JP2004208254A - Ｏｆｄｍ伝送方式における受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ガードインターバルを超えた遅延波によるシンボル間干渉ＩＳＩおよびキャリア間干渉ＩＣＩを低減する。
【解決手段】ＯＦＤＭ伝送方式における受信装置において、チャネル推定部１０１はデータのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定し、ＧＩ超過遅延波検出部１０３は遅延プロファイルよりデータのガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、ＩＳＩレプリカ生成部１０４はシンボル間干渉部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をＩＳＩレプリカとして発生し、減算部１０２は受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算し、ＦＦＴ演算部１０６は減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調する。
【選択図】 図３
【解決手段】ＯＦＤＭ伝送方式における受信装置において、チャネル推定部１０１はデータのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定し、ＧＩ超過遅延波検出部１０３は遅延プロファイルよりデータのガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、ＩＳＩレプリカ生成部１０４はシンボル間干渉部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をＩＳＩレプリカとして発生し、減算部１０２は受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算し、ＦＦＴ演算部１０６は減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調する。
【選択図】 図３
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置に係わり、特に、ガードインターバル以上の遅延波が発生してもシンボル間干渉やキャリア間干渉を減少して良好な受信が可能なＯＦＤＭ伝送方式における受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域無線通信においては、マルチパス環境による周波数選択性フェージングが発生する。このため、伝送帯域幅を周波数選択性フェージングが生じないような狭帯域（サブキャリア）に分割し並列伝送するマルチキャリア変調方式が有用となる。現在、デジタルＴＶ／音声放送（日本、欧州）や無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）などの規格がマルチキャリア変調方式の一種である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式をベースとして標準化されている。また、次世代移動通信システムにおいてもＯＦＤＭベースの変調方式が提案されている
【０００３】
図４８の（ａ）はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部１は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では４シンボルＳ１〜Ｓ４よりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ成分）及び直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図４８（ｂ）に示す周波数ｆ１〜ｆ４を有するサブキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように図４８（ｂ）に示すように周波数が配置される。図４８においてシリアルパラレル変換部１は直列データを４シンボルの並列データに変換したが、実際には例えばＮ＝５１２あるいは１０２４個の並列データに変換し、Ｎ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。
【０００４】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式では、マルチキャリア伝送のｎ番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図４９（ａ）はＯＦＤＭ伝送方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データをＭ個のシンボル（Ｉ＋ｊＱ，複素数）よりなる並列データに変換する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）６はＭ個のシンボルを図４９（ｂ）に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、ガードインターバル挿入部７でガードインターバルＧＩを挿入し、実数部、虚数部をローパスフィルタ８ａ，８ｂを通して直交変調部９に入力する。直交変調部９は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。ＯＦＤＭ伝送方式によれば、図４９（ｂ）に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
【０００５】
図５０はシリアルパラレル変換説明図であり、１フレームの送信データの前方にパイロットＰが時間多重されている。なお、パイロットＰは図５１に示すようにフレーム内で分散することもできる。１フレーム当たり共通パイロットがたとえば４×Ｍシンボル、送信データが２８×Ｍシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部５より並列データとして最初の４回までパイロットのＭシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＭシンボルが出力する。この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットと既知のパイロット信号との相関演算を行うことによりサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償が可能となる。
【０００６】
図５２はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｍ個のサブキャリアサンプル（＝１ ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりマルチパスによるシンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）の影響を無くすことが可能になる。
図５３は遅延波による符号間干渉の説明図であり，Ａは直接波、Ｂは遅延波（反射波）である。（ａ）に示すように遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長ＮＧＤ以下であれば、ウインドウタイミングＷにおいて直接波ＡのデータシンボルＤ０は遅延波Ｂの他のデータシンボルと重ならず、シンボル間干渉は発生しない。
しかし、（ｂ）に示すように、遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長ＮＧＤより大きくなると、ウインドウタイミングＷにおいて直接波ＡのデータシンボルＤ０は遅延波Ｂの他のデータシンボルＤ−１と重なり、ＩＳＩが発生する。従って、遅延波の最大遅延時間τＭＡＸを考慮してＩＳＩが生じないようにガードインターバル長ＮＧＤが決められる。
【０００７】
図５４はＯＦＤＭ伝送方式におけるの受信装置の構成図である。無線受信部１１は受信したＯＦＤＭキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部１２は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部１３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１４に入力する。ＦＦＴ部１４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号をＭ個のサブキャリア信号（サブキャリアサンプル） 値Ｓ１〜ＳＭ に変換する。
【０００８】
チャネル推定部１５は送信側で時間多重されたパイロットシンボルを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、チャネル補償部１６はサブキャリア毎のチャネル推定値ｈ１〜ｈＭをＦＦＴ出力Ｓ１〜ＳＭ に乗算してフェージングの補償（チャネル補償）を行う。すなわち、チャネル推定部１５は、パイロット信号を用いて各サブキャリアのフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）及び振幅の影響Ａを推定し、チャネル補償部１６は送信シンボルのサブキャリア信号成分にｅｘｐ（−ｊφ）及び１／Ａを乗算してフェージングを補償する。パラレルシリアル変換部１７はチャネル補償部から出力する並列データを直列データに変換し、データ復調部１８は送信データを復調する。
【０００９】
以上のように、ＯＦＤＭでは、１ＯＦＤＭシンボルデータ（以後単にシンボルデータという）にガードインターバルＧＩを付加し、ＧＩシンボル長以内のマルチパス遅延波が存在してもＩＳＩが発生しない。このため、等化を用いず復調できる利点（耐マルチパスフェージング）を有している。
一方、ＧＩシンボル（冗長シンボル）の付加は伝送効率の低下を引き起こす。この伝送効率低下を抑えるためにはＯＦＤＭシンボル長を大きくとらねばならず、これは伝送帯域幅一定においてはサブキャリア数Ｍを増大することになる。よって、マルチキャリア伝送の問題点であるピーク対平均電力比の増大（アンプの非線形歪による特性劣化）やシンボル長増大によるフェージング追従特性の劣化などが生じ、これらとの現実的なトレードオフにおいてサブキャリア数は設計される。
【００１０】
しかし、実際の伝搬路における遅延波の遅れ時間は非常に変動が大きく、遅延スプレッドを例にしても特に屋外では市街地（０．２〜２．０μｓ）や山岳地（１０〜２０μｓ）など、システムとして想定すべきＧＩ長は通常１００％の全サービスエリアを補償できない。
この問題点に対して一つの解決策を示しているのが、須山らによる「ガードインターバルを超える遅延プロファイルのマルチパス環境に対するＯＦＤＭ受信方式」（信学技報ＲＣＳ２００１−１７５，２００１−１１）である（以降、「従来技術」と呼ぶ）。
【００１１】
ＯＦＤＭによる移動無線用信号伝送では、ガードインターバルを超えるマルチパス遅延伝播において伝送特性が著しく劣化する。これは、ＯＦＤＭシンボル間のＩＳＩと同一シンボル内のキャリア間干渉ＩＣＩが発生するためである。以上の従来技術は、ＩＳＩとＩＣＩの両方を抑圧し、伝送特性を改善するために、▲１▼ＩＳＩの影響を除去する判定帰還形適応等化処理（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）、▲２▼その処理結果からさらにＩＣＩの影響を除去して送信信号系列の推定を行う最尤系列推定形適応等化処理（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ（ＭＬＳＥ））、▲３▼最尤系列推定における状態数を削減できる窓関数を用いたフーリエ変換処理、▲４▼再帰形最小自乗法（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）によるチャネル推定処理、から構成されている。
【００１２】
図５５は従来技術のＯＦＤＭ受信機の構成図である。
この受信機では、まずチャネル推定用パイロット区間において、ＦＦＴウインドウ部５０は受信信号を矩形窓でフーリエ変換し、その出力をチャネル推定器５１に入力し、チャネル推定器５１はパイロットを使用してチャネル推定を行う。ＦＦＴウインドウ部５０はチャネル推定結果に応じて、データ区間の窓関数を変える。すなわち、（１）マルチパス遅延時間差がガードインターバル内の時は、通常の矩形窓関数を用い、（２）ガードインターバルを超える遅延時間差が観測された場合には、データ区間においてハニング窓等の滑らかな窓関数を用いる。
【００１３】
次に、ＦＦＴウインドウ部５０はデータ区間において、窓関数を用いてフーリエ変換を行う。減算部５５はフーリエ変換された受信信号からＩＳＩレプリカ生成器５２によって生成されたＩＳＩレプリカを差し引く。この処理は全サブキャリアにわたって一括して行われる。この処理部をまとめて判定帰還形適応等化器とよぶ。
さらに、ＩＳＩを取り除いた上記の受信信号は、最尤系列推定形適応等化器（ＭＬＳＥ）５３に入力され、各キャリアの送信信号系列が抽出される。この等化器では、ある時刻におけるシンボルの周波数軸に沿って送信シンボル候補を生成し、生成された複数の候補からＩＣＩレプリカ生成器５４において受信信号のレプリカを生成する。受信信号とＩＣＩレプリカとの誤差の絶対値二乗が最小になる系列が送信信号系列として出力される。図中、５６はは並列直列変換部、５７は直列並列変換部、５８は演算部、５９は二乗部、６０は遅延部である。
【特許文献１】
社団法人 電子情報通信学会 信学技報ＲＣＳ ２００１−１７５ （２００１−１１）、 ｐ．４５−５０
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術は本発明と同じ課題を持ち、無線ＬＡＮシステムに適用したシミュレーション結果を提示している。従来技術はガードインターバルを超えた遅延波によるシンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ， ＩＳＩ）およびキャリア間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ， ＩＣＩ）を低減させることを目的とし、全処理を周波数領域（つまり受信側ＦＦＴの後段）で行うことを特徴としている。また、帯域内全体に拡がるＩＣＩを抑圧するために受信ＦＦＴに時間領域のフィルタリングを行う。さらにはＩＣＩ除去に対しては最尤系列推定（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ， ＭＬＳＥ）を用いており、キャリア毎にＭ２個（Ｍ：変調多値数）の状態を有するビタビ等化器を必要とする。例えばＱＰＳＫ（Ｍ＝４）であれば１６状態でありＮ＝１０２４キャリアの場合、１０２４個のビタビ等化器を要する。
【００１５】
また、復調信号がＭＬＳＥにより硬判定されてしまうため、誤り訂正（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ， ＦＥＣ）との併用の際に従来の復調信号であれば得られる軟判定利得が全く得られない。すなわち、ＢＥＲ特性が劣化する。さらには、ＭＬＳＥは全数検索アルゴリズムであるため、１サブキャリアにおける変調多値数ｍの状態数を、観測するキャリアの乗数分（従来技術の場合は２キャリアなので二乗個）用意しなければならない。よって、現在の無線システム（第３世代移動通信、無線ＬＡＮなど）の大半で採用されている適応変調方式との併用の際には使用する変調多値数の最大値の分だけ状態数を用意しなければならず、またＭＬＳＥ自体が現変調多値数を認識し、ダイナミックに切り替えなければならない。また、サブキャリア毎に変調方式を切り替えるマルチキャリア適応変調システムではさらに制御が複雑となる。このように従来方式は目的達成のための演算コストが大きい点（特に適応変調を併用する場合）、また、ＦＥＣとの併用時の符号化利得の劣化が生じる点で問題が残る。
以上より、本発明の目的は、ガードインターバルを超えた遅延波によるシンボル間干渉ＩＳＩおよびキャリア間干渉ＩＣＩを低減させることである。
本発明の別の目的は、時間領域において、つまり受信側ＦＦＴの前段においてＩＳＩ／ＩＣＩを抑圧処理することにより、サブキャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御を可能とすること、並びに、符号化利得の獲得を可能とすることである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
・第１のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置
本発明のＯＦＤＭ伝送方式における第１の受信装置は、既知シンボル（例えばパイロットシンボル）に付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして信号が送信されてきた場合に適用できる。すなわち、本発明の第１の受信装置は、▲１▼既知シンボルに付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして送信されてきた信号を受信する受信部、▲２▼該受信信号と既知信号との相関を演算することによりデータシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部を備えている。
【００１７】
そして、第１の受信装置は、更に、▲３▼前記遅延プロファイルよりデータのガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉ＩＳＩ部分として検出するＩＳＩ部分検出部、▲４▼前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をＩＳＩレプリカとして発生するＩＳＩレプリカ生成部、▲５▼受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、▲６▼減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、を備えている。
この第１の受信装置によれば、データのガードインターバルを超えた遅延波によるＩＳＩを低減させることができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもＢＥＲの増大を抑圧することができる。又、時間領域においてＩＳＩを抑圧処理するため、サブキャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御可能で、ハードウェア規模を低減することが出来る。
第１の受信装置は、更に、▲７▼減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、▲８▼該復調信号復元レプリカを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、を備え、前記データ復調部は前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調する。
この第１の受信装置によれば、時間領域においてＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧処理することができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもより効果的にＢＥＲの増大を抑圧することができる。又、時間領域においてＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧処理するため、キャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御可能で、ハードウェア規模を低減することが出来る。又、▲７▼の復調信号復元レプリカ生成手段において、チャネル補償結果に対してシンボルを硬判定し、あるいは所定量子化ビット長で軟判定し、判定結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成することにより、さらなる特性改善が図られる。
【００１８】
・第２のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置
本発明の第２の受信装置は、既知シンボル（例えばパイロットシンボル）に付加するガードインターバル長とデータシンボルに付加するガードインターバル長が等しい場合に適用できる。すなわち、本発明の第２の受信装置は、▲１▼受信信号と既知信号との相関を演算する演算部、▲２▼閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出する手段、▲３▼ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する手段、▲４▼前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉ＩＳＩ部分として検出するＩＳＩ部分検出部、▲５▼前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をＩＳＩレプリカとして発生するＩＳＩレプリカ生成部、▲６▼受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、▲７▼減算出力にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、を備えている。
【００１９】
第２の受信装置は、更に、▲８▼減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、▲９▼該復調信号復元レプリカのを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、を備え、前記データ復調部は、該挿入後の信号にＦＦＴ処理を施してデータを復調する。
第２の受信装置によれば、既知シンボル（パイロットシンボル）とデータシンボルのガードインターバル長が同じであっても、第１の受信装置と同様の効果を奏することができる。
【００２０】
・第３のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置
本発明の第３の受信装置は、既知シンボル（例えばパイロットシンボル）に付加するガードインターバル長とデータシンボルに付加するガードインターバル長が等しい場合に適用できる。すなわち、本発明の第３の受信装置は、▲１▼受信信号と既知信号との相関を演算して遅延プロファイルを出力する手段、▲２▼前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分の波形を整形する波形整形部、▲３▼該波形整形部の出力信号にＦＦＴ処理、チャネル補償を施し、該チャネル補償後の信号にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、▲４▼該復調信号復元レプリカを、前記受信信号に加算する手段、▲５▼前記加算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、を備えている。
第３の受信装置によれば、既知シンボル（パイロットシンボル）とデータシンボルのガードインターバル長が同じであっても、第１の受信装置と同様の効果を奏することができる。又、ＩＳＩレプリカを作成する必要がないためハードウェア構成を簡単にできる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（Ａ）伝送フレームフォーマット
図１ は本発明のパイロットシンボル（Ｐ）とデータシンボル（Ｄｉ， １≦ｉ≦ｍ）の構成および伝送フレームフォーマットの構成説明図である。
周期的にデータシンボルＤｉに挿入されるパイロットシンボルＰは、データシンボルと異なるガードインターバル長を有している。すなわち、パイロットシンボルＰ のガードインターバル長はＮＧＰであり、データシンボルのガードインターバル長はＮＧＤであり、ＮＧＰ＞ＮＧＤの関係がある。ただし、有効シンボル長（ＮＵ）はＦＦＴポイント数、すなわち、サブキャリア数で決定されるため同一である。ここでパイロットシンボルＰにおけるガードインターバル長ＮＧＰは、図２に示すように想定される最大遅延プロファイル（遅延波の最大遅延時間）Ｎτｍａｘ以上とする。これにより、データシンボルＤｉのガードインターバル長ＮＧＤ以上の遅延プロファイルが発生して、データシンボルにＩＳＩが発生しても、パイロットシンボルにはＩＳＩは発生しない。従って、パイロットシンボルを使用することにより正確なチャネル推定および遅延プロファイル測定を行うことが可能となる。また、ここで定義されるデータシンボルＤｉのガードインターバル長はＮＧＤ≧０とし、＝０の場合はガードインターバルなしを意味する。
【００２２】
図５５の従来技術は、無線ＬＡＮシステム（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）で採用されている送信データの先頭（プリアンブル信号）のみ用い、その後はＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムを用いたチャネル推定を行っている。これに対して、本発明はパイロットシンボルＰに定期的に可変ＧＩ長 ＮＧＰを挿入することで従来技術のような収束アルゴリズムを用いずにＩＳＩフリーなチャネル推定を実現する。しかし、パイロットシンボルにおける（ＮＧＰ−ＮＧＤ）サンプルについては、ＮＧＰ＝ＮＧＤの固定ＧＩ長システムに対して伝送効率が低減する。よって、全体の伝送効率が従来方式と同一になるようにＮＧＤを小さくとることも可能である。
【００２３】
（Ｂ）第１実施例
図３は第１実施例のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置の構成図である。なお、以降の実施例でも同様であるが、ＦＦＴ処理前は時間領域の信号処理が行われ、ＦＦＴ処理後は周波数領域の処理が行われ、ＩＦＦＴ処理後は時間領域の処理が行われる。第１実施例は、受信側ＦＦＴ処理前の受信信号（つまり時間波形）を用いたチャネル推定／遅延プロファイル測定を行う場合を示している。
図示しない受信部（図５４の無線受信部１１、直交復調部１２を参照）は、受信信号をガードインターバル除去部１００に入力する。なお、パイロットシンボルＰに付加されるガードインターバル長ＮＧＰは、データシンボルＤｉに付加されるガードインターバル長ＮＧＤより大きくなっている（ＮＧＰ＞ＮＧＤ）。
【００２４】
ガードインターバル除去部１００はガードインターバルＧＩを除去してチャネル推定部１０１及び減算部１０２に入力する。パイロットシンボルは既知信号であるから、チャネル推定部１０１のＩＦＦＴ部１０１ａは既知のパイロットシンボルのサブキャリア成分をＩＦＦＴして時間波形（レプリカ）を発生し、相関演算部１０１ｂはレプリカと受信したパイロット信号部分との相互相関を計算することで遅延プロファイルを測定する。実際には、相関演算部１０１ｂは受信信号のＮサンプルを抽出し、レプリカを１サンプルずつシフトさせて相関値を計算し、Ｎサンプル分の計算を行う。これにより、直接波、遅延波の受信タイミングにおいてピークを有する遅延プロファイルが測定される。
ＧＩ超過遅延波検出部１０３は、チャネル推定部１０１で測定された遅延プロファイルを入力され、データシンボルＤｉのガードインターバル長ＮＧＤを超えた遅延波が観測されたか監視する。そして、図２に示すように遅延波の遅延時間ＮτｍａｘがＮＧＤ以上になると（ＮＧＤ＜Ｎτｍａｘ）、ＩＳＩレプリカ生成部１０４は、ＮＧＤを超過した部分（図２の黒部分） に相当するＩＳＩレプリカ、すなわち、（Ｎτｍａｘ−ＮＧＤ）サンプルに相当するＩＳＩレプリカを、パイロットシンボルあるいは前データシンボルを用いて発生する。
【００２５】
図４はＩＳＩレプリカ発生方法の説明図であり、遅延波Ｂは直接波ＡからＮＧＤ以上遅延し、遅延時間ＮτｍａｘはＮＧＤ＜Ｎτｍａｘとなっている。直接波ＡのデータシンボルＤ０は遅延波ＢのパイロットシンボルＰと一部重なり、遅延波ＢのパイロットシンボルＰからＩＳＩを受けている。従って、受信信号からこの部分のパイロットシンボルを除去する必要がある。干渉を受けている時間（サンプル数）はｙ＝（Ｎτｍａｘ−ＮＧＤ）である。そこで、ＩＳＩ生成部１０４は、このｙ部分を既知パイロット信号波形から切り取ってＩＳＩレプリカとして発生する（図４（ｄ）の斜線部参照）。第１のチャネル補償部１０５はＩＳＩレプリカにチャネル推定値を乗じ、これによりチャネル補償を施して減算部１０２に入力する。減算部１０２は受信信号よりＩＳＩレプリカを減算して、図４（ｅ）の左側に示す直接波Ａ、遅延波Ｂ（データシンボルＤ０）を後段のＦＦＴ演算部１０６に入力する。
【００２６】
ＦＦＴ演算部１０６は入力した受信信号にＦＦＴ演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生する。又、ＦＦＴ演算部１０７は、チャネル推定値にＦＦＴ演算処理を施して各サブキャリアのチャネル補償値を発生する。チャネル補償部１０８はサブキャリア毎にＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算してデータシンボルＤ０を構成するサブキャリア数のデータ要素を復調して出力する。
ＩＦＦＴ演算部１０９は、チャネル補償部１０８から出力するデータシンボルＤ０を構成するサブキャリア数の復調データにＩＦＦＴ演算を施し、データシンボルＤ０の時間波形信号を出力し、遅延回路１１０は該時間波形信号を１シンボル時間Ｔｓだけ遅延してＩＳＩレプリカ生成部１０４に入力する。
【００２７】
以上と同様に、直接波ＡのデータシンボルＤ１（図４参照）は、遅延波Ｂの前データシンボルＤ０と一部重なり、該遅延波ＢのデータシンボルＤ０からＩＳＩ干渉を受けている。従って、受信信号からこのデータシンボルＤ０の部分を除去する必要がある。ＩＳＩ干渉を受けている時間（サンプル数）はｙである。そこで、ＩＳＩレプリカ生成部１０４は、このｙ部分を前データシンボルＤ０の時間波形信号から切り取ってＩＳＩレプリカとして発生する（図４（ｄ）の斜線部参照）。
第１のチャネル補償部１０５はＩＳＩレプリカにチャネル推定値を乗じ、これによりチャネル補償を施して減算部１０２に入力する。減算部１０２は受信信号よりＩＳＩレプリカを減算して、図４（ｅ）の右側に示す直接波Ａ、遅延波Ｂ（データシンボルＤ１）を後段のＦＦＴ演算部１０６に入力する。以後、データシンボルＤ０の場合と同様の処理が行われる。
【００２８】
以下同様にＩＳＩレプリカを発生し、受信信号より削除してＦＦＴ処理後、チャネル補償して各データシンボルを復調して出力する。
図５〜図７は後述する実施例を含む各実施例における遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲ特性（シミューレーション結果）である。シミューレーションパラメータは表１に示す。
【００２９】
【表１】
ここで、パイロットシンボル長「固定」とはデータシンボル長と同じとしており（ＮＧＰ＝ＮＧＤ）、「可変」ではＮＧＰ＝２ＮＧＤとなる。また、ここではデータシンボルのＧＩ長の１．５倍までの遅延波に対する遅延波位置（サンプル）対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す。遅延波位置が１５０−２００サンプルの場合がＧＩ内遅延波におけるＢＥＲ特性であり、これに対してＧＩ超過遅延波時のＢＥＲ特性の劣化がどれだけ抑えられているかが本発明の効果となる。図５〜７に各Ｄ／Ｕ（０ｄＢ，１ｄＢ，３ｄＢ）における第１実施例の特性を示す。尚、本発明による受信方式を行っていない場合の特性はＡ、第１実施例の特性はＢである。Ｄ／Ｕ＝０ｄＢを除き、従来のＯＦＤＭ通信システムよりはＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。Ｄ／Ｕは直接波（希望波）電力Ｄを遅延波（非希望波）電力Ｕで割った値である。
【００３０】
図８は第１実施例の変形例であり、チャネル推定をＦＦＴ後に行った場合であり、ＦＦＴ前にチャネル推定を行う第１実施例（図２）と同一部分には同一符号を付している。チャネル推定部１０１′のＩＦＦＴ部１０１ｃは、ＦＦＴ１０６の処理結果にＩＦＦＴ処理を施して時間波形の受信信号を発生し、相関演算部１０１ｄは該受信信号の時間波形と既知のパイロットシンボルの時間波形（レプリカ）との相関演算を行って遅延プロファイルを測定する。すなわち、相関演算部１０１ｄは受信信号のＮサンプルを抽出し、レプリカを１サンプルずつシフトさせて相関値を計算し、Ｎサンプル分の計算を行う。これにより、直接波、遅延波の受信タイミングにおいてピークを有する遅延プロファイルが測定される。以後、第１実施例と同様の動作が行われる。
以上の説明では、２パス（直接波、遅延波）でＩＳＩパスが１パスの場合を示しているが、本発明はＩＳＩを発生するパス数に制限はなく、ＩＳＩを発生したパス数分のレプリカを計算すればよい。また、除去すべきパス数をその大きさ（電力）や遅延時間の大きさで制限しても構わない。除去すべきパス数は特性と複雑度のトレードオフにより決める。又、図８の変形例は後述する実施例にも適用できる。
【００３１】
（Ｃ）第２実施例
図９は第２実施例の受信装置の構成図である。第１実施例はシンボル間干渉ＩＳＩのみを抑制したが、第２実施例はシンボル間干渉ＩＳＩに加えてキャリア間干渉ＩＣＩも同時に抑制する。
図１０はキャリア間干渉ＩＣＩの抑制原理説明図である。第１実施例ではシンボル間干渉ＩＳＩを除去するために（ａ）に示す遅延波ＢのＩＳＩ期間ｙの部分を除去して（ｂ）に示す受信信号をＦＦＴ処理した。
しかし、遅延波ＢはＩＳＩ期間ｙの部分で不連続になり、しかも周期波形となっていない。このため、ＦＦＴ処理により得られる各サブキャリア成分にはキャリア間干渉ＩＣＩによる歪が含まれる。かかるキャリア間干渉ＩＣＩをなくすには、（ｃ）に点線で示すように、遅延波ＢのＩＳＩ期間ｙに滑らかに、かつ、周期波形となるように波形を挿入すれば良い。
【００３２】
そこで、（ｄ）に示すように、（ｂ）の受信信号をＦＦＴ処理し、しかる後、ＩＦＦＴ処理すると（ｅ）に示すように連続信号波形が得られる。この（ｅ）の連続信号波形の末尾ｙ期間を切り取って（ｂ）の受信信号の先頭ｙ期間に挿入すると（ｆ）に示すように遅延波Ｂが連続周期波形になる。
この（ｆ）の信号にＦＦＴ演算処理を施せばＩＣＩが抑制される。なお、（ｅ）の波形により理想的には、（ｆ）に示す遅延波Ｂを連続周期波形にする必要があるが、（ｂ）の波形をＦＦＴ，ＩＦＦＴ処理するものであるため、（ｅ）の波形は理想形から若干のずれがある。
【００３３】
図９の第２実施例において、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。ＦＦＴ演算部２０１は、減算部１０２から入力したデータシンボルＤｉの受信信号（図１０（ｂ）参照）にＦＦＴ演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生する。チャネル補償部２０２はサブキャリア毎にＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算する。ＩＦＦＴ演算部２０３はチャネル補償部２０２から出力するデータシンボルＤｉを構成するサブキャリア数の復調データにＩＦＦＴ演算を施し、データシンボルＤｉの時間波形信号（図１０（ｅ）参照）を出力する。
復調信号復元レプリカ生成部２０４は、ＩＦＦＴ演算部２０３から入力する時間波形信号の末尾、ｙ期間の信号部分を切り出して復調信号復元レプリカ（ＩＣＩレプリカ）を発生し、合成部２０５に入力する。合成部２０５は復調信号復元レプリカを減算部１０２から出力する受信信号（図１０（ｂ）参照）に加えて連続信号波形にしてＦＦＴ演算部１０６に入力する。なお、復調信号復元レプリカを生成するために時間Ｔｄを要する場合には、点線で示す遅延回路２０６を設け、減算部１０２から出力する信号を遅延して合成部２０５に入力する。
【００３４】
ＦＦＴ演算部１０６は、合成部２０５から出力する合成信号にＦＦＴ演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生し、チャネル補償部１０８はサブキャリア毎にＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算し、チャネル補償結果を復調信号として出力する。以上により、シンボル間干渉ＩＳＩと共にキャリア間干渉ＩＣＩを抑制することが出来る。
第２実施例によれば、図５〜図７の特性Ｃで示すように、Ｄ／Ｕ＝３ｄＢ程度では遅延がガードインターバルＮＧＤ以内における特性以上のＢＥＲ特性が得られていることがわかる。また、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢでは本発明による特性改善効果が見られ、Ｄ／Ｕ＝１ｄＢという厳しい環境下においては特性劣化がほとんど見られず、従来のＯＦＤＭ通信システムに対しては大きく特性改善されていることがわかる。
【００３５】
（Ｄ）第３実施例
第２実施例はシンボル間干渉ＩＳＩに加えてキャリア間干渉ＩＣＩも同時に抑制する。すなわち、図１０（ｄ）に示すように、（ｂ）の受信信号をＦＦＴ処理し、しかる後、ＩＦＦＴ処理すると（ｅ）に示すように連続信号波形が得られる。この（ｅ）の連続信号波形の末尾ｙ期間を切り取ってレプリカ信号として（ｂ）の受信遅延信号Ｂの先頭ｙ期間に挿入して（ｆ）に示すように遅延波Ｂを連続周期波形にし、この（ｆ）の信号にＦＦＴ演算処理を施してＩＣＩが抑制する。
以上のように、第２実施例では、遅延波Ｂの先頭ｙ期間のみレプリカ信号で置き換えるものであり、希望波（直接波）ＡのＩＳＩ部分をレプリカ信号で置き換えていない。ところで、希望波（直接波）Ａの先頭ｙ期間は、フェージングを受け、雑音が乗っており品質が悪くなっている。一方、復調信号復元レプリカが（ｅ）に示すように作られており、このレプリカの先頭ｙ期間は受信希望波Ａより品質が高い。そこで、第３実施例では、第２実施例に加えて、更に（ｅ）の連続信号波形の先頭ｙ期間を切り取ってレプリカ信号として（ｂ）の受信希望信号Ａの先頭ｙ期間と置き換える。これにより、一層復調品質を向上することができる。
【００３６】
図１１は第３実施例の受信装置の構成図、図１２は各部Ａ〜Ｄの希望波及び遅延波の信号位相説明図である。。
図１１において、“０”挿入部２１１は、減算部１０２から出力される信号（図１２における信号Ａ参照）の希望波成分のＩＳＩ部分に“０”を挿入する。ＦＦＴ２０１，チャネル補償部２０２、ＩＦＦＴ部２０３は、それぞれ、減算部１０２の出力信号にＦＦＴ処理、チャネル補償を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施す。復調信号復元レプリカ生成部２０４はＩＦＦＴされた信号（図１２の信号Ｃ参照）の先頭ｙ期間部分ＲＣと末尾ｙ期間部分ＲＳを復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）として出力する。加算部２１２は、“０”挿入部２１１から出力する希望波及び遅延は信号（図１２の信号Ｂ参照）の先頭ｙ期間にそれぞれ復元レプリカＲＣ，ＲＳを加算して出力する。ＦＦＴ処理部１０６、チャネル補償部１０８は加算結果（図１２のＤ）にＦＦＴ処理，チャネル補償を施して復調信号を出力する。以上と並行して図２の第１実施例で説明したＩＳＩレプリカの生成、受信信号からのＩＳＩレプリカ削除処理が行われる。
なお、ＧＩ超遅延波が複数存在する場合は、（ａ）最大電力パス、（ｂ）最小遅延量パス、もしくは（ｃ） （ａ）×（ｂ）が最大のパスなどの条件で上記‘０’挿入するＩＳＩサンプル数を決定する。
【００３７】
図１３は第３実施例の効果説明図であり、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢ， Ｅｂ／Ｎ０＝２０ｄＢの場合における遅延時間―ＢＥＲ特性で、Ａは第２実施例の特性、Ｂは第３実施例の特性である。第３実施例によれば、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢという厳しい条件においても改善効果が得られていることがわかる。また、さらに緩やかな条件では（Ｄ／Ｕ＝１ｄＢ、３ｄＢ等）、効果の改善が大となることも確認済みである。
【００３８】
図１４は第３実施例の変形例であり、キャリア間干渉抑制部２５１を多段に縦続接続した構成を備えている。キャリア間干渉抑制部２５１は、入力信号にＩＦＦＴ処理を施すＩＦＦＴ部２０３、ＩＦＦＴ出力信号より復元レプリカを生成するレプリカ生成部２０４、該復元レプリカを零挿入部２１１の出力信号に加算する加算部２１２、加算結果にＦＦＴ処理を施すＦＦＴ部１０６、チャネル補償部１０８で構成されている。繰り返し回数が２であればキャリア間干渉抑制部２５１を２段に縦続接続し、一般に繰り返し回数がｋであればキャリア間干渉抑制部２５１をｋ段に縦続接続する。
図１５は変形例の効果説明図であり、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢ， Ｅｂ／Ｎ０＝２０ｄＢの場合における遅延時間―ＢＥＲ特性で、Ａ１，Ａ２は第２実施例の特性、Ｂ１，Ｂ２は第３実施例の特性、Ａ１，Ｂ１はキャリア間干渉抑制部２５１が一段（くり返し無し）の特性、Ａ２，Ｂ２はキャリア間干渉抑制部２５１が二段（繰り返し１回）の特性である。
第２実施例では繰り返しによる特性改善効果は小さいが、本発明によれば繰り返しを１回行うだけでほぼガードインターバル内（図中２００サンプル以下）と同等の特性が得られていることがわかる。
【００３９】
（Ｄ）第４実施例
図１６は第４実施例のダイバーシチ構成図であり、第２実施例の構成を２系統（２ブランチ）持たせ、Ｄ／Ｕが良好なブランチの復調信号復元レプリカを用いて各ブランチでキャリア間干渉ＩＣＩを除去し、両ブランチの復調信号を最大比合成、あるいは良好なブランチの復調信号を選択して出力する構成を有している。
図において、各ブランチの受信部３０１，３０２は、それぞれ第２実施例と同一の機能を有するものであり、図９と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、第２実施例のＦＦＴ演算部１０６，２０１、チャネル補償部１０８，２０２、ＩＦＦＴ部１０９，２０３を共用化して、ＦＦＴ演算部２０１、チャネル補償部２０２、ＩＦＦＴ部２０３を除去した点である。
【００４０】
復調信号復元レプリカ選択／生成部３０３は、各ブランチの受信部３０１，３０２におけるチャネル推定部１０１からそれぞれ入力する遅延プロファイルに基づいて各ブランチにおけるＤ／Ｕを演算し、Ｄ／Ｕが良好なブランチのＩＦＦＴ部１０９から入力する信号を選択し、該選択信号を用いて復調信号復元レプリカ（ＩＣＩレプリカ）を作成して各ブランチの受信部３０１，３０２の合成部２０５に入力する。アンテナダイバーシチ選択／合成部３０４は、各ブランチの受信部３０１，３０２から入力する復調信号を例えば最大比合成して出力する。なお、Ｄ／ＵのＤはチャネル推定部１０１から入力する直接波（希望波）の電力、Ｕは非希望波である遅延波（ＩＳＩ部分）の電力を示し、Ｄ／Ｕが大きければＩＳＩ部分の電力が小さく、Ｄ／Ｕが小さければＩＳＩ部分の電力が大きい。
【００４１】
第４実施例では、ダイバーシチ受信によりＤ／Ｕの大きいブランチのＩＣＩレプリカ信号をＤ／Ｕの小さいブランチのＩＣＩレプリカ信号としても用い（共用し）、これにより各ブランチの復調信号品質を改善する。各ブランチの復調信号品質を改善後、従来と同様のアンテナダイバーシチ選択・合成を行うことで厳しい条件下での安定した受信特性を保証する。Ｌ（＞２）ブランチにおいては、最大のＤ／Ｕを有するブランチのＩＣＩレプリカを用いればよい。第４実施例はダイバーシチ利得を用いた特性改善方式であるといえる。
図１７、図１８は２ブランチダイバーシチ受信の効果を説明するための受信特性であり、低Ｄ／Ｕブランチと高Ｄ／ＵブランチのＤ／Ｕ差（＝ΔＤ／Ｕ）をパラメータとし、各図に低Ｄ／Ｕブランチの受信特性Ａを示し、比較のために遅延時間がデータガードインターバル長ＮＧＤ（＝２００サンプル）以下の場合の受信特性Ｂも示している。遅延時間を３００サンプル固定とし（ＮＧＤ＝２００サンプル）、Ｅｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性をシミュレーションした。さらに，ΔＤ／Ｕ＝１ｄＢおよび５ｄＢについてデータを取得し、それぞれのＥｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性を示している。
【００４２】
各ブランチは独立したフェージングを受けるため、ブランチ相関が小さい。このことを利用し、できるだけ高Ｄ／Ｕの信号を用いることによりダイバーシチ利得が得られる。
図１７、図１８より、ΔＤ／Ｕ＝１ｄＢというほとんどダイバーシチ利得が得られない場合においても、上記の理由でかなり特性劣化が抑えられており、誤り訂正との併用により回線品質は高く維持され得る。また、ΔＤ／Ｕ＝５ｄＢにおいては、遅延時間がデータのガードインターバル長ＮＧＤ（＝２００サンプル）以下の受信特性Ｂとほぼ同等の特性が得られている。これにより、アンテナダイバーシチによる第４実施例の効果が確認された。なお、ダイバーシチ構成は以降の実施例においても適用が可能である。
以上では第２実施例の構成をｋ（＝２）ブランチ設けた場合について説明したが、第３実施例の構成をｋブランチ設けるように構成することもできる。
【００４３】
（Ｅ）第５実施例
図１９はサブキャリア毎に選択合成あるいは最大比合成するダイバーシチ構成の第５実施例の受信機構成図であり、第２実施例の構成を２系統（２ブランチ）持たせている。尚、一般にｋブランチ構成とすることができる。
各ブランチの受信部３１１、３１２は、それぞれ第２実施例と同一の機能を有するものであり、図９と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、▲１▼第２実施例のＩＦＦＴ部１０９，遅延部１１０を受信部３１１、３１２で共用化した点、▲２▼ＩＦＦＴ部２０３を受信部３１１、３１２で共用化した点、▲３▼復調信号復元レプリカ生成部３１３を受信部３１１、３１２で共用化してＩＦＦＴ部２０３の前段に設けると共に、各ブランチの入力信号をサブキャリア毎に選択合成あるいは最大比合成する点、▲４▼アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４を設け、各ブランチの復調信号を選択合成あるいは最大比合成して出力し、その出力信号（復調信号）をＩＦＦＴ部１０９，遅延部１１０を介してＩＳＩレプリカ生成部１０４に入力している点である。
【００４４】
図２０（Ａ），（Ｂ）は、２ブランチのダイバーシチ受信におけるＩＳＩレプリカ及び復元レプリカの生成原理説明図である。
（１）選択受信
選択受信（ＳＥＬ受信）において、アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４、復調信号復元レプリカ生成部３１３は、それぞれＩＳＩレプリカ、復元レプリカを生成する際、キャリア毎に伝送路推定値の大きなブランチの信号を選択して出力する。この結果、ＯＦＤＭ復調後の第ｋブランチにおける第ｉシンボルをそれぞれＸ（ｉ，ｊ，ｋ）、その伝送路応答値（チャネル推定値）をＹ（ｉ，ｊ，ｋ）、選択後のレプリカシンボルをＺ（ｉ，ｊ）とすると、ＩＳＩレプリカＺ（ｉ，ｊ），復元レプリカＺ（ｉ，ｊ）はそれぞれ次式で表わされる。ただし、ｉはシンボル番号、ｊはキャリア番号、ｋはブランチ番号、Ｋは最大伝送路応答値を示すブランチである。
【００４５】
すなわち、ＩＳＩレプリカＺ（ｉ，ｊ）は図２０（Ａ）に示すように第（ｉ−１）シンボルＸ（ｉ−１，ｊ，Ｋ）を用いて次式
Ｚ（ｉ，ｊ）＝Ｘ（ｉ−１，ｊ，Ｋ） ， Ｙ（ｉ，ｊ，Ｋ）＝ｍａｘ｛Ｙ（ｉ，ｊ，ｋ）｝ （１）
より求まる。又、復元レプリカＺ（ｉ，ｊ） は図２０（Ｂ）に示すように第ｉシンボルＸ（ｉ，ｊ，Ｋ）を用いて次式
Ｚ（ｉ，ｊ）＝Ｘ（ｉ，ｊ，Ｋ） ， Ｙ（ｉ，ｊ，Ｋ）＝ｍａｘ｛Ｙ（ｉ，ｊ，ｋ）｝ （２）
より求まる。
以上より、ダイバーシチ選択受信の場合、復調信号復元レプリカ生成部３１３は、（１）式よりキャリア毎に伝送路推定値の大きなブランチの信号を選択し、ＩＦＦＴ部２０３は該選択された各サブキャリアの信号をＩＦＦＴ処理して復元レプリカを出力する。又、アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４は（２）式によりキャリア毎に伝送路推定値の大きなブランチの信号を選択して図示しない復号部に入力すると共に、ＩＦＦＴ部１０９、遅延部１１０を介してＩＳＩレプリカ生成部１０４に入力する。
【００４６】
（２）最大比合成受信
最大比合成受信（ＭＲＣ受信）では、アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４、復調信号復元レプリカ生成部３１３は、それぞれＩＳＩレプリカ、復元レプリカを生成する際、各ブランチの信号を伝送路推定値を用いて最大比合成して出力する。すなわち、ＩＳＩレプリカおよび復元レプリカを生成する際、複数のアンテナブランチの受信信号をそれぞれ伝送路応答値で乗算したものの総和を伝送路応答値で正規化した値をレプリカ信号とする。選択合成と同様に記述すると、最大比合成によるレプリカ信号は次式で表わされる。ただし、ｉはシンボル番号、ｊはキャリア番号、ｋはブランチ番号である。すなわち、ＩＳＩレプリカＺ（ｉ，ｊ）は図２０（Ａ）に示すように第（ｉ−１）シンボルＸ（ｉ−１，ｊ，Ｋ）を用いて次式
【数１】
より求まる。又、復元レプリカＺ（ｉ，ｊ） は図２０（Ｂ）に示すように第ｉシンボルＸ（ｉ，ｊ，Ｋ）を用いて次式
【数２】
より求まる。
【００４７】
以上より、ダイバーシチ最大比合成の場合、復調信号復元レプリカ生成部３１３は、（４）式よりキャリア毎に最大比合成した信号を出力し、ＩＦＦＴ部２０３は出力された各サブキャリアの信号をＩＦＦＴ処理して復元レプリカを生成する。
又、アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４は（３）式により伝送路応答値で正規化した値を計算して図示しない復号部に入力すると共に、ＩＦＦＴ部１０９、遅延部１１０を介してＩＳＩレプリカ生成部１０４に入力する。
図２１は第５実施例の効果を説明するシミューレーション特性図で、横軸にＥｂ／Ｎ０を、縦軸にＢＥＲをとっている。Ａ（＝Ｃｏｎｖｎｔｉｏｎａｌ）はレプリカ生成にダイバーシチを行わず各ブランチ独立にレプリカ生成を行った場合（図９の第２実施例）の特性、Ｂ（＝ｗｉｔｈ ＳＥＬ Ｄｉｖ． Ｉｎ Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ）は図１６に示す第４実施例の特性、Ｃ（＝ｗｉｔｈ ＳＥＬ Ｄｉｖ． Ｉｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ）は選択受信する場合の第５実施例の特性、Ｄ（＝ｗｉｔｈ ＭＲＣ Ｄｉｖ． Ｉｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ）は最大比合成する場合の第５実施例の特性である。第５実施例によれば、第４実施例より良好な結果が得られている。なお、図２１はフェージング周波数ｆｄ＝９６０Ｈｚという高速移動環境（Ｖ＝２０７Ｋｍ／ｈ、キャリア周波数ｆｃ＝５ＧＨｚ）における特性であり、非常に厳しい環境においても効果が得られた。
【００４８】
（Ｆ）第６実施例
第４実施例、第５実施例により、低Ｄ／ＵつまりＩＳＩ電力が大きい厳しい条件下であってもダイバーシチ利得による特性改善が可能となるが、各ブランチ毎の特性改善はさらなる特性改善を約束する。
図２２は第６実施例の受信装置の構成図であり、図９の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点はチャネル補償部２０２とＩＦＦＴ部２０３の間にシンボル硬判定部３１０を設けた点である。
【００４９】
第６実施例では、ＩＣＩレプリカを生成する際にＩＣＩによる歪を抑圧するために、ＦＦＴ処理後にチャネル補償された各サブキャリア信号をシンボル硬判定部３１０でシンボル硬判定し、硬判定結果にＩＦＦＴ処理してＩＣＩレプリカを生成する。このようにすれば、ＩＣＩ歪を受けた復調信号の歪を矯正することができる。図２３は第６実施例の硬判定の必要性を示すコンステレーション説明図である。各サブキャリアにおけるデータはＱＰＳＫ変調されているものとし、歪が発生してなければ、信号点は（００）、（０１）、（１０）、（１１）に応じて図２３の各象限の×印に存在する。しかし、歪が発生すると信号点位置がずれ、例えば第１象限の信号点はＡ点位置あるいはＢ点位置にずれる。このままＩＣＩレプリカを生成すると、連続周期波形（図１０（ｆ）参照）が得られず、復調信号に歪が含まれる。そこで、信号点Ａ，Ｂを硬判定して第１象限の×位置にあるものと見なし、しかる後ＩＦＦＴ処理してＩＣＩレプリカを生成すると連続周期波形（図１０（ｆ）参照）が得られ、特性が改善する。
第６実施例によれば、図５〜図７の特性Ｄで示すように、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢおよび１ｄＢという厳しい環境下においての特性改善が顕著であり、従来のＯＦＤＭ通信システムに対しては大きく特性改善されている。
【００５０】
（Ｇ）第７実施例
図２４は第７実施例の受信装置の構成図であり、図２２の第６実施例と異なる点はスイッチ４０１、閾値判定部４０２を設け、Ｄ／Ｕの値に応じて適応的に、▲１▼シンボル硬判定結果を用いてＩＣＩレプリカを作成するか、▲２▼硬判定せず、チャネル補償結果を用いてＩＣＩレプリカを作成するか制御している点である。
図５〜図７を参照すると、遅延波電力が大きくなってＤ／Ｕが１ｄＢ以下になると、硬判定する第６実施例（図２２）の特性Ｄが、硬判定しない第２実施例（図９）の特性Ｃより良好となる。しかし、Ｄ／Ｕが１ｄＢ以上になると逆に硬判定する第６実施例（図２２）の特性Ｄが、硬判定しない第２実施例（図９）の特性Ｃより劣化する。そこで、閾値判定部４０２はチャネル推定部１０１から入力する遅延プロファイルの直接波と遅延波の電力Ｄ，Ｕより、Ｄ／Ｕを演算し、閾値例えば１ｄＢ以下か、以上か判断し、以下であれば、シンボル判定部３１０で硬判定した結果をスイッチ４０１で選択してＩＦＦＴ部２０３に入力してＩＣＩレプリカを発生する。 一方、Ｄ／Ｕが１ｄＢより大きければ、チャネル補償部２０２の補償結果をスイッチ４０１で選択してＩＦＦＴ部２０３に入力してＩＣＩレプリカを発生する。
【００５１】
（Ｈ）第８施例
図２５は第８実施例の受信装置の構成図であり、図９の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点はチャネル補償部２０２とＩＦＦＴ部２０３の間にリミッタ４１０を設け、図２６の点線で示す位置にリミットＬＭを設定し、斜線で示す領域に存在する信号点を該点線上の信号点に制限する。このようにすれば、図２４のように閾値判定しなくても同等の特性が得られる。
図２７〜図２９はＤ／Ｕがそれぞれ０ｄＢ、３ｄＢ，５ｄＢの場合におけるＢＥＲ−遅延時間特性であり、Ａはリミッタがない第２実施例のＢＥＲ特性、Ｂは第８実施例のＢＥＲ特性である。Ｄ／Ｕ＝０ｄＢの時、第８実施例の特性は第２実施例の特性に比べて１桁程度良好であり、３ｄＢ以上では第２実施例のＢＥＲ特性と同等の特性が得られている。
【００５２】
（Ｉ）チャネル推定部の変形例
第１〜第８実施例において、チャネル推定部１０１は、パイロットシンボル周期でチャネル推定演算を実行し、新たにチャネル推定演算するまでは求まったチャネル推定値及び遅延プロファイルを使用している。しかし、チャンネル推定値、遅延プロファイルは、フェージングの大きさに応じて変動する。そこで、変形例では、隣接するパイロットシンボルを用いて得られた２つのチャネル推定値を用いてその間を補間する。このため、図３０に示すようにＧＩ除去部１０１の後段にバッファ１１１を設けると共に、チャネル推定部値１０１内に補間部１０１ｅを設ける。チャネル推定部１０１の相関演算部１０１ｂは隣接する２つのパイロットシンボル位置での第１、第２のチャネル推定値を計算して補間部１０１ｅに入力し、補間部１０１ｅは隣接シンボル間のチャネル推定値（遅延プロファイルの遅延時間を含む）を直線補間してシンボル周期で出力する。このようにすれば、バッファ１１１が必要になるが、高速フェージングに対する追従性を向上することができる。
【００５３】
（Ｊ）第９実施例
図３１は第９実施例の受信装置の構成図であり、図９の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、パイロットシンボルの時間波形信号よりＩＳＩレプリカ部分を除去するＩＳＩレプリカ除去部５０１、ＦＦＴ演算部５０２、ＩＣＩ変動値算出部５０３、ＩＣＩ変動を補正する乗算部５０４を備えている点である。
第２実施例では、図１０で説明したように、ＩＳＩ期間ｙ部分を除去した（ｂ）に示すデータシンボルの波形信号をＦＦＴ演算処理するため、ＩＣＩレプリカを生成して（ｂ）の波形のＩＳＩ期間ｙ部分に挿入しても、正確には（ｆ）に示すような周期連続波形が得られず、歪が発生する。
【００５４】
そこで、第９実施例では、（ｂ）に示すデータシンボル波形をＦＦＴ演算した時の影響を計算し、その影響を除去するように制御する。即ち、ＩＳＩレプリカ除去部５０１は、既知パイロットシンボルの時間波形信号よりＩＳＩ期間ｙ部分を除去し、ＦＦＴ演算部５０２はＩＳＩレプリカ除去部の出力信号にＦＦＴ演算処理し、 ＩＣＩ変動値算出部５０３はサブキャリア毎にＦＦＴ出力と既知パイロットシンボルの差分を演算してＩＣＩ変動値Ａｅｘｐ（ｊφ）を算出する。乗算部５０４は、サブキャリア毎にＩＣＩ変動値の逆特性ｅｘｐ（−ｊφ）／Ａをチャネル補償部２０２の出力信号に乗算して次段のＩＦＦＴ演算部２０３に入力する。逆特性を乗算することにより、減算部１０２でＩＳＩ期間ｙ部分を除去した影響を補償でき、復調信号復元レプリカ生成部３０４より正確なＩＣＩレプリカを発生でき、図１０（ｆ）に示すような周期連続波形が得られる。なお、上記ＩＣＩ変動値もパイロット信号間で直線補間すれば高速フェージングに対する追従特性が向上する。
【００５５】
（Ｋ）第１０実施例
図３２は第１０実施例の受信装置の構成図であり、図２２の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、チャネル補償部２０２とＩＦＦＴ部２０３の間に設けたシンボル硬判定部３１０をシンボル軟判定部６０１で置き換えた点である。
シンボル硬判定では、良好なＢＥＲ−遅延時間特性を得るためには図２４に示すようにＤ／Ｕの値に応じて、シンボル硬判定するか、硬判定しないかを切り替える必要があった。そこで、かかる切り替えを行う必要がないようにしたのが第１０実施例である。図５〜図７を参照すると、Ｃは量子化ビットが∞のシンボル軟判定による特性（第２実施例の特性）、Ｄはシンボル硬判定による特性（第６実施例の特性）である。これら特性よりシンボル、軟判定の量子化ビット長を有限にすると，Ｃ，Ｄの中間の特性が得られる。図３３〜図３５はシンボル軟判定の量子化ビット長を２、３、５ビットとした場合のＢＥＲ−遅延時間特性であり、Ａはリミッタ付きの量子化ビットが∞の第８実施例（図２５参照）の特性図、Ｂ，Ｃ，Ｄはシンボル軟判定の量子化ビット長が２、３、５ビットとした時の第１０実施例の特性、Ｅは硬判定特性である。
【００５６】
図３３〜図３５より、量子化ビット数＝３（つまり軟判定ビット数＝２）が、複雑度と特性の双方の観点より最適であるといえる。量子化ビット＝∞は、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）などの浮動小数点演算により実現できるが、高速動作などの点で問題がある。
【００５７】
（Ｌ）第１１実施例
以上の第１〜第１０実施例では、パイロットシンボルのガードインターバル長ＮＧＰがデータシンボルのガードインターバル長ＮＧＤより長くすることにより、データシンボルのガードインターバル長ＮＧＤを超えた遅延波が発生しても、シンボル間干渉ＩＳＩおよびキャリア間干渉ＩＣＩを低減させ、良好な特性が得られるようにしたものである。
第１１実施例は、図３６に示すようにパイロットシンボルＰのガードインターバル長ＮＧＰとデータシンボルＤｉのガードインターバル長ＮＧＤが等しい場合において、これらガードインターバル長以上の遅延Ｎτｍａｘを有する遅延波が発生しても、ＩＳＩレプリカを受信信号から削除してシンボル間干渉ＩＳＩを低減し、かつ、該削除部分にＩＣＩレプリカを挿入してキャリア間干渉ＩＣＩを低減する。
【００５８】
図３７は第１１実施例の第１の受信装置の構成図であり、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第９実施例において第１実施例と構成上異なる点は、▲１▼チャネル推定部６０１で第１実施例のチャネル推定部１０１を置き換えた点、▲２▼第１実施例におけるＧＩ超過遅延波検出部１０３を削除した点、▲３▼チャネル推定部６０１を直接ＩＳＩレプリカ生成部１０４に接続している点である。
第９実施例のチャネル推定部６０１において、遅延プロファイル測定部６０１ａは、既知パイロットシンボルの時間波形信号と受信信号との相関演算を行って遅延プロファイルを作成する。閾値判定部６０１ｂは雑音を考慮して一定レベル以上のピーク点の時間位置（直接波位置ＴＤと遅延波位置ＴＵ）を検出し、ＧＩ超過遅延波検出部６０１ｃは、ピーク間隔ＮＩＮＴがガードインターバル長ＮＧＤ以上か判別し、以上であればＧＩ超過遅延波が発生していると判定する。”０”挿入部６０１ｄはガードインターバル長ＮＧＤ以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する。
【００５９】
ＩＳＩレプリカ生成部１０４は遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をＩＳＩ部分として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をＩＳＩレプリカとして発生する。以後、第１実施例と同一の制御が行われる。
図３８〜図４０は、ＮＧＤ＝２００サンプルでＤ／Ｕがそれぞれ０ｄＢ，１ｄＢ，３ｄＢの場合における第１１実施例のＢＥＲ−遅延時間特性図であり、比較のために第１実施例の特性も示している。Ａは第１１実施例の特性、Ｂは第１実施例の特性である。Ｄ／Ｕ＝０ｄＢなど厳しい条件下でも、第１実施例に比べてほとんど劣化は見られない。
【００６０】
図４１は１１実施例にＩＣＩレプリカ生成部を設け、ＩＣＩレプリカをＩＳＩ期間に付加する第１１実施例の第２の受信装置の構成図で。
図示しないが、第１１実施例を第３〜第１０実施例と同等の構成に発展させることによりこれらと同等の効果が得られるようにできる。例えば、２ブランチダイバーシチ構成とすることによりさらなる特性改善が期待できる。また、ＩＣＩ歪とシンボル誤判定のトレードオフ発生に鑑み、ＩＳＩ電力（つまりＤ／Ｕ）に応じて適応的に制御を切り替えるようにすることもできる。
【００６１】
（Ｍ）第１２実施例
以上の第１〜第１１実施例はＩＳＩレプリカを発生し、該ＩＳＩレプリカを受信信号から減算してＩＳＩを減少させるものであり、ＩＳＩレプリカ発生のハードウェアが必要になる。
そこで、第１２実施例では、図４２に示すようにガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延波（パスＣの第２遅延波）が発生している場合、最も遅延しているパスまで受信信号を（ａ）に示すように０に置き換える。すなわち、ガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延部分（＝Ｎτｍａｘ− ＮＧＩ）はＩＳＩを発生するから、この期間の受信信号（希望波、遅延波）を０に置き換えて復元レプリカを発生し、該復元レプリカを受信信号に加算して復調信号を生成する。このようにすれば、ＩＳＩレプリカを生成する必要はなくなるが、遅延時間が大きくなるほど特性は劣化する。しかし、ガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延波が発生することは稀である。
【００６２】
ところで、（ａ）に示すように０に置き換える構成は簡単ではあるが波形の不連続性が顕著になり、歪が発生する。そこで、（ｂ）に示すように窓関数を発生し、該窓関数をＩＳＩ部分に乗算することで連続性を維持して歪の発生を抑制する。
図４３は第１２実施例の受信機の構成図であり、図２２の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。第６実施例と異なる点は、ＩＳＩレプリカを生成して受信信号から減算する構成１０２〜１０５，１０９￣１１０を削除し、替わって波形整形部７０１を設けた点である。
図４４は波形整形部７０１の第１実施例であり、セレクト信号発生部７１１とセレクタ７１２を備えている。セレクト信号発生部７１１は、ガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延波が存在するか監視し、存在する場合には最大遅延波の遅延時間をＮτｍａｘとすれば、ＦＦＴウインドウの先頭（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の間、ハイレベルとなるセレクト信号を出力する。セレクタ７１２はセレクト信号ＳＳＬがハイレベルの間、すなわち、（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の間”０”を選択して出力し、その期間以外は受信信号を出力する。
波形整形部７０１でＩＳＩ期間を零にされた受信信号（ＩＳＩカット信号）は、ＦＦＴ２０１、チャネル補償部２０２、シンボル硬判定部３１０、ＩＦＦＴ部２０３で処理され、復調信号復元レプリカ生成部２０４より復元レプリカを発生する。加算部２０５は復元レプリカを受信信号のＩＳＩ部分（ＩＳＩカット信号の０部分でもよい）に挿入し、以後、ＦＦＴ１０６、チャネル補償部１０８はＦＦＴ処理、チャネル補償処理を施して復調信号を出力する。
【００６３】
図４５は波形整形部７０１の第２実施例であり、タイミング信号発生部７２１と窓関数発生部７２２と乗算部７２３を備えている。タイミング信号発生部７２１は、ガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延波が存在するか監視し、存在する場合には最大遅延波の遅延時間をＮτｍａｘとすれば、ＦＦＴウインドウの先頭（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の間、ハイレベルとなるタイミング信号を出力する。窓関数発生部７２２はタイミング信号がハイレベルの期間、窓関数ＷＦを発生する。窓関数は例えば、図４６に示すように（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の期間の間に１．０まで直線的に増加する関数、あるいは、図４７に示すように時定数（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の指数関数、三角関数等が考えられる。乗算器７２３は受信信号に窓関数を乗算し、乗算結果を出力する。
波形整形部７０１で窓関数を乗算された受信信号は、ＦＦＴ２０１、チャネル補償部２０２、シンボル硬判定部３１０、ＩＦＦＴ部２０３で処理され、復調信号復元レプリカ生成部２０４より復元レプリカを発生する。加算部２０５は復元レプリカを波形整形部７０１から出力する信号のＩＳＩ部分に挿入し、以後、ＦＦＴ１０６、チャネル補償部１０８はＦＦＴ処理、チャネル補償処理を施して復調信号を出力する。なお、点線で示すように波形整形部７０１から出力する信号のＩＳＩ部分に零を挿入する零挿入部７０２を設け、零挿入信号に復元レプリカを加算するように構成することもできる。
尚、図４３のシンボル硬判定部３１０は必ずしも必要ではなく、又、シンボル硬判定部３１０は、リミッタ（図２５）、シンボル軟判定部（図３２）などで置き換えることもできる。また、波形整形部で処理する期間（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）を適応的に制御させず、固定的な期間を予め設定することで処理量の低減を固めることも可能である。
【００６４】
以上の実施例では、遅延波が１つの場合について本発明を説明したが、遅延波が２以上の場合にも適用できることは勿論である。この場合、以下の▲１▼〜▲３▼に従ってＩＳＩ，ＩＣＩを除去すべき対象の遅延波を決定する。
▲１▼遅延波の数を電力降順にＫに制限することで演算量を削減する。
▲２▼遅延波の数を遅延時間降順にＫに制限することで演算量を削減する。
▲３▼上記▲１▼、▲２▼の２つのパラメータ（電力、遅延時間）を考慮した降順、たとえば乗算結果の降順にＫに制限することで演算量を削減する。
【００６５】
・付記
（付記１） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
既知シンボルに付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして送信されてきた信号を受信する受信部、
該受信信号と既知信号との相関を演算することによりデータシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記３） 前記ＩＳＩレプリカ生成部は、前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生する、
ことを特徴とする付記２記載の受信装置。
（付記４） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を生成する手段、
該復元レプリカを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記５） 前記ＩＳＩレプリカ生成部は、前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生する、
ことを特徴とする付記４記載の受信装置。
（付記６） 第１、第２のチャネル補償部を備え、
前記遅延プロファイル測定部は、受信信号の時間波形と既知シンボルの時間波形との自己相関演算を行って遅延プロファイルを測定すると共にチャネル推定値を出力し、
前記第１のチャネル補償部は、該チャネル推定値を用いて前記ＩＳＩレプリカにチャネル補償を施して前記減算部に入力し、
前記第２のチャネル補償部は、チャネル推定値をキャリア毎のチャネル推定値に変換し、該チャネル推定値を用いて前記ＦＦＴ処理結果にチャネル補償を行う、
ことを特徴とする付記２又は４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記７） 前記遅延プロファイル測定部は、前記ＦＦＴ処理した結果にＩＦＦＴ処理を施して受信信号の時間波形信号を発生し、該時間波形と既知シンボルの時間波形との自己相関演算を行って遅延プロファイルを測定すると共にチャネル推定値を出力する、
ことを特徴とする付記２又は４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記８） 既知シンボル間で前記遅延プロファイルおよびチャネル推定値を補間する補間部、
を備え、該補間された遅延プロファイルおよびチャネル推定値を用いてＩＳＩレプリカの発生やチャネル補償制御を行う、
ことを特徴とする付記６記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記９） アンテナダイバーシチ構成としたとき、それぞれのブランチにおけるＩＳＩ部分の影響度を検出し、ＩＳＩ部分の影響が小さいブランチを決定する手段、
ＩＳＩ部分の影響が小さいブランチの復調信号復元レプリカを選択する手段、
を備え、各ブランチは該選択された復調信号復元レプリカを使用する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１０） 前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
キャリア周波数毎にチャネル補償結果に対してシンボルの硬判定を行う硬判定部を備え、前記減算出力にＦＦＴ処理を施し、該ＦＦＴ処理結果にチャネル補償を施し、キャリア周波数毎にチャネル補償結果に対してシンボルの硬判定を行い、キャリア周波数毎の硬判定結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１１） 前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
除去すべき遅延波電力の大きさが閾値を満足するか監視する手段を備え、
該閾値を満足すれば、チャネル補償結果を選択し、満足しなければ、硬判定処理結果を選択し、選択した結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１２） 前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
サブキャリア毎のチャネル補償結果がリミット値以上にならないように制限するリミット部を備え、前記減算出力にＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ処理結果にチャネル補償を施し、サブキャリア毎のチャネル補償結果がリミット値以上にならないように制限し、制限結果ににＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１３） 既知信号から前記ＩＳＩ部分を除去する除去部、
該除去部の出力信号にＦＦＴ処理を施してキャリア毎のＩＣＩ変動値を算出し、かつ、該ＩＣＩ動値の逆特性をキャリア毎に求める手段，
を備え、
前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
前記減算出力にＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ演算結果にチャネル補償を施し、前記キャリア毎の逆特性をチャネル補償結果に乗算し、キャリア周波数毎の乗算結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１４） 前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
キャリア周波数毎にチャネル補償結果に対してシンボルの軟判定を行う軟判定部を備え、前記減算出力にＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ演算結果にチャネル補償を施し、キャリア周波数毎にチャネル補償結果に対してシンボルの軟判定を行い、キャリア周波数毎の軟判定結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１５） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式におけるダイバーシチ受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償するＦＦＴ／チャネル補償手段、
復元レプリカ生成手段から出力する復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、
前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
をブランチ毎に設け、更に、
各ブランチの前記ＦＦＴ／チャネル補償手段から出力する信号をキャリア毎に最大比合成あるいは選択合成し、各キャリアの合成信号にＩＦＦＴ処理を施して前記復元レプリカを生成する復元レプリカ生成手段、
各ブランチの前記データ復調部の復調信号をキャリア毎に最大比合成あるいは選択合成して出力する選択／合成部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１６） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力の前記ＩＳＩ部分に零を挿入する手段、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を生成する手段、
該復元レプリカを、前記零挿入手段から出力される信号の前記零挿入されたＩＳＩ部分に加算する手段、
前記加算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１７） 前記ＩＳＩレプリカ生成部は、前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生する、
ことを特徴とする付記１６記載の受信装置。
（付記１８） 前記ＩＦＦＴ処理を施して復元レプリカを生成する手段、該復元レプリカを、前記零挿入手段で零挿入されたＩＳＩ部分に加算する手段、前記加算結果にＦＦＴ処理を施す手段、
を多段に備えたことを特徴とする付記１６記載の受信装置。
（付記１９） 既知シンボルに付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして送信されてきた信号に対して上記処理を行うことを特徴とする付記２、付記４、付記１６記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２０） ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算する演算部、
閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出する手段、
ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分を符号間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２１） ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算する演算部、
閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出する手段、
ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、
該復調信号復元レプリカを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、
前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２２） ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算して遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分の波形を整形する波形整形部、
該波形整形部の出力信号にＦＦＴ処理、チャネル補償を施し、該チャネル補償後の信号にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、
該復調信号復元レプリカを、前記受信信号に加算する手段、
前記加算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２３） 前記波形整形部は前記ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分を零にする、
ことを特徴とする付記２２記載の受信装置。
（付記２４） 前記波形整形部は前記ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分に所定の窓関数を乗算する、
ことを特徴とする付記２２記載の受信装置。
【００６６】
【発明の効果】
以上本発明によれば、既知信号のガードインターバルをパイロットのガードインターバルより長くすることにより、データのガードインターバルを超えた遅延波によるＩＳＩを低減させることができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもＢＥＲの増大を抑圧することができる。又、時間領域においてＩＳＩを抑圧処理するため、サブキャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御可能で、ハードウェア規模を低減することが出来る。
本発明によれば、時間領域においてＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧処理することができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもより効果的にＢＥＲの増大を抑圧することができる。又、時間領域においてＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧処理するため、キャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御可能で、ハードウェア規模を低減することが出来る。
【００６７】
本発明によれば、チャネル補償結果に対してシンボル硬判定し、あるいは所定量子化ビット長で軟判定し、判定結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成することにより、さらなる特性改善が図ることが可能である。
本発明によれば、更に、ダイバーシチ構成にし、Ｄ／Ｕが良好なブランチの信号を用いてデータ復調信号を発生するようにしたからデータ判定精度を向上することができる。
本発明によれば、ダイバーシチ構成にし、各ブランチの受信信号を選択合成あるいは最大比合成し、これら合成信号を用いて復元レプリカ、ＩＳＩレプリカを発生し、ＩＣＩやＩＳＩを抑圧するようにしたからデータ判定精度を更に向上することができる。
【００６８】
本発明によれば、受信信号と既知信号との相関を演算し、閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出し、ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、復元レプリカ、ＩＳＩレプリカを発生し、ＩＣＩやＩＳＩを抑圧するようにしたから、既知シンボル（パイロットシンボル）とデータシンボルのガードインターバル長が同じであっても、既知信号のガードインターバルをパイロットのガードインターバルより長くした場合と同様の効果を奏することができる。
本発明によれば、受信信号と既知信号との相関を演算してガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出し、ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、受信信号のＩＳＩ部分を零あるいは窓関数を乗算して整形し、整形後の受信信号を用いて復元レプリカを発生してＩＣＩを抑圧するようにしたから、簡単な構成でデータ判定精度を更に向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のパイロットシンボルとデータシンボルおよび伝送フレームフォーマットの説明図である。
【図２】パイロットシンボル、データシンボルのガードインターバル長ＮＧＰ、ＮＧＤ、遅延波の遅延時間Ｎτｍａｘの関係図である。
【図３】第１実施例のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置の構成図である。
【図４】ＩＳＩレプリカ発生方法の説明図である。
【図５】遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲの第１の特性である。
【図６】遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲの第２の特性である。
【図７】遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲの第３の特性である。
【図８】第１実施例の変形例である。
【図９】第２実施例の受信装置の構成図である。
【図１０】キャリア間干渉ＩＣＩの抑制原理説明図である。
【図１１】第３実施例の受信装置の構成図である。
【図１２】各部Ａ〜Ｄの希望波及び遅延波の信号位相説明図である。
【図１３】第３実施例の効果説明図である。
【図１４】第３実施例の変形例であり、キャリア間干渉抑制部を多段に縦続接続した構成例である。
【図１５】変形例の効果説明図である。
【図１６】第４実施例のダイバーシチ構成図である。
【図１７】２ブランチダイバーシチ受信の効果を説明するための第１の受信特性図である。
【図１８】２ブランチダイバーシチ受信の効果を説明するための第２の受信特性図である。
【図１９】サブキャリア毎に選択合成あるいは最大比合成するダイバーシチ構成の第５実施例の受信機構成図である。
【図２０】２ブランチのダイバーシチ受信におけるＩＳＩレプリカ及び復元レプリカの生成原理説明図である。
【図２１】第５実施例の効果説明するシミューレーション特性図である。
【図２２】第６実施例の受信装置の構成図である。
【図２３】第６実施例の硬判定の必要性を示すコンステレーション説明図である。
【図２４】第７実施例の受信装置の構成図である。
【図２５】第８実施例の受信装置の構成図である。
【図２６】リミット範囲説明図である。
【図２７】第８実施例の第１のＢＥＲ−遅延時間特性である。
【図２８】第８実施例の第２のＢＥＲ−遅延時間特性である。
【図２９】第８実施例の第３のＢＥＲ−遅延時間特性である。
【図３０】チャネル推定値を補間するための構成図である。
【図３１】第９実施例の受信装置の構成図である。
【図３２】第１０実施例の受信装置の構成図である。
【図３３】シンボル軟判定の量子化ビット長を可変した場合の第１のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図３４】シンボル軟判定の量子化ビット長を可変した場合の第２のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図３５】シンボル軟判定の量子化ビット長を可変した場合の第３のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図３６】第１１実施例のパイロットシンボルとデータシンボルの説明図である。
【図３７】第１１実施例の第１の受信装置の構成図である。
【図３８】第１１実施例の第１のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図３９】第１１実施例の第２のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図４０】第１１実施例の第３のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図４１】第１１実施例の第２の受信装置の構成図である。
【図４２】第１２実施例の説明図である。
【図４３】第１２実施例の受信機の構成図である。
【図４４】波形整形部の第１実施例である。
【図４５】波形整形部の第２実施例である。
【図４６】窓関数の第１例である。
【図４７】窓関数の第２例である。
【図４８】マルチキャリア伝送方式の送信装置の説明図である。
【図４９】ＯＦＤＭ伝送方式の送信装置の説明図である。
【図５０】シリアルパラレル変換説明図である。
【図５１】パイロットシンボルをフレーム内で分散した場合のフレーム構成図である。
【図５２】ガードインターバル挿入説明図である。
【図５３】遅延波による符号間干渉の説明図である。
【図５４】ＯＦＤＭ伝送方式の受信装置の構成図である。
【図５５】従来技術の構成図であるである。
【符号の説明】
１００１００ ガードインターバル除去部
１０１チャネル推定部
１０２減算部
１０３ＧＩ超過遅延波検出部
１０４ＩＳＩレプリカ生成部
１０５第１のチャネル補償部
１０６ＦＦＴ演算部
１０７ＦＦＴ演算部
１０８チャネル補償部
１０９ＩＦＦＴ演算部
１１０遅延回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置に係わり、特に、ガードインターバル以上の遅延波が発生してもシンボル間干渉やキャリア間干渉を減少して良好な受信が可能なＯＦＤＭ伝送方式における受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域無線通信においては、マルチパス環境による周波数選択性フェージングが発生する。このため、伝送帯域幅を周波数選択性フェージングが生じないような狭帯域（サブキャリア）に分割し並列伝送するマルチキャリア変調方式が有用となる。現在、デジタルＴＶ／音声放送（日本、欧州）や無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）などの規格がマルチキャリア変調方式の一種である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式をベースとして標準化されている。また、次世代移動通信システムにおいてもＯＦＤＭベースの変調方式が提案されている
【０００３】
図４８の（ａ）はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部１は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では４シンボルＳ１〜Ｓ４よりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ成分）及び直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図４８（ｂ）に示す周波数ｆ１〜ｆ４を有するサブキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように図４８（ｂ）に示すように周波数が配置される。図４８においてシリアルパラレル変換部１は直列データを４シンボルの並列データに変換したが、実際には例えばＮ＝５１２あるいは１０２４個の並列データに変換し、Ｎ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。
【０００４】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式では、マルチキャリア伝送のｎ番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図４９（ａ）はＯＦＤＭ伝送方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データをＭ個のシンボル（Ｉ＋ｊＱ，複素数）よりなる並列データに変換する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）６はＭ個のシンボルを図４９（ｂ）に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、ガードインターバル挿入部７でガードインターバルＧＩを挿入し、実数部、虚数部をローパスフィルタ８ａ，８ｂを通して直交変調部９に入力する。直交変調部９は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。ＯＦＤＭ伝送方式によれば、図４９（ｂ）に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
【０００５】
図５０はシリアルパラレル変換説明図であり、１フレームの送信データの前方にパイロットＰが時間多重されている。なお、パイロットＰは図５１に示すようにフレーム内で分散することもできる。１フレーム当たり共通パイロットがたとえば４×Ｍシンボル、送信データが２８×Ｍシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部５より並列データとして最初の４回までパイロットのＭシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＭシンボルが出力する。この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットと既知のパイロット信号との相関演算を行うことによりサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償が可能となる。
【０００６】
図５２はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｍ個のサブキャリアサンプル（＝１ ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりマルチパスによるシンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）の影響を無くすことが可能になる。
図５３は遅延波による符号間干渉の説明図であり，Ａは直接波、Ｂは遅延波（反射波）である。（ａ）に示すように遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長ＮＧＤ以下であれば、ウインドウタイミングＷにおいて直接波ＡのデータシンボルＤ０は遅延波Ｂの他のデータシンボルと重ならず、シンボル間干渉は発生しない。
しかし、（ｂ）に示すように、遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長ＮＧＤより大きくなると、ウインドウタイミングＷにおいて直接波ＡのデータシンボルＤ０は遅延波Ｂの他のデータシンボルＤ−１と重なり、ＩＳＩが発生する。従って、遅延波の最大遅延時間τＭＡＸを考慮してＩＳＩが生じないようにガードインターバル長ＮＧＤが決められる。
【０００７】
図５４はＯＦＤＭ伝送方式におけるの受信装置の構成図である。無線受信部１１は受信したＯＦＤＭキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部１２は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部１３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１４に入力する。ＦＦＴ部１４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号をＭ個のサブキャリア信号（サブキャリアサンプル） 値Ｓ１〜ＳＭ に変換する。
【０００８】
チャネル推定部１５は送信側で時間多重されたパイロットシンボルを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、チャネル補償部１６はサブキャリア毎のチャネル推定値ｈ１〜ｈＭをＦＦＴ出力Ｓ１〜ＳＭ に乗算してフェージングの補償（チャネル補償）を行う。すなわち、チャネル推定部１５は、パイロット信号を用いて各サブキャリアのフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）及び振幅の影響Ａを推定し、チャネル補償部１６は送信シンボルのサブキャリア信号成分にｅｘｐ（−ｊφ）及び１／Ａを乗算してフェージングを補償する。パラレルシリアル変換部１７はチャネル補償部から出力する並列データを直列データに変換し、データ復調部１８は送信データを復調する。
【０００９】
以上のように、ＯＦＤＭでは、１ＯＦＤＭシンボルデータ（以後単にシンボルデータという）にガードインターバルＧＩを付加し、ＧＩシンボル長以内のマルチパス遅延波が存在してもＩＳＩが発生しない。このため、等化を用いず復調できる利点（耐マルチパスフェージング）を有している。
一方、ＧＩシンボル（冗長シンボル）の付加は伝送効率の低下を引き起こす。この伝送効率低下を抑えるためにはＯＦＤＭシンボル長を大きくとらねばならず、これは伝送帯域幅一定においてはサブキャリア数Ｍを増大することになる。よって、マルチキャリア伝送の問題点であるピーク対平均電力比の増大（アンプの非線形歪による特性劣化）やシンボル長増大によるフェージング追従特性の劣化などが生じ、これらとの現実的なトレードオフにおいてサブキャリア数は設計される。
【００１０】
しかし、実際の伝搬路における遅延波の遅れ時間は非常に変動が大きく、遅延スプレッドを例にしても特に屋外では市街地（０．２〜２．０μｓ）や山岳地（１０〜２０μｓ）など、システムとして想定すべきＧＩ長は通常１００％の全サービスエリアを補償できない。
この問題点に対して一つの解決策を示しているのが、須山らによる「ガードインターバルを超える遅延プロファイルのマルチパス環境に対するＯＦＤＭ受信方式」（信学技報ＲＣＳ２００１−１７５，２００１−１１）である（以降、「従来技術」と呼ぶ）。
【００１１】
ＯＦＤＭによる移動無線用信号伝送では、ガードインターバルを超えるマルチパス遅延伝播において伝送特性が著しく劣化する。これは、ＯＦＤＭシンボル間のＩＳＩと同一シンボル内のキャリア間干渉ＩＣＩが発生するためである。以上の従来技術は、ＩＳＩとＩＣＩの両方を抑圧し、伝送特性を改善するために、▲１▼ＩＳＩの影響を除去する判定帰還形適応等化処理（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）、▲２▼その処理結果からさらにＩＣＩの影響を除去して送信信号系列の推定を行う最尤系列推定形適応等化処理（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ（ＭＬＳＥ））、▲３▼最尤系列推定における状態数を削減できる窓関数を用いたフーリエ変換処理、▲４▼再帰形最小自乗法（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）によるチャネル推定処理、から構成されている。
【００１２】
図５５は従来技術のＯＦＤＭ受信機の構成図である。
この受信機では、まずチャネル推定用パイロット区間において、ＦＦＴウインドウ部５０は受信信号を矩形窓でフーリエ変換し、その出力をチャネル推定器５１に入力し、チャネル推定器５１はパイロットを使用してチャネル推定を行う。ＦＦＴウインドウ部５０はチャネル推定結果に応じて、データ区間の窓関数を変える。すなわち、（１）マルチパス遅延時間差がガードインターバル内の時は、通常の矩形窓関数を用い、（２）ガードインターバルを超える遅延時間差が観測された場合には、データ区間においてハニング窓等の滑らかな窓関数を用いる。
【００１３】
次に、ＦＦＴウインドウ部５０はデータ区間において、窓関数を用いてフーリエ変換を行う。減算部５５はフーリエ変換された受信信号からＩＳＩレプリカ生成器５２によって生成されたＩＳＩレプリカを差し引く。この処理は全サブキャリアにわたって一括して行われる。この処理部をまとめて判定帰還形適応等化器とよぶ。
さらに、ＩＳＩを取り除いた上記の受信信号は、最尤系列推定形適応等化器（ＭＬＳＥ）５３に入力され、各キャリアの送信信号系列が抽出される。この等化器では、ある時刻におけるシンボルの周波数軸に沿って送信シンボル候補を生成し、生成された複数の候補からＩＣＩレプリカ生成器５４において受信信号のレプリカを生成する。受信信号とＩＣＩレプリカとの誤差の絶対値二乗が最小になる系列が送信信号系列として出力される。図中、５６はは並列直列変換部、５７は直列並列変換部、５８は演算部、５９は二乗部、６０は遅延部である。
【特許文献１】
社団法人 電子情報通信学会 信学技報ＲＣＳ ２００１−１７５ （２００１−１１）、 ｐ．４５−５０
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術は本発明と同じ課題を持ち、無線ＬＡＮシステムに適用したシミュレーション結果を提示している。従来技術はガードインターバルを超えた遅延波によるシンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ， ＩＳＩ）およびキャリア間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ， ＩＣＩ）を低減させることを目的とし、全処理を周波数領域（つまり受信側ＦＦＴの後段）で行うことを特徴としている。また、帯域内全体に拡がるＩＣＩを抑圧するために受信ＦＦＴに時間領域のフィルタリングを行う。さらにはＩＣＩ除去に対しては最尤系列推定（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ， ＭＬＳＥ）を用いており、キャリア毎にＭ２個（Ｍ：変調多値数）の状態を有するビタビ等化器を必要とする。例えばＱＰＳＫ（Ｍ＝４）であれば１６状態でありＮ＝１０２４キャリアの場合、１０２４個のビタビ等化器を要する。
【００１５】
また、復調信号がＭＬＳＥにより硬判定されてしまうため、誤り訂正（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ， ＦＥＣ）との併用の際に従来の復調信号であれば得られる軟判定利得が全く得られない。すなわち、ＢＥＲ特性が劣化する。さらには、ＭＬＳＥは全数検索アルゴリズムであるため、１サブキャリアにおける変調多値数ｍの状態数を、観測するキャリアの乗数分（従来技術の場合は２キャリアなので二乗個）用意しなければならない。よって、現在の無線システム（第３世代移動通信、無線ＬＡＮなど）の大半で採用されている適応変調方式との併用の際には使用する変調多値数の最大値の分だけ状態数を用意しなければならず、またＭＬＳＥ自体が現変調多値数を認識し、ダイナミックに切り替えなければならない。また、サブキャリア毎に変調方式を切り替えるマルチキャリア適応変調システムではさらに制御が複雑となる。このように従来方式は目的達成のための演算コストが大きい点（特に適応変調を併用する場合）、また、ＦＥＣとの併用時の符号化利得の劣化が生じる点で問題が残る。
以上より、本発明の目的は、ガードインターバルを超えた遅延波によるシンボル間干渉ＩＳＩおよびキャリア間干渉ＩＣＩを低減させることである。
本発明の別の目的は、時間領域において、つまり受信側ＦＦＴの前段においてＩＳＩ／ＩＣＩを抑圧処理することにより、サブキャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御を可能とすること、並びに、符号化利得の獲得を可能とすることである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
・第１のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置
本発明のＯＦＤＭ伝送方式における第１の受信装置は、既知シンボル（例えばパイロットシンボル）に付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして信号が送信されてきた場合に適用できる。すなわち、本発明の第１の受信装置は、▲１▼既知シンボルに付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして送信されてきた信号を受信する受信部、▲２▼該受信信号と既知信号との相関を演算することによりデータシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部を備えている。
【００１７】
そして、第１の受信装置は、更に、▲３▼前記遅延プロファイルよりデータのガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉ＩＳＩ部分として検出するＩＳＩ部分検出部、▲４▼前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をＩＳＩレプリカとして発生するＩＳＩレプリカ生成部、▲５▼受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、▲６▼減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、を備えている。
この第１の受信装置によれば、データのガードインターバルを超えた遅延波によるＩＳＩを低減させることができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもＢＥＲの増大を抑圧することができる。又、時間領域においてＩＳＩを抑圧処理するため、サブキャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御可能で、ハードウェア規模を低減することが出来る。
第１の受信装置は、更に、▲７▼減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、▲８▼該復調信号復元レプリカを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、を備え、前記データ復調部は前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調する。
この第１の受信装置によれば、時間領域においてＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧処理することができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもより効果的にＢＥＲの増大を抑圧することができる。又、時間領域においてＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧処理するため、キャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御可能で、ハードウェア規模を低減することが出来る。又、▲７▼の復調信号復元レプリカ生成手段において、チャネル補償結果に対してシンボルを硬判定し、あるいは所定量子化ビット長で軟判定し、判定結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成することにより、さらなる特性改善が図られる。
【００１８】
・第２のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置
本発明の第２の受信装置は、既知シンボル（例えばパイロットシンボル）に付加するガードインターバル長とデータシンボルに付加するガードインターバル長が等しい場合に適用できる。すなわち、本発明の第２の受信装置は、▲１▼受信信号と既知信号との相関を演算する演算部、▲２▼閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出する手段、▲３▼ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する手段、▲４▼前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉ＩＳＩ部分として検出するＩＳＩ部分検出部、▲５▼前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をＩＳＩレプリカとして発生するＩＳＩレプリカ生成部、▲６▼受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、▲７▼減算出力にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、を備えている。
【００１９】
第２の受信装置は、更に、▲８▼減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、▲９▼該復調信号復元レプリカのを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、を備え、前記データ復調部は、該挿入後の信号にＦＦＴ処理を施してデータを復調する。
第２の受信装置によれば、既知シンボル（パイロットシンボル）とデータシンボルのガードインターバル長が同じであっても、第１の受信装置と同様の効果を奏することができる。
【００２０】
・第３のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置
本発明の第３の受信装置は、既知シンボル（例えばパイロットシンボル）に付加するガードインターバル長とデータシンボルに付加するガードインターバル長が等しい場合に適用できる。すなわち、本発明の第３の受信装置は、▲１▼受信信号と既知信号との相関を演算して遅延プロファイルを出力する手段、▲２▼前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分の波形を整形する波形整形部、▲３▼該波形整形部の出力信号にＦＦＴ処理、チャネル補償を施し、該チャネル補償後の信号にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、▲４▼該復調信号復元レプリカを、前記受信信号に加算する手段、▲５▼前記加算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、を備えている。
第３の受信装置によれば、既知シンボル（パイロットシンボル）とデータシンボルのガードインターバル長が同じであっても、第１の受信装置と同様の効果を奏することができる。又、ＩＳＩレプリカを作成する必要がないためハードウェア構成を簡単にできる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（Ａ）伝送フレームフォーマット
図１ は本発明のパイロットシンボル（Ｐ）とデータシンボル（Ｄｉ， １≦ｉ≦ｍ）の構成および伝送フレームフォーマットの構成説明図である。
周期的にデータシンボルＤｉに挿入されるパイロットシンボルＰは、データシンボルと異なるガードインターバル長を有している。すなわち、パイロットシンボルＰ のガードインターバル長はＮＧＰであり、データシンボルのガードインターバル長はＮＧＤであり、ＮＧＰ＞ＮＧＤの関係がある。ただし、有効シンボル長（ＮＵ）はＦＦＴポイント数、すなわち、サブキャリア数で決定されるため同一である。ここでパイロットシンボルＰにおけるガードインターバル長ＮＧＰは、図２に示すように想定される最大遅延プロファイル（遅延波の最大遅延時間）Ｎτｍａｘ以上とする。これにより、データシンボルＤｉのガードインターバル長ＮＧＤ以上の遅延プロファイルが発生して、データシンボルにＩＳＩが発生しても、パイロットシンボルにはＩＳＩは発生しない。従って、パイロットシンボルを使用することにより正確なチャネル推定および遅延プロファイル測定を行うことが可能となる。また、ここで定義されるデータシンボルＤｉのガードインターバル長はＮＧＤ≧０とし、＝０の場合はガードインターバルなしを意味する。
【００２２】
図５５の従来技術は、無線ＬＡＮシステム（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）で採用されている送信データの先頭（プリアンブル信号）のみ用い、その後はＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムを用いたチャネル推定を行っている。これに対して、本発明はパイロットシンボルＰに定期的に可変ＧＩ長 ＮＧＰを挿入することで従来技術のような収束アルゴリズムを用いずにＩＳＩフリーなチャネル推定を実現する。しかし、パイロットシンボルにおける（ＮＧＰ−ＮＧＤ）サンプルについては、ＮＧＰ＝ＮＧＤの固定ＧＩ長システムに対して伝送効率が低減する。よって、全体の伝送効率が従来方式と同一になるようにＮＧＤを小さくとることも可能である。
【００２３】
（Ｂ）第１実施例
図３は第１実施例のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置の構成図である。なお、以降の実施例でも同様であるが、ＦＦＴ処理前は時間領域の信号処理が行われ、ＦＦＴ処理後は周波数領域の処理が行われ、ＩＦＦＴ処理後は時間領域の処理が行われる。第１実施例は、受信側ＦＦＴ処理前の受信信号（つまり時間波形）を用いたチャネル推定／遅延プロファイル測定を行う場合を示している。
図示しない受信部（図５４の無線受信部１１、直交復調部１２を参照）は、受信信号をガードインターバル除去部１００に入力する。なお、パイロットシンボルＰに付加されるガードインターバル長ＮＧＰは、データシンボルＤｉに付加されるガードインターバル長ＮＧＤより大きくなっている（ＮＧＰ＞ＮＧＤ）。
【００２４】
ガードインターバル除去部１００はガードインターバルＧＩを除去してチャネル推定部１０１及び減算部１０２に入力する。パイロットシンボルは既知信号であるから、チャネル推定部１０１のＩＦＦＴ部１０１ａは既知のパイロットシンボルのサブキャリア成分をＩＦＦＴして時間波形（レプリカ）を発生し、相関演算部１０１ｂはレプリカと受信したパイロット信号部分との相互相関を計算することで遅延プロファイルを測定する。実際には、相関演算部１０１ｂは受信信号のＮサンプルを抽出し、レプリカを１サンプルずつシフトさせて相関値を計算し、Ｎサンプル分の計算を行う。これにより、直接波、遅延波の受信タイミングにおいてピークを有する遅延プロファイルが測定される。
ＧＩ超過遅延波検出部１０３は、チャネル推定部１０１で測定された遅延プロファイルを入力され、データシンボルＤｉのガードインターバル長ＮＧＤを超えた遅延波が観測されたか監視する。そして、図２に示すように遅延波の遅延時間ＮτｍａｘがＮＧＤ以上になると（ＮＧＤ＜Ｎτｍａｘ）、ＩＳＩレプリカ生成部１０４は、ＮＧＤを超過した部分（図２の黒部分） に相当するＩＳＩレプリカ、すなわち、（Ｎτｍａｘ−ＮＧＤ）サンプルに相当するＩＳＩレプリカを、パイロットシンボルあるいは前データシンボルを用いて発生する。
【００２５】
図４はＩＳＩレプリカ発生方法の説明図であり、遅延波Ｂは直接波ＡからＮＧＤ以上遅延し、遅延時間ＮτｍａｘはＮＧＤ＜Ｎτｍａｘとなっている。直接波ＡのデータシンボルＤ０は遅延波ＢのパイロットシンボルＰと一部重なり、遅延波ＢのパイロットシンボルＰからＩＳＩを受けている。従って、受信信号からこの部分のパイロットシンボルを除去する必要がある。干渉を受けている時間（サンプル数）はｙ＝（Ｎτｍａｘ−ＮＧＤ）である。そこで、ＩＳＩ生成部１０４は、このｙ部分を既知パイロット信号波形から切り取ってＩＳＩレプリカとして発生する（図４（ｄ）の斜線部参照）。第１のチャネル補償部１０５はＩＳＩレプリカにチャネル推定値を乗じ、これによりチャネル補償を施して減算部１０２に入力する。減算部１０２は受信信号よりＩＳＩレプリカを減算して、図４（ｅ）の左側に示す直接波Ａ、遅延波Ｂ（データシンボルＤ０）を後段のＦＦＴ演算部１０６に入力する。
【００２６】
ＦＦＴ演算部１０６は入力した受信信号にＦＦＴ演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生する。又、ＦＦＴ演算部１０７は、チャネル推定値にＦＦＴ演算処理を施して各サブキャリアのチャネル補償値を発生する。チャネル補償部１０８はサブキャリア毎にＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算してデータシンボルＤ０を構成するサブキャリア数のデータ要素を復調して出力する。
ＩＦＦＴ演算部１０９は、チャネル補償部１０８から出力するデータシンボルＤ０を構成するサブキャリア数の復調データにＩＦＦＴ演算を施し、データシンボルＤ０の時間波形信号を出力し、遅延回路１１０は該時間波形信号を１シンボル時間Ｔｓだけ遅延してＩＳＩレプリカ生成部１０４に入力する。
【００２７】
以上と同様に、直接波ＡのデータシンボルＤ１（図４参照）は、遅延波Ｂの前データシンボルＤ０と一部重なり、該遅延波ＢのデータシンボルＤ０からＩＳＩ干渉を受けている。従って、受信信号からこのデータシンボルＤ０の部分を除去する必要がある。ＩＳＩ干渉を受けている時間（サンプル数）はｙである。そこで、ＩＳＩレプリカ生成部１０４は、このｙ部分を前データシンボルＤ０の時間波形信号から切り取ってＩＳＩレプリカとして発生する（図４（ｄ）の斜線部参照）。
第１のチャネル補償部１０５はＩＳＩレプリカにチャネル推定値を乗じ、これによりチャネル補償を施して減算部１０２に入力する。減算部１０２は受信信号よりＩＳＩレプリカを減算して、図４（ｅ）の右側に示す直接波Ａ、遅延波Ｂ（データシンボルＤ１）を後段のＦＦＴ演算部１０６に入力する。以後、データシンボルＤ０の場合と同様の処理が行われる。
【００２８】
以下同様にＩＳＩレプリカを発生し、受信信号より削除してＦＦＴ処理後、チャネル補償して各データシンボルを復調して出力する。
図５〜図７は後述する実施例を含む各実施例における遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲ特性（シミューレーション結果）である。シミューレーションパラメータは表１に示す。
【００２９】
【表１】
【００３０】
図８は第１実施例の変形例であり、チャネル推定をＦＦＴ後に行った場合であり、ＦＦＴ前にチャネル推定を行う第１実施例（図２）と同一部分には同一符号を付している。チャネル推定部１０１′のＩＦＦＴ部１０１ｃは、ＦＦＴ１０６の処理結果にＩＦＦＴ処理を施して時間波形の受信信号を発生し、相関演算部１０１ｄは該受信信号の時間波形と既知のパイロットシンボルの時間波形（レプリカ）との相関演算を行って遅延プロファイルを測定する。すなわち、相関演算部１０１ｄは受信信号のＮサンプルを抽出し、レプリカを１サンプルずつシフトさせて相関値を計算し、Ｎサンプル分の計算を行う。これにより、直接波、遅延波の受信タイミングにおいてピークを有する遅延プロファイルが測定される。以後、第１実施例と同様の動作が行われる。
以上の説明では、２パス（直接波、遅延波）でＩＳＩパスが１パスの場合を示しているが、本発明はＩＳＩを発生するパス数に制限はなく、ＩＳＩを発生したパス数分のレプリカを計算すればよい。また、除去すべきパス数をその大きさ（電力）や遅延時間の大きさで制限しても構わない。除去すべきパス数は特性と複雑度のトレードオフにより決める。又、図８の変形例は後述する実施例にも適用できる。
【００３１】
（Ｃ）第２実施例
図９は第２実施例の受信装置の構成図である。第１実施例はシンボル間干渉ＩＳＩのみを抑制したが、第２実施例はシンボル間干渉ＩＳＩに加えてキャリア間干渉ＩＣＩも同時に抑制する。
図１０はキャリア間干渉ＩＣＩの抑制原理説明図である。第１実施例ではシンボル間干渉ＩＳＩを除去するために（ａ）に示す遅延波ＢのＩＳＩ期間ｙの部分を除去して（ｂ）に示す受信信号をＦＦＴ処理した。
しかし、遅延波ＢはＩＳＩ期間ｙの部分で不連続になり、しかも周期波形となっていない。このため、ＦＦＴ処理により得られる各サブキャリア成分にはキャリア間干渉ＩＣＩによる歪が含まれる。かかるキャリア間干渉ＩＣＩをなくすには、（ｃ）に点線で示すように、遅延波ＢのＩＳＩ期間ｙに滑らかに、かつ、周期波形となるように波形を挿入すれば良い。
【００３２】
そこで、（ｄ）に示すように、（ｂ）の受信信号をＦＦＴ処理し、しかる後、ＩＦＦＴ処理すると（ｅ）に示すように連続信号波形が得られる。この（ｅ）の連続信号波形の末尾ｙ期間を切り取って（ｂ）の受信信号の先頭ｙ期間に挿入すると（ｆ）に示すように遅延波Ｂが連続周期波形になる。
この（ｆ）の信号にＦＦＴ演算処理を施せばＩＣＩが抑制される。なお、（ｅ）の波形により理想的には、（ｆ）に示す遅延波Ｂを連続周期波形にする必要があるが、（ｂ）の波形をＦＦＴ，ＩＦＦＴ処理するものであるため、（ｅ）の波形は理想形から若干のずれがある。
【００３３】
図９の第２実施例において、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。ＦＦＴ演算部２０１は、減算部１０２から入力したデータシンボルＤｉの受信信号（図１０（ｂ）参照）にＦＦＴ演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生する。チャネル補償部２０２はサブキャリア毎にＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算する。ＩＦＦＴ演算部２０３はチャネル補償部２０２から出力するデータシンボルＤｉを構成するサブキャリア数の復調データにＩＦＦＴ演算を施し、データシンボルＤｉの時間波形信号（図１０（ｅ）参照）を出力する。
復調信号復元レプリカ生成部２０４は、ＩＦＦＴ演算部２０３から入力する時間波形信号の末尾、ｙ期間の信号部分を切り出して復調信号復元レプリカ（ＩＣＩレプリカ）を発生し、合成部２０５に入力する。合成部２０５は復調信号復元レプリカを減算部１０２から出力する受信信号（図１０（ｂ）参照）に加えて連続信号波形にしてＦＦＴ演算部１０６に入力する。なお、復調信号復元レプリカを生成するために時間Ｔｄを要する場合には、点線で示す遅延回路２０６を設け、減算部１０２から出力する信号を遅延して合成部２０５に入力する。
【００３４】
ＦＦＴ演算部１０６は、合成部２０５から出力する合成信号にＦＦＴ演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生し、チャネル補償部１０８はサブキャリア毎にＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算し、チャネル補償結果を復調信号として出力する。以上により、シンボル間干渉ＩＳＩと共にキャリア間干渉ＩＣＩを抑制することが出来る。
第２実施例によれば、図５〜図７の特性Ｃで示すように、Ｄ／Ｕ＝３ｄＢ程度では遅延がガードインターバルＮＧＤ以内における特性以上のＢＥＲ特性が得られていることがわかる。また、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢでは本発明による特性改善効果が見られ、Ｄ／Ｕ＝１ｄＢという厳しい環境下においては特性劣化がほとんど見られず、従来のＯＦＤＭ通信システムに対しては大きく特性改善されていることがわかる。
【００３５】
（Ｄ）第３実施例
第２実施例はシンボル間干渉ＩＳＩに加えてキャリア間干渉ＩＣＩも同時に抑制する。すなわち、図１０（ｄ）に示すように、（ｂ）の受信信号をＦＦＴ処理し、しかる後、ＩＦＦＴ処理すると（ｅ）に示すように連続信号波形が得られる。この（ｅ）の連続信号波形の末尾ｙ期間を切り取ってレプリカ信号として（ｂ）の受信遅延信号Ｂの先頭ｙ期間に挿入して（ｆ）に示すように遅延波Ｂを連続周期波形にし、この（ｆ）の信号にＦＦＴ演算処理を施してＩＣＩが抑制する。
以上のように、第２実施例では、遅延波Ｂの先頭ｙ期間のみレプリカ信号で置き換えるものであり、希望波（直接波）ＡのＩＳＩ部分をレプリカ信号で置き換えていない。ところで、希望波（直接波）Ａの先頭ｙ期間は、フェージングを受け、雑音が乗っており品質が悪くなっている。一方、復調信号復元レプリカが（ｅ）に示すように作られており、このレプリカの先頭ｙ期間は受信希望波Ａより品質が高い。そこで、第３実施例では、第２実施例に加えて、更に（ｅ）の連続信号波形の先頭ｙ期間を切り取ってレプリカ信号として（ｂ）の受信希望信号Ａの先頭ｙ期間と置き換える。これにより、一層復調品質を向上することができる。
【００３６】
図１１は第３実施例の受信装置の構成図、図１２は各部Ａ〜Ｄの希望波及び遅延波の信号位相説明図である。。
図１１において、“０”挿入部２１１は、減算部１０２から出力される信号（図１２における信号Ａ参照）の希望波成分のＩＳＩ部分に“０”を挿入する。ＦＦＴ２０１，チャネル補償部２０２、ＩＦＦＴ部２０３は、それぞれ、減算部１０２の出力信号にＦＦＴ処理、チャネル補償を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施す。復調信号復元レプリカ生成部２０４はＩＦＦＴされた信号（図１２の信号Ｃ参照）の先頭ｙ期間部分ＲＣと末尾ｙ期間部分ＲＳを復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）として出力する。加算部２１２は、“０”挿入部２１１から出力する希望波及び遅延は信号（図１２の信号Ｂ参照）の先頭ｙ期間にそれぞれ復元レプリカＲＣ，ＲＳを加算して出力する。ＦＦＴ処理部１０６、チャネル補償部１０８は加算結果（図１２のＤ）にＦＦＴ処理，チャネル補償を施して復調信号を出力する。以上と並行して図２の第１実施例で説明したＩＳＩレプリカの生成、受信信号からのＩＳＩレプリカ削除処理が行われる。
なお、ＧＩ超遅延波が複数存在する場合は、（ａ）最大電力パス、（ｂ）最小遅延量パス、もしくは（ｃ） （ａ）×（ｂ）が最大のパスなどの条件で上記‘０’挿入するＩＳＩサンプル数を決定する。
【００３７】
図１３は第３実施例の効果説明図であり、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢ， Ｅｂ／Ｎ０＝２０ｄＢの場合における遅延時間―ＢＥＲ特性で、Ａは第２実施例の特性、Ｂは第３実施例の特性である。第３実施例によれば、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢという厳しい条件においても改善効果が得られていることがわかる。また、さらに緩やかな条件では（Ｄ／Ｕ＝１ｄＢ、３ｄＢ等）、効果の改善が大となることも確認済みである。
【００３８】
図１４は第３実施例の変形例であり、キャリア間干渉抑制部２５１を多段に縦続接続した構成を備えている。キャリア間干渉抑制部２５１は、入力信号にＩＦＦＴ処理を施すＩＦＦＴ部２０３、ＩＦＦＴ出力信号より復元レプリカを生成するレプリカ生成部２０４、該復元レプリカを零挿入部２１１の出力信号に加算する加算部２１２、加算結果にＦＦＴ処理を施すＦＦＴ部１０６、チャネル補償部１０８で構成されている。繰り返し回数が２であればキャリア間干渉抑制部２５１を２段に縦続接続し、一般に繰り返し回数がｋであればキャリア間干渉抑制部２５１をｋ段に縦続接続する。
図１５は変形例の効果説明図であり、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢ， Ｅｂ／Ｎ０＝２０ｄＢの場合における遅延時間―ＢＥＲ特性で、Ａ１，Ａ２は第２実施例の特性、Ｂ１，Ｂ２は第３実施例の特性、Ａ１，Ｂ１はキャリア間干渉抑制部２５１が一段（くり返し無し）の特性、Ａ２，Ｂ２はキャリア間干渉抑制部２５１が二段（繰り返し１回）の特性である。
第２実施例では繰り返しによる特性改善効果は小さいが、本発明によれば繰り返しを１回行うだけでほぼガードインターバル内（図中２００サンプル以下）と同等の特性が得られていることがわかる。
【００３９】
（Ｄ）第４実施例
図１６は第４実施例のダイバーシチ構成図であり、第２実施例の構成を２系統（２ブランチ）持たせ、Ｄ／Ｕが良好なブランチの復調信号復元レプリカを用いて各ブランチでキャリア間干渉ＩＣＩを除去し、両ブランチの復調信号を最大比合成、あるいは良好なブランチの復調信号を選択して出力する構成を有している。
図において、各ブランチの受信部３０１，３０２は、それぞれ第２実施例と同一の機能を有するものであり、図９と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、第２実施例のＦＦＴ演算部１０６，２０１、チャネル補償部１０８，２０２、ＩＦＦＴ部１０９，２０３を共用化して、ＦＦＴ演算部２０１、チャネル補償部２０２、ＩＦＦＴ部２０３を除去した点である。
【００４０】
復調信号復元レプリカ選択／生成部３０３は、各ブランチの受信部３０１，３０２におけるチャネル推定部１０１からそれぞれ入力する遅延プロファイルに基づいて各ブランチにおけるＤ／Ｕを演算し、Ｄ／Ｕが良好なブランチのＩＦＦＴ部１０９から入力する信号を選択し、該選択信号を用いて復調信号復元レプリカ（ＩＣＩレプリカ）を作成して各ブランチの受信部３０１，３０２の合成部２０５に入力する。アンテナダイバーシチ選択／合成部３０４は、各ブランチの受信部３０１，３０２から入力する復調信号を例えば最大比合成して出力する。なお、Ｄ／ＵのＤはチャネル推定部１０１から入力する直接波（希望波）の電力、Ｕは非希望波である遅延波（ＩＳＩ部分）の電力を示し、Ｄ／Ｕが大きければＩＳＩ部分の電力が小さく、Ｄ／Ｕが小さければＩＳＩ部分の電力が大きい。
【００４１】
第４実施例では、ダイバーシチ受信によりＤ／Ｕの大きいブランチのＩＣＩレプリカ信号をＤ／Ｕの小さいブランチのＩＣＩレプリカ信号としても用い（共用し）、これにより各ブランチの復調信号品質を改善する。各ブランチの復調信号品質を改善後、従来と同様のアンテナダイバーシチ選択・合成を行うことで厳しい条件下での安定した受信特性を保証する。Ｌ（＞２）ブランチにおいては、最大のＤ／Ｕを有するブランチのＩＣＩレプリカを用いればよい。第４実施例はダイバーシチ利得を用いた特性改善方式であるといえる。
図１７、図１８は２ブランチダイバーシチ受信の効果を説明するための受信特性であり、低Ｄ／Ｕブランチと高Ｄ／ＵブランチのＤ／Ｕ差（＝ΔＤ／Ｕ）をパラメータとし、各図に低Ｄ／Ｕブランチの受信特性Ａを示し、比較のために遅延時間がデータガードインターバル長ＮＧＤ（＝２００サンプル）以下の場合の受信特性Ｂも示している。遅延時間を３００サンプル固定とし（ＮＧＤ＝２００サンプル）、Ｅｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性をシミュレーションした。さらに，ΔＤ／Ｕ＝１ｄＢおよび５ｄＢについてデータを取得し、それぞれのＥｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性を示している。
【００４２】
各ブランチは独立したフェージングを受けるため、ブランチ相関が小さい。このことを利用し、できるだけ高Ｄ／Ｕの信号を用いることによりダイバーシチ利得が得られる。
図１７、図１８より、ΔＤ／Ｕ＝１ｄＢというほとんどダイバーシチ利得が得られない場合においても、上記の理由でかなり特性劣化が抑えられており、誤り訂正との併用により回線品質は高く維持され得る。また、ΔＤ／Ｕ＝５ｄＢにおいては、遅延時間がデータのガードインターバル長ＮＧＤ（＝２００サンプル）以下の受信特性Ｂとほぼ同等の特性が得られている。これにより、アンテナダイバーシチによる第４実施例の効果が確認された。なお、ダイバーシチ構成は以降の実施例においても適用が可能である。
以上では第２実施例の構成をｋ（＝２）ブランチ設けた場合について説明したが、第３実施例の構成をｋブランチ設けるように構成することもできる。
【００４３】
（Ｅ）第５実施例
図１９はサブキャリア毎に選択合成あるいは最大比合成するダイバーシチ構成の第５実施例の受信機構成図であり、第２実施例の構成を２系統（２ブランチ）持たせている。尚、一般にｋブランチ構成とすることができる。
各ブランチの受信部３１１、３１２は、それぞれ第２実施例と同一の機能を有するものであり、図９と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、▲１▼第２実施例のＩＦＦＴ部１０９，遅延部１１０を受信部３１１、３１２で共用化した点、▲２▼ＩＦＦＴ部２０３を受信部３１１、３１２で共用化した点、▲３▼復調信号復元レプリカ生成部３１３を受信部３１１、３１２で共用化してＩＦＦＴ部２０３の前段に設けると共に、各ブランチの入力信号をサブキャリア毎に選択合成あるいは最大比合成する点、▲４▼アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４を設け、各ブランチの復調信号を選択合成あるいは最大比合成して出力し、その出力信号（復調信号）をＩＦＦＴ部１０９，遅延部１１０を介してＩＳＩレプリカ生成部１０４に入力している点である。
【００４４】
図２０（Ａ），（Ｂ）は、２ブランチのダイバーシチ受信におけるＩＳＩレプリカ及び復元レプリカの生成原理説明図である。
（１）選択受信
選択受信（ＳＥＬ受信）において、アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４、復調信号復元レプリカ生成部３１３は、それぞれＩＳＩレプリカ、復元レプリカを生成する際、キャリア毎に伝送路推定値の大きなブランチの信号を選択して出力する。この結果、ＯＦＤＭ復調後の第ｋブランチにおける第ｉシンボルをそれぞれＸ（ｉ，ｊ，ｋ）、その伝送路応答値（チャネル推定値）をＹ（ｉ，ｊ，ｋ）、選択後のレプリカシンボルをＺ（ｉ，ｊ）とすると、ＩＳＩレプリカＺ（ｉ，ｊ），復元レプリカＺ（ｉ，ｊ）はそれぞれ次式で表わされる。ただし、ｉはシンボル番号、ｊはキャリア番号、ｋはブランチ番号、Ｋは最大伝送路応答値を示すブランチである。
【００４５】
すなわち、ＩＳＩレプリカＺ（ｉ，ｊ）は図２０（Ａ）に示すように第（ｉ−１）シンボルＸ（ｉ−１，ｊ，Ｋ）を用いて次式
Ｚ（ｉ，ｊ）＝Ｘ（ｉ−１，ｊ，Ｋ） ， Ｙ（ｉ，ｊ，Ｋ）＝ｍａｘ｛Ｙ（ｉ，ｊ，ｋ）｝ （１）
より求まる。又、復元レプリカＺ（ｉ，ｊ） は図２０（Ｂ）に示すように第ｉシンボルＸ（ｉ，ｊ，Ｋ）を用いて次式
Ｚ（ｉ，ｊ）＝Ｘ（ｉ，ｊ，Ｋ） ， Ｙ（ｉ，ｊ，Ｋ）＝ｍａｘ｛Ｙ（ｉ，ｊ，ｋ）｝ （２）
より求まる。
以上より、ダイバーシチ選択受信の場合、復調信号復元レプリカ生成部３１３は、（１）式よりキャリア毎に伝送路推定値の大きなブランチの信号を選択し、ＩＦＦＴ部２０３は該選択された各サブキャリアの信号をＩＦＦＴ処理して復元レプリカを出力する。又、アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４は（２）式によりキャリア毎に伝送路推定値の大きなブランチの信号を選択して図示しない復号部に入力すると共に、ＩＦＦＴ部１０９、遅延部１１０を介してＩＳＩレプリカ生成部１０４に入力する。
【００４６】
（２）最大比合成受信
最大比合成受信（ＭＲＣ受信）では、アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４、復調信号復元レプリカ生成部３１３は、それぞれＩＳＩレプリカ、復元レプリカを生成する際、各ブランチの信号を伝送路推定値を用いて最大比合成して出力する。すなわち、ＩＳＩレプリカおよび復元レプリカを生成する際、複数のアンテナブランチの受信信号をそれぞれ伝送路応答値で乗算したものの総和を伝送路応答値で正規化した値をレプリカ信号とする。選択合成と同様に記述すると、最大比合成によるレプリカ信号は次式で表わされる。ただし、ｉはシンボル番号、ｊはキャリア番号、ｋはブランチ番号である。すなわち、ＩＳＩレプリカＺ（ｉ，ｊ）は図２０（Ａ）に示すように第（ｉ−１）シンボルＸ（ｉ−１，ｊ，Ｋ）を用いて次式
【数１】
【数２】
【００４７】
以上より、ダイバーシチ最大比合成の場合、復調信号復元レプリカ生成部３１３は、（４）式よりキャリア毎に最大比合成した信号を出力し、ＩＦＦＴ部２０３は出力された各サブキャリアの信号をＩＦＦＴ処理して復元レプリカを生成する。
又、アンテナダイバーシチ選択／合成部３１４は（３）式により伝送路応答値で正規化した値を計算して図示しない復号部に入力すると共に、ＩＦＦＴ部１０９、遅延部１１０を介してＩＳＩレプリカ生成部１０４に入力する。
図２１は第５実施例の効果を説明するシミューレーション特性図で、横軸にＥｂ／Ｎ０を、縦軸にＢＥＲをとっている。Ａ（＝Ｃｏｎｖｎｔｉｏｎａｌ）はレプリカ生成にダイバーシチを行わず各ブランチ独立にレプリカ生成を行った場合（図９の第２実施例）の特性、Ｂ（＝ｗｉｔｈ ＳＥＬ Ｄｉｖ． Ｉｎ Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ）は図１６に示す第４実施例の特性、Ｃ（＝ｗｉｔｈ ＳＥＬ Ｄｉｖ． Ｉｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ）は選択受信する場合の第５実施例の特性、Ｄ（＝ｗｉｔｈ ＭＲＣ Ｄｉｖ． Ｉｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ）は最大比合成する場合の第５実施例の特性である。第５実施例によれば、第４実施例より良好な結果が得られている。なお、図２１はフェージング周波数ｆｄ＝９６０Ｈｚという高速移動環境（Ｖ＝２０７Ｋｍ／ｈ、キャリア周波数ｆｃ＝５ＧＨｚ）における特性であり、非常に厳しい環境においても効果が得られた。
【００４８】
（Ｆ）第６実施例
第４実施例、第５実施例により、低Ｄ／ＵつまりＩＳＩ電力が大きい厳しい条件下であってもダイバーシチ利得による特性改善が可能となるが、各ブランチ毎の特性改善はさらなる特性改善を約束する。
図２２は第６実施例の受信装置の構成図であり、図９の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点はチャネル補償部２０２とＩＦＦＴ部２０３の間にシンボル硬判定部３１０を設けた点である。
【００４９】
第６実施例では、ＩＣＩレプリカを生成する際にＩＣＩによる歪を抑圧するために、ＦＦＴ処理後にチャネル補償された各サブキャリア信号をシンボル硬判定部３１０でシンボル硬判定し、硬判定結果にＩＦＦＴ処理してＩＣＩレプリカを生成する。このようにすれば、ＩＣＩ歪を受けた復調信号の歪を矯正することができる。図２３は第６実施例の硬判定の必要性を示すコンステレーション説明図である。各サブキャリアにおけるデータはＱＰＳＫ変調されているものとし、歪が発生してなければ、信号点は（００）、（０１）、（１０）、（１１）に応じて図２３の各象限の×印に存在する。しかし、歪が発生すると信号点位置がずれ、例えば第１象限の信号点はＡ点位置あるいはＢ点位置にずれる。このままＩＣＩレプリカを生成すると、連続周期波形（図１０（ｆ）参照）が得られず、復調信号に歪が含まれる。そこで、信号点Ａ，Ｂを硬判定して第１象限の×位置にあるものと見なし、しかる後ＩＦＦＴ処理してＩＣＩレプリカを生成すると連続周期波形（図１０（ｆ）参照）が得られ、特性が改善する。
第６実施例によれば、図５〜図７の特性Ｄで示すように、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢおよび１ｄＢという厳しい環境下においての特性改善が顕著であり、従来のＯＦＤＭ通信システムに対しては大きく特性改善されている。
【００５０】
（Ｇ）第７実施例
図２４は第７実施例の受信装置の構成図であり、図２２の第６実施例と異なる点はスイッチ４０１、閾値判定部４０２を設け、Ｄ／Ｕの値に応じて適応的に、▲１▼シンボル硬判定結果を用いてＩＣＩレプリカを作成するか、▲２▼硬判定せず、チャネル補償結果を用いてＩＣＩレプリカを作成するか制御している点である。
図５〜図７を参照すると、遅延波電力が大きくなってＤ／Ｕが１ｄＢ以下になると、硬判定する第６実施例（図２２）の特性Ｄが、硬判定しない第２実施例（図９）の特性Ｃより良好となる。しかし、Ｄ／Ｕが１ｄＢ以上になると逆に硬判定する第６実施例（図２２）の特性Ｄが、硬判定しない第２実施例（図９）の特性Ｃより劣化する。そこで、閾値判定部４０２はチャネル推定部１０１から入力する遅延プロファイルの直接波と遅延波の電力Ｄ，Ｕより、Ｄ／Ｕを演算し、閾値例えば１ｄＢ以下か、以上か判断し、以下であれば、シンボル判定部３１０で硬判定した結果をスイッチ４０１で選択してＩＦＦＴ部２０３に入力してＩＣＩレプリカを発生する。 一方、Ｄ／Ｕが１ｄＢより大きければ、チャネル補償部２０２の補償結果をスイッチ４０１で選択してＩＦＦＴ部２０３に入力してＩＣＩレプリカを発生する。
【００５１】
（Ｈ）第８施例
図２５は第８実施例の受信装置の構成図であり、図９の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点はチャネル補償部２０２とＩＦＦＴ部２０３の間にリミッタ４１０を設け、図２６の点線で示す位置にリミットＬＭを設定し、斜線で示す領域に存在する信号点を該点線上の信号点に制限する。このようにすれば、図２４のように閾値判定しなくても同等の特性が得られる。
図２７〜図２９はＤ／Ｕがそれぞれ０ｄＢ、３ｄＢ，５ｄＢの場合におけるＢＥＲ−遅延時間特性であり、Ａはリミッタがない第２実施例のＢＥＲ特性、Ｂは第８実施例のＢＥＲ特性である。Ｄ／Ｕ＝０ｄＢの時、第８実施例の特性は第２実施例の特性に比べて１桁程度良好であり、３ｄＢ以上では第２実施例のＢＥＲ特性と同等の特性が得られている。
【００５２】
（Ｉ）チャネル推定部の変形例
第１〜第８実施例において、チャネル推定部１０１は、パイロットシンボル周期でチャネル推定演算を実行し、新たにチャネル推定演算するまでは求まったチャネル推定値及び遅延プロファイルを使用している。しかし、チャンネル推定値、遅延プロファイルは、フェージングの大きさに応じて変動する。そこで、変形例では、隣接するパイロットシンボルを用いて得られた２つのチャネル推定値を用いてその間を補間する。このため、図３０に示すようにＧＩ除去部１０１の後段にバッファ１１１を設けると共に、チャネル推定部値１０１内に補間部１０１ｅを設ける。チャネル推定部１０１の相関演算部１０１ｂは隣接する２つのパイロットシンボル位置での第１、第２のチャネル推定値を計算して補間部１０１ｅに入力し、補間部１０１ｅは隣接シンボル間のチャネル推定値（遅延プロファイルの遅延時間を含む）を直線補間してシンボル周期で出力する。このようにすれば、バッファ１１１が必要になるが、高速フェージングに対する追従性を向上することができる。
【００５３】
（Ｊ）第９実施例
図３１は第９実施例の受信装置の構成図であり、図９の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、パイロットシンボルの時間波形信号よりＩＳＩレプリカ部分を除去するＩＳＩレプリカ除去部５０１、ＦＦＴ演算部５０２、ＩＣＩ変動値算出部５０３、ＩＣＩ変動を補正する乗算部５０４を備えている点である。
第２実施例では、図１０で説明したように、ＩＳＩ期間ｙ部分を除去した（ｂ）に示すデータシンボルの波形信号をＦＦＴ演算処理するため、ＩＣＩレプリカを生成して（ｂ）の波形のＩＳＩ期間ｙ部分に挿入しても、正確には（ｆ）に示すような周期連続波形が得られず、歪が発生する。
【００５４】
そこで、第９実施例では、（ｂ）に示すデータシンボル波形をＦＦＴ演算した時の影響を計算し、その影響を除去するように制御する。即ち、ＩＳＩレプリカ除去部５０１は、既知パイロットシンボルの時間波形信号よりＩＳＩ期間ｙ部分を除去し、ＦＦＴ演算部５０２はＩＳＩレプリカ除去部の出力信号にＦＦＴ演算処理し、 ＩＣＩ変動値算出部５０３はサブキャリア毎にＦＦＴ出力と既知パイロットシンボルの差分を演算してＩＣＩ変動値Ａｅｘｐ（ｊφ）を算出する。乗算部５０４は、サブキャリア毎にＩＣＩ変動値の逆特性ｅｘｐ（−ｊφ）／Ａをチャネル補償部２０２の出力信号に乗算して次段のＩＦＦＴ演算部２０３に入力する。逆特性を乗算することにより、減算部１０２でＩＳＩ期間ｙ部分を除去した影響を補償でき、復調信号復元レプリカ生成部３０４より正確なＩＣＩレプリカを発生でき、図１０（ｆ）に示すような周期連続波形が得られる。なお、上記ＩＣＩ変動値もパイロット信号間で直線補間すれば高速フェージングに対する追従特性が向上する。
【００５５】
（Ｋ）第１０実施例
図３２は第１０実施例の受信装置の構成図であり、図２２の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、チャネル補償部２０２とＩＦＦＴ部２０３の間に設けたシンボル硬判定部３１０をシンボル軟判定部６０１で置き換えた点である。
シンボル硬判定では、良好なＢＥＲ−遅延時間特性を得るためには図２４に示すようにＤ／Ｕの値に応じて、シンボル硬判定するか、硬判定しないかを切り替える必要があった。そこで、かかる切り替えを行う必要がないようにしたのが第１０実施例である。図５〜図７を参照すると、Ｃは量子化ビットが∞のシンボル軟判定による特性（第２実施例の特性）、Ｄはシンボル硬判定による特性（第６実施例の特性）である。これら特性よりシンボル、軟判定の量子化ビット長を有限にすると，Ｃ，Ｄの中間の特性が得られる。図３３〜図３５はシンボル軟判定の量子化ビット長を２、３、５ビットとした場合のＢＥＲ−遅延時間特性であり、Ａはリミッタ付きの量子化ビットが∞の第８実施例（図２５参照）の特性図、Ｂ，Ｃ，Ｄはシンボル軟判定の量子化ビット長が２、３、５ビットとした時の第１０実施例の特性、Ｅは硬判定特性である。
【００５６】
図３３〜図３５より、量子化ビット数＝３（つまり軟判定ビット数＝２）が、複雑度と特性の双方の観点より最適であるといえる。量子化ビット＝∞は、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）などの浮動小数点演算により実現できるが、高速動作などの点で問題がある。
【００５７】
（Ｌ）第１１実施例
以上の第１〜第１０実施例では、パイロットシンボルのガードインターバル長ＮＧＰがデータシンボルのガードインターバル長ＮＧＤより長くすることにより、データシンボルのガードインターバル長ＮＧＤを超えた遅延波が発生しても、シンボル間干渉ＩＳＩおよびキャリア間干渉ＩＣＩを低減させ、良好な特性が得られるようにしたものである。
第１１実施例は、図３６に示すようにパイロットシンボルＰのガードインターバル長ＮＧＰとデータシンボルＤｉのガードインターバル長ＮＧＤが等しい場合において、これらガードインターバル長以上の遅延Ｎτｍａｘを有する遅延波が発生しても、ＩＳＩレプリカを受信信号から削除してシンボル間干渉ＩＳＩを低減し、かつ、該削除部分にＩＣＩレプリカを挿入してキャリア間干渉ＩＣＩを低減する。
【００５８】
図３７は第１１実施例の第１の受信装置の構成図であり、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第９実施例において第１実施例と構成上異なる点は、▲１▼チャネル推定部６０１で第１実施例のチャネル推定部１０１を置き換えた点、▲２▼第１実施例におけるＧＩ超過遅延波検出部１０３を削除した点、▲３▼チャネル推定部６０１を直接ＩＳＩレプリカ生成部１０４に接続している点である。
第９実施例のチャネル推定部６０１において、遅延プロファイル測定部６０１ａは、既知パイロットシンボルの時間波形信号と受信信号との相関演算を行って遅延プロファイルを作成する。閾値判定部６０１ｂは雑音を考慮して一定レベル以上のピーク点の時間位置（直接波位置ＴＤと遅延波位置ＴＵ）を検出し、ＧＩ超過遅延波検出部６０１ｃは、ピーク間隔ＮＩＮＴがガードインターバル長ＮＧＤ以上か判別し、以上であればＧＩ超過遅延波が発生していると判定する。”０”挿入部６０１ｄはガードインターバル長ＮＧＤ以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する。
【００５９】
ＩＳＩレプリカ生成部１０４は遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をＩＳＩ部分として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をＩＳＩレプリカとして発生する。以後、第１実施例と同一の制御が行われる。
図３８〜図４０は、ＮＧＤ＝２００サンプルでＤ／Ｕがそれぞれ０ｄＢ，１ｄＢ，３ｄＢの場合における第１１実施例のＢＥＲ−遅延時間特性図であり、比較のために第１実施例の特性も示している。Ａは第１１実施例の特性、Ｂは第１実施例の特性である。Ｄ／Ｕ＝０ｄＢなど厳しい条件下でも、第１実施例に比べてほとんど劣化は見られない。
【００６０】
図４１は１１実施例にＩＣＩレプリカ生成部を設け、ＩＣＩレプリカをＩＳＩ期間に付加する第１１実施例の第２の受信装置の構成図で。
図示しないが、第１１実施例を第３〜第１０実施例と同等の構成に発展させることによりこれらと同等の効果が得られるようにできる。例えば、２ブランチダイバーシチ構成とすることによりさらなる特性改善が期待できる。また、ＩＣＩ歪とシンボル誤判定のトレードオフ発生に鑑み、ＩＳＩ電力（つまりＤ／Ｕ）に応じて適応的に制御を切り替えるようにすることもできる。
【００６１】
（Ｍ）第１２実施例
以上の第１〜第１１実施例はＩＳＩレプリカを発生し、該ＩＳＩレプリカを受信信号から減算してＩＳＩを減少させるものであり、ＩＳＩレプリカ発生のハードウェアが必要になる。
そこで、第１２実施例では、図４２に示すようにガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延波（パスＣの第２遅延波）が発生している場合、最も遅延しているパスまで受信信号を（ａ）に示すように０に置き換える。すなわち、ガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延部分（＝Ｎτｍａｘ− ＮＧＩ）はＩＳＩを発生するから、この期間の受信信号（希望波、遅延波）を０に置き換えて復元レプリカを発生し、該復元レプリカを受信信号に加算して復調信号を生成する。このようにすれば、ＩＳＩレプリカを生成する必要はなくなるが、遅延時間が大きくなるほど特性は劣化する。しかし、ガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延波が発生することは稀である。
【００６２】
ところで、（ａ）に示すように０に置き換える構成は簡単ではあるが波形の不連続性が顕著になり、歪が発生する。そこで、（ｂ）に示すように窓関数を発生し、該窓関数をＩＳＩ部分に乗算することで連続性を維持して歪の発生を抑制する。
図４３は第１２実施例の受信機の構成図であり、図２２の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。第６実施例と異なる点は、ＩＳＩレプリカを生成して受信信号から減算する構成１０２〜１０５，１０９￣１１０を削除し、替わって波形整形部７０１を設けた点である。
図４４は波形整形部７０１の第１実施例であり、セレクト信号発生部７１１とセレクタ７１２を備えている。セレクト信号発生部７１１は、ガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延波が存在するか監視し、存在する場合には最大遅延波の遅延時間をＮτｍａｘとすれば、ＦＦＴウインドウの先頭（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の間、ハイレベルとなるセレクト信号を出力する。セレクタ７１２はセレクト信号ＳＳＬがハイレベルの間、すなわち、（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の間”０”を選択して出力し、その期間以外は受信信号を出力する。
波形整形部７０１でＩＳＩ期間を零にされた受信信号（ＩＳＩカット信号）は、ＦＦＴ２０１、チャネル補償部２０２、シンボル硬判定部３１０、ＩＦＦＴ部２０３で処理され、復調信号復元レプリカ生成部２０４より復元レプリカを発生する。加算部２０５は復元レプリカを受信信号のＩＳＩ部分（ＩＳＩカット信号の０部分でもよい）に挿入し、以後、ＦＦＴ１０６、チャネル補償部１０８はＦＦＴ処理、チャネル補償処理を施して復調信号を出力する。
【００６３】
図４５は波形整形部７０１の第２実施例であり、タイミング信号発生部７２１と窓関数発生部７２２と乗算部７２３を備えている。タイミング信号発生部７２１は、ガードインターバルＮＧＩ期間以上の遅延波が存在するか監視し、存在する場合には最大遅延波の遅延時間をＮτｍａｘとすれば、ＦＦＴウインドウの先頭（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の間、ハイレベルとなるタイミング信号を出力する。窓関数発生部７２２はタイミング信号がハイレベルの期間、窓関数ＷＦを発生する。窓関数は例えば、図４６に示すように（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の期間の間に１．０まで直線的に増加する関数、あるいは、図４７に示すように時定数（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）の指数関数、三角関数等が考えられる。乗算器７２３は受信信号に窓関数を乗算し、乗算結果を出力する。
波形整形部７０１で窓関数を乗算された受信信号は、ＦＦＴ２０１、チャネル補償部２０２、シンボル硬判定部３１０、ＩＦＦＴ部２０３で処理され、復調信号復元レプリカ生成部２０４より復元レプリカを発生する。加算部２０５は復元レプリカを波形整形部７０１から出力する信号のＩＳＩ部分に挿入し、以後、ＦＦＴ１０６、チャネル補償部１０８はＦＦＴ処理、チャネル補償処理を施して復調信号を出力する。なお、点線で示すように波形整形部７０１から出力する信号のＩＳＩ部分に零を挿入する零挿入部７０２を設け、零挿入信号に復元レプリカを加算するように構成することもできる。
尚、図４３のシンボル硬判定部３１０は必ずしも必要ではなく、又、シンボル硬判定部３１０は、リミッタ（図２５）、シンボル軟判定部（図３２）などで置き換えることもできる。また、波形整形部で処理する期間（Ｎτｍａｘ−ＮＧＩ）を適応的に制御させず、固定的な期間を予め設定することで処理量の低減を固めることも可能である。
【００６４】
以上の実施例では、遅延波が１つの場合について本発明を説明したが、遅延波が２以上の場合にも適用できることは勿論である。この場合、以下の▲１▼〜▲３▼に従ってＩＳＩ，ＩＣＩを除去すべき対象の遅延波を決定する。
▲１▼遅延波の数を電力降順にＫに制限することで演算量を削減する。
▲２▼遅延波の数を遅延時間降順にＫに制限することで演算量を削減する。
▲３▼上記▲１▼、▲２▼の２つのパラメータ（電力、遅延時間）を考慮した降順、たとえば乗算結果の降順にＫに制限することで演算量を削減する。
【００６５】
・付記
（付記１） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
既知シンボルに付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして送信されてきた信号を受信する受信部、
該受信信号と既知信号との相関を演算することによりデータシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記３） 前記ＩＳＩレプリカ生成部は、前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生する、
ことを特徴とする付記２記載の受信装置。
（付記４） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を生成する手段、
該復元レプリカを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記５） 前記ＩＳＩレプリカ生成部は、前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生する、
ことを特徴とする付記４記載の受信装置。
（付記６） 第１、第２のチャネル補償部を備え、
前記遅延プロファイル測定部は、受信信号の時間波形と既知シンボルの時間波形との自己相関演算を行って遅延プロファイルを測定すると共にチャネル推定値を出力し、
前記第１のチャネル補償部は、該チャネル推定値を用いて前記ＩＳＩレプリカにチャネル補償を施して前記減算部に入力し、
前記第２のチャネル補償部は、チャネル推定値をキャリア毎のチャネル推定値に変換し、該チャネル推定値を用いて前記ＦＦＴ処理結果にチャネル補償を行う、
ことを特徴とする付記２又は４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記７） 前記遅延プロファイル測定部は、前記ＦＦＴ処理した結果にＩＦＦＴ処理を施して受信信号の時間波形信号を発生し、該時間波形と既知シンボルの時間波形との自己相関演算を行って遅延プロファイルを測定すると共にチャネル推定値を出力する、
ことを特徴とする付記２又は４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記８） 既知シンボル間で前記遅延プロファイルおよびチャネル推定値を補間する補間部、
を備え、該補間された遅延プロファイルおよびチャネル推定値を用いてＩＳＩレプリカの発生やチャネル補償制御を行う、
ことを特徴とする付記６記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記９） アンテナダイバーシチ構成としたとき、それぞれのブランチにおけるＩＳＩ部分の影響度を検出し、ＩＳＩ部分の影響が小さいブランチを決定する手段、
ＩＳＩ部分の影響が小さいブランチの復調信号復元レプリカを選択する手段、
を備え、各ブランチは該選択された復調信号復元レプリカを使用する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１０） 前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
キャリア周波数毎にチャネル補償結果に対してシンボルの硬判定を行う硬判定部を備え、前記減算出力にＦＦＴ処理を施し、該ＦＦＴ処理結果にチャネル補償を施し、キャリア周波数毎にチャネル補償結果に対してシンボルの硬判定を行い、キャリア周波数毎の硬判定結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１１） 前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
除去すべき遅延波電力の大きさが閾値を満足するか監視する手段を備え、
該閾値を満足すれば、チャネル補償結果を選択し、満足しなければ、硬判定処理結果を選択し、選択した結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１２） 前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
サブキャリア毎のチャネル補償結果がリミット値以上にならないように制限するリミット部を備え、前記減算出力にＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ処理結果にチャネル補償を施し、サブキャリア毎のチャネル補償結果がリミット値以上にならないように制限し、制限結果ににＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１３） 既知信号から前記ＩＳＩ部分を除去する除去部、
該除去部の出力信号にＦＦＴ処理を施してキャリア毎のＩＣＩ変動値を算出し、かつ、該ＩＣＩ動値の逆特性をキャリア毎に求める手段，
を備え、
前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
前記減算出力にＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ演算結果にチャネル補償を施し、前記キャリア毎の逆特性をチャネル補償結果に乗算し、キャリア周波数毎の乗算結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１４） 前記復調信号復元レプリカ生成手段は、
キャリア周波数毎にチャネル補償結果に対してシンボルの軟判定を行う軟判定部を備え、前記減算出力にＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ演算結果にチャネル補償を施し、キャリア周波数毎にチャネル補償結果に対してシンボルの軟判定を行い、キャリア周波数毎の軟判定結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する、
ことを特徴とする付記４記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１５） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式におけるダイバーシチ受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償するＦＦＴ／チャネル補償手段、
復元レプリカ生成手段から出力する復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、
前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
をブランチ毎に設け、更に、
各ブランチの前記ＦＦＴ／チャネル補償手段から出力する信号をキャリア毎に最大比合成あるいは選択合成し、各キャリアの合成信号にＩＦＦＴ処理を施して前記復元レプリカを生成する復元レプリカ生成手段、
各ブランチの前記データ復調部の復調信号をキャリア毎に最大比合成あるいは選択合成して出力する選択／合成部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１６） ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力の前記ＩＳＩ部分に零を挿入する手段、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を生成する手段、
該復元レプリカを、前記零挿入手段から出力される信号の前記零挿入されたＩＳＩ部分に加算する手段、
前記加算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記１７） 前記ＩＳＩレプリカ生成部は、前記ＩＳＩ部分に応じた既知シンボルの時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生する、
ことを特徴とする付記１６記載の受信装置。
（付記１８） 前記ＩＦＦＴ処理を施して復元レプリカを生成する手段、該復元レプリカを、前記零挿入手段で零挿入されたＩＳＩ部分に加算する手段、前記加算結果にＦＦＴ処理を施す手段、
を多段に備えたことを特徴とする付記１６記載の受信装置。
（付記１９） 既知シンボルに付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして送信されてきた信号に対して上記処理を行うことを特徴とする付記２、付記４、付記１６記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２０） ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算する演算部、
閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出する手段、
ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分を符号間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２１） ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算する演算部、
閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出する手段、
ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、
該復調信号復元レプリカを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、
前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２２） ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算して遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分の波形を整形する波形整形部、
該波形整形部の出力信号にＦＦＴ処理、チャネル補償を施し、該チャネル補償後の信号にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、
該復調信号復元レプリカを、前記受信信号に加算する手段、
前記加算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
（付記２３） 前記波形整形部は前記ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分を零にする、
ことを特徴とする付記２２記載の受信装置。
（付記２４） 前記波形整形部は前記ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分に所定の窓関数を乗算する、
ことを特徴とする付記２２記載の受信装置。
【００６６】
【発明の効果】
以上本発明によれば、既知信号のガードインターバルをパイロットのガードインターバルより長くすることにより、データのガードインターバルを超えた遅延波によるＩＳＩを低減させることができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもＢＥＲの増大を抑圧することができる。又、時間領域においてＩＳＩを抑圧処理するため、サブキャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御可能で、ハードウェア規模を低減することが出来る。
本発明によれば、時間領域においてＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧処理することができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもより効果的にＢＥＲの増大を抑圧することができる。又、時間領域においてＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧処理するため、キャリアの変調多値数に依らず一定の演算量で制御可能で、ハードウェア規模を低減することが出来る。
【００６７】
本発明によれば、チャネル補償結果に対してシンボル硬判定し、あるいは所定量子化ビット長で軟判定し、判定結果にＩＦＦＦ処理を施して復調信号復元レプリカを生成することにより、さらなる特性改善が図ることが可能である。
本発明によれば、更に、ダイバーシチ構成にし、Ｄ／Ｕが良好なブランチの信号を用いてデータ復調信号を発生するようにしたからデータ判定精度を向上することができる。
本発明によれば、ダイバーシチ構成にし、各ブランチの受信信号を選択合成あるいは最大比合成し、これら合成信号を用いて復元レプリカ、ＩＳＩレプリカを発生し、ＩＣＩやＩＳＩを抑圧するようにしたからデータ判定精度を更に向上することができる。
【００６８】
本発明によれば、受信信号と既知信号との相関を演算し、閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出し、ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、復元レプリカ、ＩＳＩレプリカを発生し、ＩＣＩやＩＳＩを抑圧するようにしたから、既知シンボル（パイロットシンボル）とデータシンボルのガードインターバル長が同じであっても、既知信号のガードインターバルをパイロットのガードインターバルより長くした場合と同様の効果を奏することができる。
本発明によれば、受信信号と既知信号との相関を演算してガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出し、ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、受信信号のＩＳＩ部分を零あるいは窓関数を乗算して整形し、整形後の受信信号を用いて復元レプリカを発生してＩＣＩを抑圧するようにしたから、簡単な構成でデータ判定精度を更に向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のパイロットシンボルとデータシンボルおよび伝送フレームフォーマットの説明図である。
【図２】パイロットシンボル、データシンボルのガードインターバル長ＮＧＰ、ＮＧＤ、遅延波の遅延時間Ｎτｍａｘの関係図である。
【図３】第１実施例のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置の構成図である。
【図４】ＩＳＩレプリカ発生方法の説明図である。
【図５】遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲの第１の特性である。
【図６】遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲの第２の特性である。
【図７】遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲの第３の特性である。
【図８】第１実施例の変形例である。
【図９】第２実施例の受信装置の構成図である。
【図１０】キャリア間干渉ＩＣＩの抑制原理説明図である。
【図１１】第３実施例の受信装置の構成図である。
【図１２】各部Ａ〜Ｄの希望波及び遅延波の信号位相説明図である。
【図１３】第３実施例の効果説明図である。
【図１４】第３実施例の変形例であり、キャリア間干渉抑制部を多段に縦続接続した構成例である。
【図１５】変形例の効果説明図である。
【図１６】第４実施例のダイバーシチ構成図である。
【図１７】２ブランチダイバーシチ受信の効果を説明するための第１の受信特性図である。
【図１８】２ブランチダイバーシチ受信の効果を説明するための第２の受信特性図である。
【図１９】サブキャリア毎に選択合成あるいは最大比合成するダイバーシチ構成の第５実施例の受信機構成図である。
【図２０】２ブランチのダイバーシチ受信におけるＩＳＩレプリカ及び復元レプリカの生成原理説明図である。
【図２１】第５実施例の効果説明するシミューレーション特性図である。
【図２２】第６実施例の受信装置の構成図である。
【図２３】第６実施例の硬判定の必要性を示すコンステレーション説明図である。
【図２４】第７実施例の受信装置の構成図である。
【図２５】第８実施例の受信装置の構成図である。
【図２６】リミット範囲説明図である。
【図２７】第８実施例の第１のＢＥＲ−遅延時間特性である。
【図２８】第８実施例の第２のＢＥＲ−遅延時間特性である。
【図２９】第８実施例の第３のＢＥＲ−遅延時間特性である。
【図３０】チャネル推定値を補間するための構成図である。
【図３１】第９実施例の受信装置の構成図である。
【図３２】第１０実施例の受信装置の構成図である。
【図３３】シンボル軟判定の量子化ビット長を可変した場合の第１のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図３４】シンボル軟判定の量子化ビット長を可変した場合の第２のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図３５】シンボル軟判定の量子化ビット長を可変した場合の第３のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図３６】第１１実施例のパイロットシンボルとデータシンボルの説明図である。
【図３７】第１１実施例の第１の受信装置の構成図である。
【図３８】第１１実施例の第１のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図３９】第１１実施例の第２のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図４０】第１１実施例の第３のＢＥＲ−遅延時間特性図である。
【図４１】第１１実施例の第２の受信装置の構成図である。
【図４２】第１２実施例の説明図である。
【図４３】第１２実施例の受信機の構成図である。
【図４４】波形整形部の第１実施例である。
【図４５】波形整形部の第２実施例である。
【図４６】窓関数の第１例である。
【図４７】窓関数の第２例である。
【図４８】マルチキャリア伝送方式の送信装置の説明図である。
【図４９】ＯＦＤＭ伝送方式の送信装置の説明図である。
【図５０】シリアルパラレル変換説明図である。
【図５１】パイロットシンボルをフレーム内で分散した場合のフレーム構成図である。
【図５２】ガードインターバル挿入説明図である。
【図５３】遅延波による符号間干渉の説明図である。
【図５４】ＯＦＤＭ伝送方式の受信装置の構成図である。
【図５５】従来技術の構成図であるである。
【符号の説明】
１００１００ ガードインターバル除去部
１０１チャネル推定部
１０２減算部
１０３ＧＩ超過遅延波検出部
１０４ＩＳＩレプリカ生成部
１０５第１のチャネル補償部
１０６ＦＦＴ演算部
１０７ＦＦＴ演算部
１０８チャネル補償部
１０９ＩＦＦＴ演算部
１１０遅延回路
Claims (10)
- ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
既知シンボルに付加するガードインターバル長を、データシンボルに付加するガードインターバル長より大きくして送信されてきた信号を受信する受信部、
該受信信号と既知信号との相関を演算することによりデータシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。 - ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。 - ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を生成する手段、
該復元レプリカを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。 - アンテナダイバーシチ構成としたとき、それぞれのブランチにおけるＩＳＩ部分の影響度を検出し、ＩＳＩ部分の影響が小さいブランチを決定する手段、
ＩＳＩ部分の影響が小さいブランチの復調信号復元レプリカを選択する手段、
を備え、各ブランチは該選択された復調信号復元レプリカを使用する、
ことを特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。 - ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式におけるダイバーシチ受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた前シンボルの時間波形部分を前記ＩＳＩレプリカとして発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償するＦＦＴ／チャネル補償手段、
復元レプリカ生成手段から出力する復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、
前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
をブランチ毎に設け、更に、
各ブランチの前記ＦＦＴ／チャネル補償手段から出力する信号をキャリア毎に最大比合成あるいは選択合成し、各キャリアの合成信号にＩＦＦＴ処理を施して前記復元レプリカを生成する復元レプリカ生成手段、
各ブランチの前記データ復調部の復調信号をキャリア毎に最大比合成あるいは選択合成して出力する選択／合成部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。 - ＩＦＦＴ処理して得られる信号にガードインターバルを付加して送信された信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
データシンボルのガードインターバル以上の遅延を有する遅延波の遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定部、
前記遅延プロファイルより前記ガードインターバル以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
該減算出力の前記ＩＳＩ部分に零を挿入する手段、
該減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカ（復元レプリカ）を生成する手段、
該復元レプリカを、前記零挿入手段から出力される信号の前記零挿入されたＩＳＩ部分に加算する手段、
前記加算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。 - 前記ＩＦＦＴ処理を施して復元レプリカを生成する手段、該復元レプリカを、前記零挿入手段で零挿入されたＩＳＩ部分に加算する手段、前記加算結果にＦＦＴ処理を施す手段、
を多段に備えたことを特徴とする請求項６記載の受信装置。 - ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算する演算部、
閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出する手段、
ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分を符号間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。 - ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算する演算部、
閾値以上の相関値を用いて、ガードインターバル長以上の遅延波が発生しているか検出する手段、
ガードインターバル長以上の遅延波が発生している場合には、閾値以下の相関値を”０”にして遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じたＩＳＩレプリカを発生するＩＳＩレプリカ生成部、
受信信号より該ＩＳＩレプリカを減算する減算部、
減算出力にＦＦＴ処理を施し、チャネル補償後の復調結果にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、
該復調信号復元レプリカを、前記減算出力の前記ＩＳＩレプリカ削減部分に挿入する手段、
前記挿入結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。 - ＩＦＦＴ処理して得られる信号に所定長のガードインターバルを付加して送信された信号を受信して復調する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式における受信装置において、
受信信号と既知信号との相関を演算して遅延プロファイルを出力する手段、
前記遅延プロファイルよりガードインターバル長以上の遅延時間部分をシンボル間干渉部分（ＩＳＩ部分）として検出し、該ＩＳＩ部分に応じた受信信号部分の波形を整形する波形整形部、
該波形整形部の出力信号にＦＦＴ処理、チャネル補償を施し、該チャネル補償後の信号にＩＦＦＴ処理を施して復調信号復元レプリカを生成する手段、
該復調信号復元レプリカを、前記受信信号に加算する手段、
前記加算結果にＦＦＴ処理を施してデータを復調するデータ復調部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
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