JPH0575568A - 通信路の周波数応答の評価と限界判定を備えた時間周波数領域に多重化されたデイジタルデータをコヒレント復調するための装置 - Google Patents

通信路の周波数応答の評価と限界判定を備えた時間周波数領域に多重化されたデイジタルデータをコヒレント復調するための装置

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JPH0575568A
JPH0575568A JP4026156A JP2615692A JPH0575568A JP H0575568 A JPH0575568 A JP H0575568A JP 4026156 A JP4026156 A JP 4026156A JP 2615692 A JP2615692 A JP 2615692A JP H0575568 A JPH0575568 A JP H0575568A
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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】送信通信路に発生する雑音に関する基準要素の
判別を容易にする。 【構成】ディジタル信号が時間周波数領域に値と位置を
有する基準要素を備え、そのことは復調装置に判明して
おり、復調装置がフーリエ変換１１によっていかなると
きでも送信通信路の周波数応答を評価する手段を備え、
周波数領域から時間領域に基準要素に対応して受信した
サンプルのフーリエ変換を実行し、時間領域で変換１４
されたサンプルと矩形の時間ウインド（ｆn ）との乗算
１５を実行し、そして、乗算の後に時間領域から周波数
領域１６に得られたサンプルの逆フーリエ変換１２を実
行し、評価する手段が時間領域でサンプルの限界判定を
行う手段あるいはスレショルドを設定する手段１７を備
えて、あるスレショルド以下のサンプルを規則正しく除
去する、ように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、都会の環境下で、すな
わち、フェージング現象を生み出す多重の伝播（レーレ
ー過程：Rayleigh Process）の状態下で、そして雑音と
混信が存在する中で、移動する移動受信機によって明瞭
に受信されることを意図するディジタルデータの放送に
関する。さらに詳しくは、本発明は、複数の経路が割り
当てられた、その特性が時間によって変化する通信路で
のディジタル信号の放送に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明は、1990年11月14日出願の米国特
許第4,881,241 号に記載されるように、ＣＯＦＤＭ（Co
ding Orthogonal Frequency Division Multiplex）とし
て知られるディジタル音声放送システムに特定して適用
できるが、それだけに限定されるものではない。ディジ
タル放送のこのシステムは、通信路符号化装置と直交周
波数分割多重による変調方法とを組み合わせて用いたこ
とに基づいている。この従来技術のシステムに特有の変
調方法は、通信路の周波数選択度に関する問題を解決す
るのに用いることができる。それは、周波数時間空間ｆ
−ｔでのデータ信号のディジタル要素の構成要素の分配
を提供することにあり、また、直交搬送波を用いた周波
数の多重化による複数の並列の放送通信路でディジタル
要素の組を同時に送信することにある。特に、この形態
の変調は、データ列の２つの連続する要素が同一の周波
数で送信されることを防止することを可能とするのであ
る。
【０００３】知られた符号化方法は、概して、復調器か
らのサンプルを、レーレー過程による受信された信号の
振幅における変化の影響を吸収するよう処理することが
できるように試みる。この符号化は、好都合にも、たた
みこみによる符号化で、リード・ソロモン（Reed-Solom
on）型の符号化によってできる限り継続される。復号化
は、好都合にも、ビテルビの復号化の形態の寛大な判定
である。
【０００４】知られた方法では、符号化されたディジタ
ル要素は、さらに、レーレー過程と通信路の選択特性に
関して通信路の統計的な独立性を最大にするために時間
と周波数においてインタレース（インタリーブ）され
る。
【０００５】受信された信号の復調は微分的（遅延的）
かあるいはコヒレントである。微分復調（遅延復調）の
価値はそれの実行の簡単さと根の深いフェージング後に
それの波及効果がないことである。それがこの方法であ
り、ＣＯＦＤＭシステムの一般原理を確実なものにする
ために使用される。
【０００６】理論では、コヒレント復調は微分復調より
も雑音に対する大きな耐久性を提供し、動作において約
3dB の利得を得ることを可能とする。しかしながら、放
送のシステムが妨害される環境で移動する受信機に特定
される受信状況下では、多重化のそれぞれの搬送波に対
する位相と振幅の基準を変調信号から抽出することは特
に難しいことは明らかである。コヒレント復調の場合、
搬送波の評価での誤りは、そのために、動作特性におい
て実質的な劣化を導くことになる。このことは、搬送周
波数あるいは自動車の速度が増加するときに遭遇する根
の深いそして速いフェージングの場合に特に当てはまる
のである。
【０００７】換言すれば、コヒレント復調は、その原理
においては微分復調より良好に動作するが、搬送波復調
装置に、いかなる時点においても通信路の周波数応答を
良好に評価する能力を要求するのである。
【０００８】時間周波数多重の放送に関する1990年2 月
6 日出願の仏国特許第FR 90 01491号（1991年1 月31日
出願の米国特許第07/648,899号に対応）から知られる方
法があるが、この方法は、周波数時間空間ｆ−ｔにおい
て、送信されるべき有効な情報要素の間に値と位置の基
準要素を挿入することを提供することによってコヒレン
ト復調を可能にするものである。この方法の基本的な考
えは、位相そして（あるいは）振幅の基準パイロット周
波数として時間周波数領域に思慮深く分配されたある搬
送波を使用することで構成される。それはいわゆる、送
信されるべきデータ要素の間の予め定められた場所に挿
入され、受信時の振幅そして（あるいは）位相の基準と
して動作する。このようにして、補間によって、それぞ
れのディジタル要素に対する位相と振幅の基準を判定す
ることが可能であり、コヒレント復調を実現することが
できる。
【０００９】さらに詳しくは、通信路の応答の評価は、
すでに述べた仏国特許第FR 90 01491 号に記載されるよ
うな巡回たたみこみによってかあるいはフーリエ変換に
よって、補間の濾波によって得ることができる。この後
者の方法の利点は、等しい品質に対して、前者より少な
い数の演算を必要とすることである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
の方法は実際には満足すべき結果を提供しないことがわ
かっている。事実、通信路の応答が完全に評価された場
合には微分復調と比較してコヒレント復調の利得は理論
的には3dB であるのに、実際には0.5dB でしかない。こ
の悪い結果は、本質的に、通信路の応答の評価が大きく
雑音に影響される事実によるもので、したがって、補間
の品質に逆に影響しているのである。本発明は、この従
来技術の欠点を除去することを目的とするものである。
【００１１】さらに詳しくは、本発明の目的は、微分復
調と比較して2dB 程度の実質的な利得を有する、時間と
周波数で多重化されたディジタル信号のコヒレント復調
のための装置を提供することである。したがって、本発
明の目的は、雑音の影響が減少せしめられるそのような
装置を提供し、それによって、補間の結果を改善するこ
とである。
【００１２】本発明の特定の目的は、知られている復号
器に整合する簡単で安価であることを必要とする、そし
て、これらの復号器にすでに存在する計算手段と情報要
素を使用して、装置を提供することである。
【００１３】本発明のもう１つの目的は、送信されるべ
き信号に整合することを必要としないような装置を提供
することである。
【００１４】補足的な方法において、本発明はまた、補
足的な基準を付加することなしに受信するときに高い品
質の補間を可能とする放送方法を提案する。
【００１５】本発明の装置と方法は、好都合にも、お互
いに連結して実現される。しかしながら、それらは独立
しており、お互いに他方がなくとも使用できる。
【００１６】
【課題を解決するための手段および作用】これらの目的
は、時間周波数領域に分配されたディジタル要素によっ
て構成される形態の、そして、１組の前記ディジタル要
素によって変調され同時に放送されるＮ個の直交搬送周
波数の多重によって構成されるシンボルの形式で送信さ
れる形態のディジタル信号を、コヒレント復調するため
の装置であって、前記ディジタル信号が前記時間周波数
領域に値と位置を有する基準要素を備え、そのことは前
記復調装置に判明しており、前記復調装置がフーリエ変
換によっていかなるときでも送信通信路の周波数応答を
評価する手段を備え、周波数領域から時間領域に前記基
準要素に対応して受信したサンプルの変換を実行し、時
間領域で前記変換されたサンプルと矩形の時間ウインド
（ｆn ）との乗算を実行し、そして、前記乗算の後に時
間領域から周波数領域に得られたサンプルの逆変換を実
行し、前記評価する手段が前記時間領域で前記サンプル
の限界判定を行う手段あるいはスレショルドを設定する
手段を備えて、あるスレショルド以下のサンプルを規則
正しく除去する、前記復調装置によって達成される。
【００１７】この方法においては、低い電力で受信され
る基準要素は、つまり、その要素のほとんどが雑音で妨
害されているのだが、計算に取り込まれない。
【００１８】好都合にも、スレショルドの計算に対し
て、限界判定手段は送信通信路に影響を及ぼす雑音の電
力レベルのσ2 の値を計算に取り込んでいる。また、実
施例においては、スレショルドは 5σから 6σの範囲の
値を有する。あるいは、簡単化されて、スレショルドは
固定値であっても良い。
【００１９】好都合にも、スレショルドの計算に対し
て、限界判定手段はまた、送信通信路のパルス応答の評
価を計算に取り込んでいる。
【００２０】好ましくは、限界判定手段はウインドイン
グ手段の上位に位置せしめられるが、下位であっても良
い。
【００２１】好都合には、受信されたサンプルの変換
は、送信されるシンボルあたりＭ個の基準要素に等しい
形態の変換であり、前記時間ウインドの乗算が（Ｎ−
Ｍ）個のゼロの列とＭ個の変換された基準要素の加算に
よって簡単に達成される。
【００２２】本発明はまた、時間周波数領域に分配され
たディジタル要素によって構成される形態のディジタル
信号を、コヒレント復調するための方法であって、前記
復調方法はフーリエ変換によっていかなるときでも送信
通信路の周波数応答を評価する段階を備え、前記評価す
る段階は、周波数領域から時間領域に前記基準要素に対
応して受信したサンプルの変換を行う段階と、時間領域
で前記変換されたサンプルと矩形の時間ウインド（ｆ
n ）との乗算を行う段階と、そして、前記乗算の後に時
間領域から周波数領域に得られたサンプルの逆変換を行
う段階と、を備え、前記評価する段階は、さらに、前記
時間領域で前記サンプルの限界判定を行う段階を備え、
あるスレショルド以下のサンプルを規則正しく除去す
る、復調方法に関する。
【００２３】補足的な方法において、本発明は、時間周
波数領域に分配されたディジタル要素によって構成され
る形態の、そして、１組の前記ディジタル要素によって
変調され同時に放送されるＮ個の直交搬送周波数の多重
によって構成されるシンボルの形式で送信される形態の
ディジタル信号を、放送するための方法であって、前記
ディジタル信号が前記時間周波数領域に値と位置を有す
る基準要素を備え、そのことは前記放送方法に判明して
おり、前記放送方法が前記搬送波を送信する手段を備
え、有効な情報要素を搬送する搬送波に使用される電力
レベルより大きい電力レベルで前記基準要素を搬送する
搬送波を選択的に搬送波に割り当てる、放送方法を提供
する。
【００２４】事実、本発明の目的は、送信通信路に発生
する雑音に関する基準要素の判別を容易にすることであ
る。ゆえに、このことは受信するときにスレショルドを
設定することによってなされるばかりでなく、基準要素
の電力を増加させることによって送信するときにもなさ
れる。これらの２つの手段は明白に独立しているが、好
ましくは、それらは同時に実行される。
【００２５】
【実施例】以下でさらに詳しく記述される実施例の異な
った側面は、移動する受信機に向けて放送されるディジ
タルの音声を受信することに関する。しかしながら、本
発明による高いビットレートでのディジタル信号をコヒ
レントに復調するための装置の原理は、データ要素が時
間あるいは周波数領域で多重化されたディジタル・デー
タの形態で放送されるデータ要素が基準要素を含んでい
れば、すべての形態の受信機に適用することができるこ
とは明白である。この装置は、仏国特許第 FR 90 01491
号（1991年1 月31日に出願の米国特許第USSN07/648,899
号に対応する）に記載された方法によって送信される信
号を受信することに適用されるが、その信号に限定され
るものではない。
【００２６】ディジタル音声を放送する応用での１つの
目的は、例えば、１ステレオ放送番組当たり圧縮後のビ
ットレートが250kbits程度の周波数帯域幅8MHzでの１６
ステレオ放送番組を送信することが考えられる。これは
明らかにＣＯＦＤＭ放送方法の例である。この方法によ
れば、送信される信号は、直交するＮ個の搬送波が多重
化されて形成される変調シンボルの列によって構成され
る。搬送波の数Ｎは数個（例えば、Ｎ＝８）から数千個
（例えば、Ｎ＝２０４８）までの非常に大きい範囲で選
択することができる。ここで、１組の搬送波の周波数を
｛ｆk ｝とすると、 ｆk ＝ｋ／ｔs ，ｋ＝0 〜Ｎ-1 要素信号Ψj,k(t)（ここで、ｋ＝0 〜Ｎ-1，ｊ＝−∞〜
＋∞）の基底は、j,k (t)＝ｇk (t-jＴS) ここで、0 ≦t ≦ＴS のときｇk(t)＝ｅ2ipaifkt (pa
i=π) それ以外のときｇk(t)＝0 と定義することができる。
【００２７】さらに、送信されるデータ信号を表す、有
限のアルファベットでその値を表現する１組の複素数
｛Ｃj,k ｝を考えると、ＣＯＦＤＭ信号は次の式で表さ
れる。
【数１】
【００２８】通信路の周波数選択度の種々の問題を解決
するために、シンボル内干渉（inter-symbol jamming）
を吸収するための間隔Δ（例えば、Δ＝ts/4）の保護間
隔（guard interval）が各信号Ψj,k(t)の前に挿入され
る。tsはこれ以降信号の間隔を表す有効な信号Ｔs ＝ｔ
s ＋Δの間隔を表わし、Δは保護間隔の間隔を表す。し
たがって、送信信号は関係式、 Ψj,k(t)＝ｇk (t-jＴS) ここで、 - Δ≦t ＜tsのとき ｇk(t)＝ｅ2ipaifkt それ以外のとき ｇk(t)＝0 で定義される。通信路は関係式、 Ｙj,k ＝Ｈj,k・Ｃj,k ＋Ｎj,k ここで、Ｈj,k は周波数ｆk の jＴS 時点での通信路の
応答、Ｎj,k は複素数のガウス雑音、Ｙj,k は各時点ｊ
での各搬送波ｋで受信されるＣＯＦＤＭ信号の写像(pro
jection)後に得られるシンボル、でモデル化される。
【００２９】コヒレントな復調を可能とするために、コ
ヒレントな復調器に用いられる搬送波復調装置（carrie
r recovery device ）は通信路の応答の評価を提供する
ことができ、すべての時点ｊのすべての周波数ｋに対し
て、 Ｈj,k ＝ρj,k ・ ｅiphij,k （phi ＝φ） ここで、ρj,k は通信路の応答の振幅、φj,k は通信路
の応答の位相、である。
【００３０】それを実現する有利な方法は、位相そして
（あるいは）振幅の基準パイロット周波数として時間周
波数領域に注意深くそして同等に配置されたある搬送波
を用いることである。これは、送信される信号の２次元
的な性質によってＣＯＦＤＭ装置では実際に可能であ
る。このことは、これらの基準を挿入したことに対応す
るある時点でのある周波数に対するＨj,k の値の評価を
得ることを可能とする。したがって、すべての時点ｊＴ
S でのすべての周波数ｆk に対する通信路Ｈj, k の応答
の評価は補間濾波（interpolation filtration）によっ
て得ることができる。このディジタルの濾波は、入力信
号のたたみこみ（convolution ）の結果と濾波器のパル
スの応答の結果とによる標準の方法によってなされる。
それぞれの出力の値はそれによってその隣り合う値に重
みを付けた和に置き換えられる。
【００３１】この濾波演算を実現するもう１つの有利な
方法は、たたみこみの結果のフーリエ変換が変換の結果
に等しいことによる特性を用いたものである。この演算
は、直接の（それぞれ逆の）フーリエ変換（ＤＦＴ(dir
ect Fourier transform)）と、補間される信号のウイン
ドイング（windowing (weighting( 重み付け）))と、逆
の（それぞれ直接の）フーリエ変換（ＤＦＴ）と、を必
要とする。
【００３２】本発明は、さらに詳しくは、この第２番目
の方法に関する。事実、ＤＦＴの１つの大切な特性はた
たみこみの結果の変換が変換の結果に等しいことであ
る。したがって、この方法による実行されるべき演算の
数は、等価な出力を得るために有限のパルス応答濾波に
よる方法で必要とされる演算の数より少ないことがわか
る。のみならず、ＤＦＴを計算するための手段はすでに
存在するので、本方法はわずかな復号器の変更だけでよ
い。
【００３３】Ｒ個の搬送波毎に１つの基準搬送波の割合
（好都合に、Ｒは２の羃数である。例えば、Ｒは４〜６
４の範囲から選択される。）で基準搬送波を挿入するこ
とは、受信機が、通信路の副サンプリング（sub-sample
d ）される周波数応答の雑音を含む評価を得ることを可
能とし、ν＝ｎ・Ｒに対して、
【数２】 ここで、ｎは 0・・・・・(N-1)/R であり、R-1 は２つの基
準間の搬送波の数、で表される。したがって、有限のパ
ルス応答濾波器によって、
【数３】 の濾波された出力信号に対応する次のたたみこみの結果
を決定する必要がある。
【数４】 ここで、ν＝ｎ・Ｒであれば Ｈ'(ν) ＝Ｈ( ν) ν＝ｎ・Ｒでなければ Ｈ'(ν) ＝0 Ｆ(K- ν) は補間の低域濾波器の係数 Ｎ個の評価された標本である
【数５】 は、隣り合う標本
【数６】 の重みを付けた和によって得られる。Ｈ'(ν) （周波数
領域での通信路の応答）とＦ( ν) （周波数領域での濾
波器の応答）のＮ個の要素列を与えると、それぞれの逆
フーリエ変換はｈ'(n)とｆ(n) であり、巡回たたみこみ
【数４】の変換は次のように書くことができる。
【数７】 ここで、
【数８】 はＨ(k) のＮ個の要素のＤＦＴ-1 ｈ'(n)はＨ'(k)のＮ個の要素のＤＦＴ-1 ｆ(n) はＦ(k) のＮ個の要素のＤＦＴ-1 したがって、補間のこの方法は次の３つの連続する演算
を必要とする。・ Ｈ'(k)とＦ(k) の値からｈ'(n)とｆ
(n) の値を得るための逆ＤＦＴ（周波数領域から時間領
域への遷移）と、・ ｈ'(n)にｆ(n) を掛けた結果と、
・
【数９】 から
【数１０】 を得るための直接ＤＦＴ（時間領域から周波数領域への
遷移）。ＤＦＴ演算を容易に実行するために、Ｎは２の
羃数（例えば、Ｎ＝512 ）を選択することが望ましい。
【００３４】図１は、このような、通信路の応答を評価
する手段を実現する復調器のダイアグラムを示す。受信
されてサンプリングされる信号ｙn は、周波数領域で次
のサンプルを生成する直接フーリエ変換（ＤＦＴ）によ
って、一般的な方法で復調される。Ｙk ＝Ｈk ・Ｃk ＋
Ｎk ここで、ｋは0 からN-1 で変化する。最終的
なサンプル
【数１１】 は、モジュール１２において、通信路の周波数応答の評
価
【数１２】 での値Ｙk の写像によって得られる。この周波数応答の
補間は次のようにして得られる。モジュール１３は、す
べてのサンプルＹk の基準要素に対応するＭ＝Ｎ／Ｒ個
のサンプル
【数１３】 の抽出と、
【数１４】 の列に応じたＮ個の要素を得るために、これらの基準の
間に（Ｎ−Ｎ／Ｒ）個のゼロ仮想要素の挿入とを行う。
Ｎ個の要素の逆変換１４は、通信路の周波数応答の副サ
ンプリング
【数１５】 の時間領域での補間に対応する値ｈ'nの時間領域を得る
ために用いられる。より正確には、ＤＦＴ-1１４の後に
得られるｈ'nのＮ個の値の列は通信路のパルス応答の評
価を構成する。もし、雑音を計算に入れないで、ｈ(n)
がＨ(k) のＮ個の要素で計算される逆変換を指定して使
用されれば、Ｈ’(k) の逆ＤＦＴから得られるｈ'(n)は
次のように表される。 ｈ'(n)＝ｈ(n) ＋ｈ(n+N/R) ＋ｈ(n+(2N/R))＋・・・・＋ｈ(n+(R-1)N/R) ここで、指標はＮの剰余に基づく。
【００３５】図２Ａおよび図２Ｂはそれぞれ、通信路ｈ
(n) （すべての搬送波が基準搬送波であると仮定した場
合に対応する）と通信路ｈ'(n)（通信路の周波数応答の
副サンプリングに対応する。すなわち、Ｒ個の搬送波毎
に１つの基準搬送波を用いたことに対応する）とのパル
ス応答の評価の２つの例を示す。図２Ｂにおいて、基準
要素の間にゼロ仮想要素を挿入したことがパルス応答の
反復を残す結果となったことがよくわかる。図２Ａのそ
れに対応する評価５２を得るために、つまり、部分５２
を除去するために、時間領域のウインドイング演算を行
う必要がある。異なるエコーの広がりΔτmax が次の式
を満足すれば、そして満足するだけで、通信路のパルス
応答の評価ｈ'(n)は重複を示さないことがわかる。 Δτmax ≦ＮＴ／Ｒ＝ｔs ／Ｒ ここで、Ｔはサン
プリング間隔 このことは、信号のサンプリングに対する通常のシャノ
ンの基準に対応しており、したがって、そのフーリエ変
換が非対称である複素数の信号のような特定の場合に適
用される。ゆえに、次の式で定義される重みづけウイン
ドｆ(n) １５を適用することが必要である。 ｆ(n) ＝１ ここで、ｎは 0,・・・・・,(N/R-1) ｆ(n) ＝０ ここで、ｎは N/R,・・・・・,N-1 ウインド１５によって与えられるＮ個のサンプルは、周
波数領域での通信路の応答の評価
【数１６】 を与えるＮ個の点での離散フーリエ変換（discrete Fou
riertransform）１６によって変換される。
【００３６】もう１つの方法では、抽出モジュール１３
によって抽出されるサンプル
【数１７】 の間にゼロサンプルを挿入しないことが可能である。こ
の場合、モジュール１４はＮ／Ｒ点でのみ逆フーリエ変
換を実行する。この第２の方法は、より少ない数の演算
しか必要としない利点を有する。さらにこの場合、ウイ
ンドイング１５は、Ｎ−Ｎ／Ｒ個のゼロサンプルの列と
Ｎ／Ｒ個の項ｈ'nの加算に対応する。ＤＦＴを実行する
前の矩形の時間的なウインドの信号ｈ'nへの適用は周波
数領域における信号の完全なサンプリング（もしシャノ
ンの条件に合致すれば）と解釈されるであろう。このよ
うにして、Ｎ／ＲからＮまで補足的なゼロサンプルでそ
れを考えて、記録の期間を増加させることによって、よ
り繊細なスペクトルによる分析が得られる。
【００３７】本実施例によれば、この第２の方法を採用
することによって演算の数を限定するか、あるいは、こ
こで示された第１の方法の実行において標準的なＤＦＴ
形式を使用するかは選択可能である。最後に、ＤＦＴ-1
変換とＤＦＴ変換の順序を逆にすることができることは
明白である。モジュール１４が直接変換を実行し、モジ
ュール１６が逆変換を実行することも可能である。
【００３８】図３は、実際に得られた通信路のパルス応
答の評価の例である。これにより、漸次小さくなってい
るＮ／Ｒ個の複素数値の表を得る。この表は、中央に置
かれた複素数のガウス雑音が付加されたＭ個の別個の線
分を有する。したがって、この通信路の応答の評価は高
い雑音を含み、このことは補間の品質を低下させる。通
信路の応答が完全に評価されるとき、理論的な復調に関
してのコヒレント復調に対する利得は理論的には 3dBで
あるが、実際には、0.5dB の範囲である。
【００３９】本発明の本質的な特徴によれば、通信路の
パルス応答は雑音の影響を制限するように処理される。
このため、モジュール１７が提供され、この応答を限界
判定(threshold) する。このモジュールはあるスレショ
ルド以下でのサンプル毎の規則的な除去を提供する。以
下で詳細に述べられるように、このスレショルドは固定
的なものであってもよいし、あるいは適応するものであ
ってもよい。事実、雑音レベル２２以下のすべての線分
２１はまったく利用されていないことがわかる。本発明
は、したがって、この信号にスレショルド２３を設定
し、その絶対値がこのスレショルド以下のすべての信号
は除去し、それによって、通常の線分２４A 、２４B 、
および２４C だけが保持される。
【００４０】限界判定は、好都合にも、とりわけ上述の
第２の方法の場合にウインドイング演算の前に行われ
る。事実、処理されるべきサンプルがより少ない。しか
しながら、それはまた、ウインドイングの演算と直接変
換の演算の間でなされる。この方法は、ＣＯＦＤＭの形
態の信号で特に良く機能する。事実、有益な情報は比較
的に減少した数の線分に分布されている。ゆえに、それ
の高い部分はスレショルドより大きく、そして保持され
る。対照してみると、雑音の本質的な部分は除去され
る。好都合にも、いろんなスレショルドが選択され、と
りわけ雑音のレベルの関数として選択される。
【００４１】図４は、本発明の実施例によるこのような
スレショルド判定手段のブロック構成図を示す。限界判
定演算１７は、種々のスレショルド３２の関数としてサ
ンプルｈ'nに基づいてなされる。計算モジュール３３
は、評価モジュール３４によって与えられる雑音電力の
評価σ2 を計算に取り込み、スレショルドの値を決定す
る。ＣＯＦＤＭの復号器においては、このσ2 の情報は
すでに利用されていることに注意しなければならない。
ゆえに、本発明の装置はいかなる目立った処理手段も要
求されないが、その手段がＤＦＴの計算のためのあるい
はσ2 の評価のためのいずれのものであろうと、各復号
器に存在するその手段と情報要素を活用するのである。
この評価は、例えば、1988年11月18日に出願の仏国特許
第FR 88 15216 号（1989年11月20日に出願の米国特許第
07/439,275号に対応）に記載された、シンボル周期の間
の信号が存在しないときを利用して雑音のスペクトルに
よる分析を実行する方法によって得ることができる。
【００４２】以下に記述される実施例では、最適のスレ
ショルドは 5σと 6σの間であることが観測されてい
る。ここでσは雑音の標準偏差である。スレショルド計
算モジュール３３はまた、通信路のパルス応答の評価を
計算に取り入れることができ、特に、意義のある線分の
数の評価を取り入れる。事実、より多くの線分が存在す
れば、電力の分布もより大きい。この情報要素はパルス
応答の評価のためにモジュール３５によって与えられ
る。繰り返すと、モジュール３５は、ＣＯＦＤＭの復号
器にすでに存在しており、同期をとるために使用されて
いる。限界判定モジュール１７は、例えば、コンパレー
タかあるいはバイアス回路であってもよい。
【００４３】他の多くの構成が簡単に実行されるであろ
う。したがって、上述された手段に決定モジュールを付
加することもでき、スレショルドがある基準値を超えた
ときのみ限界判定演算を実行することができる。”限界
のσ(critical σ) ”の約５倍のつまりσS に等しい調
整できない固定的なスレショルドを選択することもでき
る。この場合、σS は、例えば、約１０-4のＢＥＲ（２
進誤り率：binary error rate ）に対応する雑音電力レ
ベルの特性を表す。
【００４４】ここで、図５を参照して、本発明による装
置によって得られる数値的な結果を記述する。この例で
は、ＣＯＦＤＭ変調技術が使用される。多重化の搬送波
の数Ｎは５１２である。それぞれがＴS ＝80μｓの長さ
のシンボルは有効な間隔ｔs ＝64μｓを有する。それぞ
れの搬送波は４相で位相変調される。Ｒ個の搬送波毎に
１つの基準が使用されれば、通信路の応答での情報は、
Δｔmax ＜ｔs ／Ｒであるかぎり維持されることが知ら
れている。ここで、Δｔmaxは通信路のパルス応答の最
大の広がりである。このパルス応答は次の式を有する指
数関数分布によってモデル化される。 Ｐ（ｔ）＝（１／ｔ0 ）ｅ- t/t0 ただし、ｔ≧０ ここで、ｔ0 は遅延の平均と標準偏差
【００４５】
【発明の効果】図５は、遅延ｔ0 の標準偏差が１μｓに
等しい場合の３つの形態の復調を比較している。 ・ 微分復調・・・４１ ・ ４搬送波毎に１つの基準でコヒレント復調・・・４
２ ・ ８搬送波毎に１つの基準でコヒレント復調・・・４
３ これらの曲線は搬送波の挿入による電力効率（10log1/
R）での損失を計算に入れている（曲線はＮ0 での有効
ビット当たりのエネルギーで表す）。微分復調と比較す
ると、本発明の装置によって1.6dB （Ｒ＝４のとき）か
ら2dB （Ｒ＝８のとき）の範囲の利得を得ることがわか
る。換言すると、補間の前の通信路のパルス応答の評価
での雑音を処理することが、通信路の完全な評価による
コヒレント復調で得られる曲線での約１dBの利得の結果
を達成することを可能とするのである。本発明による装
置は、さらにまた、各搬送波の群の状態の数が増加する
ときにも期待されることは明らかである。本発明は放送
の改善された方法を提案するほかに、さらに、コヒレン
トな復調を容易にすることを可能とする。基準要素を雑
音から明確に区別する必要性は十分理解されている。こ
の結論を得るために使用されるもう１つの方法は、送信
するときに、情報を運ぶ搬送波に対して基準搬送波の電
力を増加させることである。基準搬送波の数Ｍ＝Ｎ／Ｒ
は全体の数Ｎと比較して少ないので、システムの電力効
率の入力時の減衰はわずかである。例えば、これらの基
準搬送波は他の搬送波に比較して1.2 〜2 倍の電力の電
力レベルを有しても良い。本質的に、本発明による放送
の方法と復調装置は、復調することの品質のさらなる改
善が同時に実現されであろう。それらはまた、個々に使
用されることもできるのである。
【００４６】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による、フーリエ変換とサンプルの限界
判定の演算を行う、コヒレント復調装置の限界判定手段
のブロック図。
【図２Ａ】すべての搬送波が基準搬送波と仮定したとき
の通信路のパルス応答の理論上の評価の例。
【図２Ｂ】Ｒ個の搬送波毎に１つの基準搬送波を挿入し
た場合の通信路のパルス応答の理論上の評価の例。
【図３】本発明の限界判定手段を実行しない装置の場合
に実際に得られた通信路のパルス応答の評価の例。
【図４】スレショルドが雑音レベルと送信通信路のパル
ス応答に依存する場合の図１に示されるような装置のス
レショルド設定手段のブロック図。
【図５】微分復調の場合と、コヒレント復調で４個の搬
送波毎に１つの基準要素を挿入した場合と、コヒレント
復調で８個の搬送波毎に１つの基準要素を挿入した場合
とでの結果の比較。
【符号の説明】
１１、１６ ＤＦＴ １４ ＤＦＴ-1 １２ 写像 １３ Ｎ／Ｒ個のサンプルの抽出 １５ 重みづけ １７ 限界判定
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 592042314 テレデイフユージヨン ドウ フランス ＴＥＬＥＤＩＦＦＵＳＩＯＮ ＤＥ ＦＲ ＡＮＣＥ フランス国，92542 モントロー セデ ビーピー 518，ルー バルベ 21−27番 地 (72)発明者 ダミアン カステレ フランス国， 35000 レネ， スクワー ル アラン フエルジエン 17番地， レ ジデンス シエジイ （アペペテ 102） (72)発明者 ジヤン−フランソワ エラル フランス国， 35700 レネ， リユ シ ヤルル デマンジエ ５番地 (72)発明者 ベルナール レ フロス フランス国， 35000 レネ， リユ デ ラ モネ 22番地 (72)発明者 ジヤン−クリストフ ロール フランス国， 35700 レネ， リユ ジ ヤン ギユイエン 36番地

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 時間周波数領域に分配されたディジタル
    要素によって構成される形態の、そして、１組の前記デ
    ィジタル要素によって変調され同時に放送されるＮ個の
    直交搬送周波数の多重によって構成されるシンボルの形
    式で送信される形態のディジタル信号を、コヒレント復
    調（同期復調）するための装置であって、 前記ディジタル信号が前記時間周波数領域に値と位置を
    有する基準要素を備え、そのことは前記復調装置に判明
    しており、 前記復調装置がフーリエ変換によっていかなるときでも
    送信通信路の周波数応答を評価する手段を備え、周波数
    領域から時間領域に前記基準要素に対応して受信したサ
    ンプルの変換を実行し、時間領域で前記変換されたサン
    プルと矩形の時間ウインド（ｆn ）との乗算を実行し、
    そして、前記乗算の後に時間領域から周波数領域に得ら
    れたサンプルの逆変換を実行し、 前記評価する手段が前記時間領域で前記サンプルの限界
    判定を行う手段を備えて、あるスレショルド以下のサン
    プルを規則正しく除去する、 ことを特徴とする復調装置。
  2. 【請求項２】 前記スレショルドを計算するために前記
    限界判定手段が前記送信通信路に影響を及ぼす雑音の電
    力レベルの標準偏差σ2 の値を計算に取り入れる、請求
    項１に記載の復調装置。
  3. 【請求項３】 前記スレショルドが５σから６σの範囲
    の値を有する、請求項２に記載の復調装置。
  4. 【請求項４】 前記スレショルドを計算するために前記
    限界判定手段が前記送信通信路のパルス応答の評価を計
    算に取り入れる、請求項２〜３のいずれかに記載の復調
    装置。
  5. 【請求項５】 前記スレショルドが固定である、請求項
    １に記載の復調装置。
  6. 【請求項６】 前記限界限定手段が前記ウインドの乗算
    の上位に位置する、請求項１に記載の復調装置。
  7. 【請求項７】 受信されたサンプルの前記変換が送信さ
    れるシンボルあたりＭ個の基準要素に等しい形態の変換
    であり、前記時間ウインドの乗算が（Ｎ−Ｍ）個のゼロ
    の列とＭ個の変換された基準要素の加算によって簡単に
    達成される、請求項１に記載の復調装置。
  8. 【請求項８】 時間周波数領域に分配されたディジタル
    要素によって構成される形態の、そして、１組の前記デ
    ィジタル要素によって変調され同時に放送されるＮ個の
    直交搬送周波数の多重によって構成されるシンボルの形
    式で送信される形態のディジタル信号を、コヒレント復
    調するための方法であって、 前記ディジタル信号が前記時間周波数領域に値と位置を
    有する基準要素を備え、そのことは前記復調方法に判明
    しており、 前記復調方法はフーリエ変換によっていかなるときでも
    送信通信路の周波数応答を評価する段階を備え、前記評
    価する段階は、 周波数領域から時間領域に前記基準要素に対応して受信
    したサンプルの変換を行う段階と、 時間領域で前記変換されたサンプルと矩形の時間ウイン
    ド（ｆn ）との乗算を行う段階と、 そして、前記乗算の後に時間領域から周波数領域に得ら
    れたサンプルの逆変換を行う段階と、 を備え、 前記評価する段階は、さらに、前記時間領域で前記サン
    プルの限界判定を行う段階を備え、あるスレショルド以
    下のサンプルを規則正しく除去する、 ことを特徴とする復調方法。
  9. 【請求項９】 時間周波数領域に分配されたディジタル
    要素によって構成される形態の、そして、１組の前記デ
    ィジタル要素によって変調され同時に放送されるＮ個の
    直交搬送周波数の多重によって構成されるシンボルの形
    式で送信される形態のディジタル信号を、放送するため
    の方法であって、 前記ディジタル信号が前記時間周波数領域に値と位置を
    有する基準要素を備え、そのことは前記放送方法に判明
    しており、 前記放送方法が前記搬送波を送信する手段を備え、有効
    な情報要素を搬送する搬送波に使用される電力レベルよ
    り大きい電力レベルで前記基準要素を搬送する搬送波を
    選択的に搬送波に割り当てる、 ことを特徴とする放送方法。
  10. 【請求項１０】 請求項９に記載の放送方法を実行する
    ディジタル信号の送信機。
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