MXPA00003526A - Escalonamiento de codigo pn de capas multiples en un sistema de comunicaciones de usuarios multiples - Google Patents

Abstract

Se describe una técnica para escalonar señales de información en un sistema de comunicaciones de espectro escalonado a fin de proporcionar una mayor velocidad de adquisición de señales. Un primer conjunto de códigos o un código de escalonamiento PN se utiliza para escalonar las señales de información junto con una segunda función o secuencia de código de escalonamiento PN. El segundo código PN se sincroniza con el primer código de escalonamiento PN, pero tiene un periodo de código más grande, de manera que cada chip de código del segundo código PN se extiende sobre todo el periodo del primer código PN. El código de escalonamiento de periodo más grande forma un código externo que ayuda a proporcionar identificación de haz no ambigua y temporización de trama fácilmente adquirida en la presencia de retardo de ruta de señales dinámicamente cambiantes, mejorando la adquisición de señal .

Description

ESCALONAMIENTO DE CÓDIGO PN DE CAPAS MÚLTIPLES EN UN SISTEMA DE COMUNICACIONES DE USUARIOS MÚLTIPLES ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN I . Campo De La Invención La presente invención se relaciona con sistemas de comunicación de espectro escalonado, por ejemplo sistemas de teléfono o de datos inalámbricos y sistemas de comunicación vía satélite. Más particularmente, la invención se relaciona con un aparato y un método para generar, identificar y adquirir señales de comunicación de espectro escalonado utilizando códigos de identificador y de escalonamiento PN, en capas o en sobrecapas, que tienen diferentes periodos o velocidades de chip.

II Descripción de la Técnica Relacionada Se han desarrollado una variedad de técnicas y sistemas de comunicación de acceso múltiple para transferir información entre un gran número de usuarios de sistema, por ejemplo técnicas de espectro escalonado por acceso múltiple de división de código (CDMA) . Las técnicas CDMA en sistemas de comunicación de acceso múltiple se exponen en las enseñanzas de la Patente de los Estados Unidos No. 4,901,307, otorgada el 13 de febrero de 1990 con el título "Si s tema de Comuni cación de Acceso Múl tiple de Espectro Escalonado que Uti liza Repetidores Terres tres o por Sa téli te " , y Patente de los Estados Unidos No. 5,691,974 otorgada el 25 de noviembre de 1997, con el título "Método y Aparato para Utilizar Toda la Potencia Transmi tida del Espectro en un Si s tema de Comuni cación de Espectro Escalonado para Rastrear Energía y Tiempo de Fase de un recipiente Individual " , ambas cedidas a la cesionaria de la presente invención e incorporadas aquí por referencia. Estas patentes exponen sistemas de comunicación en los que un gran número de subscriptores o usuarios del sistema remoto o generalmente móvil utilizan transceptores para comunicarse con otros usuarios del sistema o recipientes de señal deseados, por ejemplo a través de una red de teléfono público conmutada, conectada. Los usuarios del sistema se comunican a través de pasarelas y satélites o de estaciones base terrestres (también referidas como células o sitios celulares) utilizando señales de comunicación de espectro escalonado CDMA. En un sistema de comunicación típico de espectro escalonado, uno o más juegos o pares de secuencias de código de ruido pseudoaleatorio (PN) preseleccionadas se utilizan para modular o "escalonar" las señales de información de usuario en una banda espectral predeterminada, antes de la modulación en un portador para su transmisión como señales de comunicación. El escalonamiento PN es un método de la transmisión del espectro escalonado que es bien conocido en este campo y produce una señal de comunicación con un ancho de banda mucho mayor a aquel de la señal de datos subyacente. En el enlace de comunicación de la estación base o de la pasarela al usuario, al que también se le denomina aquí enlace de ida, los códigos de escalonamiento PN o secuencias binarias se utilizan para discriminar entre señales transmitidas por diferentes estaciones base o entre señales de haces, satélites o pasarelas diferentes, así como entre señales multitrayectoria . Estos códigos se comparten típicamente por todas las señales de comunicación dentro de un haz o célula específica, y se desplazan o desvían en tiempo entre células o haces adyacentes para crear diferentes códigos escalonados. Los desplazamientos en tiempo proporcionan identificadores de haz únicos que son útiles para la transferencia de transmisión haz ,a haz a fin de determinar la temporización de señal con relación a la temporización del sistema de comunicación básico. En un sistema de comunicación típico de espectro escalonado CDMA, los códigos de canalización se utilizan para discriminar entre señales destinadas a diferentes usuarios dentro de una célula o entre señales de usuario transmitidas dentro de un haz de satélite o un sub-haz o un enlace de ida. Es decir, cada transceptor de usuario tiene su propio canal ortogonal proporcionado sobre el enlace de ida utilizando un código ortogonal único de "cobertura" o "canalización". Las funciones Walsh se utilizan en general para implementar los códigos de canalización, y la longitud típica está en el orden de 64 chips de código para sistemas terrestres y 128 chips de código para sistemas satelitales. En este arreglo, cada función Walsh de 64 ó 128 se denomina típicamente un símbolo Walsh. Las técnicas de modulación con base en el código PN utilizadas en el procesamiento de señal CDMA permiten que las señales de comunicación espectralmente similares se diferencien rápidamente.

Esto permite que las señales que atraviesan diferentes rutas de propagación sean distinguidas fácilmente entre sí, siempre y cuando la longitud de trayectoria diferencial provoque retardos de propagación relativos superiores al periodo de chip de código PN. Si una velocidad de escalonamiento PN de digamos aproximadamente 1.22 MHz se utiliza, un sistema de comunicación de espectro escalonado puede distinguir o discriminar entre señales o rutas de señal que difieren en más de un microsegundo en el tiempo de llegada o retardo de trayectoria. Las técnicas CDMA de banda ancha permiten que los problemas, por ejemplo desvanecimiento multitrayectoria, puedan resolverse más fácilmente y proporcionan una ganancia de señal relativamente alta. Sin embargo, cierta forma de la diversidad de señal también se proporciona en general para reducir aún más los efectos perjudiciales del desvanecimiento y los problemas adicionales asociados con la adquisición y demodulación de señales en la presencia de movimiento fuente o del satélite y del usuario, relativos, dentro de un sistema de comunicación. Este movimiento junto con grandes distancias provoca cambios dinámicos substanciales en las longitudes de trayectoria. En general, se utilizan tres tipos de diversidad en sistemas de comunicación de espectro escalonado, incluyendo tiempo, frecuencia y diversidad espacial. La diversidad en tiempo se obtiene utilizando código de corrección de error o repetición simple e intercalado de tiempo de componentes de señal y una forma de diversidad de frecuencia se proporciona inherentemente mediante el escalonado de la energía de señal en un ancho de banda amplia. La diversidad espacial se proporciona utilizando trayectorias de señal múltiples, típicamente, a través de diferentes haces de señal de comunicación o antenas . Los sistemas de comunicación de espectro escalonado típico CDMA contemplan el uso de técnicas de modulación y demodulación para las comunicaciones de la terminal de usuario de enlace de ida. En sistemas de comunicación que utilizan este planteamiento, una señal "piloto" (o cualquier otra señal conocida) puede utilizarse como una referencia de fase coherente para enlaces de pasarela o satélite a usuario y de estación base a usuario. Es decir, una señal piloto que típicamente no contiene modulación de datos, es transmitida por una estación base o pasarela a través de una región específica de cobertura. Una sola señal piloto es transmitida típicamente en cada pasarela o estación base para cada frecuencia empleada, típicamente referida como canal CDMA, un canal FDM o un sub-haz en algunos sistemas. Esta señal piloto es compartida por todos los usuarios que utilizan el canal CDMA, a partir de una fuente común. En general, los sectores tienen, cada uno, sus propias señales piloto distintivas mientras que los sistemas satelitales transfieren una señal piloto dentro de cada haz satelital que se origina con las pasarelas que utilizan el satélite. Esto proporciona señales que pueden distinguirse fácilmente entre sí, también distinguirse entre los haces y células, mientras que se proporciona una adquisición de señal simplificada. Las señales piloto se emplean por terminales de usuario para obtener sincronización inicial- del sistema y proporcionan tiempo robusto, frecuencia y rastreo de fase de las señales transmitidas y una ref rencia de ganancia de canal . La información de fase obtenida de una señal piloto se utiliza como una referencia de fase para la demodulación coherente del sistema de comunicación o de las señales de información del usuario. Ya que las señales piloto en general no involucran modulación de datos, éstas consisten esencialmente de códigos de escalonamiento PN que se modulan sobre una frecuencia portadora. Algunas veces, los códigos de escalonamiento PN se denominan como secuencias de código piloto. Los códigos de escalonamiento PN en general están desplazados en el tiempo unos respecto a otros a fin de lograr señales piloto distinguibles. Las señales piloto en general se utilizan para calibrar la intensidad o fuerza relativa del haz o la señal para las señales de comunicación recibidas. En muchos sistemas, las señales piloto también se transmiten en general a un nivel de potencia superior que las señales de tráfico típicas u otras señales de datos a fin de proporcionar una mayor relación señal a ruido y un margen de interferencia. Este nivel de potencia superior también permite una búsqueda de adquisición inicial de una señal piloto que va a lograrse a una velocidad alta mientras se proporciona un rastreo muy exacto de la fase portadora piloto utilizando un ancho de banda relativamente ancha y circuitos de rastreo de fase de menor costo . Como parte del proceso para establecer un enlace de comunicación, la terminal de usuario emplea un receptor al que se hace referencia como "receptor buscador" o simplemente "buscador" , para sincronizar la temporización de la fase piloto y el código de escalonamiento PN en presencia de desplazamientos de frecuencia portadora desconocidos. Varias técnicas y dispositivos se han utilizado para proporcionar esta función buscadora. Una de estas técnica se expone en la Patente de los Estados Unidos No. 5,109,390 titulada ".Receptor de Diversidad en un Si s tema de Teléfono Celular CDMA " , otorgada el 28 de abril de 1992, cedida a la cesionaria de esta invención y que se incorpora aquí como referencia. Uno de los problemas asociados con los procesos de demodulación de señal y adquisición/sincronización de piloto es la cantidad de tiempo que requieren los usuarios para adquirir las señales piloto. Más exactamente, es la cantidad de tiempo que se requiere para adquirir la fase o temporización de los códigos de escalonamiento PN utilizados al generar las señales piloto, para utilizarse en la demodulación de otras señales de comunicación. En sistemas con base en un repetidor terrestre, como por ejemplo, los servicios telefónicos celulares inalámbricos con base terrestre, se utiliza una secuencia de código PN relativamente larga de 32,687 chips, que se sincroniza a una velocidad de escalonamiento (Nota del Traductor: chip es el tiempo de transición para que bits individuales de una secuencia pseudoaleatoria sean transmitidos por el satélite GPS) del orden de 1.2288 mega-chips por segundo (Mcps) . Esta longitud es útil para diferenciar señales en un sistema que tiene un gran número de células estrechamente espaciadas. Ya que estos sistemas inalámbricos tienen señales piloto consistentemente fuertes, los tiempos de adquisición pueden permanecer cortos para esta longitud. Es decir, con señales piloto robustas y poco o ningún desplazamiento de frecuencia Doppler, o con efectos similares, el tiempo requerido para seleccionar y verificar una fase correcta o temporización de señal es todavía relativamente corto. Sin embargo, para sistemas basados en satélite, los efectos Doppler sobre la frecuencia y degradación de la potencia de la señal piloto junto con señales piloto de menor potencia resultan, en general, en tiempos más largos para la adquisición y verificación de la temporización de la señal piloto. Por lo tanto, los códigos de escalonamiento PN más cortos se han contemplado a fin de ayudar a reducir substancialmente el tiempo de adquisición o búsqueda general en vista del mayor tiempo que se requiere para probar hipótesis, verificación, etc. En este tipo de ambiente de comunicación, los códigos PN del orden de 1024 chips de longitud han sido contemplados, lo que origina una longitud de código de aproximadamente 833 µseg., a la velocidad de escalonamiento antes mencionada. Muchos sistemas empaquetan canales que llevan información formando bloques de bits o "tramas", en donde la sincronización de trama es requerida antes de que puedan utilizarse los bits. El significado exacto o procesamiento subsecuente de los bits de información es una función de la ubicación dentro de las tramas. Estas tramas de datos son típicamente de 20 a 80 milisegundos de longitud, lo que crea problemas al determinar la sincronización adecuada de la trama cuando se trabaja con códigos PN mucho más cortos. Un código PN corto por sí mismo deja muchas hipótesis sin resolver respecto a la temporización de la trama. La temporización correcta de la trama puede sólo encontrarse por un proceso de ensayo y error de diferentes hipótesis. Esta incertidumbre en la sincronización o temporización de la trama retarda la adquisición de las señales o canales de información. Desafortunadamente, los retrasos de ruta para transferencias de señal provenientes de pasarelas a satélites y de satélites a usuarios o transceptores crean también un problema importante de acortamiento de los códigos PN. Las distancias implicadas, incluso para órbitas terrestres bajas, imponen retrasos de trayectoria significativos sobre las señales, que pueden variar ampliamente dependiendo de las posiciones orbitales del satélite. Esto da por resultado desplazamientos de tiempo de la señal para diferentes satélites o fuentes de señal que se están desplazando significativamente una respecto a otras, de manera que las señales que de otra suerte se desplazan unas de otras comienzan a alinearse, lo que evita la diferenciación adecuada de la señal. Es decir, las señales están afectadas por un intervalo dinámico de retardos de trayectoria del orden de 7 milisegundos, lo que significa que ya no pueden separarse adecuadamente en el tiempo y no pueden distinguirse apropiadamente respecto a las fuentes de haces o fuentes de señal. La solución obvia del alargamiento de los códigos de escalonamiento PN por incluso una pequeña cantidad, reintroduce retardos de tiempo indeseables en la adquisición de la señal . Por lo tanto, lo que se necesita es una nueva técnica para el escalonamiento de señales de enlace de ida de manera que los receptores puedan todavía adquirir información de 'identificación de fase y de haz que se utiliza para la demodulación de señal en intervalos de tiempo cortos, mientras que se compensan para las rutas de retardo de señal relativamente altas y las señales piloto de potencia baja, asociadas con los satélites que se mueven con relación a los recipientes de las señales.

SUMARIO En vista de los problemas anteriores y de otros que se encuentran en la técnica respecto a la adquisición y procesamiento de señales de comunicación en sistemas de comunicación de espectro escalonado, un objeto de la presente invención es mejorar la adquisición de las señales. Una ventaja de esta invención es que proporciona el uso de secuencias PN cortas para la adquisición de señal mientras que mantiene la diferenciación de señal para la identificación y mejora la sincronización para la temporización del canal de información. Estos y otros objetivos, ventajas y propósitos de la invención se realizan con un método y un aparato para el escalonamiento de señales en un sistema de comunicaciones de espectro escalonado en donde las señales de información digital se escalonan en el ancho de banda utilizando un código de escalonamiento de ruido pseudoaleatorio (PN) seleccionado a fin de producir señales de modulación de espectro escalonado. Un sistema de comunicación ej emplificativo es un sistema de teléfono o de datos inalámbrico que utiliza una pluralidad de repetidores de satélite para recibir señales de comunicación desde estaciones base tipo pasarela y las transfiere a una o más estaciones de una pluralidad de estaciones móviles o portátiles que tienen receptores. Las señales de información en estos sistemas en general se convierten de una forma analógica a una digital, según sea necesario, y después se intercalan y codifican por detección de error y para fines de corrección antes de ser transferidas a los usuarios del sistema. Las señales codificadas pueden combinarse con una o más funciones ortogonales a fin de proporcionar la canalización de las señales de información. En una modalidad preferida, un primer código de escalonamiento PN se genera con una primera longitud de código preseleccionada y un primer periodo o periodicidad. Este código se denomina código interno. Una segunda secuencia de código PN se produce con una segunda longitud de código predeterminada y un periodo substancialmente más largo que el primero. Este código se denomina código externo. Los códigos PN pueden generarse utilizando primero y segundo generadores PN, respectivamente. En algunos sistemas los circuitos o dispositivos de generación del código PN pueden estar compartidos en tiempo al generar algunas de las secuencias o códigos. La velocidad de generación o actualización o "velocidad chipping" para el segundo código PN o el generador de código es significativamente menor a la velocidad de generación o actualización del primero. Típicamente, el primer código de escalonamiento PN es ingresado a un primer medio de escalonamiento o elemento de escalonamiento en donde se utiliza para escalonar las señales de información que se van a transmitir, dando por resultado la producción de primeras señales de espectro escalonado. Las primeras señales resultantes de espectro escalonado son ingresadas a un segundo elemento de escalonamiento en donde son combinadas con la segunda secuencia de código PN para producir segundas señales de espectro escalonado. Típicamente, se utilizan multiplicadores para combinar los códigos PN y las señales en cada paso. Las señales de espectro escalonado resultantes pueden transferirse a los circuitos de transmisión para modularse sobre una señal portadora, seguido por la transmisión por el sistema de comunicaciones a uno o más usuarios del sistema. Sin embargo, en aspectos adicionales de la invención, el segundo código PN se combina con las señales de información primero y después el primer código PN se utiliza para escalonar las señales resultantes. Alternativamente, los dos códigos se combinan para producir un código de escalonamiento único que es esencialmente un código interno modificado por el código externo, que se usa entonces para escalonar las señales de información. En un sistema ej emplificativo de espectro escalonado, las señales de información se aplican igualmente a un canal en Fase y a un canal Cuadratura-Fase y el primer elemento de escalonamiento utiliza un generador de código PN para producir un código de chip PN en Fase para un canal utilizando una primera función polinomial, y un segundo generador de código PN para producir un código de chip PN Cuadratura-Fase para el otro canal utilizando una segunda función polinomial diferente. El segundo elemento de escalonamiento utiliza un tercer generador de código PN para producir un tercer código de chip PN utilizando todavía otra función polinomial . Todo el primer periodo de código de escalonamiento PN es igual a un periodo de chip para el segundo código PN y los periodos respectivos de los códigos PN se sincronizan para iniciar al mismo tiempo. Estos códigos pueden implementarse, por ejemplo, como porciones preseleccionadas de los códigos PN de secuencia m o códigos PN de secuencia lineal de longitud máxima, y de longitud aumentada. El código PN de periodo de código total más largo o las secuencias de código de este tipo forman un código "externo" para el cual la temporización del sistema es más fácil de adquirir, mientras que el código de escalonamiento PN de periodo más corto forma un código "interno" que mantiene un nivel deseado de no interferencia de señal . El efecto general es proporcionar identificación de señal mejorada y sincronización con la temporización de señal, mientras que se conserva razonablemente rápida la adquisición de señal. Una secuencia de código que se encuentra útil para el segundo código PN de la invención cuando se utiliza un primer código PN de 1024 chips de longitud, es la de 288 chips de longitud y tiene valores de chip que inician con la serie o conjunto -1-1 1-1 1-1-1 1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1-1-1 1-1 1, y terminando con los chips restantes que son 1. Alternativamente, se ha encontrado útil el código -1-1-1 1 1-1 1-1-1 1-1 1 1 1-1 1 1 1-1-1-1-1-1-1-1-1-1 1 1 1...1. Otro código que resulta útil se genera utilizando el polinomial característico Q(z) = 1 + z3 + z4 + z6 + z9 y después utilizando una secuencia de 288 chips. En un aspecto adicional de la invención, los elementos de escalonamiento pueden implementarse clasificando códigos PN preseleccionados en medios de almacenamiento de datos o elementos de memoria, por ejemplo circuitos ROM o RAM. Posteriormente los códigos se recuperan y se proporcionan como entradas a multiplicadores que también reciben información correspondiente o señales de escalonamiento en forma de ingresos como entradas . El segundo código PN también puede codificarse en forma diferencial para reducir los requisitos de la coherencia de fase, haciendo pasar el código recuperado a través de un elemento de retardo de un chip e ingresando éste a otro multiplicador que también recibe el código sin retardo. El multiplicador forma un producto entre el código PN retardado y el código PN sin retardo y proporciona el producto como una salida codificada en forma diferencial. Alternativamente, el almacenaje de datos pudiera contener una versión codificada en forma diferencial de la segunda secuencia de código PN. En el lado de recepción del sistema de comunicación, la temporización de estas señales de comunicación de espectro escalonado multicapas se adquiere utilizando un receptor en el cual las señales de comunicación se demodulan primero para remover la portadora y después desescalonarla. Un medio desescalonador o de desescalonamiento combina a la señal de espectro escalonado recibida con el segundo código de escalonamiento PN o código interno a fin de producir una señal desescalonada intermedia o de primer nivel. Se utiliza un acumulador para acumular esta señal desescalonada en el transcurso del periodo del segundo código PN o un periodo de chip del primer código y detectar en forma diferencial el desplazamiento de fase entre señales acumuladas consecutivas o decodificar las señales acumuladas. La señal detectada se somete a un proceso de filtrado pareado y los resultados se comparan con un valor de umbral preseleccionado.

Además, el valor de umbral utilizado en esta comparación puede preseleccionarse o producirse al determinar un valor promedio de la magnitud de la señal detectada sobre el periodo del primer código PN . Este valor puede escalarse adecuadamente.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las características, objetivos y ventajas de esta invención se harán más evidentes a partir de la descripción detallada que continúa, cuando se considere en conjunto con los dibujos, en los cuales los números de referencia se utilizan de manera consistente a través de todos ellos y en donde: La Figura 1 ilustra una vista panorámica esquemática de un sistema de comunicación inalámbrica ej emplificativo; La Figura 2 ilustra un diagrama de bloques de una etapa de transmisión de una pasarela; La Figura 3 ilustra un modulador de transmisión para la etapa de transmisión de la Figura 2; Las Figuras 4a y 4b ilustran secciones de escalonamiento PN de etapa dual para el modulador de transmisión de la Figura 3, construido y que opera de acuerdo a los principios de la presente invención. La Figura 5 ilustra códigos de escalonamiento PN interno y externo relativos, ej emplificativos y una temporizasión de código del identificador PN; La Figura 6 ilustra un receptor de terminal de usuario; La Figura 7 ilustra un correlacionador de código PN de nivel dual y un circuito de adquisición de señal para el receptor de la Figura 6; La Figura 8 ilustra una diferencia relativa en la energía integrada entre un filtro pareado específico y una combinación de código contra el uso de un código más largo; La Figura 9 ilustra relaciones de temporización ej emplificativas para códigos propuestos ; La Figura 10 ilustra un generador de código ej emplificativo para utilizarse en el circuito de adquisición de las Figuras 7 u 11; La Figura 11 ilustra un correlacionador de código PN de capa dual, alternativo y un circuito de adquisición de señal; y La Figura 12 ilustra un correlacionador de bloque ej emplificativo que se utiliza en el circuito de adquisición de la Figura 11.

DESCRIPCIÓN DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS La presente invención proporciona una nueva técnica para escalonar o modular en el espectro escalonado las señales de información en un sistema de comunicación de espectro escalonado a fin de proporcionar una identificación mejorada de la fuente de señal o de haz. Esta identificación es útil para medir los retardos de tiempo y determinar la temporización de señal para la transferencia de transmisión suave y las operaciones de determinación de posición, entre otros. La técnica de la invención elimina los requisitos previos de demodular y procesar cada haz recibido por una terminal de usuario, a fin de identificar adecuadamente un haz o su fuente. Esto se logra aplicando tanto un primer código o conjunto de códigos de escalonamiento PN como una segunda función o secuencia de código PN en la señal escalonada de información deseada. La segunda secuencia de código PN se sincroniza con el primer código de escalonamiento PN, pero utiliza chips de código con un periodo de chip más largo que el de la primera secuencia PN. Es decir, el segundo código PN se sincroniza a una velocidad con relación al primero, de manera que cada chip de código del segundo código PN se extiende sobre todo el periodo de los primeros símbolos de código o del código PN. El segundo código PN forma un código "externo" que mejora la identificación de la fuente de señal, en este caso los haces, y hace que la adquisición de señal sea más fácil. El primer código PN forma un código de escalonamiento "interno" que proporciona un nivel deseado de aislamiento de señal y de diferenciación y evita que los haces interfieran entre sí . El código externo puede pensarse como un "traslape" sobre el primero o como la creación de códigos PN "en capas". Juntos, los códigos interno y externo actúan o interactúan para formar un nuevo tipo de función de escalonamiento o código que mantiene la función de escalonamiento de banda ancha deseada mientras proporciona un haz más robusto o una identificación de fuente de señal que se utiliza en la rápida adquisición de señal y en la transferencia de transmisión. Un sistema de comunicación inalámbrico ej emplificativo, por ejemplo un sistema de teléfono inalámbrico, en donde se utiliza la presente invención se ilustra en la Figura 1. El sistema de comunicación 10 ilustrado en la Figura 1 utiliza técnicas de modulación de espectro escalonado en comunicación entre terminales de usuario remota o móvil y pasarelas de sistema o estaciones base. En la porción del sistema de comunicación ilustrada en la Figura 1, una estación base 12 y dos satélites 14 y 16, y dos pasarelas asociadas o hubs 24 y 26, se muestran en la Figura para realizar las comunicaciones con dos estaciones móviles o terminales de usuario 20 y 22, o con otras estaciones. La presente invención puede ser útil en cualquiera de los sistemas de comunicación ya sea satelital o terrestre, o en ambos, como será fácilmente evidente para los expertos en este campo. Las terminales de usuario o estaciones móviles 20 y 22 tienen o comprenden, cada una, un dispositivo de comunicación inalámbrico, por ejemplo de manera enunciativa, un teléfono celular, un transceptor de datos o dispositivos de transferencia (por ejemplo, computadoras, asistentes personales de datos, faxes) o un receptor de determinación de posición o radiolocalización. Típicamente, estas unidades son de tipo ya sea manual o están montadas en un vehículo, según se desee. En este caso, la terminal de usuario 22 se ilustra como un teléfono manual portátil. Mientras que estas terminales de usuario se analizan como si se tratara de terminales móviles, debe entenderse que estas enseñanzas de la invención se aplican también a las unidades fijas o a otros tipos de terminales en donde se desea el servicio inalámbrico remoto. Este último tipo de servicio se adecúa particularmente al uso de satélites para establecer enlaces de comunicación en muchas áreas remotas del mundo. Además, el servicio inalámbrico puede proporcionarse para áreas interiores estructurales así como en ubicaciones "en campo abierto". Se contempla para este ejemplo que los satélites 14 y 16 proporcionan múltiples haces dentro de "puntos" que están dirigidos a cubrir regiones geográficas separadas y generalmente no traslapantes.

En general, la multiplicidad de haces en diferentes frecuencias se denominan también canales o "sub-haces" CDMA o señales FDMA, canales o intervalos de frecuencia, que pueden dirigirse para traslapar la misma región. Sin embargo, debe entenderse fácilmente que las áreas de servicio o cobertura de haz para diferentes satélites o patrones de antena para los sitios celulares terrestres pueden traslaparse completa o parcialmente en una región específica, dependiendo del diseño del sistema de comunicación y del tipo de servicio que se está ofreciendo. La diversidad espacial también puede lograrse entre uno de estos dispositivos o regiones de comunicación. Por ejemplo, cada uno puede proporcionar servicio a diferentes conjuntos de usuarios con diferentes características a diferentes frecuencias, o una terminal de usuario específica puede utilizar una multiplicidad de frecuencias y/o una multiplicidad de proveedores de servicio, cada uno con una cobertura geográfica traslapante. En la Figura 1, algunas trayectorias de señal posibles se ilustran para comunicaciones que se están estableciendo entre terminales de usuario 20 y 22 y la estación base 12 o a través de los satélites 14 y 16 hacia una o más pasarelas o hubs centralizados 24 y 26. Las porciones de estación base - usuario en los enlaces de comunicación entre la estación base 12 y las terminales de usuario 20 y 22 se ilustran por las líneas 30 y 32, respectivamente. Las porciones de satélite-usuario de los enlaces de comunicación entre las pasarelas 24 y 26 y las terminales de usuario 20 y 22 a través del satélite 14 se ilustran por las líneas 34 y 36, respectivamente. Las porciones de satélite-usuario de los enlaces de comunicación entre las pasarelas 24 y 26 y las terminales de usuario 20 y 22 a través del satélite 16 se ilustran por las líneas 38 y 40, respectivamente. Las porciones pasarela-satélite de estos enlaces de comunicación se ilustran por una serie de líneas 42, 44, 46 y 48. Las flechas de estas líneas ilustran las direcciones de señal ej emplificativas para cada enlace de comunicación, tratándose ya sea de un enlace de ida o de retorno y están presentes solamente con el fin de aclarar los patrones de señal o restricciones físicas y de ninguna manera se pretende sean limitantes. Como se observa en la Figura 1, el sistema de comunicación 10 utiliza en general un controlador de sistema y una red de conmutación 28, también referida como oficina de conmutación de teléfono móvil (MTSO por sus siglas en inglés) , para comunicarse con las estaciones base. La MTSO 28 incluye típicamente circuitería de procesamiento y de interfaz para proporcionar un control en todo el sistema para las pasarelas o estaciones base y para controlar el enrutado de las llamadas telefónicas entre una red de teléfono público conmutada (PSTN) y las estaciones base y las terminales de usuario. Las pasarelas en general están conectadas por interfaz directamente con la PSTN y no requieren del uso de una MTSO para esta función. Alternativamente, otros centros de control y mando, por ejemplo centros de control y mando de operaciones en tierra (GOCC por sus siglas en inglés) , que también se comunican con satélites, se conectan en general a las pasarelas o estaciones base para proporcionar un control en todo el sistema sobre ciertas operaciones que incluyen las asignaciones de código de función ortogonal y PN. El enlace de comunicación que acopla a los GOCC o a las MTSO 28 con las diferentes pasarelas o estaciones base del sistema, puede establecerse utilizando técnicas novedosas como son, únicamente de manera enunciativa, líneas de teléfono dedicadas, enlaces de fibra óptica o enlaces de comunicación satelital dedicados o por microondas. Mientras que solamente se ilustran dos satélites en la Figura 1, el sistema de comunicación emplea en general muchos satélites, 14 y 16, que atraviesan diferentes planos orbitales. Una variedad de sistemas de comunicación de una multiplicidad de satélites se ha propuesto como un sistema ej emplificativo que emplea del orden de 48 o más satélites, que viajan en ocho planos orbitales diferentes en la Órbita Terrestre Baja (LEO - Low Earth Orbit) para dar servicio a un mayor número de terminales de usuario. Sin embargo, los expertos en este campo comprenderán fácilmente cómo pueden aplicarse las enseñanzas de esta invención a una variedad de sistemas satelitales y de configuraciones de pasarela, inclusive en otras constelaciones y distancias orbitales. Los términos "estación base" y "pasarela" se utilizan algunas veces de manera indistinta en este campo, las pasarelas se perciben como estaciones base especializadas que dirigen las comunicaciones a través de los satélites y tienen más "funciones", con equipo asociado, para operar en la manutención de estos enlaces de comunicación a través del movimiento de elementos de relé o repetidores, mientras que las estaciones base utilizan antenas terrestres para dirigir las comunicaciones dentro de una región geográfica circundante. Los centros de control central también tendrán típicamente más funciones que desarrollan cuando interactúan con pasarelas y satélites. Las terminales de usuario algunas veces se denominan aquí como unidades de suscriptor o abonado, unidades móviles o estaciones móviles o simplemente "usuarios", "móviles" o " suscriptores o abonados", en algunos sistemas de comunicación, dependiendo de la preferencia. Como se mencionó antes, cada estación base o pasarela transmite una señal "portadora piloto" a través de una región de cobertura. Para sistemas satelitales, esta señal es transferida dentro de cada "haz" del satélite y se origina con las pasarelas que están recibiendo servicio del satélite. Una sola señal piloto es transmitida típicamente por cada pasarela o estación base para cada frecuencia de haz satélite a usuario (sub-haz) . Esta señal piloto es compartida por todos los usuarios que reciben señales sobre ese haz. Esta técnica permite que muchos canales de tráfico o portadores de señal de usuario compartan una señal piloto común para la referencia de fase de portadora. Las señales piloto en general utilizan el mismo conjunto de códigos o par de código de escalonamiento PN a través del sistema de comunicación pero con diferente desplazamiento de temporización de código relativo para cada haz, célula o sector. Dentro de un punto satelital específico, cada haz tiene una señal piloto con un código PN que está desplazada en el tiempo con respecto a la señal piloto de los haces vecinos. Las terminales de usuario que operan dentro de la cobertura de un haz o célula específica comparten una sola fase de código de escalonamiento PN mientras que haces diferentes utilizan diferentes desplazamientos de tiempo de la secuencia básica del código de escalonamiento PN. Esto proporciona aislamiento de señal o reduce interferencia y permite que los haces puedan distinguirse fácilmente entre sí. El uso de una secuencia de código de señal piloto permite que las terminales de usuario encuentren la sincronización de temporización de sistema con una sola búsqueda sobre todas las fases de código de señal piloto. Alternativamente, diferentes códigos de escalonamiento PN (polinomiales de generador) se utilizan entre algunas pasarelas o estaciones base.

En sistemas de comunicaciones satelitales, diferentes conjuntos de códigos PN pueden asignarse para utilizarse con cada plano orbital. Cada diseño del sistema de comunicación especifica la distribución de los códigos de escalonamiento PN y los desplazamientos de temporización dentro del sistema de acuerdo a factores comprendidos en este campo. Cada secuencia PN consiste de una serie de "chips" que se presentan durante un periodo de código PN preseleccionado a una frecuencia mucho mayor que la que la señal de comunicación de banda base se está escalonando. Una frecuencia de chip típica o velocidad de "chipping" es de aproximadamente 1.2288 MHz con un periodo o longitud de secuencia de código PN de 1024 chips. Sin embargo, como ya se mencionó, esta longitud de código puede ajustarse para aumentar la separación de código o disminuir los tiempos de búsqueda, como será evidente para los expertos en este campo, según se especifica dentro de cada diseño del sistema de comunicación de acuerdo a los factores comprendidos en esta área. Un circuito de generación ej emplificativo para esta secuencia se expone en la Patente de los Estados Unidos No. 5,228,054 titulada "Potencia de Generador de Secuencia de Seudo Ruido de Dos Longi tudes Con Ajustes de Desplazami ento Rápido " , otorgada el 13 de julio de 1993 y cedida a la cesionaria de esta invención, y que se incorpora aquí por referencia. Un diseño ej emplificativo para una sección o porción de transmisión de aparato de pasarela o estación base utilizado para implementar un sistema de comunicación CDMA se ilustra en la Figura 2. En una pasarela típica, se utilizan varios de estos sistemas o secciones de transmisión para proporcionar servicio a muchas terminales de usuario al mismo tiempo, y para varios satélites y haces en cualquier momento. El número de secciones de transmisión utilizados por la pasarela se determina por factores bien conocidos en el área, entre los que se incluyen: complejidad del sistema, número de satélites a la vista, capacidad de suscriptor, grado de diversidad seleccionada, etc. Cada diseño de sistema de comunicación especifica también el número de antenas disponibles para utilizarse por las secciones en la transferencia de señales. Como se muestra en la Figura 2, las señales que se originan desde un MTSO, dentro del sistema de comunicación, o desde otros combinadores de señal, se acoplan a un modulador de transmisión adecuado para la transmisión hacia un suscriptor receptor utilizando un enlace digital 50. La circuitería usada para construir el enlace digital 50 es bien conocida e involucra típicamente diversos componentes de almacenaje y conmutación digital de datos. El enlace digital 50 incluye también, en general, elementos o circuitería para conversión analógica a digital, para preparar señales de información para procesamiento de transmisión digital . El espectro de escalonamiento del modulador 52 de transmisión modula las señales de información o datos para su transmisión hacia una terminal de usuario receptor dirigida y proporciona la señal resultante a un controlador/amplificador 54 de potencia de transmisión que controla la cantidad final de potencia de transmisión utilizada para la señal de salida. Los detalles adicionales con respecto a la estructura y operación de los moduladores 52 de transmisión ej emplificativos se analizan en la Patente de los Estados Unidos No. 5,103,459, titulada "Sis tema y Método para Generar Formas de Onda de Señal en un Teléfono Celular CDMA " , cedida a la cesionaria de la presente invención y que se incorpora aquí como referencia. La salida del controlador/amplificador de potencia 54 se suma con la salida de otros circuitos de amplificación y control de potencia de transmisión que se utilizan en la pasarela. Éstas son señales amplificadas dirigidas a otras terminales de usuario sobre la misma frecuencia de transmisión y dentro del mismo haz. Esta suma se logra en un medio o elemento sumador de señal 56 bien conocido. La salida del sumador de señal 56 se proporciona hacia un transmisor analógico 58 para su conversión a la frecuencia portadora adecuada y para su mayor amplificación y salida hacia una o más antenas, a fin de radiar la misma hacia las terminales de usuario a través de los satélites. Un procesador de control 60 controla la generación y potencia de las señales piloto, canal de sincronización y canal de radio localización y su acoplamiento al controlador/amplificador de potencia 54, antes de sumarse con las otras señales y la salida hacia una antena . Antes de que las señales de información sean transferidas a los usuarios o suscriptores del sistema, primero se digitalizan, según sea necesario, y se codifican e intercalan según sea necesario, para crear una señal de comunicación digital básica. Las señales dirigidas a usuarios específicos también se modulan mediante una secuencia de código o función de escalonamiento ortogonal distintiva asignada a un enlace de ida para el usuario. Es decir, un código ortogonal de cobertura única, típicamente un código Walsh, se utiliza para distinguir entre señales de suscriptor o usuarios diferentes dentro de una célula o haz. Esta codificación en el enlace de ida de una frecuencia portador específica produce señales de usuario también referidas como canales . Estas funciones de escalonamiento ortogonal algunas veces se denominan códigos de canalización y se aplican típicamente antes de una operación de escalonamiento PN final, aunque primero pueden combinarse con los códigos de escalonamiento PN y después aplicarse en un solo paso de cobertura/escalonamiento . Un diseño modulador de señal ejemplificativo para implementar el modulador de transmisión 52 se ilustra con mayor detalle en la Figura 3. En la Figura 3, el modulador 52 incluye un codificador 70 y un intercalador 72 para codificar, por ejemplo, por codificación convolucional, con repetición, e intercalar símbolos de datos a fin de proporcionar funciones de corrección y detección de error. Las técnicas para el codificado convolucional, la repetición y el intercalamiento, todas son conocidas en este campo al igual que otras técnicas para preparar los datos digitales para su transmisión. Las enseñanzas de esta invención no están limitadas por los métodos de preparación de los datos digitales antes del escalonamiento. Los símbolos de datos provenientes del intercalador 72 se codifican ortogonalmente o son cubiertos por un código ortogonal asignado, en este caso un código Walsh, suministrado por un generador de código 74. El código del generador 74 es multiplicado por los datos de señal, o bien combinado con éstos, utilizando uno o más elementos lógicos 76. La velocidad de escalonamiento (chipping) del código ortogonal, así como los datos codificados se determinan por factores bien comprendidos por los expertos en este campo. Antes o después de que sean cubiertos por el código Walsh, los datos intercalados también pueden multiplicarse con una secuencia PNu binaria en un segundo elemento lógico 78 conectado en serie ya sea con la entrada o con la salida del multiplicador 76. Esta secuencia se proporciona por un generador de código PN 80 y corresponde a una secuencia PN única generada por o para cada terminal de usuario. El generador de código 80 puede construirse utilizando una variedad de elementos conocidos configurados para este fin. Una ID de usuario o dirección de terminal de usuario puede utilizarse para proporcionar un factor adicional para discriminar entre usuarios del sistema. En una alternativa, puede utilizarse un generador de encripción no lineal, por ejemplo un encriptor que utiliza el estándar de encripción de datos (DES por sus siglas en inglés) y una clave específica para el usuario, en lugar de utilizar el generador PN 80, según se desee. El código PNu con frecuencia es un código muy largo generado a una velocidad de escalonamiento alta y después se decimaliza para proporcionar una velocidad menor, por ejemplo de 19,200 kbps. Cuando se utilizan los valores binarios "0" y "1" para implementar los chips en los códigos ortogonal y PNu, los multiplicadores pueden implementarse por elementos lógicos, por ejemplo compuertas O-esclusivas . La circuitería del modulador de transmisión también incluye dos generadores PN, 82 y 84, que generan dos códigos de escalonamiento diferentes PNi y PNQ para los canales de En Fase (I) y Cuadratura (Q) , respectivamente. Estos generadores pueden compartirse en el tiempo entre varios transmisores utilizando elementos de interfaz adecuados. Un circuito de generación ej emplificativo de esta secuencia se expone en la Patente de los Estados Unidos No. 5,228,054 titulada " Po tencia de Generador de Secuencia de Pseudo -Ruido de Dos Longi tudes con Aj us tes de Desplazami en to Rápi dos " otorgada el 13 de julio de 1993 y cedida a la cesionaria de esta invención, incorporada aquí como referencia. Alternativamente, los códigos PN pueden prealmacenarse en elementos de memoria, como por ejemplo circuitos ROM o RAM, en la forma de cuadros de consulta con direccionamiento o vinculación automática. Estos códigos de escalonamiento PN también pueden ser el mismo código aplicando 90° fuera de fase en algunas aplicaciones. Los generadores PN 82 y 84 también responden a por lo menos una señal de entrada que corresponde a una señal de entrada que corresponde a una señal de identificación de célula o haz proveniente del procesador de control que proporciona un retardo de tiempo predeterminado o desplazamiento predeterminado para la salida de los códigos de escalonamiento PN, según resulte adecuado. Aunque sólo dos generadores PN se ilustran para generar los códigos de escalonamiento PNS y PNQ, puede entenderse fácilmente que en muchos otros esquemas del generador PN puede implementarse, utilizando un número mayor o menor de generadores . La salida de los datos de símbolo codificados ortogonalmente que procede del multiplicador 76 es multiplicada por los códigos de escalonamiento P i y PNQ utilizando un par de elementos lógicos o multiplicadores 86 y 88. Los mismos datos son ingresados a los dos multiplicadores y sometidos a combinación con los códigos individuales o a la modulación por los mismos. Las señales resultantes después son transferidas a la circuitería de amplificación y control de potencia adecuada, al controlador de potencia de transmisión 54 y al transmisor analógico 58. Las señales de salida codificadas ortogonalmente y escalonadas por PN resultantes son filtradas típicamente por un paso de banda y moduladas sobre una portadora RF, típicamente por la modulación bi-fase de un par de cuadratura de sinusoides que se suman en una sola señal de comunicación. Sin embargo, será fácilmente evidente que otros tipos de modulación podrán utilizarse dentro de las enseñanzas de la invención. Las señales resultantes pueden, además, amplificarse y filtrarse antes de sumarse con otras señales de enlace de ida y radiarse por una antena hacia la pasarela. Las operaciones de filtrado, amplificación y modulación se comprenden bien en este campo. Como ya se sabe, otras modalidades alternativas podrán intercambiar el orden de algunas de estas operaciones para formar una señal transmitida. Los detalles adicionales sobre la operación de este tipo de aparato de transmisión se encuentran en la Patente de los Estados Unidos No. 5,103,459, antes mencionada. El aparato y proceso anteriores también se utilizan para generar las señales piloto excepto que no hay datos intercalados o codificados que vayan a procesarse. En vez de esto, se cubre, una señal de nivel constante con un código único y después se escalona utilizando elementos lógicos 86 y 88. Cuando se desee, los datos en forma de un patrón repetitivo o sin cambio o con una estructura de trama no variable, pueden también utilizarse para formular una señal piloto. Es decir, la función ortogonal utilizada para formar el canal para la señal piloto en general tiene un valor constante, por ejemplo todos los 1 ó 0 o un patrón repetitivo bien conocido, como por ejemplo un patrón estructurado de 1 y 0 intercalados. Alternativamente, el patrón también puede hacerse pasar o no por una compuerta o multiplexarse con datos, por ejemplo a partir de un canal de datos. La señal piloto también se proporciona típicamente con más energía cuando se procesa mediante el controlador de potencia de transmisión 54 y el transmisor analógico 58, a fin de asegurar la energía adecuada para la recepción incluso en los márgenes de los haces, aunque esto no se requiere. Una vez modulada la señal piloto sobre el portador RF , es transferida hacia cada haz o al canal CDMA que recibe servicio de la pasarela, según se desee. Mientras que la técnica anterior proporciona un nivel deseado de escalonamiento PN que es útil para sistemas inalámbricos o celulares terrestres, tienen ciertos problemas al incrementarse con repetidores satélite, como se mencionó antes. Cuando se utilizan aplicaciones satélite o para algunas aplicaciones terrestres complicadas, los códigos de escalonamiento PN utilizados típicamente son demasiado largos para permitir una adquisición de señal lo suficientemente rápida. Sin embargo, cuando se utilizan en la presencia de los retardos de señal más largos analizados antes o con una potencia menor o señales piloto atenuadas, como se espera típicamente para los repetidores con base satelital, los códigos de escalonamiento PN no proporcionan una alternativa práctica. Es decir, se tienen problemas adicionales asociados con las señales piloto de potencia menor o con varios retardos de ruta de señal en un aumento de las incertidumbres en la adquisición de señal para los códigos PN cortos, que a su vez aumentan los tiempos de adquisición. Por lo tanto, los códigos PN más cortos que se emplean no han probado ser prácticos en el uso de diseños de sistema de comunicación actuales con base en satélites. La presente invención resuelve los problemas asociados con el uso de códigos de escalonamiento PN ya sea largos o cortos, utilizando una técnica de escalonamiento PN de niveles múltiples o "en capas". Visto de otra manera, la invención crea un nuevo código de escalonamiento robusto o altamente especializado a través de la combinación de un código de escalonamiento PN y una secuencia de código PN externo o identificador único. El nuevo código de escalonamiento aumenta esencialmente la escala de tiempo para el código de escalonamiento sin aumentar los tiempos de adquisición. Esta nueva técnica de escalonamiento mejora la forma en que las señales de comunicación son recibidas y demoduladas por las terminales de usuario en un sistema de comunicaciones de espectro escalonado, disminuyendo el tiempo de adquisición de la señal en una forma confiable.

Las modalidades ej emplificativas del aparato de escalonamiento útil para implementar un sistema de comunicación CDMA que utiliza la presente invención se ilustra en las Figuras 4a y 4b. En el escalonador de la Figura 4a, son recibidas las señales de información o de datos cubiertas ortogonalmente, previamente codificadas e intercaladas, como antes, mediante los multiplicadores o combinadores de señal 86 y 88. En este punto, los códigos de escalonamiento PN primarios o "internos" PNi y PNQ se aplican a partir de los generadores de código internos 82 y 84, como antes. Esto produce señales de comunicación de espectro escalonado del canal I y del canal Q. Estas señales pueden pensarse como escalonadas o moduladas en un primer nivel o capa por los códigos de escalonamiento PNi y PNQ . Sin embargo, en vez de transferir las señales escalonadas resultantes hacia el controlador de potencia de transmisión y los elementos de transmisión analógicos, como ya se mostró, se someten a un segundo nivel de escalonamiento PN . Como se muestra en la Figura 4a, por lo menos un generador adicional 90 de código PN se proporciona y genera un código PN que se sincroniza con la temporización de los códigos de escalonamiento PNi y PNQ, pero tiene un periodo más largo. Este código puede generarse utilizando el aparato conocido como ya se mencionó antes, o puede prealmacenarse en elementos de memoria para su posterior recuperación durante el procesamiento de señal. Como se señaló antes, un código PN interno típico es del orden de 1024 chips o más de longitud y se aplica a una velocidad del orden de 1.2288 Mcps (Mega/Millones de Chips por segundo) en un periodo de código o intervalo de aproximadamente 833 /¿segundos. El código PN externo nuevo es del orden de 255 a 288 chips de longitud y se aplica a una velocidad menor del orden de 1200 cps en un intervalo o periodo de código de aproximadamente 240 milisegundos. La modalidad ejemplificativa analizada aquí utiliza 288 chips sólo para fines ilustrativos, aunque otras longitudes de código (en términos del número de chips) quedan evidentemente dentro de las enseñanzas de esta invención. Simplemente se desea que la secuencia de código externa tenga un periodo de código mucho mayor que el código de escalonamiento PN interno . La secuencia utilizada para el nuevo código PN externo puede ser cualquier secuencia binaria pseudoaleatoria razonable. Para el ejemplo de 288 chips de longitud, no puede utilizarse una secuencia m completa (2m-l) pero podría utilizarse una porción de una secuencia m más larga, algunas veces referida como secuencia "cortada". Las secuencias espectralmente blancas son las preferidas, a fin de disminuir el tiempo de adquisición para la temporización externa por un usuario, pero no se requieren para los fines de la invención. El código externo en general es un código "real" mientras que el código interno es un código "complejo". La longitud de código se selecciona con relación a ciertas relaciones de temporización para el sistema de comunicación temporal, como es sabido por los expertos en este campo, y depende de las restricciones de hardware para los correlacionadores y otros aparatos de adquisición de señal. Es decir, la longitud de chip de código o periodo se selecciona con base en las restricciones del correlacionador entre otros factores, pero la longitud global del código se selecciona con relación a la longitud de tiempo que se requiere para resolver las ambigüedades en el retardo de trayectoria y la temporización de trama. En este ejemplo, un periodo de código de escalonamiento interno (longitud de código) está contenido dentro del periodo de un solo chip de código PN externo. El código de escalonamiento PN externo modula las secuencias PN internas (señal piloto) o los datos y símbolos Walsh (señales de tráfico) para producir la secuencia de escalonamiento final que se utiliza. El código de escalonamiento PN externo se combina entonces con las salidas de los combinadores 86 y 88. Mientras que esta combinación se presenta directamente, por ejemplo por multiplicación, puede lograrse un desempeño y operación mejorados en un intervalo mayor de desplazamientos de frecuencia utilizando un esquema codificador diferencial. La codificación diferencial reduce los requisitos de la coherencia de fase a un periodo de aproximadamente dos chips PN externos. Por lo tanto, en la modalidad preferida, la salida del código externo desde el generador 90 de código PN se codifica primero diferencialmente utilizando un multiplicador 92 y un elemento de retardo 94. El código PN externo se proporciona como una entrada al multiplicador 92 que recibe una segunda entrada desde el elemento de retardo 94, que tiene una entrada conectada a la salida del multiplicador 92. El valor utilizado para el retardo impuesto por el elemento 94 es un periodo de un chip, según se determina por la velocidad del chip del código PN externo. Este arreglo de bucle en sentido contrario forma un producto entre cada chip en el código PN externo en el tiempo K y un chip previo en el tiempo k-l (para un retardo de 1 chip) . Esto proporciona una secuencia PN codificada que se aplica como una cubierta de tipo NRZ (±1) adicional. En una modalidad, un valor de '0' puede utilizarse para codificar el primer chip, ya que no hay un chip anterior. Mientras que una codificación diferencial o diferencia del primer orden ha sido descrita, los expertos en este campo apreciarán que pueden utilizarse otros retardos y diferencias de orden superior distintos a los antes analizados de un solo orden. Sin embargo, esto requerirá de tiempos de coherencia más largos en el canal y no resultará ventajoso en muchos sistemas. No sólo podría ser útil en algunas aplicaciones un planteamiento de diferencia de primer orden, sino que también un planteamiento de diferencia de segundo orden. Por ejemplo, un esquema semejante a DDPSK requeriría de menos coherencia. Por lo tanto, esto puede expandirse para incluir dos puntos detección coherente, diferencial y diferencial de segundo orden. Sin embargo, las diferencias de primero y segundo orden son probablemente suficientes para la mayoría de las aplicaciones. La secuencia PN codificada en forma diferencial es transferida desde el multiplicador 92 a cada uno de los dos multiplicadores 96 y 98. Los multiplicadores 96 y 98 reciben, cada uno, la secuencia PN codificada como una entrada y una de las señales de información escalonada P i o PNQ, respectivamente, como una segunda entrada. Estas señales se multiplican entre sí para escalonar las señales PNi o PNQ por la secuencia PN externa codificada diferencialmente . Esto origina señales de modulación de espectro escalonado que son escalonadas por los códigos PN interno y externo para los canales I y Q. Estas señales de modulación pueden, cada una, transferirse a través de uno de los dos filtros 100A y 100B FIR de banda base, para remover los componentes de señal indeseables que resultan del escalonamiento múltiple o de otras operaciones. En el escalonador de la Figura 4b, son recibidas las señales de información o de datos cubiertas ortogonalmente, previamente codificada e intercalada, al igual que antes, mediante combinadores o multiplicadores de señal 86 y 88. Sin embargo, los códigos de escalonamiento PN primarios o. "internos", PN:_ y PNQ/ se aplican a cada uno de los dos multiplicadores 96' y 98' . Los multiplicadores 96' y 98' reciben, cada uno, la secuencia PN externa codificada como una entrada y un código PN interno como una segunda entrada proveniente de los generadores de código interno 82 y 84, respectivamente. La combinación o producto de los dos códigos se aplica entonces como la entrada a los multiplicadores 86 y 88. Alternativamente, el código PN externo puede aplicarse sin procesamiento diferencial como se muestra por el elemento en línea punteada 90 ' . La relación de los códigos de escalonamiento PN externo e interno y los símbolos de datos codificados se ilustra con mayor detalle en la Figura 5. Los símbolos de datos cubiertos son configurados en este ejemplo como de 128 chips de largo y como sincronizados en el sistema a la velocidad del código de escalonamiento de 1.2288 Mcps . Esto es conmensurable con un código de canalización de 128 chips de longitud, pero podrán utilizarse, según se desee, otras longitudes, por ejemplo 64. Esto origina ocho símbolos de código (de 128 chips cada uno) por cada periodo de código de escalonamiento PN interno (1024 chips) . El código PN externo (chip) queda constante durante todo el periodo de código PN interno, es decir, un chip PN externo de valor constante cubre el periodo de 1024 chips PN internos. Por lo tanto, al hacer una búsqueda sincronizada adecuada, una terminal de usuario puede adquirir la temporización del código PN interno primero y después resolver la temporización del código PN externo para lograr el control de temporización deseado. Sin embargo, para utilizar este enfoque, una terminal de usuario debe conocer o ser capaz de aproximar adecuadamente el momento en que se presentan los límites del chip PN externo. Esta información se utiliza para evitar que los receptores de la terminal de usuario integren la energía de señal, a través de los límites o fronteras, lo que conduce a resultados y sincronización inexactos. Por lo tanto, como se muestra en la Figura 5, los límites de chip PN externo se alinean para que ocurran en límites de periodo de código PN interno utilizando sincronización de sistema conocida.

Una vez que una pasarela ha preparado las señales de comunicación de espectro escalonado y las ha transmitido a través de los satélites, éstas deben ser recibidas por las diferentes terminales de usuario y debe determinarse la sincronización de señal adecuada. En la Figura 6 se ilustra una porción receptora de terminal de usuario para recibir, des-escalonar y detectar o decodificar señales de comunicación que emplean las técnicas de codificación PN antes mencionadas. La terminal de usuario mostrado en la Figura 6 pudiera residir, por ejemplo, en un dispositivo de comunicaciones inalámbrico, por ejemplo, únicamente de manera enunciativa, un teléfono vía satélite o teléfono celular móvil o portátil. La porción receptora que se ilustra en la Figura 6 utiliza por lo menos una antena 102 para recibir y transferir señales de comunicación hacia un receptor analógico o a un sistema receptor 104. Las señales de comunicación recibidas se disminuyen en frecuencia en un receptor analógico 104 y se amplifican antes de ser trasladadas a una frecuencia de banda base o IF adecuada, y se someten a filtrado y mayor amplificación. Las señales amplificadas resultantes se digitalizan entonces a una velocidad de reloj adecuada y se les da salida hacia por lo menos un receptor de datos digitales 106A y por lo menos un receptor buscador 108. Estas salidas se ilustran, con fines de claridad, como señales combinada de canal en fase y cuadratura-fase, pero en general en forma de canales separados I y Q. Los receptores de datos digitales adicionales 106B-106N se utilizan para obtener diversidad de señal, que puede ser óptima para algunos diseños de sistema. Los expertos en este campo reconocerán fácilmente los factores que determinan el número de receptores digitales empleados, como por ejemplo nivel típico de diversidad disponible, complejidad, confiabilidad de manufactura, costo, etc., que se utilizan para proporcionar una selección inicial de este número. El número de receptores buscadores puede exceder uno y también depende de la complejidad del sistema de comunicación, el número de canales que se van a buscar, la velocidad de adquisición de señal deseada y las restricciones de sincronización, etc., como se comprende por los expertos en este campo. La terminal de usuario también incluye por lo menos un procesador de control 110 acoplado a receptores de datos digitales 106A-106N junto con el receptor buscador 108. El procesador de control 110 en general proporciona, entre otras funciones, procesamiento básico de señal, temporización, control de potencia y transferencia de transmisión o coordinación, diversidad, funciones de combinación de diversidad y selección de frecuencia utilizada para portadores de señal . Otras funciones de cpntrol básicas normalmente efectuadas por el procesador de control 110 es la selección o manipulación de secuencias de código pseudo-ruido (PN) o funciones ortogonales o secuencias de código que van a utilizarse como parte del procesamiento de recepción y la transmisión de señal. Esto puede incluir los desplazamientos de temporización del código PN o de fase utilizados para adquirir diversas señales. Las salidas de los receptores de datos 106A- 106N se acoplan a un combinador de diversidad y al decodificador 112, que proporciona una sola salida hacia la circuitería de banda base digital 114, bajo el control del procesador 110. La circuitería de banda base comprende al resto de los elementos de procesamiento y presentación utilizados dentro de la terminal de usuario para transferir información hacia y desde una unidad de usuario. Es decir, los elementos de almacenaje de señales o datos, como por ejemplo una memoria digital a largo plazo o transitoria, dispositivos de entrada y salida como LCD o pantallas de video, bocinas, terminales de teclado y auriculares; elementos A/D, vocodificadores y otros elementos de procesamiento de señal analógica y de voz; todos forman partes de la circuitería de banda base del subscriptor que utiliza elementos conocidos en la técnica. Como se muestra en la Figura 6, alguno de estos elementos puede operar bajo el control del procesador de control 110 o en comunicación con éste. Con objeto de establecer o mantener un enlace de comunicación a través de un receptor de datos digitales, particular, se asignan uno o más receptores buscadores 108 para hacer un barrido a través de los códigos PN seleccionados y de los desplazamientos de tiempo de código y el espacio de frecuencia Doppler de las señales de comunicaciones recibidas para adquirir una señal. Es decir, para realizar una búsqueda periódica de los datos recibidos desde los receptores analógicos y determinar si una señal piloto (u otra señal deseada) está presente o para determinar primero cuál señal se está recibiendo en una señal piloto adecuada que va a utilizarse en la decodificación y recepción de señal subsecuente. En muchos sistemas, la señal más intensa es la señal piloto, pero esto no se requiere y probablemente no es lo que sucede en algunos sistemas de comunicación vía satélite. Es decir, mientras que a una señal piloto puede asignarse potencia adicional con relación a una señal de canal de tráfico típica para asegurar un rastreo y adquisición adecuados, eficientes y rápidos, ésta puede consumir más potencia de la deseada y originar una interferencia indeseada. Sin embargo, el proceso de la invención puede utilizar la señal más fuerte sin importar si se trata o no de una señal piloto, siempre y cuando la sincronización del código PN sea la adecuada, o sea, una señal piloto débil. Un método para determinar cuando la sincronización de señal de piloto (u otra señal) ha sido adquirida, es el establecimiento o selección de desplazamiento de fase estimados como "hipótesis" de la fase de código PN de la señal piloto y después probarlos mediante el des-escalonamiento de las señales de comunicación y el ruido acompañante, utilizando códigos de escalonamiento PN de referencia generada localmente, que se aplican a esos desplazamientos de sincronización. La energía asociada con los chips de señal en las señales correlacionadas es integrada sobre un intervalo de tiempo preseleccionado y se compara con uno o más valores de umbral predeterminados . La energía acumulada debe ser la más alta o por lo menos exceder un cierto nivel de umbral, cuando la referencia local y los códigos de escalonamiento PN de la señal tienen la misma sincronización. El aparato útil para realizar estas mediciones de energía al tomar las decisiones de detección de sincronización de código PN, algunas veces se denomina estadística de prueba de computación, como se describe con mayor detalle en la Patente de los Estados Unidos No. 5,644,591 titulada "Método y Apara to para Efectuar Adqui si ción de Búsqueda en un Si s tema de Comuni cación CDMA" y Patente de los Estados Unidos No. 5,577,025 titulada "Adquisi ción de Señal en un Sistema de Comunicación Mul ti -usuario que Utiliza Múl tiples Canales Walsh" , que se otorgó el 19 de noviembre de 1996 y se incorpora aquí como referencia. Los aparatos ej emplificativos para adquirir señales utilizando el nuevo código PN o escalonamiento externo se ilustran en la Figura 7.

La operación de este aparato asume que el más interno de los dos códigos PN o conjuntos de códigos ya ha sido adquirido, por ejemplo utilizando el aparato expuesto en las patentes a las que se hace referencia arriba. Es decir, los circuitos de terminal de usuario ya han determinado un desplazamiento de tiempo adecuado para el código PN interno. Después de este primer nivel de adquisición de señal, el desplazamiento de tiempo determinado o estimado para el código de escalonamiento PN interno se utiliza entonces en el des-escalonamiento de las señales recibidas con relación al código PN interno para proporcionar símbolos de datos escalonados de código PN externo. El des-escalonamiento se efectúa ingresando los códigos de escalonamiento PNI-inner y P Q-inner generados localmente como entradas para un des- escalonador o elemento de correlación 120. Estos códigos se aplican entonces a las señales de comunicación recibidas utilizando el desplazamiento de tiempo del código PN interno previamente determinado. La salida del des-escalonador 120 se ingresa a un par de acumuladores o elementos de acumulación y suma 122A y 122B. Los acumuladores 122A y 122B acumulan la salida del des-escalonador ya sea al canal I o al canal Q sobre el periodo del código PN interno. Como cada periodo de "chip" PN externo se extiende sobre el periodo de código (símbolo) PN interno, la energía de símbolo se acumula sobre este periodo para proporcionar la energía para cada chip de código PN externo. Los valores I., y Qk mostrados en la Figura 7 corresponden a los chips PN de código de escalonamiento externo késimo. I y Q, que se forman acumulando 1024 de los chips de código de escalonamiento I y Q, para la modalidad ejemplificativa. Otras longitudes de código de escalonamiento originan otros periodos de acumulación diferentes o números de chips diferentes, en forma correspondiente . Para adquirir el código PN externo a partir de los valores I]_ y Qk, el receptor de terminal de usuario debe primero efectuar la decodificación diferencial de alimentación directa de las señales. Una técnica ejemplificativa para lograr esta decodificación es el uso de una estructura de producto de punto, como la que se utiliza generalmente en la demodulación de datos . Un análisis adicional de esta estructura y de su operación para la demodulación de datos se encuentra en la Patente de los Estados Unidos No. 5,506,865, titulada " Circui to de Producto de Pun to de Portador a Pi loto " cedida a la cesionaria de esta invención e incorporada aquí como referencia. En la técnica expuesta en la patente anterior, se forma un producto de punto entre un vector de señal de datos y un vector de referencia derivado de una señal piloto recibida. Un vector de datos típico tiene longitudes de símbolo de 64 ó 128 chips, siendo ésta la longitud de los códigos de canalización ortogonales. Sin embargo, en contraste con la situación de recepción de la señal de datos, el actual periodo de "símbolo" es de 1024 chips internos y los actuales vectores de señal (Ik, Qk) se puntean (dotted) con un vector de señal previo y no con un vector de referencia. El mismo código PN externo se utiliza para los dos canales I y Q y el valor medio (energía de chip E) de un chip PN externo en cualquiera de estos canales tiene la forma: en donde Ec es la energía de chip de la señal recibida, E{ lk) es el valor medio para el canal I y { Qk) es el valor medio del canal Q. El producto de punto asociado con un chip PN externo k tiene la forma: dk = TjcJjc-i + QkQk-i ' Cuando el chip Jc PN de código de escalonamiento es el mismo que su predecesor, k- l , entonces el valor medio de d¿ es simplemente (1024) EC (longitud de código al cuadrado por la energía de chip) . Sin embargo, si los chips PN externos difieren entre sí, el valor medio de d es -(1024)2EC y se ha logrado la decodificación diferencial deseada. La decodificación diferencial de los chips recibidos utilizando el procesamiento de producto de punto se muestra esquemáticamente en el lado izquierdo de la Figura 7. La salida del acumulador 122A se proporciona como una entrada a un multiplicador 124A y la salida del acumulador 122B se proporciona como una entrada a un multiplicador 124B-Al mismo tiempo, las salidas de los acumuladores 122A y 122B también se proporcionan como entradas a cada uno de un par de elementos de retardo 126A y 126B, respectivamente. Las salidas de estos elementos de retardo a su vez se proporcionan como segundas salidas a los multiplicadores 124A y 124B, respectivamente. Los elementos de retardo 126A y 126B imparten in retardo de un periodo de un chip PN externo hacia las señales Ik y Qk antes de que sean ingresadas a los multiplicadores. Esto da por resultado los multiplicadores 124A y 124B que forman productos entre cada chip PN k y su predecesor. Los productos formados en los multiplicadores 124A y 124B para el késimo y (k-i)ésimo chips I y Q se suman entonces conjuntamente utilizando un elemento de suma o sumador 128 para generar el valor del producto de punto deseado dj_ que corresponde al código de escalonamiento externo PN con una codificación diferencial removida. La secuencia de chip del código PN decodificado, dk, se correlaciona entonces contra desplazamientos de tiempo diferentes de una versión local del código PN externo. Como el código de escalonamiento PN externo tiene un periodo más largo del orden de 240 milisegundos, es importante maximizar la probabilidad de detectar el alineamiento adecuado dentro de un solo periodo PN externo (288 chips PN externo) . De otra suerte, una cantidad significativa de tiempo transcurre y se desperdicia esencialmente respecto a la realización de mayor procesamiento de señal mientras que se espera que el siguiente periodo inicie . Esto sugiere que un planteamiento de filtro pareado sea útil para implementar la operación de correlación. Conceptualmente, un filtro pareado es una línea de retardo con tomas, de elementos de memoria W, es decir, una longitud de filtro de W. Los promedios ponderados de la toma son los primeros bits W del PN externo y todos los W de las salidas ponderadas se suman por un acumulador cada vez que es recibido un nuevo chip PN de código de escalonamiento externo y sincronizado hacia el filtro. La salida del acumulador se compara entonces con un umbral . Una salida de filtro que excede el umbral indica un alineamiento adecuado con el código de escalonamiento PN externo. El uso de un filtro pareado, hace que la probabilidad de adquirir la señal piloto dentro de uno o dos periodos puede ser muy alta. Los filtros más largos proporcionan mejores probabilidades de detección que los más cortos, pero son más costosos de implementar. Este planteamiento del filtro pareado se muestra en la Figura 7, en donde un filtro pareado 130 está conectado para recibir los valores secuenciados d__ como una entrada y proporcionar una salida correlacionado con un elemento de comparación o comparador 136. El comparador 136 produce una salida que indica cuando la salida de correlación del filtro 130 excede el umbral deseado. La salida del comparador 136 puede utilizarse junto con la circuitería de detección y adquisición conocida para seleccionar o indicar el momento adecuado en que los valores de desplazamiento de sincronización seleccionados que se utilizan para el escalonamiento PN son los apropiados . El tiempo inter-llegada para los chips PN externos para el ejemplo proporcionado antes es de 0.833 milisegundos, haciendo factible realizar las operaciones de filtrado del filtro pareado 130, utilizando una variedad de elementos ya sea de hardware o de software, conocidos por los expertos. El hecho de que las ponderaciones de la toma sean restringidas al ajuste {+1, -1} permite que un solo sumador en serie sume los elementos en el filtro donde las ponderaciones de toma indican adición o substracción. Por ejemplo, una memoria intermedia circular puede utilizarse para implementar el filtro. Debido a que cada chip PN externo se formula a partir de la suma de los 1024 chips PN internos, los "chips PN internos se benefician de una "ganancia de procesamiento" de 30 dB con relación a los chips PN internos. Esta ganancia implica que la diferencia entre el máximo del pico y el máximo fuero del pico (Rmax) d la función de autocorrelación PN externa (ACF) sea todavía más importante para determinar el desempeño de la adquisición que lo que sucede para el código de escalonamiento PN interno. Solamente unos cuantos de los valores ACF fuera de pico más grandes son los suficientemente grandes para ser empujados hacia el umbral por la adición de ruido. Consecuentemente, el criterio principal para seleccionar un código PN externo debe ser la disminución del valor de correlación máximo fuera de pico para un tamaño de ventana de correlación parcial apropiada (es decir, longitud de filtro pareado) . Como los chips de código externo duran aproximadamente 1000 veces más (1024) que los chips de código interno, una correlación con base en 24 chips externos integrará 1000 veces más la energía de señal que una correlación con base en 24 chips internos. Incluso en la integración sobre un código interno más largo y completo, digamos del orden de 2048 chips, todavía se proporcionarían más de diez veces la energía de la señal. Un ejemplo del impacto relativo sobre el proceso de correlación se muestra en la Figura 8. En la Figura 8, una curva de respuesta 160 muestra una respuesta relativa ejemplificativa de pico y fuera de pico cuando se utiliza un código de escalonamiento PN más largo, mientras que la curva 162 muestra una respuesta cuando se utiliza un filtro pareado con el código PN externo más corto. El beneficio es fácilmente evidente . El esquema de detección del filtro pareado antes descrito, trabaja adecuadamente sólo cuando el umbral se escala con respecto a una energía de chip PN externo, recibida, promedio. Un método simple pero efectivo para ajustar este umbral es establecer un valor que esté a la mitad entre un resultado de correlación promedio cuando está alineado (1024) 2WEC, y un resultado promedio máximo cuando está desalineado, (1024 ) 2RmaxEc .

El ajuste de este tipo de valor de umbral en general requiere que alguna forma de control de umbral automático (ATC) se utilice para calibrar correctamente el umbral. Este ATC es relativamente fácil de implementar ya que la magnitud de la salida del producto de punto produce un estimado de (1024) 2EC. Estas muestras de salida pueden enrutarse a un filtro simple, en donde son promediadas, para proporcionar cierta inmunidad al ruido, y el promedio resultante es escalado por un factor de (W + Rm x) /2 para producir el umbral requerido. Este planteamiento se ilustra en el lado derecho inferior de la Figura 7, en donde un elemento de formación de magnitud 132 está también conectado para recibir la secuencia de los valores de producto de punto d - El elemento de formación de magnitud 132 genera una salida que indica la magnitud relativa de la secuencia de entrada recibida. Esta magnitud se proporciona entonces como una entrada a un filtro de umbral 134, que a su vez promedia los valores y escala el promedio resultante por un factor de (W + Rma?) /2 para producir el umbral de referencia deseado. Este umbral de referencia se proporciona entonces como una entrada al comparador 136. En una alternativa, el elemento de magnitud 132 y el filtro de umbral 134 pudieran reemplazarse por uno o más filtros pareados adicionales (no mostrados) y la detección podría hacerse utilizando comparaciones entre las salidas de filtro pareado múltiples, y no comparando contra un umbral. Por ejemplo, las salidas de filtro pareado se recolectan para el periodo completo del PN externo y después el valor de salida más grande se selecciona. Hay otros diversos aspectos que deben considerarse al implementar la invención. Primero, se utilizan rastreadores de tiempo y frecuencia en los receptores de la terminal del usuario para rastrear la sincronización de los códigos de escalonamiento PN internos . El uso de estos rastreadores de frecuencia se analiza con mayor detalle en las patentes de adquisición de señal antes mencionadas . Estos rastreadores deben acoplarse u operar antes de que inicie la adquisición del PN externo. Esto mantiene a las señales lo más coherente posible sobre las acumulaciones de longitud de 1024 que se están utilizando. Estos rastreadores se hacen inmunes a la modulación PN externa ajustando sus acumulaciones para que no se expandan más allá o sobre un límite de chip PN externo. Sin embargo, estos rastreadores de frecuencia deben recibir su entrada directamente del des-escalonador, ya que los filtros piloto no son inmunes a la modulación PN externa, según se desea. En segundo lugar, la generación de la versión local del código de escalonamiento PN externo es inhabilitada durante la adquisición del PN externo. Una vez que la sincronización del PN externo se resuelve, entonces el generador PN externo local es activado para iniciar la remoción del código externo a partir de los datos recibidos. En tercer lugar, la adquisición del código de escalonamiento PN externo no debe iniciar hasta que el rastreador de frecuencia esté casi en una operación de estado estable. Si la adquisición inicia cuando un rastreador está todavía en un modo transitorio, la calibración de umbral puede no ser válida debido a las variaciones observadas en Ec a medida que el error de frecuencia cambia. Cierto método para determinar cuando el valor de umbral es válido se necesita en general. Potencialmente, puede utilizarse una medición de la etapa de verificación para estimar la Ec y el valor de umbral correspondiente. Posteriormente, la adquisición PN externa no se habilita hasta que el valor de umbral actual llega a 90% de este estimado. Una vez que los valores de producto de punto se consideran válidos, también se permite un retardo de W chips de PN externo con objeto de "cargar" el filtro pareado antes de que se habilite la prueba de umbral de detección . Mientras que la modalidad de la invención antes descrita representa un avance en la técnica para la adquisición de señales, se ha descubierto que puede lograrse una mejora adicional utilizando secuencias de código de escalonamiento PN externo particulares. Es decir, al usar ciertas secuencias o tipos de secuencias para, construir el código de escalonamiento PN externo se mejora adicionalmente el desempeño cuando se emplea la técnica de la invención. Un análisis del desarrollo y uso de estas secuencias se proporciona a continuación. En general, el aumento del tamaño de W y la selección de un código adecuado produce probabilidades de error más pequeñas (errores y alarmas falsas) . Sin embargo, la selección de un código adecuado es importante ya que si el valor de Rmax aumenta junto con aumentos en W, las mejoras en el desempeño del sistema de comunicación podrán ser muy limitadas incluso a medida que el tamaño de W aumenta. Esto puede observarse utilizando una aproximación para obtener un estimado de la probabilidad de un error que tiene la forma: en donde I0 es un nivel de señal de interferencia asociada con la recepción de la señal de interés. Si los valores de Ec/I0 y N, la longitud del código PN interno, son fijos y todos los términos constantes resultantes se combinan en una sola constante C, esta relación puede reducirse a una forma simplificada: La obtención de un estimado exacto de una probabilidad de alarma falsa es más difícil ya que hay múltiples oportunidades de que se tenga una alarma falsa en cada periodo PN externo y las estadísticas de estas oportunidades varían dependiendo de los valores correspondientes de la función de autocorrelación. Sin embargo, es efectivamente cierto que la probabilidad de falsa alarma, al igual que la probabilidad de un error, disminuyen como una función de (W-Rmax) / -TW . Como una aproximación muy gruesa, la probabilidad de alarma falsa puede decirse que es superior que Pmiss, hasta en un orden de magnitud, debido a las múltiples oportunidades de que se presente una alarma falsa. Para obtener una probabilidad de falsa alarma más precisa, en general es mejor recurrir a las simulaciones . De la observación de la segunda relación anterior, puede extraerse que el mejor desempeño se logra en general aumentando la diferencia entre W y max, mientras que se mantiene a W lo más pequeña posible. Por supuesto, la conservación de W pequeña también es deseable desde una perspectiva del hardware . Se selecciona el mejor código para utilizarse en la invención utilizando el criterio de selección con base en una señal parcial o en una correlación de código en lugar de una correlación plena. Una búsqueda exhaustiva de todas las 2288 secuencias posibles binarias de 288 de longitud no se efectúan todas las veces que una terminal de usuario desea adquirir una señal, sino que se hacen una vez o más durante el diseño del sistema de comunicación para encontrar un código adecuado. Esta búsqueda sería excesivamente larga y presentaría retardos de comunicación indeseables. Por lo tanto, se desarrolló un planteamiento altamente útil o eficiente, aunque un poco menos óptimo. Para esta técnica o planteamiento se selecciona primero un filtro pareado de longitud W. Se genera o construye entonces un código a partir de subsecuencias de longitud W utilizando la estructura: [A B B ... B] . Por ejemplo, supongamos que W se selecciona para que tenga una longitud de 24 chips (longitud de filtro pareado de 24) y la longitud del código PN total es de 288 chips. Posteriormente, las dos secuencias 'A' y 'B' son de longitud 24 y 'B' aparece un total de 11 veces [es decir (288 chips-24 chips) /24 chips iguala al uso de 'B' que es 11] . El filtro pareado después se construye utilizando la subsecuencia de 'A' de manera que el receptor siempre correlacione 'A' contra una subsecuencia de 24 chips externos del código de longitud completa de 288. Ésta es una operación mucho más rápida que la correlación que utiliza toda la secuencia. Cuando la sincronización del receptor de la terminal de usuario está adecuadamente alineada con el código PN externo, el valor de correlación resultante es W (24) sin importar la elección de 'A' o 'B1. Es decir, el valor de correlación refleja chips totales recibidos W para las señales alineadas y cero cuando no están alineadas. De manera que un objetivo es seleccionar valores para 'A' y 'B' de manera que todas las correlaciones periódicas de 'B1 con 'A' se disminuyan y de manera que las correlaciones de A con las porciones o regiones transicionales 'A B' y 'B A' del código PN de repetición también se disminuyan. Los solicitantes descubrieron que una selección efectiva de los valores de chip para la subsecuencia 'B' es hacer que todos los chips sean ya sea +1 ó -1. Este planteamiento hace factible efectuar una búsqueda exhaustiva de la mejor secuencia 'A', siempre y cuando W no sea demasiado grande, y produce un código de escalonamiento externo que es relativamente fácil de generar . La aplicación de la técnica de búsqueda antes descrita conduce a la de identificación de un muy buen código acoplado con una longitud de veinticuatro (W=24), siendo la Rma? igual a cero. El código identificado produce probabilidades de error de varios órdenes de magnitud más pequeñas (para W=24) que los códigos desarrollados por otras técnicas probadas, por ejemplo el truncado de secuencias m o las búsquedas pseudoaleatorias . En Ec/I0 de -21 dB, se espera una probabilidad de alarma falsa de menos de 10~4 con una probabilidad incluso menor de un error. Consecuentemente, se cree que el uso del código analizado a continuación puede observarse como una buena compensación entre la obtención de pequeñas probabilidades de error y la manutención del filtro pareado lo más corto posible. Los primeros 24 bits de este código, la porción llamada 'A' son: [-1-1 1-1 1-1-1 1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1-1-1 1-1 1] y todos los bits restantes, la porción 'B' son 1. El mapeo de 1 a 0 y de -1 a 1, hace que el PN externo pueda convertirse en una forma octal más compacta de: 6 5 4 7 2 3 7 2 0 0, para su almacenaje y recuperación. Es decir, el formato +/- 1 es útil para estudiar la correlación e interferencia, pero los generadores PN normalmente se basan en formatos 0,1 y comúnmente se utilizan códigos de octal en los sistemas de codificación. Un ejemplo de la sincronización de este código sobre un periodo de 288 chips con relación al proceso de filtro se ilustra en la Figura 9. En la Figura 9, el código externo útil 170 se muestra con chips que tienen una porción variable de 24 bits, 172, seguida por una porción de 264 chips o de valor 'l1 de bit constante 174. Por comparación, una porción de un código pseudoaleatorio más largo 176 que también pudiera resultar útil para implementar la invención, como se menciona a continuación, también se muestra. Puede resultar más conveniente almacenar el código PN externo codificado diferencialmente o la secuencia o secuencias de este código dentro de la circuitería del transmisor de pasarela, y no almacenar una versión no codificada y proporcionar un codificador diferencial en el hardware para que opere sobre los datos, como se muestra en la Figura 4.

Esto reduciría al hardware eliminando el multiplicador 92 y el elemento de retardo 94 para cada uno de los muchos canales procesados por la pasarela. Para lograr esta reducción, puede adoptarse una convención para almacenar secuencias codificadas diferencialmente en los elementos de almacenaje o memoria que se utilizan en el transmisor, en donde se inicializan a 1 en la notación {1, -1} o 0 en la notación {0, 1}. Utilizando este planteamiento y almacenando un código PN codificado diferencialmente , los primeros 24 bits codificados diferencialmente de la secuencia anterior se convierten: [-1 1 1-1-1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1 1-1 1-1 1 1-1-1] y los 264 bits o chips restantes son -1. Desafortunadamente, existe un pequeño problema para almacenar la versión diferencialmente codificada de este código de escalonamiento PN externo. Después de completar la codificación diferencial sobre un periodo completo del código PN externo, el estado de la memoria del codificador diferencial o del transmisor, que son los valores almacenados, es el opuesto a lo que era al inicio del periodo PN externo. Esto significa que la codificación repetida de la secuencia PN externa produce una secuencia de código diferencial que tiene una periodicidad de 2 x 288 (chips) y la segunda mitad de la secuencia es el complemento de la primera mitad. Pueden emplearse varios planteamientos para tomar en cuenta esta pequeña complicación. Primero, el código PN externo no codificado puede almacenarse sobre un periodo y la codificación diferencial efectuarse en tiempo real. En segundo lugar, el total de 2 x 288 bits del código de escalonamiento PN externo, codificado diferencialmente, puede almacenarse sobre un periodo PN externo. En tercer lugar, en alguna parte entre los bits 48 y 264 en la secuencia de código PN externo no codificada, un solo bit puede vascular en valor. Esta simple acción conserva Rmax=0 y hace que el periodo de PN externo codificado sea igual a 288 bits. En cuarto lugar, el bit 24 del código PN externo no codificado puede ser basculado. Esta acción conserva la cadena de 264 ls y hace que el periodo del código de escalonamiento PN externo codificado sea igual a 288 bits. Sin embargo el desempeño puede sacrificarse con esta última técnica ya que Rmax es ahora igual a dos . Cuando W es igual a 24, el código PN externo especificado arriba da por resultado una Rmax igual a cero, pero | R | max es igual a ocho. Si por alguna razón se hace deseable utilizar un código PN externo con un valor pequeño para |R|max, el siguiente código está en forma de octal : 7 1 3 2 1 0 7 7 7 ... 7, ó [-1-1-1 1 1-1 1-1-1 1-1 1 1 1-1 1 1 1-1-1-1-1-1-1-1-1-1 1 1 1...1] en forma binaria mapeada, proporciona un valor para I R | ma igual a cuatro. Se realizó una simulación utilizando el código de escalonamiento PN antes seleccionado y el circuito de adquisición de la Figura 7. Incluso cuando se utilizaron intensidades de señal piloto bajas de hasta Ec/l0= -22 dB, las probabilidades de error fueron tan pequeñas que no se presentó ni un solo error, ya sea falsa alarma o falla, en 100,000 ensayos simulados. Es decir, la probabilidad de que el sistema indique incorrectamente que la sincronización del código de escalonamiento PN no es exacta o es exacta, respectivamente. Una aproximación analítica del método ATC estimó una probabilidad de un error, en donde Ec/I0=-22 dB, del orden de 3.4 x 10"6. Cuando el valor de Ec/I0 se redujo adicionalmente a -25 dB , la aproximación analítica de la probabilidad de un error fue de 1 x 10"3. Utilizando el método ATC, los resultados correspondientes para los 100,000 ensayos fue una probabilidad de aproximadamente 2.6 x 10"4 para un error y 7 x 10"4 para una falsa alarma. El uso del método de recuperación del valor más grande, como se hizo referencia previamente, dio por resultado una probabilidad de menos de 1 x 10"5 para un error y menos de 1 x 10"5 para las falsas alarmas para 100,000 ensayos. Es decir, no se observaron errores o falsas alarmas en 100,000 ensayos. Si se desean probabilidades de error aún más pequeñas, un planteamiento más redituable es requerir de una segunda prueba de búsqueda. Esto se realiza fácilmente esperando simplemente un periodo de 288 chips externos después de que se ha presentado una detección de código PN externo y repetir la prueba de determinación de sincronización. La probabilidad de que sea una falsa alarma en ambas pruebas independientes de la sincronización es el cuadrado de la probabilidad de la falsa alarma de una búsqueda simple. Por ejemplo, el uso de una segunda prueba de búsqueda con el método ATC en Ec/l0 = -25 dB cambia la probabilidad de la falsa alarma de 7 x 10~4 a aproximadamente 4.9 x 10"7. La penalidad o pérdida de tiempo asociada con esta segunda búsqueda es de 240 milisegundos adicionales. El código PN presentado antes origina un código PN externo que consiste de un segmento de búsqueda aleatoria corto, de 24 chips de largo, y un segmento de longitud constante, 264 chips de largo. También se ha observado que un código PN alternativo hace una búsqueda pseudoaleatoria sobre la longitud completa de los 288 chips y puede formarse simplemente como una secuencia m truncada. Este código externo es un corte subsecuencia de una secuencia m de longitud 511. La característica polinomial es: Q(z) = 1 + ze + Una estructura generadora ejemplificativa para generar este código se muestra en la configuración Galois LFSR en la Figura 10. El estado inicial (contenido del registro) debe ser [000010010] . Los primeros nueve chips de la secuencia seleccionada son 010000110, siendo el que está más a la izquierda el primer chip. Este generador va a sincronizarse 288 veces y después se restablece al estado inicial para proporcionar la secuencia de código deseada. Es decir, la secuencia PN externa se repite cada 288 chips o un periodo de chip externo. Esto da por resultado un código con una correlación fuera de pico máxima de 12 en un tamaño de ventana de correlación de 48. Esto puede proporcionar mejor desempeño que el código previo que se optimizó específicamente para un filtro pareado de longitud 24. Esto proporciona un nivel aceptable de desempeño con una sola búsqueda. El código no truncado puede observarse en "Comuni caciones de Espectro Escalonado " Volumen 1, de Simón, et al., en el Cuadro 5.8. Sin embargo, el método del detector de filtro pareado utilizado en la modalidad anterior no puede desarrollarse tan bien con el código PN alternativo. Incluso si la longitud de filtro digamos se duplique a 48 bits, la probabilidad de no detectar la sincronización de señal correcta (1- Pdeteat) es de más de un orden de magnitud más grande que el código alternativo, proporcionando una probabilidad fija de falsa alarma. Por lo tanto, otra modalidad del circuito de adquisición de código PN se presenta más abajo. El concepto básico consiste de recolectar un bloque de chips PN externos a partir de la salida de los elementos decodificadores diferenciales 124A 124B y 128, y después correlacionar este bloque contra todas las alineaciones posibles de una referencia local para el código de escalonamiento PN externo. Una arquitectura de adquisición de señal para lograr este proceso de correlación se muestra en la Figura 11. En la Figura 11, las porciones decodificadoras diferenciales y de desescalonamiento del aparato de adquisición de señal quedan sin cambio a partir de la configuración mostrada en la Figura 7. Sin embargo, el filtro pareado 130 que recibió los chips dk, de código PN externo se reemplaza ahora por una memoria intermedia 140 y un correlacionador de bloque 142. El tamaño actual de la memoria intermedia 140 y de los bloques de datos utilizados en el correlacionador de bloque 142 se determinan de acuerdo a la aplicación específica y a los parámetros de operación del sistema de comunicación, como se conoce en la técnica. Es decir, la complejidad de la circuitería y del tiempo para procesar los bloques de datos y los requisitos para la adquisición de velocidad y exactitud, determinan estos tamaños. Solamente con fines de ilustración, se utiliza un tamaño de 48 chips como un valor representativo al analizar esta modalidad. En este ejemplo, la memoria intermedia 140 recolecta 48 chips de código PN externo o chips sobre un periodo de 48 chips externos, y después los transfiere como un bloque de datos al correlacionador de bloque 142 para procesarlos. Una vez que los datos son transferidos fuera del correlacionador de bloque 142, éste comienza a recibir y almacenar en memoria intermedia los siguientes 48 chips externos. Una representación más detallada de un correlacionador de bloque ej emplificativo 142 se ilustra en la Figura 12. Cuando un bloque de los chips de código PN externos decodificados es transferido al correlacionador 142, los chips individuales se almacenan DATOS (0) hasta DATOS (47) en ubicaciones consecutivas de la memoria, en un elemento de memoria o almacenaje 144, al que también se hace referencia como bloque de datos. Una copia binaria ( +/- 1 en este modelo) local del código PN externo se almacena en una serie de ubicaciones de memoria consecutivas PN(0) hasta PN(287) en un elemento de memoria 146, también referido como bloque de código externo. Cada uno de estos bloques tiene una línea de salida o bus que se conecta como una entrada a un acumulador 148. La salida del bloque de datos 144 es dirigida hacia una entrada de datos para el acumulador 148 y la salida del bloque de código externo 146 se dirige a una entrada de control de suma/substracción para el acumulador 148. Los valores binarios recuperados del bloque de código externo PN 146 se utilizan para controlar líneas de suma/substracción del acumulador 148 de manera que determinan si el valor de datos de corriente que se está recuperando del bloque de datos 144 se suma o substrae con el contenido del acumulador actual. El acumulador 148 calcula o genera la correlación de los datos con el código de escalonamiento PN local en cada tiempo de desplazamiento de código PN local posible. En general, un desplazamiento de tiempo se prueba para cada 288 pases a través de los datos. El valor de correlación más grande y su Índice correspondiente se salvan en otra ubicación de memoria 150, que puede formar parte del acumulador 148. Este valor de índice es reportado entonces al controlador 110 o a otra circuitería de adquisición de señal, como un estimado mejor del alineamiento del código de escalonamiento PN externo, adecuado. Una representación de pseudocódigo de los pasos utilizados en este procesamiento se proporciona a continuación. Estos pasos se repiten cada vez que un nuevo bloque de chips de código PN externo decodificado es transferido hacia el correlacionador de bloque 142. Los pasos de procesamiento tomados en el correlacionador de bloque 142 se expresan por los pasos de pseudocódigo: Ajustar el valor de Rmax y Rma?_i igual a 0 Para Ri = 0 a 287 R = 0 Para j = 0 a 47 R = R + Data(j) * PN((Ri + j ) mod 288) Terminar Para Si R > Rm x Rmax = R Rmax_i = Ri Terminar Sí Terminar Para Esto procesa simplemente los datos ajustando primero los valores para R, Rma?, y Rmax_i igual a 0, en donde * i ' es un valor índice para un tiempo particular o desplazamiento de fase particular para un código. Es decir, el número de chips por el cual se desplaza el código. Posteriormente, para cada Ri que corre de 0 a 287, el valor de R se determina para cada uno de los 48 valores de datos, es decir para j = 0 a 47, de acuerdo a la relación: R R + Data(j) * PN((R? + j ) mod 288) Cada vez que R se determina, se compara con Rmax y si el valor determinado para R es mayor que el valor actualmente almacenado para mx, entonces Rma? se ajusta igual a este valor para R, y Rmax_i se ajusta igual a Ri . Por lo tanto, cada vez que R excede Rmax, este valor de R se selecciona como un nuevo valor para Rmax y el valor Ri que produjo este resultado se registra como Rma?_i • Al final del procesamiento, el valor de Rmax_i proporciona la información de sincronización deseada. Un problema con el segundo código PN propuesto con respecto al primero, es que requiere de utilizar más hardware, principalmente en forma de memoria y circuitería de recuperación y almacenaje asociada. Este código PN también demanda una velocidad de computación relativamente superior para el almacenamiento y memoria intermedia y el procesamiento de los bloques de los chips externos codificados. Al mismo tiempo, incluso cuando se utilizan longitudes de bloque más largas, las estadísticas de detección y falsa alarma (con base en un solo bloque) podrán o no ser tan buenas como aquellas encontradas para el primer código PN propuesto. Se anticipó como gruesamente equivalente, sin embargo, se ha encontrado que la extensibilidad del código PN externo alternativo y el cambio de búsquedas repetidas sin esperar un periodo PN externo completo vale la pena como para añadir complejidad computacional . Por lo tanto, un código externo más aleatorio podrá utilizarse en lugar del código especial [A B B ... B] . Esto significa que puede utilizarse una ventana de correlación más larga de W = 48. Resulta que ésta es lo suficientemente larga, tanto, que un cuadro relevante de códigos PN pudiera también encontrarse en la literatura. Uno de los códigos del cuadro proporciona desempeño equivalente al (o ligeramente menor) desempeño del código espacial acoplado a W=24. Como se mencionó antes, para tomar una segunda búsqueda en la sincronización PN externa o en la alineación a fin de verificar la adquisición adecuada de temporización o de alineamiento para el primer código PN propuesto, se requiere esperar todo el periodo 'B' del código PN y recargar la porción 'A'. Es decir, casi 240 milisegundos (el periodo del código PN externo) transcurren hasta que la parte interesante del código PN externo de nuevo es cargada al filtro pareado 130. Con el planteamiento del código PN alternativo, una segunda búsqueda podrá utilizarse con el bloque inmediatamente siguiente de los chips del código PN externo desodificado . Por ejemplo, el uso de un tamaño de bloque de 48 chips decodificados , el procesamiento o proceso de prueba de correlación (probar cada uno de los 288 pases de datos) puede repetirse varias veces durante un periodo PN externo. La habilidad de tomar decisiones de adquisición con base en pruebas repetidas en ausencia efectiva de un periodo de espera, compensa con mucho la complejidad computacional añadida que generalmente es proporcionada por una sola prueba que utiliza el código PN alternativo. Las ventajas adicionales de utilizar un código PN externo más aleatorio son que todas las porciones del código PN externo alternativo llevan información. Esto hace que el código de escalonamiento PN externo alternativo sea más robusto en los entornos de error de ráfaga ya que cualquier bloque de chips decodificados puede utilizarse. En contraste, sólo una porción 'A' limitada del primer código de escalonamiento PN propuesto puede utilizarse. Además, un código de escalonamiento PN que utiliza una proporción larga y fija no es extensible ya que está diseñado específicamente para optimizar el desempeño con un detector de filtro pareado de longitud N, en este caso N=24. La porción 'B' de ese código no puede cambiarse y no permite el desempeño mejorado si las porciones restantes de la circuitería de adquisición también cambian, por ejemplo aumentando la memoria o el tamaño del bloque correlacionador, etc. Sin embargo, el código de escalonamiento PN alternativo es más pseudoaleatorio sobre toda su longitud y hace más factibles las modificaciones. Como ya se señaló previamente, las operaciones no necesariamente son "primero" el código interno y "segundo" el código externo. El uso de "primero" y "segundo" tiene el fin de aclarar la ilustración y la conveniencia de la notación utilizada en la descripción. Esto puede observarse efectivamente como la creación de un código nuevo más largo con algunas características diseñadas específicamente, lo cual es el producto de estos dos códigos. El orden de operación para el demodulador de datos o del lado de transmisión (transmisor) puede presentarse en cualquier forma, es decir, aplicando estas secuencias de escalonamiento en cualquier orden. Pueden aplicar primero el código interno a los datos y después el código externo o aplicar el código externo y después el código interno. Alternativamente, la operación se presenta como una combinación separada de los códigos que después se utiliza para el escalonamiento. Sin embargo, el receptor buscador es sensible al orden en que se están realizando las operaciones. En este caso, el código interno obtiene el desescalonamiento o se utiliza primero para desescalonar. Es decir, para fines de adquisición sí importa en dónde está primero el código PN interno y en segundo lugar la secuencia PN externa en el buscador. Debe aclararse que el proceso de adquisición es un proceso de "dos pasos", algunas veces referido por los inventores 'afianzado' . En la práctica, el teléfono o dispositivo inalámbrico adquiere primero el código interno rápidamente y después adquiere el código externo. El uso de este planteamiento de "dos pasos" significa que el número de hipótesis se ha reducido en gran medida. Esto proporcionó una motivación subyacente para el uso de este planteamiento en sistemas de comunicación. Puede pensarse de la adquisición como un inicio sin conocimiento de temporización de código interno y externo. Se prueban muchas hipótesis del código interno hasta que se considera que la temporización del código ha sido encontrada. Existen bastantes hipótesis y esto requiere de un poco de tiempo. El código externo es ignorado totalmente durante este tiempo. En este punto, la sincronización del código interno se adquiere con una resolución de un chip y una ambigüedad de 1024 chips, para este ejemplo, pueden usarse otras longitudes de código interno que produzcan valores de ambigüedad correspondientes. Ahora bien, se cree que existe ya una buena hipótesis (una coincidencia de sincronización de código) , la forma de onda de recepción es ingresada al detector externo después de desescalonarla con el código interno que ha sido detectado o encontrado. El detector externo determina cuál es el desplazamiento externo que da por resultado o proporciona alguna información de sincronización adicional. Este segundo paso logra la sincronización con 1024 chips de resolución (longitud de código interno) y una ambigüedad de 1024*288 chips (longitud de código interno por longitud de código externo) . El resultado general es que tenemos una sincronización con una resolución de un chip y una ambigüedad de 294,912 chips. Para re-enfatizar qué es lo que logra el código externo para un sistema de comunicación, debería señalarse que el código externo no implementa la canalización o separación de señales de usuario o usuarios . Cuando una combinación de dos códigos PN se utiliza en un enlace convencional de retorno tipo celular, el código largo (y no los códigos de escalonamiento) proporciona canalización. El código externo proporciona aquí al sistema de comunicación efectivamente con una escala de tiempo más larga que lo que estaría disponible con la utilización de solamente los códigos internos. Esto se hace sin aumentar significativamente el tiempo de adquisición. Esta escala de tiempo más larga resultante proporciona por lo menos dos beneficios. Primero, proporciona sincronización de trama sin la necesidad de calcular lotes de métricas de error, como por ejemplo verificaciones de redundancia cíclica (CRCs) , para probar múltiples hipótesis de sincronización de trama. En segundo lugar, permite la identificación no ambigua de haces por sus desplazamientos PN externos. Los códigos PN internos son demasiado cortos (cuando se utilizan los periodos y longitudes deseadas) con relación a las variaciones en el retardo de trayectoria para lograr esto.

El impacto sobre el tiempo de adquisición se disminuye debido a que la sincronización puede adquirirse en dos pasos. Primero, las n = 1024 sincronizaciones de código interno posible se prueban y después las m = 288 sincronizaciones de código externo. Por lo tanto, un total de n+m = 1312 hipótesis son las que se prueban. Si el código interno se elabora simplemente lo más largo posible para resolver las ambigüedades de sincronización, se necesitarían probar n * m = 294,912 hipótesis. En otras palabras, tendría que hacerse una búsqueda en una rejilla bidimensional de hipótesis de sincronización, con 1024 desplazamientos internos en uno de los ejes y 288 desplazamientos externos en el otro. Sin embargo, el uso del PN externo de la invención permite que el dispositivo inalámbrico busque en una dimensión a la vez, en lugar de tener que efectuar la prueba en cada celda de la rejilla. Como resultado, al aplicar la sincronización PN externa con desplazamientos del orden de 15 milisegundos, se deja transcurrir tiempo suficiente para obtener la identificación del haz incluso en la presencia de un retardo de trayectoria variable. Esto es útil para la negociación de transferencia de transmisión que se llevará a cabo con pasarelas en un sistema de satélite, y con objeto de determinar el desplazamiento de la señal piloto a partir del tiempo del sistema para una combinación suave en la transferencia de transmisión y para una medición correcta de las delta-t o diferencias de tiempo y fase para la determinación de posición. Esto elimina la necesidad de demodular y procesar independientemente cada nuevo haz con objeto de identificar un haz. El uso del código PN externo como una secuencia codificada en forma diferencial mejora el desempeño del teléfono o de otros dispositivos receptores durante la adquisición de la sincronización PN externa. El código PN externo puede detectarse o decodificarse utilizando un esquema diferencial, que puede operar en una amplia gama de desplazamientos de frecuencia. Las secuencias que son espectralmente blancas son las preferidas a fin de disminuir el tiempo que se requiere para la adquisición, pero no son requeridas. Cualquier secuencia binaria pseudoaleatoria razonable puede utilizarse para el código externo. La descripción previa de las modalidades preferidas se proporciona para permitir que cualquier experto en este campo elabore o use la presente invención. Las diferentes modificaciones de estas modalidades serán fácilmente evidentes para los expertos en este campo y los principios genéricos definidos aquí podrán aplicarse a otras modalidades sin el uso de la facultad inventiva. Por lo tanto, la presente invención no pretende estar limitada a las modalidades mostradas aquí sino que deberá interpretarse con el alcance más amplio consistente con los principios y características novedosas que aquí se describen.

Claims (47)

1. NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito el presente invento, se considera como una novedad y, por lo tanto, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes REIVINDICACIONES : 1. Un aparato para desescalonar una señal de información en un sistema de comunicaciones de espectro escalonado en donde las señales de información digitales están escalonados en el ancho de banda utilizando por lo menos un código de escalonamiento preseleccionado de ruido pseudoaleatorio (PN) para producir señales de espectro escalonado, que comprende: un medio de escalonamiento conectado para recibir y combinar por lo menos un código de escalonamiento PN predeterminado que tiene una primera longitud de código preseleccionada y un primer periodo de código, una segunda secuencia de código PN predeterminada que tiene una segunda longitud de código preseleccionada y un periodo de código, que es esencialmente más largo que el primer periodo de código PN, y las señales de información para proporcionar señales moduladas de espectro escalonado .
2. 2. Aparato para escalonar una señal de información en un sistema de comunicaciones de espectro escalonado en donde las señales de información digitales están escalonadas en el ancho de banda utilizando por lo menos un código de escalonamiento preseleccionado de ruido pseudoaleatorio (PN) para producir señales de espectro escalonado, que comprende: un primer medio de generación PN para generar una primera señal PN que corresponde a por lo menos un código predeterminado de escalonamiento PN con una longitud de código preseleccionada, y un primer periodo de código; un segundo medio de generación PN para generar una segunda señal PN que corresponde a una segunda secuencia de código PN predeterminada con una segunda longitud de código preseleccionada y un segundo periodo de código esencialmente más largo que el primer código PN; y un medio de escalonamiento conectado para recibir y combinar la primera y segunda señales PN y las señales de información para proporcionar señales de espectro escalonado.
3. 3. El aparato según la reivindicación 2, en donde el primer periodo del código de escalonamiento PN es igual a un periodo de un chip para la segunda secuencia de código PN.
4. 4. El aparato según la reivindicación 3, en donde el primero y segundo códigos PN tienen periodos de código que inician en los mismos tiempos preseleccionados .
5. 5. El aparato según la reivindicación 2, en donde el primero y segundo códigos PN son porciones preseleccionadas de códigos PN de secuencia lineal, de longitud máxima y de longitud aumentada.
6. 6. El aparato según la reivindicación 1, en donde el segundo código PN es una porción preseleccionada de un código PN de secuencia m.
7. 7. El aparato según la reivindicación 1, en donde el medio de escalonamiento comprende: un primer medio de escalonamiento que recibe y combina por lo menos un primer código PN y la señal de información para producir primeras señales de espectro escalonado; y un segundo medio de escalonamiento para recibir y combinar la segunda secuencia de código PN y las primeras señales de espectro escalonado a fin de generar segundas señales de espectro escalonado.
8. 8. El aparato según la reivindicación 7, que comprende además un medio de transmisión conectado al segundo medio de escalonamiento para recibir y modular una señal portadora con las segundas señales de espectro escalonado.
9. 9. El aparato según la reivindicación 7, en donde el primer medio de escalonamiento comprende: un primer generador de código PN para generar una primera señal de escalonamiento de espectro de un código de chip PN en Fase utilizando una primera función polinomial; y un segundo generador de código PN para generar una segunda señal de escalonamiento de espectro de un código de chip PN de Cuadratura-Fase utilizando una segunda función polinomial diferente.
10. 10. El aparato según la reivindicación 9, en donde el segundo medio de escalonamiento comprende un tercer generador de código PN para generar la tercera señal de escalonamiento de espectro de un tercer código de chip PN que es de una función polinomial diferente al de las primeras dos.
11. 11. El aparato según la reivindicación 10, en donde el segundo medio de escalonamiento comprende : un medio de almacenaje para almacenar una secuencia de código PN preseleccionada; un medio de retardo conectado para recibir el código PN almacenado e imponer un retardo de un chip al mismo; un medio de multiplicación conectado para recibir y formar un producto entre las secuencias de código PN retardadas y el código PN, y para proporcionar al producto como una salida codificada en forma diferencial.
12. 12. El aparato según la reivindicación 11, en donde la segunda secuencia de código PN tiene una longitud de 288 chips siendo el valor de los primeros 24 chips -1-1 1-1 1-1-1 1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1-1-1 1-1 _1 y siendo los chips restantes 1.
13. 13. El aparato según la reivindicación 1, en donde el medio de escalonamiento comprende un medio para generar y combinar el segundo PN y una secuencia de código PN retardada en un chip para producir una salida codificada en forma diferencial.
14. 14. El aparato según la reivindicación 13, en donde el medio de escalonamiento genera una salida codificada diferencialmente, de primer orden.
15. 15. El aparato según la reivindicación 13, en donde el medio de escalonamiento genera una salida codificada diferencialmente de segundo orden.
16. 16. El aparato según la reivindicación 13, en donde el medio de escalonamiento genera una salida codificada diferencialmente y coherentemente.
17. 17. El aparato según la reivindicación 1, en donde el medio de escalonamiento comprende: un medio de retardo conectado para recibir a la segunda secuencia de código PN e imponer un retardo de un chip a la misma; y un medio de multiplicación conectado para recibir y formar un producto entre la segunda secuencia PN y la secuencia de código PN retardada y proporcionar al producto como una salida codificada diferencialmente .
18. 18. El aparato según la reivindicación 2, en donde el segundo medio de escalonamiento comprende un medio de almacenaje de datos que contiene una versión diferencialmente codificada del segundo código de escalonamiento PN .
19. 19. Un método para escalonar una señal de información en un sistema de comunicación de espectro escalonado en la cual las señales de información digitales están escalonadas en el ancho de banda utilizando por lo menos un código de escalonamientos preseleccionado de ruido pseudoaleatorio (PN) para producir señales de espectro escalonado, que comprende los pasos de recibir y combinar por lo menos un código de escalonamiento PN predeterminado que tiene una primera longitud de código preseleccionada y un primer periodo de código, una segunda secuencia de código PN predeterminada que tiene una segunda longitud de código preseleccionado y un periodo de código, que es esencialmente más largo que el primer periodo de código PN, y las señales de información a fin de producir señales moduladas de espectro escalonado.
20. 20. Método para escalonar una señal de información en un sistema de comunicación de espectro escalonado en donde las señales de información digitales están escalonadas en el ancho de banda utilizando un código de escalonamiento preseleccionado de ruido pseudoaleatorio (PN) para producir señales de espectro escalonado, que comprende los pasos de : generar una primera señal PN que corresponde a por lo menos un código de escalonamiento PN predeterminado que tiene una longitud de código preseleccionada, y un primer periodo de código; generar una segunda señal PN que corresponde a una segunda secuencia de código PN predeterminada con una segunda longitud de código preseleccionado y un segundo periodo de código esencialmente más largo que el del primer código PN; y recibir y combinar la primera señal PN, la segunda señal PN y las señales de información a fin de generar señales de espectro escalonado.
21. 21. El método según la reivindicación 20, que comprende además el paso de fijar un periodo de chip para el segundo código PN que sea esencialmente igual al primer periodo de código de escalonamiento PN.
22. 22. El método según la reivindicación 21, que comprende además el paso de fijar periodos de código para el primero y segundo códigos PN a fin de iniciar en el mismo tiempo preseleccionado.
23. 23. El método según la reivindicación 20, que comprende además el paso de seleccionar el segundo código PN a partir de una porción de un código PN de secuencia m.
24. 24. El método según la reivindicación 19, en donde el paso de recibir y combinar comprende: recibir y combinar por lo menos un primer código PN y la señal de información para producir primeras señales de espectro escalonado; y recibir y combinar la segunda secuencia de código PN y las primeras señales de espectro escalonado a fin de generar las señales de espectro escalonado .
25. 25. El método según la reivindicación 24, en donde el paso de generar una primera señal PN comprende los pasos de: generar una primera señal de escalonamiento de espectro de un código de chip PN En Fase utilizando una primera función polinomial; y generar una segunda señal de escalonamiento de espectro de un código de chip PN de Cuadratura-Fase que utiliza una segunda función polinomial diferente .
26. 26. El método según la reivindicación 25, en donde el paso de generar una segunda señal PN comprende el paso de generar una tercera señal de escalonamiento de espectro de un tercer código de chip PN utilizando una función polinomial diferente a las primeras dos .
27. 27. El método según la reivindicación 20, en donde el paso de generar una segunda señal de escalonamiento PN comprende el paso de almacenar una versión codificada diferencialmente del segundo código PN deseado en un medio de almacenaje de datos.
28. 28. El método según la reivindicación 27, que comprende el paso de almacenar una secuencia de código PN diferencialmente codificada, de primer orden .
29. 29. El método según la reivindicación 27 que comprende el paso de almacenar una secuencia de código PN diferencialmente codificada, de segundo orden .
30. 30. El método según la reivindicación 27, que comprende el paso de almacenar una secuencia de código PN, codificada diferencialmente y coherentemente .
31. 31. El método según la reivindicación 20, en donde el paso de generar una segunda señal de escalonamiento de señal PN comprende los pasos de: almacenar un segundo código PN deseado preseleccionado en una memoria de código ,- recuperar y generar una versión con un retardo de un chip del segundo código PN almacenado; recuperar y formar un producto entre el segundo código PN almacenado y la versión retardada del código PN almacenado, para proporcionar un segundo código PN codificado diferencialmente .
32. 32. El método según la reivindicación31 , que comprende el paso de almacenar un código PN que tiene una longitud de 288 chips, donde los valores de los primeros 24 chips son -1-1 1-1 1-1-1 1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1-1-1 1-1 1 y los chips restantes son 1, y el segundo código PN.
33. 33. Aparato para adquirir una señal de comunicación en un sistema de comunicaciones de espectro escalonado en donde las señales de información digitales están escalonadas en el ancho de banda utilizando por lo menos un primer código de escalonamiento PN y una segunda secuencia de código PN para producir las señales de comunicación de espectro escalonado, que comprende: un medio de recepción para recibir y demodular la señal de comunicación de espectro escalonado para remover una señal portadora a fin de producir una señal de espectro escalonado, como una salida; un medio de desescalonamiento para desescalonar la señal de espectro escalonado con el primer código de escalonamiento PN a fin de generar una señal desescalonada intermedia; y un medio para efectuar filtrado pareado de la señal desescalonada, intermedia, acumulada, sobre un periodo igual al primer periodo del código PN.
34. 34. El aparato según la reivindicación- 33, que comprende además un medio para comparar los resultados del filtrado con un valor de umbral preseleccionado .
35. 35. El aparato según la reivindicación 33, en donde : el medio de recepción comprende un medio desescalonado para combinar la señal de espectro escalonado con el primer código de escalonamiento PN a fin de generar una señal desescalonada intermedia; y el medio para el filtrado pareado comprende un medio de acumulación conectado para recibir la señal desescalonada intermedia para acumular la señal desescalonada intermedia sobre un periodo igual al primer periodo de código PN.
36. 36. Un aparato para adquirir sincronización de una señal de comunicación de espectro escalonado en un sistema de comunicación de espectro escalonado en donde las señales de información digitales están escalonadas en el ancho de banda utilizando un código de escalonamiento de ruido pseudoaleatorio (PN) preseleccionado, para producir señales de modulación de espectro escalonado para la transmisión a los usuarios del sistema, que comprende: un medio para recibir una señal de espectro escalonado que comprende una combinación de un primer código de escalonamiento PN de una primera longitud de código y un primer periodo, las señales de información y una segunda secuencia de código PN de una segunda longitud de código y un segundo periodo substancialmente más largo que el primero; un medio de desescalonamiento para combinar la señal de espectro escalonado con el primer código de escalonamiento PN para generar una señal desescalonada intermedia; un medio de acumulación para acumular la señal desescalonada intermedia sobre un periodo igual al primer periodo de código PN; y un medio para decodificar diferencíalmente la señal desescalonada intermedia, acumulada.
37. 37. El aparato según la reivindicación 36, en donde se empleó una segunda versión diferencialmente codificada de la segunda secuencia de código PN .
38. 38. El aparato según la reivindicación 36, que comprende además : un medio para efectuar el filtrado pareado de la señal desescalonada intermedia, decodificada; y un medio para comparar los resultados del filtrado con un valor de umbral preseleccionado.
39. 39. El aparato según la reivindicación 37, que además comprende : un medio para determinar una magnitud de la señal desescalonada intermedia, decodificada; y un medio para determinar un valor promedio de la magnitud sobre un periodo del primer código de desescalonamiento PN, a fin de proporcionar el valor de umbral .
40. 40. Un método para adquirir sincronización de una señal de comunicación de espectro escalonado en un sistema de comunicaciones de espectro escalonado, en donde las señales de información digitales están escalonadas en el ancho de banda utilizando un código de escalonamiento de ruido pseudoaleatorio (PN) preseleccionado, para producir señales de modulación de espectro escalonado para la transmisión a los usuarios del sistema, que comprende : recibir una señal de espectro escalonado que es una combinación de un primer código de escalonamiento PN de una primera longitud de código y periodo, las señales de información y un segundo código PN de una segunda longitud de código y un segundo periodo esencialmente más largo que el primero; combinar la señal de modulación de espectro escalonado con el primer código de escalonamiento PN para generar una señal desescalonada intermedia; acumular la señal desescalonada intermedia sobre un periodo igual al primer periodo de código PN; y decodificar diferencialmente la señal desescalonada intermedia, acumulada.
41. 41. El método según la reivindicación 40, que además comprende codificar diferencialmente la segunda secuencia de código PN.
42. 42. El método según la reivindicación 40, que comprende además los pasos de : efectuar el filtrado pareado de la señal desescalonada intermedia, decodificada; y comparar los resultados del filtrado con un valor umbral preseleccionado.
43. 43. El método según la reivindicación 42, que comprende además los pasos de: determinar una magnitud de la segunda señal desescalonada intermedia, decodificada; y determinar un valor promedio de la magnitud sobre un periodo del primer código de escalonamiento PN, a fin de proporcionar el valor umbral .
44. 44. Un sistema de comunicación de espectro escalonado en donde las señales de información digitales están escalonadas en el ancho de banda utilizando un código de escalonamiento de ruido pseudoaleatorio (PN) preseleccionado para producir las señales de modulación de espectro escalonado que son transmitidas a los usuarios del sistema que las demodulan para recuperar las señales de información, que comprende : una pluralidad de estaciones base tipo pasarela, cada una de las cuales incluye por lo menos un transmisor de señal de comunicación, que comprende : un primer medio de generación PN para generar una primera señal PN que corresponde a un código de escalonamiento PN predeterminado con una longitud de código preseleccionada y un primer periodo; un primer medio de escalonamiento para recibir y combinar a la primera señal PN y a las señales de información para proporcionar señales intermedias de modulación de espectro escalonado; un segundo medio de generación PN para generar una segunda señal PN que corresponde a un segundo código PN predeterminado con una segunda longitud de código preseleccionada esencialmente más corta que la del primer código PN y un segundo periodo esencialmente más largo que el primer código PN; el segundo medio de escalonamiento sirve para recibir y combinar a la segunda señal PN y a las señales intermedias de modulación de espectro escalonado a fin de generar señales de modulación de espectro escalonado; un medio de transmisión conectado a un segundo medio de escalonamiento para recibir y modular una señal portadora con la señal de modulación de espectro escalonado a fin de producir una señal de comunicación de espectro escalonado; una pluralidad de terminales de usuario, cada una de las cuales incluye un receptor móvil, que comprende : un medio de recepción para recibir y demodular la señal de comunicación de espectro escalonado a fin de retirar la señal portadora para producir la señal de modulación de espectro escalonado como una salida; un medio de desescalonamiento para combinar la señal de modulación de espectro escalonado con el primer código de escalonamiento PN, a fin de generar una señal desescalonada intermedia; y un medio de acumulación conectado para recibir la señal desescalonada intermedia para acumular la señal desescalonada intermedia sobre un periodo igual al primer periodo de código PN; un medio para realizar el filtrado pareado de la señal desescalonada intermedia, acumulada; y un medio para comparar los resultados del filtrado con un valor umbral preseleccionado.
45. 45. El sistema de comunicación de espectro escalonado de la reivindicación 44, en donde el segundo medio de escalonamiento forma una versión codificada diferencialmente de un segundo código PN antes de la combinación y comprende además un medio para decodificar diferencialmente la señal intermedia desescalonada, acumulada.
46. 46. El sistema de comunicación de espectro escalonado según la reivindicación 44, que comprende además una pluralidad de repetidores de satélite configurados para recibir señales de comunicación provenientes de las pasarelas y transferirlas a las terminales de usuario.
47. 47. Un sistema de comunicación de espectro escalonado en donde las señales de información digitales están escalonadas en el ancho de banda utilizando por lo menos un código de escalonamiento preseleccionado de ruido pseudoaleatorio (PN) para producir señales de espectro escalonado que son transmitidas a los usuarios del sistema, que las demodulan para recuperar las señales de información, que comprende : un medio de desescalonamiento conectado para recibir y combinar por lo menos un código de escalonamiento PN predeterminado que tiene una primera longitud de código preseleccionada y un primer periodo de código, una segunda secuencia de código PN predeterminada que tiene una segunda longitud de código preseleccionada y un segundo periodo de código, el cual es esencialmente más largo que el primer periodo de código PN, y las señales de información para proporcionar señales de comunicación de espectro escalonado; y un medio para recibir las señales de comunicación de espectro escalonado; un medio de desescalonamiento para combinar las señales de comunicación de espectro escalonado con el primer código de escalonamiento PN a fin de generar señales intermedias desescalonadas; un medio de acumulación para acumular las señales intermedias desescalonadas sobre un periodo igual al primer periodo de código PN; y un medio para decodificar diferencialmente las señales intermedias desescalonadas, acumuladas.