JPH07177125A - パイロット信号検出回路 - Google Patents
パイロット信号検出回路Info
- Publication number
- JPH07177125A JPH07177125A JP5317942A JP31794293A JPH07177125A JP H07177125 A JPH07177125 A JP H07177125A JP 5317942 A JP5317942 A JP 5317942A JP 31794293 A JP31794293 A JP 31794293A JP H07177125 A JPH07177125 A JP H07177125A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- component
- output
- circuit
- sum
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
信号rに周波数トラッキングが行われていない場合に
は、信号切換器44、45からのI信号及びQ信号は積
算回路36、37でそれぞれ積算された後に自乗和回路
38で自乗和され、さらに積算回路39で積算された出
力が選択器40で選択されて出力される。また、上記受
信信号rに周波数トラッキングが行われている場合に
は、上記積算回路36、37の積算回数を大きくしてI
信号及びQ信号の積算をそれぞれ行った後に自乗和回路
38で自乗和された出力が選択器40で選択されて出力
される。 【効果】 基地局と移動局との間で搬送周波数に差が生
じていても、検出される拡散符号の電力値に劣化が生じ
ることがない。
Description
システムにおける各基地局が送信するスペクトル拡散信
号の内のパイロットチャンネルの拡散符号を検出するパ
イロット信号検出回路に関する。
の広いスペクトル帯域に被変調波を拡散させて通信を行
うスペクトル拡散通信方式、即ちいわゆるSS方式が注
目されている。このスペクトル拡散通信方式により、送
信機側で搬送波(キャリヤ)がPN(疑似雑音)符号系
列によって変調されて、周波数スペクトルが拡散され
る。また、受信機側では、送信機と同一構造のPN符号
系列発生器により発生するPN系列を用いた逆拡散過程
或いは相関過程を経た後、ベースバンド復調されること
によりデータを得る。
側で受信信号、即ちPN符号を復調するためには、受信
信号のPN系列のパターンが一致していること以外に、
時間的にも一致していなければならない。即ち、発生タ
イミング或いは発生位相が一致していなければならな
い。よって、通信回線を成立させることができるのは、
同一系列で時間的にも位相が一致した場合のみである。
このようなスペクトル拡散通信方式の特徴を利用して、
同じ周波数帯を用いて、PN系列の違いにより、多数の
チャンネルを使用することが可能となる。このようなス
ペクトル拡散通信方式の特徴を用い、PN符号によって
チャンネルの識別を実現し、多元接続を行う方式を符号
分割多元接続方式、即ちCDMA(Code Devision Multi
ple Access) 方式と呼ぶ。
ムにおける複数の基地局は、パイロット・チャンネルと
呼ばれるチャンネルで、データによって変調されない
が、上記PN符号によってのみ変調される拡散符号であ
るパイロットPN符号、即ちパイロット信号を繰り返し
送信する。このパイロット信号は移動局側の受信機にお
いて、同期検出、維持を行うために常時送信されてい
る。
路の概略的な構成を示す。基地局の送信部は2種類のP
N発生器110、111を内蔵している。この2種類の
PN発生器110、111から出力されるPN符号は同
じ周期を持つ異なる疑似雑音符号系列である。PN発生
器110で発生されるPN符号は、発振器114からの
出力と乗算器112で掛け合わされる。一方、PN発生
器111で発生されるPN符号は、発振器114からの
出力が1/2π遅延器115で1/4周期分遅延された
信号と乗算器113で掛け合わされる。これら乗算器1
12からの出力と乗算器113からの出力とは、加算器
116で加算され出力される。ここで、上記1/2π遅
延器115からの1/4周期分遅延された信号は、上記
PN発生器110からの出力もしくはPN発生器111
からの出力のどちらかの出力に乗算するようにすればよ
い。
器110からの出力をpni(t)、PN発生器111
からの出力をpnq(t)、発振器114からの出力を
cos(ωt)と表せば、基地局から送信されるパイロ
ット・チャンネルのパイロット信号s(t)は(1)式
で示される。
ω1 、位相をψ、ゲインをa0 とすると、上記パイロッ
ト信号s(t)は(2)式で表される。
伝搬損失により失われなかったパイロット信号r(t)
は、乗数a1 を用いると(3)式で表される。
t)、sin(ω2 t)を乗算することにより、
(4)、(5)式に示される直交成分ri、rqを得る
ことができる。
パスフィルタで高周波成分を除去した後のベースバンド
成分は次の(6)、(7)式に示すようになる。
ni(t)とPN発生器111からの出力pnq(t)
との関係が、pni(t)×pnq(t)=1の場合には、(8)、
(9)式に示すようなI信号及びQ信号を生成する。
ni(t)とPN発生器111からの出力pnq(t)
との関係が、pni(t)×pnq(t)=−1の場合には、(1
0)、(11)式に示すようなI信号及びQ信号を生成
する。
すようなI成分とQ成分とが得られる。
(14)式に示すように(I2 +Q 2 )/2を算出する
ことにより、エネルギreが得られる。
毎に算出して所定のn個のチップ分積算を行うことによ
り、誤差(雑音)が抑圧された相関結果Eが得られる。
この相関結果Eは次の(15)式に示すようである。
て出力することを実現する回路の概略的な構成を図4に
示す。受信器側で受信されたPN符号である受信信号r
は乗算器10及び乗算器11に入力される。この乗算器
10には発振器12からの出力cos(ω2 t)が入力
され、乗算器11には発振器12からの出力を1/2π
位相遅延回路13に通した出力sin(ω2 t)が入力
される。これにより、乗算器10からは信号riが出力
され、乗算器11からは信号rqが出力される。これら
2つの信号ri及び信号rqは、それぞれI成分抽出回
路14及びQ成分抽出回路15に入力されて、上記I成
分抽出回路14では信号Iが、Q成分抽出回路15では
信号Qが抽出される。上記抽出された信号I及び信号Q
は自乗和回路16に入力され、パイロット・チャンネル
による拡散符号のエネルギ値(I2 +Q2 )が算出され
る。このパイロット・チャンネルの拡散符号のエネルギ
値(I2 +Q2 )は、積算回路17に入力され、所定時
間分足し合わされる。この足し合わせにより拡散符号の
エネルギ値に対して雑音成分が低減された信号Σ(I2
+Q2 )が出力される。
出回路ではスペクトル拡散レートにより自乗和を計算す
るため、高速な自乗和回路が必要となり、回路の消費電
力が大きくなる欠点がある。
のが図5に示すような従来のパイロット信号検出回路で
ある。この図5に示すパイロット信号検出回路は、自乗
計算を行った後に積算を行うのではなく、I成分及びQ
成分を積算した後に自乗和を計算している点で、図4に
示すパイロット信号検出回路と異なる。
入力される。この乗算器10では、上記受信信号rと発
振器12からの出力とが乗算されることにより信号ri
が生成される。また、上記乗算器11では、上記発振器
12からの出力を1/2π遅延回路13で1/4周期分
遅延させた出力と上記受信信号rとが乗算されることに
より信号rqが生成される。
分抽出回路14及びQ成分抽出回路15にそれぞれ入力
されて、上記I成分抽出回路14ではI成分が抽出さ
れ、上記Q成分抽出回路15ではQ成分が抽出される。
I成分抽出回路14で抽出されたI信号は積算回路26
で積算され、ΣI信号となる。一方、Q成分抽出回路1
5で抽出されたQ信号は積算回路27で積算され、ΣQ
信号となる。このΣI信号及びΣQ信号は、自乗和回路
28に入力され、エネルギ値(ΣI)2 +(ΣQ)2 が
算出される。ここで、周波数ω1 と周波数ω2 とが等し
いならば、上記I信号及びQ信号は、次の(16)、
(17)式に示すようになる。
に関係なく一定値となるため、図5に示すパイロット信
号検出回路においてエネルギ値E’を計算すると次の
(18)式に示すようになる。
値E’は、上記(15)式により算出される相関結果E
と一致していることから、送受信時の周波数ω1 と周波
数ω 2 とが等しい場合には乗算回数を少なくすることが
できる。これにより、消費電力を小さく抑えることがで
き、高速な動作速度の乗算器を必要としないという利点
を持つ回路となる。
と周波数ω2 とが等しくない場合には、エネルギ値の計
算にcos(ω1ti +ψ−ω2ti)sin(ω1tj +ψ−ω2tj)の
ような異なる時刻における成分同士の乗算が存在して、
これらの値を打ち消すことができないので、周波数ω1
と周波数ω2 とには誤差が生じる。このため、周波数ω
1 と周波数ω2 とが等しくない場合には、等価な回路と
は言えない。この誤差は、周波数ω1 と周波数ω2 との
差が大きい程大きくなり、また積算を行う回数が大きい
程大きくなることが判っている。
受信信号の周波数誤差を検出して移動端末内の発振器の
周波数を調整している場合には、周波数ω1 と周波数ω
2 との差は十分小さく抑えられるので問題とならない。
しかし、初期同期を行う際には、復調器を用いた周波数
の調整、即ち周波数トラッキングが行われていないた
め、周波数ω1 と周波数ω2 との差が問題になる。周波
数ω1 及び周波数ω2 の値にもよるが、移動通信システ
ムが運用される搬送周波数において、周波数ω1と周波
数ω2 との差は、最大でも0.5×10-6、通常0.2
×10-6に抑える必要がある。しかし、周波数ω1 と周
波数ω2 との差が上記値となるような発振器を移動端末
内に備えることにより、移動端末の価格は高くなる。
トル拡散通信方式の特長である拡散利得をあまり活用す
ることができず、誤差の大きいパイロット・チャンネル
の拡散符号の電力値しか得ることができない。
ロット信号であるパイロット・チャンネルの拡散符号を
受信する受信部において、簡易で正確にパイロット・チ
ャンネルの拡散符号を検出することができるパイロット
信号検出回路を提供するものである。
信号検出回路は、スペクトル拡散信号のI成分とQ成分
とを算出する成分算出手段と、上記成分算出手段により
算出されたI成分及びQ成分をそれぞれm回加算する第
1の加算手段と、上記第1の加算手段からのI成分の加
算出力とQ成分の加算出力との自乗和を算出する自乗和
算出手段と、上記自乗和算出手段からの出力をn回加算
する第2の加算手段と、上記自乗和算出手段からの出力
と上記第2の加算手段からの出力とを選択して出力する
選択手段とを備え、移動局は複数の基地局が送信する同
期検出用のためのパイロット・チャンネルの拡散符号を
検出することにより上述した課題を解決する。
の際に、周波数トラッキングが行われていない場合には
上記選択手段により上記第2の加算手段からの出力が選
択され、周波数トラッキングが行われている場合には上
記第1の加算手段における加算回数mの値をmnの値に
切り換え、上記加算手段においてI成分及びQ成分をそ
れぞれmn回加算し、この加算手段からのI成分の加算
出力とQ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手
段により算出して得られる出力が上記選択手段により選
択されることを特徴とする。
雑音比、即ちSN比を得ることができる程度の加算回数
であり、上記加算回数mは周波数の誤差の影響を受けな
い程度の加算回数である。
復調時に周波数トラッキングが行われていない場合には
基地局からの送信信号の搬送周波数と上記移動局で受信
される信号の搬送周波数との差が大きいので、I成分及
びQ成分の積算回数を小さくしてそれぞれ積算を行い、
この積算されたI成分とQ成分との自乗和を算出し、さ
らにこの自乗和による値を複数回加算して得られる出力
を選択し、周波数トラッキングが行われている場合には
上記基地局からの送信信号の搬送周波数と上記移動局で
受信される信号の搬送周波数との差が十分小さいので、
上記積算回数を大きな値に設定してI成分及びQ成分の
積算をそれぞれ行った後に、I成分とQ成分との自乗和
を行うことにより得られる値を選択して出力する。
面を参照しながら説明する。図1には、本発明に係るパ
イロット信号検出回路の概略的な構成を示す。図1にお
いて、受信信号rは乗算器30及び乗算器31に入力さ
れる。この乗算器30には発振器32からの出力cos
(ω2 t)が入力され、乗算器31には発振器32から
の出力を1/2π位相遅延回路33に通した出力sin
(ω2t)が入力される。これにより、乗算器30から
は信号riが出力され、この信号riは乗算器41に入
力される。また、上記乗算器31からは信号rqが出力
され、この信号rqは乗算器42に入力される。
ら出力されるPN符号は同じ周期を持つ異なる疑似雑音
符号系列である。PN発生器34で発生されるPN符号
は、上記乗算器41で信号riと乗算され、この乗算器
41からの出力は信号切換器44及び信号切換器45に
入力される。一方、PN発生器35で発生されるPN符
号は、上記乗算器42で信号rqと乗算され、この乗算
器42からの出力も信号切換器44及び信号切換器45
に入力される。
と上記PN発生器35からのPN符号とは比較器43に
入力されて比較される。この比較器43における比較に
より、上記信号切換器44は切換端子a又は切換端子b
に切り換えられ、上記比較器43における比較により、
上記信号切換器45は切換端子c又は切換端子dに切り
換えられる。これにより、上記信号切換器44から出力
される信号がI信号になり、上記信号切換器45から出
力される信号がQ信号になる。
路36に入力され、この積算回路36で積算されてΣI
信号となる。一方、上記信号切換器45からのQ信号は
積算回路37に入力され、この積算回路37で積算され
てΣQ信号となる。これらΣI信号及びΣQ信号は、自
乗和回路38に入力され、エネルギ値(ΣI)2 +(Σ
Q)2 が算出される。このエネルギ値(ΣI)2 +(Σ
Q)2 は積算回路39に入力される。この積算回路39
からは、Σ((ΣI)2 +(ΣQ)2 )が出力される。
上記自乗和回路38からの出力と積算回路39からの出
力信号とは選択器40に入力される。この選択器40で
は、図示しないCPU等の指示により上記2つの信号を
切り換えて出力する。
良く検出するためには、図4に示す従来のパイロット信
号検出回路における積算回数を、例えば512回と大き
くしなければならない。また、図5のパイロット信号検
出回路において、上記図4に示すパイロット信号検出回
路における積算回数と同じ数だけ積算すると、大きな誤
差が生じてしまう。これに対して、本発明に係るパイロ
ット信号検出回路では、上記自乗和回路38の前には積
算回路36、37を、また上記自乗和回路38の後には
積算回路39を設けている。
9における積算回数を、上記自乗和回路の前段の積算回
路36、37ではそれぞれ64回、後段の積算回路39
では8回とする。これにより、本発明のパイロット信号
検出回路において、上記図4に示す従来のパイロット信
号検出回路において積算回数を512回に設定した場合
のパイロット・チャンネルの拡散符号の精度と同様の精
度のパイロット・チャンネルの拡散符号を得ることがで
きる。このとき、本発明に係るパイロット信号検出回路
の前段の積算回路36、37における積算回数を、従来
のパイロット信号検出回路の積算回路における積算回数
より小さく抑えることで、搬送周波数の誤差に伴う拡散
符号の劣化を防ぐことができる。
路における自乗和回路38の動作回数と図4に示す従来
のパイロット信号検出回路の自乗和回路16の動作回数
とを比較すると、本発明に係るパイロット信号検出回路
における自乗和回路38の動作回数は従来のパイロット
信号検出回路の自乗和回路の動作回数の64分の1であ
るので、高速な自乗和回路を必要としない。よって、パ
イロット信号検出回路の低消費電力化を実現することが
できる。
る積算回数は64回であり、この積算回数では十分な対
雑音比を得ることはできないが、後段の積算回路39に
おいて、上記積算回路36、37でそれぞれ64回ずつ
積算された信号の自乗和を8回加算することで対雑音比
を改善することができる。
段の積算回路39における積算回数は、パイロット信号
検出回路において予想される周波数誤差、所望される対
雑音比、及び消費電力量によって決定される値であり、
固定値ではない。
使用するか否かの切り換えを行うための回路である。移
動端末の起動時には受信信号rを復調するが、周波数の
調整、即ち周波数トラッキングを行っていないので、基
地局と移動端末とでは搬送周波数に差が生じる。この場
合には、上記選択器40は積算回路39からの信号を選
択して出力する。また、復調を開始して周波数トラッキ
ングを行い、基地局と移動端末との搬送周波数の差が十
分小さく抑えられているならば、上記自乗和回路38か
らの信号を選択して出力することにより、自乗和回路3
8の動作回数が64分の1から512分の1になるの
で、本発明に係るパイロット信号検出回路の消費電力を
さらに小さくすることができる。
式移動通信システムの基地局がパイロット・チャンネル
による拡散信号を送信する場合について説明したが、図
2に示すように、PN発生器100からのPN符号と発
振器102とを乗算器101で乗算させることにより生
成される2相位相変調、即ち2相PSKを用いた場合に
も、上述の実施例と同様の効果を得ることができる。
具体例としては、いわゆるCDMA方式ディジタルセル
ラシステムを適用することができる。
明に係るパイロット信号検出回路は、スペクトル拡散信
号のI成分とQ成分とを算出する成分算出手段と、上記
成分算出手段により算出されたI成分及びQ成分をそれ
ぞれm回加算する第1の加算手段と、上記第1の加算手
段からのI成分の加算出力とQ成分の加算出力との自乗
和を算出する自乗和算出手段と、上記自乗和算出手段か
らの出力をn回加算する第2の加算手段と、上記自乗和
算出手段からの出力と上記第2の加算手段からの出力と
を選択して出力する選択手段とを備え、移動局は複数の
基地局が送信する同期検出用のためのパイロット・チャ
ンネルの拡散符号を検出することにより、基地局と移動
局との間で搬送周波数に差が生じていても、検出される
拡散符号の電力値に劣化が生じることがない。また、回
路の消費電力を抑えることができる。
の際に、周波数トラッキングが行われていない場合には
上記選択手段により上記第2の加算手段からの出力が選
択され、周波数トラッキングが行われている場合には上
記第1の加算手段における加算回数mの値をmnの値に
切り換え、上記加算手段においてI成分及びQ成分をそ
れぞれmn回加算し、この加算手段からのI成分の加算
出力とQ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手
段により算出して得られる出力が上記選択手段により選
択されることにより、移動局の移動端末の起動時で周波
数トラッキングが動作しておらず、基地局と移動局との
搬送周波数の差が大きい場合のパイロット・チャンネル
の拡散符号と、復調を開始して周波数トラッキングが動
作し、基地局と移動局との搬送周波数の差が小さい場合
とのパイロット・チャンネルの拡散符号とを選択するの
で、さらに回路の消費電力を抑えることができる。
な構成を示す図である。
図である。
成を示す図である。
な構成を示す図である。
な構成を示す図である。
システムにおける各基地局が送信するスペクトル拡散信
号の内のパイロットチャンネルの拡散符号を検出するパ
イロット信号検出回路に関する。
の広いスペクトル帯域に被変調波を拡散させて通信を行
うスペクトル拡散通信方式、即ちいわゆるSS方式が注
目されている。このスペクトル拡散通信方式により、送
信機側で搬送波(キャリヤ)がPN(疑似雑音)符号系
列によって変調されて、周波数スペクトルが拡散され
る。また、受信機側では、送信機と同一構造のPN符号
系列発生器により発生するPN系列を用いた逆拡散過程
或いは相関過程を経た後、ベースバンド復調されること
によりデータを得る。
側で受信信号、即ちPN符号を復調するためには、受信
信号のPN系列のパターンが一致していること以外に、
時間的にも一致していなければならない。即ち、発生タ
イミング或いは発生位相が一致していなければならな
い。よって、通信回線を成立させることができるのは、
同一系列で時間的にも位相が一致した場合のみである。
このようなスペクトル拡散通信方式の特徴を利用して、
同じ周波数帯を用いて、PN系列の違いにより、多数の
チャンネルを使用することが可能となる。このようなス
ペクトル拡散通信方式の特徴を用い、PN符号によって
チャンネルの識別を実現し、多元接続を行う方式を符号
分割多元接続方式、即ちCDMA(Code Devision Multi
ple Access) 方式と呼ぶ。
ムにおける複数の基地局は、パイロット・チャンネルと
呼ばれるチャンネルで、データによって変調されない
が、上記PN符号によってのみ変調される拡散符号であ
るパイロットPN符号、即ちパイロット信号を繰り返し
送信する。このパイロット信号は移動局側の受信機にお
いて、同期検出、維持を行うために常時送信されてい
る。
路の概略的な構成を示す。基地局の送信部は2種類のP
N発生器110、111を内蔵している。この2種類の
PN発生器110、111から出力されるPN符号は同
じ周期を持つ異なる疑似雑音符号系列である。PN発生
器110で発生されるPN符号は、発振器114からの
出力と乗算器112で掛け合わされる。一方、PN発生
器111で発生されるPN符号は、発振器114からの
出力が1/2π遅延器115で1/4周期分遅延された
信号と乗算器113で掛け合わされる。これら乗算器1
12からの出力と乗算器113からの出力とは、加算器
116で加算され出力される。ここで、上記1/2π遅
延器115からの1/4周期分遅延された信号は、上記
PN発生器110からの出力もしくはPN発生器111
からの出力のどちらかの出力に乗算するようにすればよ
い。
器110からの出力をpni(t)、PN発生器111
からの出力をpnq(t)、発振器114からの出力を
cos(ωt)と表せば、基地局から送信されるパイロ
ット・チャンネルのパイロット信号s(t)は(1)式
で示される。
ω1 、位相をψ、ゲインをa0 とすると、上記パイロッ
ト信号s(t)は(2)式で表される。
伝搬損失により失われなかったパイロット信号r(t)
は、乗数a1 を用いると(3)式で表される。
t)、sin(ω2 t)を乗算することにより、
(4)、(5)式に示される直交成分ri、rqを得る
ことができる。
パスフィルタで高周波成分を除去した後のベースバンド
成分は次の(6)、(7)式に示すようになる。
ni(t)とPN発生器111からの出力pnq(t)
との関係が、pni(t)×pnq(t)=1の場合には、(8)、
(9)式に示すようなI信号及びQ信号を生成する。
ni(t)とPN発生器111からの出力pnq(t)
との関係が、pni(t)×pnq(t)=−1の場合には、(1
0)、(11)式に示すようなI信号及びQ信号を生成
する。
すようなI成分とQ成分とが得られる。
(14)式に示すように(I2 +Q 2 )/2を算出する
ことにより、エネルギreが得られる。
ある。この図4に示すパイロット信号検出回路は、I成
分及びQ成分を積算した後に自乗和を計算している。自
乗計算する前にI成分及びQ成分を複数回積算すること
によって、スペクトル拡散における拡散利得が得られ、
雑音成分を圧縮することができる。このことは、どんな
に微小な信号でも、積算回数を増やすことで所望の信号
を検出できることを意味する。
入力される。この乗算器10では、上記受信信号rと発
振器12からの出力とが乗算されることにより信号ri
が生成される。また、上記乗算器11では、上記発振器
12からの出力を1/2π遅延回路13で1/4周期分
遅延させた出力と上記受信信号rとが乗算されることに
より信号rqが生成される。
分抽出回路14及びQ成分抽出回路15にそれぞれ入力
されて、上記I成分抽出回路14ではI成分が抽出さ
れ、上記Q成分抽出回路15ではQ成分が抽出される。
I成分抽出回路14で抽出されたI信号は積算回路26
で積算され、ΣI信号となる。一方、Q成分抽出回路1
5で抽出されたQ信号は積算回路27で積算され、ΣQ
信号となる。このΣI信号及びΣQ信号は、自乗和回路
28に入力され、エネルギ値(ΣI)2 +(ΣQ)2 が
算出される。ここで、周波数ω1 と周波数ω2 とが等し
いならば、上記I信号及びQ信号は、次の(15)、
(16)式に示すようになる。
に関係なく一定値となるため、図4に示すパイロット信
号検出回路においてエネルギ値E’を計算すると次の
(17)式に示すようになる。
値E’は、送受信時の周波数ω1 と周波数ω2 とが等し
い場合には、積算回数に応じて雑音成分が圧縮された値
として得られ、雑音に埋もれた信号を抽出することがで
きる。
と周波数ω2 とが等しくない場合には、エネルギ値の計
算にcos(ω1ti +ψ−ω2ti)sin(ω1tj +ψ−ω2tj)の
ような異なる時刻における成分同士の乗算が存在して、
これらの値を打ち消すことができないので、周波数ω1
と周波数ω2 とには誤差が生じる。この誤差は、周波数
ω1 と周波数ω2との差が大きい程大きくなり、また積
算を行う回数が大きい程大きくなることが判っている。
受信信号の周波数誤差を検出して移動端末内の発振器の
周波数を調整している場合には、周波数ω1 と周波数ω
2 との差は十分小さく抑えられるので問題とならない。
しかし、初期同期を行う際には、復調器を用いた周波数
の調整、即ち周波数トラッキングが行われていないた
め、周波数ω1 と周波数ω2 との差が問題になる。周波
数ω1 及び周波数ω2 の値にもよるが、移動通信システ
ムが運用される搬送周波数において、周波数ω1と周波
数ω2 との差は、最大でも0.5×10-6、通常0.2
×10-6に抑える必要がある。しかし、周波数ω1 と周
波数ω2 との差が上記値となるような発振器を移動端末
内に備えることにより、移動端末の価格は高くなる。
トル拡散通信方式の特長である拡散利得をあまり活用す
ることができず、誤差の大きいパイロット・チャンネル
の拡散符号の電力値しか得ることができない。従って、
パイロット・チャンネルの拡散符号を雑音と分別するこ
とが困難になる。
ロット信号であるパイロット・チャンネルの拡散符号を
受信する受信部において、簡易で正確にパイロット・チ
ャンネルの拡散符号を検出することができるパイロット
信号検出回路を提供するものである。
信号検出回路は、スペクトル拡散信号のI成分とQ成分
とを算出する成分算出手段と、上記成分算出手段により
算出されたI成分及びQ成分をそれぞれm回加算する第
1の加算手段と、上記第1の加算手段からのI成分の加
算出力とQ成分の加算出力との自乗和を算出する自乗和
算出手段と、上記自乗和算出手段からの出力をn回加算
する第2の加算手段と、上記自乗和算出手段からの出力
と上記第2の加算手段からの出力とを選択して出力する
選択手段とを備え、移動局は複数の基地局が送信する同
期検出用のためのパイロット・チャンネルの拡散符号を
検出することにより上述した課題を解決する。
の際に、周波数トラッキングが行われていない場合には
上記選択手段により上記第2の加算手段からの出力が選
択され、周波数トラッキングが行われている場合には上
記第1の加算手段における加算回数mの値をmnの値に
切り換え、上記加算手段においてI成分及びQ成分をそ
れぞれmn回加算し、この加算手段からのI成分の加算
出力とQ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手
段により算出して得られる出力が上記選択手段により選
択されることを特徴とする。
雑音比、即ちSN比を得ることができる程度の加算回数
であり、上記加算回数mは周波数の誤差の影響を受けな
い程度の加算回数である。
復調時に周波数トラッキングが行われていない場合には
基地局からの送信信号の搬送周波数と上記移動局で受信
される信号の搬送周波数との差が大きいので、I成分及
びQ成分の積算回数を小さくしてそれぞれ積算を行い、
この積算されたI成分とQ成分との自乗和を算出し、さ
らにこの自乗和による値を複数回加算して得られる出力
を選択し、周波数トラッキングが行われている場合には
上記基地局からの送信信号の搬送周波数と上記移動局で
受信される信号の搬送周波数との差が十分小さいので、
上記積算回数を大きな値に設定してI成分及びQ成分の
積算をそれぞれ行った後に、I成分とQ成分との自乗和
を行うことにより得られる値を選択して出力する。
面を参照しながら説明する。図1には、本発明に係るパ
イロット信号検出回路の概略的な構成を示す。図1にお
いて、受信信号rは乗算器30及び乗算器31に入力さ
れる。この乗算器30には発振器32からの出力cos
(ω2 t)が入力され、乗算器31には発振器32から
の出力を1/2π位相遅延回路33に通した出力sin
(ω2t)が入力される。これにより、乗算器30から
は信号riが出力され、この信号riは乗算器41に入
力される。また、上記乗算器31からは信号rqが出力
され、この信号rqは乗算器42に入力される。
ら出力されるPN符号は同じ周期を持つ異なる疑似雑音
符号系列である。PN発生器34で発生されるPN符号
は、上記乗算器41で信号riと乗算され、この乗算器
41からの出力は信号切換器44及び信号切換器45に
入力される。一方、PN発生器35で発生されるPN符
号は、上記乗算器42で信号rqと乗算され、この乗算
器42からの出力も信号切換器44及び信号切換器45
に入力される。
と上記PN発生器35からのPN符号とは比較器43に
入力されて比較される。この比較器43における比較に
より、上記信号切換器44は切換端子a又は切換端子b
に切り換えられ、上記比較器43における比較により、
上記信号切換器45は切換端子c又は切換端子dに切り
換えられる。これにより、上記信号切換器44から出力
される信号がI信号になり、上記信号切換器45から出
力される信号がQ信号になる。
路36に入力され、この積算回路36で積算されてΣI
信号となる。一方、上記信号切換器45からのQ信号は
積算回路37に入力され、この積算回路37で積算され
てΣQ信号となる。これらΣI信号及びΣQ信号は、自
乗和回路38に入力され、エネルギ値(ΣI)2 +(Σ
Q)2 が算出される。このエネルギ値(ΣI)2 +(Σ
Q)2 は積算回路39に入力される。この積算回路39
からは、Σ((ΣI)2 +(ΣQ)2 )が出力される。
上記自乗和回路38からの出力と積算回路39からの出
力信号とは選択器40に入力される。この選択器40で
は、図示しないCPU等の指示により上記2つの信号を
切り換えて出力する。
良く検出するためには、図4に示す従来のパイロット信
号検出回路における積算回数を、例えば512回と大き
くしなければならない。これに対して、本発明に係るパ
イロット信号検出回路では、上記自乗和回路38の前に
は積算回路36、37を、また上記自乗和回路38の後
には積算回路39を設けている。
9における積算回数を、上記自乗和回路の前段の積算回
路36、37ではそれぞれ64回、後段の積算回路39
では8回とする。これにより、本発明のパイロット信号
検出回路において、上記図4に示す従来のパイロット信
号検出回路において積算回数を512回に設定した場合
のパイロット・チャンネルの拡散符号の精度と同様の精
度のパイロット・チャンネルの拡散符号を得ることがで
きる。このとき、本発明に係るパイロット信号検出回路
の前段の積算回路36、37における積算回数を、従来
のパイロット信号検出回路の積算回路における積算回数
より小さく抑えることで、搬送周波数の誤差に伴う拡散
符号の検出結果の劣化を防ぐことができる。
る積算回数は64回であり、この積算回数では十分な対
雑音比を得ることはできないが、後段の積算回路39に
おいて、上記積算回路36、37でそれぞれ64回ずつ
積算された信号の自乗和を8回加算することで対雑音比
を改善することができる。
段の積算回路39における積算回数は、パイロット信号
検出回路において予想される周波数誤差、所望される対
雑音比、及び消費電力量によって決定される値であり、
固定値ではない。
使用するか否かの切り換えを行うための回路である。移
動端末の起動時には受信信号rを復調するが、周波数の
調整、即ち周波数トラッキングを行っていないので、基
地局と移動端末とでは搬送周波数に差が生じる。この場
合には、上記選択器40は積算回路39からの信号を選
択して出力する。また、復調を開始して周波数トラッキ
ングを行い、基地局と移動端末との搬送周波数の差が十
分小さく抑えられているならば、上記自乗和回路38か
らの信号を選択して出力することにより、自乗和回路3
8の動作回数が64分の1から512分の1になるの
で、本発明に係るパイロット信号検出回路の消費電力を
さらに小さくすることができる。
式移動通信システムの基地局がパイロット・チャンネル
による拡散信号を送信する場合について説明したが、図
2に示すように、PN発生器100からのPN符号と発
振器102とを乗算器101で乗算させることにより生
成される2相位相変調、即ち2相PSKを用いた場合に
も、上述の実施例と同様の効果を得ることができる。
具体例としては、いわゆるCDMA方式ディジタルセル
ラシステムを適用することができる。
明に係るパイロット信号検出回路は、スペクトル拡散信
号のI成分とQ成分とを算出する成分算出手段と、上記
成分算出手段により算出されたI成分及びQ成分をそれ
ぞれm回加算する第1の加算手段と、上記第1の加算手
段からのI成分の加算出力とQ成分の加算出力との自乗
和を算出する自乗和算出手段と、上記自乗和算出手段か
らの出力をn回加算する第2の加算手段と、上記自乗和
算出手段からの出力と上記第2の加算手段からの出力と
を選択して出力する選択手段とを備え、移動局は複数の
基地局が送信する同期検出用のためのパイロット・チャ
ンネルの拡散符号を検出することにより、基地局と移動
局との間で搬送周波数に差が生じていても、検出される
拡散符号の電力値に劣化が生じることがない。
の際に、周波数トラッキングが行われていない場合には
上記選択手段により上記第2の加算手段からの出力が選
択され、周波数トラッキングが行われている場合には上
記第1の加算手段における加算回数mの値をmnの値に
切り換え、上記加算手段においてI成分及びQ成分をそ
れぞれmn回加算し、この加算手段からのI成分の加算
出力とQ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手
段により算出して得られる出力が上記選択手段により選
択されることにより、移動局の移動端末の起動時で周波
数トラッキングが動作しておらず、基地局と移動局との
搬送周波数の差が大きい場合のパイロット・チャンネル
の拡散符号の検出結果と、復調を開始して周波数トラッ
キングが動作し、基地局と移動局との搬送周波数の差が
小さい場合とのパイロット・チャンネルの拡散符号の検
出結果とを選択するので、回路の消費電力を抑えること
ができる。また、移動端末の起動時で周波数トラッキン
グが動作していない場合でもパイロット・チャンネルの
抽出が確実にでき、復調を開始して周波数トラッキング
が動作した場合には、従来通りの手段を用いることによ
り消費電力を小さくすることができる。
な構成を示す図である。
図である。
成を示す図である。
を示す図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 複数の基地局と移動局との間でCDMA
方式によりスペクトル拡散信号を送受信する移動通信シ
ステムにおいて、 上記スペクトル拡散信号のI成分とQ成分とを算出する
成分算出手段と、 上記成分算出手段により算出されたI成分及びQ成分を
それぞれm回加算する第1の加算手段と、 上記第1の加算手段からのI成分の加算出力とQ成分の
加算出力との自乗和を算出する自乗和算出手段と、 上記自乗和算出手段からの出力をn回加算する第2の加
算手段と、上記自乗和算出手段からの出力と上記第2の
加算手段からの出力とを選択して出力する選択手段とを
備え、 上記移動局は上記複数の基地局が送信する同期検出用の
ためのパイロット・チャンネルの拡散符号を検出するこ
とを特徴とするパイロット信号検出回路。 - 【請求項2】 上記移動局における受信信号の復調の際
に、周波数トラッキングが行われていない場合には上記
選択手段により上記第2の加算手段からの出力が選択さ
れ、周波数トラッキングが行われている場合には上記第
1の加算手段における加算回数mの値をmnの値に切り
換え、上記加算手段においてI成分及びQ成分をそれぞ
れmn回加算し、この加算手段からのI成分の加算出力
とQ成分の加算出力との自乗和を上記自乗和算出手段に
より算出して得られる出力が上記選択手段により選択さ
れることを特徴とする請求項1記載のパイロット信号検
出回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP31794293A JP3417024B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | パイロット信号検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP31794293A JP3417024B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | パイロット信号検出回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07177125A true JPH07177125A (ja) | 1995-07-14 |
JP3417024B2 JP3417024B2 (ja) | 2003-06-16 |
Family
ID=18093743
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP31794293A Expired - Fee Related JP3417024B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | パイロット信号検出回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3417024B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1996021294A1 (fr) * | 1995-01-05 | 1996-07-11 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Procede et dispositif de poursuite coherente d'un recepteur a acces multiple par code de repartition |
CN102958078A (zh) * | 2011-08-31 | 2013-03-06 | 北京中电华大电子设计有限责任公司 | 一种802.11基带处理器中异常信号处理方法和装置 |
JP2014090423A (ja) * | 1999-09-01 | 2014-05-15 | Qualcomm Incorporated | 無線通信システムにおけるビーム形成の方法および装置 |
-
1993
- 1993-12-17 JP JP31794293A patent/JP3417024B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1996021294A1 (fr) * | 1995-01-05 | 1996-07-11 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Procede et dispositif de poursuite coherente d'un recepteur a acces multiple par code de repartition |
US5898665A (en) * | 1995-01-05 | 1999-04-27 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Coherent tracking apparatus and method for CDMA receiver |
JP2014090423A (ja) * | 1999-09-01 | 2014-05-15 | Qualcomm Incorporated | 無線通信システムにおけるビーム形成の方法および装置 |
CN102958078A (zh) * | 2011-08-31 | 2013-03-06 | 北京中电华大电子设计有限责任公司 | 一种802.11基带处理器中异常信号处理方法和装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3417024B2 (ja) | 2003-06-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7095778B2 (en) | Spread spectrum transmitter and spread spectrum receiver | |
JP2605615B2 (ja) | スペクトラム拡散受信機 | |
EP0577044B1 (en) | Phase difference correcting demodulator for a receiver for spread spectrum communication and method of demodulating | |
US7889782B2 (en) | Joint de-spreading and frequency correction using a correlator | |
US6765953B1 (en) | User terminal parallel searcher | |
JPH10247869A (ja) | ダイバーシティ回路 | |
JPH07202757A (ja) | スペクトラム拡散受信機 | |
US6094449A (en) | Spread spectrum communication synchronization acquisition decoding apparatus | |
JP4763205B2 (ja) | マルチパイロット・サーチングのためのプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ | |
KR100361408B1 (ko) | Cdma 통신을 위한 동기포착회로 | |
EP0854586B1 (en) | Quadrature spread spectrum signal demodulation | |
JP2973416B1 (ja) | Rake受信回路 | |
JP2001230702A (ja) | スペクトラム拡散通信同期捕捉回路 | |
JP2895399B2 (ja) | 同期追従方法 | |
CN1415156A (zh) | 扩频通信系统中的偏移校正 | |
JPH07177125A (ja) | パイロット信号検出回路 | |
EP1170885A1 (en) | Fading pitch measuring apparatus, fading pitch measuring method and portable information terminal using them | |
JP2720745B2 (ja) | 信号処理回路 | |
JP3163817B2 (ja) | 符号分割多元接続受信機及び周波数誤差検出器 | |
KR20010028099A (ko) | 코드 분할 다중 접속방식을 이용한 수신기에서의 동기 추적장치 및 그 방법 | |
JP3824482B2 (ja) | Cdma受信装置 | |
JP3029389B2 (ja) | レイク方式の復調装置 | |
JP3228311B2 (ja) | 受信装置 | |
JP2001313593A (ja) | 同期検出装置及び方法、並びに無線信号受信装置及び方法 | |
JP4300696B2 (ja) | 通信装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030311 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080411 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090411 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090411 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100411 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100411 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110411 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120411 Year of fee payment: 9 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |