DE69631151T2

DE69631151T2 - Mehrträgermodulation

Info

Publication number: DE69631151T2
Application number: DE69631151T
Authority: DE
Inventors: Wolsey John COOK; Howard Robert KIRKBY
Original assignee: British Telecommunications PLC
Current assignee: British Telecommunications PLC
Priority date: 1995-10-05
Filing date: 1996-10-07
Publication date: 2004-09-09
Anticipated expiration: 2016-10-08
Also published as: CA2233303C; DE69631151D1; WO1997013350A1; JP3852950B2; EP0853853A1; EP0853853B1; CA2233303A1; AU721218B2; AU7221696A; US6292462B1; JPH11512907A

Description

Diese Anmeldung betrifft Mehrträger-Modulationsmethoden, die dazu dienen, Informationen über einen Kommunikationskanal zu transportieren, indem die Information auf eine Anzahl von Trägern moduliert wird, die typischerweise als Unterkanäle bekannt sind.
Von besonderem Interesse sind diskrete Systeme, in denen aufeinander folgende Zeitabschnitte („Symbole") des Trägers jeweils dazu dienen, ein Stück Information zu übertragen, statt einen Träger mit einem kontinuierlich variablen Informationssignal zu modulieren; das heißt, die Information variiert nicht während des Verlaufs eines Symbols.
Von höchstem praktischen Interesse ist die Situation, in der die Information in digitaler Form gesendet werden soll, sodass jedes Symbol dazu dient, eine Anzahl von Bits zu transportieren, aber dies ist nicht prinzipiell notwendig und es können abgetastete Analogsignale gesendet werden – das heißt, das Informätionssignal ist zeitlich quantisiert, aber es kann in der Amplitude quantisiert sein oder nicht.
Quadraturmodulation kann, wenn gewünscht, verwendet werden, wobei sowohl Phase als auch Amplitude des Trägers variiert werden, oder (was auf dasselbe hinausläuft) zwei Träger mit der gleichen Frequenz, aber mit 90° Phasendrehung jeweils unabhängig moduliert werden können. Ein „Mehrträger-Symbol" kann folglich aus einem Zeitabschnitt bestehen, während dem (angenommen) 256 Träger mit verschiedenen Frequenzen plus 256 Träger bei dem gleichen Satz von Frequenzen, aber mit 90° Phasendrehung übertragen werden. Für digitale Übertragung können auf diese Träger bis zu 512 Gruppen von Bits moduliert werden. Normalerweise stehen die Träger zueinander in harmonischer Beziehung, indem sie ganzzahlige Vielfache der Symbolrate sind. Diese Form der Modulation ist besonders für die Verwendung in Übertragungsstrecken mit schlechter Qualität attraktiv, da die Anzahl von Bits, die jedem Träger zugeordnet werden, auf die Merkmale der Strecke zugeschnitten werden können, und es können tatsächlich Träger in Teilen des Frequenzspektrums, in denen die Qualität besonders schlecht ist, ausgelassen werden.
Die Anzahl der Bits, die auf jedem Unterkanal gesendet werden, kann, wenn gewünscht, adaptiv in Abhängigkeit des Signal- und Rauschpegels in jedem Unterkanal variiert werden. Dies kann ein besonderer Vorteil für Übertragungsstrecken sein, die unter Übersprechen oder Störungen der Funkfrequenz leiden, da sich das System automatisch anpassen kann, um Bereiche des Frequenzspektrums zu vermeiden, die für die Datenübertragung ungeeignet sind.
Mehrträgermodulation wurde für die Verwendung in Verbindungen mit Kupferkabelpaaren in einer Form genormt, die als diskrete Mehrton(DMT)-Modulation bekannt ist. Dies ist in der technischen Literatur (siehe z. B. „Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea whose time has come", J. A. C. Bingham, IEEE Comms. Magazine, May 1990 pp. 5–14) und in einem ANSI-Normentwurf (T1E1.4/94-007) für eine asymmetrische digitale Technik für die Teilnehmeranschlussleitung beschrieben. Es ist auch für die Verwendung auf kürzeren Strecken bei höheren Raten, als in der Norm angegeben, von Interesse.
Die Systeme, auf die sich oben bezogen wurde, können einfach aufeinander folgende Symbole kontinuierlich auf die Leitung ausgeben, wie in der 1A illustriert ist; der Effekt der Modulation auf das Frequenzspektrum des Ausgangs ist der eines Rechteckfensters und verursacht eine Aufspreizung der Energie des Unterkanals (nach der sinc-Funktion) in Bereiche, die von benachbarten Unterkanälen besetzt sind. Wenn jedoch die Träger in harmonischer Beziehung zum Reziproken der Zeitdauern des Empfängerfensters stehen, liegen die Nulldurchgänge der sinc-Funktion bei den benachbarten Trägerfrequenzen und Übersprechen zwischen den Unterkanälen wird vermieden.
Li und Stette (Renyuan Li and Gunnar Stette, „Waveform Shapes MCM for Digital Microwave Radio", Proc. Int. Conf. on Communications 18–22 June 1995, pp 1695–1699) diskutiert verschiedene Typen von Mehrträgersystemen, einschließlich der sogenannten orthogonalen Mehrträgermodulationssysteme mit geformtem Signalverlauf, bei dem die übertragenen Träger zum Formen des Signalverlaufs mit einem zeitlich begrenzten Fenster multipliziert werden, dessen Länge die Dauer der Rahmen des Mehrträgersignals ist. Gewöhnlich wird ein Kosinus-Fenster verwendet.
Fliege (siehe Norbert H. Fliege, „Orthogonal Multiple Carrier Data Transmission", European Transactions on Telecommunications and Related Technologies, vol.3, May 1992, Milano, pp 255–264) verwendet andererseits kein solches Fenstern, sondern verbindet die Idee der Datenübertragung unter essentieller Verwendung des Algorithmus der diskreten Fourier-Transformation (DFT) mit der Idee von überlappenden, aber orthogonal abgetasteten mehrfachen Kanälen zur Datenübertragung und der Idee der Signalverarbeitung von unterteilten Bändern mittels Filterbanken.
Von Bedeutung für die Übertragung mit diesem Modulationstyp über Kabel, wie etwa verdrillte Kupferleitungspaare, ist der Einfluss von schmalbandigen Störungen, insbesondere bei der Verwendung einer großen Gesamtbandbreite (z. B. bis zu 10 MHz). Z. B. können Kabelenden zu häuslichen Räumlichkeiten Störungen von nahe gelegenen Amateurfunkstationen einfangen (im vereinigten Königreich gibt es drei Amateurfunkbänder im Bereich 1–10 MHz). Von gleicher Bedeutung ist die Aussendung von Störungen durch die Mehrträgerübertragung.
Wie oben erwähnt können diese Probleme verringert werden, indem die Unterkanäle nicht verwendet werden, die auf Frequenzen liegen, von denen bekannt ist, dass sie in einem Band liegen, auf dem Probleme dieser Art auftreten, oder erwartet wird, dass sie auftreten. Die erreichte Verbesserung ist jedoch begrenzt, weil es wegen der oben erwähnten Aufspreizung immer noch etwas Strahlung aus außerhalb des Bandes liegenden Unterkanälen in dem Band gibt, und ähnlich müssen Empfänger, die diese aneinandergrenzenden Kanäle dekodieren, diese Energie aufnehmen und nehmen folglich einige Störungen aus dem betreffenden Band auf. Die sinc-Funktion impliziert, dass der Flankenabfall der Amplitude, wenn man sich vom Träger wegbewegt, proportional zu dem Reziproken des Frequenzabstands zum Träger ist.
Ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung, zumindest in bestimmten Ausführungen, ist es, dieses Problem zu verringern. Aspekte der Erfindung sind in den Ansprüchen dargelegt.
Einige Ausführungen der Erfindung werden nun als Beispiel mit Bezug auf die Zeichnungen im Anhang beschrieben, in denen
2 ein Blockdiagramm eines bekannten Senders ist;
3 ein Blockdiagramm eines Senders nach einer Ausführung der Erfindung ist;
4 grafisch einige Signalverläufe der Fensterfunktion zeigt, die in der Vorrichtung nach 3 verwendet werden;
5 ein Blockdiagramm eines Empfängers zur Verwendung mit dem Sender in 3 ist;
6 einen bekannten Sender darstellt, der Fourier-Transformationsmethoden verwendet; und
7 ein Blockdiagramm eines Senders nach der zweiten Ausführung der Erfindung ist.
Mehrträgermodulationssysteme können durch Verwenden einer parallelen Bank von Modulatoren (in dem Sender) oder Demodulatoren (in dem Empfänger) realisiert werden. Alternativ (und vorzugsweise) können moderne digitale Signalverarbeitungsmethoden verwendet werden, indem eine inverse Fast-Fourier-Transformation verwendet wird, um die zu übertragenden Daten vom Frequenzbereich in der Zeitbereich zu transformieren. Das parallele Verfahren wird jedoch zuerst beschrieben.
2 zeigt einen Sender für ein konventionelles System mit vier Unterkanälen (obwohl der Praxis mehr benutzt würden) . Ein Taktgenerator 1 erzeugt Symbolratenpulse Φ_s (1B) mit einer Frequenz f (Periodendauer T = 1/f) und ebenso einen sinusförmigen Referenzausgang bei dieser Frequenz (das heißt, sin 2 πft), während vier Trägeroszillatoren 2–5 gleichphasige und um 90° phasenverdrehte Träger erzeugen, die mit dem Referenzsinus z. B. bei 4f, 5f, 6f und 7f verrastet sind: das heißt
sin 8πft cos 8πft
sin 10πft cos 10πft
sin 14πft cos 12πft
sin 14πft cos 14πft
Alle diese neuen Signale sind synchron und können in der Praxis durch einen Frequenzgenerator erzeugt werden; zur Verdeutlichung sind separate Oszillatoren gezeigt. Zu übertragende digitale Daten werden am Eingang 6 empfangen und in ein Register 7 geladen, das von den Symbolratenpulsen Φ_s gesteuert wird, sodass eine Gruppe von Bits während der Dauer eines Mehrträgersymbols verfügbar ist. Die zwei Ausgänge jedes Oszillators 2, 3, 4, 5 sind mit einem Paar von Modulatoren 21, 22, 31, 32 usw. verbunden. Für jeden Modulator wird angenommen, dass er eine zugeteilte Anzahl von Bits von dem Register 7 empfängt, sodass die Amplitude seines Ausgangs proportional zu einem digitalen Wert ist, der durch diese Bits dargestellt wird; wie jedoch oben schon erwähnt können ihnen ebensogut abgetastete Analogsignale zugeführt werden.
Die Ausgänge der acht Modulatoren werden in einem Addierer 8 zusammenaddiert, um ein Mehrträgersymbol zu bilden, und werden dann an einen Ausgang 10 weitergegeben.
Obwohl kein Fenster explizit angewendet wird, bedeutet die Tatsache, dass die Daten in Intervallen von T wechseln, dass das Signal von Rechteckfenstern implizit in aufeinander folgende Symbolperioden unterteilt wird. Es sei bemerkt, dass das Frequenzspektrum wegen des Rechteckfensters
ist, wobei τ die Zeitdauer des Fensters und Δf die Frequenzabweichung von der Nennträgerfrequenz ist.
3 zeigt einen Sender nach einer ersten Ausführung der Erfindung. Er hat wieder einen Taktgenerator 1, um die Symbolpulse Φ_s zu erzeugen, die vier Oszillatoren 2–5, die acht Modulatoren 21, 22, 31, 32 usw., die Register 7 und den Ausgang 10.
Der erste Unterschied zu 2 ist, dass eine andere Fensterfunktion verwendet wird. Diese ist ein halber Kosinus, das heißt, bezogen auf einen zeitlichen Ursprung im Zentrum =cos (πt/T) |t| < T/2 =0 |t| > T/2
Natürlich wird diese Fensterfunktion wiederholt erzeugt (wie in 1C gezeigt)und kann als W = |sin(πft)| ausgedrückt werden, wobei die Zeit vom Beginn des Fensters an gemessen wird.
Man beachte, dass es nicht erforderlich ist, dass sie mit den Trägern in Phase ist; es ist jedoch erforderlich, dass zu Beginn des Fensters die „sin"-Träger alle die gleiche Phase haben (oder gegenphasig sind) und die „cos"-Träger ebenso an diesem Punkt zueinander die gleiche Phase haben.
Diese Form der Fensterfunktion hat ein Frequenzspektrum von
Die Fensterfunktion wird explizit aus dem Sinus erzeugt, indem die Größe der Amplitude genommen wird, z. B. mit einem Vollwellengleichrichter 100.
Während diese einen breiteren zentralen Spitzenwert hat, hat sie einen steileren Flankenabfall, wenn man sich von der Mittenfrequenz des Trägers entfernt.
Obwohl dieses Fenster die spektralen Merkmale des Signals verbessert, resultiert dies unglücklicherweise in Übersprechen zwischen einzelnen Unterkanälen innerhalb eines Symbols – zum Beispiel zwischen den modulierten Trägern sin 8πft und cos 10πft.
Wir haben herausgefunden, dass dieses Übersprechen verringert werden kann, indem die Kennlinie der verwendeten Fensterfunktion verschoben wird, die auf wechselnde sin-Träger zu einem Zeitpunkt T/2 angewendet wird.
Derselbe Behelf funktioniert natürlich auch für die Kosinus-Träger, aber um Übersprechen zwischen (beispielsweise) dem sin 8 πft- und dem cos 10 πft-Unterkanal zu vermeiden, wird folgendermaßen vorgegangen:

(a) für Träger bei Frequenzen, die ein geradzahliges Vielfaches der Grundfrequenz f sind, wird das verschobene Fenster nur auf den Kosinus-Träger angewendet;
(b) für Träger bei Frequenzen, wie ein ungeradzahliges Vielfaches der Grundfrequenz f sind, wird das verschobene Fenstern nur auf die Sinus-Träger angewendet.

An diese Aussage ist auch gültig, wenn die Worte „geradzahlig" und „ungeradzahlig" vertauscht werden.
In 3 werden die Ausgänge der Modulatoren 21, 32, 41, 52 an einen ersten Addierer 81 geliefert und die Ausgänge der Modulatoren 22, 31, 42, 51 werden an einen zweiten Addierer 82 weitergeleitet.
Der Ausgang des Addierers 81 wird in einem Modulator 91 mit der Fensterfunktion W multipliziert, während der Ausgang des Addierers 82 in einem Modulator 92 mit der Fensterfunktion W multipliziert wird. Die Fensterfunktion für den Modulator 92 muss um T/2 verzögert sein. In der Anordnung in 3 müssen die relevanten Daten auch zeitlich verschoben werden, um mit dem verschobenen Fenster ausgerichtet zu sein; und auch die Träger müssen verschoben werden, um die erforderliche Phasenbeziehung aufrechtzuerhalten. Folglich ist der Ausgang des Modulators 92 um T/2 (=1/2f) in einer Verzögerungsleitung 101 verzögert, wodurch sich effektiv alle drei Größen verzögern. Die Ausgänge des Modulators 91 und der Verzögerungsleitung 101 werden in einem Addierer 102 addiert und die Summe an einen Ausgang 10 geliefert.
Als ein Ergebnis dieses Prozesses ist das erhaltene Ausgangssignal die Summe von acht Komponenten, wie in 4 gezeigt ist, wo acht Fensterfunktionen zu sehen sind, die jeweils mit der Frequenz und der Phase der Trägerkomponenten bezeichnet sind, durch die sie moduliert werden. Man beachte, dass sin und cos in dieser Figur sich auf Zeitreferenzen zu Beginn eines der relevanten Fenster beziehen; in einem Funkfrequenzsystem, in dem positive und negative Frequenzen scharf begrenzt sind, kann allen Trägern eine beliebige Phasenverschiebung gegeben werden, vorausgesetzt, dass dies der gleiche Phasenwinkel für jeden Träger ist.
Der Inhalt des erzeugten Signals kann für eine verallgemeinerte Anzahl von Trägern mathematisch ausgedrückt werden als:
wobei a(n_i) = d₁·|sin(πft)|·sin(2πn_ift + Ψ)| + d₄·|cos(πft)|·cos(2 πn_ift + Ψ)|
b(m_j) = d₃·|cos(πft)|·sin(2πm_jft + Ψ)| + d₄·|sin(πft)|·cos(2πm_jft + Ψ)|
n_i (i = 1, .. I) ein Satz von jeweils verschiedenen ungeradzahligen positiven ganzen Zahlen sind
m_j (j = 1, ..J) ein Satz von jeweils verschiedenen geradzahligen positiven ganzen Zahlen größer als 1 sind.
f ist eine Grundfrequenz
Ψ ist ein konstanter Phasenwert
t ist die Zeit
I ist die Anzahl von Trägerfrequenzen mit einer Frequenz, die ein ungeradzahliges Vielfaches der Grundfrequenz f ist;
J ist die Anzahl von Trägerfrequenzen mit einer Frequenz, die ein geradzahliges Vielfaches der Grundfrequenz f ist;
d₁, d₂, d₃ und da sind zu übertragende Werte, wobei diese Datenwerte für verschiedene Trägerfrequenzen und verschiedene Symbole verschieden sein können, wobei ein Symbol für d₁ und d₂ die Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Nullwerten von sin(πft) und für d₃ und d₄ aufeinander folgende Nullwerten von cos(πft) ist.
Man beachte, dass jedoch einige dieser Komponenten ausgelassen werden können – zum Beispiel alle Kosinus-Terme.
Wenn dies bevorzugt wird, können die verwendeten Frequenzen, statt ganzzahliger Vielfacher von f zu sein, einem Frequenzoffset unterworfen sein. Folglich können n_i und m_j in den Beziehungen oben durch (n_i + Φ) und (m_j + Φ) ersetzt werden, wobei Φ ein konstanter Verschiebungswert ist. In einem Funkfrequenzsystem, in dem positive und negative Frequenzen scharf begrenzt sind, kann Φ jeden Wert annehmen, aber in Basisbandsystemen wird die Orthogonalität nicht aufrechterhalten, außer wenn Φ = 0 oder Φ = ½ ist.
Für das obige m_j wird angegeben, dass es größer als 1 ist; wenn jedoch Φ = 0, kann auch ein Gleichstromterm d₅ |sin πft| oder d₅ |cos πft| addiert werden (aber natürlich nicht beide), wobei d₅ Datenwerte sind, die für verschiedene Symbole verschieden sein können (wobei ein Symbol in der Periode zwischen aufeinanderfolgenden Nullwerten von sin πft beziehungsweise von cos πft liegt). Wenn Φ = 0 ist, kann Ψ die Werte 0, π/2, π, oder 3π/2 haben.
Wenn Φ = ½ ist, dann kann der Satz von m_j Null einschließen. Φ kann die Werte π/4, 3π/4, 5π/4 oder 7π/4 haben.
Um diesen Offset in 3 zu erhalten, ist es nur erforderlich, dass die Oszillatoren die geeigneten Frequenzen erzeugen – z. B. 4½f, 5½f, 6½f, 7½f.
5 zeigt einen geeigneten Empfänger für die Verwendung mit dem Sender von 3. Am Eingang 210 empfangene Signale teilen sich in zwei Pfade auf, von denen einer durch eine Verzögerungsleitung 211 um T/2 verzögert wird; die verzögerten und unverzögerten Signale werden mit der Fensterfunktion W, die mit der am Sender identisch ist, in den Multiplizierern 281 beziehungsweise 282 multipliziert. Durch die Multiplizierer 221, 222, 231 usw. werden synchrone Demodulatoren gebildet, die von den Oszillatoren 202–205 getrieben werden, und die identische Signale mit denen an den Oszillatoren 2–5 am Sender erzeugen. Die Verbindungen von den Multiplizierern sind analog zu den entsprechenden Verbindungen am Sender, nämlich versorgt der Multiplizierer 281 synchrone Modulatoren 221, 232, 241, 252, während der Multiplizierer 282 die synchronen Modulatoren 221, 232, 241, 251 versorgt. Die demodulierten Ausgangsignale werden an das Register 207 geliefert, wenn sie am Ausgang 206 verfügbar sind. Einheiten 200, 201 und 211 erfüllen dieselbe Funktion wie die Einheiten 100, 1, und 101 im Sender; wobei der Taktgenerator 201 und die Oszillatoren 202–205 mit dem ankommenden Signal mit herkömmlichen Synchronisationsanordnungen (nicht gezeigt) verrastet sind.
6 zeigt eine Implementierung eines herkömmlichen Mehrträgersenders, der Fast-Fourier-Transformationsmethoden verwendet. In einem Register 301 erscheinen Datenbits (mit einem neuen Satz von Bits in Intervallen von T) an einem Eingang 300, wobei eine erste Gruppe von Bits I4 als Darstellung der gleichphasigen oder realen Komponente eines Trägers bei der Frequenz 4f betrachtet wird, und eine zweite Gruppe von Bits als Darstellung der Komponente mit 90°-Phasenverschiebung oder imaginären Komponente Q4 betrachtet wird. Weiter sind solche Gruppen als I5, Q5 I6, I7 und Q7 gekennzeichnet, um reale und imaginäre Komponenten der Träger bei 5f, 6f, und 7f anzuzeigen. Wie oben erwähnt gibt es normalerweise viel mehr Träger als diese. Diese Bits werden als eine Darstellung des gewünschten Signals im Frequenzbereich angesehen und in einer Verarbeitungseinheit 302 verarbeitet, die die inverse FFT anwendet, um eine Ausgabe zu erzeugen, die aus Abtastwerten eines Digitalsignals besteht, die den gewünschten Verlauf des Ausgangsignals im Zeitbereich darstellen, die in analoge Form gewandelt und an einen Ausgang 304 angelegt werden.
7 zeigt ein FFT-Schema nach einer zweiten Ausführung der vorliegenden Erfindung, in der die Dateneingabe bei 300 auf zwei Register 3011 und 3012 aufgeteilt ist. Das Register 3011 nimmt nur Datenbits für den realen Anteil der geradzahligen Träger und für den imaginären Anteil der ungeradzahligen Träger auf – das heißt I4, Q5, I6, und Q7. Die anderen Registerfelder Q4, I5, Q6 und I7 werden permanent auf Null gehalten. Diese Felder werden einem ersten IFFT-Prozessor 3021 zugeführt, dessen parallele Signalausgänge für ein Symbol in einem Multiplizierer 3071 mit Koeffizienten aus einem Speicher 3051 (die die Werte der Fensterfunktion W sind, die oben definiert wurde) multipliziert werden, und diese Abtastwerte werden in einem Register mit parallelem Eingang und seriellem Ausgang (PISO, parallel-in serial-out) 3061 in serielle Form gewandelt. Ein zweites Register 3012 und eine IFFT-Einheit 3022, mit dem Speicher 3052, PISO 3062, und Multiplizierer 3072 werden bereitgestellt und arbeiten auf gleiche Weise, außer dass nur die Eingangsfelder Q4, I5, Q6 und I7, die auf Null gehalten wurden, nun Datenbits empfangen, und die anderen I4, Q5, I6 und Q7 nun auf Null gehalten werden. Die Ausgangssignale der zwei PISO-Register 3061 und 3062 werden in dem Addierer 380 zusammenaddiert, nachdem eines (3061, wie gezeigt) in einer Verzögerungsleitung 309 um T/2 verzögert wurde.
Obwohl die Beschreibung oben sowohl der diskreten als auch der FFT-Version mit der Annahme gemacht wurde, dass jeder modulierte Wert (der, dies sei bemerkt, sowohl positive als auch negative Werte annehmen kann) von einer Gruppe von Bits – oder wirklich von einer kontinuierlichen Funktion dargestellt werden kann, ist es möglich, nur ein Bit für jeden zu verwenden. In diesem Fall kann das System als eine Bank von MSK(Minimum Shift Keying)-Sendern verwirklicht werden; jedoch vorausgesetzt, dass die Sender, die bei Frequenzen laufen, die ungeradzahlige Vielfache der Grundfrequenz sind, mit Trägern betrieben werden, die 90 Grad aus der Phase der geradzahligen gedreht sind.
Mit Rückbezug auf 3 kann angemerkt werden, dass der Effekt der Verzögerung 101 durch separate Verzögerungen der Daten, der Träger und der Fensterfunktion realisiert werden kann, dies hat den Vorteil, zu ermöglichen, dass die Hälfte der Daten später an dem Eingangsregister 7 ankommt. Ähnliche Kommentare gelten für den Empfänger in 5.
In dem Sender von 7 kann ein Frequenzoffset Φ (wie mit Bezug auf 3 diskutiert) bereitgestellt werden, indem Frequenzänderer an den Ausgängen der IFFT-Einheiten 3021 und 3092 vorgesehen werden, z. B. mittels eines Multiplizierers, der einen komplexes Ausgangssignal von der IFFT-Einheit empfängt (nur der reale Ausgang ist in 7 gezeigt) und mit (cos 2πΦft + i sin 2πΦft) multipliziert.

Claims

Verfahren zur Übertragung von Signalwerten, das das Erzeugen eines Ausgangssignals umfasst, das die Summe einer Vielzahl von Signalkomponenten ist, von denen jede das Produkt aus einem oder mehreren Trägern und einer periodischen Fensterfunktion ist, die im wesentlichen die Form einer halben Sinuswelle hat, dadurch gekennzeichnet, dass die Vielzahl von Signalkomponenten folgendes umfasst: (a) eine erste Signalkomponente, die das Produkt aus einer ersten periodischen Fensterfunktion mit im wesentlichen der Form einer halben Sinuswelle und der Summe von ersten Trägern und zweiten Trägern ist, wobei die erste periodische Fensterfunktion die erste Signalkomponente in aufeinander folgende erste Symbolperioden unterteilt, wobei die ersten Träger voneinander verschiedene Frequenzen haben, die voneinander um geradzahlige ganzzahlige Vielfache einer Grundfrequenz abweichen, die reziprok zu der Symbolperiode ist, und die eine erste Phase haben, die zweiten Träger voneinander verschiedene Frequenzen haben, die voneinander um geradzahlige ganzzahlige Vielfache einer Grundfrequenz abweichen, und die von den ersten Trägern um ungeradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen, und die zu den ersten Trägern um 90° phasenverschoben sind, wobei jeder der ersten und zweiten Träger während jeder der ersten Symbolperioden mit einem jeweiligen der Signalwerte moduliert wird; und (b) eine zweite Signalkomponente, die das Produkt aus einer zweiten periodischen Fensterfunktion und der Summe von dritten Trägern und vierten Trägern ist, wobei die zweite periodische Fensterfunktion die zweiten Signalkomponenten in aufeinander folgende zweite Symbolperioden unterteilt, wobei die periodische Funktion des zweiten Fensters mit der ersten periodischen Fensterfunktion identisch, aber zeitlich um eine halbe Symbolperiode verschoben ist, sodass die zweiten Symbolperioden zeitlich um eine halbe Symbolperiode in Bezug auf die ersten Symbolperioden verschoben sind, die dritten Träger voneinander verschiedene Frequenzen haben, die voneinander um geradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen, und die von den ersten Trägern durch ungeradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen und die die erste Phase haben, und die vierten Träger voneinander verschiedene Frequenzen haben, die voneinander um ganzzahlige geradzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen, und die von den ersten Trägern um Null oder geradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen, und die zu den ersten Trägern um 90° phasenverschoben sind; wobei jeder der dritten und vierten Träger während jeder der zweiten Symbolperioden mit einem jeweiligen der Signalwerte moduliert wird.
Verfahren zur Übertragung von Signalwerten, das das Erzeugen eines Ausgangssignals umfasst, das die Summe einer Vielzahl von Signalkomponenten ist, von denen jede das Produkt aus einem oder mehreren Trägern und einer periodischen Fensterfunktion ist, die im wesentlichen die Form einer halben Sinuswelle hat, dadurch gekennzeichnet, dass die Vielzahl von Signalkomponenten folgendes umfasst: (a) eine erste Signalkomponente, die das Produkt aus einer ersten periodischen Fensterfunktion mit im wesentlichen der Form einer halben Sinuswelle und der Summe von ersten Trägern ist, wobei die erste periodische Fensterfunktion die erste Signalkomponente in aufeinander folgende erste Symbolperioden unterteilt, wobei die ersten Träger voneinander verschiedene Frequenzen haben, die voneinander um geradzahlige ganzzahlige Vielfache einer Grundfrequenz abweichen, die reziprok zu der Symbolperiode ist, und die eine erste Phase haben, wobei jeder der ersten Träger während jeder der ersten Symbolperioden mit einem jeweiligen der Signalwerte moduliert wird; und (b) eine zweite Signalkomponente, die das Produkt aus einer zweiten periodischen Fensterfunktion und der Summe weiterer Träger ist, wobei die zweite periodische Fensterfunktion die zweite Signalkomponente in aufeinander folgende zweite Symbolperioden unterteilt, wobei die zweite periodische Fensterfunktion mit der ersten periodischen Fensterfunktion identisch, aber zeitlich um eine halbe Symbolperiode verschoben ist, sodass die zweiten Symbolperioden zeitlich um eine halbe Symbolperiode relativ zu den ersten Symbolperioden verschoben sind, die weiteren Träger voneinander verschiedene Frequenzen haben, die voneinander um ganzzahlige geradzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen, und die von den ersten Trägern um ungeradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen, und die die erste Phase haben, wobei jeder der weiteren Träger während jeder der zweiten Symbolperioden mit einem jeweiligen der Signalwerte moduliert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die erste periodische Fensterfunktion die Form |sin(πft)| hat; die zweite periodische Fensterfunktion die Form |cos(πft)| ; die ersten Träger die Form sin (2π(n_i + Φ)ft + Ψ) haben; die zweiten Träger die Form cos (2π(m_j + Φ)ft + Ψ) haben; die dritten Träger die Form sin (2π(m_j + Φ)ft + Ψ) haben; die vierten Träger die Form cos (2π(n_i + Φ)ft + Ψ) haben; wobei n_i (i = 1, ...I) ein Satz von voneinander unterschiedlichen ungeradzahligen positiven ganzen Zahlen sind; m_j (j = 1, ...J) ein Satz von voneinander unterschiedlichen geradzahligen positiven ganzen Zahlen sind; f die Grundfrequenz ist; Φ eine Konstante ist, die einen Frequenzoffset darstellt; Ψ ein konstanter Phasenwert ist; t die Zeit ist; I die Anzahl von Trägerfrequenzen mit einer Frequenz (n_i + Φ)f ist; J die Anzahl von Trägerfrequenzen mit eine Frequenz (m_j + Φ)f ist; und die erste Symbolperiode die Periode zwischen aufeinander folgenden Nullwerten von sin(πft) und die zweite Symbolperiode die Periode zwischen aufeinander folgenden Nullwerten von cos(πft) ist.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Frequenzoffset (Φ) Null ist.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem die m_j ungleich Null sind und das Signal außerdem einen Term d₅ |sinπft| oder d₅ |cosπft| enthält, wobei d₅ weitere zu übertragende Werte sind und für verschiedene Symbole verschieden sein können.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, bei dem Ψ einer der Werte 0, π/2, π, 3π/2 ist.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Frequenzoffset (Φ) ½ ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Satz m_j m_j = 0 enthält.
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, bei dem Ψ einer der Werte π/4, 3π/4, 5π/4 oder 7π/4 ist.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem die erste periodische Fensterfunktion die Form |sin(πft)| hat; die zweite periodische Fensterfunktion die Form |cos(πft)| hat; die ersten Träger die Form sin(2πn_ift + Ψ) haben; die zweiten Träger die Form cos(2πm_jft + Ψ) haben; wobei n_i (i = 1, ...I) ein Satz von ungeradzahligen positiven ganzen Zahlen größer Eins sind; m_j (j = 1, ...J) ein Satz von geradzahligen positiven ganzen Zahlen größer Eins sind; f die Grundfrequenz ist; t die Zeit ist; I die Anzahl von Trägerfrequenzen mit einer Frequenz ist, die ein ungeradzahliges Vielfaches der Grundfrequenz f ist; J die Anzahl von Trägerfrequenzen mit einer Frequenz ist, die ein geradzahliges Vielfaches der Grundfrequenz f ist.
Vorrichtung zur Übertragung von Signalwerten durch Erzeugung von Frequenzkomponenten und deren Multiplikation mit einer Fensterfunktion mit im wesentlichen der Form einer halben Sinuswelle, gekennzeichnet durch: (a) Einrichtungen (3011, 3021) zur Erzeugung eines Signals mit ersten Frequenzkomponenten und zweiten Frequenzkomponenten, die mit einzelnen der Werte moduliert werden, wobei (i) die ersten Frequenzkomponenten voneinander um geradzahlige ganzzahlige Vielfache einer Grundfrequenz abweichen; (ii) die ersten Frequenzkomponenten eine erste Phase haben; (iii) die zweiten Frequenzkomponenten voneinander um geradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen; (iv) die zweiten Frequenzkomponenten von den ersten Frequenzkomponenten um ungeradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen; und (v) die zweiten Frequenzkomponenten zu den ersten Frequenzkomponenten um 90° phasenverschoben sind; (b) Einrichtungen (3012, 3022) zur Erzeugung eines Signal mit dritten Frequenzkomponenten und vierten Frequenzkomponenten, die mit weiteren der Werte moduliert werden, wobei (i) die dritten Frequenzkomponenten voneinander um geradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen; (ii) die dritten Frequenzkomponenten von den ersten Frequenzkomponenten um ungeradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen; (iii) die dritten Frequenzkomponenten die erste Phase haben; (iv) die vierten Frequenzkomponenten voneinander um geradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen; (v) die vierten Frequenzkomponenten von den ersten Frequenzkomponenten um Null oder geradzahlige ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz abweichen; und (vi) die vierten Frequenzkomponenten zu den ersten Frequenzkomponenten um 90° phasenverschoben sind; (c) Einrichtungen (3051, 3061) zum Multiplizieren des Signals mit den ersten und zweiten Frequenzkomponenten mit einer ersten periodischen Fensterfunktion, die im wesentlichen die Form einer halben Sinuswelle und eine Periode gleich dem Reziproken der Grundfrequenz hat; (d) Einrichtungen (3052, 3062) zum Multiplizieren des Signals mit den dritten und vierten Frequenzkomponenten mit einer zweiten periodischen Fensterfunktion, die identisch mit der ersten periodischen Fensterfunktion ist, aber relativ zu der ersten periodischen Fensterfunktion um eine Verzögerung gleich der Hälfte der Periode zeitlich verschoben (309) ist; und (e) einer Einrichtung (308) zum Addieren der Ausgänge der Multipliziereinrichtungen.