的子载波m上传送的信号，即，在频率域中UE j到接收器110的天线a 1301，...，130a，...，130A，并且
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE032
表示在从UE j到天线a的信道上在频率域中的信道脉冲响应，随后，在天线a在子载波m上的接收上行链路信号可表示为：
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE034
，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE036
；
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE038
（等式1）
其中，M是分配到UE j的子载波的数量，A是接收天线的数量，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE040
是同时UE的数量。噪声被作为第J个UE，即UE J处理，并且因此
Figure DEST_PATH_IMAGE042
被计算为：
Figure DEST_PATH_IMAGE044
（等式2）
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE046
是在天线a上的噪声功率。
由于UE在子载波m上传送的信号与接收天线无关，因此，它们将对于所有天线是相同的，即 
Figure DEST_PATH_IMAGE048
，j=1，…J-1。来自UE（包括UE J，即噪声）的传送的信号的相关可表示为：
Figure DEST_PATH_IMAGE050
 （等式3）
等式3显示：
-两个不同UE传送的信号不相关；
-除UE J（即，噪声）外，UE传送的信号与其自己完全相关；
从UE J传送到不同天线的信号（即，在不同天线的噪声）不相关；以及
-从UE J传送到一个天线的信号（即，在一个天线的噪声）完全相关。
在子载波m上传送的J-1个同时UE中，只位于被服务小区中的UE（例如，图1中的UE 121）是所需UE，即，此UE传送的信号是接收天线所需的，而其它小区服务的所有其它UE是干扰UE。
为抑制噪声和干扰，包括小区间干扰，在接收器110中需要空间频率域均衡。
如图1所示，在接收器110中，在频率域中为在天线1301-130A在子载波上接收的每个信号应用均衡加权因子W。用于一个子载波的多个加权信号被相加以恢复由例如UE k等所需UE在子载波上传送的信号。在频率域中用于UE k的子载波m上均衡后的恢复信号可表示为：
Figure DEST_PATH_IMAGE052
 （等式4）
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE054
表示在天线a的用于UE k传送其信号的子载波m的均衡加权因子。
随后，将恢复的信号通过例如IDFT（离散傅立叶逆变换）变换到时间域，即，
 （等式5）。
从上述内容中能够看到恢复的信号的质量在很大程度上取决于均衡加权因子。可为所需UE k将通过用于子载波m的均衡加权因子形成的均衡加权向量计算如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE058
 （等式5）
在等式5中，是在子载波m上用于所需UE k的损害协方差矩阵，并且带有A乘A的大小。
Figure 99205DEST_PATH_IMAGE060
 可计算如下：
 （等式6）
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE064
是噪声和干扰的相关函数。
Figure DEST_PATH_IMAGE066
 是在子载波m上用于所需UE k的信号干扰和噪声比，并且可计算为：
 （等式7）
由于基于损害协方差估计来计算均衡加权向量，因此，均衡的性能将还取决于损害协方差估计的准确度。
在目前技术算法中，在子载波的集合内，如在一个资源块中的12个子载波内，线性平均原始损害协方差估计以改进估计准确度。但如果涉及的接收天线的数量变大，则此算法表现不佳。
图2示出根据本发明的一实施例、用于生成损害协方差估计的过程200的流程图。
在步骤210中，计算在研究的小区中分配到传送器的子载波m上在两个天线a、b之间的原始损害协方差估计
Figure DEST_PATH_IMAGE070
，其统计从相邻小区中其它传送器生成的噪声和干扰。原始损害协方差估计可指使用用于损害协方差估计的任何目前技术算法生成的损害协方差估计。
优选的是，此计算可使用现有技术中的熟知算法执行，例如，原始损害协方差估计可估计为：
Figure DEST_PATH_IMAGE072
  （等式8）
其中
 （等式9）
此处，
Figure DEST_PATH_IMAGE076
是在天线a在第l个导频OFDM符号在子载波m上的接收信号，
Figure DEST_PATH_IMAGE078
是在天线a在子载波m上所需UE k的信道估计，以及
Figure DEST_PATH_IMAGE080
是在第l个导频OFDM符号在子载波m上所需UE k的频率域中传送的信号。并且在此估计中总共涉及有L个导频OFDM符号。
在步骤220中，通过例如IDFT将原始损害协方差估计变换到时间域中以做进一步处理。
 （等式10）
其中，实际上是在天线a和b上在时间域中表示的损害的周期相关函数，并且是在时间域中数据的序列，此处，n是数据的索引。
随后，通过掩蔽和阈值处理在以下过程中处理变换的损害协方差估计以改进估计准确度。
在步骤230中，通过由最大延迟扩展定义宽度的三角窗口掩蔽变换的损害协方差估计。此三角窗口将滤除通过例如IDFT变换获得的数据序列的中间部分，该部分主要对应于噪声。
根据一实施例，三角窗口由三角函数的幂定义。在时间域中两个矩形函数的相关具有三角形状的事实激发了通过三角函数的幂的掩蔽，并且通过三角函数的掩蔽将降低噪声的影响。
根据一实施例，掩蔽函数可确立如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE086
（等式11）
其中，
Figure 2010800705553100002DEST_PATH_IMAGE016AA
是最大延迟扩展，优选它是在接收器与传送器之间（即在接收器与UE k之间）的信道的最大延迟扩展。在本发明的上下文中，能够设为从所需UE的FFT大小缩小到DFT大小的循环前缀的长度。q是可以三角函数的指数，其是大于1的正值，例如，16。优选的是，q是基于信道模型的参数，并且它可随着信道模型中路径的数量增大而减小。
在步骤240中，基于变换的损害协方差估计来确定阈值，并且应用阈值以便对掩蔽的损害协方差进行阈值处理。阈值处理是要进一步降低三角窗口内的噪声。
根据一实施例，为确定阈值，获得了
Figure 368688DEST_PATH_IMAGE025
的绝对值：
Figure DEST_PATH_IMAGE088
 （等式12）
由于在IDFT后，数据序列的中间部分可以是纯噪声，因此，随后基于在此部分（即，最大延迟扩展确定的间隔）中变换的损害协方差估计的最大绝对值来确定阈值，例如，可如下设置阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE090
：
Figure DEST_PATH_IMAGE092
 （等式13）。
优选的是，等式13中设置的阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE093
可还定义如下：
，
Figure DEST_PATH_IMAGE095
，以及
如果
Figure DEST_PATH_IMAGE096
，则阈值
Figure 950848DEST_PATH_IMAGE093
设为0。
其中，ε是正值，例如2。优选的是，ε可以是基于噪声或信道模型的参数。
阈值的确定可在掩蔽步骤之前，与其平行或在其之后执行。
优选的是，如下应用确定的阈值到掩蔽的损害协方差估计：
Figure DEST_PATH_IMAGE098
 （等式14）
其中，如果x>=0，则sign(x)=1，否则，sign(x)=-1。
通过应用阈值，抑制了在相关函数上的噪声影响，并且改进了在噪声主导情形中的估计准确度。
在步骤250中，通过例如DFT将经阈值处理的损害协方差估计变换回频率域：
Figure DEST_PATH_IMAGE100
结果损害协方差估计
Figure DEST_PATH_IMAGE102
构成在损害协方差矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE104
第a行和第b列上元素的估计，该损害协方差矩阵随后用于计算均衡加权向量以便在接收器110中执行均衡。如将领会的一样，虽然本发明的实施例在LTE系统的上下文中描述，但优选的是，本发明适用于任何无线通信系统，系统中在具有多个天线的接收器与传送器之间进行通信，并且此过程可在象eNodeB等无线电基站或象UE等移动终端中实现。
图3示出根据本发明的一实施例的协方差估计器300的框图。所述协方差估计器300包括在接收器中。接收器可例如是无线通信系统中无线电基站（象LTE系统中的eNodeB）中的IRC接收器。备选，接收器可在UE中实现。接收器配有多个天线，并且从无线通信系统中的传送器接收。
协方差估计器300生成损害协方差估计，并且提供通过损害协方差估计形成的损害协方差矩阵以计算均衡加权向量以便执行均衡。
在协方差估计器300中，原始协方差计算单元310包括在内以计算在频率域中在子载波上两个天线之间的原始损害协方差估计。计算为分配到所需传送器（即，研究的小区服务的传送器）的每个子载波进行。第一变换器单元320可接收原始损害协方差估计和通过使用例如IDFT来变换原始损害协方差估计到时间域中。随后，将变换的损害协方差估计输入掩蔽单元330中，该单元通过由最大延迟扩展定义宽度的三角窗口，优选是三角函数的幂来掩蔽变换的损害协方差估计。阈值处理单元340将基于来自第一变换器单元320的变换的损害协方差估计来确定阈值。在一个实施例中，阈值可被确定为变换的损害协方差估计的最大绝对值。随后，应用阈值以便对掩蔽的损害协方差估计进行阈值处理或者选择掩蔽的损害协方差估计。只保持其绝对值高于阈值的损害协方差估计。经阈值处理的损害协方差估计被传递到第二变换器单元350以便变换到频率域中。变换后的结果损害协方差估计用于为随后的空间频率域均衡形成损害协方差矩阵。
图4以示意图方式示出根据本发明的另一实施例的协方差估计器400的框图，该估计器可以是图3所示协方差估计器300的备选实现。
此处在协方差估计器400中包括的是处理单元410，例如，带在DSP（数字信号处理器）。处理单元410能够是单个单元或多个单元以执行在更早结合图2所述的过程200中描述的过程的不同步骤。
此外，协方差估计器400包括非易失性存储器形式的至少一个计算机程序产品420，如EEPROM、闪存存储器和磁盘驱动器。计算机程序产品420包括计算机程序430，计算机程序430包括在处理单元410上运行时促使协方差估计器400执行过程200的步骤的代码部件。
因此，在所述示范实施例中，计算机程序430中的代码部件包括用于执行过程200的步骤210的原始协方差计算模块431、用于执行过程200的步骤220的第一变换器模块432、用于执行过程200的步骤230的掩蔽模块433、用于执行过程200的步骤240的阈值处理模块434及用于执行过程200的步骤250的第二变换器模块435。也就是说，模块431-435实质上执行过程200的步骤以模拟图3所述的装置。换而言之，不同模块431-435在处理单元410上运行时，它们可对应于图3的对应单元310、320、330、340和350。
图5示出在根据本发明的损害协方差估计与在一个资源块中的12个子载波内平均估计的原始协方差的目前技术算法之间的性能比较。
为简明起见，模拟了两个UE，一个是研究的小区服务的UE，并且另一个是相邻小区服务的干扰UE。这两个UE具有相同的平均信号强度，并且在其相应上行链路传送中相互干扰。表1中示出详细的模拟条件。
表1 模拟参数配置
在可行IRC接收器中采用带有自适应虚拟过采样的基于DFT的信道估计，对于小于10 dB的SNR，虚拟过采样率为1。
如图5所示，从模拟结果能够断定，通过使用目前技术损害协方差估计，与带有完美估计的理想IRC相比，可行IRC接收器具有大约5.5 dB的性能损耗。但通过根据本发明的实施例的损害协方差估计，性能损耗被降低到大约1.5-2 dB。也就是说，与目前技术损害协方差估计相比，根据本发明的实施例的损害协方差估计在模拟的情形中具有大约4 dB的性能改进。如果在信道估计中虚拟过采样率高于1，则预期改进甚至更大。
虽然本发明已以优选实施例和其变化的形式公开，但将理解的是，上面提及的实施例是说明而不限制本发明。正如本领域的技术人员将理解的一样，本发明可实施为方法、设备、系统或计算机程序产品。相应地，本发明可采取完全硬件实施例、完全软件实施例（包括固件、驻留软件、微代码等）或组合软件和硬件方面的实施例形式，所有实施例可在本文通称为“电路”、“模块”或“系统”。此外，本发明可采取在计算机可用存储介质上的计算机程序产品形式，介质中包含有计算机可用程序代码。
本发明已参照根据本发明实施例的计算机程序产品、设备（系统）和方法的流程图例和/或方框图进行描述。将理解的是，流程图例和/或方框图中的每个方框及流程图例和/或方框图中方框的组合可通过计算机程序指令实现。这些计算机程序指令可提供到通用计算机、专用计算机和/或其它可编程数据处理设备的处理器以产生一种机器，使得经计算机或其它可编程数据处理设备的处理器执行的这些指令形成用于实现流程图和/或方框图方框中指定功能/动作的部件。
虽然特定的实施例已在本文示出和描述，但本领域普通技术人员领会的是，为实现相同目的计算的任何布置可替代所示特定的实施例，并且本发明在其它环境中有其它应用。本申请旨在涵盖本发明的任何修改或变化。下面的权利要求项绝对无意将本发明的范围限制于本文所述特定实施例。
缩略词
DFT                   离散傅立叶变换
IDFT                  离散傅立叶逆变换
SC-FDMA          单载波频分多址
MMSE               最小均方误差
IRC                    干扰抑制合并
PUSCH              物理上行链路共享信道
SCM-E               演进空间信道模型
QAM                  正交调幅
HPBW               半功率波束宽度
DoA 到达方向。

Claims (20)

1. 一种生成损害协方差估计以便在无线通信系统(100)的接收器(110)中实现均衡的方法，其中所述接收器配有多个天线(1301.., 130A)，并且损害协方差矩阵用于为传送器(121)传送的信号计算均衡加权向量，所述方法包括以下步骤：
计算在频率域中分配到所述传送器的每个子载波上所述多个天线的第一天线与第二天线之间的原始损害协方差估计(210)，
将所述原始损害协方差估计变换到时间域中(220)，
通过由最大延迟扩展定义宽度的三角窗口掩蔽所述变换的损害协方差估计(230)，
基于所述变换的损害协方差估计确定阈值，并且通过所述确定的阈值对所述掩蔽的损害协方差估计进行阈值处理(240)，以及
将经阈值处理的损害协方差估计变换到频率域中以形成所述损害协方差矩阵(250)。
2. 如权利要求1所述的方法，其中所述阈值基于在所述最大延迟扩展确定的间隔中所述变换的损害协方差估计的最大绝对值来确定。
3. 如权利要求2所述的方法，其中所述阈值                                               
Figure DEST_PATH_IMAGE002
设置如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE004
，
Figure DEST_PATH_IMAGE006
，以及
Figure DEST_PATH_IMAGE008
，
Figure DEST_PATH_IMAGE010
，
如果，则所述阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE014
设为0，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE016
是在所述传送器与所述接收器之间的信道的最大延迟扩展，是在所述第一天线a与所述第二天线b之间所述变换的损害协方差估计，M是子载波的数量，以及A是天线的数量。
4. 如权利要求2所述的方法，阈值处理的所述步骤如下所述执行以生成所述经阈值处理的损害协方差估计
Figure DEST_PATH_IMAGE020
：
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE024
是在所述第一天线a与所述第二天线b之间所述掩蔽的损害协方差估计，并且
Figure DEST_PATH_IMAGE025
是所述确定的阈值。
5. 如权利要求1所述的方法，其中变换到时间域中的所述步骤通过离散傅立叶变换来执行，并且所述三角窗口由三角函数的幂定义。
6. 如权利要求5所述的方法，其中掩蔽的所述步骤如下所述执行以生成所述掩蔽的损害协方差：
Figure DEST_PATH_IMAGE027
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE028
是在所述第一天线a与所述第二天线b之间所述变换的损害协方差估计，
Figure DEST_PATH_IMAGE016A
是在所述传送器与所述接收器之间的信道的最大延迟扩展，以及M是子载波的数量。
7. 如权利要求1所述的方法，其中所述无线通信系统是长期演进系统，并且所述接收器是干扰抑制合并IRC接收器。
8. 如权利要求1所述的方法，其中所述无线通信系统是时分长期演进系统，并且天线的数量为8。
9. 一种用于生成损害协方差以便在无线通信系统(100)的接收器(110)中实现均衡的协方差估计器，其中所述接收器配有多个天线(1301.., 130A)，并且损害协方差矩阵用于为传送器(121)传送的信号计算均衡加权向量，所述协方差估计器包括：
协方差计算单元(310)，用于计算在频率域中分配到所述传送器的每个子载波上所述多个天线的第一天线与第二天线之间的原始损害协方差估计，
第一变换器单元(320)，用于将所述原始损害协方差估计变换到时间域中，
掩蔽单元(330)，用于通过由最大延迟扩展定义宽度的三角窗口掩蔽所述变换的损害协方差估计，
阈值处理单元(340)，用于基于所述变换的损害协方差估计确定阈值，并且通过所述确定的阈值对所述掩蔽的损害协方差估计进行阈值处理，以及
第二变换器单元(350)，用于将所述经阈值处理的损害协方差估计变换到频率域中以形成所述损害协方差矩阵。
10. 如权利要求9所述的协方差估计器，其中所述阈值处理单元配置成基于在所述最大延迟扩展确定的间隔中所述变换的损害协方差估计的最大绝对值，确定所述阈值。
11. 如权利要求10所述的协方差估计器，所述阈值处理单元配置成如下设置所述阈值
Figure 572441DEST_PATH_IMAGE025
：
Figure DEST_PATH_IMAGE030
，
Figure DEST_PATH_IMAGE032
，以及
Figure DEST_PATH_IMAGE034
，，
如果
Figure DEST_PATH_IMAGE037
，则所述阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE038
设为0，
其中是在所述传送器与所述接收器之间的信道的最大延迟扩展，
Figure 819356DEST_PATH_IMAGE018
是在所述第一天线a与所述第二天线b之间所述变换的损害协方差估计，M是子载波的数量，以及A是天线的数量。
12. 如权利要求8所述的协方差估计器，所述阈值处理单元配置成如下执行阈值处理以生成所述经阈值处理的损害协方差估计
Figure 214566DEST_PATH_IMAGE020
：
其中
Figure 710455DEST_PATH_IMAGE024
是在所述第一天线a与所述第二天线b之间所述掩蔽的损害协方差估计，并且
Figure 977488DEST_PATH_IMAGE025
是所述确定的阈值。
13. 如权利要求9所述的协方差估计器，其中所述第一变换器单元配置成通过离散傅立叶变换进行变换，并且所述三角窗口由三角函数的幂定义。
14. 如权利要求13所述的协方差估计器，其中所述掩蔽单元配置成如下执行掩蔽以生成所述掩蔽的损害协方差估计
Figure 441967DEST_PATH_IMAGE024
：
Figure DEST_PATH_IMAGE039
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE040
是在所述第一天线a与所述第二天线b之间所述变换的损害协方差估计，
Figure DEST_PATH_IMAGE016AAA
是在所述传送器与所述接收器之间的信道的最大延迟扩展，以及M是子载波的数量。
15. 如权利要求1所述的协方差估计器，其中所述无线通信系统是长期演进系统，并且所述接收器是干扰抑制合并IRC接收器。
16. 如权利要求1所述的协方差估计器，其中所述无线通信系统是时分长期演进系统，并且天线的数量为8。
17. 一种包括如权利要求9所述的协方差估计器的接收器。
18. 如权利要求17所述的接收器，其中所述无线通信系统是长期演进系统，并且所述接收器是干扰抑制合并IRC接收器。
19. 如权利要求18所述的接收器，其中所述接收器包括在用户设备UE或无线电基站中。
20. 一种包括如权利要求17所述接收器的无线通信系统。
CN2010800705553A 2010-12-08 2010-12-08 用于空间频率域均衡的协方差估计方法及与其相关联的设备和系统 Pending CN103283197A (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2010/001989 WO2012075604A1 (en) 2010-12-08 2010-12-08 Covariance estimation method for space-frequency domain equalization and apparatus and system associated therewith

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN103283197A true CN103283197A (zh) 2013-09-04

Family

ID=46206509

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2010800705553A Pending CN103283197A (zh) 2010-12-08 2010-12-08 用于空间频率域均衡的协方差估计方法及与其相关联的设备和系统

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8848778B2 (zh)
EP (1) EP2649732B1 (zh)
CN (1) CN103283197A (zh)
WO (1) WO2012075604A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020124343A1 (en) * 2018-12-18 2020-06-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Handling of impaired antenna branch

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104025472B (zh) 2011-10-19 2017-09-26 爱立信(中国)通信有限公司 用于极化天线系统的无线电接收器
US10353903B2 (en) * 2013-01-24 2019-07-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Computing system with correlation estimation mechanism and method of operation thereof
JP2017520201A (ja) * 2014-04-25 2017-07-20 ザ・リージェンツ・オブ・ザ・ユニバーシティ・オブ・ミシガンＴｈｅ Ｒｅｇｅｎｔｓ Ｏｆ Ｔｈｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｏｆ Ｍｉｃｈｉｇａｎ デジタル・ベースバンドが閾値付近である短距離ジグビー（ｚｉｇｂｅｅ（登録商標））互換受信機
US11706064B2 (en) * 2018-05-31 2023-07-18 Indian Institute Of Technology Hyderabad Method of receiving signal stream and a receiver

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007147943A1 (en) * 2006-06-22 2007-12-27 Nokia Corporation Interference cancellation unit and interference cancellation method
WO2008104643A1 (en) * 2007-03-01 2008-09-04 Nokia Corporation Interference rejection in radio receiver
CN101523748A (zh) * 2006-10-11 2009-09-02 艾利森电话股份有限公司 对G-Rake接收机的多普勒频率控制
US20090304132A1 (en) * 2008-06-05 2009-12-10 Cairns Douglas A Method and Apparatus for Efficient Estimation of Interference in a Wireless Receiver

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7822156B2 (en) * 2006-06-01 2010-10-26 Realtek Semiconductor Corp Channel estimation
WO2008058087A2 (en) * 2006-11-03 2008-05-15 Maxlinear, Inc. Edge mmse filter
US8275057B2 (en) * 2008-12-19 2012-09-25 Intel Corporation Methods and systems to estimate channel frequency response in multi-carrier signals

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007147943A1 (en) * 2006-06-22 2007-12-27 Nokia Corporation Interference cancellation unit and interference cancellation method
CN101523748A (zh) * 2006-10-11 2009-09-02 艾利森电话股份有限公司 对G-Rake接收机的多普勒频率控制
WO2008104643A1 (en) * 2007-03-01 2008-09-04 Nokia Corporation Interference rejection in radio receiver
US20090304132A1 (en) * 2008-06-05 2009-12-10 Cairns Douglas A Method and Apparatus for Efficient Estimation of Interference in a Wireless Receiver

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020124343A1 (en) * 2018-12-18 2020-06-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Handling of impaired antenna branch

Also Published As

Publication number Publication date
US8848778B2 (en) 2014-09-30
EP2649732A1 (en) 2013-10-16
EP2649732A4 (en) 2014-05-21
EP2649732B1 (en) 2015-04-01
WO2012075604A1 (en) 2012-06-14
US20130243069A1 (en) 2013-09-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4870209B2 (ja) 移動無線装置のドップラー周波数の決定
CN102860064B (zh) 存在小区间干扰时无线通信系统中的信道估计和数据检测
CN102474333B (zh) 基站设备及其方法和通信系统
CN106664273B (zh) Mimo同信道全双工收发器中的干扰抵消
US11290171B2 (en) Method and apparatus for signal detection in a MIMO communication system
CN104737481B (zh) 发送机和无线通信方法
US20180183632A1 (en) Wireless device communications system
CN114285444B (zh) 一种去蜂窝大规模mimo系统的功率优化方法
WO2012079356A1 (zh) 一种干扰噪声估计和干扰抑制方法及相应系统
CN103283197A (zh) 用于空间频率域均衡的协方差估计方法及与其相关联的设备和系统
JP5203308B2 (ja) 送信指向性制御装置及び送信指向性制御方法
CN112769726A (zh) 基于智能反射表面辅助通信系统无源波束赋形优化方法
CN106160806B (zh) 无线通信系统中执行干扰协调的方法和设备
CN105577598A (zh) 在干扰条件下的lte上行系统的信号检测方法和装置
Bhoyar et al. Leaky least mean square (LLMS) algorithm for channel estimation in BPSK-QPSK-PSK MIMO-OFDM system
CN104301261B (zh) Mimo检测方法和装置
CN102480453B (zh) 一种宽带同频干扰噪声估计和干扰抑制的方法及相应系统
US9100228B2 (en) Long term evolution (LTE) uplink canonical channel estimation
JP2008283393A (ja) Ｍｍｓｅ等化回路、受信装置、及び通信システム、並びにその方法及びプログラム
Djapic et al. Synchronization and packet separation in wireless ad hoc networks by known modulus algorithms
CN105375967A (zh) 一种基于统计方法的增强型最大比合并检测方法和接收机
CN110213183A (zh) 一种基于Chu序列的全双工中继系统的信道估计方法
CN103532884A (zh) C-ran架构无线接入网中一种上行干扰抑制装置和方法
CN102625321B (zh) 家用基站组网系统及方法
CN102447658B (zh) 干扰抑制合并的方法及装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20130904