JP4763205B2

JP4763205B2 - マルチパイロット・サーチングのためのプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ

Info

Publication number: JP4763205B2
Application number: JP2001547755A
Authority: JP
Inventors: サイ、ギルバート・シー; フェブリアー、イアン; カン、イニュップ; パトリック、クリストファー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1999-12-21
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2011-08-31
Anticipated expiration: 2020-12-20
Also published as: HK1052595B; EP1240722A1; US6480529B1; BR0016532A; CN1190017C; ATE366001T1; CN1413392A; JP2003518807A; IL149947A0; WO2001047135A1; RU2254680C2; DE60035367T2; MXPA02006219A; KR20020062345A; ES2287043T3; RU2002119421A; CA2393509A1; AU2285101A; HK1052595A1; EP1240722B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は通信に関する。さらに明確には、本発明はプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャを用いて１つまたはそれ以上のパイロット信号を検出するための新規な及び改良された方法と装置とに関する。
【０００２】
【従来の技術】
疑似ランダムノイズ（ＰＮ）系列は一般に、電気通信工業協会（ＴＩＡ）により公布されそして基本的にセルラ電気通信システム内で使用される、ＩＳ−９５の大気中送信インターフェイス標準と、ＩＳ−９５Ａ及びＡＮＳＩＪ−ＳＴＤ−００８（以降集合的にＩＳ−９５標準と呼ばれる）のようなその派生物とに記述されているような直接スペクトル拡散通信システムに使用されている。ＩＳ−９５標準は、同じＲＦ帯域幅で同時に多元通信を行うため、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号変調技術を組み込んでいる。包括的なパワー制御と組み合わされた時に、同じ帯域幅を通して多元通信を行うことは、総呼数と、特に、他の無線電気通信技術と比較して再使用する周波数を増加させることにより他の無線通信システム内で行うことができる他の通信とを増加させる。多元接続通信システムでのＣＤＭＡ技術の使用は、米国特許番号、第４，９０１，３０７号、タイトル“衛星または地上中継器使用のスペクトル拡散通信システム（ＳＰＲＥＡＤＳＰＥＣＴＲＵＭＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳＹＳＴＥＭＵＳＩＮＧＳＡＴＥＬＬＩＴＥＯＲＴＥＲＲＥＳＴＲＩＡＬＲＥＰＥＡＴＥＲＳ）”、及び米国特許番号、第５，１０３，４５９号、タイトル“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける信号波形を発生するためのシステム及び方法（ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＧＥＮＥＲＡＴＩＮＧＳＩＧＮＡＬＷＡＶＥＦＯＲＭＳＩＮＡＣＤＭＡＣＥＬＬＵＬＡＲＴＥＬＥＰＨＯＮＥＳＹＳＴＥＭ）”に記述されており、これら両者は本発明の譲受人に譲渡され、そして引用されてここに組み込まれる。
【０００３】
図１はＩＳ−９５標準の使用に従って構成されたセルラ電話システムの非常に簡略化された図を提供する。動作中は、１組の加入者ユニット１０Ａ−Ｄは、ＣＤＭＡ変調された無線信号を使用して１つまたはそれ以上の基地局１２Ａ−Ｄとの１つまたはそれ以上のＲＦインターフェイスを確立することにより無線通信を行う。基地局１２と加入者ユニット１０との間の各無線インターフェイスは、基地局１２から送信される順方向リンク信号と、加入者ユニットから送信される逆方向リンク信号とから成る。これらの無線インターフェイスを使用して、もう１つのユーザとの通信は一般に移動電話交換局（ＭＴＳＯ）１４と公衆電話交換ネットワーク（ＰＳＴＮ）１６とを通って行われる。基地局１２、ＭＴＳＯ１４及びＰＳＴＮ１６との間のリンクは、付加的な無線またはマイクロウェーブリンクの使用もよく知られてはいるが、通常は有線接続によって形成される。
【０００４】
各加入者ユニット１０はレーキ受信器を使用することにより１つまたはそれ以上の基地局１２と通信する。レーキ受信器は米国特許番号、第５，１０９，３９０号、タイトル“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおけるダイバーシティ受信器（ＤＩＶＥＲＳＩＴＹＲＥＣＥＩＶＥＲＩＮＡＣＤＭＡＣＥＬＬＵＬＡＲＴＥＬＥＰＨＯＮＥＳＹＳＴＥＭ）”に記述されており、これは本発明の譲受人に譲渡され、そして引用されてここに組み込まれる。レーキ受信器は典型的に近隣の基地局からの直接及びマルチパス・パイロットを見付け出す(locating)ための１つまたはそれ以上のサーチャと、これらの基地局からの情報信号を受信して結合するための２つまたはそれ以上のフィンガー（finger）とから構成される。サーチャは出願中の米国特許出願番号、第０８／３１６，１７７号、タイトル“スペクトル拡散多元接続通信システムのためのマルチパス・サーチ・プロセッサ（ＭＵＬＴＩＰＡＴＨＳＥＡＲＣＨＰＲＯＣＥＳＳＯＲＦＯＲＳＰＲＥＡＤＳＰＥＣＴＲＵＭＭＵＬＴＩＰＬＥＡＣＣＥＳＳＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳＹＳＴＥＭＳ）”、１９９４年９月３０日出願に記述されており、これは本発明の譲受人に譲渡され、そして引用されてここに組み込まれる。
【０００５】
直接スペクトル拡散通信システムの設計に固有なのは(Inherent in) 、受信器がそのＰＮ系列を基地局のそれらに同調させねばならないという要求条件である。ＩＳ−９５では、各基地局及び加入者ユニットは厳密に同じＰＮ系列を使用する。基地局はそのＰＮ系列の発生において固有のオフセットを挿入することにより自局を他の基地局から区別する。ＩＳ−９５システムでは、全ての基地局は６４チップの整数倍によりオフセットされる。加入者ユニットは基地局に少なくとも１つのフィンガーを割り当てることにより、その基地局と通信する。割り当てられたフィンガーは、その基地局と通信するために、該当するオフセットをそれのＰＮ系列に挿入しなければならない。同じＰＮ系列の複数のオフセットよりもそれぞれに固有のＰＮ系列を使用することにより基地局を区別することも可能である。この場合、フィンガーはそれが割り当てられる基地局に該当するＰＮ系列を生成するようにそれらのＰＮ発生器を調整するであろう。
【０００６】
加入者ユニットはサーチャを使用することにより基地局を見付け出す。早い、融通のきく、そして効率のよいハードウェアのマッチド・フィルタ・サーチャは米国特許出願番号、第０９／２８３，０１０号（以降’０１０出願）、タイトル“プログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ（ＰＲＯＧＲＡＭＭＡＢＬＥＭＡＴＣＨＥＤＦＩＬＴＥＲＳＥＡＲＣＨＥＲ）”、１９９９年３月３１日出願に記述されており、これは本発明の譲受人に譲渡され、そして引用されてここに組み込まれる。このサーチャは、マッチド・フィルタの並列計算特徴(features)に融通性を加え、不定数の(a variable number of)コヒーレントな蓄積及び不定数の非コヒーレントな蓄積がリソース・エフィッシエント法(resource efficient manner) 内の広範囲なサーチの前提(hypotheses)を高速で実行できるようにする。このサーチャの多くの特徴は本発明にも適用され、そして以下により詳細に記述される。
【０００７】
ＦＣＣは、２００１年１０月までに、事業者（carriers）は緊急通報９１１を行なった携帯電話の使用者の位置を１２５ｍ以内で提供しなければならないということを指令した(mandated)。指令されたロケーション・サービスの提供に加え、無線事業者は路傍支援(roadside assistance) 、交通の更新、イェローページ・ディレクトリ支援(directory assistance)、及び同様のもののような、収益を発生する、位置に基づくサービスを提供することに関心を持っている。
【０００８】
この問題を解決するために種々のアプローチをとることができ、それらの中にはグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）に基づく解決策がある。グローバル・ポジショニング・システムは、２４つの衛星の集合体から成る。各衛星は地上局をモニタリングすることによりＧＰＳ時刻に同期し続ける刻時装置を含む。地上のＧＰＳ受信器は位置と時刻とを決定するためにいくつかのＧＰＳ衛星から受信された信号を使用することができる。
【０００９】
各ＧＰＳ衛星は２つのマイクロウェーブ搬送波：標準ポジショニング・サービス（ＳＰＳ）用に使用される信号を運ぶ１５７５．４２ＭＨｚＬ１搬送波、及び精密ポジショニング・サービス（ＰＰＳ）用に必要とされる信号を運ぶ１２２７．６０ＭＨｚＬ２搬送波を送信する。ＰＰＳは政府機関により使用され、そして位置決定における高度の正確性を可能とする。
【００１０】
Ｌ１搬送波は粗同期捕捉(Coarse Acquisition)（Ｃ／Ａ）符号、すなわち民間の位置決定サービスに使用される、１．０２３Ｍｃｐｓで送信される１０２３チップの疑似ランダム符号により変調される。各ＧＰＳ衛星は１ｍｓ毎に反復するそれ自身のＣ／Ａ符号を有する。ＰＰＳ用に使用される符号は、長さが２６７日である１０．２３ＭＨｚの符号である。
【００１１】
各ＧＰＳ衛星はゴールド符号と呼ばれる一群の符号に属する異なるＣ／Ａ符号を有する。ゴールド符号はそれらの間の相互相関が小さいため使用される。各ＧＰＳ衛星は固有のＣ／Ａ符号系列を発生する。ＧＰＳ受信器は特定の衛星用のＣ／Ａ系列を再現し、そしてそれを全ての可能なオフセットを通して受信された信号と相関させる。相関が発見されると、符号の開始時刻は受信器での到着時刻（ＴＯＡ）と呼ばれる。このＴＯＡは衛星までの距離の測定値であり、受信器の刻時装置とＧＰＳ時刻との間のいくらかのずれによるオフセットを有する。ＴＯＡは疑似距離とも呼ばれる。一度４つの衛星のそれぞれから疑似距離が得られると、位置修正(position fix)は４つの球体(spheres)の交差点(intersection)を解くことにより計算されることができる。４つの衛星を使用することは受信器刻時装置の不確実さが相殺されることを可能とする。
【００１２】
ＧＰＳポジション・ロケーションは、ちょうど記述されたように、ＧＰＳ衛星から受信された信号だけに基づいて行われることができるが、ハイブリッド（hybrid）方式を使用しても達成されることができる。そのようなハイブリッド方式は、追加情報が位置決定の作業の複雑性を減少させるために利用可能である時に、しばしば有用である。一つの例は、無線ネットワークであり、基地局は、必要なサーチ・ウィンドウを限定するための情報を供給することができるか、またはＧＰＳ時刻に対応する正確な時刻を供給することができる。ひとつのそのようなシステムは出願中の米国特許出願番号、第０９／１８７，９３９号、タイトル“ハードハンドオフを容易にするためにポジション検出を有する移動通信システム（ＭＯＢＩＬＥＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳＹＳＴＥＭＷＩＴＨＰＯＳＩＴＩＯＮＤＥＴＥＣＴＩＯＮＴＯＦＡＣＩＬＩＴＡＴＥＨＡＲＤＨＡＮＤＯＦＦ）”、１９９８年１１月６日出願に記述されており、これは本発明の譲受人に譲渡され、そして引用されてここに組み込まれる。
【００１３】
ＣＤＭＡパイロット（または同様のもの）のためにサーチ（search）を必要とされるハードウェアと、（純粋なＧＰＳでもある種のハイブリッドでも）位置決定のために必要とされるハードウェアとには共通性がある。しかしながら、ＩＳ−９５に記述されたようなシングル・パイロット符号システムに対比して、ＧＰＳのようなマルチ・パイロット符号システムは、本質的に１つ以上のパイロット符号を同時にサーチする能力の恩恵を被むる(benefit from)ことになろう。図１の加入者ユニット１０のような多くの装置は、それらの通常の動作コースの間中、両方のタイプのサーチングを実行する必要があるだろう。ＧＰＳ位置決定のようなシステムのため、ＣＤＭＡパイロット・サーチングをマルチ・パイロット・サーチングと結合する、早くて融通のきく、効率のよいハードウェアのサーチャが当分野において必要とされている。
【００１４】
【発明の概要】
サーチングのための新規な及び改善された方法と装置とが記述される。このサーチャは、ＩＳ−９５システムで見られるもののようなシングルパイロットのマルチオフセットをサーチする能力を、ＧＰＳ位置（location）決定システムで見られるもののようなマルチパイロットをサーチする能力と結合する。両タイプのサーチングは、リソース・エフィッシエント法の広範囲なサーチの前提を高速で実行できるようにするため、マッチド・フィルタの並列計算特徴と、不定数のコヒーレントな蓄積及び不定数の非コヒーレントな蓄積を許す融通性とを結合した、シングル・アーキテクチャ(architecture)内で行われることが可能である。この発明はマルチウィンドウをサーチするためにタイム・スライス（time-sliced）法におけるマッチド・フィルタ機構(structure) の並列使用を可能とする。さらに、サーチャは各サーチウィンドウに対してオプションの独自のウォルシュ・デカバリング(decovering)を可能とする。タイムシェアリング・アプローチはいずれかのオフセットのオプションの周波数サーチングを可能とする。
【００１５】
Ｉ及びＱチャネルデータはマッチド・フィルタ機構を使用して逆拡散される。マッチド・フィルタ機構は単一のＩ／Ｑデータ入力付きの１つの大型マッチド・フィルタとして構成されることができ、あるいはそれは本質的にそのマッチド・フィルタを複数のより小さいマッチド・フィルタに分けて、複数の信号を受け入れるように構成されることができる。複数の入力は、ＧＰＳネットワークの複数の衛星のような、いろいろな発信源からの独立した信号であることができる。
【００１６】
マッチド・フィルタからの同相及び直交振幅は、プログラマブルな所要時間の間で合計するためにコヒーレント・アキュムレータに送信される。このコヒーレントな蓄積値(accumulation)は完全なマッチド・フィルタ機構について発生することができ、またはマルチ蓄積値は複数の入力信号の各々と関連するマッチド・フィルタのサブセットに基づいて発生されることができる。これらのコヒーレントな蓄積値は、ＤＳＰのような装置におけるさらなる処理に利用可能である。シングルパイロット・サーチングにとって、コヒーレントな振幅蓄積値は２乗され、そしてエネルギー測定値を生成するために合計される。エネルギー測定値は非コヒーレントな蓄積を実行するために第２のプログラマブルな時間の間蓄積される。その結果の値はそのオフセットでのパイロット信号の可能性を決定するために使用される。
【００１７】
各マッチド・フィルタ機構は、データを受信するためのＮ値シフトレジスタ、逆拡散とオプションのウォルシュ・デカバリングとを実行すべきプログラマブル・バンクのタップ、及び結果としてのフィルタ・タップ計算値(calculations)を合計すべき加算器機構から成る。マッチド・フィルタ機構は、（タップ値に含まれるオプションのウォルシュ・デカバリングを有する）逆拡散のためのタップ値の種々のストリームを供給するマルチプレクサにより命令される(dictated)ようなマルチウィンドウをサーチするために、オプションとしてタイムシェアリング法において使用されることができる。さらに、オプションの位相ロテータは、周波数サーチングを実行すべく多重化された位相値を適用するために付加されることができる。毎回(every cycle) マッチド・フィルタ機構は、シフトレジスタ内のデータに基づいたＮ計算値を含む（オプションのウォルシュ・デカバリングとオプションの位相ローテーションとを有する）特定のオフセットについての中間計算値を生成する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の特徴、対象、及び長所は、ここで及び全体を通して付記される参照符号を有する図面と関連して、下に述べる詳細説明からさらに明白になるであろう。
【００１９】
図２は’０１０出願で開示された発明に従って構成されたサーチャの簡略化された図を描写する。’０１０発明の特徴がここに反復され、続いて本発明に従って行われるべき修正を再度述べる。本発明の新規な特徴の１つは、’０１０出願に記述されたものとほとんど同じ構造を使用しているのにＧＰＳサーチングの機能性が増加するのを可能としていることである。
【００２０】
Ｉ及びＱデータ（以降Ｄ_I 及びＤ_Q ）はそれぞれシフトレジスタ４００及び４０２に入る。この発明のマッチド・フィルタ要素のサイズは、シフトレジスタ内のメモリ位置の番号・Ｎにより与えられる。データは継続的に読み込まれ、シフトレジスタを通して一定のレートでシフトされる。実施の形態では、データは２倍のチップレートで読み込まれる。これはすべてのチップ及びハーフチップ境界上でのサーチングを可能とする。
【００２１】
シフトレジスタ４００及び４０２内のデータはその後、デスプレッダ４１０に読み込まれるＩ及びＱＰＮ系列（以降ＰＮ_I 及びＰＮ_Q ）のＮビット部と関係付けられる。ＱＰＳＫ拡散パイロット信号を逆拡散するために、複素逆拡散が実行される：（Ｄ_I ＋ｊＤ_Q ）・（ＰＮ_I ＋ｊＰＮ_Q ）＝（Ｄ_I ＰＮ_I ＋Ｄ_Q ＰＮ_Q ）＋ｊ（Ｄ_Q ＰＮ_I −Ｄ_I ＰＮ_Q ）。図３はＮステージＱＰＳＫデスプレッダの１ステージを描写する。Ｄ_I のＮ値の１つは乗算器６００で対応するタップ値ＰＮ_I に掛け合わせられ、そして乗算器６０４で対応するタップ値ＰＮ_Q に掛け合わせられる。同様に、Ｄ_Q は乗算器６０２及び６０６でタップ値ＰＮ_I 及びＰＮ_Q にそれぞれ掛け合わせられる。乗算器６００及び６０６の出力は加算器６０８で合計される。乗算器６０４の出力は加算器６１０で乗算器６０２の出力から引き算される。加算器６０８の出力は逆拡散されたＩ値である。加算器６１０の出力は逆拡散されたＱ値である。Ｎステージあるので、そのようなＮ個の複素結果があるであろう。
【００２２】
本発明はＢＰＳＫ逆拡散にも有用である。この場合には、関係するＰＮ系列は一つだけであり、それはデスプレッダ４１０でＩ及びＱの両者のためのタップ値を供給する。図３に示される回路は、両ＰＮ_I 及びＰＮ_Q に伝送されている単一のＰＮ系列付きであるとして使用されることができる。図４は、ＢＰＳＫ逆拡散が要求される場合にのみ使用され得る、簡略化されたデスプレッダを示す。Ｄ_I 及びＤ_Q はそれぞれ乗算器６１２及び６１４でＰＮ系列を掛け合わされる。その結果は逆拡散されたＩ値を生成するために加算器６１６で合計される。乗算器６１２の出力は逆拡散されたＱ値を生成するために加算器６１８で乗算器６１４から引き算される。同様にＮステージあり、それでＮ個の複素結果があるであろう。
【００２３】
図３と図４とは使用中の乗算器を示しているが、簡易化は当分野では知られている。タップ値が２元である時には、それらは実施の態様に示されるように、値１及び−１のみから成り、そして固有のデータフォーマットがＤ_I 及びＤ_Q として選択され、逆拡散工程はＸＯＲゲート及びマルチプレクサ（詳細は図示せず）のみを使用して達成されることができる。
【００２４】
デスプレッダ４１０で生成されたＮ個の逆拡散Ｉ値及び逆拡散Ｑ値は、合計器４２０及び４２２でそれぞれ合計される。シフトレジスタ４００及び４０２のデータが変化するたびに、図２に示されるように、新しい合計値が合計器４２０及び４２２で計算される。各合計値は特定のオフセットのＮチップのコヒーレントな蓄積値である。処理はデスプレッダ４１０のタップ値を変更すること無しに、プログラマブルなサイクル数の間反復される。例えば、実施の形態では、マッチド・フィルタのサイズＮは６４である。サーチウィンドウ・サイズＬとして６４が、コヒーレントな蓄積値Ｃとして２５６が要求されたと仮定されたい。この場合には、ウィンドウの初めに適切なタップ値がデスプレッダ４１０に読み込まれ、そしてデータは、シフトレジスタを通して循環し、サイクル毎に合計器４２０及び４２２からの結果を生成する。
【００２５】
各結果はそれぞれコヒーレント・アキュムレータ４３０及び４３２に読み込まれる。これらのアキュムレータは単一の時刻に複数の蓄積値を調節する(accomodate)。実施の形態では、それらはＲＡＭベースである。各サイクルの間に、適切な部分的蓄積値が検索され(retrieved) 、合計器４２０または４２２のどちらかの出力に加えられ、そしてその結果としての部分的蓄積値はＲＡＭに再び蓄積される。われわれの例では、６４サイクルが通過した時に、初めのの６４個のＩ及びＱ合計値がアキュムレータ４３０及び４３２に読み込まれされた。これらの合計値の各々は、それがマッチド・フィルタの幅なので、Ｃの６４に対応する。
【００２６】
この時間中、デスプレッダ４１０のためのタップ値の新しい組が計算されている。これらは最初の通過でテストされたのと同じ６４のオフセットの前提が再びテストされることができるように計算される。タップ値が変更されなかった場合、新オフセットは、（標準のマッチド・フィルタ・サーチャのように）全てのＰＮ間隔がサーチされるまで、サイクル毎にテストされるであろう。マッチド・フィルタの手順はもう６４サイクルの間、再び繰り返される。今回は、各結果は、アキュムレータ４３０及び４３２に蓄積されたそれのオフセットに対応する部分的蓄積値と合計される。６４サイクルが通過した後に、各部分的蓄積値は、２つの６４チップの部分的蓄積値から構成され、Ｃの１２８に対応する。この処理は、さらに２度繰り返され、アキュムレータが望ましいＣの２５６について４つの６４チップ値を蓄積してしまうまで、毎回タップを変更する。この構成では、サーチャはＮの整数倍であるいずれのＣでもコヒーレントな蓄積を実行できる。同時にサーチされることが可能なウィンドウサイズは、アキュムレータ４３０及び４３２内に蓄積されることができる部分的蓄積値の数により決定される。（Ｃの上限は、もしあるなら(if any)、使用された正確なビット数と使用されたスケーリング技術とにより決定される。当分野の技術者は望ましいＣ値を調節する回路を容易に設計できる。）
ＰＮタップ値の読み込みは下記のように行われる：ＰＮ系列は、同じ組の前提がテストされるべきであるか、または新しい組が始まっているかのいずれかにより、異って発生される。実施の態様では、ＰＮ系列は線形帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）に基づくＰＮ発生器経由で発生される。タップ発生のタイミングは１つの例で最も良く説明される。実施の態様では、Ｎビットのタップ系列が発生されねばならないので、マッチド・フィルタはＮ値の幅である。簡単にするため、ＰＮ発生器が更新されねばならないのと同じレートのチップレートでデータは変化するものと仮定する。これは、データがチップレートの２倍で更新される実施の態様とは対照的であり、２つのデータサンプルが各ＰＮの状態に関係付けられる。われわれは１２８のウィンドウサイズについてＣ＝１９２値を蓄積することを望んでいると仮定する。われわれのＰＮ発生器はデスプレッダ４１０に読み込まれる適切な第１の６４個のＩ及びＱタップ値を発生したものと仮定する。６４組のデータはシフトレジスタ４００及び４０２を通して循環する。各組について、６４値のコヒーレントなＩ合計値は計算されて、非コヒーレント・アキュムレータ４３０に蓄積され、そして６４値のコヒーレントなＱ合計値は計算されて、アキュムレータ４３２に蓄積される。各コヒーレントな合計値はサーチされている第１の６４シーケンシャル・オフセット（seaquential offset）の前提の１つに対応する。１９２のＣが望ましいので、上記の６４サイクルは、１９２に達するまで３回反復されねばならない。しかし、デスプレッダ４１０のＰＮタップを到来データに正確に割り当てるために、適切なステップが取られねばならない。われわれは第２組のコヒーレントな値を生成するために同じオフセットが再びテストされることを要求する。到来データを生成するために使用されるＰＮ発生器は６４チップ前方に移動した。われわれはまた同じオフセットを再テストするために前方の６４チップに新しい組のＰＮ値を読み込む必要がある。これらの値は第１の６４合計値が発生される間にＰＮ発生器により作り出される。この処理は第３の組が１９２チップのコヒーレントな蓄積値を作り出すために反復される。
【００２７】
今、サーチウィンドウの１番目の半分が実行された。到来データを作り出すために使用されたＰＮ発生器は再び６４ビットずつ前方に移動した。われわれが同様の進んだＰＮ系列をデスプレッダ４１０に読み込んだ場合、第１の６４オフセット上のさらなるデータを集めるであろうが、それはこの例では必要でない。それよりも、われわれは次の６４オフセットをテストするために６４のオフセットを導入することを望む。われわれは（到来データ内のＰＮ系列は目下デスプレッダ４１０内の値に関して前進したので）ＰＮ値を簡単に更新しないことにより、これを行うことができる。第１の６４の計算がウィンドウの２番目の半分の間に実行されると、新しい組のＰＮ値は、まさに上述されたように、同じオフセット上により多くのデータを集めるためにデスプレッダ４１０に読み込まれなければならない。この処理は１９２チップに相当するデータが蓄積されるまで反復する。
【００２８】
まさに記述されたように、Ｉ及びＱデータのコヒーレントな蓄積が完了されると、その結果としての値は２乗され、そしてエネルギー計算器４４０内に示されるように合計される（Ｉ² ＋Ｑ² ）。各オフセットの結果は非コヒーレント・アキュムレータ４５０に読み込まれる。このアキュムレータはアキュムレータ４３０及び４３２と同様にマルチ蓄積が可能なアキュムレータである。非コヒーレントな蓄積のプログラムされた番号Ｍとして、独自のコヒーレントな蓄積の値がサーチウィンドウ内の各オフセットについて蓄積される。エネルギーが非コヒーレント・アキュムレータ４５０に蓄積される度に、コヒーレント・アキュムレータ４３０及び４３２内の部分的蓄積値はもう１つのＣの計算のためリセットされる。
【００２９】
当分野の技術者は非コヒーレント・アキュムレータ４５０に蓄積された結果を処理するために多数の解法を使用するであろう。実施の形態では、非コヒーレント・アキュムレータ４５０の結果はＤＳＰ４６０に伝送され、そこでその値は、もしあるなら、サーチウィンドウ内のどのオフセットがパイロット信号のロケーションに対応しそうかを決定するために試験される。ＤＳＰ４６０は、望ましい動作を実行することが可能などんなＤＳＰまたはマイクロプロセッサであってもよいのだが、すべてのマッチド・フィルタ・サーチング手順を制御できる。それはサーチャに専用されてもよく、またはサーチ機能は、まさにＤＳＰ４００が加入者ユニットの動作において実行する種々のタスクの小部分(a fraction of) を構成してもよい。まさに記述されたような全体の手順は、もし必要なら、複数のサーチウィンドウについて反復されることができる。
【００３０】
図５は本発明に従って修正された図２のサーチャを描写する。類似した番号の物は２つの図において同一であり、そして修正は以下に記述される。
【００３１】
図２から、Ｎ値シフトレジスタ４００及び４０２は、それぞれ一連のＭ値シフトレジスタ４０１Ａ−Ｋ及び４０３Ａ−Ｋで置換されている。各Ｍ値シフトレジスタ４０１Ａ−Ｋ及び４０３Ａ−Ｋは、ＧＰＳ入力（それぞれＧＰＳＩ_1-K 及びＧＰＳＱ_1-K の中からの）または前のＭ値シフトレジスタの出力（最初のレジスタ４０１Ａ及び４０３Ａを除いて、それぞれＣＤＭＡＩ及びＱの系列を選択する）を選択するために設定されることができる選択可能な入力を有する。
【００３２】
ＣＤＭＡパイロット・サーチング用に構成された時には、上述されたように、各Ｍ値レジスタはその入力として前のＭ値レジスタ（最初のレジスタ４０１Ａ及び４０３Ａを除いて、それぞれＣＤＭＡＩ及びＱの系列を選択する）の出力を選択するために構成される。このモードでは、Ｍ値シフトレジスタ４０１Ａ−Ｋ及び４０３Ａ−Ｋは、それぞれそれらが置換するＮ値シフトレジスタ４００及び４０２と全く同じに作用する。
【００３３】
ＧＰＳサーチング用に構成された時には、各Ｍ値シフトレジスタ４０１Ａ−Ｋまたは４０３Ａ−Ｋはその入力として、復号するためにあるＧＰＳ信号の同相または直交成分、即ちそれぞれＧＰＳＩ_1-K 及びＧＰＳＱ_1-K を選択する。当分野の技術者は、種々の構成のＭ値レジスタが可能であることを認めるであろう。例えば、Ｋレジスタは利用できるがＫ／２パイロットのみがサーチされる必要がある時には、ＫレジスタはＫ／２２Ｍ値レジスタを形成するためにペアを組んで構成されることができる。この発明の実施者は、彼等の特別の要求条件を満足させるためにＭ値シフトレジスタ４０１Ａ−Ｋ及び４０３Ａ−Ｋの選択可能な入力の独自のプログラマビリティ(programmability) のレベルを選択できる。
【００３４】
Ｍ値シフトレジスタ４０１Ａ−Ｋ及び４０３Ａ−Ｋの出力は、それから図３及び図４に関して上述された様式でデスプレッダ４１０で逆拡散される。逆拡散のためのＰＮ系列はＣＤＭＡパイロット・サーチングかＧＰＳパイロット・サーチングのどちらが要求されるかに基づいて選択される。適切な符号がデスプレッダ４１０に読み込まれる。図５では、単一の同相符号（ＰＮ_I ）及び単一の直交符号（ＰＮ_Q ）のみがデスプレッダ４１０への入力として示されている。この構成は、連結され(concatenated)そして連続的に読み込まれるためにＫＧＰＳ符号を必要とする。当分野の技術者は、デスプレッダの複数セクションがＧＰＳまたはＣＤＭＡ符号で読み込まれることを可能とするために追加のタップを準備する方法を知っているであろうし、そしてこのオプションは図９に関して以下に詳述される。（ＣＤＭＡ及びＧＰＳパイロット・サーチングがこの発明の実施の形態において選択されたオプションであることを銘記されたい。この発明は不定数の資源が不定数の異なるＰＮ系列でサーチされねばならない他の状態に対しても容易に使用できることを、当分野の技術者は認めるであろう。）
図２の合計器４２０および４２２は、図５では付加的な合計器４２１Ｂ及び４２３Ｂにより追従される部分的な合計器４２１Ａ及び４２３Ａで置換される。合計器４２１Ａは逆拡散された同相結果のＫ合計値を計算し、そして合計器４２３Ａは逆拡散された直交結果のＫ合計値を計算する。これらの結果はサーチャがＧＰＳモードで動作している時には完全な合計値であり、そしてその結果はそれぞれｍｕｘ４３３及びｍｕｘ４３４に伝送される。サーチャがＣＤＭＡパイロット・サーチングとして構成されている時には、Ｋ合計値は部分合計値を表し、そしてそれらは、それぞれ合計器４２１Ｂ及び４２３Ｂで合計されねばならない。合計器４２１Ｂ及び４２３Ｂの結果はｍｕｘ４３３及び４３４に伝送される。
【００３５】
ｍｕｘ４３３及び４３４は、（Ｋ個の個別ＧＰＳパイロットについて完全な合計値を表す）部分合計と、ＣＤＭＡパイロット・サーチングのために使用される完全な合計値との間を選択するために使用される。その結果はそれぞれコヒーレント・アキュムレータ４３０及び４３２に伝送される。ＣＤＭＡモードでは、コヒーレント・アキュムレータ４３０及び４３２は図２に関して上述されたように作用する。修正無しに、アキュムレータのメモリ要素のみはＧＰＳモードの間中は有用であり、コヒーレントな蓄積として示されたように、その結果はＤＳＰ４６０のようなプロセッサに伝送されねばならない。もう１つのオプションは、ＧＰＳサーチングが行われている時にＫ蓄積値を生成するために集積化(integrated)加算器（図示せず）が再構成され得るようなプログラマブルな様式でコヒーレント・アキュムレータ４３０及び４３２を形成することである。いずれの場合にも、実施の態様では、エネルギー計算、非コヒーレントな蓄積、ピーク検出、及び疑似レンジ発生のために必要な他の処理のため、その結果はＤＳＰ４６０に伝送される。ＣＤＭＡパイロット検出用に使用されるハードウェアはもちろんＧＰＳ検出のための値を計算するために展開され得るので、これは必須ではない。しかしながら、ＣＤＭＡの場合のように、単一経路（single path）よりもむしろ、Ｋ個の経路がＫ個の望ましい結果を与えるために作成される必要があるであろう。これはハードウェアをＫ倍するかまたは（もしも既存のハードウェアがタイムシェアされたならば）ファクタＫが処理速度において増加する必要があろう。
【００３６】
コヒーレント・アキュムレータ４３０及び４３２からの結果はエネルギー計算器４４０、非コヒーレント・アキュムレータ４５０、及びそれから上の図２に関して記述された様式での処理のためのＤＳＰ４６０に伝送される。
【００３７】
図６−９は本発明の実施の形態を描写する。この実施例はＣＤＭＡサーチングを支持するように、または最小のインパクトで８つのＧＰＳ衛星の同時サーチを行なうように、または’１０の出願に記述されたＣＤＭＡサーチャの要求するハードウェアを増加するように構成される。
【００３８】
図６では、受信信号はアンテナ７００に入り、そして増幅、ダウンコンバージョン、フィルタリング、及びＡ／Ｄ変換のようなＲＦ処理タスクが受信器７０２で実行される。その結果はオプションのマッチド・フィルタ７０４とｍｕｘ７０６とに伝送される。ｍｕｘ７０６は、ブロック７０８Ａ−Ｈ，７１０Ａ−Ｈ及び７１２Ａ−Ｈから成る、８つのＧＰＳのフロントエンド（front end）により処理されるように、濾波されたかまたは濾波されない型(version) を選択する。符号ドップラ調整ブロック７０８Ａ−Ｈはｍｕｘ７０６からの信号を受信する。結果として生じた符号ドップラ調整された信号は、それぞれロテータ７１０Ａ−Ｈで処理され、８つの衛星からの別々の周波数ドップラ効果に対応する。これらの結果として生じた信号は、デシメータ７１２Ａ−Ｈでデシメート（decimated）される。デシメーションはオプションである。実施の態様では、受信器７０２から到来するディジタルＩＱサンプルはチップ×８、またはチップレートの８倍で標本化される。例示的なデシメータ７１２Ａ−Ｈは、チップ×８（デシメーション無し），チップ×４，またはチップ×２のレートであり得る出力信号を供給する。デシメータ７１２Ａ−Ｈの出力はそれぞれ経路１乃至経路８と標記される。
【００３９】
図７は例示的な符号ドップラ調整ブロックを示す。それは符号ドップラ調整ブロック７０８Ａと標記されるが、ブロック７０８Ａ−Ｈの代表である。ｍｕｘ７０６からＩＱデータが入り、そして実施の態様では８つのタップを有するタップ遅延ライン７１６Ａに伝送される。ＩＱデータはオプションの補間フィルタ７１４Ａにも行く。補間フィルタ７１４Ａの出力は、実施の態様ではこれも８タップを含んでいるタップ遅延ライン７１８Ａに伝送される。タップ遅延ライン７１６Ａ及び７１８Ａの各出力は、ＤＳＰ（図８中ＤＳＰ８２０）により選択的に制御される。ｍｕｘ７２０Ａはタップ遅延ライン７１６Ａか７１８Ａの１出力を選択し、そして上述したように、その出力をロテータ７１０Ａに伝送する。
【００４０】
図８では、信号経路２乃至経路８は、それぞれｍｕｘ８０２Ｂ−Ｈに入っていることが示される。これらのｍｕｘは、入力を、信号経路２乃至経路８と前のＴＤＬ８００Ａ−Ｇの出力との間のタップ遅延ライン（ＴＤＬ）８００Ｂ−Ｈにそれぞれ切り換えるために使用される。経路１はＴＤＬ８００Ａに直接フィードする(feeds) 。当分野の技術者は、それがＣＤＭＡパイロット・サーチ・データまたは８つのＧＰＳサーチ・パイロットの１つのデータを示すような、アンテナ７００から経路１につながる全体の経路をプログラムするためのオプションを認めるであろう。ＴＤＬ８００Ａ−Ｈの各々は８タップを有する長さ１６のものである。これはハーフチップ境界上の計算を可能にする。ＴＤＬ８００Ａ−Ｈの各々の結果はＱＰＳＫデスプレッダ８０４Ａ−Ｈに向けられ、そこでは、ＣＤＭＡＰＮと標記されるＣＤＭＡパイロット・サーチングのためのＰＮ系列か、またはＧＰＳ粗同期捕捉系列ＣＡ１Ａ乃至ＣＡ８Ａの１つのいずれかで逆拡散が発生する。
【００４１】
１つの代替例として、図５においてデスプレッダ４１０に関して示されるように、符号ＣＡ１Ａ乃至ＣＡ８Ａは、入力ＣＤＭＡＰＮを通して示されるようにデスプレッダ８０４Ａ−Ｈへのシングルチェーン（single chained）入力上に配列されることができる。実施の形態では、図８に示されるように、系列ＣＡ１Ａ乃至ＣＡ８Ａの各々はデスプレッダ８０４Ａ−Ｈにそれぞれ直接にフィードする。これらの系列の発生は図９に示される。各チャネルのための別々のゴールド符号発生器（図示せず）は、ＴＤＬ８３０Ａ−Ｈにフィードするところの系列ＣＡ１乃至ＣＡ８を生成する。これらのＴＤＬの各々は位置０，４，８，１６，及び２４にタップを有する長さ２４のものである。これらのタップの出力は、信号ＣＡ１Ａ乃至ＣＡ８Ａを生成するためにｍｕｘ８３２Ａ−Ｈによりチップ×８のレートで選択される。これは、各ＧＰＳチャネルが、粗サーチ(a coarse search) の間、８チップ間隔ごとに１６チップ×２の前提にわたっている(spanning)４つの隣接ウィンドウまでサーチすることを可能とする。ｍｕｘ８３４は、ＣＤＭＡＰＮへの入力を通してＱＰＳＫデスプレッダ８０４Ａへ伝送するためこれらの系列を連結するために使用される。
【００４２】
逆拡散の結果は、ＧＰＳｓｕｍ１乃至ＧＰＳｓｕｍ８と標記される値を生成するために合計器８０６Ａ−Ｈに伝送される。これらの値はコヒーレント・アキュムレータ８１０における蓄積のために利用可能である。ＣＤＭＡモードでは、これらの値は部分合計値を表し、そして合計器８０８で合計されねばならない。その結果としての信号はＣＤＭＡと標記される。ＣＤＭＡ信号はロテータ８１２（このブロックはオプションである）で回転（rotated）されることが出来、そしてその結果はまたコヒーレント・アキュムレータ８１０に利用できる。コヒーレント・アキュムレータはＧＰＳ合計値または現行の動作モードによるＣＤＭＡ値を選択する。コヒーレントな蓄積の結果は、ＧＰＳサーチングの間にＤＰＳ８２０に伝送される。ＣＤＭＡサーチングの間に、コヒーレントな蓄積の結果はエネルギー計算器８１４に伝送される。それらの結果は非コヒーレント・アキュムレータ８１６に渡されて、そしてそれらの出力はＤＳＰ８２０に伝送される。（’１０の出願において論議されたように、他のハードウェア処理はＤＳＰにおけるよりもむしろ非コヒーレントな蓄積の後に起こってもよいことを注意されたい。）
このように、マルチパイロット・サーチング用のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャのための方法及び装置が記述された。この説明は当分野のいかなる技術者も本発明を製造または使用できるように提供された。これらの実施例への種々の修正は、当分野の技術者には容易に明白であるだろうし、そしてここに定義された包括的な原理は、さらなる発明を使用せずに他の実施例に適用されてもよい。従って本発明は、この中に示された実施例に制限されるものではなく、むしろここに開示された原理及び新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲が許容されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】セルラ電話システムのブロック図。
【図２】従来の技術のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャのブロック図。
【図３】ＱＰＳＫデスプレッダを表す。
【図４】ＢＰＳＫデスプレッダを表す。
【図５】本発明に従って構成されたマッチド・フィルタ・サーチャのブロック図。
【図６】本発明に従って構成されたより詳細なブロック図を含む。
【図７】本発明に従って構成されたより詳細なブロック図を含む。
【図８】本発明に従って構成されたより詳細なブロック図を含む。
【図９】本発明に従って構成されたより詳細なブロック図を含む。
【符号の説明】
４００…シフトレジスタ、７０２…受信器、７０４…マッチド・フィルタ、
７０６…ｍｕｘ、７１４…補間フィルタ、８１０…コヒーレント・アキュムレータ、８１６…非コヒーレント・アキュムレータ。

Claims

下記を具備する、プログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ：
第１のタイプのデータを受信する場合にはシングル・シフトレジスタとして動作し、第２のタイプのデータを受信する場合にはマルチ・シフトレジスタとして動作し、前記第１のタイプのデータは単一の発信源から受信され、前記第２のタイプのデータは複数の発信源から受信される、シフトレジスタ；
ＰＮ系列を発生するためのＰＮ発生器；
前記シフトレジスタからのデータと前記ＰＮ系列を受信し、逆拡散された値の複数のセットを生成するためのデスプレッダであって、前記第２のタイプのデータを逆拡散しながら、同時進行で複数のＰＮ系列を受信するデスプレッダ；
前記デスプレッダからの前記逆拡散された値の複数のセットを合計し、前記シフトレジスタからのデータが前記第２のタイプのデータである場合には完全な合計値を生成し、前記シフトレジスタからのデータが前記第１のタイプのデータである場合には部分的な合計値を生成するための、第１の合計器のセット；
前記シフトレジスタからのデータが前記第１のタイプのデータである場合に、前記第１の合計器のセットから前記部分的な合計値を受信し、完全な合計値を生成するための第２の合計器のセット；
を具備するプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ。
請求項１のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ、ここにおいて前記複数の発信源からの前記複数の到来データのセットは、複数の経路のプロセッサから受信され、前記各経路のプロセッサは下記を具備する：
符号ドップラ調整ブロック；
周波数ロテータ；及び
オプションのデシメータ。
下記を具備する、プログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ：
第１のタイプのデータを受信する場合にはシングル・シフトレジスタとして動作し、第２のタイプのデータを受信する場合にはマルチ・シフトレジスタとして動作し、１つまたは複数の発信源からの複数の到来同相（Ｉ）第１または第２のタイプのデータのセットを受信するための、第１のシフトレジスタ；
第１のタイプのデータを受信する場合にはシングル・シフトレジスタとして動作し、第２のタイプのデータを受信する場合にはマルチ・シフトレジスタとして動作し、１つまたは複数の発信源からの複数の到来直交（Ｑ）第１または第２のタイプのデータのセットを受信するための、第２のシフトレジスタ；
ＰＮ系列を発生するためのＰＮ発生器；
下記を有するマッチド・フィルタ：
前記複数のＩデータのセット、前記複数のＱデータのセット、及び前記ＰＮ系列を受信するためのデスプレッダ、該デスプレッダは複数の逆拡散されたＩ値のセットを生成する及び複数の逆拡散されたＱ値のセットを生成し、前記第１および第２のシフトレジスタから第２のタイプのデータを受信する場合には、同時進行で、複数のＰＮ系列を受信し、逆拡散されたＩおよびＱ値の別個のセットを生成する、デスプレッダ；
前記デスプレッダからの前記逆拡散されたＩおよびＱ値のセットを合計し、前記第１および第２のシフトレジスタからのデータが前記第２のタイプのデータである場合に、完全なＩおよびＱの合計値を生成し、前記第１および第２のシフトレジスタからのデータが前記第１のタイプのデータである場合に、部分的なＩおよびＱの合計値を生成するための第１の合計器のセット；
前記シフトレジスタからのデータが前記第１のタイプのデータである場合に、前記第１の合計器のセットからの前記部分的な合計値を受信し、完全なＩおよびＱの合計値を生成するための第２の合計器のセット；
前記Ｉ合計値を受信し、及び１組の蓄積されたＩ合計値を生成するために複数のセット中のそれらを蓄積するためのＩアキュムレータ；
前記Ｑ合計値を受信し、及び１組の蓄積されたＱ合計値を生成するために複数のセット中のそれらを蓄積するためのＱアキュムレータ；
複数の蓄積されたＩ合計値のセット及び複数の蓄積されたＱ合計値のセットを受信するエネルギー計算器、該エネルギー計算機は、複数の蓄積されたＩ合計値のそれぞれのセットを２乗する、複数の蓄積されたＱ合計値のそれぞれのセットを２乗する、及び複数のエネルギー値のセットを生成するために、複数のＩ及びＱ合計値のそれぞれのセットの前記２乗の結果を合計する；及び
前記エネルギー計算器における処理の前に、前記蓄積されたＩ合計値のセット及び前記蓄積されたＱ合計値のセットを供給するための出力
を具備する、プログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ。
前記複数のエネルギー値のセットを受信し、及び前記複数のエネルギー値のセットの、前記複数の蓄積値のセットを生成するためのアキュムレータをさらに具備する、請求項３のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ。
請求項４のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ、ここにおいて、Ｉ及びＱＰＮ系列は、前記ＰＮ発生器により生成される；及び
前記デスプレッダはＱＰＳＫ逆拡散を実行する。
請求項４のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ、ここにおいて、前記デスプレッダはＢＰＳＫ逆拡散を実行する。
マルチプルＰＮ系列を受信する、及び前記マルチプルＰＮ系列に基づいて、前記マッチド・フィルタのタイムシェアリングが合計値の追加のセットを生成するように、それらを伝送するためのマルチプレクサをさらに具備する請求項４のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ。
下記をさらに具備する請求項４のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ：
１つまたはそれ以上の位相値を受信するためのマルチプレクサ；及び
前記Ｉ及びＱの読み込み可能なマッチド・フィルタの出力を受信する、及び前記出力を前記マルチプレクサの該位相出力に従って回転する、及び該結果を前記Ｉ及びＱアキュムレータに伝送するためのＩ及びＱロテータ。
下記を具備するプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ：
第１のタイプのデータを受信する場合にはシングル・シフトレジスタとして動作し、第２のタイプのデータを受信する場合にはマルチ・シフトレジスタとして動作し、前記第１のタイプのデータは単一の発信源から受信され、前記第２のタイプのデータは複数の発信源から受信される、シフトレジスタ；
複数のＰＮ系列を発生するための複数のＰＮ発生器；
前記複数のＰＮ系列を読み込み、前記複数の到来データのセットを逆拡散する及び該中間結果を合計するためのローダブル・マッチド・フィルタ；及び
前記合計値を受信し、及び１組の蓄積された合計値を生成するためにそれらを複数組に蓄積するためのアキュムレータ。
請求項９のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ、ここにおいて、前記読み込み可能なマッチド・フィルタは、前記複数のＰＮ発生器の１つから単一のＰＮ系列を受信するために、または前記複数のＰＮ発生器から複数のＰＮ系列を受信するように構成可能である。
下記工程を具備するプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチングを実行するための方法：
ａ）前記データが第１のタイプのデータである場合には、シフトレジスタにＩおよびＱデータの１セットを蓄積し、前記データが第２のタイプのデータである場合には、前記シフトレジスタにＩおよびＱデータの複数のセットを蓄積すること；
ｂ）１つまたは複数のＰＮ系列を生成すること；
ｃ）前記データが前記第１のタイプである場合に、１つのＰＮ系列で前記データを逆拡散してＩ及びＱ逆拡散値の１セットを生成し、前記データが前記第２のタイプである場合に、複数のＰＮ系列で前記データを逆拡散してＩ及びＱ逆拡散値の複数のセットを生成すること；
ｄ）前記逆拡散されたＩ値の結果を合計すること；
ｅ）前記逆拡散されたＱ値の結果を合計すること；
ｆ）それぞれ、１つまたは複数の結果を生成するために、結果として生ずる合計された逆拡散Ｉ値を蓄積すること；
ｇ）それぞれ、１つまたは複数の結果を生成するために、結果として生ずる合計された逆拡散Ｑ値を蓄積すること。
下記工程をさらに具備する請求項１１の方法：
ｉ）該蓄積された逆拡散Ｉ値を２乗すること；
ｊ）該蓄積された逆拡散Ｑ値を２乗すること；及び
ｋ）前記両２乗値を合計すること。
前記２乗値の合計を蓄積する工程ｌ）をさらに具備する請求項１２の方法。
前記複数のＩ及びＱデータのセットが前記工程ａ）において蓄積される時に、前記工程ｆ）及びｇ）において計算された前記複数の蓄積された逆拡散Ｉ及びＱ値の合計を出力として供給する、及び前記１つのＩ及びＱデータのセットが工程ａ）において蓄積される時に、前記工程ｉ）乃至ｌ）を交互に実行し続ける工程ｈ）をさらに具備する請求項１３の方法。