JP2003518807A - マルチパイロット・サーチングのためのプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ - Google Patents
マルチパイロット・サーチングのためのプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャInfo
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Abstract
Description
・フィルタ・サーチャを用いて1つまたはそれ以上のパイロット信号を検出する
ための新規な及び改良された方法と装置とに関する。
り公布されそして基本的にセルラ電気通信システム内で使用される、IS−95
の大気中送信インターフェイス標準と、IS−95A及びANSI J−STD
−008(以降集合的にIS−95標準と呼ばれる)のようなその派生物とに記
述されているような直接スペクトル拡散通信システムに使用されている。IS−
95標準は、同じRF帯域幅で同時に多元通信を行うため、符号分割多元接続(
CDMA)信号変調技術を組み込んでいる。包括的なパワー制御と組み合わされ
た時に、同じ帯域幅を通して多元通信を行うことは、総呼数と、特に、他の無線
電気通信技術と比較して再使用する周波数を増加させることにより他の無線通信
システム内で行うことができる他の通信とを増加させる。多元接続通信システム
でのCDMA技術の使用は、米国特許番号、第4,901,307号、タイトル
“衛星または地上中継器使用のスペクトル拡散通信システム(SPREAD S
PECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING S
ATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS)”、
及び米国特許番号、第5,103,459号、タイトル“CDMAセルラ電話シ
ステムにおける信号波形を発生するためのシステム及び方法(SYSTEM A
ND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVE
FORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE S
YSTEM)”に記述されており、これら両者は本発明の譲受人に譲渡され、そ
して引用されてここに組み込まれる。
簡略化された図を提供する。動作中は、1組の加入者ユニット10A−Dは、C
DMA変調された無線信号を使用して1つまたはそれ以上の基地局12A−Dと
の1つまたはそれ以上のRFインターフェイスを確立することにより無線通信を
行う。基地局12と加入者ユニット10との間の各無線インターフェイスは、基
地局12から送信される順方向リンク信号と、加入者ユニットから送信される逆
方向リンク信号とから成る。これらの無線インターフェイスを使用して、もう1
つのユーザとの通信は一般に移動電話交換局(MTSO)14と公衆電話交換ネ
ットワーク(PSTN)16とを通って行われる。基地局12、MTSO14及
びPSTN16との間のリンクは、付加的な無線またはマイクロウェーブリンク
の使用もよく知られてはいるが、通常は有線接続によって形成される。
上の基地局12と通信する。レーキ受信器は米国特許番号、第5,109,39
0号、タイトル“CDMAセルラ電話システムにおけるダイバーシティ受信器
(DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLUL
AR TELEPHONE SYSTEM)”に記述されており、これは本発明
の譲受人に譲渡され、そして引用されてここに組み込まれる。レーキ受信器は典
型的に近隣の基地局からの直接及びマルチパス・パイロットを見付け出す(locat
ing)ための1つまたはそれ以上のサーチャと、これらの基地局からの情報信号を
受信して結合するための2つまたはそれ以上のフィンガー(finger)とから構成
される。サーチャは出願中の米国特許出願番号、第08/316,177号、タ
イトル“スペクトル拡散多元接続通信システムのためのマルチパス・サーチ・プ
ロセッサ(MULTIPATH SEARCH PROCESSOR FOR
SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMM
UNICATION SYSTEMS)”、1994年9月30日出願に記述さ
れており、これは本発明の譲受人に譲渡され、そして引用されてここに組み込ま
れる。
がそのPN系列を基地局のそれらに同調させねばならないという要求条件である
。IS−95では、各基地局及び加入者ユニットは厳密に同じPN系列を使用す
る。基地局はそのPN系列の発生において固有のオフセットを挿入することによ
り自局を他の基地局から区別する。IS−95システムでは、全ての基地局は6
4チップの整数倍によりオフセットされる。加入者ユニットは基地局に少なくと
も1つのフィンガーを割り当てることにより、その基地局と通信する。割り当て
られたフィンガーは、その基地局と通信するために、該当するオフセットをそれ
のPN系列に挿入しなければならない。同じPN系列の複数のオフセットよりも
それぞれに固有のPN系列を使用することにより基地局を区別することも可能で
ある。この場合、フィンガーはそれが割り当てられる基地局に該当するPN系列
を生成するようにそれらのPN発生器を調整するであろう。
融通のきく、そして効率のよいハードウェアのマッチド・フィルタ・サーチャは
米国特許出願番号、第09/283,010号(以降’010出願)、タイトル
“プログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ(PROGRAMMABLE
MATCHED FILTER SEARCHER)”、1999年3月31
日出願に記述されており、これは本発明の譲受人に譲渡され、そして引用されて
ここに組み込まれる。このサーチャは、マッチド・フィルタの並列計算特徴(fea
tures)に融通性を加え、不定数の(a variable number of)コヒーレントな蓄積及
び不定数の非コヒーレントな蓄積がリソース・エフィッシエント法(resource ef
ficient manner) 内の広範囲なサーチの前提(hypotheses)を高速で実行できるよ
うにする。このサーチャの多くの特徴は本発明にも適用され、そして以下により
詳細に記述される。
行なった携帯電話の使用者の位置を125m以内で提供しなければならないとい
うことを指令した(mandated)。指令されたロケーション・サービスの提供に加え
、無線事業者は路傍支援(roadside assistance) 、交通の更新、イェローページ
・ディレクトリ支援(directory assistance)、及び同様のもののような、収益を
発生する、位置に基づくサービスを提供することに関心を持っている。
はグローバル・ポジショニング・システム(GPS)に基づく解決策がある。グ
ローバル・ポジショニング・システムは、24つの衛星の集合体から成る。各衛
星は地上局をモニタリングすることによりGPS時刻に同期し続ける刻時装置を
含む。地上のGPS受信器は位置と時刻とを決定するためにいくつかのGPS衛
星から受信された信号を使用することができる。
ス(SPS)用に使用される信号を運ぶ1575.42MHz L1搬送波、及
び精密ポジショニング・サービス(PPS)用に必要とされる信号を運ぶ122
7.60MHz L2搬送波を送信する。PPSは政府機関により使用され、そ
して位置決定における高度の正確性を可能とする。
の位置決定サービスに使用される、1.023Mcpsで送信される1023チ
ップの疑似ランダム符号により変調される。各GPS衛星は1ms毎に反復する
それ自身のC/A符号を有する。PPS用に使用される符号は、長さが267日
である10.23MHzの符号である。
を有する。ゴールド符号はそれらの間の相互相関が小さいため使用される。各G
PS衛星は固有のC/A符号系列を発生する。GPS受信器は特定の衛星用のC
/A系列を再現し、そしてそれを全ての可能なオフセットを通して受信された信
号と相関させる。相関が発見されると、符号の開始時刻は受信器での到着時刻(
TOA)と呼ばれる。このTOAは衛星までの距離の測定値であり、受信器の刻
時装置とGPS時刻との間のいくらかのずれによるオフセットを有する。TOA
は疑似距離とも呼ばれる。一度4つの衛星のそれぞれから疑似距離が得られると
、位置修正(position fix)は4つの球体(spheres)の交差点(intersection)を解
くことにより計算されることができる。4つの衛星を使用することは受信器刻時
装置の不確実さが相殺されることを可能とする。
から受信された信号だけに基づいて行われることができるが、ハイブリッド(hy
brid)方式 を使用しても達成されることができる。そのようなハイブリッド方
式は、追加情報が位置決定の作業の複雑性を減少させるために利用可能である時
に、しばしば有用である。一つの例は、無線ネットワークであり、基地局は、必
要なサーチ・ウィンドウを限定するための情報を供給することができるか、また
はGPS時刻に対応する正確な時刻を供給することができる。ひとつのそのよう
なシステムは出願中の米国特許出願番号、第09/187,939号、タイトル
“ハードハンドオフを容易にするためにポジション検出を有する移動通信システ
ム(MOBILE COMMUNICATION SYSTEM WITH P
OSITION DETECTION TO FACILITATE HARD
HANDOFF)”、1998年11月6日出願に記述されており、これは本
発明の譲受人に譲渡され、そして引用されてここに組み込まれる。
されるハードウェアと、(純粋なGPSでもある種のハイブリッドでも)位置決
定のために必要とされるハードウェアとには共通性がある。しかしながら、IS
−95に記述されたようなシングル・パイロット符号システムに対比して、GP
Sのようなマルチ・パイロット符号システムは、本質的に1つ以上のパイロット
符号を同時にサーチする能力の恩恵を被むる(benefit from)ことになろう。図1
の加入者ユニット10のような多くの装置は、それらの通常の動作コースの間中
、両方のタイプのサーチングを実行する必要があるだろう。GPS位置決定のよ
うなシステムのため、CDMAパイロット・サーチングをマルチ・パイロット・
サーチングと結合する、早くて融通のきく、効率のよいハードウェアのサーチャ
が当分野において必要とされている。
ーチャは、IS−95システムで見られるもののようなシングルパイロットのマ
ルチオフセットをサーチする能力を、GPS位置(location)決定システムで見
られるもののようなマルチパイロットをサーチする能力と結合する。両タイプの
サーチングは、リソース・エフィッシエント法の広範囲なサーチの前提を高速で
実行できるようにするため、マッチド・フィルタの並列計算特徴と、不定数のコ
ヒーレントな蓄積及び不定数の非コヒーレントな蓄積を許す融通性とを結合した
、シングル・アーキテクチャ(architecture)内で行われることが可能である。こ
の発明はマルチウィンドウをサーチするためにタイム・スライス(time-sliced
)法におけるマッチド・フィルタ機構(structure) の並列使用を可能とする。さ
らに、サーチャは各サーチウィンドウに対してオプションの独自のウォルシュ・
デカバリング(decovering)を可能とする。タイムシェアリング・アプローチはい
ずれかのオフセットのオプションの周波数サーチングを可能とする。
マッチド・フィルタ機構は単一のI/Qデータ入力付きの1つの大型マッチド・
フィルタとして構成されることができ、あるいはそれは本質的にそのマッチド・
フィルタを複数のより小さいマッチド・フィルタに分けて、複数の信号を受け入
れるように構成されることができる。複数の入力は、GPSネットワークの複数
の衛星のような、いろいろな発信源からの独立した信号であることができる。
間で合計するためにコヒーレント・アキュムレータに送信される。このコヒーレ
ントな蓄積値(accumulation)は完全なマッチド・フィルタ機構について発生する
ことができ、またはマルチ蓄積値は複数の入力信号の各々と関連するマッチド・
フィルタのサブセットに基づいて発生されることができる。これらのコヒーレン
トな蓄積値は、DSPのような装置におけるさらなる処理に利用可能である。シ
ングルパイロット・サーチングにとって、コヒーレントな振幅蓄積値は2乗され
、そしてエネルギー測定値を生成するために合計される。エネルギー測定値は非
コヒーレントな蓄積を実行するために第2のプログラマブルな時間の間蓄積され
る。その結果の値はそのオフセットでのパイロット信号の可能性を決定するため
に使用される。
逆拡散とオプションのウォルシュ・デカバリングとを実行すべきプログラマブル
・バンクのタップ、及び結果としてのフィルタ・タップ計算値(calculations)を
合計すべき加算器機構から成る。マッチド・フィルタ機構は、(タップ値に含ま
れるオプションのウォルシュ・デカバリングを有する)逆拡散のためのタップ値
の種々のストリームを供給するマルチプレクサにより命令される(dictated)よう
なマルチウィンドウをサーチするために、オプションとしてタイムシェアリング
法において使用されることができる。さらに、オプションの位相ロテータは、周
波数サーチングを実行すべく多重化された位相値を適用するために付加されるこ
とができる。毎回(every cycle) マッチド・フィルタ機構は、シフトレジスタ内
のデータに基づいたN計算値を含む(オプションのウォルシュ・デカバリングと
オプションの位相ローテーションとを有する)特定のオフセットについての中間
計算値を生成する。
号を有する図面と関連して、下に述べる詳細説明からさらに明白になるであろう
。
れた図を描写する。’010発明の特徴がここに反復され、続いて本発明に従っ
て行われるべき修正を再度述べる。本発明の新規な特徴の1つは、’010出願
に記述されたものとほとんど同じ構造を使用しているのにGPSサーチングの機
能性が増加するのを可能としていることである。
02に入る。この発明のマッチド・フィルタ要素のサイズは、シフトレジスタ内
のメモリ位置の番号・Nにより与えられる。データは継続的に読み込まれ、シフ
トレジスタを通して一定のレートでシフトされる。実施の形態では、データは2
倍のチップレートで読み込まれる。これはすべてのチップ及びハーフチップ境界
上でのサーチングを可能とする。
読み込まれるI及びQ PN系列(以降PNI 及びPNQ )のNビット部と関係
付けられる。QPSK拡散パイロット信号を逆拡散するために、複素逆拡散が実
行される:(DI +jDQ )・(PNI +jPNQ )=(DI PNI +DQ PN Q )+j(DQ PNI −DI PNQ )。図3はNステージQPSKデスプレッダ
の1ステージを描写する。DI のN値の1つは乗算器600で対応するタップ値
PNI に掛け合わせられ、そして乗算器604で対応するタップ値PNQ に掛け
合わせられる。同様に、DQ は乗算器602及び606でタップ値PNI 及びP
NQ にそれぞれ掛け合わせられる。乗算器600及び606の出力は加算器60
8で合計される。乗算器604の出力は加算器610で乗算器602の出力から
引き算される。加算器608の出力は逆拡散されたI値である。加算器610の
出力は逆拡散されたQ値である。Nステージあるので、そのようなN個の複素結
果があるであろう。
一つだけであり、それはデスプレッダ410でI及びQの両者のためのタップ値
を供給する。図3に示される回路は、両PNI 及びPNQ に伝送されている単一
のPN系列付きであるとして使用されることができる。図4は、BPSK逆拡散
が要求される場合にのみ使用され得る、簡略化されたデスプレッダを示す。DI 及びDQ はそれぞれ乗算器612及び614でPN系列を掛け合わされる。その
結果は逆拡散されたI値を生成するために加算器616で合計される。乗算器6
12の出力は逆拡散されたQ値を生成するために加算器618で乗算器614か
ら引き算される。同様にNステージあり、それでN個の複素結果があるであろう
。
いる。タップ値が2元である時には、それらは実施の態様に示されるように、値
1及び−1のみから成り、そして固有のデータフォーマットがDI 及びDQ とし
て選択され、逆拡散工程はXORゲート及びマルチプレクサ(詳細は図示せず)
のみを使用して達成されることができる。
420及び422でそれぞれ合計される。シフトレジスタ400及び402のデ
ータが変化するたびに、図2に示されるように、新しい合計値が合計器420及
び422で計算される。各合計値は特定のオフセットのNチップのコヒーレント
な蓄積値である。処理はデスプレッダ410のタップ値を変更すること無しに、
プログラマブルなサイクル数の間反復される。例えば、実施の形態では、マッチ
ド・フィルタのサイズNは64である。サーチウィンドウ・サイズLとして64
が、コヒーレントな蓄積値Cとして256が要求されたと仮定されたい。この場
合には、ウィンドウの初めに適切なタップ値がデスプレッダ410に読み込まれ
、そしてデータは、シフトレジスタを通して循環し、サイクル毎に合計器420
及び422からの結果を生成する。
れる。これらのアキュムレータは単一の時刻に複数の蓄積値を調節する(accomod
ate)。実施の形態では、それらはRAMベースである。各サイクルの間に、適切
な部分的蓄積値が検索され(retrieved) 、合計器420または422のどちらか
の出力に加えられ、そしてその結果としての部分的蓄積値はRAMに再び蓄積さ
れる。われわれの例では、64サイクルが通過した時に、初めのの64個のI及
びQ合計値がアキュムレータ430及び432に読み込まれされた。これらの合
計値の各々は、それがマッチド・フィルタの幅なので、Cの64に対応する。
る。これらは最初の通過でテストされたのと同じ64のオフセットの前提が再び
テストされることができるように計算される。タップ値が変更されなかった場合
、新オフセットは、(標準のマッチド・フィルタ・サーチャのように)全てのP
N間隔がサーチされるまで、サイクル毎にテストされるであろう。マッチド・フ
ィルタの手順はもう64サイクルの間、再び繰り返される。今回は、各結果は、
アキュムレータ430及び432に蓄積されたそれのオフセットに対応する部分
的蓄積値と合計される。64サイクルが通過した後に、各部分的蓄積値は、2つ
の64チップの部分的蓄積値から構成され、Cの128に対応する。この処理は
、さらに2度繰り返され、アキュムレータが望ましいCの256について4つの
64チップ値を蓄積してしまうまで、毎回タップを変更する。この構成では、サ
ーチャはNの整数倍であるいずれのCでもコヒーレントな蓄積を実行できる。同
時にサーチされることが可能なウィンドウサイズは、アキュムレータ430及び
432内に蓄積されることができる部分的蓄積値の数により決定される。(Cの
上限は、もしあるなら(if any)、使用された正確なビット数と使用されたスケー
リング技術とにより決定される。当分野の技術者は望ましいC値を調節する回路
を容易に設計できる。) PNタップ値の読み込みは下記のように行われる:PN系列は、同じ組の前提
がテストされるべきであるか、または新しい組が始まっているかのいずれかによ
り、異って発生される。実施の態様では、PN系列は線形帰還シフトレジスタ(
LFSR)に基づくPN発生器経由で発生される。タップ発生のタイミングは1
つの例で最も良く説明される。実施の態様では、Nビットのタップ系列が発生さ
れねばならないので、マッチド・フィルタはN値の幅である。簡単にするため、
PN発生器が更新されねばならないのと同じレートのチップレートでデータは変
化するものと仮定する。これは、データがチップレートの2倍で更新される実施
の態様とは対照的であり、2つのデータサンプルが各PNの状態に関係付けられ
る。われわれは128のウィンドウサイズについてC=192値を蓄積すること
を望んでいると仮定する。われわれのPN発生器はデスプレッダ410に読み込
まれる適切な第1の64個のI及びQタップ値を発生したものと仮定する。64
組のデータはシフトレジスタ400及び402を通して循環する。各組について
、64値のコヒーレントなI合計値は計算されて、非コヒーレント・アキュムレ
ータ430に蓄積され、そして64値のコヒーレントなQ合計値は計算されて、
アキュムレータ432に蓄積される。各コヒーレントな合計値はサーチされてい
る第1の64シーケンシャル・オフセット(seaquential offset)の前提の1つ
に対応する。192のCが望ましいので、上記の64サイクルは、192に達す
るまで3回反復されねばならない。しかし、デスプレッダ410のPNタップを
到来データに正確に割り当てるために、適切なステップが取られねばならない。
われわれは第2組のコヒーレントな値を生成するために同じオフセットが再びテ
ストされることを要求する。到来データを生成するために使用されるPN発生器
は64チップ前方に移動した。われわれはまた同じオフセットを再テストするた
めに前方の64チップに新しい組のPN値を読み込む必要がある。これらの値は
第1の64合計値が発生される間にPN発生器により作り出される。この処理は
第3の組が192チップのコヒーレントな蓄積値を作り出すために反復される。
めに使用されたPN発生器は再び64ビットずつ前方に移動した。われわれが同
様の進んだPN系列をデスプレッダ410に読み込んだ場合、第1の64オフセ
ット上のさらなるデータを集めるであろうが、それはこの例では必要でない。そ
れよりも、われわれは次の64オフセットをテストするために64のオフセット
を導入することを望む。われわれは(到来データ内のPN系列は目下デスプレッ
ダ410内の値に関して前進したので)PN値を簡単に更新しないことにより、
これを行うことができる。第1の64の計算がウィンドウの2番目の半分の間に
実行されると、新しい組のPN値は、まさに上述されたように、同じオフセット
上により多くのデータを集めるためにデスプレッダ410に読み込まれなければ
ならない。この処理は192チップに相当するデータが蓄積されるまで反復する
。
と、その結果としての値は2乗され、そしてエネルギー計算器440内に示され
るように合計される(I2 +Q2 )。各オフセットの結果は非コヒーレント・ア
キュムレータ450に読み込まれる。このアキュムレータはアキュムレータ43
0及び432と同様にマルチ蓄積が可能なアキュムレータである。非コヒーレン
トな蓄積のプログラムされた番号Mとして、独自のコヒーレントな蓄積の値がサ
ーチウィンドウ内の各オフセットについて蓄積される。エネルギーが非コヒーレ
ント・アキュムレータ450に蓄積される度に、コヒーレント・アキュムレータ
430及び432内の部分的蓄積値はもう1つのCの計算のためリセットされる
。
処理するために多数の解法を使用するであろう。実施の形態では、非コヒーレン
ト・アキュムレータ450の結果はDSP460に伝送され、そこでその値は、
もしあるなら、サーチウィンドウ内のどのオフセットがパイロット信号のロケー
ションに対応しそうかを決定するために試験される。DSP460は、望ましい
動作を実行することが可能などんなDSPまたはマイクロプロセッサであっても
よいのだが、すべてのマッチド・フィルタ・サーチング手順を制御できる。それ
はサーチャに専用されてもよく、またはサーチ機能は、まさにDSP400が加
入者ユニットの動作において実行する種々のタスクの小部分(a fraction of) を
構成してもよい。まさに記述されたような全体の手順は、もし必要なら、複数の
サーチウィンドウについて反復されることができる。
物は2つの図において同一であり、そして修正は以下に記述される。
トレジスタ401A−K及び403A−Kで置換されている。各M値シフトレジ
スタ401A−K及び403A−Kは、GPS入力(それぞれGPSI1-K 及び
GPSQ1-K の中からの)または前のM値シフトレジスタの出力(最初のレジス
タ401A及び403Aを除いて、それぞれCDMA I及びQの系列を選択す
る)を選択するために設定されることができる選択可能な入力を有する。
各M値レジスタはその入力として前のM値レジスタ(最初のレジスタ401A及
び403Aを除いて、それぞれCDMA I及びQの系列を選択する)の出力を
選択するために構成される。このモードでは、M値シフトレジスタ401A−K
及び403A−Kは、それぞれそれらが置換するN値シフトレジスタ400及び
402と全く同じに作用する。
または403A−Kはその入力として、復号するためにあるGPS信号の同相ま
たは直交成分、即ちそれぞれGPSI1-K 及びGPSQ1-K を選択する。当分野
の技術者は、種々の構成のM値レジスタが可能であることを認めるであろう。例
えば、Kレジスタは利用できるがK/2パイロットのみがサーチされる必要があ
る時には、KレジスタはK/2 2M値レジスタを形成するためにペアを組んで
構成されることができる。この発明の実施者は、彼等の特別の要求条件を満足さ
せるためにM値シフトレジスタ401A−K及び403A−Kの選択可能な入力
の独自のプログラマビリティ(programmability) のレベルを選択できる。
び図4に関して上述された様式でデスプレッダ410で逆拡散される。逆拡散の
ためのPN系列はCDMAパイロット・サーチングかGPSパイロット・サーチ
ングのどちらが要求されるかに基づいて選択される。適切な符号がデスプレッダ
410に読み込まれる。図5では、単一の同相符号(PNI )及び単一の直交符
号(PNQ )のみがデスプレッダ410への入力として示されている。この構成
は、連結され(concatenated)そして連続的に読み込まれるためにK GPS符号
を必要とする。当分野の技術者は、デスプレッダの複数セクションがGPSまた
はCDMA符号で読み込まれることを可能とするために追加のタップを準備する
方法を知っているであろうし、そしてこのオプションは図9に関して以下に詳述
される。(CDMA及びGPSパイロット・サーチングがこの発明の実施の形態
において選択されたオプションであることを銘記されたい。この発明は不定数の
資源が不定数の異なるPN系列でサーチされねばならない他の状態に対しても容
易に使用できることを、当分野の技術者は認めるであろう。) 図2の合計器420および422は、図5では付加的な合計器421B及び4
23Bにより追従される部分的な合計器421A及び423Aで置換される。合
計器421Aは逆拡散された同相結果のK合計値を計算し、そして合計器423
Aは逆拡散された直交結果のK合計値を計算する。これらの結果はサーチャがG
PSモードで動作している時には完全な合計値であり、そしてその結果はそれぞ
れmux433及びmux434に伝送される。サーチャがCDMAパイロット
・サーチングとして構成されている時には、K合計値は部分合計値を表し、そし
てそれらは、それぞれ合計器421B及び423Bで合計されねばならない。合
計器421B及び423Bの結果はmux433及び434に伝送される。
計値を表す)部分合計と、CDMAパイロット・サーチングのために使用される
完全な合計値との間を選択するために使用される。その結果はそれぞれコヒーレ
ント・アキュムレータ430及び432に伝送される。CDMAモードでは、コ
ヒーレント・アキュムレータ430及び432は図2に関して上述されたように
作用する。修正無しに、アキュムレータのメモリ要素のみはGPSモードの間中
は有用であり、コヒーレントな蓄積として示されたように、その結果はDSP4
60のようなプロセッサに伝送されねばならない。もう1つのオプションは、G
PSサーチングが行われている時にK蓄積値を生成するために集積化(integrate
d)加算器(図示せず)が再構成され得るようなプログラマブルな様式でコヒーレ
ント・アキュムレータ430及び432を形成することである。いずれの場合に
も、実施の態様では、エネルギー計算、非コヒーレントな蓄積、ピーク検出、及
び疑似レンジ発生のために必要な他の処理のため、その結果はDSP460に伝
送される。CDMAパイロット検出用に使用されるハードウェアはもちろんGP
S検出のための値を計算するために展開され得るので、これは必須ではない。し
かしながら、CDMAの場合のように、単一経路(single path)よりもむしろ
、K個の経路がK個の望ましい結果を与えるために作成される必要があるであろ
う。これはハードウェアをK倍するかまたは(もしも既存のハードウェアがタイ
ムシェアされたならば)ファクタKが処理速度において増加する必要があろう。
器440、非コヒーレント・アキュムレータ450、及びそれから上の図2に関
して記述された様式での処理のためのDSP460に伝送される。
を支持するように、または最小のインパクトで8つのGPS衛星の同時サーチを
行なうように、または’10の出願に記述されたCDMAサーチャの要求するハ
ードウェアを増加するように構成される。
ョン、フィルタリング、及びA/D変換のようなRF処理タスクが受信器702
で実行される。その結果はオプションのマッチド・フィルタ704とmux70
6とに伝送される。mux706は、ブロック708A−H,710A−H及び
712A−Hから成る、8つのGPSのフロントエンド(front end)により処
理されるように、濾波されたかまたは濾波されない型(version) を選択する。符
号ドップラ調整ブロック708A−Hはmux706からの信号を受信する。結
果として生じた符号ドップラ調整された信号は、それぞれロテータ710A−H
で処理され、8つの衛星からの別々の周波数ドップラ効果に対応する。これらの
結果として生じた信号は、デシメータ712A−Hでデシメート(decimated)
される。デシメーションはオプションである。実施の態様では、受信器702か
ら到来するディジタルIQサンプルはチップ×8、またはチップレートの8倍で
標本化される。例示的なデシメータ712A−Hは、チップ×8(デシメーショ
ン無し),チップ×4,またはチップ×2のレートであり得る出力信号を供給す
る。デシメータ712A−Hの出力はそれぞれ経路 1乃至経路 8と標記され
る。
ロック708Aと標記されるが、ブロック708A−Hの代表である。mux7
06からIQデータが入り、そして実施の態様では8つのタップを有するタップ
遅延ライン716Aに伝送される。IQデータはオプションの補間フィルタ71
4Aにも行く。補間フィルタ714Aの出力は、実施の態様ではこれも8タップ
を含んでいるタップ遅延ライン718Aに伝送される。タップ遅延ライン716
A及び718Aの各出力は、DSP(図8中 DSP820)により選択的に制
御される。mux720Aはタップ遅延ライン716Aか718Aの1出力を選
択し、そして上述したように、その出力をロテータ710Aに伝送する。
ていることが示される。これらのmuxは、入力を、信号経路 2乃至経路 8
と前のTDL800A−Gの出力との間のタップ遅延ライン(TDL)800B
−Hにそれぞれ切り換えるために使用される。経路 1はTDL800Aに直接
フィードする(feeds) 。当分野の技術者は、それがCDMAパイロット・サーチ
・データまたは8つのGPSサーチ・パイロットの1つのデータを示すような、
アンテナ700から経路 1につながる全体の経路をプログラムするためのオプ
ションを認めるであろう。TDL800A−Hの各々は8タップを有する長さ1
6のものである。これはハーフチップ境界上の計算を可能にする。TDL800
A−Hの各々の結果はQPSKデスプレッダ804A−Hに向けられ、そこでは
、CDMA PNと標記されるCDMAパイロット・サーチングのためのPN系
列か、またはGPS粗同期捕捉系列CA 1 A乃至CA 8 Aの1つのいず
れかで逆拡散が発生する。
に、符号CA 1 A乃至CA 8 Aは、入力CDMA PNを通して示され
るようにデスプレッダ804A−Hへのシングルチェーン(single chained)入
力上に配列されることができる。実施の形態では、図8に示されるように、系列
CA 1 A乃至CA 8 Aの各々はデスプレッダ804A−Hにそれぞれ直
接にフィードする。これらの系列の発生は図9に示される。各チャネルのための
別々のゴールド符号発生器(図示せず)は、TDL830A−Hにフィードする
ところの系列CA 1乃至CA 8を生成する。これらのTDLの各々は位置0
,4,8,16,及び24にタップを有する長さ24のものである。これらのタ
ップの出力は、信号CA 1 A乃至CA 8 Aを生成するためにmux83
2A−Hによりチップ×8のレートで選択される。これは、各GPSチャネルが
、粗サーチ(a coarse search) の間、8チップ間隔ごとに16チップ×2の前提
にわたっている(spanning)4つの隣接ウィンドウまでサーチすることを可能とす
る。mux834は、CDMA PNへの入力を通してQPSKデスプレッダ8
04Aへ伝送するためこれらの系列を連結するために使用される。
を生成するために合計器806A−Hに伝送される。これらの値はコヒーレント
・アキュムレータ810における蓄積のために利用可能である。CDMAモード
では、これらの値は部分合計値を表し、そして合計器808で合計されねばなら
ない。その結果としての信号はCDMAと標記される。CDMA信号はロテータ
812(このブロックはオプションである)で回転(rotated)されることが出
来、そしてその結果はまたコヒーレント・アキュムレータ810に利用できる。
コヒーレント・アキュムレータはGPS合計値または現行の動作モードによるC
DMA値を選択する。コヒーレントな蓄積の結果は、GPSサーチングの間にD
PS820に伝送される。CDMAサーチングの間に、コヒーレントな蓄積の結
果はエネルギー計算器814に伝送される。それらの結果は非コヒーレント・ア
キュムレータ816に渡されて、そしてそれらの出力はDSP820に伝送され
る。(’10の出願において論議されたように、他のハードウェア処理はDSP
におけるよりもむしろ非コヒーレントな蓄積の後に起こってもよいことを注意さ
れたい。) このように、マルチパイロット・サーチング用のプログラマブル・マッチド・
フィルタ・サーチャのための方法及び装置が記述された。この説明は当分野のい
かなる技術者も本発明を製造または使用できるように提供された。これらの実施
例への種々の修正は、当分野の技術者には容易に明白であるだろうし、そしてこ
こに定義された包括的な原理は、さらなる発明を使用せずに他の実施例に適用さ
れてもよい。従って本発明は、この中に示された実施例に制限されるものではな
く、むしろここに開示された原理及び新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲が許
容されるべきである。
タ、816…非コヒーレント・アキュムレータ。
Claims (14)
- 【請求項1】 下記を具備する、プログラマブル・マッチド・フィルタ・サ
ーチャ: シングル・シフトレジスタまたはマルチ・シフトレジスタとして構成可能な、
1つまたは複数の発信源からの複数の到来データのセットを受信するためのシフ
トレジスタ; PN系列を発生するためのPN発生器; 前記複数の到来データのセットを逆拡散し、及びその中間結果を合計する、前
記PN系列を読み込むための読み込み可能なマッチド・フィルタ;及び 前記合計値を受信し、及び複数のセットの中のそれらを蓄積して1組の蓄積さ
れた合計値を生成するためのアキュムレータ、 を具備するプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ。 - 【請求項2】 請求項1のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ
、ここにおいて前記複数の発信源からの前記複数の到来データのセットは、複数
の経路のプロセッサから受信され、前記各経路のプロセッサは下記を具備する: 符号ドップラ調整ブロック; 周波数ロテータ;及び オプションのデシメータ。 - 【請求項3】 下記を具備する、プログラマブル・マッチド・フィルタ・サ
ーチャ: シングル・シフトレジスタまたはマルチ・シフトレジスタとして構成可能な、
1つまたは複数の発信源からの複数の到来同相(I)データのセットを受信する
ための、シフトレジスタ; シングル・シフトレジスタまたはマルチ・シフトレジスタとして構成可能な、
1つまたは複数の発信源からの複数の到来同相(Q)データのセットを受信する
ための、シフトレジスタ; PN系列を発生するためのPN発生器; 下記を有するマッチド・フィルタ: 前記複数のIデータのセット、前記複数のQデータのセット、及び前記PN
系列を受信するためのデスプレッダ、該デスプレッダは複数の逆拡散されたI値
のセットを生成する及び複数の逆拡散されたQ値のセットを生成する; I合計値を生成するために前記複数の逆拡散されたI値のセットを合計する
ための合計器; Q合計値を生成するために前記複数の逆拡散されたQ値のセットを合計する
ための合計器; 前記I合計値を受信し、及び1組の蓄積されたI合計値を生成するために複数
のセット中のそれらを蓄積するためのIアキュムレータ; 前記Q合計値を受信し、及び1組の蓄積されたQ合計値を生成するために複数
のセット中のそれらを蓄積するためのQアキュムレータ; 複数の蓄積されたI合計値のセット及び複数の蓄積されたQ合計値のセットを
受信するエネルギー計算器、該エネルギー計算機は、複数の蓄積されたI合計値
のそれぞれのセットを2乗する、複数の蓄積されたQ合計値のそれぞれのセット
を2乗する、及び複数のエネルギー値のセットを生成するために、複数のI及び
Q合計値のそれぞれのセットの前記2乗の結果を合計する;及び 前記エネルギー計算器における処理の前に、前記蓄積されたI合計値のセット
及び前記蓄積されたQ合計値のセットを供給するための出力 を具備する、プログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ。 - 【請求項4】 前記複数のエネルギー値のセットを受信し、及び前記複数の
エネルギー値のセットの、前記複数の蓄積値のセットを生成するためのアキュム
レータをさらに具備する、請求項3のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サ
ーチャ。 - 【請求項5】 請求項4のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ
、ここにおいて、I及びQ PN系列は、前記PN発生器により生成される;及
び 前記デスプレッダはQPSK逆拡散を実行する。 - 【請求項6】 請求項4のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ
、ここにおいて、前記デスプレッダはBPSK逆拡散を実行する。。 - 【請求項7】 マルチプルPN系列を受信する、及び前記マルチプルPN系
列に基づいて、前記読み込み可能なマッチド・フィルタのタイムシェアリングが
合計値の追加のセットを生成するように、それらを伝送するためのマルチプレク
サをさらに具備する請求項4のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチャ
。 - 【請求項8】 下記をさらに具備する請求項4のプログラマブル・マッチド
・フィルタ・サーチャ: 1つまたはそれ以上の位相値を受信するためのマルチプレクサ;及び 前記I及びQの読み込み可能なマッチド・フィルタの出力を受信する、及び前
記出力を前記マルチプレクサの該位相出力に従って回転する、及び該結果を前記
I及びQアキュムレータに伝送するためのI及びQロテータ。 - 【請求項9】 下記を具備するプログラマブル・マッチド・フィルタ・サー
チャ: シングル・シフトレジスタまたはマルチ・シフトレジスタとして構成可能な、
1つまたは複数の発信源からの複数の到来データのセットを受信するためのシフ
トレジスタ; 複数のPN系列を発生するための複数のPN発生器; 前記複数のPN系列を読み込み、前記複数の到来データのセットを逆拡散する
及び該中間結果を合計するためのローダブル・マッチド・フィルタ;及び 前記合計値を受信し、及びそれらをセット中にた合計値を生成するためにそれ
らを複数組に蓄積するためのアキュムレータ。 - 【請求項10】 請求項6のプログラマブル・マッチド・フィルタ・サーチ
ャ、ここにおいて、前記読み込み可能なマッチド・フィルタは、前記複数のPN
発生器の1つから単一のPN系列を受信するために、または前記複数のPN発生
器から複数のPN系列を受信するために、変更可能である。 - 【請求項11】 下記工程を具備するプログラマブル・マッチド・フィルタ
・サーチングを実行するための方法: a)1つまたは複数のI及びQデータのセットを蓄積する; b)1つまたは複数のPN系列を生成する; c)1つまたは複数のI及びQ逆拡散値を生成するために、前記1つまたは複
数のI及びQデータのセットを前記1つまたは複数のPN系列で逆拡散する; d)前記逆拡散されたI値の結果を合計する; d)前記逆拡散されたQ値の結果を合計する; f)それぞれ、1つまたは複数の結果を生成するために、結果として生ずる合
計された逆拡散I値を蓄積する; g)それぞれ、1つまたは複数の結果を生成するために、結果として生ずる合
計された逆拡散Q値を蓄積する。 - 【請求項12】 下記工程をさらに具備する請求項11の方法: i)該蓄積された逆拡散I値を2乗する; j)該蓄積された逆拡散Q値を2乗する;及び k)前記両2乗値を合計する。
- 【請求項13】 前記2乗値の合計を蓄積する工程l)をさらに具備する請
求項12の方法。 - 【請求項14】 前記複数のI及びQデータのセットが前記工程a)におい
て蓄積される時に、前記工程f)及びg)において計算された前記複数の蓄積さ
れた逆拡散I及びQ値の合計を出力として供給する、及び前記1つののI及びQ
データのセットが工程a)において蓄積される時に、前記工程i)乃至l)を交
互に実行し続ける工程h)をさらに具備する請求項13の方法。
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