WO2007077608A1

WO2007077608A1 - 通信装置及びチャネル推定方法

Info

Publication number: WO2007077608A1
Application number: PCT/JP2005/024110
Authority: WO
Inventors: Takashi Dateki
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2005-12-28
Filing date: 2005-12-28
Publication date: 2007-07-12
Also published as: EP1968224A4; US8654893B2; EP1968224B1; US20080267320A1; JPWO2007077608A1; JP4659840B2; EP1968224A1

Abstract

　高精度のチャネル推定を行う通信装置及びチャネル推定方法を提供する。当該通信装置は複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を受信する通信装置であって、受信された複数のサブキャリアのいずれか複数に配置された各パイロット信号から仮のチャネル推定値をそれぞれ生成する第１推定手段と、当該複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列を生成し、生成された仮想チャネル推定値系列と上記複数の仮のチャネル推定値とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する第２推定手段と、この生成されたチャネル推定値系列を用いて、当該複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する生成手段とを備える。

Description

明細書

通信装置及びチャネル推定方法

技術分野

[0001] 本発明は、マルチキャリア伝送方式においてチャネル推定を行う通信装置及びチャネル推定方法に関するものである。

背景技術

[0002] 近年、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式は様々な通信システムの伝送方式に採用され、高い周波数利用効率による高速データ通信を実現している。 OFDM方式は、送信データを複数に分割し、その分割された送信データを直交する複数の搬送波 (サブキャリア）にそれぞれマッピングし、周波数軸上で並列に伝送する方式である。 OFDMの変調処理には逆離散フーリエ変換 (以降、 IDFT( Inverse Discrete Fourier Transform)と表，己する)、逆尚速フーリエ変換降、 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)と表記する）等が利用され、復調処理には離散フ一リエ変換（以降、 DFT (Discrete Fourier Transform)と表記する）、高速フーリエ変換（以降、 FFT(Fast Fourier Transform)と表記する）等が利用される。

[0003] また、 OFDM方式を用いる通信システムでは、一般的に、チャネル変動による位相補正等を行うため、パイロット (pilot)信号を用いた同期検波が行われる。このパイ口ット信号を用いた同期検波について以下に簡単に説明する。

[0004] 送信装置は、既知の信号であるノィロット信号をデータ信号の間に挿入し、 IDFT 等により OFDM変調された信号を送信する。受信装置は、この信号を受信すると、この受信信号力 DFT等の処理により各サブキャリアに対応する周波数成分の信号を出力し、この出力された信号に基づき同期検波を行う。受信機は、この同期検波をするにあたって、当該出力信号に含まれるノィロットシンボルから当該パイロットシンポルに作用した伝搬路特性を推定し (チャネル推定)、この得られたチャネル推定値によりデータ信号を補間するのである。例えば、伝搬路における位相変動が補間される場合には、既知のパイロット信号の変調位相に基づき、パイロット信号の受信位相から当該位相変動が推定され、これによりデータ信号の位相変動が補間される。 [0005] OFDM方式では、このようなパイロット信号を用いたチャネル推定が広く行われており、このチャネル推定値の精度が受信誤り率等の通信性能に大きく寄与することが分力つている。そして、このようなチャネル推定手法については様々な手法が提案されている。

[0006] 最も簡易なチャネル推定手法として、ゼロフォーシング（以降、 ZF (Zero-Forcing)と表記する）がある。 ZFは、既知のパイロット信号と受信されたパイロット信号との相関により得られた仮のチャネル周波数応答（以降、 CFR (Channel Frequency Response )と表記する)推定値をそのままチャネル推定値として用いる手法である。

[0007] また、更にチャネル推定の精度を上げるための手法として、この ZFで求められた仮の CFR推定値を更に時間軸上及び Z又は周波数軸上で平均化されたものをチヤネル推定値として用いる手法が提案されてヽる（下記非特許文献 1参照)。下記非特許文献 1には、 OFDMにおけるチャネル推定方法として、周波数方向に複数のサブキャリアを平均することにより、チャネル推定値の信号対雑音比（以降、 SNR (Signal No ise Ratio)と表記する）を上げる手法が開示されている。

[0008] また、上述の仮の CFR推定値を IFFT等を用いて時間領域に変換し、この変換により得られた時間領域でのチャネルインパルス応答（以降、 CIR (Channel Impulse Re sponse)と表記する）（遅延プロファイル）に対して重み付けや雑音除去等を行い、再度、 FFTすることにより得られた CFR推定値をチャネル推定値として用いる手法が提案されている（下記非特許文献 2参照)。下記非特許文献 2には、上述のようにして得られた CIRの受信電力が時間軸上の一定領域に集中するという伝搬路の一般的な性質を用いて、 SNRの小さい時間領域を削除する (ゼロ (0)に置換する)ことによりチャネル推定を行う手法が開示されて、る。

[0009] また、下記特許文献 1には、 OFDM方式における受信装置にお、て、ガードインタ一バルを超えた遅延波によるシンボル間干渉及びキャリア間干渉を減少させる手法が開示されている。

特許文献 1：特開 2004— 208254号公報

非特許文献 1 :新、安部田、佐和橋、「繰り返しチャネル推定を用いたときの下りリンクブロードバンドパケット TD—OFCDMの特性」、信学技報 RCS2000—186、社団法人電子情報通信学会、 2001年 1月

非特干文献 2 : Jan- J aap van de BeeK、 O.Edfors、 M.bandelU「On Cnannel Estimation in OFDM Systems] ^ Vehicular Technology Conference ^ 1995IEEE45th Volume 2、 2 5-28 July 1995、 P.815— 819

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0010] し力しながら、上述の仮の CFR推定値を平均化することによりチャネル推定の精度を上げる手法、すなわち、周波数領域での平均化を用いた推定手法では、遅延分散が大きい場合に適切に平均化する事が出来ないため高精度のチャネル推定ができないという問題があった。

[0011] また、時間領域での CIRに対し重み付けや雑音除去等を行うチャネル推定手法では、 CIRが時間領域に広がりを持つことから、重み付けやゼロ置換及びゼロ追加等の雑音除去等の処理が信号成分を歪ませ、チャネル推定精度が劣化するという問題があった。例えば、上述のように CIRのうち SNRの小さい時間領域を削除する手法では、一般的には CIRの受信電力は時間領域において一定時間領域に完全に集中するのではなくある程度広がりを持っているため、広がっている信号成分を雑音成分と共に除去してしまうこととなり、 SNRが高い領域において高精度のチャネル推定ができな、と!/、う問題があった。

[0012] 本発明は、上述のような問題点に鑑みてなされたものであり、高精度のチャネル推定を行う通信装置及びチャネル推定方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0013] 本発明は、上述した課題を解決するために以下の構成を採用する。即ち、本発明は、複数のサブキャリア力なるマルチキャリア信号を受信する通信装置において、受信された複数のサブキャリアのいずれか複数に配置された各パイロット信号から、それぞれのパイロット信号に関する既知情報に基づいて、仮のチャネル推定値をそれぞれ生成する第 1推定手段と、当該複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列を生成し、生成された仮想チヤネル推定値系列と上記複数の仮のチャネル推定値とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する第 2推定手段と、この第 2推定手段により生成されたチャネル推定値系列を用いて、当該複数のサブキャリアの!/ヽずれか複数に関するチャネル推定値を生成する生成手段とを備える通信装置についてのものである。

[0014] 本発明では、受信されたマルチキャリア信号中のパイロット信号から、当該通信装置にとって既知の当該パイロット信号に関する既知情報 (位相、振幅等）に基づいて、各パイロット信号に作用した伝搬路特性の簡易推定が行われる (第 1推定手段)。

[0015] 続いて、この簡易推定により得られた複数のパイロット信号に対応する複数の仮のチャネル推定値に加えて、複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列が生成される。ここでのチャネル推定値系列とは、複数のチャネル推定値を所定の条件で並べたものを示し、複数のチャネル推定値を示す波形若しくは関数といった意味も含むものとする。そして、この仮想チャネル推定値系列と複数の仮のチャネル推定値とを併せた所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列が生成される。

[0016] この生成されたチャネル推定値系列に所定の演算が施されることにより、最終的なチャネル推定値が生成される。このように仮想的なチャネル推定値系列を併せた情報に基づいて、最終的なチャネル推定値が生成されるため、精度の高いチャネル推定値を生成することができる。

[0017] また、本発明は、第 2推定手段により生成されたチャネル推定値系列を周波数時間変換することにより時間領域のチャネルインパルス応答情報に変換する変換手段と、当該チャネルインパルス応答情報に対して所定の重み付け処理及び又は所定の補正処理を行う処理手段とを更に備え、上記生成手段がこの処理手段により処理されたチャネルインパルス応答情報に時間周波数変換を施すことにより、当該複数のサブキャリアの、ずれか複数に関するチャネル推定値を生成するようにしてもょ、。

[0018] 本発明では、生成されたチャネル推定値系列が変換手段により時間領域のチヤネルインパルス応答情報 (遅延プロファイル）に変換され、処理手段により所定の処理が施され、生成手段により再度周波数領域の情報に戻されることにより、最終的なチャネル推定値が生成される。ここで、周波数時間変換には例えば IDFT、 IFFT等があり、時間周波数変換には例えば DFT、 FFT等がある。

[0019] また、処理手段の所定の重み付け処理とは、例えば所定の電力以下をゼロとするゼロ置換や雑音成分を除去する処理等様々な処理が含まれ、また、所定の補正処理とは、全サブキャリアに対応するパイロット信号が配置されない場合等に全サブキャリアに対応するチャネル推定値を得ることができるような補間処理等が含まれる。

[0020] 従って、本発明によれば、仮想チャネル推定値系列が併せられたチャネル推定値系列に対し周波数時間変換が行われるため、変換後のチャネルインパルス応答情報の時間軸上の広がりを抑えることができる。これにより、そのチャネルインパルス応答情報へ施される重み付け等の処理によって影響を受ける信号成分を少なくすることができ、再度周波数領域の情報に戻された際に精度の高いチャネル推定値を生成することができる。

[0021] 更に、このような精度の高いチャネル推定値を生成するにあたっては、仮想チヤネル推定値系列を生成するだけでょ、ため、少な、処理量で精度の高、チャネル推定値を生成することができること〖こなる。

[0022] また、上記第 2推定手段は、上記所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列が、当該チャネル推定値系列のうち最小と最大のそれぞれの周波数帯域に関するチャネル推定値が略一致し、周波数軸上にぉ、て全体として滑らかで連続する波形を形成するように、上記仮想チャネル推定値系列を生成するようにしてもょヽ。

[0023] このように仮想チャネル推定値系列を生成することにより、周波数時間変換後のチャネルインパルス応答情報の時間軸上の広がりを一層抑えることができ、ひいては、精度の高、チャネル推定値を生成することができる。

[0024] また、上記第 2推定手段は、高精度のチャネル推定値を生成するべぐチャネル推定値系列が周波数軸上において全体として滑らかで連続する波形を形成するために、以下のような手段を有する。

[0025] すなわち、上記第 2推定手段は、周波数軸上において、上記複数の仮のチャネル推定値のうち対応するサブキャリアの周波数帯域が最大、最小のそれぞれの仮のチャネル推定値をそれぞれ開始点とし、上記複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域方向にそれぞれ伸びる 2本の接線を生成し、該生成された 2本の接線に関し窓関数を乗算することにより生成された波形上に仮想チャネル推定値が並ぶように上記仮想チャネル推定値系列を生成するようにしてもよい。

[0026] このようにすることで、複数の仮のチャネル推定値のうち対応するサブキャリアの周波数帯域が最大、最小のそれぞれの仮のチャネル推定値力延びる波形、すなわち、生成される仮想チャネル推定値が並ぶ波形を連続で滑らかな波形とすることが可能となる。

[0027] なお、当該接線の生成手法は様々な方法が考えられる。例えば、サブキャリアの周波数帯域が最大、最小のそれぞれの仮のチャネル推定値を直接結ぶような接線であつてもょ、し、予め決められた所定の傾きを持つ接線であってもよ、。

[0028] また、当該接線の傾きを、上記各開始点から周波数軸におけるそれぞれ所定の周波数帯域幅内の仮のチャネル推定値に基づいてそれぞれ求めるようにしてもよい。

[0029] これにより、複数の仮のチャネル推定値のうち、対応するサブキャリアの周波数帯域が最大、最小となる周波数帯域力それぞれ所定幅内にある周波数帯域に関する仮のチャネル推定値に基づき、それら仮のチャネル推定値が形成する傾きを持った接線を生成することができる。例えば、算出されるこの傾きは、上記所定幅内にある周波数帯域に関する仮のチャネル推定値の平均傾きとしてもよい。これにより、生成される仮想チャネル推定値が並ぶ波形を連続でより滑らかな波形とすることができる。

[0030] なお、本発明は、上述の本発明に係る通信装置と同様の特徴を有するチャネル推定方法、情報処理装置 (コンピュータ)を通信装置として機能させるプログラム、或いは、当該プログラムを記録した記録媒体として実現可能である。また、本発明に係る通信装置とは、例えば、無線により相互に通信を行う通信装置であっても、有線により通信を行う通信装置であっても、また、コンピュータ内でインタフェース信号としての通信を行う装置、素子等であってもよい。

発明の効果

[0031] 本発明によれば、高精度のチャネル推定を行う通信装置及びチャネル推定方法を提供することができる。

図面の簡単な説明

[0032] [図 1]図 1は実施形態における送信装置の機能構成を示す図である。 [図 2]図 2は OFDMフレームの構成例を示す図である。

[図 3]図 3は実施形態における受信装置の機能構成を示す図である。

[図 4]図 4はチャネル推定部の機能構成を示す図である。

[図 5]図 5は仮の CFR推定値における周波数スペクトルを示す図である。

[図 6]図 6は仮想 CFR推定値の追加の概念を示す図である。

[図 7]図 7は仮想 CFR推定値の波形生成の第 1例を示す図である。

[図 8]図 8は仮想 CFR推定値の波形生成の第 2例を示す図である。

[図 9]図 9は OFDMフレーム構成の変形例を示す図である。

[図 10]図 10はチャネル推定処理フローを示す図である。

[図 11]図 11は変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。

[図 12]図 12は本実施形態におけるチャネル推定時の CIR分布を示す図である。

[図 13]図 13は第二変形例における OFDMフレーム構成の例を示す図である。

[図 14]図 14は第二変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。

[図 15]図 15は第三変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。符号の説明

10 パイロット多重部

11、 23 シリアル Zパラレル（SZP)変換部

12、 273 IDFT部

13、 25 パラレル Zシリアル（PZS)変換部

14 デジタル Zアナログ (DZA)変換部

15 アップコンバージョン部

16 アンテナ素子

21 ダウンコンノ一ジョン咅

22 アナログ Zデジタル (AZD)変換部

24、 275 DFT部

26 同期検波部

27 チャネル推定部

271 ゼロフォーシング（ZF)部 272 仮想チャネル追加部

274 重み付け部

276 窓関数乗算部

277 補間処理部

279 重み行列乗算部

発明を実施するための最良の形態

[0034] 以下、図面を参照して、本発明の実施形態における通信装置について説明する。

なお、以下の説明では説明の便宜のため、本実施形態における通信装置を受信装置と送信装置とに分け説明するものとする。しかしながら、本発明は、このような構成に限定されるものではなぐ以下に述べる受信機能及び送信装置能双方を備える通信装置であってもよい。あくまで、以下の実施形態の構成は例示であり、本発明は実施形態の構成に限定されない。

[0035] また、本実施形態における通信装置とは、例えば、無線により相互に通信を行う移動端末及び基地局装置 (アクセスポイント)であり、また、有線により通信を行う電力線通信装置等である。また、コンピュータ内でインタフェース信号としての通信を行う装置、素子等であってもよい。

[0036] 〔送信装置〕

本実施形態における受信装置の説明をする前に、まず、当該受信装置で受信される信号を送信する送信装置について説明する。以下、送信装置の機能構成について図 1を用いて説明する。図 1は、送信装置の機能構成を示す図である。なお、以下の送信装置の機能は、 OFDM方式による送信装置の一例を示したものであり、本発明はこのような送信装置に限定されるものではない。

[0037] 送信装置は、パイロット多重部 10、シリアル Zパラレル (以降、 SZPと表記する）変換部 11、 IDFT部 12、ノラレル Zシリアル (以降、 PZSと表記する）変換部 13、デジタル Zアナログ (以降、 DZAと表記する）変換部 14、アップコンバージョン部 15、ァンテナ素子 16等を有する。

[0038] パイロット多重部 10は、送信すべきデータ信号 (制御信号等も含む）と共に既知の信号であるパイロット信号を受けると、当該データ信号とパイロット信号を OFDMフレームに基づく所定の位置に配置したシリアル信号列を生成する。ここで、 OFDMフレーム構成について図 2を用いて簡単に説明する。図 2は、本実施形態における OFD Mフレーム構成の例を示す図である。

[0039] 図 2に示す OFDMフレームでは、 OFDMシンボルがサブキャリア周波数一時間配列上に配置される。本実施形態における OFDMフレームは、各フレームが N個のサ c ブキャリア力も構成され、各サブキャリアが更に時間軸で 10シンボル力も構成され、各サブキャリアにパイロット信号及びデータ信号がそれぞれ配置される。なお、本発明は、 OFDMフレームを図 2に示す例に限定するものでなぐパイロット信号がデータ信号に混じって配置されて、ればよ、ものとする。

[0040] 上述の OFDMフレーム構成に基づく送信データ列は、 1フレーム内の aシンボル目の bサブキャリアに配置されるデータを Da (b)と定義した場合には、以下のように示される。

[0041] D (1)、 D (1)、 · · ·、 D (1)、

1 2 10

D (2)、 D (2)、 · · ·、 D (2)、

D (N )ゝ D (N )、 …ゝ D (N )

1 C 2 C 10 C

パイロット多重部 10は、各フレームの先頭に Nサブキャリア分パイロットシンボルを c

配置する。すなわち、パイロット多重部 10は、図 2に示すように、送信データ列における D (1〜N )にパイロットシンボル P1〜PNを配置し、制御情報等を含んだデータ

1 C C

シンボルを各フレーム内 2シンボル目から 10シンボル目に割り当てる。

[0042] SZP変換部 11は、パイロット多重部 10により生成されたシリアル信号列をサブキヤリア数 (N )分並列に並べたパラレル信号に変換する。

C

[0043] IDFT部 12は、 SZP変換部 11から出力されるパラレル信号に対して各 OFDMシンボル単位で IDFT処理を行う。通常、この IDFT処理で利用される IDFTサイズは有効なサブキャリア数 (N )よりも大きいため、 IDFT部 12は、入力された Nc個のパラ

C

レル信号の残りの N + 1から Nの区間にゼロ（0)信号を設定し、全部で N個のパラレ c

ル信号に対して、 IDFT処理を行う。

[0044] IDFT部 12へ入力される N個のパラレル信号を TD (1)〜TD (N)で表した場合に、 IDFT部 12から出力される各サブキャリアの時間軸上の信号 TE (1)〜TE (N)は以下の式（1)で示すことができる。式（1)における expに対応する値はメモリ内のテープル等に記憶しておき、乗算器と加算器により当該 TE (f)を演算することが可能である

[0045] [数 1]

式 ( 1 )

[0046] IDFT部 12から出力される各サブキャリアの時間軸上の信号 TE (f)は、 PZS変換部 13により合成多重され、ガードインターバル付加部（図示せず)等によりガードインターバルが付加され、 DZA変換部 14によりアナログ信号に変換される。この変換されたアナログ信号は、アップコンバージョン部 15により信号の中心周波数を無線送信周波数に変換され、アンテナ素子 16から送信される。

[0047] 〔受信装置〕

以下、本発明の実施形態における受信装置について図 3を用いて説明する。図 3 は、本実施形態における受信装置の機能構成を示す図である。

[0048] 本実施形態における受信装置は、ダウンコンバージョン部 21、アナログ Zデジタル

(以降、 AZDと表記する）変換部 22、 SZP変換部 23、 DFT部 24、 PZS変換部 25 、同期検波部 26、チャネル推定部 27等を有する。

[0049] ダウンコンバージョン部 21は、アンテナ素子により受信された無線送信周波数信号をベースバンド信号に変換する。このベースバンド信号は、 AZD変換部 22によりデジタル信号に変換された後、 SZP変換部 23により送信装置での IDFTサイズと同じ Nサンプルのパラレル信号に変換される。なお、このとき、パラレル信号カゝらガードィンターパルが除去される。

[0050] DFT部 24は、入力されたパラレル信号に対して DFT処理を行い、各サブキャリア成分に対応する N個の信号を出力する。この DFT処理で利用される DFTサイズは、送信装置で利用された IDFTサイズと同じものである。このとき、出力された N個の信号のうち、 N + 1〜N個の信号は送信装置により設定されたゼロ信号であるため、この信号は削除される。この出力されたパラレル信号は、 PZS変換部 25によりシリアル信号列に並べ替えられ、同期検波部 26へ出力される。

[0051] 同期検波部 26は、入力されたシリアル信号列をチャネル推定部 27から渡されるチャネル推定値を用いて同期検波を行う。同期検波部 26による同期検波処理は、フレーム内のシンボル nのサブキャリア mのデータ信号を X (n)、同フレーム先頭のパイ口 m

ット信号カゝら推定されたサブキャリア mのチャネル推定値を yとすると、同期検波後の m

対応する出力を z (n)は、以下の式（2)で表すことができる。なお、式（2)に示す * m

は、複素共役を示す。

[0052] [数 2]

z_m ⁿ) = ^xm (ⁿ) y_m · · ·式（2 )

[0053] 同期検波後の出力信号 z (n)は、復調部等へ出力される。

m

[0054] なお、本実施形態では、周波数一時間変換処理を IDFTとし、時間一周波数変換処理を DFTとしている力本発明はこれらに限定するものではなぐ周波数一時間変換処理を IFFTとし、時間一周波数変換処理を FFTとしてもよヽ。

[0055] <チャネル推定部 >

チャネル推定部 27は、 DFT部 24から出力される信号のうち各フレームの先頭に配置されたノィロット信号に基づき、チャネル推定を行う。以下、チャネル推定部 27の詳細について図 4を用いて説明する。図 4は、チャネル推定部の機能構成を示す図である。なお、以下の説明では、チャネル推定部 27に入力される各サブキャリアに対応する信号成分を Xとし、チャネル推定部 27から出力されるチャネル推定値^ yとする。

[0056] チャネル推定部 27は、 ZF部 271、仮想チャネル追加部 272、 IDFT部 273、重み付け部 274、 DFT部 275等を有する。

[0057] ZF部 271は、入力される信号 Xからゼロフォーシングにより仮の CFR推定値 h を

ZF

求める。入力される各サブキャリアに対応する信号成分 Xは、周波数選択性フェージングにより、以下の式（3)のように表すことができる。サブキャリア mに関し、 Xが受信信号を示し、 h力 SCFRを示し、 P力 Sパイロット信号を示し、 nが雑音成分を示す。

[0058] [数 3]

^Xm =K^P _m ^{+ n}m ' · ·式（3 )

[0059] ZF部 271は、ゼロフォーシングにより、上記式（3)の x力既知のパイロット信号 P

m m をキャンセルし、仮の CFR推定値 h (m)を得る。このゼロフォーシングは、下記式 (4

ZF

)に示すことができる。なお、 mに関しては、アクティブサブキャリアである 1〜Nには c パイロット信号が存在し、 N + 1〜Nにはゼロ（0)が設定されて!、る。

c

[0060] [数 4]

• · ·式（4 )

[0061] このときの仮の CFR推定値 h (m)についての周波数スペクトルを図 5に示す。図 5

ZF

は、仮の CFR推定値における周波数スペクトルを示す図である。図 5に示すように、仮の CFR推定値では、 N + 1〜Nにデータが存在しないため DFTサイズの両端で c

波形が連続にならない。これにより、この仮の CFR推定値を用いて IDFT処理を行つた場合、得られる CIRは時間領域で広がりを持ったものとなってしまう。

[0062] 従って、仮想チャネル追加部 272は、本来データが存在していない区間 [N + 1〜

C

N]に仮想的な CFR推定値 h を生成し、サブキャリア区間 [1〜N ]についての仮

VCFR C

の CFR推定値 h に追加することにより、 N成分ベクトル（下記式（5)参照）を生成す

ZF

る。

[0063] [数 5] 式 (5)

[0064] なお、仮想チャネル追加部 272による仮想 CFR推定値 h の生成手法については後述する。

[0065] IDFT部 273は、生成された N成分ベクトルに対して IDFT処理を施す。これにより、 IDFT部 273は、 Nサイズの時間領域における CIRを得る。 IDFT部 273〖こより求められた CIRは、時間領域における広がりを抑えたものになる。ここでの IDFT演算を下記式（6)に示す。 7?は CIRを示し、 F+は Fの複素共役転置行列を示し、 Fは DFT演算を示す行列である。 Fで示す行列の成分を下記式（7)に示す。式（7)における jは虚数単位である。

[0066] [数 6] r/ 二 '式 ( 6 )

F_nm 式 ( 7 )

[0067] 重み付け部 274は、 IDFT部 273により求められた CIRに対して、重み付けを行う。

重み付け部 274は、メモリ等に予め保持される所定の閾値 (例えば、電力値)を用い、当該閾値よりも低い領域の信号成分をゼロ置換する。重み付け部 274によりゼロ置換された CIRを下記式（8)に示す。

[0068] [数 7] = (H ₃，' ' '，，0， ',0 式（8 )

[0069] なお、本実施形態における重み付け部 274は、ゼロ置換を用いた力その他の重み付けを行うようにしてもよぐ本発明は、 CIRに対する重み付け手法を限定するものではない。

[0070] DFT部 275は、重み付けされた CIRに対して DFT処理を行い、 CFR推定値を得る。このときの DFT処理を下記式（9)に示す。 ^τは、転置を示し、〜は重み付けした値であることを示す。

[0071] [数 8] Ft] = \h ^T , hy_CFR ] . . .式（9 )

[0072] DFT部 275は、得られた CFR推定値のうち 1〜N個までの値を CFR推定値 yとし c

て出力する。出力された CFR推定値 yは、同期検波部 26に渡される。

[0073] [数 9] y_m二， = l，2，…，

[0074] < <仮想 CFR推定値 h の生成 > >

VCFR

仮想チャネル追加部 272による仮想 CFR推定値 h の生成手法としては、さまざ

VCFR

まな手法が考えられる。本発明は仮想 CFR推定値 h の生成手法を限定するもの

VCFR

ではなぐ本来データの存在していない区間 [N + 1〜N]全てがゼロ近似する値と c

ならなければ、生成された仮想 CFR推定値 h はいずれの値を採るものであっても

VCFR

よいものとする。なお、 IDFT処理後に得られる CIRの時間領域での広がりを抑え高精度のチャネル推定を行うためには、区間 [1〜N]の波形が滑らかに連続となるような仮想 CFR推定値 h を生成するのが好ましい。

VCFR

[0075] 図 6は、仮想 CFR推定値 h の追加の例を示す図である。図 6の例による仮想 CF

VCFR

R推定値 h は、 DFTの開始位置の値をそのままその開始位置カゝら DFTサイズ分

VCFR

ずらした位置 (N)の値として、区間 + 1〜N]の波形が滑らかに連続となるように

C

生成される。このように生成された仮想 CFR推定値 h を用いたチャネル推定では

VCFR

、 IDFT処理後に得られる CIRの時間領域での広がりを抑えることができ高精度のチャネル推定を行うことができる。

[0076] 以下、区間 [1〜N]の波形が滑らかに連続となるような仮想 CFR推定値 h の生

VCFR

成手法について図 7を用いて説明する。図 7は、仮想 CFR推定値の波形生成の例を示す図である。仮想チャネル追加部 272は、当該仮想 CFR推定値 h の波形を、

VCFR

サブキャリア Nにおける仮の CFR推定値 h (N )を開始点とし、周波数帯域 Nにお

C ZF C

ける CFR推定値をサブキャリア 1における仮の CFR推定値 h (1)として終点とする

ZF 連続波形として生成する。

[0077] このとき、仮想チャネル追加部 272は、サブキャリア Nにおいて、仮の CFR推定値 c

h (N )を通り h (m)の傾きと一致する直線 F (m)と、周波数帯域 Nにお、て、仮の

ZF C ZF

CFR推定値 h (1)を通り h (m)の傾きと一致する直線 G (m)とを生成する。仮想チ

ZF ZF

ャネル追加部 272は、この直線 F (m)と G (m)に所定のウェイトを掛けることにより、仮想 CFR推定値 h を生成する。このときの仮想 CFR推定値 h の生成式を以下の

VCFR VCFR

式（10)に示す。式（10)の Lはパラメータ定数であり、通信に利用するサブキャリア数等により調整することが可能である。このパラメータ定数 Lは、予めメモリ等に記憶するようにしてちょい。

[0078] [数 10]

• · ·式（1 0 )

[0079] なお、上述の直線 F (m)及び G (m)につ、ては、 h (m)の傾きと一致するものとし

ZF

ているが、この場合にょい効果が得られるというものであり、当然、一致しない独自の直線であってもよい。

[0080] 次に、上述の直線 F (m)及び G (m)につ、て、 h (m)の傾きと一致させる生成手

ZF

法の例について説明する。以下の生成手法によれば、当該直線 F (m)及び G (m)の傾きを h (m)の傾きと一致させることができる。この場合、仮想 CFR推定値 h の

ZF VCFR

開始点となるサブキャリア N付近及び終点となる周波数帯域 N (サブキャリア 1のコピ

C

一)付近の所定の数 (サンプル数 N )の値を用いて直線 F (m)及び G (m)を求める。

est

[0081] 図 8は、サンプル数 N を用いた仮想 CFR推定値の波形生成の例を示す図である est

。その時の算出式を下記式（11)に示す。サンプル数 N はパラメータ定数であり、サ est

ブキャリア数、通信環境等により調整するようにしてもよい。このサンプル数 N は、予 est めメモリ等に記憶するようにしてもよ、。

[0082] [数 11] F(m) = (m - Nc + l)a + b

G(m)= (m - N)c + d

1

a =

八

式（1 1 )

1

= ^—∑(^ ^{+ 1})-^ ))

N_est i ん… 2

[0083] 上述のように、サンプル数を用いて仮想 CFR推定値の波形を生成する場合等には、ノィロット信号を N個のサブキャリアのうち周波数の小さい帯域のサブキャリア及び

C

周波数の大きい帯域のサブキャリア周辺に密度高く配置し、それ以外のサブキャリアにはそれより密度低く配置するようにしてもよい（図 9参照)。

[0084] このようにすることで、仮想 CFR推定値の波形は滑らかに生成することができ、更に、ノィロット信号の挿入頻度を下げることにより、その分送信すべきデータシンボルを増やすことができるため、周波数利用効率を上げることができる。

[0085] 〔動作例〕

次に、本発明の実施形態における通信装置の動作例について図 10を用いて以下に説明する。図 10は、本実施形態におけるチャネル推定処理フローを示す図である

[0086] アンテナ素子により受信された無線送信周波数信号は、ベースバンド信号に変換され (ダウンコンバージョン部 21)、デジタル信号に変換され (AZD変換部 22)、 Nサンプルのパラレル信号に変換される（SZP変換部 23)。このとき、ガードインターバルも除去される。当該パラレル信号は、 DFT処理が施され、各サブキャリア成分に対応する N個の信号が出力される（DFT部 24)。このとき、出力された N個の信号のうち、 1〜Nの信号はノィロット信号に相当し、 N + 1〜N個の信号は送信装置により設

C C

定されたゼロ信号に相当する。

[0087] チャネル推定部 27は、 DFT部 24から出力された N個の信号を受けると（S701)、受信された信号を ZF部 271に渡す。 [0088] ZF部 271は、入力された信号力もゼロフォーシングにより仮の CFR推定値 h

ZF

を得る（S702)。このとき、得られた仮の CFR推定値 h (m)のうち、区間 [N + :

ZF C

N]の値はデータが存在しな、状態（ゼロ）となってヽる。得られた仮の CFR推定値 h

Z

(m)は、仮想チャネル追加部 272に渡される。

F

[0089] 仮想チャネル追加部 272は、本来データが存在していない区間 [N + 1〜N]に、

C

区間全体 [1〜N]の波形が滑らかに連続となるように、仮想的な CFR推定値 h を

VCFR

生成する（S703)。仮想チャネル追加部 272は、仮想的な CFR推定値 h をサブ

VCFR

キャリア区間 [1〜N ]についての仮の CFR推定値 h に追加することにより、 N成分

C ZF

ベクトルを生成する（S704)。この N成分ベクトルは、 IDFT部 273に渡される。

[0090] IDFT部 273は、生成された N成分ベクトルに対して IDFT処理を施す（S705)。これにより、 IDFT部 273は、 Nサイズの時間領域における CIRを得る。 IDFT部 273により求められた CIRは、時間領域における広がりを抑えたものになっている。この CIR は、重み付け部 274に渡される。

[0091] 重み付け部 274は、 IDFT部 273により求められた CIRに対して、所定の重み付けを行う（S706)。所定の重み付けは、例えば、所定の閾値よりも低い領域の信号成分をゼロ置換するというものでもよい。重み付けされた CIRは、 DFT部 275に渡される。

[0092] DFT部 275は、重み付けされた CIRに対して DFT処理を行い、 CFR推定値を得る

(S707)。 DFT部 275は、得られた CFR推定値のうち 1〜N個までの値を CFR推定 c

値 yとして同期検波部 26に渡す (S708)。

[0093] 同期検波部 26は、入力されたシリアル信号列をチャネル推定部 27から渡されるチャネル推定値を用いて同期検波を行う。

[0094] 〈実施形態における作用 Z効果〉

本実施形態における通信装置 (受信装置)では、精度の高!ヽチャネル推定を実施するうえで、区間 [1〜N]の波形が滑らかに連続となるような仮想 CFR推定値 h が

VCFR

生成される。この仮想 CFR推定値 h は、本来データが存在しな!ヽ周波数帯域、す

VCFR

なわち、通信によって使用されない周波数帯域区間 [N〜N]に対応するものとして

C

生成される。

[0095] この仮想 CFR推定値 h は、周波数軸上にぉヽて当該仮想 CFR推定値が形成する波形を考えることにより生成される。この仮想 CFR推定値波形は、サブキャリア N にお、て、仮の CFR推定値 h (N )を通り h (m)の傾きと一致する直線 F (m)と、

C ZF C ZF

周波数帯域 Nにおいて、仮の CFR推定値 h (1)を通り h (m)の傾きと一致する直

ZF ZF

線 G (m)とに基づき、この直線 F (m)と G (m)に所定のウェイトを掛けることにより生成される。

[0096] また、この直線 F (m)及び G (m)につヽては、仮想 CFR推定値 h の開始点若し

VCFR

くは終点とされるサブキャリア力所定のサンプル数 Nestの仮の CFR推定値 h に基

ZF

づき、それらの傾きが決定される。

[0097] このように、本実施形態によれば、本来データが存在しな!、周波数帯域、すなわち、通信によって使用されない周波数帯域についての仮想の CFR推定値が生成され、それを含めた CFR推定値に対して IDFT処理が施されるため、 IDFT処理後に得られる CIRの時間領域での広がりを抑えることができる。この効果について図 12に示す。図 12は、本実施形態のチャネル推定における IDFT処理後の CIRの分布を示す図である。図 12に示すように、高い電力を示す時間軸上のサンプル数力点線で示す従来方法に比べ実線で示す本実施形態の手法のほうが少なくなつている。

[0098] 従って、その後の処理において CIRに対する重み付け等の処理によって影響を受ける信号成分を少なくすることができ、再度周波数領域の情報に戻された場合に精度の高、チャネル推定値を生成することができる。

[0099] 〔第一の変形例〕

上述の本実施形態における受信装置では、仮想チャネル追加部 272により生成された上記式（5)に示す N成分ベクトルに対して IDFT部 273が IDFT処理を施すこととしている力仮想チャネル追加部 272が当該 N成分ベクトルに対して更に窓関数を乗算するようにしてもょヽ (式（ 12)参照)。この場合のチャネル推定部の構成を図 11 に示す。図 11は、当該変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。この場合には、窓関数乗算部 276が下記式（12)から（14)に関する処理を行う。

[0100] [数 12]

'式（1 2 ) [0101] ここでは、特に窓関数を限定するものではないが、例えば、ハユング (Hanning)窓関数を用いる場合には、下記式（13)が用いられる。式（13)の Qはパラメータ定数であり、予めメモリ等に記憶されるようにしてもよい。

[0102] [数 13] for \m\≤ O 式（1 3 )

[0103] また、中心を N

C Z2とした窓関数を用いるようにしてもよい。この場合には、 N + (N

C

-N )Z2≤m<Nにおいて、 m= l付近と連続に接続するような仮想 CFR推定値を

C

追加しているため、連続を失わないように下記式（14)に示す窓関数を乗算する。

[0104] [数 14]

■Ne l l) (N - Nc)

1 + cos for \≤m < Nc +

式（1 4 )

[0105] この場合、 DFT部 275は、得られた CFR推定値のうち 1〜Ν個までの値から更に c

当該窓関数をキャンセルし、得られた値を CFR推定値 yとして出力する (式（15)参照

) o

[0106] [数 15]

m二 Y,2, ' '、N 式（1 5 )

[0107] また、上述の変形例では、仮想チャネル追加部 272が当該 Ν成分ベクトルに対して更に窓関数を乗算するようにしている力その他、 ZF部 271からの仮の CFR推定値 h に対して上記窓関数を乗算し、その結果を元に仮想 CFR推定値を生成するよう

ZF

にしてもよい。

[0108] 〔第二の変形例〕

上述の実施形態では、図 2に示すような全てのサブキャリアにパイロット信号が配置される場合の例を示していた。以下、ノィロット信号が全てのサブキャリアに配置されていない場合 (以下、第二変形例と表記する）における受信装置について図 13及び 14を用いて説明する。図 13は、第二変形例における OFDMフレーム構成を示す図である。図 14は、第二変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。

[0109] 第二の変形例では、パイロット信号は、図 13に示すように N 個のサブキャリアに 1 rep

つしか割り当てられていない。すなわち、パイロット信号 P(l)、 P(2)、 P(3)、 ···、 P( k)、 · · ·、 P(N )が各サブキャリアに割り当てられている。ここで、 Nは、パイロット信

1 1

号が割り当てられて!/、る数である。

[0110] 第二の変形例におけるチャネル推定部 27には、上述の実施形態に加えて更に、補間処理部 277が設けられる。以下、図 14を用いて、第二変形例におけるチャネル推定部 27の動作について説明する。

[0111] ZF部 271に入力される信号を X とし、当該サブキャリアにおける既知のパイロット kNrep

信号を P とすると、 ZF部 271により取得される仮の CFR推定値 h (k)は、下記式 kNrep ZF

(16)により示される。

[0112] [数 16]

( : = 1,2, .·..， ) '式 (16) 仮想チャネル追加部 272は、上記仮の CFR推定値 h (k)を受けると、 M = 2^m>N

ZF 1 となる Mを用い、 M-Nの値を持つ仮想的な CFR推定値 h を生成する。仮想チ

1 VCFR

ャネル追加部 272は、この生成された仮想的な CFR推定値 h を上記仮の CFR推

VCFR

定値 h (k)に追加することにより、 M成分ベクトル（下記式（17)参照）を生成する。

ZF

[0114] [数 17] ξ_Μ = [^hZF ' ^hVCFR J '……式 (¹⁷) h_ZF =(h_ZF(l),h_ZF(2), …-. ,h_ZF(N )

cFR = (KcFR ^Nl … A_CF M))

[0115] なお、この仮想 CFR推定値 h の生成手法については、上述の実施形態と同様

VCFR である。

[0116] その後、 IDFT部 273は、生成された M成分ベクトルに対して IDFT処理を施す。これ〖こより、 IDFT部 273は、 Mサイズの時間領域における CIRを得る。ここでの IDFT 演算を下記式（18)に示す。 η は CIRを示し、 F +は Fの複素共役転置行列を示し

M M

、 Fは Mサイズでの DFT演算を示す行列である。

[0117] [数 18]

" M ^ ^Γ M ί Μ · · ·式（1 8 )

[0118] 重み付け部 274は、 IDFT部 273により求められた CIRに対して、重み付けを行う。

当該重み付けは、雑音成分をキャンセルするような所定のウェイトを掛け合わせるようにしてもよいし、所定の閾値を用いたゼロ置換等であってもよい。ここで、重み付け係数を Wで示し、重み付け部 274で得られる信号を gで示すと、下記式（19)のよう〖こ

M M

示される。

[0119] [数 19]

8M

· · ·式（1 9 )

[0120] 補間処理部 277は、重み付け部 274で得られる信号を g における M成分の並びに対して適当な位置にゼロ（0)を挿入ことにより、当該信号 gを N成分の信号 gにする

N

(式（20)参照)。本発明は、この補間処理部 277の処理におけるゼロを挿入する位置を限定するものではないが、式（20)に示すように信号 gの成分の中央付近に挿入することにより、精度の高い CFR推定値を得ることができる。

[0121] [数 20]

O N ~ \ύ M ,1 ' " ' ' S M ,Μ /2 ^^ ' " 8 M ,Μ 12+1 ^ ' " ' §M M ) · · '式（2 0 )

[0122] DFT部 275は、補間処理部 277により補間されたサイズ Nの時間軸信号 gに対し

N

て DFT処理を行い、 CFR推定値を得る。 DFT部 275は、得られた CFR推定値のうち 1〜N個までの値を CFR推定値 yとして出力する。 [0123] これにより、第二変形例における受信装置では、全サブキャリアにパイロット信号を配置しな!ヽフレーム構成にぉ、ても、全サブキャリアのチャネル推定値を得ることができる。なお、上述の重み付け部 274により処理される重み係数 Wを 1とし、重み付けを行わない構成とした場合においても、従来の補間処理に比べ、正確な補間処理を行う事が出来る。

[0124] 〔第三の変形例〕

上述の実施形態では、チャネル推定部 27は図 4に示されるような構成を有し、仮想チャネル追加部 272から出力される N成分ベクトル (CFR推定値 h 、仮の CFR推

VCFR

定値 h )に対し、 IDFT処理 (IDFT部 273)、重み付け処理 (重み付け部 274)、 DF

ZF

T処理 (DFT部 275)が施され、その結果得られた CRF推定値 yを同期検波部 26に出力していた。

[0125] しかしながら、このような IDFT処理、重み付け処理、及び DFT処理は、数学的には行列演算として表す事が可能である。よって、この行列演算で用いられる行列を重み行列として定義し、この重み行列を乗算する機能部を上述の実施形態における ID FT部 273、重み付け部 274及び DFT部 275等の代わりに設けるようにしてもよい。この場合の重み行列 Uは、式（21)のように示すことができる。ここで、 F、 W、 F+はそれぞれ上述の実施形態で示すように F+は Fの複素共役転置行列を示し、 Fは DFT演算を示す行列であり、 Wは重み付け演算を示す行列である。

[0126] [数 21]

U = FWF⁺ . . ·式（2 1 )

[0127] 第三変形例におけるチャネル推定部の機能構成を図 15に示す。図 15は、第三変形例におけるチャネル推定部の機能構成を示す図である。第三変形例におけるチヤネル推定部 27は、 ZF部 271、仮想チャネル追加部 272及び重み行列乗算部 279 等から構成される。

[0128] 重み行列乗算部 279は、仮想チャネル追加部 272から受ける N成分ベクトルに対し、 IDFT処理、重み付け処理、 DFT処理の代わりに定義される重み行列を乗算し、 CFR推定値 yを出力する。ここで、重み行列乗算部 279における計算処理は、例えば当該重み行列としてトーブリッツ型の行列を用いる場合には FIR FILTER構成などの畳み込み積分処理又は移動平均処理などで構成するようにしてもょ、。

[0129] 重み行列乗算部 279で用いられる重み行列 Uは、上述の式（21)に示す行列 Uではなぐ下記式（22)に示すような行列としてもよい。式（22)に示す重み行列 Uは、 N 行 N列の行列であり、その各成分が U、として示されている。

n m

[0130] [数 22]

'ひひ, = 1 for n e [2, N_c -l]

H 二 U„'„₊ 二 for n = \

< ひ =ひ„,„ = 2ひ = 1 for n = N_c . . .式（ 2 2 )

U„_m - 0 for n,m = other

[0131] 上記式（22)に示す重み行列は、当該重み行列を IDFT処理、重み付け処理、 DF T処理を示す行列等で分解できないような構成としている。従って、この場合の重み行列 Uは、上記式（21)のように表すことはできな!、。

[0132] しかしながら、この重み行列 Uは、サブキャリア n= 2〜N—1に対応する演算は畳 c

み込み積分を表現しているため、出力される値については上述の実施形態と同様の効果が得られる。

[0133] このような重み行列 Uを用いた第三変形例は、本発明が上述の実施形態のようにチャネル推定部 27における処理において、仮想チャネル追加部 272から出力される N成分ベクトルに対して施される処理を限定するものではなヽことを示してヽる。

Claims

請求の範囲

[1] 複数のサブキャリア力もなるマルチキャリア信号を受信する通信装置にお、て、受信された前記複数のサブキャリアのいずれか複数に配置された各パイロット信号から、それぞれのパイロット信号に関する既知情報に基づいて、仮のチャネル推定値をそれぞれ生成する第 1推定手段と、

前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列を生成し、生成された仮想チャネル推定値系列と前記複数の仮のチャネル推定値とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する第 2推定手段と、

前記第 2推定手段により生成されたチャネル推定値系列を用いて、前記複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する生成手段と、を備える通信装置。

[2] 前記第 2推定手段により生成されたチャネル推定値系列を周波数時間変換することにより時間領域のチャネルインパルス応答情報に変換する変換手段と、

前記チャネルインパルス応答情報に対して所定の重み付け処理及び又は所定の補正処理を行う処理手段と、

を更に備え、

前記生成手段は、

前記処理手段により処理されたチャネルインパルス応答情報に時間周波数変換を施すことにより、前記複数のサブキャリアのいずれ力複数に関するチャネル推定値を生成する、

請求項 1に記載の通信装置。

[3] 前記第 2推定手段は、前記所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列力該チャネル推定値系列のうち最小と最大のそれぞれの周波数帯域に関するチヤネル推定値が略一致し、周波数軸上にぉ、て全体として滑らかで連続する波形を形成するように、前記仮想チャネル推定値系列を生成する、

請求項 1又は 2に記載の通信装置。

[4] 前記第 2推定手段は、周波数軸上にお、て、前記複数の仮のチャネル推定値のうち対応するサブキャリアの周波数帯域が最大、最小のそれぞれの仮のチャネル推定値をそれぞれ開始点とし、前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域方向にそれぞれ伸びる 2本の接線を生成し、該生成された 2本の接線に関し窓関数を乗算することにより生成された波形上に仮想チャネル推定値が並ぶよう〖こ前記仮想チャネル推定値系列を生成する、

請求項 3に記載の通信装置。

[5] 前記第 2推定手段は、前記各開始点から周波数軸におけるそれぞれ所定の周波数帯域幅内の仮のチャネル推定値に基づ、て、前記接線の傾きをそれぞれ求める、請求項 4に記載の通信装置。

[6] 前記パイロット信号は、前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域のうち、中間の周波数帯域を有するサブキャリアよりも、最小及び最大となる周波数帯域付近の周波数帯域を有するサブキャリアに多くの割合で配置される、

請求項 1から 5のいずれ力 1つに記載の通信装置。

[7] 前記パイロット信号は、前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域のうち、中間の周波数帯域を有するサブキャリアよりも、最小及び最大となる周波数帯域力前記所定の周波数帯域幅内の周波数帯域を有するサブキャリアに多くの割合で配置される、

請求項 5に記載の通信装置。

[8] 前記処理手段は、

前記所定の重み付け処理を、前記チャネルインパルス応答情報に対応する電力が所定の閾値より小さいサンプルを雑音成分と見なして除去するゼロ置換処理とし、前記所定の補正処理を、前記チャネルインパルス応答情報の時間軸上の所定の範囲にゼロを追加する処理とする、

請求項 2から 7のいずれ力 1つに記載の通信装置。

[9] 前記複数の仮のチャネル推定値に対して窓関数を乗算する乗算手段を更に備え、前記第 2推定手段は、生成された仮想チャネル推定値系列と前記乗算手段の乗算結果とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する、請求項 2から 8のいずれ力 1つに記載の通信装置。

[10] 前記変換手段は、前記第 2推定手段により生成されたチャネル推定値系列に対して窓関数を乗算し、その乗算結果を周波数時間変換により時間領域のチャネルインパルス応答情報に変換する、

請求項 2から 8のいずれ力 1つに記載の通信装置。

[11] 複数のサブキャリア力なるマルチキャリア信号を受信する通信装置におけるチヤネル推定方法であって、

受信された前記複数のサブキャリアのいずれか複数に配置された各パイロット信号から、それぞれのパイロット信号に関する既知情報に基づいて、仮のチャネル推定値をそれぞれ生成する第 1推定ステップと、

前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列を生成し、生成された仮想チャネル推定値系列と前記複数の仮のチャネル推定値とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する第 2推定ステップと、

前記第 2推定ステップにより生成されたチャネル推定値系列を用いて、前記複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する生成ステップと、を備えるチャネル推定方法。

[12] 前記第 2推定ステップにより生成されたチャネル推定値系列を周波数時間変換することにより時間領域のチャネルインパルス応答情報に変換する変換ステップと、前記チャネルインパルス応答情報に対して所定の重み付け処理及び又は所定の補正処理を行う処理ステップと、

を更に備え、

前記生成ステップは、

前記処理ステップにより処理されたチャネルインパルス応答情報に時間周波数変換を施すことにより、前記複数のサブキャリアのいずれ力複数に関するチャネル推定値を生成する、

請求項 11に記載のチャネル推定方法。