JPH03256419A - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は情報を有線若しくは無線にて伝送する際に情報
帯域に較べて非常に大きな帯域幅を持つ信号に変換する
スペクトラム拡散通信装置に関するものである。

［従来の技術Ｊ スペクトラム拡散通信方式は情報データに較べて極めて
広い帯域幅を持つ信号として伝送する方式であるが、こ
れを実現するには大別して２つの方式が従来存在した。

第１は直接拡散（ＤｉｒｅｃｔＳｅｑｕｅｎｃｅ　；　
ＤＳ）法と呼ばれる方式で、ディジタル化されたベース
バンド信号を高速の疑似雑音符号等の拡散符号と乗算し
て原データに較べて極めて広い帯域幅を持つベースバン
ト信号を生成し、さらに位相シフトキーインク（ＰＳＫ
）、周波数シフトキーイング（ＦＳＸ）等の変調を行な
い、ＲＦ（ラジオ周波）信号に変換して送信する。

方、受信側では送信側と同一の拡散符号を用いて受信信
号との相関をとる逆拡散を行なって原データを復調する
。

第２は周波数ホッピング（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｈｏｐ
ｐｉｎｇ；ＦＨ）法と呼ばれる方式で、ベースバンド信
号によって変調された搬送波の周波数を拡散符号にえ従
ってデータ１ｂｉｔ（ビット）、若しくは、その整数分
の１或いはその整数倍の時間間隔で切替えて伝送する。

受信側では、送信側と同一の拡散符号を用いて受信機側
の搬送波を送信側に同調させると云う相関動作を行なう
事により逆拡散を行ない原データを復調する。

これらの方式に於いては、受信側で正しく相関を取る為
には送信側と受信側で拡散符号が正確に同期している必
要がある。これを実現する同期回路は従来、スライディ
ング相関ループと呼ばれる同期方式が用いられていた。

第４図にＤＳ法用のスライディング相関ループを示す。

第４図に於いて受信拡散信号はミキサ４０１にて拡散符
号発生器４０６から発生される拡散符号系列と乗算され
る。そして、ミキサ４０１の出力は原データに対応する
帯域幅を持つバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０２に人
力される。さらにＢＰＦ４０２の出力は、検波回゛路４
０３によって包絡線検波され、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）４０４にて平滑化される。

もし、自己相関が得られれば、ミキサ４０１の出力には
逆拡散された信号が得られ、ＢＰＦ４０２を通過し、検
波回路４０３に於いて包絡線検波される。更に、ＬＰＦ
４０４にて平滑化され直流レベルを得る。

一方、自己相関が得られない場合、ミキサ４０１の出力
には逆拡散された信号は得られず、受信拡散信号電力の
殆どはＢＰＦ４０２によって阻止される。続いて検波回
路４０３に於いて包絡線検波されＬＰＦ４０４にて平滑
化されるが、得られる直流レベルは自己相関が得られた
場合に較べて充分小さい。

ＬＰＦ４０４の直流レベル出力は電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）４０５に供給される。自己相関が得られない場合は
ＬＰＦ４０４出力の直流レベルが充分に小さいのでＶＣ
Ｏ４０５に於いて受信拡散信号に含まれる拡散符号の周
波数と僅かに異なる周波数の出力を得る。これを拡散符
号発生器４０６にクロックとして供給する。拡散符号発
生器４０６に於いて発生される拡散符号のクロック速度
は受信拡散信号のクロック速度と僅かにずれているので
両者の位相は徐々にずれて行くことになる。その結果両
者の位相が拡散符号の１同期分ずれるまでには同期が取
れて自己相関が得られる事になる。するとＬＰＦ４０４
の直流出力レベルが上り、ＶＣＯ４０５の発振周波数を
現在の周波数にロックさせ、受信拡散符号と拡散符号発
生器４０６にて発生される拡散符号との同期が獲得され
る。この方式の同期捕捉時間は受信側拡散符号の位相を
徐々にずらして行くので一般に極めて長くなってしまう
。

第５図にＦＨ法用のスライディング相関ループを示す。

第５図は、第４図に周波数シンセサイザ５０７が加わっ
ている点を除いて同様の構成である。全体の動作もＤＳ
法の場合と同様である。

［発明が解決しようとしている課題］ この様に、従来のスペクトラム拡散通信方式に於いては
拡散符号を時間軸上で変化させているので、拡散符号同
期捕捉回路が必要となり、しかもその同期捕捉に要する
時間が極めて長くなってしまうと云う欠点があった。

［課題を解決するための手段］ 本発明は拡散符号を周波数軸上に展開する事により、拡
散符号同期捕捉回路が不要としたものである。

［実施例］ 第１図は本発明の第１の実施例の構成を示し、１０１は
情報人力源、１０２は拡散符号格納レジスタ、＋０３−
１〜１０３−ｎは乗算器、１０４−】〜１０４−ｎは局
部発振器、１０５−１〜１０５−ｎはＦＳＫ変調器、１
０６は加算器、１０７は伝送路、１０８は分配器、１０
９−１〜１０９−ｎはＢＰＦ、　１１０−１〜１１０−
ｎは周波数弁別器、１１１は拡散符号格納レジスタ、１
１２−１〜１１２−ｎは乗算器、１１３は加算器、１１
４はスレッショルド判定器、１１５は情報出力先である
。

上記構成に於いて、情報源１０１から出力された２値デ
ータ（１若しくは−１）はミキサ１０３−１〜１０３−
ｎにて拡散符号格納レジスタ１０２に格納された長さｎ
の拡散符号列の各デイジット（１若しくは−ｌ）と乗算
される。各ミキサ１０３−１〜１０３−　ｎの出力は続
いてＦＳＫ変調器１０５−１〜１０５−ｎに人力され、
各局部発振器１０４−１〜１０４−ｎの出力である搬送
波をＦＳＫ変調する。ＦＳＫ変調器１０５−１〜１０５
−ｎの出力は加算器１０６にて加算され、伝送路１０７
に送出される。

この時の出力スペクトラムを第２図に示す。

ｆ１〜ｆ、は局部発振器１０４−１〜１０４−ｎの各搬
送波周波数である。各搬送波が変調された信号は拡散符
号系列の各デイジットに従ってマーク（Ｍ）またはスペ
ース（Ｓ）の周波数に各々振り分けられている。

伝送路１０７を通って受信された信号は分配器１０８に
てｎ個のＢ　Ｐ　Ｆ　１０９−１〜１０９−　ｎに分配
される。Ｂ　Ｐ　Ｆ　１０９−１〜１０９−　ｎは各々
送信側の局部発振器１０４−１〜ｆ０４−ｎの各搬送波
周波数ｆ、−ｆｎを中心周波数として情報帯域幅に対応
する通過帯域幅を持った帯域通過フィルタである。ＢＰ
Ｆ１０９−１〜１０９−ｎの出力である各狭帯域信号は
周波数弁別器１１０−１〜１１０−ｎにて周波数偏移に
応じたベースバンド電圧信号に変換される。続いて乗算
器１１２−１〜１１２−ｎにて送信側と同一の拡散符号
列の各デイジットと乗算されて、加算器１１３にて加算
される。この時、受信側で送信側と同一の拡散符号列を
用いていれば加算される全ての信号はマーク、若しくは
スペースに対応した電圧信号となるので加算後はｎ倍の
電圧信号となる。一方、雑音は加算しても高々５倍にし
かならないので、加算後の信号対雑音電力（Ｃ／Ｎ）比
は（ｎ　）　２／　（ｖ’？　）　２．＝　ｎ倍になる
。この信号をスレッショルド比較器１１４に人力して原
データを取り出して情報出力先１１５に出力する。

拡散符号格納レジスタ１０２及びｔｉｉに格納される拡
散符号列を相互相関が小さい集合から選択する様に構成
すれば、異なる符号を用いた受信者には加算器１１３の
出力でイ３号がｎ倍にならない。したがって、復調する
のに充分なｆε号電力を得られないので、多元接続が可
能となる。

［他の実施例］ 第３図に本発明の第２の実施例の受信側を示す。送信側
は第１の実施例と同一である。第３図に於いて３０８は
分配器、３０９−１〜３０９−ｎは局部発振器、３１０
−１〜３１０−ｎはミキサ、３１１−１〜３１１−ｎは
ＢＰＦ、３１２−１〜３１２−ｎは周波数弁別器、３１
３は拡散符号格納レジスタ、３１４−１〜３１４−ｎは
乗算器、３１５は加算器、３１６はスレッショルド判定
器、３１７は情報出力先である。

伝送路を通って受信された信号は分配器３０８にてｎ個
のミキサ３１０−１〜３１０−ｎに分配される。ミキサ
３１０−１〜３１０−ｎでは各々受信信号が局部発振器
３０９−１〜３０９−ｎの出力と乗算される。この時、
局部発振器３０９−１〜３０９−ｎの出力周波数ｆ１〜
ｆ　、ｔは送信側の局部発振器１０４−１〜１０４−ｎ
の出力周波数ｆ、〜ｆｎと各々一定の差（ｆ＋−ｆ＋’
−Ｌ−一定；ｌ・１〜ｎ）を持つ様に構成されている。

局部発振器３０９−１〜３０９−ｎの出力は、同一の中
心周波数（ｆ＋ｒ）を持ちかつ情報帯域幅に対応する通
過帯域幅を持ったＢＰＦ３１１−１〜３１１−ｎに人力
され、その出力である各狭帯域４３号は周波数弁別器３
１２−１〜３１２−ｎにて周波数偏移に応じたベースバ
ント電圧信号に変換される。

以下、第一の実施例と同一の動作を行う。

ここで、第一の実施例との相違点は送信側によって拡散
された中心周波数−ｆ１〜ｆｏの信号群を受信側で同一
の周波数（ｆｌｒ）の中間周波数に変換している点であ
る。これによって後段のＢＰＦ群及び周波数弁別器群を
同一の周波数特性にする事が可能となり、製造上の利点
を有している。

又、本実施例では拡散符号の１デジツトずつと送信情報
の同一デジットを乗算して２値レベルのＦＳＫ変調を行
なったが、拡散符号の例えば２デジツトずつと送信情報
の同一デジットを乗算して多値レベルのＦＳＸ変調して
通信してもよい。

［発明の効果］ 以上説明した様に、拡散符号を周波数軸上に展間する事
により、拡散符号同期捕捉回路を不要とする事ができ、
拡散符号同期のための初期情報復調時の時間的オーバヘ
ッドを無くし初期同期合わせが高速に可能となり、応用
範囲の広いスペクトラム拡散通信を実現できる効果があ
る。

又、本発明によれば、通信中に送信側と受信側の符号同
期がはずれることがないので、同期を取り直す必要がな
く、信頼性の高い通信を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、 第２図は本発明の第１及び第２の実施例に於ける伝送路
上の信号スペクトラム図、 第３図は本発明の第２の実施例の受信側を示すブロック
図、 第４図及び第５図は従来のスペクトラム拡散通信方式に
用いられる同期回路を示すブロック図である。 １０１は情報人力源、１０２は拡散符号格納レジスタ、
１０３−１〜ｎは乗算器、１０４−１〜ｎは局部発振器
、１０５−１〜ｎはＦＳＫ変調器、１０６は加算器、１
０７は伝送路、１０８は分配器、１０９−１〜ｎはＢＰ
Ｆ％　１１０−１〜ｎは周波数弁別器、１１１は拡散符
号格納レジスタ、１１２−１〜ｎは乗算器、１１３は加
算器、１１４はスレッショルド判定器、１１５は情報出
力先、３０８は分配器、３０９−１〜ｎは局部発振器、
３１０−１〜ｎはミキサ、３１１−１〜ｎはＢＰＦ、３
１２−１〜ｎは周波数弁別器、３１３は拡散符号格納レ
ジスタ、３１４−１〜ｎは乗算器、３１５は加算器、３
１６はスレッショルド判定器、３１７は情報出力先であ
る。 畷で

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）拡散符号列の各々の値と送信情報の同一デジット
   を乗算する複数の乗算手段と、 上記複数の乗算手段の出力群を互いに周波数の異なる搬
   送波で変調する変調手段とを有することを特徴とするス
   ペクトラム拡散通信装置。
2. （２）受信信号と拡散符号の各デジットを対応する各搬
   送周波数毎に積算する複数の積算手段と、上記複数の積
   算手段の出力群に基づいて原データを判定する判定手段
   とを有することを特徴とするスペクトラム拡散通信装置
   。