JP3417024B2 - パイロット信号検出回路 - Google Patents
パイロット信号検出回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＣＤＭＡ方式移動通信
システムにおける各基地局が送信するスペクトル拡散信
号の内のパイロットチャンネルの拡散符号を検出するパ
イロット信号検出回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】近年、情報の帯域幅より数百〜数千倍も
の広いスペクトル帯域に被変調波を拡散させて通信を行
うスペクトル拡散通信方式、即ちいわゆるＳＳ方式が注
目されている。このスペクトル拡散通信方式により、送
信機側で搬送波（キャリヤ）がＰＮ（疑似雑音）符号系
列によって変調されて、周波数スペクトルが拡散され
る。また、受信機側では、送信機と同一構造のＰＮ符号
系列発生器により発生するＰＮ系列を用いた逆拡散過程
或いは相関過程を経た後、ベースバンド復調されること
によりデータを得る。 【０００３】上記スペクトル拡散通信方式により受信機
側で受信信号、即ちＰＮ符号を復調するためには、受信
信号のＰＮ系列のパターンが一致していること以外に、
時間的にも一致していなければならない。即ち、発生タ
イミング或いは発生位相が一致していなければならな
い。よって、通信回線を成立させることができるのは、
同一系列で時間的にも位相が一致した場合のみである。
このようなスペクトル拡散通信方式の特徴を利用して、
同じ周波数帯を用いて、ＰＮ系列の違いにより、多数の
チャンネルを使用することが可能となる。このようなス
ペクトル拡散通信方式の特徴を用い、ＰＮ符号によって
チャンネルの識別を実現し、多元接続を行う方式を符号
分割多元接続方式、即ちＣＤＭＡ(Code Devision Multi
ple Access) 方式と呼ぶ。 【０００４】このＣＤＭＡ方式を用いた移動通信システ
ムにおける複数の基地局は、パイロット・チャンネルと
呼ばれるチャンネルで、データによって変調されない
が、上記ＰＮ符号によってのみ変調される拡散符号であ
るパイロットＰＮ符号、即ちパイロット信号を繰り返し
送信する。このパイロット信号は移動局側の受信機にお
いて、同期検出、維持を行うために常時送信されてい
る。 【０００５】図３にはパイロット・チャンネルの生成回
路の概略的な構成を示す。基地局の送信部は２種類のＰ
Ｎ発生器１１０、１１１を内蔵している。この２種類の
ＰＮ発生器１１０、１１１から出力されるＰＮ符号は同
じ周期を持つ異なる疑似雑音符号系列である。ＰＮ発生
器１１０で発生されるＰＮ符号は、発振器１１４からの
出力と乗算器１１２で掛け合わされる。一方、ＰＮ発生
器１１１で発生されるＰＮ符号は、発振器１１４からの
出力が１／２π遅延器１１５で１／４周期分遅延された
信号と乗算器１１３で掛け合わされる。これら乗算器１
１２からの出力と乗算器１１３からの出力とは、加算器
１１６で加算され出力される。ここで、上記１／２π遅
延器１１５からの１／４周期分遅延された信号は、上記
ＰＮ発生器１１０からの出力もしくはＰＮ発生器１１１
からの出力のどちらかの出力に乗算するようにすればよ
い。 【０００６】ここで、搬送周波数をωｔとし、ＰＮ発生
器１１０からの出力をｐｎｉ（ｔ）、ＰＮ発生器１１１
からの出力をｐｎｑ（ｔ）、発振器１１４からの出力を
ｃｏｓ（ωｔ）と表せば、基地局から送信されるパイロ
ット・チャンネルのパイロット信号ｓ（ｔ）は（１）式
で示される。 【０００７】 s(t)＝pni(t)cos(ωt)＋pnq(t)sin(ωt)・・・（１） 【０００８】基地局の送信部の発振器１１４の角速度を
ω1 、位相をψ、ゲインをａ0 とすると、上記パイロッ
ト信号ｓ（ｔ）は（２）式で表される。 【０００９】 s(t)＝a0 (pni(t)cos(ω1t＋ψ) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ))・・・（２） 【００１０】受信点での信号には伝搬損失があり、この
伝搬損失により失われなかったパイロット信号ｒ（ｔ）
は、乗数ａ1 を用いると（３）式で表される。 【００１１】 r(t)＝a1 (pni(t)cos(ω1t＋ψ) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ))・・・（３） 【００１２】さらに、上記（３）式に、値ｃｏｓ（ω2
ｔ）、ｓｉｎ（ω2 ｔ）を乗算することにより、
（４）、（５）式に示される直交成分ｒｉ、ｒｑを得る
ことができる。 【００１３】 ri=a1(pni(t)cos(ω1t＋ψ) cos(ω2t) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ) cos(ω2t))・・・（４） rq=a1(pni(t)cos(ω1t＋ψ) sin(ω2t) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ) sin(ω2t))・・・（５） 【００１４】この直交成分ｒｉ、ｒｑの各信号を、ロー
パスフィルタで高周波成分を除去した後のベースバンド
成分は次の（６）、（７）式に示すようになる。 【００１５】 ri=a1(pni(t)cos(ω1t＋ψ−ω2t) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ−ω2t)) ・・・（６） rq=a1(−pni(t)sin(ω1t＋ψ−ω2t) ＋pnq(t)cos(ω1t＋ψ−ω2t)) ・・・（７） 【００１６】次に、上記ＰＮ発生器１１０からの出力ｐ
ｎｉ（ｔ）とＰＮ発生器１１１からの出力ｐｎｑ（ｔ）
との関係が、pni(t)×pnq(t)＝１の場合には、（８）、
（９）式に示すようなＩ信号及びＱ信号を生成する。 【００１７】 I=ri×pni(t)・・・（８） Q=rq×pnq(t)・・・（９） 【００１８】また、上記ＰＮ発生器１１０からの出力ｐ
ｎｉ（ｔ）とＰＮ発生器１１１からの出力ｐｎｑ（ｔ）
との関係が、pni(t)×pnq(t)＝−１の場合には、（１
０）、（１１）式に示すようなＩ信号及びＱ信号を生成
する。 【００１９】 I=rq×pnq(t)・・・（１０） Q=ri×pni(t)・・・（１１） 【００２０】この結果、次の（１２）、（１３）式に示
すようなＩ成分とＱ成分とが得られる。 【００２１】 I=a1 (cos(ω1t＋ψ−ω2t) ＋sin(ω1t＋ψ−ω2t))・・・（１２） Q=a1 (cos(ω1t＋ψ−ω2t) −sin(ω1t＋ψ−ω2t))・・・（１３） 【００２２】上記（１２）式及び（１３）式を用いて、
（１４）式に示すように（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）／２を算出する
ことにより、エネルギｒｅが得られる。 【００２３】 re=(I2+Q2)/2 =a1 2(cos2(ω1t＋ψ−ω2t) +2cos(ω1t＋ψ−ω2t)sin( ω1t＋ψ−ω2t)+sin2( ω1t＋ψ−ω2t) +cos2(ω1t＋ψ−ω2t) -2cos(ω1t＋ψ−ω2t)sin( ω1t＋ψ−ω2t)+sin2( ω1t＋ψ−ω2t))/2 =a1 2 (2cos2(ω1t＋ψ−ω2t)+2sin2(ω1t＋ψ−ω2t))/2 =a1 2 ・・・（１４） 【００２４】図４は、従来のパイロット信号検出回路で
ある。この図４に示すパイロット信号検出回路は、Ｉ成
分及びＱ成分を積算した後に自乗和を計算している。自
乗計算する前にＩ成分及びＱ成分を複数回積算すること
によって、スペクトル拡散における拡散利得が得られ、
雑音成分を圧縮することができる。このことは、どんな
に微小な信号でも、積算回数を増やすことで所望の信号
を検出できることを意味する。 【００２５】受信信号ｒは乗算器１０及び乗算器１１に
入力される。この乗算器１０では、上記受信信号ｒと発
振器１２からの出力とが乗算されることにより信号ｒｉ
が生成される。また、上記乗算器１１では、上記発振器
１２からの出力を１／２π遅延回路１３で１／４周期分
遅延させた出力と上記受信信号ｒとが乗算されることに
より信号ｒｑが生成される。 【００２６】上記２つの信号ｒｉ及び信号ｒｑは、Ｉ成
分抽出回路１４及びＱ成分抽出回路１５にそれぞれ入力
されて、上記Ｉ成分抽出回路１４ではＩ成分が抽出さ
れ、上記Ｑ成分抽出回路１５ではＱ成分が抽出される。
Ｉ成分抽出回路１４で抽出されたＩ信号は積算回路２６
で積算され、ΣＩ信号となる。一方、Ｑ成分抽出回路１
５で抽出されたＱ信号は積算回路２７で積算され、ΣＱ
信号となる。このΣＩ信号及びΣＱ信号は、自乗和回路
２８に入力され、エネルギ値（ΣＩ）2 ＋（ΣＱ）2 が
算出される。ここで、周波数ω1 と周波数ω2 とが等し
いならば、上記Ｉ信号及びＱ信号は、次の（１５）、
（１６）式に示すようになる。 【００２７】 I=a1 (cos(ψ)+sin(ψ))・・・（１５） Q=a1 (cos(ψ)-sin(ψ))・・・（１６） 【００２８】よって、上記Ｉ信号及びＱ信号は、各時刻
に関係なく一定値となるため、図４に示すパイロット信
号検出回路においてエネルギ値Ｅ’を計算すると次の
（１７）式に示すようになる。 【００２９】 E'=(( ΣI/n)2+( ΣQ/n)2)/2 =(( Σ(a1(cos(ψ)-sin(ψ)))/n)2+ (Σ(a1(sin(ψ)+cos(ψ)))/n)2)/2 =a1 2((cos(ψ)-sin(ψ))2+(sin( ψ)+cos(ψ))2)/2 =a1 2 ・・・（１７） 【００３０】上記（１７）式により算出されるエネルギ
値Ｅ’は、送受信時の周波数ω1 と周波数ω2 とが等し
い場合には、積算回数に応じて雑音成分が圧縮された値
として得られ、雑音に埋もれた信号を抽出することがで
きる。 【００３１】 【発明が解決しようとする課題】ところで、周波数ω1
と周波数ω2 とが等しくない場合には、エネルギ値の計
算にcos(ω1ti ＋ψ−ω2ti)sin(ω1tj ＋ψ−ω2tj)の
ような異なる時刻における成分同士の乗算が存在して、
これらの値を打ち消すことができないので、周波数ω1
と周波数ω2 とには誤差が生じる。この誤差は、周波数
ω1 と周波数ω2との差が大きい程大きくなり、また積
算を行う回数が大きい程大きくなることが判っている。 【００３２】ここで、復調器が受信信号を復調し、上記
受信信号の周波数誤差を検出して移動端末内の発振器の
周波数を調整している場合には、周波数ω1 と周波数ω
2 との差は十分小さく抑えられるので問題とならない。
しかし、初期同期を行う際には、復調器を用いた周波数
の調整、即ち周波数トラッキングが行われていないた
め、周波数ω1 と周波数ω2 との差が問題になる。周波
数ω1 及び周波数ω2 の値にもよるが、移動通信システ
ムが運用される搬送周波数において、周波数ω1と周波
数ω2 との差は、最大でも０．５×１０-6、通常０．２
×１０-6に抑える必要がある。しかし、周波数ω1 と周
波数ω2 との差が上記値となるような発振器を移動端末
内に備えることにより、移動端末の価格は高くなる。 【００３３】また、積算回数を小さく抑えると、スペク
トル拡散通信方式の特長である拡散利得をあまり活用す
ることができず、誤差の大きいパイロット・チャンネル
の拡散符号の電力値しか得ることができない。従って、
パイロット・チャンネルの拡散符号を雑音と分別するこ
とが困難になる。 【００３４】そこで、本発明は上述の実情に鑑み、パイ
ロット信号であるパイロット・チャンネルの拡散符号を
受信する受信部において、簡易で正確にパイロット・チ
ャンネルの拡散符号を検出することができるパイロット
信号検出回路を提供するものである。 【００３５】 【課題を解決するための手段】本発明のパイロット信号
検出回路は、複数の基地局と移動局との間でＣＤＭＡ方
式によりスペクトル拡散信号を送受信する移動通信シス
テムにおいて、上記スペクトル拡散信号のＩ成分とＱ成
分とを算出する成分算出手段と、上記成分算出手段によ
り算出されたＩ成分及びＱ成分をそれぞれｍ回（ｍは正
整数）加算する第１の加算手段と、上記第１の加算手段
からのＩ成分の加算出力とＱ成分の加算出力との自乗和
を算出する自乗和算出手段と、上記自乗和算出手段から
の出力をｎ回（ｎは正整数）加算する第２の加算手段
と、上記自乗和算出手段からの出力と上記第２の加算手
段からの出力とを選択して出力する選択手段とを備え、
上記移動局における受信信号の復調の際に、周波数トラ
ッキングが行われていない場合には上記選択手段により
上記第２の加算手段からの出力が選択され、周波数トラ
ッキングが行われている場合には上記第１の加算手段に
おける加算回数を（ｍ×ｎ）に設定し、上記第１の加算
手段においてＩ成分及びＱ成分をそれぞれ（ｍ×ｎ）回
加算し、上記第１の加算手段からのＩ成分の加算出力と
Ｑ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手段によ
り算出して得られる出力が上記選択手段により選択され
ることにより上述した課題を解決する。 【００３６】 【００３７】ここで、上記加算回数ｍｎは十分な信号対
雑音比、即ちＳＮ比を得ることができる程度の加算回数
であり、上記加算回数ｍは周波数の誤差の影響を受けな
い程度の加算回数である。 【００３８】 【作用】本発明においては、移動局における受信信号の
復調時に周波数トラッキングが行われていない場合には
基地局からの送信信号の搬送周波数と上記移動局で受信
される信号の搬送周波数との差が大きいので、Ｉ成分及
びＱ成分の積算回数を小さくしてそれぞれ積算を行い、
この積算されたＩ成分とＱ成分との自乗和を算出し、さ
らにこの自乗和による値を複数回加算して得られる出力
を選択し、周波数トラッキングが行われている場合には
上記基地局からの送信信号の搬送周波数と上記移動局で
受信される信号の搬送周波数との差が十分小さいので、
上記積算回数を大きな値に設定してＩ成分及びＱ成分の
積算をそれぞれ行った後に、Ｉ成分とＱ成分との自乗和
を行うことにより得られる値を選択して出力する。 【００３９】 【実施例】以下、本発明の好ましい実施例について、図
面を参照しながら説明する。図１には、本発明に係るパ
イロット信号検出回路の概略的な構成を示す。図１にお
いて、受信信号ｒは乗算器３０及び乗算器３１に入力さ
れる。この乗算器３０には発振器３２からの出力ｃｏｓ
（ω2 ｔ）が入力され、乗算器３１には発振器３２から
の出力を１／２π位相遅延回路３３に通した出力ｓｉｎ
（ω2ｔ）が入力される。これにより、乗算器３０から
は信号ｒｉが出力され、この信号ｒｉは乗算器４１に入
力される。また、上記乗算器３１からは信号ｒｑが出力
され、この信号ｒｑは乗算器４２に入力される。 【００４０】ここで、２種類のＰＮ発生器３４、３５か
ら出力されるＰＮ符号は同じ周期を持つ異なる疑似雑音
符号系列である。ＰＮ発生器３４で発生されるＰＮ符号
は、上記乗算器４１で信号ｒｉと乗算され、この乗算器
４１からの出力は信号切換器４４及び信号切換器４５に
入力される。一方、ＰＮ発生器３５で発生されるＰＮ符
号は、上記乗算器４２で信号ｒｑと乗算され、この乗算
器４２からの出力も信号切換器４４及び信号切換器４５
に入力される。 【００４１】また、上記ＰＮ発生器３４からのＰＮ符号
と上記ＰＮ発生器３５からのＰＮ符号とは比較器４３に
入力されて比較される。この比較器４３における比較に
より、上記信号切換器４４は切換端子ａ又は切換端子ｂ
に切り換えられ、上記比較器４３における比較により、
上記信号切換器４５は切換端子ｃ又は切換端子ｄに切り
換えられる。これにより、上記信号切換器４４から出力
される信号がＩ信号になり、上記信号切換器４５から出
力される信号がＱ信号になる。 【００４２】上記信号切換器４４からのＩ信号は積算回
路３６に入力され、この積算回路３６で積算されてΣＩ
信号となる。一方、上記信号切換器４５からのＱ信号は
積算回路３７に入力され、この積算回路３７で積算され
てΣＱ信号となる。これらΣＩ信号及びΣＱ信号は、自
乗和回路３８に入力され、エネルギ値（ΣＩ）2 ＋（Σ
Ｑ）2 が算出される。このエネルギ値（ΣＩ）2 ＋（Σ
Ｑ）2 は積算回路３９に入力される。この積算回路３９
からは、Σ（（ΣＩ）2 ＋（ΣＱ）2 ）が出力される。
上記自乗和回路３８からの出力と積算回路３９からの出
力信号とは選択器４０に入力される。この選択器４０で
は、図示しないＣＰＵ等の指示により上記２つの信号を
切り換えて出力する。 【００４３】パイロット・チャンネルの拡散符号を精度
良く検出するためには、図４に示す従来のパイロット信
号検出回路における積算回数を、例えば５１２回と大き
くしなければならない。これに対して、本発明に係るパ
イロット信号検出回路では、上記自乗和回路３８の前に
は積算回路３６、３７を、また上記自乗和回路３８の後
には積算回路３９を設けている。 【００４４】例えば、これらの積算回路３６、３７、３
９における積算回数を、上記自乗和回路の前段の積算回
路３６、３７ではそれぞれ６４回、後段の積算回路３９
では８回とする。これにより、本発明のパイロット信号
検出回路において、上記図４に示す従来のパイロット信
号検出回路において積算回数を５１２回に設定した場合
のパイロット・チャンネルの拡散符号の精度と同様の精
度のパイロット・チャンネルの拡散符号を得ることがで
きる。このとき、本発明に係るパイロット信号検出回路
の前段の積算回路３６、３７における積算回数を、従来
のパイロット信号検出回路の積算回路における積算回数
より小さく抑えることで、搬送周波数の誤差に伴う拡散
符号の検出結果の劣化を防ぐことができる。 【００４５】さらに、前段の積算回路３６、３７におけ
る積算回数は６４回であり、この積算回数では十分な対
雑音比を得ることはできないが、後段の積算回路３９に
おいて、上記積算回路３６、３７でそれぞれ６４回ずつ
積算された信号の自乗和を８回加算することで対雑音比
を改善することができる。 【００４６】尚、上記前段の積算回路３６、３７及び後
段の積算回路３９における積算回数は、パイロット信号
検出回路において予想される周波数誤差、所望される対
雑音比、及び消費電力量によって決定される値であり、
固定値ではない。 【００４７】図１の選択器４０は、上記積算回路３９を
使用するか否かの切り換えを行うための回路である。移
動端末の起動時には受信信号ｒを復調するが、周波数の
調整、即ち周波数トラッキングを行っていないので、基
地局と移動端末とでは搬送周波数に差が生じる。この場
合には、上記選択器４０は積算回路３９からの信号を選
択して出力する。また、復調を開始して周波数トラッキ
ングを行い、基地局と移動端末との搬送周波数の差が十
分小さく抑えられているならば、上記自乗和回路３８か
らの信号を選択して出力することにより、自乗和回路３
８の動作回数が６４分の１から５１２分の１になるの
で、本発明に係るパイロット信号検出回路の消費電力を
さらに小さくすることができる。 【００４８】また、上記実施例においては、ＣＤＭＡ方
式移動通信システムの基地局がパイロット・チャンネル
による拡散信号を送信する場合について説明したが、図
２に示すように、ＰＮ発生器１００からのＰＮ符号と発
振器１０２とを乗算器１０１で乗算させることにより生
成される２相位相変調、即ち２相ＰＳＫを用いた場合に
も、上述の実施例と同様の効果を得ることができる。 【００４９】尚、上記ＣＤＭＡ方式移動通信システムの
具体例としては、いわゆるＣＤＭＡ方式ディジタルセル
ラシステムを適用することができる。 【００５０】 【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係るパイロット信号検出回路は、スペクトル拡散信
号のＩ成分とＱ成分とを算出する成分算出手段と、上記
成分算出手段により算出されたＩ成分及びＱ成分をそれ
ぞれｍ回加算する第１の加算手段と、上記第１の加算手
段からのＩ成分の加算出力とＱ成分の加算出力との自乗
和を算出する自乗和算出手段と、上記自乗和算出手段か
らの出力をｎ回加算する第２の加算手段と、上記自乗和
算出手段からの出力と上記第２の加算手段からの出力と
を選択して出力する選択手段とを備え、移動局は複数の
基地局が送信する同期検出用のためのパイロット・チャ
ンネルの拡散符号を検出することにより、基地局と移動
局との間で搬送周波数に差が生じていても、検出される
拡散符号の電力値に劣化が生じることがない。 【００５１】また、上記移動局における受信信号の復調
の際に、周波数トラッキングが行われていない場合には
上記選択手段により上記第２の加算手段からの出力が選
択され、周波数トラッキングが行われている場合には上
記第１の加算手段における加算回数ｍの値をｍｎの値に
切り換え、上記加算手段においてＩ成分及びＱ成分をそ
れぞれｍｎ回加算し、この加算手段からのＩ成分の加算
出力とＱ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手
段により算出して得られる出力が上記選択手段により選
択されることにより、移動局の移動端末の起動時で周波
数トラッキングが動作しておらず、基地局と移動局との
搬送周波数の差が大きい場合のパイロット・チャンネル
の拡散符号の検出結果と、復調を開始して周波数トラッ
キングが動作し、基地局と移動局との搬送周波数の差が
小さい場合とのパイロット・チャンネルの拡散符号の検
出結果とを選択するので、回路の消費電力を抑えること
ができる。また、移動端末の起動時で周波数トラッキン
グが動作していない場合でもパイロット・チャンネルの
抽出が確実にでき、復調を開始して周波数トラッキング
が動作した場合には、従来通りの手段を用いることによ
り消費電力を小さくすることができる。
システムにおける各基地局が送信するスペクトル拡散信
号の内のパイロットチャンネルの拡散符号を検出するパ
イロット信号検出回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】近年、情報の帯域幅より数百〜数千倍も
の広いスペクトル帯域に被変調波を拡散させて通信を行
うスペクトル拡散通信方式、即ちいわゆるＳＳ方式が注
目されている。このスペクトル拡散通信方式により、送
信機側で搬送波（キャリヤ）がＰＮ（疑似雑音）符号系
列によって変調されて、周波数スペクトルが拡散され
る。また、受信機側では、送信機と同一構造のＰＮ符号
系列発生器により発生するＰＮ系列を用いた逆拡散過程
或いは相関過程を経た後、ベースバンド復調されること
によりデータを得る。 【０００３】上記スペクトル拡散通信方式により受信機
側で受信信号、即ちＰＮ符号を復調するためには、受信
信号のＰＮ系列のパターンが一致していること以外に、
時間的にも一致していなければならない。即ち、発生タ
イミング或いは発生位相が一致していなければならな
い。よって、通信回線を成立させることができるのは、
同一系列で時間的にも位相が一致した場合のみである。
このようなスペクトル拡散通信方式の特徴を利用して、
同じ周波数帯を用いて、ＰＮ系列の違いにより、多数の
チャンネルを使用することが可能となる。このようなス
ペクトル拡散通信方式の特徴を用い、ＰＮ符号によって
チャンネルの識別を実現し、多元接続を行う方式を符号
分割多元接続方式、即ちＣＤＭＡ(Code Devision Multi
ple Access) 方式と呼ぶ。 【０００４】このＣＤＭＡ方式を用いた移動通信システ
ムにおける複数の基地局は、パイロット・チャンネルと
呼ばれるチャンネルで、データによって変調されない
が、上記ＰＮ符号によってのみ変調される拡散符号であ
るパイロットＰＮ符号、即ちパイロット信号を繰り返し
送信する。このパイロット信号は移動局側の受信機にお
いて、同期検出、維持を行うために常時送信されてい
る。 【０００５】図３にはパイロット・チャンネルの生成回
路の概略的な構成を示す。基地局の送信部は２種類のＰ
Ｎ発生器１１０、１１１を内蔵している。この２種類の
ＰＮ発生器１１０、１１１から出力されるＰＮ符号は同
じ周期を持つ異なる疑似雑音符号系列である。ＰＮ発生
器１１０で発生されるＰＮ符号は、発振器１１４からの
出力と乗算器１１２で掛け合わされる。一方、ＰＮ発生
器１１１で発生されるＰＮ符号は、発振器１１４からの
出力が１／２π遅延器１１５で１／４周期分遅延された
信号と乗算器１１３で掛け合わされる。これら乗算器１
１２からの出力と乗算器１１３からの出力とは、加算器
１１６で加算され出力される。ここで、上記１／２π遅
延器１１５からの１／４周期分遅延された信号は、上記
ＰＮ発生器１１０からの出力もしくはＰＮ発生器１１１
からの出力のどちらかの出力に乗算するようにすればよ
い。 【０００６】ここで、搬送周波数をωｔとし、ＰＮ発生
器１１０からの出力をｐｎｉ（ｔ）、ＰＮ発生器１１１
からの出力をｐｎｑ（ｔ）、発振器１１４からの出力を
ｃｏｓ（ωｔ）と表せば、基地局から送信されるパイロ
ット・チャンネルのパイロット信号ｓ（ｔ）は（１）式
で示される。 【０００７】 s(t)＝pni(t)cos(ωt)＋pnq(t)sin(ωt)・・・（１） 【０００８】基地局の送信部の発振器１１４の角速度を
ω1 、位相をψ、ゲインをａ0 とすると、上記パイロッ
ト信号ｓ（ｔ）は（２）式で表される。 【０００９】 s(t)＝a0 (pni(t)cos(ω1t＋ψ) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ))・・・（２） 【００１０】受信点での信号には伝搬損失があり、この
伝搬損失により失われなかったパイロット信号ｒ（ｔ）
は、乗数ａ1 を用いると（３）式で表される。 【００１１】 r(t)＝a1 (pni(t)cos(ω1t＋ψ) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ))・・・（３） 【００１２】さらに、上記（３）式に、値ｃｏｓ（ω2
ｔ）、ｓｉｎ（ω2 ｔ）を乗算することにより、
（４）、（５）式に示される直交成分ｒｉ、ｒｑを得る
ことができる。 【００１３】 ri=a1(pni(t)cos(ω1t＋ψ) cos(ω2t) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ) cos(ω2t))・・・（４） rq=a1(pni(t)cos(ω1t＋ψ) sin(ω2t) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ) sin(ω2t))・・・（５） 【００１４】この直交成分ｒｉ、ｒｑの各信号を、ロー
パスフィルタで高周波成分を除去した後のベースバンド
成分は次の（６）、（７）式に示すようになる。 【００１５】 ri=a1(pni(t)cos(ω1t＋ψ−ω2t) ＋pnq(t)sin(ω1t＋ψ−ω2t)) ・・・（６） rq=a1(−pni(t)sin(ω1t＋ψ−ω2t) ＋pnq(t)cos(ω1t＋ψ−ω2t)) ・・・（７） 【００１６】次に、上記ＰＮ発生器１１０からの出力ｐ
ｎｉ（ｔ）とＰＮ発生器１１１からの出力ｐｎｑ（ｔ）
との関係が、pni(t)×pnq(t)＝１の場合には、（８）、
（９）式に示すようなＩ信号及びＱ信号を生成する。 【００１７】 I=ri×pni(t)・・・（８） Q=rq×pnq(t)・・・（９） 【００１８】また、上記ＰＮ発生器１１０からの出力ｐ
ｎｉ（ｔ）とＰＮ発生器１１１からの出力ｐｎｑ（ｔ）
との関係が、pni(t)×pnq(t)＝−１の場合には、（１
０）、（１１）式に示すようなＩ信号及びＱ信号を生成
する。 【００１９】 I=rq×pnq(t)・・・（１０） Q=ri×pni(t)・・・（１１） 【００２０】この結果、次の（１２）、（１３）式に示
すようなＩ成分とＱ成分とが得られる。 【００２１】 I=a1 (cos(ω1t＋ψ−ω2t) ＋sin(ω1t＋ψ−ω2t))・・・（１２） Q=a1 (cos(ω1t＋ψ−ω2t) −sin(ω1t＋ψ−ω2t))・・・（１３） 【００２２】上記（１２）式及び（１３）式を用いて、
（１４）式に示すように（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）／２を算出する
ことにより、エネルギｒｅが得られる。 【００２３】 re=(I2+Q2)/2 =a1 2(cos2(ω1t＋ψ−ω2t) +2cos(ω1t＋ψ−ω2t)sin( ω1t＋ψ−ω2t)+sin2( ω1t＋ψ−ω2t) +cos2(ω1t＋ψ−ω2t) -2cos(ω1t＋ψ−ω2t)sin( ω1t＋ψ−ω2t)+sin2( ω1t＋ψ−ω2t))/2 =a1 2 (2cos2(ω1t＋ψ−ω2t)+2sin2(ω1t＋ψ−ω2t))/2 =a1 2 ・・・（１４） 【００２４】図４は、従来のパイロット信号検出回路で
ある。この図４に示すパイロット信号検出回路は、Ｉ成
分及びＱ成分を積算した後に自乗和を計算している。自
乗計算する前にＩ成分及びＱ成分を複数回積算すること
によって、スペクトル拡散における拡散利得が得られ、
雑音成分を圧縮することができる。このことは、どんな
に微小な信号でも、積算回数を増やすことで所望の信号
を検出できることを意味する。 【００２５】受信信号ｒは乗算器１０及び乗算器１１に
入力される。この乗算器１０では、上記受信信号ｒと発
振器１２からの出力とが乗算されることにより信号ｒｉ
が生成される。また、上記乗算器１１では、上記発振器
１２からの出力を１／２π遅延回路１３で１／４周期分
遅延させた出力と上記受信信号ｒとが乗算されることに
より信号ｒｑが生成される。 【００２６】上記２つの信号ｒｉ及び信号ｒｑは、Ｉ成
分抽出回路１４及びＱ成分抽出回路１５にそれぞれ入力
されて、上記Ｉ成分抽出回路１４ではＩ成分が抽出さ
れ、上記Ｑ成分抽出回路１５ではＱ成分が抽出される。
Ｉ成分抽出回路１４で抽出されたＩ信号は積算回路２６
で積算され、ΣＩ信号となる。一方、Ｑ成分抽出回路１
５で抽出されたＱ信号は積算回路２７で積算され、ΣＱ
信号となる。このΣＩ信号及びΣＱ信号は、自乗和回路
２８に入力され、エネルギ値（ΣＩ）2 ＋（ΣＱ）2 が
算出される。ここで、周波数ω1 と周波数ω2 とが等し
いならば、上記Ｉ信号及びＱ信号は、次の（１５）、
（１６）式に示すようになる。 【００２７】 I=a1 (cos(ψ)+sin(ψ))・・・（１５） Q=a1 (cos(ψ)-sin(ψ))・・・（１６） 【００２８】よって、上記Ｉ信号及びＱ信号は、各時刻
に関係なく一定値となるため、図４に示すパイロット信
号検出回路においてエネルギ値Ｅ’を計算すると次の
（１７）式に示すようになる。 【００２９】 E'=(( ΣI/n)2+( ΣQ/n)2)/2 =(( Σ(a1(cos(ψ)-sin(ψ)))/n)2+ (Σ(a1(sin(ψ)+cos(ψ)))/n)2)/2 =a1 2((cos(ψ)-sin(ψ))2+(sin( ψ)+cos(ψ))2)/2 =a1 2 ・・・（１７） 【００３０】上記（１７）式により算出されるエネルギ
値Ｅ’は、送受信時の周波数ω1 と周波数ω2 とが等し
い場合には、積算回数に応じて雑音成分が圧縮された値
として得られ、雑音に埋もれた信号を抽出することがで
きる。 【００３１】 【発明が解決しようとする課題】ところで、周波数ω1
と周波数ω2 とが等しくない場合には、エネルギ値の計
算にcos(ω1ti ＋ψ−ω2ti)sin(ω1tj ＋ψ−ω2tj)の
ような異なる時刻における成分同士の乗算が存在して、
これらの値を打ち消すことができないので、周波数ω1
と周波数ω2 とには誤差が生じる。この誤差は、周波数
ω1 と周波数ω2との差が大きい程大きくなり、また積
算を行う回数が大きい程大きくなることが判っている。 【００３２】ここで、復調器が受信信号を復調し、上記
受信信号の周波数誤差を検出して移動端末内の発振器の
周波数を調整している場合には、周波数ω1 と周波数ω
2 との差は十分小さく抑えられるので問題とならない。
しかし、初期同期を行う際には、復調器を用いた周波数
の調整、即ち周波数トラッキングが行われていないた
め、周波数ω1 と周波数ω2 との差が問題になる。周波
数ω1 及び周波数ω2 の値にもよるが、移動通信システ
ムが運用される搬送周波数において、周波数ω1と周波
数ω2 との差は、最大でも０．５×１０-6、通常０．２
×１０-6に抑える必要がある。しかし、周波数ω1 と周
波数ω2 との差が上記値となるような発振器を移動端末
内に備えることにより、移動端末の価格は高くなる。 【００３３】また、積算回数を小さく抑えると、スペク
トル拡散通信方式の特長である拡散利得をあまり活用す
ることができず、誤差の大きいパイロット・チャンネル
の拡散符号の電力値しか得ることができない。従って、
パイロット・チャンネルの拡散符号を雑音と分別するこ
とが困難になる。 【００３４】そこで、本発明は上述の実情に鑑み、パイ
ロット信号であるパイロット・チャンネルの拡散符号を
受信する受信部において、簡易で正確にパイロット・チ
ャンネルの拡散符号を検出することができるパイロット
信号検出回路を提供するものである。 【００３５】 【課題を解決するための手段】本発明のパイロット信号
検出回路は、複数の基地局と移動局との間でＣＤＭＡ方
式によりスペクトル拡散信号を送受信する移動通信シス
テムにおいて、上記スペクトル拡散信号のＩ成分とＱ成
分とを算出する成分算出手段と、上記成分算出手段によ
り算出されたＩ成分及びＱ成分をそれぞれｍ回（ｍは正
整数）加算する第１の加算手段と、上記第１の加算手段
からのＩ成分の加算出力とＱ成分の加算出力との自乗和
を算出する自乗和算出手段と、上記自乗和算出手段から
の出力をｎ回（ｎは正整数）加算する第２の加算手段
と、上記自乗和算出手段からの出力と上記第２の加算手
段からの出力とを選択して出力する選択手段とを備え、
上記移動局における受信信号の復調の際に、周波数トラ
ッキングが行われていない場合には上記選択手段により
上記第２の加算手段からの出力が選択され、周波数トラ
ッキングが行われている場合には上記第１の加算手段に
おける加算回数を（ｍ×ｎ）に設定し、上記第１の加算
手段においてＩ成分及びＱ成分をそれぞれ（ｍ×ｎ）回
加算し、上記第１の加算手段からのＩ成分の加算出力と
Ｑ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手段によ
り算出して得られる出力が上記選択手段により選択され
ることにより上述した課題を解決する。 【００３６】 【００３７】ここで、上記加算回数ｍｎは十分な信号対
雑音比、即ちＳＮ比を得ることができる程度の加算回数
であり、上記加算回数ｍは周波数の誤差の影響を受けな
い程度の加算回数である。 【００３８】 【作用】本発明においては、移動局における受信信号の
復調時に周波数トラッキングが行われていない場合には
基地局からの送信信号の搬送周波数と上記移動局で受信
される信号の搬送周波数との差が大きいので、Ｉ成分及
びＱ成分の積算回数を小さくしてそれぞれ積算を行い、
この積算されたＩ成分とＱ成分との自乗和を算出し、さ
らにこの自乗和による値を複数回加算して得られる出力
を選択し、周波数トラッキングが行われている場合には
上記基地局からの送信信号の搬送周波数と上記移動局で
受信される信号の搬送周波数との差が十分小さいので、
上記積算回数を大きな値に設定してＩ成分及びＱ成分の
積算をそれぞれ行った後に、Ｉ成分とＱ成分との自乗和
を行うことにより得られる値を選択して出力する。 【００３９】 【実施例】以下、本発明の好ましい実施例について、図
面を参照しながら説明する。図１には、本発明に係るパ
イロット信号検出回路の概略的な構成を示す。図１にお
いて、受信信号ｒは乗算器３０及び乗算器３１に入力さ
れる。この乗算器３０には発振器３２からの出力ｃｏｓ
（ω2 ｔ）が入力され、乗算器３１には発振器３２から
の出力を１／２π位相遅延回路３３に通した出力ｓｉｎ
（ω2ｔ）が入力される。これにより、乗算器３０から
は信号ｒｉが出力され、この信号ｒｉは乗算器４１に入
力される。また、上記乗算器３１からは信号ｒｑが出力
され、この信号ｒｑは乗算器４２に入力される。 【００４０】ここで、２種類のＰＮ発生器３４、３５か
ら出力されるＰＮ符号は同じ周期を持つ異なる疑似雑音
符号系列である。ＰＮ発生器３４で発生されるＰＮ符号
は、上記乗算器４１で信号ｒｉと乗算され、この乗算器
４１からの出力は信号切換器４４及び信号切換器４５に
入力される。一方、ＰＮ発生器３５で発生されるＰＮ符
号は、上記乗算器４２で信号ｒｑと乗算され、この乗算
器４２からの出力も信号切換器４４及び信号切換器４５
に入力される。 【００４１】また、上記ＰＮ発生器３４からのＰＮ符号
と上記ＰＮ発生器３５からのＰＮ符号とは比較器４３に
入力されて比較される。この比較器４３における比較に
より、上記信号切換器４４は切換端子ａ又は切換端子ｂ
に切り換えられ、上記比較器４３における比較により、
上記信号切換器４５は切換端子ｃ又は切換端子ｄに切り
換えられる。これにより、上記信号切換器４４から出力
される信号がＩ信号になり、上記信号切換器４５から出
力される信号がＱ信号になる。 【００４２】上記信号切換器４４からのＩ信号は積算回
路３６に入力され、この積算回路３６で積算されてΣＩ
信号となる。一方、上記信号切換器４５からのＱ信号は
積算回路３７に入力され、この積算回路３７で積算され
てΣＱ信号となる。これらΣＩ信号及びΣＱ信号は、自
乗和回路３８に入力され、エネルギ値（ΣＩ）2 ＋（Σ
Ｑ）2 が算出される。このエネルギ値（ΣＩ）2 ＋（Σ
Ｑ）2 は積算回路３９に入力される。この積算回路３９
からは、Σ（（ΣＩ）2 ＋（ΣＱ）2 ）が出力される。
上記自乗和回路３８からの出力と積算回路３９からの出
力信号とは選択器４０に入力される。この選択器４０で
は、図示しないＣＰＵ等の指示により上記２つの信号を
切り換えて出力する。 【００４３】パイロット・チャンネルの拡散符号を精度
良く検出するためには、図４に示す従来のパイロット信
号検出回路における積算回数を、例えば５１２回と大き
くしなければならない。これに対して、本発明に係るパ
イロット信号検出回路では、上記自乗和回路３８の前に
は積算回路３６、３７を、また上記自乗和回路３８の後
には積算回路３９を設けている。 【００４４】例えば、これらの積算回路３６、３７、３
９における積算回数を、上記自乗和回路の前段の積算回
路３６、３７ではそれぞれ６４回、後段の積算回路３９
では８回とする。これにより、本発明のパイロット信号
検出回路において、上記図４に示す従来のパイロット信
号検出回路において積算回数を５１２回に設定した場合
のパイロット・チャンネルの拡散符号の精度と同様の精
度のパイロット・チャンネルの拡散符号を得ることがで
きる。このとき、本発明に係るパイロット信号検出回路
の前段の積算回路３６、３７における積算回数を、従来
のパイロット信号検出回路の積算回路における積算回数
より小さく抑えることで、搬送周波数の誤差に伴う拡散
符号の検出結果の劣化を防ぐことができる。 【００４５】さらに、前段の積算回路３６、３７におけ
る積算回数は６４回であり、この積算回数では十分な対
雑音比を得ることはできないが、後段の積算回路３９に
おいて、上記積算回路３６、３７でそれぞれ６４回ずつ
積算された信号の自乗和を８回加算することで対雑音比
を改善することができる。 【００４６】尚、上記前段の積算回路３６、３７及び後
段の積算回路３９における積算回数は、パイロット信号
検出回路において予想される周波数誤差、所望される対
雑音比、及び消費電力量によって決定される値であり、
固定値ではない。 【００４７】図１の選択器４０は、上記積算回路３９を
使用するか否かの切り換えを行うための回路である。移
動端末の起動時には受信信号ｒを復調するが、周波数の
調整、即ち周波数トラッキングを行っていないので、基
地局と移動端末とでは搬送周波数に差が生じる。この場
合には、上記選択器４０は積算回路３９からの信号を選
択して出力する。また、復調を開始して周波数トラッキ
ングを行い、基地局と移動端末との搬送周波数の差が十
分小さく抑えられているならば、上記自乗和回路３８か
らの信号を選択して出力することにより、自乗和回路３
８の動作回数が６４分の１から５１２分の１になるの
で、本発明に係るパイロット信号検出回路の消費電力を
さらに小さくすることができる。 【００４８】また、上記実施例においては、ＣＤＭＡ方
式移動通信システムの基地局がパイロット・チャンネル
による拡散信号を送信する場合について説明したが、図
２に示すように、ＰＮ発生器１００からのＰＮ符号と発
振器１０２とを乗算器１０１で乗算させることにより生
成される２相位相変調、即ち２相ＰＳＫを用いた場合に
も、上述の実施例と同様の効果を得ることができる。 【００４９】尚、上記ＣＤＭＡ方式移動通信システムの
具体例としては、いわゆるＣＤＭＡ方式ディジタルセル
ラシステムを適用することができる。 【００５０】 【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係るパイロット信号検出回路は、スペクトル拡散信
号のＩ成分とＱ成分とを算出する成分算出手段と、上記
成分算出手段により算出されたＩ成分及びＱ成分をそれ
ぞれｍ回加算する第１の加算手段と、上記第１の加算手
段からのＩ成分の加算出力とＱ成分の加算出力との自乗
和を算出する自乗和算出手段と、上記自乗和算出手段か
らの出力をｎ回加算する第２の加算手段と、上記自乗和
算出手段からの出力と上記第２の加算手段からの出力と
を選択して出力する選択手段とを備え、移動局は複数の
基地局が送信する同期検出用のためのパイロット・チャ
ンネルの拡散符号を検出することにより、基地局と移動
局との間で搬送周波数に差が生じていても、検出される
拡散符号の電力値に劣化が生じることがない。 【００５１】また、上記移動局における受信信号の復調
の際に、周波数トラッキングが行われていない場合には
上記選択手段により上記第２の加算手段からの出力が選
択され、周波数トラッキングが行われている場合には上
記第１の加算手段における加算回数ｍの値をｍｎの値に
切り換え、上記加算手段においてＩ成分及びＱ成分をそ
れぞれｍｎ回加算し、この加算手段からのＩ成分の加算
出力とＱ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手
段により算出して得られる出力が上記選択手段により選
択されることにより、移動局の移動端末の起動時で周波
数トラッキングが動作しておらず、基地局と移動局との
搬送周波数の差が大きい場合のパイロット・チャンネル
の拡散符号の検出結果と、復調を開始して周波数トラッ
キングが動作し、基地局と移動局との搬送周波数の差が
小さい場合とのパイロット・チャンネルの拡散符号の検
出結果とを選択するので、回路の消費電力を抑えること
ができる。また、移動端末の起動時で周波数トラッキン
グが動作していない場合でもパイロット・チャンネルの
抽出が確実にでき、復調を開始して周波数トラッキング
が動作した場合には、従来通りの手段を用いることによ
り消費電力を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るパイロット信号検出回路の概略的
な構成を示す図である。 【図２】２相ＰＳＫ信号生成回路の概略的な構成を示す
図である。 【図３】パイロット・チャンネル生成回路の概略的な構
成を示す図である。 【図４】従来のパイロット信号検出回路の概略的な構成
を示す図である。 【符号の説明】 ３０、３１・・・乗算器 ３２・・・・・・発振器 ３３・・・・・・１／２π遅延器 ３４、３５・・・ＰＮ発生器 ３６、３７・・・積算回路 ３８・・・・・・自乗和回路 ３９・・・・・・積算回路 ４０・・・・・・選択器 ４１、４２・・・乗算器 ４３・・・・・・比較器 ４４、４５・・・信号切換器
な構成を示す図である。 【図２】２相ＰＳＫ信号生成回路の概略的な構成を示す
図である。 【図３】パイロット・チャンネル生成回路の概略的な構
成を示す図である。 【図４】従来のパイロット信号検出回路の概略的な構成
を示す図である。 【符号の説明】 ３０、３１・・・乗算器 ３２・・・・・・発振器 ３３・・・・・・１／２π遅延器 ３４、３５・・・ＰＮ発生器 ３６、３７・・・積算回路 ３８・・・・・・自乗和回路 ３９・・・・・・積算回路 ４０・・・・・・選択器 ４１、４２・・・乗算器 ４３・・・・・・比較器 ４４、４５・・・信号切換器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 成瀬 哲也
東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ
ニー株式会社内
(56)参考文献 特開 平７−140224（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
H04B 1/76
H04L 7/00 - 7/10
H04L 27/38
H04Q 7/38
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 複数の基地局と移動局との間でＣＤＭＡ
方式によりスペクトル拡散信号を送受信する移動通信シ
ステムにおいて、 上記スペクトル拡散信号のＩ成分とＱ成分とを算出する
成分算出手段と、 上記成分算出手段により算出されたＩ成分及びＱ成分を
それぞれｍ回（ｍは正整数）加算する第１の加算手段
と、 上記第１の加算手段からのＩ成分の加算出力とＱ成分の
加算出力との自乗和を算出する自乗和算出手段と、 上記自乗和算出手段からの出力をｎ回（ｎは正整数）加
算する第２の加算手段と、 上記自乗和算出手段からの出力と上記第２の加算手段か
らの出力とを選択して出力する選択手段とを備え、 上記移動局における受信信号の復調の際に、周波数トラ
ッキングが行われていない場合には上記選択手段により
上記第２の加算手段からの出力が選択され、周波数トラ
ッキングが行われている場合には上記第１の加算手段に
おける加算回数を（ｍ×ｎ）に設定し、上記第１の加算
手段においてＩ成分及びＱ成分をそれぞれ（ｍ×ｎ）回
加算し、上記第１の加算手段からのＩ成分の加算出力と
Ｑ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手段によ
り算出して得られる出力が上記選択手段により選択され
ることを特徴とするパイロット信号検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31794293A JP3417024B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | パイロット信号検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31794293A JP3417024B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | パイロット信号検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP3417024B2 true JP3417024B2 (ja) | 2003-06-16 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31794293A Expired - Fee Related JP3417024B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | パイロット信号検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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Families Citing this family (3)
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|---|---|---|---|---|
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| CN102958078A (zh) * | 2011-08-31 | 2013-03-06 | 北京中电华大电子设计有限责任公司 | 一种802.11基带处理器中异常信号处理方法和装置 |
-
1993
- 1993-12-17 JP JP31794293A patent/JP3417024B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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