DE69132623T2

DE69132623T2 - Spreizspektrumskommunikationssystem

Info

Publication number: DE69132623T2
Application number: DE69132623T
Authority: DE
Inventors: Ichiro Kato
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1990-03-06
Filing date: 1991-03-05
Publication date: 2001-10-31
Anticipated expiration: 2011-03-06
Also published as: DE69132623D1; EP0446024B1; US5177767A; EP0446024A3; JP2675890B2; JPH03256419A; EP0446024A2

Description

1. Gebiet der Erfindung:

Diese Erfindung betrifft ein Spreizspektrum-Kommunikationssystem, bei dem, wenn Informationen drahtgebunden oder drahtlos gesendet bzw. übertragen werden, die Informationen in ein Signal umgewandelt werden, welches eine Bandbreite sehr viel größer als jene des Informationsbandes hat.

2. Beschreibung des Standes der Technik:

Ein Spreizspektrum-Kommunikationssystem ist eines, bei dem Informationsdaten als ein Signal übertragen bzw. gesendet werden, dessen Bandbreite sehr viel größer als jene der Daten ist. Grob klassifiziert, stehen zwei Verfahren zur Verwirklichung einer derartigen Kommunikation zur Verfügung. Ein Verfahren ist ein sogenanntes Direktsequenz-(DS)-Verfahren, bei dem die Sendeseite ein digitalisiertes Basisbandsignal mit einem Spreizspektrumcode wie bspw. einem Hochgeschwindigkeits-Pseudozufalls- Störsignalcode multipliziert, um ein Basisbandsignal mit einer Bandbreite sehr viel größer als die der ursprünglichen Daten zu erzeugen. Das erzeugte Signal wird durch eine Phasenumtastung (PSK: phase-shift keying) oder Frequenzumtastung (FSK: frequency-shift keying) moduliert, um in ein Funkfrequenz- (RF) -Signal umgewandelt zu werden, bevor es gesendet wird. Auf der Empfangsseite wird ein Spreizspektrumcode gleich dem auf der Sendeseite verwendet, um eine Umkehrspreizung durchzuführen, die zum Erzielen einer Korrelation mit dem empfangenen Signal dient. Somit wird eine Demodulation durchgeführt, um die ursprünglichen Daten zu erhalten.
Das zweite Verfahren wird als sogenanntes Frequenzspringen (FH: frequency hopping) bezeichnet, bei dem die Sendeseite eine Trägerwelle mit einem Basisbandsignal moduliert und ein Signal sendet, indem die Frequenz periodisch gemäß einem Spreizspektrumcode pro Datenbit oder pro Zeitintervall, das ein ganzzahliger Bruch oder ein ganzzahliges Vielfaches davon ist, geändert wird. Auf der Empfangsseite wird eine Demodulation durchgeführt, um die ursprünglichen Daten zu erhalten, indem eine Umkehrspreizung durchgeführt wird. Dies wird erzielt durch Durchführen eines Korrelationsvorgangs, bei dem die lokale Trägerwelle auf der Empfangsseite mit der Sendeseite unter Verwendung eines Spreizspektrumcodes gleich dem auf der Sendeseite in Einklang gebracht wird bzw. abgeglichen wird.
Um korrekte Korrelation auf der Empfangsseite bei diesen Systemen zu erzielen, ist es für den Spreizspektrumcode auf der Sendeseite und dem auf der Empfangsseite notwendig, genau synchronisiert zu sein. Bei dem Stand der Technik verwenden Synchronisationsschaltungen zum Erzielen dieser Synchronisation eine sogenannte gleitende Korrelationsschleife bzw. Gleitkorrelationsschleife.
Fig. 4 ist ein eine Gleitkorrelationsschleife für das DS- Verfahren darstellendes Blockschaltbild. Gemäß der Darstellung in Fig. 4 tritt ein empfangenes Spreizspektrumsignal in einen Mischer 401 ein, der diese Eingabe mit einer durch einen Spreizspektrumcodesequenzgenerator 406 erzeugten Spreizspektrumcodesequenz multipliziert. Der Ausgang bzw. die Ausgabe des Mischers 401 tritt in ein Bandpassfilter (BPF) 402 mit einer Bandbreite entsprechend der der ursprünglichen Daten vor dem Spreizen ein. Der gefilterte Ausgang des BPF 402 tritt in eine Detektorschaltung 403 ein, die dieses Eingangssignal einer Hüllkurvenerfassung unterzieht. Die Ausgabe der Detektorschaltung 403 tritt in ein Tiefpassfilter (LPF) 404 ein, um dadurch geglättet zu werden.
Wenn Autokorrelation erzielt wird, wird der Ausgang des Mischers 401 ein Signal sein, welches aus der Umkehrspreizung des empfangenen Spreizspektrumsignals resultiert. Dieses Ausgangssignal durchläuft das BPF 402 und seine Hüllkurve wird durch die Detektorschaltung 403 erfasst. Das Ausgangssignal der Detektorschaltung 403 tritt in das LPF 404 ein, welches damit fortfährt, das Signal zu glätten, um einen Gleichspannungspegel zu erhalten.
Wenn Autokorrelation nicht erzielt wird, wird ein Signal, welches das Ergebnis der Umkehrspreizung des empfangenen Spreizspektrumsignals ist, an dem Ausgang des Mischers 401 nicht erhalten, und deshalb wird annähernd die gesamte Leistung des empfangenen Spreizspektrumsignals durch das BPF 402 blockiert. Der Ausgang des BPF 402 wird einer Hüllkurvenerfassung durch die Detektorschaltung 403 unterzogen, deren Ausgangssignal durch das LPF 404 geglättet wird. Als ein Ergebnis ist der erhaltene Gleichspannungspegel ausreichend klein im Vergleich zu dem bei Autokorrelation erhaltenen.
Die Gleichspannungspegelausgabe des LPF 404 wird einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 405 zugeführt. Da die Ausgabe des LPF 404 einen ausreichend kleinen Gleichspannungspegel hat, wenn keine Autokorrelation erzielt wird, erzeugt der VCO 405 in einem solchen Fall eine Ausgabe, deren Frequenz in gewisser Weise unterschiedlich von der des in dem empfangenen Spreizspektrumsignals enthaltenen Spreizspektrumcodes ist. Der VCO 405 führt diese Ausgabe dem Spreizspektrumcodesequenzgenerator 406 als ein Taktsignal zu. In diesem Fall werden die Phasen der zwei Signale graduell zueinander versetzt, da die Geschwindigkeit des Taktes des durch den Spreizspektrumcodesequenzgenerator 406 erzeugten Spreizspektrumcodes leicht von der Taktgeschwindigkeit des empfangenen Spreizspektrumsignals versetzt ist. Infolgedessen wird zu dem Zeitpunkt, zu dem zwei Phasen um einen einer Periode des Spreizspektrumcodes äquivalenten Betrag versetzt sind, Übereinstimmung zwischen dem Spreizspektrumcode in dem empfangenen Spreizspektrumsignal und dem durch den Codesequenzgenerator 406 erzeugten Spreizspektrum erzielt, und deshalb wird Autokorrelation erhalten. Wenn dies auftritt, steigt der Gleichspannungsausgangspegel des LPF 404 an, so dass die Oszillationsfrequenz des VCO 405 sich auf eine mit dem empfangenen Spreizspektrumsignal synchronisierte Frequenz ändert, und das System stabilisiert sich bei dieser Frequenz. Somit wird Synchronisation zwischen dem empfangenen und dem durch den Spreizspektrumcodesequenzgenerator 406 erzeugten Spreizspektrumcode erzielt. Die zum Erhalten der Synchronisation mit diesem Verfahren benötigte Zeit ist im allgemeinen sehr lang, da die Phase des empfangenen Spreizspektrumcodes sich nur allmählich ändert bzw. verschiebt.
Fig. 5 stellt eine Gleitkorrelationsschleife für das FH- Verfahren dar. Der Aufbau der Schleife gemäß Fig. 5 ist ähnlich der gemäß Fig. 4 mit der Ausnahme, dass ein Frequenzsynthetisierer 507 hinzugefügt ist.
Gemäß Fig. 5 verändert der Synthetisierer 507 die Frequenz des Ausgangssignals gemäß dem Pseudozufalls- Störsignal, welches von einem Spreizspektrumcodesequenzgenerator 506 her eintritt. Ein Mischer 501 multipliziert das Ausgangssignal des Synthetisierers 507 und das empfangene Spreizspektrumsignal miteinander. Wenn der Spreizspektrumcode auf der Empfangsseite synchron zu dem auf der Sendeseite ist, wird das an dem Ausgang des Mischers 501 erhaltene Signal ein Signal sein, dessen Frequenzband das gleiche wie das des Signals vor dem Spreizen ist. Seitens des BPF 502, der Detektorschaltung 503, des LPF 504, des VCO 505 und des Codesequenzgenerators 506 durchgeführte Vorgänge sind die gleichen wie bei dem DS-Verfahren.
Somit wird bei herkömmlichen Spreizspektrum-Kommunikationssystemen der Spreizspektrumcode entlang einer Zeitachse verändert. Das heißt, dass Schaltungen zum Erzielen einer Spreizspektrumcodesynchronisation auf der Empfangsseite erforderlich sind, und dass die zum Erzielen einer derartigen Synchronisation durch diese Schaltungen benötigte Zeit sehr lang ist. Dies sind einige der bei dem Stand der Technik auftretenden Nachteile.
Die US-A-4494238 offenbart eine Übertragungsverbindung, bei der jeder Kanal eine Trägerfrequenz hat, die sowohl mit Daten als auch mit einem Spreizspektrum-Pseudostörsignal moduliert ist. Der Codetakt des Empfängers muss mit dem empfangenen Signal synchronisiert sein.
IEEE Transactions of Communication Technology, Band 15, Nr. 2, April 1967, Seiten 197 bis 204 offenbaren ein Datenmodem variabler Geschwindigkeit bzw. Datenrate für digitale Datenübertragung bei HF-Funkschaltkreisen. Ein Doppler-Synchronisationssystem wird zum Synchronisieren des empfangenen Signals verwendet.

Zusammenfassung der Erfindung

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein strukturell einfaches Spreizspektrumsignal-Sendegerät oder - empfangsgerät anzugeben.
Erfindungsgemäß wird die vorgenannte Aufgabe gelöst durch Entwickeln des Spreizspektrumcodes entlang einer Frequenzachse, wodurch das Erfordernis einer Spreizspektrumcodesynchronisationsschaltung auf der Empfangsseite beseitigt wird.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Realisierung einer Hochgeschwindigkeits-Spreizspektrumkommunikation durch Verkürzen der zur Codesynchronisation benötigten Zeit.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung deutlich, in der ähnliche Bezugszeichen die gleichen oder ähnliche Teile in den Figuren davon bezeichnen.

Kurzbeschreibung der Zeichnung

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, welches ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 ist ein Spreizspektrumdiagramm von Signalen auf einer Übertragungsleitung bei ersten und zweiten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild, welches die Empfangsseite des zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung zeigt;
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, welches eine bei einer herkömmlichen Spreizspektrumkommunikation gemäß dem DS- Verfahren verwendete Synchronisationsschaltung zeigt;
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild, welches eine Synchronisationsschaltung zeigt, die bei einer herkömmlichen Spreizspektrumkommunikation gemäß dem FH-Verfahren verwendet wird;
Fig. 6 ist ein Blockschaltbild, das ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt; und
Fig. 7 ist ein Spektrumdiagramm von Signalen auf einer Übertragungsleitung bei einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele

[Erstes Ausführungsbeispiel]

Fig. 1 stellt den Aufbau des ersten Ausführungsbeispiels dar, welches eine Informationseingabequelle 101, ein Spreizspektrumregister 102 der Längen, Mischer 103-1 bis 103-n, lokale Oszillatoren 104-1 bis 104-n, FSK-Modulatoren 105-1 bis 105-n, einen Addierer 106, eine Übertragungsleitung 107, einen Verteiler 108, Bandpassfilter BPF's 109-1 bis 109-n, Frequenzdiskriminatoren 110-1 bis 110-n, ein Spreizspektrumcoderegister 111, Mischer 112-1 bis 112-n, einen Addierer 113, eine Schwellenwertentscheidungseinheit (Vergleicher) 114, und ein Ziel 115 der ausgegebenen Informationen enthält.
Bei der vorstehend beschriebenen Anordnung treten von der Informationsquelle 101 ausgegebene binäre Daten (1 oder -1) in Mischer 103-1 bis 103-n ein. Die Mischer 103 multiplizieren die eingegebenen Daten jeweils für eine Stelle mit jeder Stelle (1 oder -1) der in dem Register 102 gespeicherten Spreizspektrumcodesequenzen der Längen. Die Ausgaben der Mischer 103-1 bis 103-n werden jeweils FSK-Modulatoren 105-1 bis 105-n zugeführt, die die Trägerwellenausgaben der jeweiligen lokalen Oszillatoren 104-1 bis 104-n mit den Ausgaben der jeweiligen Mischer FSK-modulieren. Die Ausgaben der FSK-Modulatoren 105-1 bis 105-n treten in den Addierer 106 ein, der diese Eingaben addiert und diese Summe zu der Übertragungsleitung 107 sendet.
Das ausgegebene Spektrum der Übertragungsleitung 107 ist in Fig. 2 dargestellt, bei der f1 bis fp die Trägerwellenfrequenzen der jeweiligen lokalen Oszillatoren 104-1 bis 104-n darstellen. Die Signale, deren Trägerwellen moduliert wurden, sind unter Frequenzen mit Markierungen M oder Abständen S gemäß den Ausgaben der Mischer 103-1 bis 103-n verteilt.
Das über die Übertragungsleitung 107 empfangene Signal wird auf die Bandpassfilter BPF's 109-1 bis 109-n der Anzahl n über den Verteiler 108 verteilt. Die BPF's 109-1 bis 109-n sind Bandpassfilter mit Passbandbreiten entsprechend der Informationsbandbreite, wobei die Mittenfrequenzen die Trägerwellenfrequenzen f1 bis fn sind, die durch die jeweiligen lokalen Oszillatoren 104-1 bis 104-n auf der Empfangsseite erzeugt wurden. Enge Bandbreitensignale, die die gefilterten Ausgaben der BPF's 109-1 bis 109-n sind, treten in die Frequenzdiskriminatoren 110-1 bis 110-n ein, welche diese Eingänge in Basisbandspannungssignale umwandeln, die zu der Frequenzabweichung konform sind. Als nächstes multiplizieren die Multiplizierer 112-1 bis 112-n die eingegebenen Basisbandspannungsignale mit jeder Stelle einer Spreizspektrumcodesequenz, die identisch mit der auf der Sendeseite ist, wobei die Produkte dem Addierer 113 zugeführt werden. Letzterer addiert die ihm zugeführten Eingaben der Anzahl n. Da die Empfangsseite eine Spreizspektrumcodesequenz identisch der auf der Sendeseite verwendet, sind alle der addierten Signale Spannungssignale, die den Markierungen oder Zwischenräumen binärer Daten entsprechen, die von der Informationsquelle 101 ausgegeben wurden, bei denen es sich um die ursprünglichen Daten handelt. Deshalb ist die Summe der Signale ein Spannungssignal, das das nfache der ursprünglichen Daten ist. Selbst wenn Störsignale auch addiert werden, ist der Anstieg höchstens nur n-fach. Demzufolge wird das Signal-Störsignalverhältnis (S/N) auf die Addition folgend um (n)²/( n)2 = n erhöht. Das Signal tritt in den Schwellenwertvergleicher 114 ein. Letzterer extrahiert die ursprünglichen Daten aus der Eingabe und gibt diese Daten an das Ziel 115 der Informationsausgabe aus.
Falls es so eingerichtet ist, das die in den Spreizspektrumregistern 102 und 111 gespeicherten Spreizspektrumcodesequenzen aus einem Satz mit geringer Kreuzkorrelation ausgewählt werden, dann wird eine Empfängerpartei, die einen unterschiedlichen Spreizspektrumcode verwendet, nicht in der Lage sein, als Ausgabe des Addierers 113 ein Signal zu erhalten, welches das nfache des ursprünglichen Signals ist. Als Ergebnis wird der Ausgang des Addierers 113 nicht genug Signalleistung haben, um demoduliert zu werden. Dies wird mehrfachen Zugriff ermöglichen.

[Zweites Ausführungsbeispiel]

Fig. 3 stellt die Empfangsseite gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Die Sendeseite ist die gleiche wie die gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel. Die Empfangsseite gemäß Fig. 3 enthält einen Verteiler 308, lokale Oszillatoren 309-1 bis 309-n, Mischer 310-1 bis 310-n, BPF's 311-1 bis 311-n, Frequenzdiskriminatoren 312-1 bis 312-n, ein Spreizspektrumcoderegister 313, Multiplizierer 314-1 bis 314-n, einen Addierer 315, eine Schwellenwertentscheidungseinheit 316, und ein Ziel 317 für die Informationsausgabe.
Der Verteiler 308 verteilt das empfangene Signal auf die Mischer 310-1 bis 310-n der Anzahl n. Letztere multiplizieren die empfangenen Signale mit jeweiligen der Ausgaben der lokalen Oszillatoren 309-1 bis 309-n. In diesem Fall sind Ausgangsfrequenzen f1' bis fn' der jeweiligen lokalen Oszillatoren 309-1 bis 309-n derart ausgewählt, dass die Differenzen zwischen diesen Frequenzen und den Ausgangsfrequenzen f1 bis fn der lokalen Oszillatoren 104-1 bis 104-n auf der Sendeseite auf fi - f1' = fIF festgelegt sind (eine Konstante, wobei i gleich 1 bis n ist). Die Ausgaben der Mischer 310-1 bis 310-n treten in die BPF's 311-1 bis 311-n ein, deren Passbandbreiten eine identische Mittenfrequenz von fIF haben und der Informationsbandbreite entsprechen. Die BPF's 311-1 bis 311-n geben enge Bandbreitensignale aus, die gleich der Passbandbreite sind. Die Frequenzdiskriminatoren 312-1 bis 312-n wandeln diese Ausgangssignale in Basisbandspannungssignale um, die konform zu der Frequenzabweichung sind.
Andere Vorgänge von der Multiplikation mit dem Spreizspektrumcode an sind die gleichen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel.
Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel darin, dass die Gruppe von Signalen der Mittenfrequenzen f1 bis fn, die durch die Sendeseite gespreizt sind, auf der Empfangsseite in eine Gruppe von Signalen umgewandelt wird, die die gleiche Zwischenfrequenz fIF haben. Als Ergebnis kann die BPF- Gruppe und Frequenzdiskriminatorgruppe aus BPF's und Diskriminatoren bestehen, die identische Frequenzeigenschaften haben. Dies ist hinsichtlich der Herstellung von Vorteil. Bei diesem Verfahren muss jedoch spezielle Aufmerksamkeit auf die Weise des Auswählens der Zwischenfrequenz fIF gerichtet werden. Die Eingaben zu dem Mischer 310-i sind das empfangene Signal und das Signal der Frequenz f11, welches die Ausgabe des lokalen Oszillators 309-1 ist. Da das empfangene Signal eine Frequenz f1 bis f1 hat, ist der Ausgang des Mischers 310-i die Komponente (fi + f1'; j = 1... n) und (fi - fi'; j = 1... n). Da der BPF-i die Frequenz (fIF = f; - fi') durchlässt und andere Frequenzen sperrt, muss fIF in einer Weise ausgewählt werden, dass die Beziehung (fi + f1' = f17; j - 1 n) vermieden ist.

[Drittes Ausführungsbeispiel]

Bei den vorangehend beschriebenen Ausführungsbeispielen wird der Spreizspektrumcode Stelle für Stelle mit der gleichen Stelle der gesendeten Informationen multipliziert, um FSK-Modulation auf dem binären Niveau durchzuführen. Jedoch ist es zulässig, eine Anordnung vorzusehen, bei der Kommunikation mittels FSK-Modulation eines mehrwertigen Niveaus durchgeführt wird.
Fig. 6 ist ein Beispiel einer Anordnung, bei der vier Werte als ein Ausführungsbeispiel einer Modulation auf mehrwertigem Niveau angenommen werden.
Dieses Ausführungsbeispiel enthält eine Informationseingabequelle 601, ein Spreizspektrumregister 602 der Länge 2n, zweistellige Mischer 603-1 bis 603-n, lokale Oszillatoren 604-1 bis 604-n, FSK-Modulatoren 605-1 bis 605-n, einen Addierer 606, eine Übertragungsleitung 607, einen Verteiler 608, BPF's 609-1 bis 609-n, Frequenzdiskriminatoren 610-1 bis 610-n, ein Spreizspektrumcoderegister 611, Mischer 612-1 bis 112-n, einen Addierer 613, eine Schwellenwertentscheidungseinheit 614, und ein Ziel 615 der Ausgangsinformation.
Bei der vorstehend beschriebenen Anordnung treten durch die Informationsquelle 601 ausgegebene binäre Daten in die Mischer 603-1 bis 603-n ein. Die Mischer 603 multiplizieren jeder zwei aufeinanderfolgende Stellen der eingegebenen Daten mit zwei aufeinanderfolgenden Stellen der Spreizspektrumcodesequenz der Länge 2n, die in dem Register 602 gespeichert ist. Jeder Mischer gibt zwei Stellen aus, das heißt vierwertige Daten. Die ausgegebenen Daten von den Mischern 603-1 bis 603-n werden jeweils den FSK- Modulatoren 605-1 bis 605-n zugeführt, welche die Trägerwellenausgaben der jeweiligen lokalen Oszillatoren 604-1 bis 604-n mit den Ausgaben von den jeweiligen Mischern FSK-modulieren. Die Ausgaben der FSK-Modulatoren 605-1 bis 605-n treten in den Addierer 606 ein, der diese Eingaben addiert und die Summe zu der Übertragungsleitung 607 sendet.
Das Ausgangsspektrum auf der Übertragungsleitung 607 ist in Fig. 7 gezeigt, in der f1 bis fn die Trägerwellenfrequenzen der jeweiligen lokalen Oszillatoren 604-1 bis 604-n darstellen. Die modulierten Signale sind gemäß den Ausgaben der Mischer 603-1 bis 603-n unter den vier Frequenzen mm-MS-SS-SM verteilt (wobei S Zwischenraum und M Markierung darstellt).
Wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel tritt das empfangene Signal in den Verteiler 608 ein, welcher es auf die BPF's 609-1 bis 609-n verteilt. Die BPF's 609-1 bis 609-n lassen lediglich Signale mit Passbandbreiten entsprechend der Informationsbandbreite durch, wobei die Mittenfrequenzen die Frequenzen f1 bis fn sind. Die durchgelassenen Signale treten in die Frequenzdiskriminatoren 610-1 bis 610-n ein, die Basisbandsignale erzeugen, die konform zu den Frequenzabweichungen der eingegebenen Signale sind. Jedes Ausgangssignal besteht aus vierwertigen Daten, die in die jeweiligen Mischer 612-1 bis 612-n eintreten. Diese multiplizieren die eingegebenen Daten mit zwei aufeinanderfolgenden Stellen der Spreizspektrumcodesequenz. Die Ergebnisse werden dem Addierer 613 zugeführt.
Das sich aus dem Addiervorgang ergebende Signal wird einem Vergleich genau wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel unterzogen, und die von der Informationsquelle 601 eingegebenen ursprünglichen Daten werden extrahiert. Modulation mit mehrwertigem Niveau kann mit der vorstehend beschriebenen Anordnung ausgeführt werden. Auf der Empfangsseite kann, wie bei dem Beispiel gemäß Fig. 3, ein Verfahren eingesetzt werden, bei dem Demodulation nach der Umwandlung auf eine Zwischenfrequenz durchgeführt wird, welche der Verteilung auf Signale der Anzahl n durch den Verteiler 308 folgt.
Durch Entwickeln eines Spreizspektrumcodes entlang einer Frequenzachse, wie vorstehend beschrieben, ist es möglich, das Erfordernis einer Spreizspektrumcodesynchronisationsschaltung auf der Empfangsseite zu beseitigen. Zudem wird ein temporärer Überhang zum Zeitpunkt der anfänglichen Informationsdemodulation zur Spreizspektrumsynchronisation beseitigt, wodurch es möglich wird, eine anfängliche Synchronisation mit hoher Geschwindigkeit durchzuführen. Infolgedessen kann eine Spreizspektrumkommunikation mit einem breiten Anwendungsbereich erreicht werden.
Weiterhin wird erfindungsgemäß eine Codesynchronisation auf den Sende- und Empfangsseiten während der Kommunikation nicht verloren. Infolgedessen ist eine erneute Synchronisation unnötig und eine hoch zuverlässige Kommunikation kann durchgeführt werden.

Claims

1. Signalsendegerät mit:

einer Eingabeeinrichtung (101; 601) zur Eingabe von zu sendenden Informationen, und

einer Sendeeinrichtung (105, 106; 605, 606) zum Senden eines Übertragungssignals, welches eine Vielzahl von Signalen umfasst, die voneinander unterschiedliche Sendefrequenzen (f1, f2, ... fn) haben und durch die Information moduliert sind,

dadurch gekennzeichnet, dass

die Sendeeinrichtung (105, 106; 605, 606) Mittel (102, 103; 602, 603) aufweist zur Multiplikation jedes der Vielzahl von Signalen mit einer Auswahl von einer Stelle oder mehreren Stellen einer Spreizspektrumcodesequenz, um eine Frequenzdispersion um jede der Sendefrequenzen (f&sub1;, f&sub2;, ... fn) abhängig von den ausgewählten Stellen zu erzeugen, wobei die ausgewählten Stellen sich während der Dauer der Sendung des Übertragungssignals nicht ändern.

2. Gerät nach Anspruch 1, wobei die Sendeeinrichtung eine Vielzahl von Mischermitteln (103; 603) enthält, von denen jedes angeordnet ist, um die ausgewählte eine Stelle oder die ausgewählten mehreren Stellen mit den Informationen zu mischen, und eine Vielzahl von Modulationsmitteln (105; 605) zur Modulation der Vielzahl von Signalen unterschiedlicher Frequenzen (f1, f2, ... fn) mit dem Ausgang der Vielzahl von Mischermitteln (103; 603) enthält.

3. Gerät nach Anspruch 1, wobei die Anzahl von Bits in der Spreizspektrumcodesequenz gleich der oder ein ganzzahliges Vielfaches von der Anzahl der Vielzahl von Signalen ist.

4. Signalsendeverfahren mit dem Schritten:

Eingeben von zu sendenden Informationen, und

Senden eines Übertragungssignals, welches aus einer Vielzahl von Signalen (f1, f2, ... fn) besteht, welche voneinander unterschiedliche Frequenzen haben und durch die Informationen moduliert sind,

dadurch gekennzeichnet, dass

jedes der Vielzahl von Signalen zusätzlich mit einer Auswahl von einer Stelle oder mehreren Stellen einer Spreizspektrumcodesequenz multipliziert wird, um eine Frequenzdispersion um jede der Sendefrequenzen (f1, f2, ... fn) abhängig von den ausgewählten Stellen zu erzeugen, wobei die ausgewählten Stellen sich während der Dauer des Sendens des Übertragungssignals nicht ändern.

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die ausgewählte eine Stelle oder die ausgewählten mehreren Stellen mit den Informationen gemischt werden und die gemischten Ergebnissen mit Signalen der unterschiedlichen Frequenzen (f1, f2, ... fn) moduliert werden.

6. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Anzahl von Stellen in der Spreizspektrumcodesequenz gleich der oder ein ganzzahliges Vielfaches von der Anzahl der Vielzahl von Signalen ist.

7. Signalempfangsgerät mit:

einer Empfängereinrichtung (108; 308; 608) zum Empfangen eines Übertragungssignals, welches eine Vielzahl von Signalen umfasst, welche voneinander unterschiedliche Sendefrequenzen (f1, f2, ... fn) haben und mit den zu empfangenden Informationen multipliziert sind, und

einer Demodulationseinrichtung (110, 112; 312, 314; 610, 612) zum Demodulieren des Übertragungssignals,

dadurch gekennzeichnet, dass

jedes der Vielzahl von Signalen mit einer Auswahl von einer Stelle oder mehreren Stellen aus einer Spreizspektrumcodesequenz multipliziert wird, um eine Frequenzdispersion um jede der Sendefrequenzen (f1, f2, ... fn) abhängig von den ausgewählten Stellen zu erzeugen, wobei die ausgewählten Stellen sich während der Dauer des Sendens nicht ändern, und

wobei die Demodulationseinrichtung (112; 314; 612) eire Vielzahl von Multiplizierermitteln enthält, von denen jedes angeordnet ist, um ein jeweiliges der Vielzahl von Signalen mit den jeweils ausgewählten Stellen zu multiplizieren.

8. Gerät nach Anspruch 7, wobei jedes der Multiplizierermittel (112; 314; 612) angeordnet ist, um jedes der Vielzahl von Signalen mit den ausgewählten Stellen entsprechend der Sendefrequenz jedes der Vielzahl von Signalen zu multiplizieren.

9. Gerät nach Anspruch 7, wobei die Anzahl von Stellen in der Spreizspektrumcodesequenz gleich der oder ein ganzzahliges Vielfaches von der Anzahl der Vielzahl von Signalen ist.

10. Signalempfangsverfahren mit den Schritten:

Empfangen eines Übertragungssignals, welches eine Vielzahl von Signalen umfasst, die voneinander unterschiedliche Sendefrequenzen (f1, f2, ... fn) haben und die mit den zu empfangenden Informationen multipliziert sind, und

Demodulieren des Übertragungssignals,

dadurch gekennzeichnet, dass

jedes der Vielzahl von Signalen mit einer Auswahl von einer oder mehreren Stellen aus einer Spreizspektrumcodesequenz multipliziert wird, um eine Frequenzdispersion um jede der Sendefrequenzen (f1, f2, ... fn) anhängig von den ausgewählten Stellen zu erzeugen, wobei die ausgewählten Stellen sich während der Dauer des Sendens des Übertragungssignals nicht ändern, und

jedes der Vielzahl der Signale mit den jeweiligen ausgewählten Stellen multipliziert wird.

11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei jedes der Vielzahl von Signalen mit den ausgewählten Stellen entsprechend der Sendefrequenz jedes der Vielzahl von Signalen multipliziert wird.

12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die Anzahl von Stellen in der Spreizspektrumcodesequenz gleich der oder ein ganzzahliges Vielfaches von der Anzahl der Vielzahl von Signalen ist.