JP4386574B2

JP4386574B2 - マルチユーザ通信システムにおけるマルチレイヤードｐｎコード拡散

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Publication number: JP4386574B2
Application number: JP2000516440A
Authority: JP
Inventors: ハームス、ブライアン; バトラー、ブライアン; スキナー、ゴードン
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-10-10
Filing date: 1998-10-09
Publication date: 2009-12-16
Anticipated expiration: 2018-10-09
Also published as: WO1999019992A1; DE69841326D1; US6493376B1; KR20010031050A; CN100590988C; EP1029398A1; CN100459444C; CN1281599A; EP1029398B1; NO318825B1; KR100693682B1; NO20001819D0; ATE450084T1; BR9813026A; JP2001520473A; CN1819473A; RU2221337C2; AU754257B2; CA2305718A1; CA2305718C

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線データあるいは無線電話システム、そして衛星通信システムのようなスペクトラム拡散通信システムに関する。特に、この発明は、異なる期間あるいはチップレートを有するレイヤー化された、あるいはオーバーレイされたＰＮ拡散し特定されたコードを用いてスペクトラム拡散通信信号を生成し、特定しそして取得する方法と装置に関わる。
【０００２】
【従来の技術】
多元接続通信のシステムや技術の変化は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）スペクトラム拡散技術のような多くのシステムユーザ間の情報転送を発展させた。多元接続通信システムにおけるＣＤＭＡ技術は、１９９０年２月１３日に出願された“衛星または地上中継器を使用するスペクトル拡散多元接続通信システム”と題する米国特許第４，９０１，３０７号や、１９９７年１１月２５日に出願された“独立した受信者の位相と電力を追跡するスペクトラム拡散通信システムにおける全スペクトラム送信電力を用いる方法と装置”と題する米国特許第５，６９１，９７４号に開示されており、この特許は本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込んだ。
【０００３】
これらの特許は、多くの一般的な移動あるいは遠隔システムユーザあるいは加入者が、他のシステムユーザあるいは接続される公衆電話交換網を通じるように要求された信号受信者と通信するためのトランシーバを用いる通信システムを開示する。このシステムユーザは、ＣＤＭＡスペクトラム拡散通信信号を用いてゲートウェイや衛星、あるいは地上局（またセルサイトやセルと呼ばれる）を通じて通信する。
【０００４】
典型的なスペクトラム拡散通信システムでは、１つあるいはそれ以上の予め選択された疑似ランダムノイズ（ＰＮ）符号シーケンスのセットやペアが変調するのに用いられるか、あるいは「拡散」ユーザ情報が、通信信号としての送信のための搬送波上で、変調に先立って予め決められたスペクトルバンドを通じて合図する。ＰＮ拡散は、従来よりよく知られるようにスペクトラム拡散送信の方法の一つであり、データ信号に隠れたものより大きなバンド幅で通信信号を生成する。フォワードリンクとも呼ばれる、基地局あるいはゲートウェイとユーザの通信リンクにおいて、ＰＮ拡散コードあるいは２進シーケンスは、マルチパス信号間と同様に、異なる基地局から送信された信号間、あるいは異なるビーム、衛星、あるいはゲートウェイの信号間を区別するのに用いられる。
【０００５】
これらのコードは、一般に、異なる拡散コードを作る隣接したビームあるいはセル間で、与えられたセルあるいはビーム、タイムシフトあるいはオフセット内のすべての通信信号によって分けられる。このタイムオフセットは、ビーム間のハンドオフや基本的な通信システムタイミングに関係する信号タイミングを決定するのに有効な特有のビーム識別情報を提供する。
【０００６】
一般的なＣＤＭＡスペクトラム拡散通信システムでは、チャネライズコードは、セル内で異なるユーザに向けた信号間を、あるいはフォワードリンクで衛星ビームあるいはサブビーム内で送信されたユーザ信号間を区別するのに用いられる。つまり、各ユーザのトランシーバは、「カバリング」あるいは「チャネライズ」直交コードを用いたフォワードリンク上で自身の直交チャネルを持つ。ウォルシュ関数は、一般に、地上システムでは６４コードチップのオーダの、また衛星システムでは１２８コードチップのオーダの典型的な長さで、チャネライズコードを実行するのに用いられる。この取り決めにおいて、６４チップあるいは１２８チップの各ウォルシュ関数は、一般にウォルシュシンボルと呼ばれる。
【０００７】
ＣＤＭＡ信号処理で用いられる変調技術に基づくＰＮコードは、スペクトラム的に類似した通信信号が素早く識別されるのを認める。これは、異なる伝搬経路を横切る信号が、他の信号とすぐに識別されることを容認し、提供されるパスの長さの差は、ＰＮコードチップ期間を超過して、相対的な伝搬遅延を引き起こす。もし、おおよそ１．２２ＭＨｚのＰＮチップレートが用いられたならば、スペクトラム拡散通信システムは、１マイクロ秒以上のパス遅延あるいは到着時間によって異なる信号間、あるいは信号パス間を見分け、識別することができる。
【０００８】
ワイドバンドＣＤＭＡ技術は、マルチパスフェージングのような問題をより難なく解決し、比較的高い信号利得を提供する。しかしながら、信号ダイバーシチのいくつかの形態は、一般にフェージングの有害な影響や、通信システム内で関係のあるユーザや衛星あるいはソースムーブメントの前に取得したあるいは復調した信号に関係する付加的な問題をいっそう減じる。長距離でのこのような動きは、実質的な動的変化をパス長に引き起こす。一般に、ダイバーシチの３タイプは、時間周波数そして空間ダイバーシチを含むスペクトラム拡散通信システムに用いられる。タイムダイバーシチは、信号成分の誤り訂正、あるいは単純な反復とタイムインターリーブを用いて手に入り、そして周波数ダイバーシチの形態は、ワイドバンド幅に信号エネルギを拡散することにより本質的に提供される。空間ダイバーシチは、一般に異なるアンテナあるいは通信信号ビームを通じた多様な信号パスを用いて提供される。
【０００９】
一般的なＣＤＭＡスペクトラム拡散通信システムは、フォワードリンクユーザ端末通信に関するコヒーレント変調および復調の使用を熟慮している。このようなアプローチを用いた通信システムでは、「パイロット」信号（あるいは他の既知の信号）がゲートウェイあるいは衛星とユーザ、そして基地局とユーザのリンクに関するコヒーレント位相リファレンスとして用いられる。つまり、典型的にデータ変調を含まないパイロット信号は、サービス範囲の与えられた範囲を通じて基地局あるいはゲートウェイによって送信される。単一のパイロットは、一般にＣＤＭＡチャネル、ＦＤＭチャネルあるいはいくつかのシステムでサブビームと呼ばれ、各周波数で用いられる各ゲートウェイあるいは基地局によって一般に送信される。このパイロットは、共通のソースからＣＤＭＡチャネルを用いるすべてのユーザで分割される。衛星を用いるゲートウェイで生じる各衛星ビーム、あるいは周波数、あるいはサブビーム内で衛星システムがパイロットを転送する間に、一般に、各セクタは、それ自身、別個のパイロット信号を持つ。これは、他と識別し、そのうえ、信号取得を容易にする間に、ビームやセル間の識別をする信号を提供する。
【００１０】
パイロットは、初期のシステムの同期を得るのに、ユーザ端末によって使用され、強い時間、周波数そして送信信号とチャネル利得リファレンスを追跡する位相を提供する。パイロット信号から得られた位相情報は、通信システムあるいはユーザ情報信号のコヒーレント復調のための位相リファレンスとして用いられる。パイロット信号は一般にデータ変調を含んでいないから、これらは本質的に、搬送波周波数上で変調されるＰＮ拡散コードからなる。時には、ＰＮ拡散コードは、パイロットコードシーケンスと呼ばれる。ＰＮ拡散コードは、識別可能なパイロット信号を達成すお互いに関して言えば、一般にタイムシフトされる。
【００１１】
パイロット信号は、一般に、受信した通信信号に関係のある信号あるいはビーム強度を測定するのに用いられる。多くのシステムでは、パイロット信号は、また一般に典型的なトラヒック、あるいは信号対雑音比や干渉余地として提供される他のデータ信号よりも高い電力レベルで送信される。この、より高い電力レベルはまた、比較的広いバンドで、そして低コストな位相追跡回路を用いるパイロット搬送位相の追跡を非常に正確に行う間に、高速で達成されるパイロット信号を初期に取得検索することを可能にする。
【００１２】
通信リンクを確立する過程の部分にて、ユーザ端末は、不明の搬送波オフセットの前に、「サーチャレシーバ」あるいは単に「サーチャ」と呼ばれ、パイロット位相とＰＮ拡散コードタイミングとを同期させるためのレシーバを用いる。いくつかの技術とデバイスは、このサーチャの機能を提供するのに用いられていた。このような一つの技術が、１９９２年４月２８日に出願された“ＣＤＭＡセルラ電話システムのダイバーシチレシーバ”と題する米国特許第５，１０９，３９０号に開示されており、この特許は本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込んだ。
【００１３】
パイロット取得／同調と信号復調過程で関係づけられた問題の一つは、ユーザがパイロット信号を取得するために必要な時間の量である。より正確には、他の通信信号を復調するのにも用いるため、生成されたパイロット信号に用いられる位相あるいはＰＮ拡散コードのタイミングを取得するのに必要な時間の量である。
【００１４】
地上中継局ベースのシステムにおいて、このような地上に置かれる無線セルラ電話サービスは、３２，６８７チップ長の比較的長いＰＮコードシーケンスが用いられ、これは、１．２２８８Ｍチップ／秒（Ｍｃｐｓ）のオーダでチップレートの時間を計る。この長さは、多くの近接したセルを有するシステムにおける微分信号で有用である。このような無線システムは、終始一貫して強いパイロット信号を持ち、取得時間は、この長さに対して短いままでいられる。つまり、強いパイロット信号と、そしてドップラ周波数変位がほとんどないか、全くなく、あるいは類似した結果を伴えば、正確な位相、あるいは信号タイミングを選択し、そして確認するのに要する時間は、まだ比較的短い。しかしながら、衛星ベースのシステムでは、周波数上のドップラ効果と、より電力が低いパイロット信号と一緒にパイロット信号電力が低下することは、一般にパイロット信号タイミングを取得し確認するのに要する時間は長くなる。
【００１５】
それゆえに、より短いＰＮ拡散コードは、仮定、確認などを試すために費やす時間が長くなることを見込んで、本質的に全体的な検索時間あるいは取得時間を短縮するのを助けるために、熟慮される。このタイプの通信環境では、１０２４チップ長のオーダのＰＮコードは、熟慮され、これは、上述のチップレートでは約８３３μ秒のコード長となる。多くのシステムは、チャネルをビットのブロックあるいは「フレーム」の中に生成する情報をひとまとめにし、ここで、フレーム同期がビットが使われる前に必要とされる。正確な意味では、その次の情報ビットの過程は、フレーム内で位置づけの機能である。このようなデータフレームは、一般に２０から８０ミリ秒の長さで、これは、もっと短いＰＮコードで機能する時に、適当なフレームを決める際に問題を生じる。それ自身によって短いＰＮコードは、多くの解けないフレームタイミングの仮定を残したままである。正しいフレームタイミングは、異なる仮定の試行錯誤によってのみ見つけられる。フレームタイミングにおけるこの不確実な状態は、情報チャネルあるいは信号の取得を遅らせる。
【００１６】
あいにく、パスは、ゲートウェイ−衛星間と衛星−ユーザ間から転送された信号のために遅れ、あるいはトランシーバもまたＰＮコードを短くするための大きな問題を生じる。この隔たりは、地球の低軌道でさえ、引き起こされ、信号上の重要なパス遅延を課し、これは衛星の軌道位置に依存することを広く異ならせることを可能とする。これは、信号が互いに並べられた状態から別のやり方でオフセットされるように、互いに関係のあり、かなり変化した異なる衛星あるいは信号源に関する信号タイムオフセットに終わり、これは、適切な信号の識別を妨げる。つまり、信号は、７ミリ秒のオーダでパス遅延のダイナミックレンジによって影響され、これは、もはや時間的に十分に分離できなく、そしてビームあるいは信号源として適切に識別されることはできない。少量の再導入した好ましくない時間の遅れによって、ＰＮ拡散コードを延長することの明白な解決は、信号取得を遅らせる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
それゆえに、比較的高い信号遅延パスとより低い電力のパイロット信号を補償することが信号受信と関係する衛星の動きに関係づけられている間に、短時間で信号復調に必要な位相とビームの識別情報をレシーバが取得できるようにするために、必要とされるものは、拡散フォワードリンク信号に関する新しい技術である。
【００１８】
スペクトラム拡散通信システムにおける通信信号の取得や処理に関して、上述や従来見受けられる問題を考慮すると、この発明の一つの目的は信号取得を改善することにある。
【００１９】
この発明の一つの利点は、確認のために信号の区別を保ち続け、情報チャネルタイミングに対する同期を改善する際に、信号識別のために信号取得に関して短いＰＮシーケンスを使用するようにすることである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
これらや他の目的、利点そしてこの発明の目的は、スペクトラム拡散通信システムにおける拡散信号についての方法や装置で実現され、このシステムでは、ディジタル情報信号は、予め選択された、スペクトラム拡散変調信号を生成するためのコードを拡散する疑似ランダムノイズ（ＰＮ）を用いて、バンド幅拡散である。例示的な通信システムは、複数のゲートウェイタイプの基地局から通信信号を受信し、これらを受信機を備える１あるいは多数の移動機やポータブル局に転送する多数の衛星中継局を用いる、無線データあるいは電話のシステムである。このようなシステムにおける情報信号は、一般に必要に応じてアナログからディジタルに変換され、そしてその時、誤りの検出や訂正の目的でシステムユーザに転送される前にインターリーブされるとともに符号化される。この符号化された信号は、１あるいはそれ以上の情報信号をチャネル化する直交関数と合成される。
【００２１】
好ましい実施形態では、第１のＰＮ拡散コードは、予め選択された第１のコード長と第１の期間あるいは周波数性で生成される。このコードは、インナコードと呼ばれる。第２のＰＮコードシーケンスは、第２の予め決められたコード長を用い、第１のそれより実質的に長い期間で生成される。このコードは、アウタコードと呼ばれる。このＰＮコードは、第１と第２のＰＮ生成器を用いて、それぞれ生成可能である。いくつかのシステムでは、ＰＮコード生成デバイスや回路は、コードあるいはシーケンスのいくつかを生成するのに時分割で行う。第２のＰＮコードあるいはコード生成器についての更新あるいは生成のレート、あるいは「チップレート」は、第１のそれの更新あるいは生成のレートより非常に小さい。
【００２２】
一般に、第１のＰＮ拡散コードは、第１の拡散の手段あるいはエレメントに入力され、ここで、送信される情報信号を拡散するのに用いられ、この結果、第１のスペクトラム拡散信号が生成される。この結果の第１のスペクトラム拡散信号は、第２の拡散エレメントに入力され、ここで第２のＰＮコードシーケンスと合成され、第２の拡散信号を生成する。一般に、乗算器は、ＰＮコードと信号を各ステップで合成するのに用いられる。この結果の拡散信号は、搬送波信号上で変調する送信回路に転送され、通信システムによる送信によって１あるいはそれ以上のシステムユーザに続く。
【００２３】
しかしながら、この発明の別の形態では、第２のＰＮコードは、情報信号と合成され、それから第１のＰＮコードは、この結果を拡散するのに用いられる。代わりに、２つのコードが合成されて、実質的にインナコードを修正したアウタコードである特有の拡散コードを生成し、これはそれから情報信号の拡散に用いられる。
【００２４】
例示的なスペクトラム拡散システムでは、情報信号は、同相チャネルと直交相チャネルに同様に適用され、そして第１の拡散エレメントは、第１の多項式関数を用い、一方のチャネルについて同相ＰＮチップコードを生成するＰＮコード生成器と、第２の異なる多項式関数を用い、他方のチャネルについて直交相ＰＮチップコードを生成する第２のＰＮコード生成器とを用いる。第２の拡散エレメントは、また別の多項式関数を用い、第３のＰＮチップコードを生成する第３のＰＮコード生成器を用いる。
【００２５】
第１のＰＮ拡散コードの全期間は、第２のＰＮコードの１チップ期間に等しく、そしてこのＰＮコードの各期間は、同時に始まるように同期される。これらのコードは、例えば、ｍ個のシーケンスＰＮコードの予め選択された部分として実行されるか、あるいは最大長の線形シーケンスＰＮコードの長さに増長される。より短いＰＮ拡散コードが非干渉な好ましい信号レベルを維持する「インナ」コードを形成するのに対して、より長い、ＰＮコードあるいはコードシーケンスの全コード期間は、システムタイミングが取得しやすい「アウタ」コードを形成する。この全体の影響としては、第１の信号の取得をかなり維持するが、信号の識別を改善するとともに、信号タイミングに同期する。
【００２６】
１０２４のコード長の第１のＰＮコードが用いられる時、この発明に第２のＰＮコードにとって有用と分かるコードシーケンスは、２８８チップで、チップの値が、-1-1 1-1 1-1-1 1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1-1-1 1-1 1の系列か組で始まり、残りのチップが終わりまで 1 である。代わりに、有用なコードが、-1-1-1 1 1-1 1-1-1 1-1 1 1 1-1 1 1 1-1-1-1-1-1-1-1-1-1 1 1 1 … 1でもよい。他の有用なコードは、特徴的な多項式Q(z)=1+z³+z⁴+z⁶+z⁹で生成され、この時２８８チップシーケンスを用いる。
【００２７】
この発明の他の形態では、拡散エレメントは、ＲＯＭやＲＡＭのようなデータストレージ手段やメモリエレメントに予め選択したＰＮコードを蓄積することにより、実施可能である。コードは、それから訂正され、そして入力として、一致する情報を受信する乗算器に供給するか、あるいは入力として信号を拡散する。
【００２８】
第２のＰＮコードは、訂正されたコードを１チップ遅延エレメントに通し、そして、遅延されていないコードを受信する他の乗算器に入力することにより、差分符号化され、位相コヒーレントに関する要求を減じる。この乗算器は、遅らされたＰＮコードと遅らされていないＰＮコードとの間の生成物を形成し、そして、その生成物を差分符号化出力として提供する。その代わりに、データストレージは、第２のＰＮコードシーケンスの差分符号化バージョンを保持する。
【００２９】
通信システムの受信側では、このような多層化されたスペクトラム拡散通信信号のタイミングは、通信信号を搬送波から抽出するためにはじめに復調し、それから逆拡散する受信機を用いて、取得される。逆拡散器あるいは逆拡散手段は、第２のあるいはインナＰＮ拡散コードと受信したスペクトラム拡散信号を合成して、第１のレベルあるいは中間の逆拡散信号を生成する。アキュムレータは、この逆拡散信号を第２のＰＮコードあるいは第１のコードのチップ期間にわたって蓄積し、そして連続して蓄積された信号間の位相シフトを差分検出するか、あるいは蓄積された信号を復号する。検出された信号は、マッチトフィルタ処理に供され、そして、その結果、予め設定された閾値と比較される。さらに、この比較に用いられた閾値は、予め選択され、あるいは、第１のＰＮコード期間にわたって検出された信号の大きさについての平均値を決めることにより生成される。
【００３０】
【発明の実施の形態】
この発明は、ビームの改善あるいは信号源の識別を行うスペクトラム拡散通信システムにおいて、情報信号を拡散、あるいはスペクトラム拡散変調する新しい技術を提供する。この識別は、時間遅延の測定やソフトハンドオフの信号タイミングや位置決定処理の決定などに有用である。この創意に富んだ技術は、ビームやその源を正確に識別するために、ユーザ端末によって受信された各ビームを復調および処理する重要な要求を除去する。
【００３１】
これは、第１のＰＮ拡散コードあるいはコードセット、および第２のＰＮコードシーケンスメンスあるいは関数を、要求された情報拡散信号に適用することにより達成される。第２のＰＮコードシーケンスは、第１のＰＮ拡散コードに同調するが、第１のＰＮシーケンスのチップ期間より長いチップ期間でコードチップを使用する。つまり、第２のコードチップは、第２のＰＮコードの各コードチップが第１のＰＮコードあるいはコードシンボルの全期間に延長されるために、第１のコードチップに関係するレートで時間が計られる。第２のＰＮコードは、「アウタ」コードを形成し、これは、信号源、ここからのビームの識別を改善し、信号取得を容易にする。第１のＰＮコードは、信号の分離および差分の要求されるレベルを提供する「インナ」拡散コードを形成し、そして互いの干渉からビームを妨げる。アウタコードは、はじめに「オーバレイ」、あるいは生成される「レイヤード」ＰＮコードと判断される。共に、インナとアウタのコードは、迅速な信号取得やハンドオフを用いてより強いビームや信号源の識別を行う間に、動くかあるいは相互に作用して、要求されるワイドバンド拡散関数を維持する新しい型の拡散関数あるいはコードを形成する。
【００３２】
この発明における、無線電話システムのような例示的な無線通信システムを図１に示す。図１に図示される通信システム１０は、遠隔あるいは移動ユーザ端末とシステムゲートウェイあるいは基地局との間の通信に、スペクトラム拡散変調技術を用いる。図１に示す通信システムの部分では、１つの基地局１２と、２つの衛星１４と１６と、２つの２つの関連づけられたゲートウェイあるいはハブ２４と２６が、２つの移動局あるいはユーザ端末２０と２２、あるいはその他と通信を行うことが示されている。この発明は、衛星と地上ベースの通信システムの一方あるいは両方に有用で、そのうえこの技術に精通する者にとって明白であるある。
【００３３】
移動局あるいはユーザ端末２０と２２は、それぞれ（これに限定しないが）セルラ電話や、データトランシーバあるいは転送デバイス（例えばコンピュータ、情報携帯端末、ファクシミリ）あるいはページングあるいは位置決定受信機のような無線通信デバイスを持つか含んでいる。一般に、このような端末は、要求に応じたハンドヘルドか車載のどちらか一方である。ここで、ユーザ端末２２は、ポータブルハンドヘルド電話のように示される。ユーザ端末は、移動機として説明するが、この発明の教えは、遠隔無線サービスが要求されるところであれば、固定端末あるいは他の形式の端末にも適用できる。後者の形式のサービスは、世界の多くの遠隔地と通信リンクを設立する衛星に用いるのに、特にふさわしい。さらに、無線サービスは、「戸外」の場所と同様に、屋内構造のエリアにも提供できる。
【００３４】
この例では、衛星１４と１６は、一般に地上の領域で重なり合わないように分けてカバーするように指示された「スポット」内で、多重ビームを提供することが熟慮されている。一般に、周波数の異なる多重ビームは、ＣＤＭＡチャネル、あるいは「サブビーム」、ＦＤＭＡ信号、周波数のスロットあるいはチャネルと呼ばれ、同じ領域を重なるように指示される。しかしながら、異なる衛星、あるいは地上のセルサイトのアンテナパターンについてのビームの守備範囲あるいはサービスエリアが、提案された通信システムのデザインやサービスの形式に応じて与えられた領域に、完全にあるいは部分的に重なっても良いことが難なく理解される。空間ダイバーシチは、これらの通信領域あるいはデバイス間で達成される。例えば、それぞれが異なる周波数で異なる形態のユーザが異なる組に提供され、あるいは、重なった地上の領域で、与えられたユーザ端末が多重周波数と多重サービスプロバイダの両方、またはこの一方を用いる。
【００３５】
図１では、いくつかの可能な信号パスがユーザ端末２０と２２と基地局１２あるいは衛星１４ａと１６を通じて、１つまたはそれ以上のゲートウェイあるいは集中されたハブ２４と２６との間で、確立される通信が図示されている。基地局１２とユーザ端末２０と２２との間の通信リンクの基地局−ユーザ部分は、それぞれライン３０と３２で図示されている。衛星１４を通じた、ゲートウェイ２４と２６とユーザ端末２０と２２との間の通信リンクの衛星−ユーザ部分は、それぞれライン３４と３６で図示されている。衛星１６を通じたゲートウェイ２４と２６とユーザ端末２０と２２との間の通信リンクの衛星−ユーザ部分は、それぞれライン３８と４０で図示されている。これらの通信リンクのゲートウェイ−衛星の部分は、ライン４２、４４、４６および４８の系列により図示されている。このラインの矢尻は、各通信リンク、フォワードリンクかリバースリンクのどちらかについての例示的な信号指令を示し、明確な目的にためだけに存在し、いかなる実際の信号パターンや物理的制限を示すものではない。
【００３６】
図１に見受けられるように、通信システム１０は、一般にシステムコントローラとスイッチネットワーク２８を用い、移動電話交換所（ＭＴＳＯ）と呼ばれ、基地局と通信する。ＭＴＳＯ２８は、一般にゲートウェイあるいは基地局に関する広帯域制御システムを実現するためのインターフェイスと処理回路を備え、そして公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）と基地局およびユーザ端末との間の電話呼のルーティング制御を行う。ゲートウェイは、一般に、直接ＰＳＴＮとインターフェイス接続し、この機能にはＭＴＳＯの使用を必要としない。代わりに、衛星と通信する地上実施指令制御センタ（ＧＯＣＣ）のような他の制御指示センタは、一般に、ゲートウェイや基地局に接続し、ＰＮや直交関数のコード指定を含むある種の操作を通じて広帯域制御システムを提供する。ＧＯＣＣやＭＴＳＯ２８を様々なシステムゲートウェイや基地局に接続する通信リンクは、これに限定されるものではないが、専用電話線や、光ファイバリンク、マイクロウェーブあるいは専用衛星通信リンクといった既知の技術を用いて確立される。
【００３７】
図１には衛星が２つだけ図示されているが、一般にこの通信システムは、軌道面を横切る多様な衛星１４あるいは１６を用いる。マルチ衛星通信システムの種類は、多数のユーザ端末を提供する低地球軌道（ＬＥＯ）で８つの異なる軌道面を巡回する約４８種類以上の衛星を用いる例示的なシステムを提案する。しかしながら、従来に精通するものならば、この発明の教えが、他の軌道距離や星位を含む様々な衛星システムやゲートウェイの配置にどのように適用されるか難なく理解するだろう。
【００３８】
囲まれる地理的な領域内で、基地局は直接通信するための地上アンテナを用いるのに対して、基地局やゲートウェイといった術語は、時々従来において、衛星を通じた直接通信を行う専門化された基地局と認識されるゲートウェイと区別なく用いられ、移動する中継エレメントや中継局を通じて通信リンクを保持するような関連する機能を持つ。また中央制御センタは、一般にゲートウェイや衛星と相互に作用する時に行う機能をもっと持つ。ユーザ端末は、好みによりいくつかの通信システムで、時として加入者端末、移動端末、あるいは移動局、あるいは単に「ユーザ」、「移動機」、あるいは「加入者」と呼ばれる。
【００３９】
前述したように、各基地局やゲートウェイは、守備範囲の領域で「パイロット搬送波」信号を送信する。衛星システムについては、この信号は、それぞれ衛星「ビーム」内で送信され、そして衛星によって提供されるゲートウェイより始まる。単一のパイロットは、衛星−ユーザ間ビーム周波数（サブビーム）で、一般に各ゲートウェイや基地局から送信される。このパイロットは、上記ビームにわたって、信号を受信するすべてのユーザによって分割される。この技術は、多くのトラヒックチャネルやユーザ信号搬送波を、キャリア位相リファレンスについての共有なパイロット信号に分けることを可能とする。
【００４０】
パイロット信号は、各ビーム、セルあるいはセクタ毎に相対的に異なるコードタイミングオフセットを持つが、一般に、通信システムを通じた同じＰＮ拡散コードやコードセットを用いる。与えられた衛星位置内で、各ビームは、近隣のビームのパイロットからタイムオフセットされたＰＮコードのパイロットを持つ。異なるビームが基本的なＰＮ拡散コードシーケンスの異なるタイムオフセットを用いるのに対して、与えられたビームやセルの守備範囲内のユーザ端末の運用は、単一のＰＮ拡散コードを分割する。これにより、信号解析ができたり、あるいは干渉が抑制でき、そして、ビームが他と確立しやすくできる。１つのパイロット信号シーケンスを用いることにより、すべてのパイロット信号コード位相から探した１つと同期するシステムタイミングをユーザ端末が見つけることが可能となる。これに代わって、異なるＰＮ拡散コード（生成多項式）が、いくつかのゲートウェイや基地局の間で用いられる。衛星通信システムにおいて、ＰＮコードの異なる組は、各軌道面内で使用のために割り当てることができる。各通信システムの設計は、従来より分かっている要因に従い、システム内でＰＮ拡散コードやタイミングオフセットの配分を指定する。
【００４１】
各ＰＮシーケンスは、拡散されたベースバンド通信信号よりずっと高い周波数で予め選択されたＰＮコード期間にわたって生じる「チップ」の系列からなる。一般的なチップ周波数やチップレートは、ＰＮ符号シーケンス長や１０２４チップの期間でおおよそ１．２２８８ＭＨｚである。しかしながら、前述したように、従来技術に精通する者に明らかなで、従来より知られる要因に従って設計された各通信システム内で指定されるように、このコード長は、コード分離を増やし、あるいはサーチ時間を減じるように調整できる。このようなシーケンスについての例示的な生成回路が、１９９３年７月１３日に出願された“高速オフセット調整を行う２つ長さの疑似ランダムノイズシーケンス生成器の電力”と題する米国特許第５，２２８，０５４号に開示されており、この特許は本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込んだ。
【００４２】
ＣＤＭＡ通信システムを実現する送信部や基地局の部分あるいはゲートウェイ装置についての例示的な設計が図２に図示される。一般的なゲートウェイにおいて、このようないくつかの送信部あるいはシステムは、同時に多くのユーザ端末にサービスを提供したり、いつでもいくつかの衛星やビームに対して活用される。ゲートウェイで使用される送信部の数は、従来よりよく知られる、システムの複雑さや視野内の衛星数、加入者許容量、ダイバーシチ選択度などの要因で決定される。また、各通信システムの設計は、信号に転送に用いられる送信部に有効なアンテナ数を指定する。
【００４３】
図２に示すように、このシステム内でＭＴＳＯから、あるいは他の信号合成器から生じる信号は、ディジタルリンク５０を用いて、受信加入者に送信するための適切な送信変調器に接続される。ディジタルリンク５０を構築するために用いられるこの回路は、よく知られ、そして一般に種々の既知のディジタルデータ切り換えや蓄積部品を備える。またディジタルリンク５０は、一般に、ディジタル送信処理についての情報信号を用意するためのアナログ−ディジタル変換回路あるいは素子を備える。送信変調器５２は、予定された受信者端末に送信するデータや情報信号をスペクトラム拡散し、この結果の信号を送信電力制御／増幅器５４に入力し、ここで、外部出力信号として用いられる最終的な送信電力が制御される。例示的な送信変調回路５２の構成と制御に関したさらなる詳細が、“ＣＤＭＡセルラ電話における信号波形の生成に関するシステムと方法”と題する米国特許第５，１０３，４５９号に開示されており、この特許は本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込んだ。
【００４４】
送信電力制御／増幅器５４の出力は、ゲートウェイで使用される他の送信電力制御や増幅回路の出力と加算される。このように増幅された信号は、同じ送信周波数でなおかつ同じビームで、他のユーザ端末に向けられる。この加算は、よく知られた信号加算エレメントや手段５６内で達成されるか、あるいは用いられる。信号加算器５６の出力は、適当な搬送波周波数に変換するためにアナログ送信機５８に供給され、それから増幅され、衛星を通じてユーザ端末に放射するために、１またはそれ以上のアンテナに出力される。制御プロセッサ６０は、生成と、パイロット、同期チャネル、およびページングチャネル、そして他の信号と加算される前に送信電力制御／増幅器５４との接続と、アンテナへの出力を制御する。
【００４５】
情報信号システムユーザや加入者に送信される前に、基本的なディジタル通信信号を生成するために、必要に応じて、はじめにディジタル化し、そして要求に応じてエンコードすると共にインターリーブする。また特定のユーザを呼び出す信号は、ユーザのフォワードリンクに割り当てた別の直交拡散機能やコードシーケンスによって変調される。つまり、一般にウォルシュコードといった、特有の守備する直交コードは、１つのセルやビーム内で、異なるユーザあるいは加入者の信号を識別するのに用いられる。また、この、与えられた周波数のフォワードリンクでコード化されたものは、チャネルと呼ばれる。このような直交拡散関数は、はじめにＰＮ拡散コードと合成され、そしてそれから単一の守備し、拡散するステップに適用されるけれども、時としてチャネライズコードと呼ばれる。
【００４６】
送信変調器５２を実現する例示的な信号変調設計を、図３により詳細に図示する。図３において、変調器５２は、畳み込み符号化や、受信、誤りの検出や訂正の機能を提供するためのデータシンボルのインターリーブによって、符号化のために、エンコーダ７０とインターリーバ７２を備える。畳み込み符号化、受信そしてインターリーブに関する技術は、ディジタルデータの送信のために準備する他の技術のように、従来よりよく知られている。この発明の教えによれば、拡散に先立ってディジタルデータを準備する方法に限定されるものでない。それからインターリーバ７２からのデータシンボルは、指定された直交コード、ここではコード生成器７４より供給されるウォルシュコードで直交して符号化され、覆われる。生成器７４からのコードは、１あるいはそれ以上の論理エレメント７６を用いてシンボルデータと乗算、あるいは合成される。符号化データと同様に、直交コードのチップレートは、従来より熟練者によってよく理解されている要因により決定される。
【００４７】
ウォルシュコードによって覆われる前あるいは後に、またインターリーブされたデータは、乗算器７６の入力か出力のどちらか直列に接続される第２の論理エレメント７８で２進のＰN_Uシーケンスと乗算される。このシーケンスは、ＰＮコード生成器８０によって提供され、そして各ユーザ端末により、あるいは各ユーザ端末について生成された特有のＰＮシーケンスに一致する。コード生成器８０は、この目的のために配置された既知のいろいろなエレメントを用いて構成される。ユーザ端末アドレスあるいはユーザＩＤは、システムユーザ間で識別するための付加的な要素が提供されるのが習慣であった。これに代わって、データ通信用暗号標準（ＤＥＳ）やユーザ固有キーを用いる暗号化器のような非線形データ暗号化生成器は、要求に応じてＰＮ生成器に代わって活用される。ＰＮ_Uコードは、しばしば高チップレートで非常に長いコードで生成され、それから１９２００キロビット／秒のような低レートを提供するために間引きする。２進の「０」と「１」の値が、直交コードとＰＮ_Uコード内のチップを実施するために用いられる時には、乗算器は排他的論理和ゲートのような論理回路によって実現できる。
【００４８】
また送信変調回路は、２つのＰＮ生成器８２と８４を備え、これは、それぞれ同相（Ｉ）と直交（Ｑ）チャネルについての２つの異なる拡散コードＰＮ_IＰＮ_Qを生成する。これらの生成器は、適当なインターフェイスエレメントを用いて、いくつかの送信器の間で時間を分割する。このようなシーケンスに関する例示的な生成回路が、１９９３年７月１３日に出願された“高速オフセット調整を用いた２つの長さの疑似ランダムノイズシーケンス生成器の電力”と題する米国特許第５，２２８，０５４号に開示されており、この特許は本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込んだ。これに代わって、ＰＮコードは、ＲＯＭやＲＡＭのような記憶エレメントに、自動的な割り出しと番地付けでテーブルを見つけだす形式のように、予め設定できる。また、これらのＰＮ拡散コードは、いくつかの適用において、９０゜位相がずれた同じコードである。
【００４９】
また、ＰＮ生成器８２と８４は、適切なＰＮ拡散コードの出力について予め設定した時間の遅れやオフセットを供給する制御プロセッサからのビームあるいはセルの識別信号に一致する１つの入力信号に、少なくとも応答する。拡散コードＰＮ_IやＰＮ_Qを生成する２つのＰＮ生成器だけが図示されているが、より多く、あるいはより少ない生成器を用いて、多くの他のＰＮ生成器を計画して実現できることは容易に理解される。
【００５０】
乗算器７６から出力された直交符号化されたシンボルデータは、一対の論理エレメントかあるいは乗算器８６と８８を用いて、拡散コードＰＮ_IやＰＮ_Qによって乗算される。同じデータは、両乗算器に入力され、そして独立したコードによって合成あるいは変調される。それから、この結果の信号は、適当な電力制御増幅回路である、送信電力コントローラ５４とアナログ送信機５８に転送される。それから、この結果のＰＮ拡散直交符号化出力信号は、一般に単一の通信信号である一対の直交正弦曲線を複位相する変調することにより、ＲＦ搬送波上で、一般的なバンドパスフィルタリングされ、そして変調される。しかしながら、この発明の教えで、他の変調を用いることができるのは、たやすく明白になるであろう。
【００５１】
この結果の信号は、他のフォワードリンク信号と加算される前に、さらに増幅され、そしてフィルタリングされ、ゲートウェイのアンテナから放射される。このフィルタリング、増幅および変調処理は、従来に置いてよく理解されている。周知のように、他の実施形態は、送信信号を形成するためのこれらの処理のいくつかの順序を入れ替えてもよい。この型の送信装置の処理における付加的な詳細は、前述の米国特許第５，１０３，４５９号に見受けられる。
【００５２】
また前述の装置と処理は、符号化もインターリーブも施されていないデータがある場合は除いて、パイロット信号を生成するようにしている。代わって、一定レベルの信号は、特有のコードで覆われ、そしてそれから論理エレメント８６と８８を用いて拡散される。ここで要求されるならば、受信あるいは変化しないパターンの形状の、あるいは不変のフレーム構造のデータは、またパイロット信号を整備するであろう。つまり、一般に、パイロット信号についてのチャネルを形成するのに用いられる直交関数は、すべて１やすべて０、あるいは所々１や０が混ざる構造のパターンでよく知られる受信パターンといった一定値を持つ。代わりに、またこのパイロット信号は、要求されてはいないが、一般に送信電力コントローラ５４とアナログ送信機５８によって処理される時、ビームの縁の安定した受信のために十分なエネルギを補償するために、より多くの電力が供給される。一旦、ＲＦ搬送波上で変調されると、パイロット信号は、要求に応じてゲートウェイにより、各ビームか、あるいはＣＤＭＡチャネルに転送される。
【００５３】
上述の技術は、地上のセルラや無線システムに有効なＰＮ拡散に要求されるレベルを提供するのに対して、前述したような例示的な衛星中継の際に、ある欠点を持つ。衛星の適用例した時や、あるいは多少複雑にした地上の適用例では、一般に使われるＰＮ拡散コードは、十分早い信号取得を行うには長すぎる。しかしながら、前一般に衛星ベースの中継器に期待されるように、述したようなより長い信号遅延の状態あるいは、より低い電力や減じたパイロット信号で用いる時は、短いＰＮ拡散コードは、実用的な代用として提供されることはない。つまり、より低いパイロット信号あるいは種々の信号パス遅延からなる付加的な問題は、短いＰＮコードの信号取得における不確実性を増大させ、徐々に取得時間を増大させる。それゆえに、より短いＰＮコードの適用は、最新の衛星通信システムの設計に実用的に用いられるかは分からない。
【００５４】
この発明は、長いあるいは比較的短いＰＮ拡散コードのどちらかを用いた時に結びつく問題を、乗算レベルあるいは「レイヤード」ＰＮ拡散技術を採用することにより乗り越える。他の方法を見ると、この発明は、ＰＮ拡散コードと特有の識別器あるいはアウタＰＮコードシーケンスの組み合わせにより、新しく高く特殊化されたあるいは強い拡散コードを生成する。特に、この新しい拡散コードは、取得時間を増大することなく拡散コードのタイムスケールを増大する。この新しい拡散技術は、信用できる方法で信号取得の時間を減じ、スペクトラム拡散通信システムにおけるユーザ端末による通信信号の受信と復調の方法を改善する。
【００５５】
この発明で用いられるＣＤＭＡ通信システムを実施するのに有効な拡散装置の例示的な形態を図４と図５に示す。図４の拡散器では、前述したように、信号合成器あるいは乗算器８６と８８によって、予め符号化、インターリーブ、そして直交変調されたデータあるいは情報信号が受信される。この点で、はじめの、あるいは「インナ」ＰＮ拡散コードＰＮ_IとＰＮ_Qは、前述のようにインナコード生成器８２と８４から適用される。これは、ＩチャネルとＱチャネルのスペクトラム拡散通信信号を生成する。これらの信号は、はじめのレベルあるいはＰＮ_IとＰＮ_Q拡散コードによるレイヤで拡散あるいは変調されたと考えられる。しかしながら、スペクトラム拡散信号の転送を送信電力コントローラとアナログ送信エレメントに転送するのに代わって、前に示したように、ＰＮ拡散の第２のレベルを適用する。
【００５６】
図４に示すように、少なくとも１つの追加のＰＮコード生成器９０は、拡散コードＰＮ_IとＰＮ_Qのタイミングと同期し、ずっと長い期間のＰＮコードを生成する。このコードは、前述したように周知の装置を用いて生成されるか、あるいは、信号処理の間に、後の訂正のための記憶エレメントに予め蓄積される。
【００５７】
上述したように、一般的なインナＰＮコードは、約１０２４チップあるいはそれ以上の長さで、約８３３μ秒の間隔あるいはコード期間にわたって、約１．２２８８Ｍｃｐｓ（メガチップ／秒）のレートに適用される。新しいアウタＰＮコードは、約２５５から２８８のチップの長さで、約２４０ミリ秒の間隔あるいはコード期間にわたって、約１２００チップのより遅いレートに適用される。他のコード長（チップ数に換算して）が明らかにこの発明の教えの範囲内になるが、ここで述べている例示的な形態は、図示する目的のために２８８チップだけ用いる。インナＰＮ拡散コードよりずっと長いコード期間を持つアウタコードシーケンスが、単に求められる。
【００５８】
新しいアウタＰＮコードのために用いられるシーケンスは、適度な疑似ランダムノイズ２進シーケンスである。例として２８８チップ長については、最大ｍのシーケンス（２^m−１）は、用いられないが、より長いｍシーケンスの一部は用いられ、時々「チョップ」シーケンスと呼ばれる。ユーザによってアウタＰＮタイミングの取得時間を最小化するために、スペクトラム的に白いシーケンスが好まれるが、しかしこの発明の目的としては求められない。インナコードが「複素」コードであるのに対して、アウタコードは、一般に「実」コードである。
【００５９】
コード長は、従来より熟練者に知られるように、特定の通信システムに関係するあるタイミングに関係して選択され、相関器や他の信号取得装置のハードウェア的な制約に従う。つまり、全体的なコード長は、パス遅延とフレームタイミングのあいまいさを解消するように求められる時間の長さに関係して選択されるが、コードチップの長さや期間は、他の要素間で相関器の制約に基づいて選択される。この例として、１つのインナ拡散コード期間（コード長）は、単一のアウタＰＮコードチップの期間に含まれる。アウタＰＮ拡散コードは、インナＰＮシーケンス（パイロット信号）や、データとウォルシュ符号（トラヒック信号）を変調して、用いられる最終的な拡散シーケンスを生成する。
【００６０】
それからアウタＰＮ拡散コードは、コンバイナ８６と８８の出力と合成される。この合成は、乗算によって直接生じるのに対して、より大きな範囲の周波数オフセットにわたるパフォーマンスと処理が、差分符号化スキームを用いることにより改善される。この差分符号化は、約２つのアウタＰＮチップの期間に位相コヒーレントに関する要求を減じる。それゆえに、好ましい形態では、ＰＮコード生成器９０からのアウタコード出力は、乗算器９２と遅延エレメント９４とを用いて第１に差分符号化される。アウタＰＮコードは、１つの入力として、乗算器９２の出力に接続される入力を有する遅延エレメント９４から第２の入力を受信する乗算器９２に供給される。エレメント９４による遅延を用いた値は、アウタＰＮコードチップレートによって決定されるように、１チップ期間である。このループバック配置は、時間ｋのアウタＰＮコード内の各チップと時間ｋ−１（１チップ遅延について）の前のチップとの間の生成物を形成する。これは、付加的なＮＲＺ（＋１），ＮＲＺ（−１）型で覆うような、コード化されたＰＮシーケンスを供給する。１つの形態では、「０」の値は、前のチップがないから、第１のチップを符号化するのに用いられる。
【００６１】
最初の位の差あるいは差分符号化が、前述であるのに対して、従来に精通する者は、他の遅延や、前述の単一の位よりも高い位の差が用いられることを理解するであろう。しかしながら、これは、チャネルにおいてより長いコヒーレント時間を要求し、そして多くのシステムで有効でないかもしれない。第１の位の差の近似だけでなく、第２の位の差の近似も、いくつかの応用に有効であろう。例えば、ＤＤＰＳＫのような計画は、より少ないコヒーレントを要求するであろう。それゆえに、これは、コヒーレント、差分、そして第２の位の差分の探索を含むように拡張されるはずである。しかしながら、第１および第２の位の差分は、おそらくたいていの応用に十分である。差分符号化されたＰＮシーケンスは、乗算器９２から２つの乗算器９６と９８のそれぞれに転送される。乗算器９６と９８は、それぞれ第２の入力として、１つの入力と、ＰＮ_IあるいはＰＮ_Qの拡散情報信号の１つとして、符号化されたＰＮシーケンスをそれぞれ受信する。それから、これらの信号は、差分符号化アウタＰＮシーケンスによって拡散ＰＮ_I信号あるいは拡散ＰＮ_Q信号が共に乗算される。これらは、インナおよびアウタＰＮコードによってＩとＱのチャネルについて拡散されたスペクトラム拡散変調信号となる。これらの変調信号は、それぞれ、多重拡散あるいは他の処理で生じた好ましくない信号成分を取り除くための２つのベースバンドＦＩＲフィルタ１００_Aと１００_Bの１つを通じて転送される。
【００６２】
図５の拡散器において、予め符号化、インターリーブ、そして直交して覆われたデータあるいは情報信号が、以前のように、信号合成器あるいは乗算器８６と８８によって受信される。しかしながら、最初の、あるいは「インナ」ＰＮ拡散コードＰＮ_IとＰＮ_Qは、２つの乗算器９６´と９８´にそれぞれ適用される。乗算器９６´と９８´は、それぞれインナコード生成器８２と８４から、１つの入力として符号化されたアウタＰＮシーケンスと、２つ目の入力としてインナＰＮコードを受信する。それから、合成あるいは２つのコードからの生成物は、乗算器８６と８８に入力として適用される。これに代わって、アウタＰＮコードは、ダッシュをつけて示されるエレメント９０´による差分処理なしに適用される。
【００６３】
アウタとインナのＰＮ拡散コードと符号化されたデータシンボルの関係は、さらに詳細に図６に図示される。覆われたデータシンボルは、この例では、チップ長が１２８で、システムクロックが１．２２８８Ｍｃｐｓの拡散コードレートに設定されている。これは、長さ１２８のコードをチャネル化するのにふさわしいが、６４のような他の長さでは、要求されるように用いられる。これは、インナＰＮ拡散コード期間（１０２４チップ）あたり、（それぞれ１２８チップの）８コードシンボルとなる。
【００６４】
アウタＰＮコード（チップ）は、インナＰＮコード期間全体にわたって一定のままである、つまり、１つの一定な値のアウタＰＮチップは、１０２４のＰＮチップの期間をまかなう。それゆえに、正しく同期された検索によって、ユーザ端末は、はじめにインナＰＮコードタイミングを取得し、それからアウタＰＮコードタイミングを決めて、要求されたタイミング制御を達成する。しかしながら、アウタＰＮチップの限界が生じる時は、ユーザ端末は、この接触方法を知るべきであり、十分に近似できる。この情報は、ユーザ端末の受信機が、不正確なタイミングの結果を導いたり、供給したりする境界を越えて信号のエネルギを１つにすることを防止するのに用いられる。それゆえに、図６に示すように、アウタＰＮチップの限界は、既知のシステムタイミングを用いて、インナＰＮコード期間の範囲で生じるように調整される。
【００６５】
ゲートウェイは、一旦、スペクトラム拡散通信信号を用意し、それらを衛星を通じて送信すると、これらは、種々のユーザによって受信され、適切な信号タイミングが決まる。ユーザ端末の受信し、逆拡散し、そして前述したようなＰＮ符号化技術を用いた通信信号の検出あるいは復号を行う受信機の部分は、図７の一部に図示されている。図７に示すこのユーザ端末は、例えば、これに限定されるものではないが、ポータブルあるいは移動セルラあるいは衛星電話といった無線通信のデバイスとして存在する。
【００６６】
図７に図示する受信機の部分は、通信信号を受信して、そしてアナログ受信機あるいは受信システム１０４に転送する、アンテナ１０２を少なくとも用いる。受信された通信信号は、アナログ受信機１０４にてダウンコンバートされ、そして、適当なＩＦあるいはベースバンド周波数に変換される前に増幅され、そして、フィルタリングされ増幅される。それから、この結果の増幅された信号は、適当なクロックレートでディジタル化され、そして少なくとも１つのディジタルデータ受信機１０６_Aと、少なくとも１つのサーチャ受信機１０８に出力される。これらの出力は、同相と直交位相のチャネル信号を合成したものであることを明確にするために図示したものであるが、しかし、一般に分けられたＩとＱのチャネルの形式で示される。
【００６７】
付加的なディジタルデータ受信機１０６_B−１０６_Nは、いくつかのシステム設計で随意選択な信号ダイバーシチを行うのに用いられる。従来に精通する者は、用いる受信機の数を決定する、一般にダイバーシチが可能なレベル、複雑さ、製造の信頼性、コストなど、上記数に関する初期選択を提供するのに用いる要因を難なく理解するであろう。サーチャ受信機の数は、１つ以上で、また従来の技術に精通する者によって理解されているように、通信システムの複雑さ、探索されるチャネル数、要求される信号取得速度、タイミング制限などに依存する。
【００６８】
またユーザ端末は、サーチャ受信機１０８と同様に、ディジタルデータ受信機１０６_A−１０６_Nに接続される制御プロセッサ１１０を少なくとも１つ備える。制御プロセッサ１１０は、一般に、数ある機能のうち、特に基本信号処理、タイミング、電力およびハンドオフの制御や調整、ダイバーシチ、ダイバーシチの合成機能、そして信号搬送波で用いる周波数の選択を持つ。制御プロセッサ１１０によってしばしば実行される他の基本制御機能は、信号送信や受信の処理の部分で用いられる、疑似ランダムノイズ（ＰＮ）符号シーケンスや直交関数やコードシーケンスの選択や巧みな操作である。これは、様々な信号を取得するのに必要な、位相やＰＮ符号タイミングオフセットを有する。
【００６９】
データ受信機１０６_A−１０６_Nの出力は、ダイバーシチ合成器と復号器１１２に接続され、これは、プロセッサ１１０の制御下でディジタルベースバンド回路１１４に信号を出力する。ベースバンド回路は、処理の残りや、情報を他の端末と相互に転送するユーザ端末で用いられる表示エレメントを備える。つまり、一時的あるいは長期のディジタルメモリのような信号やデータの蓄積エレメント、ＬＣＤやビデオディスプレイのスクリーン、スピーカ、キーパッド端末、そしてハンドセットのような入出力デバイス、Ａ／Ｄ変換エレメント、ボコーダと他の音声とアナログ信号処理を行うエレメント、従来より知られるエレメントを用いる加入者ベースバンド回路のすべての形成部品である。図７に示すように、これらのいくつかは、制御プロセッサ１１０の制御下で、場合によっては通信中に制御される。
【００７０】
特定のディジタルデータ受信機を通じた通信リンクを確立、あるいは維持するために、１つあるいはそれ以上のサーチャ受信機１０８が、予め設定されたＰＮコードとコードタイムオフセット、そしてドップラ周波数空間に基づいて、信号を取得するために受信した通信信号をくまなく調べるように設定される。つまり、アナログ受信機から受信したデータを定期的に探索し、パイロット（あるいは他の要求される信号）が存在するかどうか決定する、あるいは受信された信号がその次の信号の受信と復号に用いるのに適切なパイロット信号であるかをはじめに決定する。多くのシステムでは、最も強い信号は、パイロット信号であるが、しかし、これは要求されたものではなく、おそらくいくつかの衛星通信システムに関する場合ではない。つまり、パイロット信号は、適正かつ効率的、迅速な追跡と取得を引き受ける一般的なトラヒックチャネル信号に比例する付加的な電力が割り当てられる。しかしながら、発明の処理は、ＰＮコードタイミングが適正な間、パイロット信号であるか否か、あるいは弱いパイロット信号であるか否かによらず、必ず最も強い信号を用いることができる。
【００７１】
パイロット（あるいは他の）信号タイミングが取得された時を決定する１つの方法は、パイロット信号ＰＮコード位相の「仮定」として算定された位相オフセットを確立、あるいは選択し、それから、これらを、通信信号と、伴って生じる雑音とを局地的に生成されたリファレンスＰＮ拡散コードに、そのタイミングオフセットを適用したものを用いて逆拡散することにより、テストする。それから、関連のある信号内の信号チップからなるエネルギは、予め設定された時間にわたって統合され、そして１つあるいはそれ以上の予め決められた閾値と比較される。蓄えられたエネルギは、ローカルリファレンスと信号ＰＮ拡散コードが同じタイミングの時、最大となるか、あるいは少なくともある閾値を越える。
【００７２】
ＰＮコードタイミング探索を決定するエネルギ測定に有用な装置は、時として検定統計量の計算と呼ばれ、１９９６年１１月１９日に出願された“多元ウォルシュチャネルを用いたマルチユーザ通信システムにおける信号取得”と題する米国特許第５，５７７，０２５号や、“ＣＤＭＡ通信システムにおける探索取得を行う方法と装置”と題する米国特許第５，６４４，５９１号に開示されており、この特許は本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込んだ。
【００７３】
新しいアウタ拡散あるいはＰＮコードを用いる信号取得のための例示的な装置を図８に図示する。この装置の操作は、前述に参照される特許に開示される装置を用いるように、２つのＰＮコードあるいはコードセットの一番奥がすでに取得されたものと仮定する。つまり、ユーザ端末回路は、インナＰＮコードに関する適当なタイムオフセットをすでに決定している。このような第１のレベルの信号取得の後に、算定されあるいは決められた、インナＰＮ拡散コードに関するタイムオフセットは、それから、インナＰＮコードに関する受信信号の逆拡散に用いられて、アウタＰＮコード拡散データシンボルとして供給される。
【００７４】
逆拡散は、局部的に生成されたＰＮ_I-inner拡散コードとＰＮ_Q-inner拡散コードを、逆拡散器あるいは相関エレメント１２０に入力として入力することによって行われる。それから、これらのコードは、予め決められたインナＰＮコードタイムオフセットを用いて、受信通信信号として適用される。逆拡散器１２０の出力は、一対のアキュムレータあるいは累積加算エレメント１２２_Aと１２２_Bに入力される。アキュムレータ１２２_Aと１２２_Bは、ＩかＱのどちらか一方のチャネルについて逆拡散器の出力を、インナＰＮコードの期間にわたって累積する。各アウタＰＮ「チップ」期間は、インナＰＮコード（シンボル）期間にわたって、延長するから、シンボルエネルギは、この期間にわたって累積し、各アウタＰＮコードチップについてのエネルギを提供する。図８に示すＩ_kとＱ_kの値は、ｋ番目のＩとＱのアウタ拡散コードＰＮチップに相当し、これは、例示的な形態では、１０２４のＩとＱのインナ拡散コードチップを累積することによってなるものである。他の拡散コード長は、結果として、他の異なる蓄積期間あるいはチップ数に一致する。
【００７５】
アウタＰＮコードをＩ_kとＱ_kの値から取得するには、ユーザ端末の受信機は、はじめに、信号のフィードフォワード差分復号を行わなければならない。この復号が達成するための例示的な技術は、一般にデータ復調で用いられる内積構造を用いる。上述の構造や、データ復調についてのその操作は、“パイロット搬送波内積回路”と題する米国特許第５，５０６，８６５号に開示されており、この特許は本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込んだ。
【００７６】
上述の特許に開示される技術において、内積は、パイロット信号から導かれるデータ信号ベクトルとリファレンスベクトルの間で形成される。一般的なデータベクトルは、直交チャネライズコードの長さである６４あるいは１２８チップのシンボル長を有する。しかしながら、データ信号の受信環境が一定なら、現在の「シンボル」期間は、１０２４インナチップであり、そして最新の（Ｉ_k，Ｑ_k）信号ベクトルは、リファレンスベクトルよりむしろ、前の信号ベクトルを内積がとられる。同じアウタＰＮコードは、ＩとＱの両チャネルで用いられ、そしてこれらのチャネルのうち一方における１つのアウタＰＮチップの平均値（チップエネルギＥ）が下式となる。
【数１】

【００７７】
ここで、Ｅ_Cは、受信された信号チップのエネルギ、Ｅ｛Ｉ_K｝は、Ｉチャネルの平均値、Ｅ｛Ｑ_K｝は、Ｑチャネルの平均値である。
アウタＰＮチップｋに関係する内積は、下式となる。
ｄ_k＝Ｉ_kＩ_k-1＋Ｑ_kＱ_k-1
アウタ拡散コードＰＮチップｋが前者ｋ−１と同じ時、ｄ_kの平均値は、単に（１０２４）²Ｅ_c（コード長２乗時間チップエネルギ）である。しかしながら、もし、アウタＰＮチップが互いに異なると、ｄ_kの平均値は、−（１０２４）²Ｅ_cで、要求される差分復号が達成される。
【００７８】
内積処理を用いた受信チップの差分復号は、図８の左側に概略的に示されている。アキュムレータ１２２_Aの出力は、乗算器１２４_Aに１つの入力として供給され、そして、アキュムレータ１２２_Bの出力は、乗算器１２４_Bに１つの入力として供給される。また同時に、アキュムレータ１２２_Aと１２２_Bの出力は、それぞれ一対の遅延エレメント１２６_Aと１２６_Bに入力として供給される。これらの遅延エレメントの出力は、順にそれぞれ第２の入力として乗算器１２４_Aと１２４_Bに供給される。遅延エレメント１２６_Aと１２６_Bは、乗算器に入力する前に、Ｉ_KとＱ_Kの信号に関する１つのアウタＰＮチップ期間に遅延を与える。これにより、乗算器１２４_Aと１２４_Bにて、各ＰＮチップｋとその前者との間の生成物を形成する。
【００７９】
それから、乗算器１２４_Aと１２４_Bによりｋ番目とｋ−１番目のＩとＱのチップについて形成された生成物は、差分符号化して転送されたアウタ拡散コードＰＮに相当する内積値ｄ_kを生成する加算エレメントや加算器１２８を用いて、互いに加算される。それから、復号されたＰＮコードチップシーケンスｄ_kは、アウタＰＮコードのローカルバージョンの異なる時間のオフセットに反して、関連づけられる。なぜなら、アウタＰＮ拡散コードは、およそ２４０ミリ秒のより長い期間を持つから、単一のアウタＰＮ期間（２８８アウタＰＮチップ）内で適切な配置を探索する確率を最大化することは重要である。さもなければ、重要な時間の総量は過ぎて、そして本質的に、次に期間が始まるのを待つ間、さらに信号処理を行うことに無駄に費やす。
【００８０】
これは、マッチトフィルタの扱い方が相関処理を実施するのに有用であることを示唆している。概念的に、マッチトフィルタは、Ｗメモリエレメントのタップされた遅延ライン、つまりフィルタ長Ｗである。このタップ重みは、アウタＰＮの最初のＷビットで、重み付けされた出力のすべてのＷは、新しいアウタ拡散コードＰＮチップが受信されフィルタ内に取り込まれる毎に、アキュムレータによって加算される。それからアキュムレータの出力は、閾値と比較される。閾値を超えたフィルタ出力は、アウタＰＮ拡散コードの適切な配列を明らかにする。マッチトフィルタを用いると、１あるいは２期間内でパイロットを取得する可能性は非常に高いはずである。より長いフィルタは、短いフィルタより、探索の確率に優れるが、実現コストがよりかかる。
【００８１】
このマッチトフィルタの扱い方は、図８に示され、ここでは、マッチトフィルタ１３０は、入力としてシーケンスｄ_k値を受信するように接続され、そして相関出力を比較エレメントあるいは比較器１３６に供給する。比較器１３６は、フィルタ１３０からの相関出力が要求される閾値を超えたときは、出力指示を生成する。比較器１３６の出力は、アウタＰＮ拡散に用いられる選択されたタイミングオフセット値が適切な時、選択あるいは指示する既知の探索と取得回路と共に用いられる。
【００８２】
前述の例では、アウタＰＮチップの中間到着時間は、０．８３３ミリ秒で、従来に精通したものに知られる種々のハードウェアかソフトウェアのエレメントのどちらか一方を用いてマッチトフィルタがフィルタリング操作を実施することを可能とする。例えば、サーキュラバッファは、このフィルタを実現するのに用いられる。
【００８３】
なぜなら、各アウタＰＮチップは、１０２４のインナＰＮチップの和から導かれるから、アウタＰＮチップは、インナＰＮチップに関する３０ｄＢの「処理利得」から利益を受ける。この利得は、アウタｐ自動相関機能（ＡＣＦ）のピークとオフピークの間の差の最大値（Ｒ_max）が、インナＰＮ拡散コードについての場合より、取得性能を決定するのにさらに重要であることを表している。最も大きいオフピークＡＣＦ値のいくつかだけは、雑音の付加によって閾値を超えるのに十分大きい。それ故に、アウタＰＮコードを選択するのに関わる主の基準は、適正な部分的相関ウィンドウサイズ（すなわちマッチトフィルタ長）に関する最大オフピーク相関値で最小化される。
【００８４】
なぜなら、アウタコードチップは、インナコードチップより長い約１０００（１０２４）まで続くから、２４のアウタチップに基づく相関は、２４のインナチップに基づく相関より信号エネルギが大きい１０００回を統合する。さらにより長い、仮に約２０４８チップのインナコードにわたって統合されれば、信号エネルギをさらに１０回以上供給するだろう。相関処理への相対的な効果の例を、図９に示す。図９においては、曲線１６２が、より短いアウタＰＮコードを用いるマッチトフィルタを用いた時の応答を示すのに対して、応答曲線１６０は、より長いＰＮ拡散コードを用いた時の例示的な相対的なピークとオフピーク応答を示す。この利益は、非常に明白である。
【００８５】
前述のマッチトフィルタの探索配列は、平均受信アウタＰＮチップエネルギに関して計測された時だけ、適正に働く。単純であるが効果的な閾値の設定方法は、（１０２４）²ＷＥ_cの配列の時の平均相関結果と（１０２４）²Ｒ_maxＥ_cの誤った配列の時の最大平均結果との間の中程の値に設定することである。
【００８６】
一般にこの型の閾値を設定することは、自動閾値制御（ＡＴＣ）のいくつかの形式が、閾値を正しく較正するのに用いられることが要求される。このようなＡＴＣは、内積出力の大きさが（１０２４）²Ｅ_cの判定を生成するから、比較的、実現しやすい。これらの出力サンプルは、単なるフィルタに送られ、ここで、多少の雑音を取り除くために平均化され、そして要求される閾値を生成する（Ｗ＋Ｒ_max）／２の要素によって計測された平均となる。この手法は、図８下段の右側に図示され、ここでは、また大きさ情報エレメント１３２が内積値ｄ_kのシーケンスを受信するために接続される。大きさ情報エレメント１３２は、受信した入力シーケンスの相対的な大きさを示す出力を生成する。それからこの大きさは、閾値フィルタ１３４に入力として供給され、ここで順に、値が平均され、この結果は、要求されるリファレンス閾値を生成する（Ｗ＋Ｒ_max）／２の要素によって平均されて計測される。それから、このリファレンス閾値は、比較器１３６に入力として供給される。これに代わって、大きさエレメント１３２と閾値フィルタ１３４は、１つまたはそれ以上の付加的なマッチトフィルタ（図示しない）と、閾値との比較よりも複数のマッチトフィルタ出力間の比較による探索で置き換えられる。例えば、マッチトフィルタ出力は、全部のアウタＰＮ期間について選択され、そしてそれから最も大きい出力値が選択される。
【００８７】
この発明を実現するのに考えられるべき、いくつかの別の側面がある。第１に、時間と周波数の追跡器が、インナＰＮ拡散コードのタイミングを追跡するユーザ端末受信機で用いられる。このような周波数追跡器の使用は、前に参照した信号取得特許でさらに詳細に論じられている。これらの追跡器は、アウタＰＮ取得の前に従事させられ、操作する。これは、用いられる１０２４長の取得にわたって、信号をできるだけコヒーレントに保つ。これらの追跡器は、アウタＰＮチップ境界を越え、あるいはこの境界外にわたらないように、これらの取得を設定することにより、アウタＰＮ変調に影響しないように作られる。しかしながら、パイロットフィルタは、望まれるようにアウタＰＮ変調に影響しなくないから、このような周波数追跡器は、逆拡散器からの直接入力を受信すべきである。
【００８８】
第２に、アウタＰＮ拡散コードのローカルバージョンの生成は、アウタＰＮ取得の間、止める。一旦、アウタＰＮタイミングが決定されると、それからローカルアウタＰＮ生成器は、アウタコードを受信データから取り出し始める。
【００８９】
第３に、アウタＰＮ拡散コード取得は、周波数追跡器がほとんど一様な操作の状態になるまで、始めるべきではない。もし、追跡器がまだ過渡的なモードにある時に取得が始まったら、周波数誤りの変化としてＥ_cに見られる変動のため、閾値の較正は有効にしてはならない。閾値が有効になった時のいくつかの決定方法が、一般に必要とされる。潜在的に、確認ステージからの測定は、Ｅ_cと相当する閾値とを算定するのに用いられる。それから、アウタＰＮ取得は、実際の閾値がこの算定の９０％に達するまで、可能にされない。一旦、内積値が有効であると見なされると、ＷアウタＰＮチップの遅延は、また探索閾値テストが可能にされる前にマッチトフィルタを「ロード」するために、許される。
【００９０】
前述したこの発明に実施形態は、信号取得に関して従来に対する進歩を述べたのに対して、特定のアウタＰＮ拡散コードシーケンスを用いることにより、さらなる改善が成し遂げられることが発見される。つまり、あるシーケンスあるいはアウタＰＮ拡散コードを構成するシーケンスの型は、この発明の技術を適用するときに、さらに性能が改善される。発明の解析とそのようなシーケンスの使用は、以下を提供する。
【００９１】
一般に、Ｗのサイズの増大や適当なコードの選択は、誤りの確率（失敗と疑似警報）を小さくする。しかしながら、Ｒ_maxの値がＷの増加に伴って増加するならば、通信システムの性能の改善は、Ｗのサイズの増加のように非常に限られるから、適切なコードの選択は、重要である。これは、以下に示す式により失敗の確率を算出する近似を用いることで見受けられる。
【数２】

【００９２】
ここで、Ｉ₀は、有効な信号の受信に基づく干渉信号レベルである。
もし、Ｅ_c／Ｉ₀とＮについての値、インナＰＮコードの長さが固定され、そして一定となる項のすべてが信号一定Ｃと合成されるならば、この関係は、以下の単純化された式に換算される、
【数３】

【００９３】
各アウタＰＮ期間に疑似警報に関する複数の機会があり、そして、この機会における統計量が自動相関機能の対応する値に応じて変化するから、疑似警報の確率を正確に算出することは、さらに難しい。しかしながら、疑似警報の確率は、失敗の確率のように、（Ｗ−Ｒ_max）／√Ｗの関数として減少することは、確かな真実である。とても雑な近似として、疑似警報の確率は、疑似警報に関する複数の機会のために、同じくらいの大きさのオーダによって、Ｐ_missより高いと言われる。疑似警報の確率をより正確にはっきりさせることは、一般にシュミレーションに頼るのが一番良い。
【００９４】
前述の第２の関係を監視することより、Ｗをできるだけ小さく保つ間に、一般にＷとＲとの間の差を最大化することで最も良い性能を引き出せることが分かる。もちろん、Ｗを小さく保つことは、またハードウェアの観点からも望ましい。
【００９５】
最良のコードは、部分的な信号に基づく基準の選択やすべての相関の代わりにコード相関を用いることにより、この発明で最良なコードが選択される。長さ２８８の２進シーケンスを可能とする２²⁸⁸すべてにわたる徹底的な探索は、いつでもユーザ端末が信号を取得したがるようにするものではないが、しかしふさわしいコードを見つけるための通信システムの設計が行われる間、１度あるいはそれ以上、なされる。このような探索は、さもなくば、過度に長く、そして望まない通信遅延として存在する。それ故に、最善より幾分小さいが、非常に有用、あるいは効果的な近似が開発された。
【００９６】
この技術あるいは近似に関して、長さＷのマッチトフィルタがはじめに選ばれる。それからコードは、構造［ＡＡＡ … Ｂ］を用いて長さＷの部分列から生成、あるいは組み立てられる。例えば、Ｗが２４チップ（マッチトフィルタ長２４）の長さを持つように選ばれると、全ＰＮコード長は２８８チップである。それから、「Ａ」と「Ｂ」の部分列は、共に長さ２４で、「Ｂ」は、合計１１回［すなわち（２８８チップ−２４チップ）／２４チップで、１１の「Ｂ」の使用となる］だけ表れる。それから、マッチトフィルタは、受信機はいつも、全２８８コード長の２４アウタチップの部分列に対して、「Ａ」の相関をとるから、「Ａ」の部分列を用いて組み立てられる。これは、全シーケンスを用いて相関をとるより、ずっと早い操作である。
【００９７】
ユーザ端末受信機のタイミングがアウタＰＮコードと適正に設定される時、得られる相関値は、「Ａ」あるいは「Ｂ」の選択に関係なくＷ（２４）である。つまり、相関値は、設定された信号および設定されないときの０についてＷの全受信チップを反映する。１つの目標は、「Ａ」と「Ｂ」の周期的な相関のすべてが最小化し、そして、繰り返すＰＮコードの過渡の領域あるいは部分「ＡＢ」と「ＢＡ」でのＡの相関がまた最小化するような「Ａ」と「Ｂ」についての値を選択することである。出願人はが「Ｂ」の部分列についてのチップ値の効果的な選択は、「＋１」あるいは「−１」のどちらかのすべてのチップを作ることであることを発見した。この近似は、最良の「Ａ」についての徹底的な探索を行うことを可能にし、大き過ぎないＷを供給し、そして比較的容易に生成するアウタ拡散コードを生成する。
【００９８】
前述の探索技術の形態は、Ｒ_maxが０の時の長さ２４（Ｗ＝２４）に一致する非常によいコードの証明を導く。見分けられたコードは、ｍシーケンスあるいは疑似ランダムノイズの探索を切りつめるように、他の試された技術によって発達したコードより小さい（Ｗ＝２４について）大きさのいくつかの次数の誤りの確率を生成する。−２１ｄＢのＥ_c／Ｉ₀において、疑似警告の１０^-4未満の確率は、失敗に関してさらに小さい確率で期待できる。それゆえ、以下に述べるコードを用いることは、小さな誤りの確率とマッチトフィルタをできるだけ短く保つことの間のよいトレードオフとして見ることができると信じられる。
【００９９】
このコードの最初の２４ビット、いわゆる「Ａ」部分は、
[ -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 ]
で、残りビットのすべてと「Ｂ」の部分は「１」である。「１」を「０」に、そして「−１」を「１」に写像することは、アウタＰＮが、蓄積と訂正で以下のような、もっとコンパクトな８進法形式に変換できる。
6 5 4 7 2 3 7 2 0 … 0
つまり、＋／−１の形式は、相関と干渉を調べるのに有用であるが、ＰＮ生成器は、通常、０，１の形式に基づいており、８進コードは、符号化システムに共通して用いられる。
【０１００】
フィルタ処理に関して２８８チップ期間にわたる、このようなコードのタイミングの零を図１０に図示した。図１０において、有用なアウタコード１７０は、２６４チップあるいはビットの一定値「１」の部分１７４が続く２４ビット可変部分１７２を用いて示される。また、比較のために、この発明を実現するのに有用であるはずのより長い疑似ランダムノイズコード１７６の部分は、後述するように示される。
【０１０１】
図４に示したようにデータ上で操作するハードウェア内でエンコードされていないバージョンを蓄積し、そして差分符号化器を提供するよりはむしろ、ゲートウェイ送信回路内で差分コード化アウタＰＮコードあるいはシーケンスを蓄積する方がさらに便利である。これは、ゲートウェイによって処理される多くのチャネルそれぞれについて、乗算器９２と遅延エレメント９４を削除することによってハードウェアを縮小する。この削除を達成するために、慣例では、｛１，−１｝の記法で１を初期設定し、あるいは｛０，１｝の記法で０を初期設定する送信機で用いられるメモリや蓄積エレメント内で差分符号化されたシーケンスを蓄積することが採用される。このアプローチと差分コード化されたＰＮコードの蓄積を用いて、前述から、このシーケンスの最初の差分符号化された２４ビットは、以下のようになり、残る２６４ビットあるいはチップは「−１」である。
[ -1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 ]
あいにく、このアウタＰＮ拡散コードの差分符号化バージョンを蓄積するのに小さな欠点がある。アウタＰＮコードの１つの完全な期間にわたって差分符号化を仕上げた後、送信機あるいは差分符号化メモリの状態、すなわち蓄積される値は、アウタＰＮ期間の始まりに存在するものの反対である。これは、繰り返しアウタＰＮシーケンスをコード化することが、２×２８８チップの周期性を持つ差分コードシーケンスを生成し、残りの半分のシーケンスが最初の半分を補足するものであることを意味する。
【０１０２】
様々なアプローチが、この小さな複雑さを説明するのに用いられる。第１に、エンコードされていないアウタＰＮコードは、１つの期間にわたって蓄積され、そしてリアルタイムで差分符号化される。第２に、差分符号化されたアウタＰＮ拡散コードの全２×２８８ビットは、１つのアウタＰＮ期間にわたって蓄積される。第３に、符号化されていないアウタＰＮコードシーケンス内の４８ビットと２６４ビットの間のどこかで、単一のビットが値内でトグルされる。この単純な動作は、Ｒ_max=0を保持し、そして符号化されたアウタＰＮの期間を２８８ビットに等しくする。第４に、符号化されていないアウタＰＮコード内の２４ビットは、トグルされる。この動作は、２６４のひとつなぎの「１」を保持し、符号化されたアウタＰＮ拡散コードの期間の２８８ビットに等しくする。しかし、性能は、Ｒ_maxが今２に等しいから、この後者の技術で犠牲になる。
【０１０３】
Ｗが２４に等しいとき、前述したアウタＰＮコードは、Ｒ_maxは０に等しくなるが、｜Ｒ｜_maxは８に等しい。もし、いくつかの理由で、｜Ｒ｜_maxについての小さな値で、アウタＰＮコードを用いるのに望ましくなくならば、以下の８進形式か２進形式は、｜Ｒ｜_maxの値を４に等しくする。
7 1 3 2 1 0 7 7 7 … 7
[ -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1…1 ]
シュミレーションは、前に選択されたＰＮ拡散コードと図８の取得回路を用いて実行される。Ｅ_c／Ｉ₀が−２２ｄＢと同じくらい低い強さのパイロット信号を用いる時でさえ、誤りの確率は、あまりに小さいので、１０万回の試行で生じる単一の誤り、失敗や疑似警報のどちらでもない。つまり、システムが不正確にＰＮ拡散コードタイミングが正しいか正しくないかをそれぞれ示す確率である。３．４×１０^-6のオーダでのＥ_c／Ｉ₀が−２２ｄＢで、ＡＴＣ方法についての分析的な近似が失敗の確率を算出した。Ｅ_c／Ｉ₀の値がさらに−２５ｄＢに減じた時、失敗の確率に関する解析的な近似は、約１×１０^-3であった。ＡＴＣ方法を用いた時、１０万回の試行に相当する結果は、約２．６×１０^-4の失敗の確率と、約７×１０^-4の疑似警報の確率であった。最大値を取り出す方法を用いた時、前を参照すると、１０万回の試行で、失敗の確率は、１×１０^-5未満であり、疑似警報の確率は、１×１０^-5未満である。つまり、失敗や疑似警報が無い状態は、１０万回の試行に見られる。
【０１０４】
さらにより小さい誤りの確率が望まれるなら、１つのコスト効果アプローチは、第２の観察テストを要求することである。これは、単に、生じたアウタＰＮコード探索の後に２８８アウタチップの期間の間待ち、そしてタイミング決定テストを繰り返すことにより容易に実現される。タイミングの独立したテストの両方で疑似警告となる確率は、単一の観察の疑似警告確率の２乗である。例えば、Ｅ_c／Ｉ₀が−２５ｄＢにおけるＡＴＣ方法で第２の観察を用いると、疑似警報の確率が７×１０^-4から約４．９×１０^-7に変化する。このような第２の観察に関係する時間のペナルティは、２４０ミリ秒である。
【０１０５】
前述のＰＮコードは、短いランダムな観察部分、２４チップ長、および２６４チップの長い一定部分からなるアウタＰＮコードとなる。また、観察される代わりのＰＮコードは、疑似ランダムノイズを全２８８チップ長にわたって観察し、そしてｍシーケンスを切りつめるように単に形成される。
【０１０６】
このアウタコードは、長さ５１１のｍシーケンスから切り取られた部分列である。特徴的な多項式は下式で示される。
Ｑ（ｚ）＝１＋ｚ³＋ｚ⁴＋ｚ⁶＋ｚ⁹
コードのような生成のための例示的な生成構造は、図１１のガロアＬＦＳＲ設定で示される。初期状態（レジスタの中身）は、［００００１００１０］であるべきである。選択されたシーケンスの最初の９チップは、左端を最初のチップとして、「０１００００１１０」である。この生成器は、２８８クロックを計時氏、そしてそれから、要求されたコードシーケンスを提供する最初の状態にリセットする。つまり、アウタＰＮシーケンスは、２８８チップ、あるいは１アウタチップ期間を繰り返す。
【０１０７】
これは、相関ウィンドウサイズ４８において最大１２のオフピーク相関を持つコードとなる。これは、長さ２４のマッチトフィルタについて特に最高の状態にされた以前のコードより、より性能を発揮する。この切りつめていないコードは、Ｓｉｍｏｎ著の「スペクトラム拡散通信」第１巻の表５．８に見られる。
【０１０８】
しかしながら、前述の形態で用いられるマッチトフィルタ探索方法は、この代わりのＰＮコードでは十分に役割を果たさないかもしれない。例えフィルタ長が約２倍の４８ビットであったとしても、正しい信号タイミングを検出しない確率（１−Ｐ_detect）は、固定された疑似警報の確率を与える、代わりのコードについての大きさのオーダより大きい。それゆえに、ＰＮコード取得回路についての他の形態を以下に示す。基本的な概念は、差分復号エレメント１２４_A、１２４_Bおよび１２８の出力からアウタＰＮチップのブロックを集め、そしてそれからアウタＰＮ拡散コードについてのローカルリファレンスのすべての可能な配置に対して、このブロックの関連づけする構成からなる。個の相関プロセスを達成する信号取得のアーキテクチャを図１２に示す。
【０１０９】
図１２では、信号取得装置の逆拡散と差分復号の部分が、図８に示した配列から変わっていないままである。しかしながら、アウタＰＮコードチップｄ_kを受信するマッチトフィルタ１３０は、今、バッファ１４０とブロック相関器１４２で置き換える。バッファ１４０やブロック相関器１４２で用いられるブロックデータのサイズは、従来より知られるように、明確な適用や通信システムの操作パラメータに従って決定される。つまり、回路の複雑さやデータのブロックの処理の時間、および取得の速度や正確さに関する要求が、これらのサイズを決める。
【０１１０】
図示の目的のためだけに、４８チップのサイズが、この形態で論じられる代表的な値として用いられる。この例では、バッファ１４０は、４８のアウタＰＮコードチップ、あるいは４８のアウタチップ期間にわたるチップを集め、それからこれらをブロック相関器１４２に処理のためにブロックデータとして転送する。一旦、データはブロック相関器１４２の外に転送されると、受信を開始し、次の４８アウタチップをバッファする。
【０１１１】
例示的なブロック相関器１４２のより詳細な描写が、図１３に図示されている。復号されたアウタＰＮコードチップのブロックが相関器１４２に転送されると、独立したチップは、データブロックと呼ばれる蓄積あるいはメモリエレメント１４４にＤＡＴＡ（４７）を通じて連続した目折りの位置ＤＡＴＡ（０）に蓄積される。アウタＰＮコードのローカル２進（このモデルでは＋１／−１）のコピーが、アウタコードブロックと呼ばれるメモリエレメント１４６のＰＮ（２８７）を通じた連続するメモリ位置ＰＮ（０）の系列に蓄積される。これらの各ブロックは、アキュムレータ１４８に入力として接続される出力ラインあるいはバスを持つ。データブロック１４４の出力は、アキュムレータ１４８へのデータ入力が指示され、そしてアウタコードブロック１４６の出力は、アキュムレータ１４８の加算／減算制御入力が指示される。
【０１１２】
ＰＮアウタコードブロック１４６から回収された２進値は、データブロック１４４から回収された最新のデータ値が、最新のアキュムレータの中身と加算あるいは減算されたか否かを決定するために、アキュムレータ１４８の加算／減算ラインを制御するのに用いられる。アキュムレータ１４８は、各ローカルＰＮコードオフセットタイムにおいてローカルＰＮ拡散コードとデータとの相関を計算あるいは生成する。一般に、１つのタイムオフセットは、データを通じて２８８の各パスについて試される。
【０１１３】
最も大きい相関値とそれに対応するインデックスは、他のメモリ位置１５０に蓄積され、ここで、アキュムレータ１４８の部分を形成する。それから、このインデックス値は、適正なアウタＰＮ拡散コード配置の最良の見積もりとして、コントローラ１１０あるいは、他の信号取得回路に報告される。この処理で用いられるステップの疑似ランダムコードの表現は、以下で示される。これらのステップは、復号されたアウタＰＮコードチップの新しいブロックがブロック相関器１４２に転送される毎に、繰り返される。
【０１１４】
ブロック相関器１４２にて行われる処理ステップは、以下の疑似ランダムコードのステップで表される。
Ｒ_maxとＲ_{max_i}の値を「０」の設定する。
For R_i = 0 to 287
R = 0
For j = 0 to 47
R = R + Data(j) * PN( (R_i + j)mod 288 )
End For
If R > R_max
R_max = R
R_{max_i} = R_i
End If
End For
これは、Ｒ、Ｒ_max、Ｒ_{max_i}の値を０に等しくする最初の設定によってデータを処理し、ここで「ｉ」は、特定の時間に関するインデックス値あるいはコードに関する位相オフセットである。つまり、コードによるチップの数は、オフセットである。それから、０から２８７まで変化する各Ｒ_iについて、Ｒの値は、以下の関係式に従って、ｊが０から４７までの４８データの値それぞれについて決定される。
R = R + Data(j) * PN( (R_i + j)mod 288 )
各時間Ｒは、Ｒ_maxと比較され決定され、もし決められたＲの値が最新の蓄積されたＲ_maxの値より大きいならば、その時は、Ｒ_maxにＲの値と等しく設定し、そしてＲ_{max_i}は、Ｒ_iに等しく設定される。それゆえに、各時間でＲがＲ_maxを超えるなら、このＲの値は、新しいＲ_maxの値として選択され、そして生成されたＲ_iの値は、Ｒ_{max_i}として記録される。処理の最後には、Ｒ_{max_i}についての値が要求されたタイミング情報として提供される。
【０１１５】
第１の申し込まれたＰＮコードに対する第２のそれの１つの欠点は、第１にメモリや関係するストレージと訂正の回路を形式において、活用するためのハードウェアを必要とすることである。このＰＮコードはまた、復号されたアウタチップのバッファと処理を行うブロックのために、より高い相対的な計算レートを必要とする。同時に、より長いブロック長を用いる時でさえ、（信号ブロックに基づく）探索と疑似警報状態は、第１の申し込まれたＰＮコードを見つけるのと同じくらい良いかそうでないかもしれない。しかしながら、おおよそ等しいことが期待されるが、代わりのアウタＰＮコードの伸張性と、すべてのアウタＰＮ期間を待つことなく繰り返される探索の機会が、付加的な計算機の複雑さの価値のある。それゆえに、もっとランダムなアウタコードは、特別なコード［ＡＢＢ…Ｂ］の代わりに用いることができる。これは、Ｗが４８のより長い相関ウィンドウがまた使用できることを意味する。ＰＮコードの適切なテーブルは、文献より見つけられるほど十分に長いことが分かる。テーブルからのコードの１つは、Ｗが２４の時に一致する特別なコードの性能に等しい（あるいは少しだけ良い）性能を発揮する。
【０１１６】
前に述べたように、アウタＰＮタイミングについての第２の監視、あるいは適正なタイミング取得を確かめる配置、あるいは第１の申し込まれたＰＮコードの配置をとることは、ＰＮコードの「Ｂ」の期間と「Ａ」の部分の再読込を通じて待つことが求められる。つまり、アウタＰＮコードの面白い部分までほとんど２４０ミリ秒（アウタＰＮコード期間）のパスは、再びもう一度マッチトフィルタ１３０に読み込まれる。代わりのＰＮコードのアプローチでは、第２の監視は、復号されたアウタＰＮコードチップのちょうどその次のブロックで用いられる。例えば、４８の復号されたチップのブロックサイズを用いれば、相関のテストの処理あるいは処理すること（２８８のデータパスのそれぞれをテストする）は、１つのアウタＰＮ期間の間、何度か繰り返される。取得させる能力は、代わりのＰＮコードを用いた単一のテストによって一般に提供される付加的な計算機の複雑さを埋め合わせる以上に、効果的に待つ期間なく繰り返すテストに基づいて決定される。
【０１１７】
もっとランダムなアウタＰＮコードを用いることの付加的な利点は、代わりのアウタＰＮコードのすべての部分が情報を運ぶことである。これは、復号されたチップのいかなるブロックも用いられるから、代わりのアウタＰＮ拡散コードは、バースト誤りの環境でもっと強くなる。これに対して、第１の申し込まれたＰＮ拡散コードの「Ａ」に限られた部分だけは、使用される。加えて、長い固定された部分を用いるＰＮ拡散コードは、ここでは長さＮが２４のマッチトフィルタを用いて性能を最高にするように特に設計されているから、のばせない。メモリや相関器のブロックサイズなどを増大するような、取得回路の部分の変更が行われたままならば、コードの「Ｂ」の部分は、可変できず、性能を改善できない。しかしながら、すべての長さにわたってもっと正確な疑似ランダムノイズである代わりのＰＮ拡散コードは、修正する義務がもっとある。
【０１１８】
前の状態で、この操作は、インナコードの「第１」とアウタコードの「第２」は必要でない。「第１」と「第２」の使用は、図示の明確さと説明の表記の利便差を目的とする。いくつかの特別に仕立てられた、２つのコードを生成する特徴を持つ新しいより長いコードを生成するに従って、これは、実際、事実上見られる。送信側（送信機）あるいはデータ復調器に関する操作の順番は、どちらかの方法、つまり、どちらかの順でこれらの拡散シーケンスを適用することにより、行われる。インナコードの最初は、データに、それからアウタコードに適用され、あるいはアウタコードと、それからインナコードを適用する。代わりに、操作は、その時、拡散に用いられるコードの別の組み合わせとして行われる。しかしながら、サーチャ受信機は、行われる操作の順序に影響されやすい。ここで、インナコードは逆拡散され、あるいは最初に逆拡散するのに用いられる。つまり、それは、サーチャにおける取得目的に関して問題となり、ここでそれはインナＰＮコードの第１とアウタＰＮシーケンスの第２である。
【０１１９】
取得処理が「２つのステップ」の処理で、時として発明者によって「クリンチング」と呼ばれることを明確にすべきである。実際は、無線のデバイスあるいは電話の第１は、即座にインナコードを取得し、そしてその後、アウタコードを取得する。この「２つのステップ」のアプローチと用いることは、仮定の数が大きく減じることを意味する。これは、通信システムにこのアプローチを用いるための基礎になる誘因を提供した。
【０１２０】
１つは、インナとアウタのコードのタイミングの認識が無くて始めても、取得について考えることができる。インナコードのたくさんの仮定は、コードタイミングが見つかったと信じられる間でテストされる。かなり少ない仮定があり、そしてこれは時間のビットを取得する。アウタコードは、この時間の間、全く無視される。この点で、インナコードタイミングは、１チップが決定し、１０２４チップが曖昧な状態、例えば、相当する曖昧な値を生成する他のインナコード長で取得される。それから、良い仮定（コードの同期一致）があると信じられ、受信波形が、検出あるいは見つけられたインナコードで逆拡散する後のアウタ検出器に入力される。アウタ検出器は、アウタオフセットが何であるかを決定して、その結果、いくつかの付加的なタイミング情報となるか、あるいはこれを供給する。この第２のステップは、１０２４チップの決定（インナコード長）と１０２４×２８８チップの曖昧さ（インナタイムアウタコード長）を用いて、タイミングを達成する。この全体的な結果は、１チップの決定と２９４９１２チップの曖昧さのタイミングを持つことである。
【０１２１】
通信システムでアウタコードが達成するものを再強調し、アウタコードが例示的なチャネル化や、ユーザやユーザ信号の分離を行わないことを指摘すべきである。２つのＰＮコードの組み合わせが、通常のセルラリバースリンクで用いられる時、ロングコード（拡散コードではない）は、チャネル化を行う。ここで、アウタコードは、インナコードのみを用いて効果を上げるより、より長い時間のスケールを用いて効果的に通信システムを提供する。それは、重要な取得時間を増大することなく行う。この結果のより長いタイムスケールは、少なくとも２つの効果を提供する。第１に、周期的冗長検査（ＣＲＣ）のような、複数のフレームタイミングの仮定をテストする、たくさんのエラーメトリックの計算を必要とすることなくフレームタイミングを提供する。第２に、アウタＰＮオフセットにより、ビームの曖昧でない確認を許容する。インナＰＮコードは、あまりに短い（要求される長さと期間が用いられる時）ので、パスを確立するパス遅延の変化に比例できない。
【０１２２】
取得時間についての効果は、タイミングが２つのステップで取得できるので、最小化されることである。はじめに、インナコードタイミングが可能なｎ＝１０２４が試され、そしてそれからｍ＝２８８のアウタコードタイミングが試される。それゆえに、ｎ＋ｍのトータル１３１２の仮定が試される。インナコードが単にタイミングの曖昧さを解決するのに十分長く作られるならば、ｎ×ｍ＝２９４９１２の仮定をテストする必要がある。言い換えれば１つの軸が１０２４インナオフセットで、残る軸が２８８アウタオフセットである、タイミングの仮定の２次元グリッドについて探さなければならない。しかしながら、創意に富んだアウタＰＮの使用は、無線デバイスにグリッドで各セルをテストするよりはむしろ１つの次元を一時に探させる。
【０１２３】
結果として、１５ミリ秒の順序のオフセットでアウタＰＮタイミングを適用することにより、パス遅延が変化しても一様に、ビーム識別を行うのに十分な時間が認められる。これは、衛星システムにおいてゲートウェイを有する場所に移るハンドオフセットのネゴシエーションと、ハンドオフセットのソフト合成についてのシステムタイムからパイロット信号のオフセットを決定するためや、位置決めのためのデルタｔや時間あるいは位相さを正確に測定するのに有用である。これは、ビームを識別するために、それぞれ新しいビームを独立に復調し、そして処理する必要を除去する。
【０１２４】
差分符号化シーケンスとして、アウタＯＮコードを用いることは、アウタＰＮタイミング取得の期間で電話や他の受信デバイスの性能を改善する。アウタＰＮコードは、周波数オフセットのより大きなレンジにわたって操作する差分スキームを用いて、探索され、そして復号される。スペクトル的に汚れのないシーケンスは、要求されなくても、取得に必要とされる時間を縮小するために、好まれる。どの適正な疑似ランダム２進シーケンスも、アウタコードのために用いられる。
【０１２５】
前述した好ましい実施形態は、従来に精通する者がこの発明を作りあるいは使用することを可能にする。これらの形態の種々の変形は、従来に精通する者に容易に明白であり、ここに定義される一般的な原理は、この発明の機能を利用することなしに、他の実施形態に適用することは、可能である。このように、この発明は、ここに示した形態に限定されるものではないが、しかし最も広い範囲が矛盾無くここに開示された原理や新しい形に一致する。
【図面の簡単な説明】
【図１】例示的な無線通信システムの概観の概要を示す図。
【図２】ゲートウェイの送信ステージを示すブロック図。
【図３】図２に示した送信ステージの送信変調器を示す図。
【図４】この発明の原理に従って構築され動作する図３の送信変調器の２重ステージのＰＮ拡散部を示す図。
【図５】この発明の原理に従って構築され動作する図３の送信変調器の２重ステージのＰＮ拡散部を示す図。
【図６】例示的な相関するインナとアウタのＰＮ拡散コードとＰＮ識別コードタイミングを示す図。
【図７】ユーザ端末受信機を示す図。
【図８】図７の受信機に関する２重レベルＰＮコード相関器と信号取得回路を示す図。
【図９】より長いコードを用いて、与えられたマッチトフィルタとコード合成の間で統合されたエネルギの相対的な差を示す図。
【図１０】指定されたコードについての例示的な関係を示す図。
【図１１】図８あるいは図１２の取得回路で用いられる例示的なコード生成器を示す図。
【図１２】他の２重のＰＮコード相関器と信号取得回路を示す図。
【図１３】図１２の取得回路で用いられる例示的なブロック相関器を示す図。

Claims

少なくとも１つの予め選択された、スペクトラム拡散信号を生成する疑似ランダムノイズ（ＰＮ）拡散コードを用いてディジタル情報信号がバンド幅拡散されるスペクトラム拡散通信システム内で、情報信号を拡散する装置において、
前記ディジタル情報信号を生成する手段と、
第１のコード長と第１のコード期間を有する少なくとも１つの第１の予め決められたＰＮ拡散コードと、第２のコード長と第２のコード期間を有する第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと、前記スペクトラム拡散信号を供給するための前記ディジタル情報信号とを受信し、そして合成する拡散手段を具備し、前記第１のコード長は、実質的に前記第２のコード長より短く、そして、前記第２のコード期間は、実質的に前記第１のコード期間より長く、第２のコード長は、第１のコード期間に等しく、
さらに、前記拡散手段は、
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスに１チップ遅延を課して、遅延した第２の予め決められたＰＮコードシーケンスを生成する遅延手段と、
前記遅延手段に接続され、前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと前記遅延した第２の予め決められたＰＮコードシーケンスとの間の積を求め、差分符号化出力を供給する掛け算手段とを備えることを特徴とする。
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスは、ｍシーケンスＰＮコードの予め選択された部分であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
前記拡散手段は、
少なくとも１つの第１の予め決められたＰＮ拡散コードと、第１のスペクトラム拡散信号を生成する前記ディジタル情報信号とを受信し、そして合成する第１の拡散手段と、
第２のスペクトラム拡散信号を生成するために、前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと前記第１のスペクトラム拡散信号とを受信し、そして合成する第２の拡散手段と備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
搬送波信号を受信し、前記第２のスペクトラム拡散信号で変調する前記第２の拡散手段に接続される送信手段を備えることを特徴とする請求項３に記載の装置。
前記第１の拡散手段は、
第１の多項式関数を用いて、同相ＰＮチップコードの第１のスペクトラム拡散信号を生成する第１のＰＮコード生成器と、
第２の異なる多項式関数を用いて、直交相ＰＮチップコードの第２のスペクトラム拡散信号を生成する第２のＰＮコード生成器とを備えることを特徴とする請求項３に記載の装置。
前記第２の拡散手段は、第１と第２の多項式関数と異なる多項式関数を用いて第３のＰＮチップコードの第３のスペクトラム拡散信号を生成する第３のＰＮコード生成器を備えることを特徴とする請求項５に記載の装置。
前記第２の拡散手段は、さらに、
予め選択したＰＮコードシーケンスを蓄積するストレージ手段を備えることを特徴とする請求項６に記載の装置。
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスは、最初の２４チップが「-1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 」の値で残りのチップが「 1 」の２８８チップの長さを持つことを特徴とする請求項７に記載の装置。
前記拡散手段は、第１のオーダの差分符号化出力を生成する手段であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
前記拡散手段は、第２のオーダの差分符号化出力を生成する手段であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
前記拡散手段は、コヒーレントな差分符号化出力を生成する手段であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
少なくとも１つの予め選択された、スペクトラム拡散信号を生成する疑似ランダムノイズ（ＰＮ）拡散コードを用いてディジタル情報信号がバンド幅拡散されるスペクトラム拡散通信システム内で、情報信号を拡散する装置において、
第１のコード長を有する、少なくとも１つの第１の予め決められたＰＮ拡散コードと、第１のコード期間とに相当する第１のＰＮ信号を生成する第１のＰＮ生成手段と、
実質的に前記第１のコード長より長く第１のコード期間に等しい第２のコード長と前記第１のコード期間より実質的に長い第２のコード期間とを有する第２の予め決められたＰＮコードシーケンスに相当する第２のＰＮ信号を生成する第２のＰＮ生成手段と、
前記第１と第２のＰＮ信号と、前記スペクトラム拡散信号を供給するための前記ディジタル情報信号とを受信し、そして合成するために接続される拡散手段とを具備し、
さらに、前記拡散手段は、
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスに１チップ遅延を課して、遅延した第２の予め決められたＰＮコードシーケンスを生成する遅延手段と、
前記遅延手段に接続され、前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと前記遅延した第２の予め決められたＰＮコードシーケンスとの間の積を求め、差分符号化出力を供給する掛け算手段とを備えることを特徴とする。
前記第１および第２のコード期間は、同じ予め選択された時間で始まることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードおよび第２の予め決められたＰＮコードシーケンスは、長さが最大長に増大した線形シーケンスＰＮコードの予め選択された部分であることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
前記拡散手段は、前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスの差分符号化バージョンを収容するデータストレージ手段を備えることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
少なくとも１つの予め選択された、スペクトラム拡散信号を生成する疑似ランダムノイズ（ＰＮ）拡散コードを用いてディジタル情報信号がバンド幅拡散されるスペクトラム拡散通信システム内で、情報信号を拡散する方法において、
第１のコード長と第１のコード期間を有する少なくとも１つの第１の予め決められたＰＮ拡散コードと、第２のコード長と第２のコード期間を有する第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと、前記スペクトラム拡散信号を生成するための前記ディジタル情報信号とを受信し、そして合成する工程を具備し、前記第１のコード長は、実質的に前記第２のコード長より短く、そして、前記第２のコード期間は、実質的に前記第１のコード期間より長く、前記第２のコード長は、前記第１のコード期間に等しく、
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスに１チップ遅延を課して、遅延した第２の予め決められたＰＮコードシーケンスを生成する工程と、
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと前記遅延した第２の予め決められたＰＮコードシーケンスとの間の積を求め、差分符号化出力を供給する工程を具備することを特徴とする。
前記受信して合成する工程は、
少なくとも１つの第１の予め決められたＰＮ拡散コードと前記情報信号を受信して合成し、第１のスペクトラム拡散信号を生成する工程と、
前記スペクトラム拡散信号を生成するために、前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと前記第１のスペクトラム拡散信号を受信して合成し、第１のスペクトラム拡散信号を生成する工程とを備えることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
第１の予め決められたＰＮ拡散コードを生成する工程は、
第１の多項式関数を用いて、同相のＰＮチップコードの第１のスペクトラム拡散信号を生成する工程と、
第２の異なる多項式関数を用いて直交相ＰＮチップコードの第２のスペクトラム拡散信号を生成する工程とを備えることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
第２の予め決められたＰＮコードシーケンスを生成する工程は、第１と第２の多項式関数と異なる多項式関数を用いて第３のＰＮチップコードの第３のスペクトラム拡散信号を生成する工程を備えることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
少なくとも１つの予め選択された、スペクトラム拡散信号を生成する疑似ランダムノイズ（ＰＮ）拡散コードを用いてディジタル情報信号がバンド幅拡散されるスペクトラム拡散通信システム内で、情報信号を拡散する方法において、
第１のコード長を有する、少なくとも１つの第１の予め決められたＰＮ拡散コードと、第１のコード期間とに相当する第１のＰＮ信号を生成する工程と、
実質的に前記第１のコード長より長く第１のコード期間に等しい第２のコード長と前記第１のコード期間より実質的に長い第２のコード期間とを有する第２の予め決められたＰＮコードシーケンスに相当する第２のＰＮ信号を生成する工程と、
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスに１チップ遅延を課して、遅延した第２の予め決められたＰＮコードシーケンスを生成する工程と、
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと前記遅延した第２の予め決められたＰＮコードシーケンスとの間の積を求め、差分符号化出力を供給する工程と、
前記第１のＰＮ信号と、前記第２のＰＮ信号と、前記スペクトラム拡散信号を生成するための前記ディジタル情報信号とを受信し、そして合成する工程とを具備することを特徴とする。
前記第１および第２のコード期間を、同じ予め選択された時間に始まるように設定する工程を備えることを特徴とする請求項２０に記載の方法。
ｍシーケンスＰＮコードの部分から前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスを選択する工程を備えることを特徴とする請求項２０に記載の方法。
第２のＰＮ信号を生成する工程は、要求された第２の予め決められたＰＮコードシーケンスの差分符号化バージョンをデータストレージ手段に蓄積する工程を備えることを特徴とする請求項２０に記載の方法。
第１のオーダ差分符号化ＰＮコードシーケンスを蓄積する工程を備えることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
第２のオーダ差分符号化ＰＮコードシーケンスを蓄積する工程を備えることを特徴とする請求項２４に記載の方法。
コヒーレント差分符号化ＰＮコードシーケンスを蓄積する工程を備えることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
第２のＰＮ信号を生成する前記工程は、さらに、
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスをコードメモリに蓄積する工程を備えることを特徴とする請求項２０に記載の方法。
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスは、最初の２４チップが「-1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 」の値で残りのチップが「 1 」の２８８チップの長さを持つ前記第２のＰＮコードを持つことを特徴とする請求項２７に記載の方法。
少なくとも第１の予め決められたＰＮ拡散コードと、スペクトラム拡散通信信号を生成するための第２の予め決められたＰＮコードシーケンスを用いて、ディジタル情報信号がバンド幅拡散されるスペクトラム拡散通信システム内で、通信信号を取得する装置において、
前記スペクトラム拡散通信信号を受信して変調し、スペクトラム拡散信号を出力として生成するために、搬送波信号を除去する受信手段と、
前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードで前記スペクトラム拡散信号を逆拡散し、中間周波の逆拡散信号を生成する逆拡散手段と、
前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードの期間に等しく、差分符号化された前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスのチップにわたって、蓄積された中間周波の逆拡散信号をマッチトフィルタリングする手段とを具備することを特徴とする。
前記フィルタリングの結果を予め選択された閾値と比較する比較手段を備えることを特徴とする請求項２９に記載の装置。
前記受信手段は、前記スペクトラム拡散信号を前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードと合成し、前記中間周波の逆拡散信号を生成する前記逆拡散手段を備え、
前記マッチトフィルタリングする手段は、前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードの期間に等しい前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスのチップにわたって前記中間周波の逆拡散信号を蓄積するために、前記中間周波の逆拡散信号を受信するように接続される蓄積手段を備えることを特徴とする請求項２９に記載の装置。
予め選択された疑似ランダムノイズ（ＰＮ）拡散コードを用いて、ディジタル情報信号がバンド幅拡散されるスペクトラム拡散通信システム内で、スペクトラム拡散通信信号のタイミングを取得して、システムユーザに送信するためのスペクトラム拡散変調信号を生成する装置において、
第１のコード長と第１のコード期間の第１の予め決められたＰＮ拡散コードと、前記ディジタル情報信号と、前記第１のコード期間に等しい第２のコード長と実質的に第１のコード期間より長い第２のコード期間の差分符号化された第２の予め決められたＰＮコードシーケンスとを合成してなるスペクトラム拡散信号を受信する手段と、
前記スペクトラム拡散信号を前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードと合成し、中間周波の逆拡散信号を生成する逆拡散手段と、
前記第１のコード期間に等しい第２のコード長にわたって、前記中間周波の逆拡散信号を蓄積する蓄積手段と、
前記蓄積された中間周波の逆拡散信号を差分復号する手段とを具備することを特徴とする。
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスの差分符号化されたバージョンが用いられることを特徴とする請求項３２に記載の装置。
前記復号された中間周波の逆拡散信号にマッチトフィルタリングを施す手段と、
前記フィルタリングの結果を予め選択された閾値と比較する比較手段とを備えることを特徴とする請求項３２に記載の装置。
前記復号された中間周波の逆拡散信号の大きさを決定する手段と、
平均相関結果である閾値を提供するために、前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードの第１のコード期間にわたって、前記大きさの平均値を決定する手段とを備えることを特徴とする請求項３４に記載の装置。
予め選択された疑似ランダムノイズ（ＰＮ）拡散コードを用いて、ディジタル情報信号がバンド幅拡散されるスペクトラム拡散通信システム内で、スペクトラム拡散通信信号のタイミングを取得して、システムユーザに送信するためのスペクトラム拡散変調信号を生成する方法において、
第１のコード長と第１のコード期間の第１の予め決められたＰＮ拡散コードと、前記ディジタル情報信号と、前記第１のコード期間に等しい第２のコード長と実質的に第１のコード期間より長い第２のコード期間の差分符号化された第２の予め決められたＰＮコードシーケンスとを合成してなるスペクトラム拡散信号を受信する工程と、
前記スペクトラム拡散変調信号を前記第１のＰＮ拡散コードと合成し、中間周波の逆拡散信号を生成する工程と、
前記第１のコード期間に等しい第２のコード長にわたって、前記中間周波の逆拡散信号を蓄積する工程と、
前記蓄積された中間周波の逆拡散信号を差分復号する工程とを具備することを特徴とする。
前記第２の予め決められたＰＮコードシーケンスを差分符号化する工程を備えることを特徴とする請求項３６に記載の方法。
前記復号された中間周波の逆拡散信号にマッチトフィルタリングを施す工程と、
前記フィルタリングの結果を予め選択された閾値と比較する工程とを備えることを特徴とする請求項３６に記載の方法。
前記復号された中間周波の逆拡散信号の大きさを決定する工程と、
平均相関結果である予め決められた閾値を提供するために、前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードの第１のコード期間にわたって、前記大きさの平均値を決定する工程とを備えることを特徴とする請求項３８に記載の方法。
予め選択された疑似ランダムノイズ（ＰＮ）拡散コードを用いて、ディジタル情報信号がバンド幅拡散され、スペクトラム拡散変調信号を復調して情報信号を回収するシステムユーザに送信される前記スペクトラム拡散変調信号を生成するスペクトラム拡散システムにおいて、
それぞれ少なくとも１つの通信信号送信機を備える複数のゲートウェイ型の基地局は、
第１のコード長を有する第１の予め決められたＰＮ拡散コードと第１のコード期間に相当する第１のＰＮ信号を生成する第１のＰＮ生成手段と、
前記第１のＰＮ信号とディジタル情報信号を受信し、そして合成し、中間周波のスペクトラム拡散変調信号を供給する第１の拡散手段と、
前記第１のコード長より実質的に長く第１のコード期間に等しい第２のコード長と前記第１のコード期間より実質的に長い第２のコード期間とを有し差分符号化された第２の予め決められたＰＮコードシーケンスに相当する第２のＰＮ信号を生成する第２のＰＮ生成手段と、
スペクトラム拡散変調信号を生成するために、前記第２のＰＮ信号と前記中間周波のスペクトラム拡散変調信号とを受信して合成する第２の拡散手段と、
搬送波信号を前記スペクトラム拡散変調信号で受信して変調し、スペクトラム拡散通信信号を生成する前記第２の拡散手段が接続される送信手段とを備え、
それぞれ移動受信機を備える複数のユーザ端末は、
前記スペクトラム拡散通信信号を受信して復調し、前記搬送波信号を除去して、前記スペクトラム拡散変調信号を出力として生成する受信手段と、
前記スペクトラム拡散変調信号を前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードと合成し、中間周波の逆拡散信号を生成する逆拡散手段と、
前記第１のコード期間に等しい第２のコード長にわたって、前記中間周波の逆拡散信号を蓄積するための前記中間周波の逆拡散信号を受信するために接続される蓄積手段と、
前記蓄積された中間周波の逆拡散信号にマッチトフィルタリングを施す手段と、前記フィルタリングの結果を予め選択された閾値と比較する手段とを備えることを特徴とする。
前記第２の拡散手段は、前記合成よりも前に第２のＰＮコードの差分符号化バージョンを形成し、
前記蓄積された中間周波の逆拡散信号を差分復号を行う手段を備えることを特徴とする請求項４０に記載のスペクトラム拡散通信システム。
前記ゲートウェイからの通信信号を受信し、前記通信信号をユーザ端末に転送する複数の衛星中継器を備えることを特徴とする請求項４０に記載のスペクトラム拡散通信システム。
少なくとも１つの予め選択された疑似ランダムノイズ（ＰＮ）拡散コードを用いて、ディジタル情報信号がバンド幅拡散され、スペクトラム拡散信号を復調して情報信号を回収するシステムユーザに送信される前記スペクトラム拡散信号を生成するスペクトラム拡散システムにおいて、
第１のコード長と第１のコード期間を持ち、少なくとも１つの予め決められたＰＮ拡散コードと、第２のコード長と実質的に前記第１のコード期間より長い第２のコード期間を持つ差分符号化された第２の予め決められたＰＮコードシーケンスと、スペクトラム拡散通信信号を供給するための前記情報信号とを受信して合成するために接続される拡散手段と、
スペクトラム拡散通信信号を受信する手段と、
前記スペクトラム拡散通信信号を前記第１の予め決められたＰＮ拡散コードと合成し、中間周波の逆拡散信号を生成する逆拡散手段と、
第１のコード期間に等しい第２のコード長にわたって、前記中間周波の逆拡散信号を蓄積する蓄積手段と、
前記蓄積された中間周波の逆拡散信号を差分復号する手段とを具備することを特徴とする。