JPWO2006075732A1 - 無線通信装置 - Google Patents

Abstract

干渉を受けやすい状況においても、伝搬路を精度良く推定し、情報信号を正しく復調する。誤り訂正符号部１と、S/P変換部２と、マッピング部３と、IDFT（Inverse Discrete Fourier Transform）部(IFFT : Inverse Fast Fourier Transformを用いても良い) ４と、P/S変換部５と、GI(Guard Interval)挿入部６と、プリアンブル（A、B0、B1）記憶選択部１１−a、１１−bと、スイッチ部１２−a、１２−bと、D／A変換部１３−a、１３−bと、無線部１４−a、１４−bと、アンテナ部１５−a、１５−bと、を有している。

Description

本発明は、無線通信装置に関し、特に、隣接セルから到来する干渉波の影響が強い状況においても伝搬路を精度良く推定し、情報信号を正しく復調することが可能な無線通信技術に関する。

近年、通信容量の増大に伴い、無線通信システムにおけるデータ伝送の高速化を求めるユーザが増えている。データ伝送の高速化・大容量化が実現可能な通信方式の１つとしてOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)に代表されるマルチキャリア伝送方式が注目されている。OFDMは、5GHz帯の無線システムであるIEEE802.11aや地上ディジタル放送で用いられている方式であり、理論上干渉の起こらない最小となる周波数間隔に数十から数千のキャリアを並べて同時に通信する方式である。通常、OFDMにおいてこのキャリアをサブキャリアと呼び、各サブキャリアをPSK、QAM等のディジタル変調して通信を行なう。さらに、OFDMと誤り訂正方式とを組み合わせることにより、周波数選択性フェージングに対して強い耐性が得られることが知られている。

特許文献１には、上記OFDMを用いた通信システムに用いられる受信装置の構成例が示されている。図１３は、特許文献１に示されている受信機の装置構成例を示す図である。図１３に示すように、特許文献１において提案されている受信機は、アンテナ部1000と、GI(Guard Interval)除去部1001と、FFT部1002と、復調部1003‐1〜Nまでと、P/S(Parallel to Serial)変換部1004と、選択部1005と、スイッチ1006‐1〜Nまでと、IFFT部1007と、遅延プロファイル推定部1008と、FFT部1009と、を有して構成されている。

図１３に示す受信機のアンテナ部1000において受信された受信信号は、まず、GI除去部1001においてガードインターバルが除去され、FFT部1002において時間領域の信号から周波数領域の信号へと変換される。このようにFFT部1002において得られた各サブキャリアの情報信号は、復調部1003‐1〜Nまでに送られて復調される。放送用システムや無線LANシステム等においては、通常、情報信号とは別に伝搬路推定用の既知のパイロット信号がシンボル内又はパケット内に含まれており、そのようなパイロット信号は選択部1005において選択され、スイッチ1006‐1〜Nまでを経由してIFFT部1007へ送られる。

IFFT部1007へ送られたパイロット信号は、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換され、遅延プロファイル推定部1008において伝搬路の遅延プロファイルが推定される。このように既知のパイロット信号から推定された伝搬路の遅延プロファイルは、次に、FFT部1009において時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換され、この処理により伝搬路の周波数応答を求めることができる。

以上の処理により得られた伝搬路の周波数応答を、情報信号が送られた復調部1003‐1〜Nまでに送り、伝搬路補償に用いることにより、マルチパスフェージングの影響を補償した復調を行うことが可能となり、情報信号を正しく復調することができる。
特開2003-32217号公報

上述の従来技術により、情報信号に対する伝搬路変動を推定し、その影響を補償することが可能となる。しかしながら、同一周波数帯域を用いるOFDMシステムが近くに位置する状況や、全てのセルで同一周波数帯域を用いるOFDMセルラシステムにおいて端末がセルエッジ付近に位置するといった状況においては、隣接セルから到来する干渉波の影響により伝搬路推定処理の精度が著しく劣化し、その結果、情報信号が正しく復調できなくなるという問題があった。

また、セルラシステムにおいて、基地局識別のために基地局固有の符号が伝搬路推定用OFDMシンボルに用いられている場合、伝搬路推定を行うために、その基地局固有の符号を検出する必要があるという課題がある。これについては、周波数領域で相関を取る方法が一般的であるが、周波数選択性フェージングが強い環境では正常に動作しないといった問題があった。

同様に、１つの送信装置が複数の送信アンテナを用いて送信ダイバーシチ技術を用いる場合においても、伝搬路推定用の符号は同一の符号を用いており、伝搬路推定とアンテナ識別を同一のOFDMシンボルで行う技術は開示されていない。

本発明は、上記のような状況においても伝搬路を精度良く推定し、情報信号を正しく復調することを目的とする。

本発明による無線通信技術おいては、送信装置は送信アンテナ毎に異なる符号で変調された伝搬路推定用OFDMシンボルを同じタイミングで送信し、受信機においては、受信した伝搬路推定用OFDMシンボルを周波数領域のデータに変換し、送信装置で使用した符号を選択して複素共役をとり、得られた周波数領域のデータに乗じて伝搬路の周波数応答を算出する。そしてこの信号を時間領域の信号に変換し、伝搬路の遅延プロファイルを算出する。更に、算出した遅延プロファイルに適切な時間窓をかけ、再度周波数領域のデータに変換することにより、干渉の影響を軽減した高精度な伝搬路の周波数応答を推定することを実現すると同時にアンテナの識別を可能にする。

このアンテナ毎の伝播路推定法とアンテナ識別法をセルラシステムの基地局に応用することで、基地局を識別し、かつ、各基地局から送信される信号の周波数応答を高精度に推定することが可能になる。

さらに、複数の信号を受信している環境下では、干渉となる信号の伝搬路推定用OFDM信号のレプリカを作成し、受信信号から減算する。これにより、所望の信号の伝搬路の周波数応答の推定精度が向上する。

また、本発明による無線通信技術は、１つの送信装置に複数のアンテナを備える場合に、送信ダイバーシチにおける送信アンテナの選択を、上記のアンテナ識別技術を適用して行う。すなわち、アンテナ毎の異なる符号を使用した伝搬路推定用シンボルを送信し、送信アンテナを切り替える送信ダイバーシチを行う。所定の符号を利用して遅延プロファイルを求めた結果が、電力の閾値を越えた場合に、該当する符号を利用したアンテナが、送信アンテナとして使用されていると判断する。また、同様に、MIMOシステムにおける送信アンテナ数の推定を受信側で行う。

以上に説明したように、本発明によれば、送信アンテナ毎に異なる符号で変調された伝搬路推定用OFDMシンボルを受信し、周波数領域の信号に変換し、送信装置で使用された符号の複素共役信号を乗じ、時間領域の信号に変換することで遅延プロファイルを算出する。そして、得られた遅延プロファイルに適切な時間窓をかけ、再度周波数領域の信号に変換することで、高精度な伝搬路の周波数応答を算出することが可能になる。また、この受信装置で乗ずる符号を選択することで、送信アンテナの識別を同時に行うことが出来る。

さらにこのアンテナ毎の高精度な周波数応答算出法と送信アンテナ識別法をセルラシステムに応用することで、基地局識別と伝搬路推定を行うことが出来る。

さらに干渉波の伝搬路推定用OFDMシンボルのレプリカを作成し、受信信号から減算することで、伝搬路推定制度を向上させることができる。

さらに、送信ダイバーシチシステムにおいては、送信アンテナの選択、あるいは切換を可能とする。

また、MIMOシステムにおいては、送信側で使用した送信アンテナ数を推定することができるので、予め通信プロトコル上で送信アンテナ数を通知する必要がなくなり、システム全体でのスループットを向上させることができる。

本発明の各実施の形態において用いられるパケットの構成例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態による基地局側の送信装置の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態による端末側受信機の構成例を示す図である。 IDFT部の出力波形例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態による通信方法の流れを示すフローチャート図である。 本発明の第２の実施の形態による無線通信技術を用いた通信において複数の送受信アンテナを使用するMIMOに無線通信技術に適用した場合の例のうち、基地局側送信装置の構成例を示す図である。 図６に対応する受信装置の構成例を示す機能ブロック図である。 本実施の形態による伝搬路推定処理の流れを示すフローチャート図である。 本発明の第３の実施の形態による無線通信技術における装置の位置関係を示す図である。 本発明の第３の実施の形態による受信装置の構成例を示す機能ブロック図である。 図１０に示す受信装置の信号処理の流れを示すフローチャート図である。 OFDMシンボルと、各サンプルポイントと、の位置関係を示す図である。 特許文献１に示されている受信機の装置構成例を示す図である。

符号の説明

１…誤り訂正符号部、２…S/P変換部、３…マッピング部、４…IDFT部、５…P/S変換部、６…GI(Guard Interval)挿入部、１１−a、１１−b…プリアンブル（A、B0、B1）記憶選択部、１２−a、１２−b…スイッチ部、１３−a、１３−b…D／A変換部、１４−a、１４−b…無線部、１５−a、１５−b…アンテナ部。

まず、本明細書において用いられるOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号のパラメータを以下のように定義する。OFDMに用いるサブキャリア数はN本とし、OFDMシンボル長をTsymとし、ガードインターバル長はTgiとする。図１は、本発明の各実施の形態において用いられるパケットの構成例を示す図である。図１に示すように、本発明の各実施の形態によるパケットフォーマットは、プリアンブルAと、プリアンブルBXと、データと、を有する。プリアンブルAは、OFDMのシンボル同期又は周波数同期に用いられる。プリアンブルBXは、主として伝搬路推定に用いられる。プリアンブルBXの時間波形を以下の（１）式で表される。

式１

式（１）を周波数軸で見ると、fkに相当するサブキャリアの実軸成分がak、虚軸成分がbkで表されることを意味する。これをCk=ak+jbkと表す（尚、jは虚数の単位であり、j×j=−1である。）。ak、x、bk、xがアンテナ固有の値として決められる。

本発明は送信アンテナ毎に異なるプリアンブルを送信し、受信装置では、各アンテナからの遅延プロファイルを推定し、更には伝搬路を推定することや送信アンテナ特定することを特徴とするものである。この際、プリアンブルを生成する符号長Nの符号をCkx、Ckyとすると、CkxとCkyの相関は、以下の（２）式で表される。

式２

尚、*は複素共役を意味し、アンテナ毎に異なる符号を選択する際はCorが小さくなる符号を選択することが好ましい。

以下に、本発明の実施の形態による無線通信技術について説明を行う。

まず、本発明の第１の実施の形態による無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行なう。本実施の形態による無線通信技術は、複数のアンテナから同時に送信される伝搬路推定用シンボルを、アンテナ毎に異なる系列（プリアンブル）とすることにより、各アンテナから送信された信号の遅延プロファイルを分離して算出することを特徴とする。

本実施の形態による無線通信装置は、１つの送信装置が複数のアンテナで送信する例を示したものであり、特に、送信ダイバーシチに対して本発明による技術を適用したものである。

上記図１は、本実施の形態による無線通信技術が対象とするパケットフォーマット例を示す図でもある。図1に示すように、本実施の形態によるパケットは、プリアンブルAと、プリアンブルBXと、データと、を有している。ここで、プリアンブルAはOFDMのシンボル同期や周波数同期に用いられ、プリアンブルBXは、アンテナ識別と伝搬路推定とに用いられる。これら２つのプリアンブルＡ及びBXは、いずれも予め決められた信号であるが、BXのXは、アンテナ固有のプリアンブルであることを示しており、B０、B１、…と、アンテナにより異なるデータとなる。

本発明の第１の実施の形態による無線通信技術は、ダウンリンク伝送を対象とし、送信(基地局)側に複数のアンテナを備え、送信アンテナ選択ダイバーシチを行う場合のアンテナ選択技術に関する。ただし、発明は本実施例により限定されるものではなく、アップリンクやその他の通信でも適応可能である。本実施の形態は、送信装置における複数の送信アンテナから固有の符号で変調された伝搬路推定用OFDMシンボルを同時に送信する。受信側においては、それぞれのアンテナから送信された伝搬路推定シンボルを検出し、送信側で使用される複数のアンテナのうち、いずれのアンテナから送信された信号が最も品質が良いか（受信電力が高いか）を推定し、さらに、伝搬路の周波数応答を推定する例である。

本発明の第1の実施の形態による無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。図２は、本実施の形態による基地局側の送信装置の構成例を示す図である。尚、図２においては、送信アンテナが２本設けられている装置を例として示すが、アンテナの本数を限定するものではない。図２に示すように、本実施の形態による基地局側送信装置は、２本のアンテナに対応する構成を有している。すなわち、誤り訂正符号部１と、S/P変換部２と、マッピング部３と、DFT（Discrete Fourier Transform）部(IFFT : Inverse Fast Fourier Transformを用いても良い) ４と、P/S変換部５と、GI(Guard Interval)挿入部６と、プリアンブル（A、B0、B1）記憶選択部１１−a、１１−bと、スイッチ部１２−a、１２−bと、D／A変換部１３−a、１３−bと、無線部１４−a、１４−bと、アンテナ部１５−a、１５−bと、を有している。また、アンテナ選択情報は、通信先の端末から通知された結果によるアンテナ選択情報である。

上記基地局側送信装置において、プリアンブル（A、B0、B1）記憶選択部１１では、各キャリアに符号A、符号B０と符号B１を割り当て、OFDM信号処理された波形で記憶されている。アンテナ選択情報によりアンテナ１５−aが選択された場合には、プリアンブル（A、B０、B１）記憶選択部１１−aではプリアンブルA、B０が、プリアンブル（A、B０、B１）記憶選択部１１−bではプリアンブルA、B１が出力される。アンテナ選択情報によりアンテナ１５−bが選択された場合にはプリアンブル（A、B０、B１）記憶選択部１１−aではプリアンブルA、B１が、プリアンブル（A、B０、B１）記憶選択部１１−bではプリアンブルA、B０が出力される。すなわち、選択されたアンテナに接続されているプリアンブル（A、B０、B１）記憶選択部が、プリアンブルA、B０を出力する。

以下、アンテナ選択情報でアンテナ15-aが選択された場合について説明する。データの送信に際しては、まずプリアンブルを送信することになるため、スイッチ部１２−a、１２−bでは、まずプリアンブルを選択して送信する。この際、プリアンブル（A、B０、B１）記憶選択部１１−aでは、プリアンブルA、B０が出力されており、プリアンブル（A、B０、B１）記憶選択部１１−bではプリアンブルA、B１が選択されている。

プリアンブルの送信が終了した後に、スイッチ部１２−aは切り替えを行ない、情報データが誤り訂正符号化部１からGＩ（ガードインターバル）挿入部６においてOFDM送信処理されたデータを選択する。一方で、スイッチ部１２−bからは、プリアンブル送信後は一切データが送信されない。

アンテナ情報でアンテナの切り替え要求が起こるまでは同じ送信動作を繰り返す。アンテナ切り替え要求が起こった場合に（アンテナ１５−bが選択された場合に）、プリアンブル（A、B０、B１）記憶選択部１１−a、１１−bのプリアンブルパターンとスイッチ部１２−a、１２−bの制御方法が入れ替わる。

次に、本実施の形態による端末側受信機について説明する。図３は、本実施の形態による端末側受信機は、アンテナ部４１と、無線受信部４２と、A/D変換部４３と、同期部４４と、GI除去部４５と、S/P変換部４６と、DFT部(FFTでも良い。)４７と、符号乗算部４８と、IDFT部(IFFTでも良い) ４９と、時間窓（フィルタ）部５０と、DFT部(FFTでも良い。)５１と、伝搬路推定部５２と、データ復調部５３と、バッファ部５４と、符号選択部５５と、電力測定部５６と、を有して構成される。

前述のように、基地局側送信装置では、プリアンブルA、B０及びA、B１が、それぞれ異なるアンテナから同時に送信される。端末側受信装置では、これらのプリアンブルがそれぞれ異なる伝搬路を経由して１本のアンテナ４１により同時に受信される。異なる伝搬路を経由した信号は、無線受信部４２、A/D変換部４３を経由して同期部４４に入力される。この同期部４４では、プリアンブルAを用いてシンボル同期が確立され、以後の処理は適切なタイミングで行われる。

次に、GI除去部４５において、送信側で付加されたガードインターバルが除去された後、S/P変換部４６においてパラレル信号に変換されDFT部４７に入力される。そしてDFT部４７では、受信した時間領域の信号が周波数領域の信号に変換される。プリアンブルB０、B１は同時に受信されるため、それらの加算された周波数領域の信号がバッファ部５４に入力される。この入力されるデータをRxBとする。

次に、符号B０（データが送信されるアンテナから送信されたプリアンブル）の複素共役信号を符号選択部５５において選択し、符号乗算部４８で、RXBとの乗算を行なう。この信号をIDFT部４９でIDFT演算する。この信号は、プリアンブルB０を送信したアンテナからの遅延プロファイルとして扱うことができる（図４参照し後述する）。この後、受信側IDFT部４９の出力に時間窓を乗算することにより、時間窓部５０で不要成分を除去することで、雑音・干渉成分をカットし所望の遅延プロファイルを精度良く抜き出すことで有効な情報のみを選択し、DFT部５１でDFT処理することにより、周波数応答を得ることができる。この求められた周波数応答により、それに続くデータの復調が可能となる。データ復調部５３では、誤り訂正まで行ない送信データを得る。

上記の一連の処理に続いて或いは上記の一連の処理と並行して、符号B１を符号選択部５５で選択し、符号乗算部４８においてRxBとの乗算を行う。これをIDFT部４９においてIDFTすることにより、プリアンブルB１を送信したアンテナからの遅延プロファイルを求めることができる。

図４に、IDFT部４９の出力波形例を示す。図4（a）は、符号としてB０を用いた場合、図４（b）は符号としてB１を用いた場合の波形を示す図である。図４に示す例では、双方のアンテナからの遅延プロファイルとも、t0からt3にかけて広がっている。また、符号選択部５５でB０の符号を用いた場合、B１のプリアンブルによる影響は、すべての時間波形に広がり、これらをノイズとして扱うことが可能である。その逆に、符号選択部５５でB１の符号を用いた場合は、B０のプリアンブルによる影響はすべての時間波形に広がり、これらをノイズとして扱うことが可能である。すなわち、送信プリアンブル系列と乗算部で用いられる系列とが同じ場合には、ガードインターバル期間内に電力が集中し、遅延プロファイルが得られる。尚、送信プリアンブル系列と乗算部で用いられる系列とが異なる場合には、全サンプリング時間にかけて電力が拡散し、雑音状の信号となる。

図４に示す例では、時間フィルタにおいて、t0からt3のみを抜き出すことにより、他のプリアンブルからの影響を最小限に抑えながら、伝搬路推定を行うことが可能である。

電力測定部５６では、これらの遅延プロファイルから電力を推定し、いずれのアンテナからの伝搬路の電力が高いかを求める。そして、その結果をアンテナ変更情報として図示しない送信機から基地局に通知する。基地局では、アンテナからの伝搬路の電力が高い方を用いる旨の変更要求があった場合、上述のようにアンテナを変更して通信を行なう。

図５は、上記の方法を示すフローチャート図である。図５に示すように、受信を開始すると、まず、ステップS101において、プリアンブルAを用いてOFDMシンボル同期を行なう。ステップS102において、プリアンブル領域B（図２：本実施の形態においては、B0とB1とが加算されている）をDFTにより、周波数データへと変換する。ステップS103からステップS106までは、各アンテナに用いられたプリアンブルからIDFTを用いそれぞれの遅延プロファイルを推定するステップである。まず、ステップＳ１０３において、RxBとB０の複素共役と乗算を行い、IDFTにより遅延プロファイルを推定し、ステップS１０５においてRxBとB１の複素共役と乗算を行い、ステップS１０６においてIDFTにより遅延プロファイルを推定する。ステップS107は、ステップS１０６において推定された遅延プロファイルから、各送信アンテナからの電力を推定するステップである。ステップS108は、送信側にフィードバックする電力情報を決定するステップであり、本実施の形態においては、次の通信に用いるアンテナを指定するステップである。ステップS111では、送信アンテナとして使用されたアンテナの遅延プロファイルから、時間フィルタにより有効なデータを抽出し、ステップS112においてDFTにより伝搬路を推定する。その後、ステップS１１３においてデータの復調を行ない、処理を終了する。

以上に説明したように、データ送信に必要となるプリアンブルB０に対し、アンテナ選択用のプリアンブルB１を同時に送信し、上述の装置構成及び処理を行うことにより、新たにアンテナ推定用の時間を必要とすることなく送信ダイバーシチシステムを構成することができる。また、この方法によれば、データを送信するアンテナの符号をB０と定めているため、あらかじめアンテナ選択情報がなくても送信側では任意にアンテナを選択することが可能である。

さらに、ここで示した送信ダイバーシチ用のアンテナ制御システムをセルラシステムにおける各基地局のアンテナと考えた場合、基地局識別が可能となる。ただし、各基地局の送信アンテナからはそのアンテナ固有の符号で変調された伝搬路推定用のOFDMシンボルが送信され、第１の実施形態の送信装置のように、アンテナ毎の符号が入れ替わることはない。

端末が複数の基地局からの電波が受信可能な位置にいる場合（セルエッジあるいはセクタエッジ等）、同時に送信された異なる符号で変調された伝搬路推定用OFDM信号を受信し、第１の実施形態で示した処理を施すことで、現在接続している基地局からの信号が弱くなった場合や、品質が悪くなった場合に、次に接続するべき基地局を識別しておくことが可能となる。ただし、離れた位置にある基地局が完全に同期して伝搬路推定用OFDM信号を受信することは容易ではない。しかしながら、OFDM信号にはガード区間が設定されているため、完全に同期する必要はなく、ある程度の範囲で同期すれば問題は生じない。

第１の実施形態では２つの送信アンテナを例に上げたが、セルラシステムでは同時に受信可能な基地局数は２つとは限らず、また、その基地局が用いている符号は不明である。この場合、現在接続中の基地局から周りの基地局の符号などの情報を通知する方法が取られる。端末ではこの情報を元に、符号を選択し、次に接続する基地局を選択する。

次に、本発明の第２の実施の形態による無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。本実施の形態による無線通信技術は、通信において複数の送受信アンテナを使用するMIMO（Multi-Input Multi-Output：以下、MIMOと称する。）に無線通信技術に適用した場合の例である。

図６は本実施の形態による2×2（2：送信アンテナ数、2：受信アンテナ数）のMIMOシステムにおける基地局側送信装置の構成例を示す図である。図２と同じ符号を付した構成は、同じ機能を有するため説明を省略する。

図２に示す構成との相違点は、図６では、情報データの処理系等が２系統になった点と、ブロック１１がブロック２１に置き換わっている点である。アンテナ間の伝搬路情報は常に全てのアンテナ間で必要となるため、各アンテナからは常に同じプリアンブルが送信される。本実施の形態では、アンテナ１５−aからはプリアンブル（A、B０）記憶部２１−aに記憶されているプリアンブルB０が、アンテナ１５−bからはプリアンブル（A、B１）記憶部２１−bに記憶されているプリアンブルB１が必ず送信されるようになっている。

図７は、本実施の形態による受信装置の構成例を示す機能ブロック図である。ただし、図７には伝搬路推定に関する機能のみを示しており、MIMOを実現するためには同じ回路の構成がさらに１つ必要となるが、その構成は記載を省略している。また、図３と同じ機能のブロックは同じ番号を付してその説明を省略するが、図３の構成に基づく処理との相違点は殆どない。処理における相違点は、全ての符号（B０、B１）について、伝搬路応答まで必ず求めることと、使用アンテナ数推定部６０が追加されていることである。

MIMOシステムには、使用しているアンテナ数を送受信局側で知っておかなくてはならない。本実施の形態による無線通信技術においては、図７に示す使用アンテナ推定部６０を有している。使用アンテナ推定部６０において、電力測定部５６で各遅延プロファイルの電力を測定した結果に基づいて、測定された電力が所定の閾値以下であれば、そのプリアンブルを使用するアンテナはデータの送信に使用されていないと判断することができ、MIMOデータの復調を行なうことができる。

以上のように、MIMOシステムにおいて、伝搬路推定用のOFDMシンボルを用いて送信アンテナ数を受信装置で推定することが可能となり、あらかじめ使用するアンテナ数を通知が必要となる通信システムに比べ、効率的な通信システムを実現することが可能となる。

図８は、本実施の形態による伝搬路推定処理の流れを示すフローチャート図である。図８に示すように、本実施の形態によるフローチャート図も伝搬路推定に必要となる処理のみを示しており、アンテナの受信系統単位で同じ処理が必要となる。また、このフローチャート図は、送信アンテナ数がＭ本の場合を示しており、プリアンブルB0、B1、…、BM-1がそれぞれの送信アンテナに対応するプリアンブルである。また、アンテナ数を減らして送信する場合は、添え字の数が大きいアンテナ、即ち、BM-1、BM-2の順で、使用するアンテナを減らす。

受信を開始すると（k＝０）、ステップS201でOFDM同期をとり、ステップS202においてはDFTによりプリアンブルB領域の周波数変換（RxB）を行う。これらの処理はそれぞれS101、S102と同じ処理である。ステップS203において、RxBと符号Bk（0≦k＜Mの整数）の複素共役と乗算を行い、ステップS204でIDFTにより遅延プロファイルを推定する。ステップS205において、遅延プロファイルより電力Pを推定し、ステップS206において、その電力が閾値を越えているか否かを判定する。電力が閾値を越えていない場合は（no）、処理を終了する。電力が閾値を越えている場合は、ステップS207において符号Bkにより求められた遅延プロファイルを時間フィルタし、ステップS208においてDFTにより伝搬路推定を行なう。ステップS209では、kがM-1と等しいか否かを判断し、等しい場合は（yes）処理を終了する。等しくない場合は（no）、ステップS210においてkに１を加算しステップS203に戻り、ステップS203から処理が終了するまで処理を繰り返す。

上記の処理により、送信アンテナ総数以下の場合の、使用アンテナ推定が可能となり、更に1OFDMシンボルで全てのアンテナ間の伝搬路推定が可能になる。

本実施の形態における説明では、送信側のアンテナ選択についてはふれていないが、送信側のアンテナを選択する際、送信側で信頼度の高いアンテナを優先的に選べば、上記のフローチャート図に示す受信側でのアンテナ数選択方法がより有効に働く。

尚、上記の実施の形態においては、プリアンブルに使用優先度をつける方法を例にして説明示したが、全てのプリアンブルを調べるという方法もある。

プリアンブルの使用優先度を設けた場合、送受信装置でその優先度を予め一致させておかないこの実施例を実現する事はできないという問題がある。従って、受信装置において、可能性のある全てのプリアンブルについて遅延プロファイルから電力を求め、その電力が閾値を越えたプリアンブルのみデータが送信されたと判断して処理することにより、同様にアンテナ数を判定することができる。

次に、本発明の第３の実施の形態による無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。本実施の形態による無線通信技術は、セルを構成する基地局に本発明を適用した例である。図９は、本実施の形態による装置の位置関係を示す図である。図９に示すセルの構成例では、各基地局がセルを形成し、１つのアンテナで送受信を行なっている。また、プリアンブルBは、基地局それぞれの固有の符号により生成されたものである。基地局から移動局への下りチャンネルにおける動作を例に説明する。図９に示すように、本実施の形態による無線通信技術においては、３つのセルのそれぞれに基地局BS-1、BS-2、BS-3が１つずつ設けられており、基地局BS-1、BS-2、BS-3がそれぞれB0、B1、B2のプリアンブルを使用するものとする。基地局BS-1の設置されているセルをセル１とし、基地局BS-2が設けられているセルをセル２とし、BS-3が設けられているセルをセル３とする。また、基地局BS-1、BS-2、BS-3はそれぞれ時間的に同期しており、通信に使用している周波数帯も同じ周波数帯である。

図１０は、本実施の形態による受信装置の構成例を示す機能ブロック図である。図１０に示す受信装置は、各基地局からの伝搬路推定の精度を上げるように構成されている。上記第１の実施の形態、第２の実施の形態においても、この構成を実現することは可能であるが、基地局のアンテナ選択の際に効果が最も顕著である。その理由は、第１及び第２の実施の形態においては、送信装置と受信装置との距離がほぼ等しくなるため、受信電力は大きくは変わらない。しかしながら、セルを構成する基地局のアンテナ選択を行う場合は、各基地局と移動局との距離が異なるため、受信電力にも大きく違いが生じる。この点において、本実施の形態による構成が有効である。図１０において、図３と同じ番号を付したブロックは同じ機能を有するブロックであり、その説明を省略する。図１０において、符号61は２つの信号を周波数毎に減算する減算部であり、符号62は伝搬路記憶部、符号63は符号選択部（2）、符号64は符号乗算部（2）であり、それぞれは、符号選択部55と符号乗算部48と同じ機能を有する。

図９に示すように、移動局がB地点（セル１内）にいる場合に、希望波を送受信する希望基地局BS−１とは比較的近いため、正確な伝搬路推定が可能になる。しかしながら、干渉波を送受信する干渉基地局BS−２、３からの伝搬路を推定しようとすると、干渉基地局BS−２、３からは遠いため、推定精度が悪くなる。

B地点では、移動局は基地局BS-1と通信を行なっているため、伝搬路がわかっている。そこで、基地局BS-2からの伝搬路を推定する際、基地局BS-1のプリアンブルB０の成分を受信信号から減算することにより、基地局BS-2からの伝搬路の推定精度を向上することができる。基地局BS-1から送信されたプリアンブルB０の受信信号は、伝搬路記憶部62に記憶される基地局BS-1からの伝搬路情報と符号選択部（2）６４で選択された基地局BS-1のプリアンブルB０の符号を乗ずることにより得ることができる。プリアンブルB０の受信信号を、減算部６１で演算することにより、基地局BS-1のプリアンブルBの影響を受けることなく、基地局BS-2からの伝搬路を推定することが可能となる。さらに、基地局BS-3からの伝搬路を推定する時は、同様の動作を繰り返せば、基地局BS-3からの伝搬路を、基地局BS-1および基地局BS-2からの影響を受けることなく推定することが可能となる。

上記の実施の形態では、基地局BS-1、BS-2、BS-3の順に伝搬路を推定したが、伝搬路の推定順序は任意ではなく、より性能が高くなる順番に推定するのが好ましい。より性能が高くなる順番とは、通信した場合の信頼度の高い順序であり、定常状態（基地局と接続関係にある場合）では、希望基地局の伝搬路が求められ、続いて信頼度の高いと思われる伝搬路を持つ基地局との伝搬路が求められる。尚、初期接続時は、接続できる全て基地局との伝搬路を求め、その後、通信した場合の信頼度の高い順に同様に伝搬路を求める。

ここで用いた通信の信頼度を示す具体的なパラメータとしては、単に受信強度としても良いし、SINR（Signal to Interference and Noise Power Ratio）としても良い。

以上の実施例では、干渉波の符号が予め移動局側で既知であるとの仮定の下に説明した。ところで、実際の無線通信システムでは、符号が複数存在し、干渉波の符号が不明な場合が多い。以下に、そのような場合における処理の流れを示すフローチャート図を示す。但し、移動局と希望基地局とは接続されているものとする。フローチャート中のPinfは、ある符号で遅延プロファイルを推定した場合の電力比であり、（３）式で定義される。

式３

ここで、Ptkは、求めた遅延プロファイルの時間tkにおける電力である。

また、フローチャート図の中では、Pinfの閾値として 10×log Pinf > 3dBを使用しているが、これは一例であり、必ずしも3dBである必要はない。また、tguardは、ガードインターバル長と等しいサンプル点である。

図１１において、ステップS1からステップS6までは、希望基地局からの伝搬路を推定するステップであり、ステップS11からステップS16までは、実際に干渉局となっている基地局を選定し、電波の強い順番を推定するステップであり、ステップS21からステップS26までは、干渉局からの伝搬路を推定するステップであり、ステップS31は干渉局からの伝搬路をメモリ等に保持するステップである。

まず、ステップS1からステップS6までについて説明する。ステップS1は受信したプリアンブルをDFTした波形Fpre（k）を生成するステップである。ここで、kは0≦k＜Nを満たす整数であり、サブキャリア番号である。

ステップS2ではステップS1で求めた信号に希望基地局固有の符号であるCorg(k)の複素共役であるCorg*(k)を乗じるステップであり、結果として得られた信号をFdp(k)とする。このFdp(k)が希望基地局からの伝搬路応答であるが、干渉成分が多く含まれている。

ステップS3では、Fdp(k)に対してIDFT（図１１中の記号＜＝はIDFTを意味する。）を行い、Timp(t)を求める。tはkに対する時間サンプルを示すパラメータであり、0≦k＜Nを満たす整数である。このTimp(t)が希望基地局からのインパルス応答である。

ステップS4では、Timp(t)に対して、時間窓であるTwd(t)を乗じ、Trimp(t)を算出する。

ステップS5では、Trimp(t)に対してDFT（図１１中の記号＜＝＝はDFTを意味する。）を行い、Frdp(k)を求める。このFrdp(k)が希望基地局からの伝搬路を精度よく算出した値である。次いで、ステップS6で、推定した伝搬路をメモリなどに保持し、図示していないデータの復調処理に使用する。

次にステップS11からステップS16までの処理について説明する。ステップステップS６の次のステップであるステップS11においては、最初に求めたプリアンブルの波形から、希望基地局からの伝搬路を減算する（図中の式参照）。この際、減算する信号成分は、Frdp(k)に希望基地局固有の符号を乗算して求める。このステップで求まった信号は、干渉信号のみから生成される信号となり、Finf(k)と定義する。

ステップS12は、全ての干渉となる可能性のある基地局の符号に対し、伝搬路を求めるために符号の共役複素を乗じるステップである。ここで、基地局固有の符号はC(k、x)で表され、その複素共役はC*(k、x)である。xは基地局を示すインディケータである。例えば、符号が１０個あるとする場合は、xは０から９までとなる。このステップで求められる各干渉基地局から伝搬路はFinfdp(k、x)で示される。

ステップS13は、すべてのxに対しFinfdp(k、x)をIDFTするステップである。これにより、Tinfdp(t、x)が算出される。Tinfdp(t、x)が各干渉基地局からの遅延プロファイルである。ステップS15では、すべてのxに対して、式(３)で示される電力比Pinf(x)を計算する。ステップS16では、Pinf(x)>3dBになるxを求め、Pinf(x)の大きい順にならべ、その順列をyとする。また、先の条件式を満たすxの個数をwとする。例えば、先に示したようにxが０から９までであり、条件式を満たすxが３個、大きさの順がx=３、x=１、x=２の場合、また、yは３、１、２となり、w=３となる。

最後に、ステップS21からステップS27までについて説明する。ステップS１６に続くステップS27は、干渉波の伝搬路推定をすべての可能性のある符号について行なったかどうかを判定するステップである。ステップS21は、ループが回るごとにwを1づつ減算していくステップである。ステップS22は、干渉波成分として残っている干渉波のうち、電力が最大と思われる干渉波の伝搬路応答を求めるステップであり、ステップS2、ステップS12と同じ処理である。これにより、その時点での電力が最大の干渉波の伝搬路応答が推定できる。

ステップS23は、ステップS3、ステップS13と同じ処理であり、IDFT処理が行われるステップである。ステップS24はステップS4と同じ処理であり、時間窓がかけられるステップである。ステップS25はステップS5と同じ処理であり、符号C(k、y)を持つ干渉基地局の伝搬路がわかる。これをステップS31において記憶させる。ステップS26では、この干渉波成分を取り除き、再度、ループが回るようにするステップであり、ステップS11と同じ処理である。

このようにwが０になるまで、ループをまわすことにより、全ての干渉基地局からの伝搬路が推定可能となる。従って、ハンドオーバの時に、予め干渉基地局のデータを復調でき、ハンドオーバ処理をスムーズに行うことが出来るという利点がある。

次に、本発明の第４の実施の形態による無線通信装置について図面を参照しつつ説明を行う。図12は、OFDMシンボルと、各サンプルポイントとの位置関係を示すである。

本実施の形態においては、受信装置における時間フィルタリングの方法に特徴を有する。ここで示す方法は、上記第１の実施の形態から第３の実施の形態による無線通信技術に活用できるばかりではなく、アンテナ固有の符号を用いたプリアンブルから遅延プロファイルを算出し、伝搬路を推定するシステム全般に適応可能である。

本実施の形態においては、各基地局が図９に示すセルを形成し、１つのアンテナで送受信を行なっている。プリアンブルBが、基地局それぞれ固有の符号で生成されたものである。基地局から移動局への下りチャンネルを例にして説明する。

このようなシステムで用いられる移動局の受信装置では、伝搬路を正確に推定することが重要である。そのためには、図３等で示される受信機能の時間フィルタリング機能が重要となってくる。従来は、このフィルタリングをガードインターバル長に設定する等の技術を用いていが、これらは、放送系のシステムを意識したものであり、セルにおいて、受信装置が移動するようなシステムにおいては必ずしも最適であったとはいえない。

時間フィルタリングは、フィルタリングする時間を絞るほどノイズによる劣化成分が減少しフィルタリング性能が向上するが、信号成分まで除去すると推定精度が下がるという問題点がある。本実施の形態は、この時間フィルタリングを適応的に行なう方法を含む。

第１の方法は、セル構成の無線通信システムでは、様々な能力を持つ基地局が存在することを考慮し、基地局が送信電力等のセルエリアに関する情報を移動局に通知し、移動局はそれに対応して、時間フィルタリングの設定を行なう方法である。この方法では、無線通信システムを構成する基地局で、セルエリアが最大の基地局と通信する場合は、時間フィルタリングをガードインターバル長とし、セルエリアが小さくなるに従って、時間フィルタリング時間を短くする。

第２の方法は、受信装置側の判断により、時間フィルタリング長を変える方法である。希望基地局からの信号をできるだけ消失しないことが重要であるため、電力比が所定のレベルまで、時間窓を広げる方法がある。IDFT後におけるk番目のサンプルの電力をPtkとし、m番目までの電力の和と全電力の比をPrとすると、

式４

となり、Prが所定の電力比になるまで窓幅を広げることが考えられる。この場合、Prとしては９０％程度が妥当であるが、最適な値はなく、このように設定することで、他セルからの影響を軽減し伝搬路推定精度を改善する方法が考えられる。例えばPr=９０％を満たすmまでの幅で窓を広げれば、より伝搬路の推定精度が向上する。但し、ノイズが多い場合など、mがガードインターバル長を超える場合がでてくるため、ｍの最大値としては、ガードインターバル長を設定しておくと、精度の劣化を防ぐことが可能になる。

また、ガードインターバルの外側の平均電力をノイズ電力と近似して、信号成分から減算し、その上で電力比を求めることも可能となる。この場合（４）式は以下のように変形される。

式５

tguard<a1<a2であり、tguardはガードインターバル長と同じになるサンプル点である。このPr’を先の例と同様に扱えば特性が改善され、この場合、最大値の設定の必要もなくなる。

本発明は、無線通信システムに利用可能である。

Claims (18)

1. 同時に送信された異なる符号で変調された伝搬路推定用信号を受信する
   OFDM受信装置であって、
   受信したOFDM信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
   送信側で使用された符号から任意の符号を選択する符号選択部と、
   伝搬路推定用OFDMシンボルをフーリエ変換した信号と、選択された前記符号と、を乗算する符号乗算部と、
   乗算結果を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
   逆フーリエ変換して得られて遅延プロファイル信号から、必要な信号のみを抽出する時間窓部と、
   時間窓部の出力をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
   フーリエ変換した結果から伝搬路を推定する伝搬路推定部と
   を有するOFDM無線受信装置。
2. さらに、逆フーリエ変換して得られた遅延プロファイル信号から、
   前記符号選択部で選択された符号を使用したアンテナからの受信電力を推定する受信電力測定部と
   を有する請求項１に記載のOFDM無線受信装置。
3. 前記時間窓部は、送信装置から指定された時間長に対応するサンプルのみを抽出する請求項１又は２に記載のOFDM受信装置。
4. 前記時間窓部は、予め端末に登録された時間長に対応するサンプルのみを抽出する請求項１又は２に記載のOFDM受信装置。
5. 前記時間窓部の必要なサンプルを抽出する時間は、遅延プロファイルをある時間まで振幅あるいは電力で積分した値と全区間積分した値の比が所定の場合である請求項１又は２に記載のOFDM受信装置。
   
6. 請求項５に記載のサンプルを抽出する時間の最大値は、データ部のOFDMシンボルに使用するガードインターバルの時間で示される時間であることを特徴とする無線受信装置。
7. 複数のアンテナを持ち、受信装置からのアンテナ切り替え指示に応じてアンテナを切り替えてデータの送信を行うOFDM無線送信装置であって、
   データの送信に使用されるアンテナから送信される伝搬路推定用シンボルを、選択されたアンテナによらず同一とし、
   データの送信に使用されないアンテナから、異なるパターンの伝搬路推定用シンボルを同時に送信することを特徴とするOFDM送信装置。
8. 請求項７に記載の無線送信装置の信号を受信するための請求項１から６までのいずれか１項に記載の無線受信装置であって、
   前記無線送信装置において使用される送信アンテナに固有の複数の系列の符号について遅延プロファイル又は周波数応答を求め、その結果により前記無線受信装置において受信時点で望ましい送信アンテナを選択する機能を有し、前記選択の結果が、現在使用しているアンテナと異なった場合に、望ましいアンテナへの切り替えを指示する機能を有することを特徴とする無線受信装置。
9. 複数の送受信アンテナを使用するMIMOシステムであって、
   送信アンテナ毎に伝搬路推定用シンボルとして固有の系列の符号を使用し、
   請求項１から６までのいずれか１項に記載の無線受信装置により複数のアンテナで受信を行い、前記各受信アンテナにおいて前記各送信アンテナからの伝搬路を推定することを特徴とするMIMOシステム。
10. 前記無線受信装置において、送信アンテナ本数推定部を備えることを特徴とする請求項９に記載のMIMOシステム。
11. 前記アンテナ本数推定部は、所定の系列の符号を利用して遅延プロファイルを求めた結果を利用して、所定の系列の符号を利用したアンテナが存在するか否かを推定するかことを特徴とする請求項１０に記載のMIMOシステム。
12. 前記アンテナ本数推定部の推定方法は、
    求めた遅延プロファイルの先頭からガードインターバルに相当する時間までの電力と、ガードインターバルに相当する時間から後の電力の比が特定の値以上のときにテストした系列の符号が使用されたと判定する推定方法を含むことを特徴とする請求項１１に記載のMIMOシステム。
13. 前記アンテナ本数推定部は、送信側で各アンテナに固有で使用する系列の符号に優先順位を設け、受信側ではその優先順に系列の符合を使用して送信アンテナの存在の有無を判断し、送信アンテナが無いと判断された直前の系列の符号までの本数を現在の送信本数とすることを特徴とする請求項１０に記載のMIMOシステム。
14. 異なるアンテナから同時に送信された異なる符号により生成されたOFDMシステム用の伝搬路推定信号を受信する無線受信装置であって、
    複数の符号を利用して遅延プロファイルを複数生成し、得られた遅延プロファイルを時間処理により分離し、送信アンテナ毎の伝搬路を求めることを特徴とする無線受信装置。
15. 特定の系列の符号の無線送信局からの信号以外に、他に受信した信号中で使用している他の系列の符号を特定する手段を有し、前記特定する手段を利用して特定した他の系列の符号を利用した受信信号のレプリカを作成し、受信信号から該レプリカを減じた信号を利用して特定の系列の符号の無線送信局からの伝搬路を求めることを特徴とする請求項１４に記載の無線受信装置。
16. 特定の系列の符号を利用した希望受信波以外の干渉受信波のレプリカを作成して受信波から引く際に、前記レプリカを作成する対象の干渉受信波を選択する基準として、該対象の干渉受信波の信頼度情報の確かさが大きいことを基準とすることを特徴とする請求項１５に記載の無線受信装置。
17. 請求項１５に記載の無線受信装置であって、
    受信波から特定の系列の符号の無線送信局からの希望受信波以外の他の複数の干渉受信波のレプリカを減算する際に、まず他の複数の干渉受信波の中で最も信頼度情報の確かさが大きい干渉受信波を１つだけ選択してレプリカを作成して受信波から減算し、次いで、残った干渉受信波の中で最も信頼度情報の確かさが大きい干渉受信波を選択してレプリカを作成し前記レプリカを減算した後の受信波からさらに減算する処理を、全てのレプリカを作成する対象となる干渉受信波について行うことを特徴とする無線受信装置。
18. 前記信頼度情報は、電力の大きさ又はSINR(Signal to Interference and Noise power Ratio)又はSNR(Signal to Noise power Ratio)であることを特徴とする請求項１６又は１７に記載の無線受信装置。

Images