JP2724949B2 - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はスペクトル拡散方式に
関し、特に、直接拡散を用いたようなスペクトル拡散通
信方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
（ＡＭ，ＦＭ，ＢＰＳＫなど）を用いた通信が一般に実
用されている。これらは受信機における復調を比較的小
型の回路で実現できるが、室内（オフィス，工場など）
のようにマルチパスや狭帯域の有色雑音に弱いという欠
点がある。

【０００３】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、データのスペクトルを拡散コードによって拡散し、
広帯域で伝送するため、これらの欠点を解消できるとい
う利点をもつ。

【０００４】このようなスペクトル拡散通信方式の中で
も直接拡散方式は既に一部実用化されている。直接拡散
方式の逆拡散には、スライディング相関などの能動型の
相関方法とマッチドフィルタやコリレータなどの受動型
がある。能動型の相関方法としては、同期捕捉した後
も、ＤＬＬループなどの追跡ループを用いて同期を維持
する必要がある。

【０００５】しかしながら、この方法は同期捕捉を行な
うために、符号のチップを少しづつずらし、符号に一致
するタイミングを発見するために、同期捕捉に時間がか
かる欠点がある。固定した伝搬路回線を持つ場合には良
いが、室内などの伝搬路が頻繁に変わる回線では、１度
同期が外れると、再び同期するために時間がかかるた
め、使用できない状態であった。

【０００６】このような回線に用いられる受動式の逆拡
散方式について図１３に従って説明する。図１３におい
て、入力されたＩＦ信号は、乗算回路５０によってロー
カル信号のＩ成分およびＱ成分で周波数変換され、ベー
スバンドのＩ成分５１とＱ成分５２になる。この２つの
入力はＩチャネル用コリレータ５３およびＱチャネル用
コリレータ５４に入力され、それぞれ相関がとられる。
その相関出力５５はデータ復調回路５６に入力され、デ
ータ５７が出力される。一方、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルへのそれぞれの相関出力５５，５８を用いて、ルー
プ制御回路５９は局発発生器６１のための制御電圧６０
を決定し、局発発生器６１とＩＦ搬送波の位相が同期す
るように局発発生器６１が制御される。

【０００７】図１４はコスタスループに類似した形とな
っているコリレータの出力を示す図である。拡散コード
がぴったり一致したところで相関出力を発生し、それ以
外のところではほぼゼロとなる。たとえば、拡散コード
が１２７チップのときの相関出力は１／１２７の時間だ
け出力することになり、ループ制御回路５９では、この
１／１２７の時間より読取れる位相誤差を用いてループ
をかけているため、一般のアナログ式のコスタス（ＰＬ
Ｌ）ループとは少し異なった回路が必要となる。また、
データ復調回路５６においては、このようなパルス状の
信号からデータが「１」であるかあるいは「０」である
かを判断し、クロックを再生してデータを得る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述のごとく、受動式
の回路では、一般の狭帯域のデジタル変調と同様にして
復調することができるが、以下のような問題点も存在し
ていた。

【０００９】 キャリア再生回路を有しているため、
キャリアが同期するまでに時間がかかり、能動型に比べ
てはるかに早いものの、頻繁にパス路が変わってキャリ
ア同期が外れる場合には、この同期にかかる時間だけデ
ータが復調できないことになる。

【００１０】 図１５にマルチパスが多い場合のコリ
レータ出力を示す。このように、マルチパスの伝搬時間
差に応じていくつかのコリレータ出力が出るようにな
る。このような場合、どの出力でデータを判断するの
か、またはトータル電力で検波する場合、時間軸上に窓
を開けて、その間積分する方法が採られるが、どの程
度，どの時間に窓を開けるのかの判断はパス路ごとに最
適値が変わるため困難である。

【００１１】 出力されたデータは、キャリアの位相
により、０，πの２安定点があり、データが逆転するの
で、差動符号化するか、あるいはデータのプリアンブル
信号などによって判定するかなどの工夫が必要となる。

【００１２】 ユーザがマルチアクセスするには、そ
の拡散コードの違いによって分ける手法が採られる。し
かし、たとえば１２７チップのｍ系列の場合、１８種類
しかコードがなく、それ以上のユーザがアクセスするこ
とはできない。

【００１３】それゆえに、この発明の主たる目的は、キ
ャリア再生が不要なスペクトル拡散通信方式を提供する
ことである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
拡散コードおよびデータで搬送波を変調した信号と、拡
散コードのみで変調した２波を作り、一方を拡散コード
の１チップ以上遅延させて合波して送信し、受信側では
受信信号を２波に分配し、そのうちの１波のみを遅延さ
せ、２波をそれぞれＩ，Ｑ成分に分けて疑似ベースバン
ド成分に周波数変換する。その後、４つの信号を相関器
に入力し、それぞれの相関出力を得て、Ｉ成分同士ある
いはＱ成分同士を乗じて、２つの乗算出力を加算するこ
とによりデータを復調する。

【００１５】このときに、データ出力に使用しない最も
早く現れる相関出力を用いて、その後に続くデータ出力
に種々の加工を実施する。さらに、この遅延量と拡散符
号の双方による多重性を利用してユーザ数を増やした
り、セル化したネットワークシステムにおいてセル内あ
るいはセル間の区別を行なう。また、受信側ではＩ成分
およびＱ成分に分けた疑似ベースバンド成分にしてから
遅延してもよい。

【００１６】さらに、合波する信号を遅延量を変えて３
波以上にしてもよい。また、この合波数を変えることに
より、データ可変も可能になる。

【００１７】

【作用】この発明に係るスペクトル拡散方式は、拡散コ
ードのみで変調した信号と、拡散コードとデータで変調
した信号の２波の一方を遅延させ、それぞれを合波して
送信し、受信側では２分配し、一方をそのまま、他方は
遅延させてＩ，Ｑのベースバンド成分にしてコリレータ
に入力し、そのコリレータ出力を乗算しかつ加算するこ
とによりデータを復調でき、キャリア再生を行なうこと
なく相関出力を得ることができる。

【００１８】さらに、出力するデータの前に相関出力が
得られるため、これを解析し、最適な積分やフィルタリ
ングや時間窓コントロールが可能となり、ＰＤＩの効果
を最大限に発揮できる。

【００１９】また、拡散コードと遅延量を組合せること
により、マルチアクセスできるユーザ層を増やしたり、
拡散コードと遅延量で別々にマルチアクセス管理できる
ようになる。

【００２０】さらに、１つの端末局で複数の遅延量を用
いることにより、データの多重化が可能となり、より高
速なデータ伝送やデータ伝送速度可変システムを実現で
きる。

【００２１】

【実施例】図１および図２はこの発明の第１実施例を示
す図であり、特に、図１は送信機を示し、図２は受信機
を示す。

【００２２】図１に示した送信機において、データ発生
部１１１で発生された信号は乗算器１３１によって、Ｐ
Ｎ発生器１３２で発生されたＰＮ符号と乗算される。そ
の後、乗算器１３１の出力は変調器１３３によってロー
カル信号Ｌ１を変調し、ＢＰＳＫ変調波となり、その後
遅延素子１１５で任意の時間τだけ遅延される。一方、
変調器１１２では、ＰＮ符号のみで変調されたＢＰＳＫ
変調波を生成する。この２波のＢＰＳＫ変調波は合波器
１１６によって合波され、周波数変換部１１７で周波数
変換された後、電力増幅部１１８で電力増幅され、アン
テナ１１９から送出される。

【００２３】一方、図２に示した受信機では、アンテナ
１２９で信号が受信され、その後周波数変換部１３０に
よって中間周波数信号に周波数変換される。そして、中
間周波信号は分配器３０１によって分配され、一方はそ
のまま分配器１６１に与えられ、他方は遅延素子１４５
で遅延されて分配器１６２に与えられる。分配器１６１
は信号を２分配し、一方を周波数変換部１６３に与え、
他方を周波数変換部１６４に与える。また、分配器１６
２は信号を分配し、一方を周波数変換部１６５に与え、
他方を周波数変換部１６６に与える。周波数変換部１６
３，１６５はそれぞれローカル信号１７４のｓｉｎ成分
を用いて中間周波信号を周波数変換し、Ｉ成分を出力す
る。周波数変換部１６４，１６６はローカル信号１７４
のｃｏｓ成分を用いて中間周波信号を周波数変換し、Ｑ
成分を出力する。これらのＩ成分およびＱ成分はほぼベ
ースバンド信号となる。

【００２４】その後４つの信号は、ＰＮ発生器１３２で
生成されたＰＮ符号と相関のあるコリレータ１６７，１
６８，１６９，１７０に入力され、相関出力が得られ
る。この後、コリレータ１６７の出力である遅延してい
ないＩ成分とコリレータ１６９の出力である遅延したＩ
成分とが乗算器１７１で乗算され、コリレータ１６８の
出力である遅延していないＱ成分とコリレータ１７０の
出力である遅延したＱ成分とが乗算器１７２で乗算さ
れ、乗算器１７１，１７２の出力が加算器１７３によっ
て加算される。加算器１７３の出力はデータ復調回路１
２８によってデータ復調される。

【００２５】次に、上述の信号の流れについて説明す
る。データ発生部１１１で発生されたデータ信号をＡ
（ｔ）とし、ＰＮ符号をＰ（ｔ）とし、変調器１１２，
１３３をＢＰＳＫ変調とし、ローカル信号Ｌ₁ ，Ｌ₂ ，
Ｌ₃ ，Ｌ₄ をそれぞれｃｏｓω₁ｔ，ｃｏｓω₂ ｔ，ｃ
ｏｓω₃ ｔ，ｃｏｓω₄ ｔで表わし、遅延量をτで示
す。したがって、図１のイ，ロ，ハ，ニの信号は以下の
式で表わされる。

【００２６】 イ Ｓ₁ （ｔ）＝Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓω₁ （ｔ−τ） ロ Ｓ₂ （ｔ）＝Ｐ（ｔ）ｃｏｓω₁ ｔ ハ Ｓ₃ （ｔ）＝Ｓ₁ （ｔ）＋Ｓ₂ （ｔ） ＝Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓω₁ （ｔ−τ）＋Ｐ（ｔ）ｃｏｓω₁ （ｔ） ニ Ｓ₄ （ｔ）＝Ｓ₃ （ｔ）×ｃｏｓω₂ （ｔ） ここで、ＲＦ項のみを取出すと、 ＝１／２｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ ）ｔ−ω₁ τ）＋ Ｐ（ｔ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ ）ｔ）｝ このようにして、ＲＦ系においても時間的にτだけ遅れ
た２波の和信号となる。

【００２７】次に、受信機の信号を順次説明する。 ホ Ｓ₅ （ｔ）＝Ｓ₄ （ｔ）×ｃｏｓω₃ ｔ （ただ
し、送受信間の遅延はないものとする。） ＝１／２｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ ）ｔ−ω₁ τ）・ ｃｏｓω₃ （ｔ）＋Ｐ（ｔ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ ）（ｔ）・ｃｏｓω₃ （ｔ） ｝ ここで、中間周波数信号のみを取出すと、次式で表わさ
れる。

【００２８】 ＝１／４｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）ｔ−ω₁ τ＋Ｐ（ｔ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）ｔ） ヘ Ｓ₆ （ｔ）＝Ｓ₅ （ｔ） ト Ｓ₇ （ｔ）＝１／４｛Ａ（ｔ−２τ）Ｐ（ｔ−２τ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω ₂ −ω₃ ）（ｔ−τ）−ω₁ τ）＋Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ） （ｔ−τ））｝ チ Ｓ₈ （ｔ）＝Ｓ₆ （ｔ）×ｃｏｓω₄ τ ここで、ベースバンド信号のみを取出すと次の式で表わ
される。

【００２９】 ＝１／８｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ −ω₄ ）ｔ −ω₁ τ）＋Ｐ（ｔ）ｃｏｓ（（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ −ω₄ ）ｔ）｝ さらに、ω₁ ＋ω₂ −ω₃ −ω₄ ＝Δωとおくと、ベー
スバンド信号は次式で表わされる。

【００３０】 ＝１／８｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（Δωｔ−ω₁ τ） ＋Ｐ（ｔ）ｃｏｓ（Δωｔ）｝ 同様にして、リ，ヌ，ルも次式で求められる。

【００３１】 リ Ｓ₉ （ｔ）＝１／８｛−Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｓｉｎ（Δωｔ−ω₁ τ）−Ｐ（ｔ）ｓｉｎ（Δωｔ）｝ ヌ Ｓ_{1 0} （ｔ）＝１／８｛Ａ（ｔ−２τ）Ｐ（ｔ−２τ）ｃｏｓ（Δωｔ− （２ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）τ）＋Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（Δωｔ−（ω₁ ＋ω₂ −ω ₀ ）τ）｝ ル Ｓ_{1 1} （ｔ）＝１／８｛−Ａ（ｔ−２τ）Ｐ（ｔ−２τ）ｓｉｎ（Δωｔ −（２ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）τ）＋Ｐ（ｔ−τ）ｓｉｎ（Δωｔ−（ω₁ ＋ω₂ − ω₃ ）τ）｝ 上述のチ〜ルの信号がコリレータ１６７，１６８，１６
９および１７０に入力される。

【００３２】図３は図２に示したコリレータの出力波形
を示す図である。図２に示したコリレータ１６７，１６
８，１６９および１７０のそれぞれの出力波形は図３
（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すようになる。こ
のうち、いずれも遅延した方の信号にデータ成分が含ま
れているため、データの値は１あるいは−１となる。

【００３３】次に、乗算器１７１はコリレータ１６７，
１６９の出力ａ，ｃを乗算するため、その出力は図３
（ｅ）に示すようになり、乗算器７２はコリレータ１６
８，１７０の出力ｂ，ｄを乗算するため、その出力は図
３（ｆ）に示すようになる。そして、データが１であれ
ば、図３（ａ），（ｂ）に示すように実線のような出力
となり、データが０であれば点線のような出力となる。

【００３４】ここで、図３のコリレータ出力を（ｉ）〜
（ｖｉｉｉ）で表わすと、それぞれ次式で表わされる。
ただし、絶対値は１に正規化して示している。

【００３５】 （ｉ） ｃｏｓΔωｔ （ｉｉ） Ａ（ｔ）ｃｏｓ（Δω（ｔ＋τ）−ω₁ τ） （ｉｉｉ） −ｓｉｎΔωｔ （ｉｖ） −Ａ（ｔ）ｓｉｎ（Δω（ｔ＋τ）−ω₁ τ） （ｖ） ｃｏｓ（Δω（ｔ＋τ）−（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）τ） （ｖｉ） Ａ（ｔ）ｃｏｓ（Δω（ｔ＋２τ）−（２ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）τ） （ｖｉｉ） −ｓｉｎ（Δω（ｔ＋τ）−（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）τ） （ｖｉｉｉ） −Ａ（ｔ）ｓｉｎ（Δω（ｔ＋２τ）−（２ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）τ （ｉｘ）は（ｉｉ）×（ｖ）の出力であるから次式とな
る。

【００３６】 （ｉｘ） Ａ（ｔ）ｃｏｓ（Δω（ｔ＋τ）−ω₁ τ）×ｃｏｓ（Δωｔ−（ ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）τ） ここで、ω₂ −ω₃ 〜０とおくと、（ω₁ ＋ω₂ −
ω₃ ）τ〜ω₁ τとおける。

【００３７】 ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ² （Δω（ｔ＋τ）−ω₁ τ） （ｘ） Ａ（ｔ）ｓｉｎ（Δω（ｔ＋τ）−ω₁ τ）×ｓｉｎ（Δω（ｔ＋τ ）−（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）τ）＝Ａ（ｔ）ｓｉｎ² （Δω（ｔ＋τ）−ω₁ τ） それゆえに、その後の加算器１７３によって乗算器１７
１，１７２の出力（ｉｘ），（ｘ）を加算すると、次式
となる。

【００３８】 （ｉｘ）＋（ｘ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ^２（Δω（ｔ＋τ）−ω_１τ）＋Ａ（ｔ） ｓｉｎ^２（Δω（ｔ＋τ）−ω_１τ） ＝Ａ（ｔ）（ｃｏｓ^２（Δω（ｔ＋τ）−ω_１τ）＋ｓｉｎ^２（Δω（ｔ＋τ ）−ω_１τ）＝Ａ（ｔ） したがって、出力としてデータ成分を得ることができる
ようになる。

【００３９】上述のごとく、この発明の第１の実施例を
用いれば、従来必要であったキャリア同期ループが不要
になり、キャリア周期なしにデータ復調が可能となる。
したがって、従来の、マルチパス変動などによって回線
断線や復線時にキャリア再生するまでデータ復調できず
にいたものが、この実施例を用いることにより、そのロ
ス時間が０となり、断線が頻繁に起こる回線においても
データのとぎれを断線時間のみにとどめることができる
ようになる。

【００４０】さらに、出力されたデータには、従来のよ
うにキャリアの位相によるデータの不確定性がないた
め、安定した絶対データを得ることができるようにな
る。

【００４１】図４（ａ）〜（ｆ）は回線にマルチパスが
存在し、相関出力が遅延広がりしているときの様子を示
す波形図である。図４（ａ）〜（ｆ）のそれぞれについ
ては、ほとんど短時間であるため、時間遅延が同一であ
るとみなせることから、図４（ｅ），（ｆ）のような出
力を得ることができる。このとき、マルチパスによって
生じるすべての信号を復調していることから、ＰＤＩの
効果が得られていることがわかる。

【００４２】さらに、図４（ｅ），（ｆ）に先立って、
図４（ａ），（ｂ）の（ｉ），（ｉｉｉ）出力からどの
ような波形が出力されるか予想されるため、その予想に
合わせた出力（ｉｘ），（ｘ）をデータ復調するときの
フィルタリングや時間窓を最適にすることができ、誤り
率特性の向上を図ることが可能になる。

【００４３】さらに、この実施例では、図３から明らか
なように、符号による相関の一致と、（ａ）と（ｃ），
（ｂ）と（ｄ）のように相関出力タイミングの一致の両
方が同時に一致して，その結果、図４のような出力が得
られることがわかる。つまり、符号が一致しない場合、
あるいは相関タイミングが一致しない場合には出力しな
いことになる。したがって、この２つのパラメータとし
て、ユーザごとに振り分ければ、従来の符号だけをパラ
メータとしたＣＤＭＡよりも多くのチャネル数を有する
ことができるようになる。その結果、従来１２７チップ
で１８種類しかコードがなく、それだけのユーザしか持
てなかったものが、より多くのユーザを持つことができ
るようになる。

【００４４】図５および図６はこの発明の第２実施例を
示す図であり、特に、図５は送信機を示し、図６は受信
機を示す。この第２実施例は、前述の第１実施例に比べ
て、遅延素子１１５がベースバンド信号で動作している
という点において異なっている。すなわち、図５におい
て、データ発生部１１１で発生した信号は乗算器１３１
によってＰＮ発生器１３２で発生されたＰＮ符号と乗算
される。乗算器１３１の出力信号は遅延素子１１５によ
って遅延され、一方、ＰＮ符号はそのまま合波器１１６
によって遅延素子１１５の出力に合波される。さらに、
合波された信号は変調器１１２によってローカル信号１
１３を変調する。そして、変調信号は周波数変換部１１
７でＲＦ帯域にその周波数が変換され、電力増幅器１１
８で電力増幅され、アンテナ１１９から送出される。

【００４５】一方、受信機では、図６に示すように、ア
ンテナ１２９で信号が受信され、周波数変換部１３０に
よって中間周波数信号に変換される。そして、中間周波
信号は分配器３０１によって２分配され、それぞれロー
カル信号１７４のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分を用いて
周波数変換部１６３，１６５によって周波数変換され、
それぞれが分配器１６１，１６２によって２分配され
る。分配器１６１で分配された一方の信号はそのままコ
リレータ１６７に入力され、他方は遅延素子１７５を介
してコリレータ１６８に入力され、コリレータ１６７，
１６８から相関出力が得られる。また、分配器１６２の
一方の出力はコリレータ１６９に入力され、他方は遅延
素子１７６を介してコリレータ１７０に与えられる。そ
して、コリレータ１６９，１７０から相関信号が得られ
る。以下、乗算器１７１，１７２，加算器１７３，デー
タ復調回路１２８は前述の図２と同様の動作を行ない、
データが復調される。

【００４６】次に、上述の信号の流れについて説明す
る。データ信号やローカル信号を前述の第１実施例と同
様にすると、図５のイ〜ホの信号は次式で表わされる。

【００４７】 イ Ｓ₁ （ｔ）＝Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ） ロ Ｓ₂ （ｔ）＝Ｐ（ｔ） ハ Ｓ₃ （ｔ）＝Ｓ₁ （ｔ）＋Ｓ₂ （ｔ） ＝Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）＋Ｐ（ｔ） ニ Ｓ₄ （ｔ）＝Ｓ₃ （ｔ）×ｃｏｓω₁ ｔ ＝Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓω₁ ｔ＋Ｐ（ｔ）ｃｏｓω₁ ｔ ホ Ｓ₅ （ｔ）＝Ｓ₄ （ｔ）×ｃｏｓω₂ ｔ ここで、ＲＦ項のみを取出すと、次式で表わされる。

【００４８】 ＝１／２｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（ω₁ ＋ω₂ ）ｔ＋Ｐ（ｔ）ｃｏ ｓ（ω₁ ＋ω₂ ）ｔ）｝ 上述の式が送信機より送出される信号となる。次に、受
信機用の信号を順次説明する。

【００４９】ヘ Ｓ₆ （ｔ）＝Ｓ₅ （ｔ）×ｃｏｓω₃
ｔ（ただし、送受信間の遅延はないものとする。）ここ
で、中間周波信号のみを取出すと、次式となる。

【００５０】 ＝１／４｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）ｔ＋Ｐ（ｔ ）ｃｏｓ（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ ）ｔ｝ ト Ｓ₇ （ｔ）＝Ｓ₆ （ｔ）×ｃｏｓω₄ ｔ ここで、ベースバンド信号のみを取出すと、次式で表わ
される。

【００５１】 ＝１／８｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓ（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ −ω₄ ）ｔ＋ Ｐ（ｔ）ｃｏｓ（ω₁ ＋ω₂ −ω₃ −ω₄ ）ｔ｝ ここで、ω₁ ＋ω₂ −ω₃ −ω₄ ＝Δωとおくと、ベー
スバンド信号は次式で表わされる。

【００５２】 ＝１／８｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓΔωｔ＋Ｐ
（ｔ）ｃｏｓΔωｔ｝ チ Ｓ_８（ｔ）＝Ｓ_６（ｔ）×ｓｉｎω_４ｔ ＝１／８｛−Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｓｉｎΔωｔ−
Ｐ（ｔ）ｓｉｎΔωｔ｝ リ Ｓ_９（ｔ）＝１／８｛Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−τ）ｃ
ｏｓΔωｔ＋Ｐ（ｔ）ｃｏｓΔωｔ｝ ヌ Ｓ_１０（ｔ）＝１／８｛Ａ（ｔ−２τ）Ｐ（ｔ−２
τ）ｃｏｓ（Δω（ｔ−τ）＋Ｐ（ｔ−τ）ｃｏｓΔω
（ｔ−τ）｝ ル Ｓ_１１（ｔ）＝１／８｛−Ａ（ｔ−τ）Ｐ（ｔ−
τ）ｓｉｎΔωｔ）−Ｐ（ｔ）ｓｉｎΔωｔ｝ ヲ Ｓ_１２（ｔ）＝１／８｛−Ａ（ｔ−２τ）Ｐ（ｔ−
２τ）ｓｉｎΔω（ｔ−τ）−Ｐ（ｔ−τ）ｓｉｎΔω
（ｔ−τ）｝ 上述のリ〜ヲの式に基づく信号がコリレータ１６７〜１
７０に入力されるため、前述の第１実施例と同様の出力
が得られる。

【００５３】ここで、前述の図４のコリレータ出力を
（ｉ）〜（ｖｉｉｉ）で表わすと、それぞれ次式とな
る。ただし、絶対値は１に正規化している。

【００５４】 （ｉ） ｃｏｓΔωｔ （ｉｉ） Ａ（ｔ）ｃｏｓΔω（ｔ＋τ） （ｉｉｉ） ｃｏｓΔωｔ （ｉｖ） Ａ（ｔ）ｃｏｓΔω（ｔ＋τ） （ｖ） −ｓｉｎΔωｔ （ｖｉ） −Ａ（ｔ）ｓｉｎΔω（ｔ＋τ） （ｖｉｉ） −ｓｉｎΔωｔ （ｖｉｉｉ） −Ａ（ｔ）ｓｉｎΔω（ｔ＋τ） ここで、図６の乗算器１７１では、上述の（ｉｉ）×
（ｉｉｉ）が主要成分となり、乗算器１７２の出力では
（ｖｉ）×（ｖｉｉ）が主要成分となる。

【００５５】 （ｉｉ）×（ｉｉｉ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓΔω（ｔ＋τ）×ｃｏｓΔωｔ ここで、τが小さいとき、ｃｏｓΔω（ｔ＋τ）〜ｃｏ
ｓΔωｔとおくことができるので、 ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ² Δωｔ （ｖｉ）×（ｖｉｉ）＝−Ａ（ｔ）ｓｉｎΔω（ｔ＋τ）×（−ｓｉｎΔωｔ ） ＝Ａ（ｔ）ｓｉｎ² Δωｔ ゆえに、加算器１７３の出力は（ｉｉ）×（ｉｉｉ）＋
（ｖｉ）×（ｖｉｉ）であるから、次式で表わされる。

【００５６】 ＝Ａ（ｔ）｛ｓｉｎ² Δωｔ＋ｃｏｓ² Δωｔ｝ ＝Ａ（ｔ） したがって、データ復調回路１２８から出力としてデー
タ成分を得ることができる。

【００５７】上述のごとく、この第２実施例において
も、前述の第１実施例と同様にして、データ復調するこ
とができ、第１実施例と同様の効果を得ることができ
る。

【００５８】図７はこの発明の第３実施例を示す図であ
る。従来、無線システムをネットワーク化して用いるこ
とがしばしば行なわれている。その場合、図７に示すよ
うに、サービスエリアがセル化され、各セルごとに、い
くつかの端末局が設置される。つまり、各セルごとにベ
ースステーション２０１〜２０７が配置され，ベースス
テーション２０１が配置されたセル内には端末局２０８
〜２１３が設置される。他のセルも同様にして、端末局
があると考えられる。

【００５９】この場合、セルの境界線付近では、必要と
するベースステーション２０１と隣接するベースステー
ション２０２との電界強度がほぼ等しくなり、干渉を引
き起こす。そこで、従来のＳＳでは、隣接するセルで別
々の符号を用いる必要があったが、仮に隣接するセルが
６つあって、６台ずつ端末を持つとすると、（６＋１）
×６＝４２の符号が必要となり、実現が困難になってし
まう。

【００６０】しかし、この発明における実施例において
は、各セルごとに別々の符号を用いてセルを分離し、１
セル内においては、遅延量の差を用いて端末局を区別す
ることができる。この場合、符号は７種類用意すればよ
く、仮に１２７チップなどでも容易に符号を用意するこ
とができる。

【００６１】さらに、セル内では遅延量で区別すること
ができるので、セル内の管理を、隣接セルを意識せずに
行なうことができる。このため、自由に端末局を増やし
たり減らしたりすることができ、ネットワークの管理が
容易になる。逆に、各セルごとに遅延量を変化させ、１
つのセル内では符号を用いて区別することも可能にな
る。このように、この実施例を用いることにより、ネッ
トワーク化した無線通信システムを容易に構築でき、か
つ自由度に富んだシステムを実現できる。

【００６２】図８および図９はこの発明の第４実施例を
示すブロック図であり、特に、図８は送信機を示し、図
９は受信機を示す。この第４実施例は、第１実施例に比
べて、情報伝送量を増やすことを目的としたものであ
る。すなわち、図８において、データ発生部１１１で発
生されたデータはシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１
８１によって、たとえば３ビットのパラレル信号に変換
される。変換されたそれぞれのパラレル信号は乗算器１
８２，１８３および１８４によってＰＮ発生器１８５か
らの同一のＰＮ符号と乗算された後、変調器１８６，１
８７および１８８によって、キャリア１８９をＰＳＫ変
調し、異なった遅延時間（τ₁ ，τ₂ ，τ ₃ ）を持つ遅
延素子１９１，１９２および１９３を介して合波器１９
４に与えられる。一方、ＰＮ符号はそのまま変調器１９
０に与えられ、キャリア１８９をＰＳＫ変調し、合波器
１９４によって遅延素子１９１，１９２および１９３の
出力と合波される。そして、合波器１９０の出力は周波
数変換部１１７によってＲＦ信号に周波数変換され、電
力増幅部１１８で電力増幅された後、アンテナ１１９に
より送出される。

【００６３】一方、図９に示した受信機では、アンテナ
１２９によって信号が受信され、周波数変換部１３０に
よって中間周波数信号に変換され、その後分配器２２１
によって４分配される。分配された１つの出力はそのま
ま分配器２２５に与えられ、残りの３つの分配出力は送
信側の遅延素子１９１，１９２および１９３と同様の遅
延時間（τ₁ ，τ₂ ，τ₃ ）を有する遅延素子２２２，
２２３および２２４によって遅延され、それぞれ分配器
２２６，２２７および２２８に与えられる。分配器２２
５，２２６，２２７および２２８のそれぞれの分配出力
はローカル信号２２９のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分を
用いて、周波数変換部２３０，２３１，２３２，２３
３，２３４，２３５，２３６および２３７によって周波
数変換され、コリレータ２３８，２３９，２４０，２４
１，２４２，２４３，２４４，２４５に入力される。各
コリレータ２３８〜２４５の出力はそれぞれ遅延させな
いものとτ₁ ，τ₂ ，τ₃ だけ遅延させたものとでＩ成
分およびＱ成分ごとに乗算器２４６〜２５１で乗算さ
れ、各乗算出力が加算器２５２〜２５４で加算され、デ
ータ復調回路２２５および２５６でデータ復調され、パ
ラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器２５８によってシリ
アル信号に変換され、データとなる。

【００６４】図１０は図９のコリレータの出力波形のう
ちのＩ成分のみを示す図である。図１０（ａ）〜（ｄ）
に示すコリレータの出力において、乗算器２４６はコリ
レータ２３８と２４０の出力を乗算し、乗算器２４８は
コリレータ２３８とコリレータ２４２の出力とを乗算
し、乗算器２５０はコリレータ２３８の出力とコリレー
タ２４４の出力とを乗算する。その結果、乗算器２４６
からはτ₁ だけ遅延されたデータのみが出力され、乗算
器２４８からはτ₂ だけ遅延されたデータのみが出力さ
れ、乗算器２５８からはτ₃ だけ遅延されたデータが出
力される。

【００６５】Ｑ成分についても同様のデータが得られ、
加算し、データ復調することにより、前述の第１実施例
のように、それぞれデータが得られる。その後、Ｐ／Ｓ
変換器２５８により、シリアルデータが出力される。

【００６６】上述のごとく、この実施例によれば、第１
実施例と同じ占有帯域で３倍の情報を送ることが可能に
なる。また、回線品質の違いにより、同一の回路で任意
に１〜３倍に変更できるので、Ｃ／Ｎがよいときには大
容量のデータを伝送し、何等かの原因によりＣ／Ｎが劣
化したときには１倍にするなど、同一の伝送帯域，回
路，電力でフレキシブルに伝送量を変更することができ
る。

【００６７】なお、この第４実施例では、パラレルデー
タを３つとしたが、これはいくらであってもよい。さら
に、この第２３実施例においても、第１実施例と同様に
して、回線マルチパスが存在し、相関出力に遅延広がり
があるような場合においても、ＰＤＩの効果が得られ
る。

【００６８】さらに、第１実施例と同様にして、復調信
号よりも速いタイミングで出力されるコリレータの出力
を用いて、データ復調回路２５５〜２５７の積分器やフ
ィルタリングや時間窓を制御することにより、誤り率特
性の向上を図ることが可能となる。図１１および図１２
はこの発明の第５実施例を示す図であり、特に、図１１
は送信機を示し、図１２は受信機を示す。この実施例は
前述の図５および図６に示した第２実施例に対して、情
報伝送量を増やすようにしたものである。すなわち、図
１１に示すように、データ発生部１１１で発生したデー
タはＳ／Ｐ変換器１８１によってシリアル／パラレル変
換され、３ビットのパラレルデータとなる。これらのパ
ラレルデータは乗算器１８２，１８３および１８４によ
ってＰＮ発生器１８５から発生されたＰＮ符号と乗算さ
れ、その後異なった遅延時間τ₁ ，τ ₂ ，τ₃ を有する
遅延素子１９１，１９２，１９３を介して合波器１９４
で合波され、変調器１１２によって変調され、周波数変
換部１１７でＲＦ信号に変換された後、電力増幅部１１
８で電力増幅され、アンテナ１１９から送出される。

【００６９】一方、図１２に示した受信機では、アンテ
ナ１２９で受信された信号が周波数変換部１３０によっ
て中間周波数信号に変換され、分配器１３２で分配され
た後、周波数変換部１６３，１６５でＩ成分およびＱ成
分の擬似ベースバンド信号に変換される。Ｉ成分および
Ｑ成分の擬似ベースバンド信号は分配器２６１，２６２
によってそれぞれ４分配され、そのうちの１つはそのま
まコリレータ２６８，２７３に入力され、残りの信号が
送信側と同一の遅延時間τ₁ ，τ₂ ，τ₃ を有する遅延
素子２６３，２６４，２６５，２６６，２６７および２
６８で遅延された後、コリレータ２７０〜２７２，２７
４〜２７６に入力される。このときの各コリレータ２６
９〜２７２，２７３〜２７５の出力は、前述の図１０と
同様である。コリレータ２６９〜２７２のそれぞれの出
力は乗算器２７７〜２７９によって乗算され、コリレー
タ２７３〜２７６の出力は乗算器２８０〜２８２によっ
て乗算される。さらに乗算器２７７〜２７９，２８０〜
２８２の出力は加算器２８３，２８４および２８５で加
算され、データ復調回路２８６，２８７，２８８でデー
タ復調された後、パラレル／シリアル変換器２８９によ
ってシリアルデータに変換され、復調データを得ること
ができる。

【００７０】上述のごとく、この実施例によれば、前述
の第３実施例と同様にして、同じ占有帯域で３倍の情報
を送ることが可能となる。また、回線品質の違いにより
伝送量も任意に１〜３倍に変更できるので、フレキシブ
ルな伝送量をコントロールできる。また、パラレル伝送
量も第３実施例と同様にして、いくつでもかわまわな
い。さらに、前述の実施例と同様にしてＰＤＩの効果も
得られ、データ復調回路２８６，２８７および２８８の
積分器やフィルタ時間窓を制御するなどの誤り率特性の
向上手段を用いることもできる。

【００７１】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、キャ
リア再生することなくデータの位相を誤りなく復調でき
る。これにより、従来必要であったキャリア再生のため
のプロセスを不要にでき、回線断線や復線後のキャリア
再生に要していた時間がゼロになる。その結果、断線ご
とにデータ復調再開まで時間のかかっていたものが短く
なり、回線の時間率を飛躍的に上げることができる。さ
らに、２波伝送することにより、符号と遅延時間の２種
でユーザを識別できるため、従来よりも多くのユーザを
持つことができるようになる。さらにネットワーク化し
てセルごとに分ける場合、この２つを使い分けることに
より、フレキシビリティに富んだネットワークを構築で
きる。また、３波以上伝送することにより、伝送帯域幅
やチップレートを保ったままで伝送スピードを上げるこ
とが可能となり、任意に伝送する周波数を変えると、伝
搬路に応じたフレキシブルな伝送コントロールが可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１実施例の送信機の概略ブロック
図である。

【図２】この発明の第１実施例の受信機の概略ブロック
図である。

【図３】図２に示したコリレータの出力波形図である。

【図４】図２に示した実施例の各部の波形図である。

【図５】この発明の第２実施例の送信機の概略ブロック
図である。

【図６】この発明の第２実施例の受信機の概略ブロック
図である。

【図７】この発明の第３実施例を説明するための図であ
る。

【図８】この発明の第４実施例の受信機の概略ブロック
図である。

【図９】この発明の第４実施例の受信機の概略ブロック
図である。

【図１０】図９の各部の波形図である。

【図１１】この発明の第５実施例の送信機の概略ブロッ
ク図である。

【図１２】この発明の第５実施例の受信機の概略ブロッ
ク図である。

【図１３】従来の逆拡散方式を用いた復調器のブロック
図である。

【図１４】図１３に示したコリレータの出力波形図であ
る。

【図１５】マルチパスが多い場合のコリレータの出力波
形図である。

【符号の説明】

１１１ データ発生部 １１２，１３３，１８６〜１８８，１９０ 変調器 １１５，１４５，１７５，１７６，１９１〜１９３，２
２２〜２２４，２６３〜２６８ 遅延素子 １１６，１９４ 合波器 １１７，１６３〜１６６，２３０〜２３７ 周波数変換
部 １１８ 電力増幅器 １１９，１２９ アンテナ １２８，２５５〜２５７ データ復調回路 １３１，１７１，１７２，１８２〜１８４，２４６〜２
５１，２７７〜２８２乗算器 １３２，１８５ ＰＮ発生器 １６１，１６２，２２５〜２２８，３０１ 分配器 １６７〜１７０，２３８〜２４５ コリレータ １７３，２５２〜２５４，２８３〜２８５ 加算器 ２５８，２８９ Ｐ／Ｓ変換器 １８１ Ｓ／Ｐ変換器

Claims (16)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直接拡散を用いたスペクトル拡散通信方
   式であって、 送信側において、拡散コードおよびデータで搬送波を変
   調した信号と、該変調した信号と同じ拡散コードのみで
   搬送波を変調した信号のいずれか一方の信号を少なくと
   も拡散コードの１チップ以上の任意の時間だけ遅延さ
   せ、該遅延した信号と他方の信号の２波を合波して送信
   し、 受信側において、受信信号を２経路に分配し、一方の経
   路の信号を前記送信側と同じ遅延量で遅延させ、遅延し
   た信号と、他方の経路の信号とを前記送信側とほぼ同じ
   搬送周波数信号のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分をそれぞれ乗
   算してほぼベースバンド付近に周波数変換し、その４つ
   の信号から遅延した信号とｓｉｎ成分を乗じて生成した
   信号より得られた相関信号と、遅延させない信号とｓｉ
   ｎ成分を乗じて生成した信号より得られた相関出力を乗
   算し、遅延した信号とｃｏｓ成分を乗じて生成した信号
   より得られた相関出力と、遅延させない信号とｃｏｓ成
   分を乗算して生成した信号より得られた相関出力を乗算
   し、この２つの乗算出力を加算することによりデータ復
   調することを特徴とする、スペクトル拡散通信方式。
2. 【請求項２】 前記受信側において、前記データ復調を
   積分器とフィルタとを用いて行ない、前記他方の経路の
   相関出力をパイロット信号として、前記データ復調器の
   前記積分器やフィルタ時間窓などを制御することを特徴
   とする、請求項１のスペクトル拡散通信方式。
3. 【請求項３】 ユーザ間の区別は前記拡散コードと、前
   記遅延量の双方を組合せることを特徴とする、請求項１
   のスペクトル拡散通信方式。
4. 【請求項４】 通信領域を複数の領域に分割し、同一区
   域内においては、前記遅延時間に差をもたせて複数の通
   信回線を区別し、異なる区域間では前記拡散コードを異
   ならせて通信回線を区別することを特徴とする、請求項
   １のスペクトル拡散通信方式。
5. 【請求項５】 通信領域を複数の区域に分割し、同一区
   域内においては、前記拡散コードを異ならせて通信回線
   を区別し、異なる区域間では前記遅延時間に差をもたせ
   て複数の通信回線を区別することを特徴とする、請求項
   １のスペクトル拡散通信方式。
6. 【請求項６】 直接拡散を用いたスペクトル拡散通信方
   式であって、送信側において、拡散コードおよびデータ
   を乗じた信号と、拡散コードのみの信号のいずれか一方
   を遅延し、その後２信号を合波して搬送波を変調した信
   号を送信し、 受信側において、前記送信側とほぼ同じ搬送波周波数信
   号にｓｉｎ成分とｃｏｓ成分をそれぞれ乗算してほぼベ
   ースバンド付近に周波数変換した後、それぞれを２経路
   に分配し、それぞれの一方の経路の信号を前記送信側と
   同じ遅延量で遅延させ、その４つの信号を前記拡散コー
   ドと相関のある４つの相関器に入力し、そのうち、ｓｉ
   ｎ成分を乗じて遅延した信号より得られた相関出力と、
   ｓｉｎ成分を乗じて遅延させない信号より得られた相関
   出力を乗算し、ｃｏｓ成分を乗じて遅延した信号より得
   られた相関出力と、ｃｏｓ成分を乗じて遅延させない信
   号より得られた相関出力を乗算し、この２つの乗算出力
   を加算することにより、データ復調することを特徴とす
   る、スペクトル拡散通信方式。
7. 【請求項７】 前記受信側において、前記データ復調を
   積分器とフィルタを用いて行ない、前記他方の経路の相
   関出力をパイロット信号として前記データ復調器の前記
   積分器やフィルタ時間窓などを制御することを特徴とす
   る、請求項６のスペクトル拡散通信方式。
8. 【請求項８】 ユーザ間の区別は前記拡散コードと、前
   記遅延量の双方を組合せることを特徴とする、請求項６
   のスペクトル拡散通信方式。
9. 【請求項９】 通信領域を複数の領域に分割し、同一区
   域内においては、前記遅延時間の差をもたせて複数の通
   信回線を区別し、異なる区域間では前記拡散コードを異
   ならせて区別することを特徴とする、請求項６のスペク
   トル拡散通信方式。
10. 【請求項１０】 通信領域を複数の領域に分割し、同一
    区域内においては、前記拡散コードを異ならせて区別
    し、異なる区域間では前記遅延時間に差をもたせて複数
    の通信回線を区別することを特徴とする、請求項６のス
    ペクトル拡散通信方式。
11. 【請求項１１】 直接拡散を用いたスペクトル拡散通信
    方式であって、送信側において、送信データをシリアル
    −パラレル変換して数ビットのデータ列を形成し、それ
    ぞれのデータと拡散コードで搬送波を変調した信号と、
    該変調した信号と同じ拡散コードのみで搬送波を変調し
    た信号を生成し、データを用いて変調した数種類の信号
    はそれぞれ相互に１チップ以上の任意の時間だけ遅延さ
    せ、そ信号と他の遅延しない信号とを合波して送信し、 受信側において、受信信号を送信側と同じ数の経路に分
    配し、そのうちの１つを除く経路の信号を前記送信側と
    同じ遅延量で遅延させ、遅延した種類の信号と、他方の
    経路の信号とを前記送信側とほぼ同じ搬送波信号のｓｉ
    ｎ成分とｃｏｓ成分をそれぞれ乗算してほぼベースバン
    ド付近に周波数変換して、そのすべての信号を前記拡散
    コードと相関のある相関器に入力し、そのうち遅延させ
    ない信号とｓｉｎ成分を乗じて生成した信号より得られ
    た相関出力と、それぞれの遅延した信号に対してｓｉｎ
    成分を乗じて生成した信号より得られたそれぞれの相関
    出力を乗算し、遅延しない信号とｃｏｓ成分を乗じて生
    成した信号より得られた相関出力と、それぞれの遅延さ
    せた信号に対してｃｏｓ成分を乗じて生成した信号より
    得られたそれぞれの相関出力を乗算し、それぞれの乗算
    出力を加算することによりそれぞれのデータを復調して
    パラレルデータを出力し、パラレル−シリアル変換する
    ことによりデータ復調することを特徴とする、スペクト
    ル拡散通信方式。
12. 【請求項１２】 前記受信側において、前記データ復調
    を積分器とフィルタを用いて行ない、前記遅延させない
    経路に出力される相関出力あるいは復調よりも早いタイ
    ミングで出力される相関出力をパイロット信号として前
    記データ復調器の前記積分器やフィルタ時間窓を制御す
    ることを特徴とする、請求項１１のスペクトル拡散通信
    方式。
13. 【請求項１３】 前記合波する信号の数を変えることに
    より、伝送レートを可変とすることを特徴とする、請求
    項１１または１２のスペクトル拡散通信方式。
14. 【請求項１４】 直接拡散を用いたスペクトル拡散通信
    方式であって、 送信側において、送信データをシリアル−パラレル変換
    し、数ビットのデータ列を形成し、それぞれのデータと
    拡散コードを乗じた信号を拡散コードのみの信号に対し
    て、それぞれ相互に１チップ以上の任意の時間だけ遅延
    し、その後すべての信号を合波して搬送波を変調した信
    号を送信し、 受信側において、前記送信側とほぼ同じ搬送波周波数信
    号のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分をそれぞれ乗算してほぼベ
    ースバンド付近に周波数変換した後、それぞれを送信側
    と同じ数の経路に分配し、そのうちの１つを除く経路の
    信号を前記送信側と同じ遅延量でそれぞれ遅延し、その
    すべての信号を前記拡散コードと相関のある相関器に入
    力し、そのうちｓｉｎ成分を乗じて遅延させない信号よ
    り得られた相関出力と、ｓｉｎ成分を乗じてそれぞれ遅
    延させた信号より得られたそれぞれの相関出力を乗算
    し、ｃｏｓ成分を乗じて遅延させない信号より得られた
    相関出力と、ｃｏｓ成分を乗じてそれぞれ遅延させた信
    号より得られたそれぞれの相関出力を乗算し、それぞれ
    の乗算出力を加算することによりパラレルデータを復調
    し、パラレル−シリアル変換することによりデータ復調
    することを特徴とする、スペクトル拡散通信方式。
15. 【請求項１５】 前記受信側において、前記データ復調
    を積分器とフィルタを用いて行ない、前記遅延させない
    経路によって出力される相関出力あるいは復調よりも早
    いタイミングで出力される相関出力をパイロット信号と
    して、前記データ復調器の前記積分器やフィルタ時間窓
    などを制御することを特徴とする、請求項１４のスペク
    トル拡散通信方式。
16. 【請求項１６】 前記合波する信号の数を変えることに
    より伝送レートを可変することを特徴とする、請求項１
    ４または１５のスペクトル拡散通信方式。