DE2735945A1

DE2735945A1 - Schaltungsanordnung fuer die traegersynchronisierung von kohaerenten phasendemodulatoren

Info

Publication number: DE2735945A1
Application number: DE19772735945
Authority: DE
Inventors: Jean Monrolin
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1976-10-18
Filing date: 1977-08-10
Publication date: 1978-04-20
Also published as: DE2735945C2; JPS5386149A; GB1534465A; JPS5921567Y2; JPS599668U; FR2368184B1; CA1085003A; US4100499A; FR2368184A1

Description

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

Schaltungsanordnung für die Trägersynchronisierung von kohärenten Phasendemodulatoren

Die Erfindung betrifft Phasendemodulatoren und insbesondere eine Schaltungsanordnung für die Trägersynchronisierung für kohärente Phasendemodulatoren, welches sich insbesondere für nach dem Zeitmultiplexprinzip arbeitende mit Mehrfach-Zugriff ausgestattete Satellitenkommunikationssysteme eignet.

In einem mit Mehrfach-Zugriff ausgerüsteten Satellitensystem stellt der einen Transponder oder einen Zwischenverstärker tragende Satellit mehrere gleichzeitig betreibbare Übertragungswege zwischen verschiedenen Erdestationen zur Verfügung. 'Ein Zeitmultiplex-Mehrfachzugrlff-Nachrichtenübertragungssystem (TDMA) ist ein Mehrfach-Zugriffsystem, bei dem die zur Verfügung stehende Zeit in einzelne Impulsrahmen unterteilt ist, die aus einer Anzahl von Zeitabschnitten oder Kanälen bestehen, die jeweils jeder Station für die Übertragung von Daten nach einer anderen Station zur Verfügung stehen. Eine ;typische Erdestation enthält ein Datenterminal, einen Modula- itor/Demodulator (Modem), Hochfrequenzsender und Hochfrequenzempfänger. Der Modem muß dabei so ausgelegt sein, daß das durch den Satelliten-Zwischenverstärker übertragene Frequenzband möglichst wirkungsvoll ausgenutzt wird. Das hierbei all gemein benutzte Modulationsverfahren ist die sogenannte Phasenumtastung in Verbindung mit einer kohärenten Demodulation.

Die Phasenumtastung (PSK) Modulation wird allgemein angewandt, und man findet eine ausführliche Beschreibung beispielsweise in dem bei McGraw-Hill, New York 1965 erschienenen, von R.W. Bennett und J.R. Davey herausgegebenen Buch "Data Transmission]¹ im Kapitel 10, sowie in dem Buch "Principles of Data Communication" von R.W. Lucky, J.Salz und E.J. Weldon, Jr.,

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Kapitel 3, das ebenfalls bei McGraw-Hill, New York 1968 erschienen ist. Kurz gesagt, verlangt das PSK-Modulationsverfahren, daß die zu übertragende Bitfolge zunächst in eine Folge von Symbolen oder Paare von Symbolen umgesetzt wird, wobei jedes Symbol eine diskrete Anzahl von Vierten annehmen kann. Diese Symbole oder Symbolpaare werden dann nacheinander zu Zeitpunkten übertragen, die einen Abstand von T Sekunden aufweisen, und als Signalzeitpunkte bezeichnet werden. Die übertragung erfolgt dabei in Form einer Phasenänderung des Trägers in bezug auf die Phase des unmittelbar vorhergehenden Symbols. Die kohärente Demodulation eines PSK-Signals stellt ein ebenso allgemein angewandtes Verfahren dar, das ausführlich beispielsweise in den beiden oben angegebenen Büchern beschrieben ist. Kurz gesagt, betrifft das kohärente Demodulationsverfahren eine Phasenmessung des aufgenommenen Signals durch einen Vergleich mit der Phase eines örtlich erzeugten Bezugsträgers. Offensichtlich erfordert eine richtige Demodulation des PSK-Signals, daß der Träger am Demodulator mit dem übertragenen Träger synchronisiert wird. Es ist daher wichtig, daß für einen kohärenten PSK-Demodulator eine Träger-i Synchronisation vorgesehen wird.

Wenn ein kohärenter PSK-Demodulator im Zusammenhang mit einem TDMA-Ubertragungssystem eingesetzt wird, dann muß eine bei i Auftreten von Rauschen oder Störungen sehr schnelle und hoch- ! wirksame Trägersynchronisierung vorgesehen werden. Die Gründe : dafür sind, daß eine solche Synchronisierung für jedes übertragene Datenbündel erforderlich ist, wenn man berücksichtigt, ι daß zwischen zwei benachbarten Datenbündeln keine Kohärenz der Trägerphase vorhanden ist und daß sowohl das Schutzzeitintervall zwischen zwei benachbarten Bündeln und die Länge des für die Trägersynchronisierung vorgesehenen Vorläufers am Beginn eines jeden Bündels für eine hochwirksame übertragung möglichst klein gehalten werden müssen.

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Die Herabsetzung der Auswirkungen von Störungen und Rauschen, die durch eine Trägersynchronisierung ermöglicht wird, ist darauf zurückzuführen, daß Hochfrequenzmodems für TDMA-Systeme in Verbindung mit komplizierten Schaltungen zur Störverminderung zur Verfügung gestellt werden können, wie sie beispielsweise für Modems für Fernsprechkanäle verwendet werden.

Es gibt zwei Arten der Trägersynchronisierung, nämlich solche, die mit phasenstarrer Schleife arbeiten, und solche mit passiven Filtern. Systeme mit phasenstarrer Schleife sind in vielen Büchern und Aufsätzen beschrieben, und es sei hier beispielsweise auf einen Aufsatz von W.C. Lindsey und M.K. Simon mit dem Titel "Carrier Synchronization and Detection of Polyphase Signals" in IEEE Transactions on Communications, Juni 1972, Seiten 441 bis 454 und auf einen Aufsatz mit dem Titel "Carrier Synchronization and Detection of QASK Signal Sets" von M.K. Simon und J.G. Smith in IEEE Transations on Communications, Band COM-22, Nr. 2, Februar 1974, Seiten 98 bis 106 verwiesen. Die in diesen Aufsätzen beschriebenen Systeme sind, soweit die Auswirkungen von Störungen oder Rauschen davon betroffen sind, außerordentlich wirksam, sie gestatten jedoch keine sehr schnelle Synchronisierung. Man hat es daher vorgezogen, Systeme mit passiven Filtern zu benutzen, wie sie beispielsweise in den Aufsätzen D2 bis D6 der Proceedings des "Collogue International sur Ies Telecommunications Numeriques par Satellite" (International Conference on Digital Satellite Communications), Paris, November 28 bis 30, 1972 beschrieben worden sind. Um jedoch die Wirksamkeit passiver Filtersysteme zu verbessern, war es j erforderlich, ein besonderes Verfahren einzusetzen, wie es ■ beispielsweise in einem Aufsatz von D.W. Baker und R.F. j Robinson mit dem Titel "A Fast Acquisition Coherent PSK Demodulator Incorporating Passive Narrowband Filters Operable in a Quenching Mode" in Satellite Communication Systems

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Technology, London, April 1975 auf Selten 201 bis 206 beschrieben ist, wodurch die Komplexität solcher Systeme erhöht wird. Es wurde daher für wesentlich besser erachtet, sich auf Systeme mit phasenstarren Schleifen zu konzentrieren und zusätzliche Entwicklungsarbeiten für die Verbesserung ihrer Betriebseigenschaften einzusetzen.

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung für eine Trägersynchronisierung mit einer phasenstarren Schleife zur Anwendung in kohärenten PSK-Demodulatoren zu schaffen, welche bei Anwesenheit von Rauschen nicht nur sehr wirksam, sondern auch sehr schnell ist. Gleichzeitig eignet sich diese Schaltungsanordnung dann für einen Aufbau unter Verwendung relativ einfacher Bauelemente.

Diese der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird dann mittels einer Schaltungsanordnung für die Trägersynchronisierung in einem kohärenten PSK-Demodulator gelöst, bei dem das 4-Phasen-PSK-Signal durch einen phasengleichen Bezugsträger und einen um 90 phasenverschobenen Bezugsträger demoduliert wird, die beide örtlich durch einen Bezugsträgergenerator erzeugt werden. Die phasengleiche Komponente und die um 90° phasenverschobene Komponente des 4-Phasen-PSK-Signals, welche sich aus dieser Demodulation ergeben, werden um ein Zeitin- ' tervall verzögert, das praktisch gleich T/2 Sekunden ist, wobei T die Signalperiode ist. Das Produkt aus der verzögerten ! phasengleichen Komponente mit dem Vorzeichen der um 90° phasen4

verschobenen Komponente wird von dem Produkt aus der verzögerten um 90° phasenverschobenen Komponente mit dem Vorzeichen der phasengleichen Komponente subtrahiert, woraus ein Phasenfehlersignal abgeleitet wird. Dieses Phasenfehlersignal steuerdann die Nachstellung des Bezugsträgergenerators.

iDie Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen im einzelnen

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beschrieben. Die als schutzwürdig angesehenen Merkmale der Erfindung sind den Patentansprüchen im einzelnen zu entneh

men,

In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1

schematisch ein Blockschaltbild eines üblichen Modems für PSK-Modulation in Verbindung mit kohärenter PSK-Demodulation,

Fig. 2

ein Blockschaltbild eines kohärenten PSK-Demodulators mit einer Trägersynchronisierung gemäß der Erfindung,

Fig. 3

ein Signalraumdiagramm zur Darstellung einer 4-Phasen-PSK-Modulation, die dem besseren Verständnis der Erfindung dient,

Fig. 4a - 4f

Diagramme, die einem besseren Verständnis der Erfindung dienen sollen.

!Zur Vereinfachung ist in Fig. 1 ein Blockschaltbild eines !Üblichen Modulators/Demodulators, kurz Modem, für ein Phasenumtast-Modulationsverfahren, kurz PSK-Modulation, gezeigt. Dieser Modem besteht im wesentlichen aus einem PSK-Hodulator 1 und einem PSK-Demodulator 2. Der PSK-Modulator 1 und der PSK-Demodulator 2 machen von dem am häufigsten gebrauchten Verfahren zur Darstellung der Phase des übertragenen und aufgenommenen Signals in der Weise Gebrauch, daß die phasengleiche Komponente und die um 90° phasenverschobene Komponente in einem rechtwinkligen Koordinatensystem definiert werden, wie dies in dem bereits erwähnten Buch von Bennett und Davey beschrieben ist. Die zu übertragenden Datenbits werden zunächst zu Gruppen zusammengefaßt und jede Gruppe wird in einem Codierer 3 in einem Symbolpaar umgesetzt. Die-

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se Symbolpaare werden durch den Codierer 3 nacheinander zu Signalzeitpunkten abgegeben, deren Abstand T Sekunden beträgt, wobei T die Signalperiode ist. Ein Symbolpaar stellt dabei die phasengleiche und die um 90° phasenverschobene Komponente der zu einem SignalZeitpunkt zu übertragenden Phase dar. Die phasengleiche und die um 90° phasenverschobene Komponente stehen dabei jeweils am Ausgang 4 bzw. 5 des Codierers 3 zur Verfügung. Jeder dieser Komponenten nimmt dabei die Form eines Impulses an, dessen Amplitude eine Funktion des Wertes der Phasenkomponente ist. Die der phasengleichen Komponente entsprechenden Impulse und die der um 90° phasenverschobenen Komponente entsprechenden Impulse werden über Tiefpässe 6 bzw. 7 geleitet, die diese in zwei Signale umformen, die als Basisband-Signalelemente bezeichnet werden, deren Form für die Übertragung geeigneter ist. Die so erhaltenen Signalelemente werden dann in den Modulatoren 8 und 9 zur Modulation eines "In-Phase-Trägers" und eines "90°-Trägers" benutzt. Der In-Phase-Träger wird unmittelbar durch einen Oszillator 10 geliefert, während der um 90° phasenverschobene Träger aus dem Modulator 10 über eine Phasenschieberstufe 11 um 90° phasenverschoben abgeleitet wird. Die so modulierten Signale werden dann in einer Addierstufe 12 kombiniert und über ein Filter 13 dem Ubertragungskanal 14 zugeführt. Im PSK-Demodulator wird das aus dem Übertragungskanal 14 aufgenommene Signal durch einen Bandpaß 15 geleitet und mit Hilfe eines ,In-Phase-Bezugsträgers bzw. eines 90°-Bezugsträgers in den Demodulatoren 16 bzw. 17 demoduliert. Der In-Phase-Bezugsträger wird aus dem aufgenommenen Signal durch eine Trägerwiedergewinnungsstufe 18 gewonnen und unmittelbar dem Demodulator 16 zugeleitet. Der In-Phase-Bezugsträger, dessen Phase im Phasenschieber 19 um 90° verschoben wird, wird damit der 90°-Bezugsträger, der dem Demodulator 17 zugeleitet wird. Die am Ausgang der Demodulatoren 16 und 17 auftretenden InPhase bzw. 90° Komponenten haben dann die Form der Basis-

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band-Signalelemente, die im Idealfall mit den am Ausgang der Filter 6 und 7 des PSK-Modulators 1 auftretenden Basisband-Signalelementen identisch wären. Die durch die Demodulatoren 16 bzw. 17 gelieferten Signale werden dann zu den Signalzeitpunkten durch Abtastschaltungen 2O bzw. 21 abgetastet. Diese SignalZeitpunkte werden aus dem aufgenommenen Signal mit Hilfe einer dafür geeigneten Taktschaltung 22 abgeleitet. Die durch die Abtastschaltungen 20 und 21 gelieferten Abtastwerte, die im Idealfall die Form von den an den Ausgängen 4 und 5 des Codierers 3 des PSK-Iiodulators 1 auftretende identische Form von Impulsen annehmen, werden dem Eingang eines Differentialdecodierers 23 zugeleitet. Dies ist eine logische Schaltung, die die Umkehrung des Codierers 3 darstellt und die aufgenommenen Datenbits liefert. Der Einfachheit halber ist in Fig. 1 die Trägersynchronisierung, die dafür verantwortlich ist, daß der In-Phase-Bezugsträger und der 9O°- Bezugsträger mit dem aufgenommenen Signal synchronisiert bleiben, weggelassen.

Die Trägersynchronisierung gemäß der vorliegenden Erfindung wird nunmehr im Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben, in der als Beispiel ein 4-Phasen-PSK-Demodulator dargestellt ist, der in Verbindung mit Satellitenübertragung eingesetzt werden kann und in dieser Schaltungsanordnung enthalten ist. Das aufgenommene 4-Phasen-PSK-Signal wird parallel einem Paar Demodulatoren 241 und 24Q zugeleitet, die in diesem Fall symmetrische Ringdemodulatoren sind. Derartige Demodulatoren sind als Analogschaltungen allgemein bekannt und werden in großem Maße bei der Datenübertragung eingesetzt und bedürfen keiner !näheren Beschreibung. Ein spannungsgesteuerter Oszillator : (VCO) 25 liefert einen Bezugsträger, der dem Demodulator 241 | unmittelbar und über einen Phasenschieber 26 um 90° in der ' Phase verschoben, dem Demodulator 24Q zugeleitet wird. Die j Ausgangssignale der Demodulatoren 241 und 24Q werden den !

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Eingängen von zwei Tiefpaßfiltern 271 bzw. 27Q zugeleitet. Diese Filter sind passive Analogfilter bekannter Bauart und dienen der Aussiebung unerwünschter Modulationsprodukte und des thermischen Rauschens. Die Ausgangssignale der Filter 271 und 27Q werden den Eingängen von zv/ei Begrenzer stuf en 281 bzw. 28Q zugeleitet, die beispielsweise in Abhängigkeit von einem positiven Signal oder einem negativen Signal eine hohe oder eine niedrige Amplitude liefern. Die Ausgangesignale der Begrenzerstufen 281 und 28Q werden Abtastschaltungen 291 bzw. 29Q zugeführt, die durch über Leitung 3O zugeführte Taktsignale, die die Signalzeitpunkte definieren, angesteuert werden. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Abtastschaltungen übliche bistabile Kippschaltungen vom Typ D. Die Taktsignale werden durch eine Taktschaltung (nicht gezeigt) der beschriebenen Art aus dem 4-Phasen-PSK-Signal abgeleitet. Die Ausgangssignale der Abtastschaltungen 291 und 29Q werden einem Differentialdecodierer 31 zugeführt, der die aufgenommenen Daten liefert. Der Decodierer 31 ist eine logische Schaltung, die die Umkehrung der im PSK-Modulator oder dem Modem verwendeten Schaltung ist. Im dargestellten Beispiel ist dieser Decodierer ein allgemein bekannter Differentialdecodierer gemäß der CCITT-Empfehlung V26. Die Ausgangssignale der Filter 271 und 27Q werden außerdem den Eingängen von zwei Verzögerungsschaltungen 321 bzw. 32Q zugeführt, die jeweils eine Verzögerung um T/2 Sekunden ergeben, wobei T die Signalperiode ist. In diesem Beispiel wird als Verzögerungsschaltung eine aus Koaxialkabeln aufgebaute Verzögerungsleitung verwendet. Die Ausgangssignale der Verzögerungsschaltungen 321 bzw. 32Q werden einem ersten Eingang von zwei Ana-

'logmultiplizierstufen 331 und 33Q zugeführt, deren zweite Eingänge jeweils am Ausgang der Abtastschaltung 29Q bzw. 291 angeschlossen sind. Die Multiplizierstufen 331 und 33Q bestehen in diesem Fall aus symmetrischen Ringmodulatoren. Die

j Ausgangesignale der Multiplizierstufen 331 und 33Q werden dann dem negativen bzw. positiven Eingang einer analogen Sum-

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menschaltung 34 zugeleitet. Das Ausgangssignal der Summenschaltung 34 liegt am Eingang einer analogen Integrierschaltung 35, an deren Ausgang die Steuerleitung des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) angeschlossen ist. Bekanntlich ist die Phasenverschiebung des Ausgangssignals eines VCO proportional der am Steuereingang zugeführten Spannung.

Vor einer Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 2, in der die Erfindung verwirklicht ist, soll das Prinzip dieser Arbeitsweise in bezug auf Fig. 3 besprochen werden. Bei der Datenübertragung werden die verschiedenen Betriebszustande des bei jedem Signalzeitpunkt übertragenen Signals gewöhnlich durch ein sogenanntes Signalraumdiagramm dargestellt. Fig. 3 zeigt das Signalraumdiagramm für ein übertragungssystem mit 4-Phaeen-PSK-Modulation. Die Vektoren OE*, OE?, OE? und OE? stellen die vier möglichen Phasen des zu jedem Signalzeitpunkt übertragenen Signals dar. Im dargestellten Beispiel sind die Phasen dieser vier Vektoren 45°, 135°, 225° bzw. 315°. Es sei nunmehr angenommen, daß zu einem gegebenen Signalzeitpunkt das übertragene Signal das durch den Vektor OE* mit Phase 4_Q dargestellte Signal sein soll, das durch seine Koordinaten χ und y definiert ist. Die Koordinaten χ und y sind die In-Phase und 90°-Komponenten j ο ο :

'des übertragenen Signals. Die Auswirkung des durch den Kanal \ j eingeführten Rauschens bestehen darin, daß der Vektor Or des i aufgenommenen Signals nicht genau mit den das übertragene Signal darstellenden Vektor oE£ zusammenfällt. Der Vektor ÜR* wird durch seine Koordinaten χ und y, d.h. durch die phasengleiche und die um 90° phasenverschobene Komponente des aufgenommenen Signale dargestellt. Die Phase des Vektors olTwird nit 4 bezeichnet und stellt die Phase des aufgenommenen Signals dar.

Die Grüfte dtf wird definiert durch

■ 4 - 4- (D

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und stellte den Phasenfehler dar, der die Phase des aufgenommenen Signals verändert. Der Phasenfehler άφ ist ein wichtiger Parameter bei einer Trägersynchronisierung mit phasenstarrer Schleife, da dieser Parameter zur Nachstellung des örtlich erzeugten Bezugsträgers verwendet wird. Aufgabe einer phasenstarren Schleife besteht darin, diesen Phasenfehler möglichst klein zu machen. Wenn dieser Phasenfehler zu Null geworden ist, dann ist der Bezugsträger genau mit dem übertragenen Signal synchronisiert.

Die Phase φ des Vektors OR kann ausgedrückt werden als φ «= tan"¹ \ (2)

Setzt man den durch Gleichung (1) definierten Phasenfehler mit dem Differential von φ gleich, so erhält man in Verbindung mit Gleichung (2)

_άφ L·—- d (£) (3)

ι + £ ^x

χ² + y^z Im Normalbetrieb kann angenommen werden, daß

x² + y² β konstant ist. (5)

Der Einfachheit halber sei weiter angenommen, daß

x² + y² « 1 (6)

Die Gleichung (4) wird dann zu

άφ m xdy - ydx (7)

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Die Größen dx und dy lassen sich ausdrücken als

dx ■ χ - y

Setzt man nunmehr Gleichung (8) in Gleichung (7) ein, so erhält man

dtf - x_oy - y_o* (9)

Der Nachteil der Gleichung (9) besteht darin, daß für eine Trägersynchronisierung die Komponenten χ und y des übertragenden Signals bestimmt werden müssen. Bei einer Trägersynchronisierung bekannter Art in Verbindung mit kohärenten PSK-Demodulatoren werden die Komponenten χ und y durch Berechnung ihrer geschätzten Werte erhalten. Die Bestimmung von Schätzwerten ist aber entweder zu langsam oder zu schwierig für Satellitenübertragungssysteme, bei der die Datenübertragungsgeschwindigkeit sehr hoch ist. Mit einer Datenübertragungsgeschwindigkeit von 50 Megabit je Sekunde beträgt die Dauer einer Signalperiode nur 40 Nanosekunden. Bei der Trägersynchronisierschaltung gemäß der Erfindung, die in einem kohärenten 4-Phasen-PSK-Demodulator einsetzbar ist, wird die Verwendung der folgenden Gleichung vorgezogen.

άφ β y Vorzeichen χ - χ Vorzeichen y (10)

In Gleichung (10) sind die Größen "Vorzeichen x" und "Vorzei- ! chen y" die Schätzwerte der übertragenen Signalkomponenten χ und o. Gleichung (10) führt zu einem vereinfachten Aufbau

! der Trägersynchronisierschaltung und liefert ungewöhnlich zu- \ friedenstellende Ergebnisse.

Die Arbeitsweise der in Fig. 2 dargestellten Schaltung wird unter Verwendung von Gleichung (10) nunmehr beschrieben. Das 4-Phasen-PSK-EingangsBignal wird mit Hilfe des im Oszillator 25 erzeugten Bezugsträgers demoduliert, der den Demodulatoren

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241 und 24Q als phasengleicher Bezugsträger bzw. 90° phasenverschobener Bezugsträger zugeführt wird, wobei die Phase des 90°-Bezugsträgers um 90° gegenüber dem phasengleichen Träger verschoben wird. Die phasengleiche und die 90° Komponente des PSK-Signals, die jeweils mit χ bzw. y bezeichnet sind, stehen am Ausgang der Demodulatoren 241 und 24Q zur Verfügung. Die Komponenten χ und y werden durch die Filter 271 bzw. 27Q durchgelassen und den Eingängen der Begrenzerstufen 281 bzw. 28Q zugeführt, deren Ausgangssignale ständig die Vorzeichen von χ bzw. y liefern. Der Einfachheit halber ist in den Gleichungen (1) bis (10) die Zeit nicht berücksichtigt. Dem Fachmann ist ohne weiteres klar, daß diese Gleichungen natürlich nur zu den Signalzeitpunkten gültig sind, d.h. den einzigen Zeitpunkten, bei denen das 4-Phasen-PSK-Signal Information enthält. Die "Vorzeichen x" und "Vorzeichen y" Information, die zu den Signalzeitpunkten zur Verfügung steht, wird in der Schaltung gemäß Fig. 2 dadurch erhalten, daß die Ausgangssignale der Begrenzerstufen 281 und 28Q in Abtaststufen 291 bzw. 29Q abgetastet werden. Die von den Abtaststufen 291 bzw. 29Q kommende Vorzeicheninformation "Vorzeichen x" bzw.'"Vorzei+ chen y" wird dem Decodierer 31 für eine Decodierung gemäß der ! CCITT-Empfehlung V26 zugeleitet.

Die am Ausgang der Filter 271 bzw. 27Q auftretenden Ausgangs- ' signale werden den Verzögerungsleitungen 321 bzw. 32Q züge- ' führt, die eine Verzögerung um T/2 bewirken, wobei T die Signalperiode ist. Die Verwendung der Verzögerungsleitungen 321 und 32Q wird noch beschrieben. Die am Ausgang der Verzögerungsleitung 321 auftretende verzögerte Komponente χ wird in der Multiplizierstufe 331 mit der von der Abtastschaltung 29Q kommenden Information (Vorzeichen y) multipliziert. Die am Ausgang der Verzögerungsleitung 32Q auftretende verzögerte Komponente χ wird in der Multiplizier stufe 33Q mit der am Ausgang der Abtastschaltung 291 auftretenden Information (Vor-

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zeichen χ) multipliziert. Das am Ausgang der Multiplizierstufe 331 auftretende Produkt (x Vorzeichen y) wird durch die • Summenschaltung 34 von dem am Ausgang der Multiplizierstufe !33Q auftretenden Produkt (y Vorzeichen x) subtrahiert. Am Ausgang der Suramenschaltung 34 tritt dann der durch Gleichung (10) definierte Phasenfehler άφ auf, wobei Gleichung (10) hier ,nochmal wiederholt sei.

d^ ■ y Vorzeichen χ - χ Vorzeichen y (10)

; um zu verhindern, daß Phasenfehler einen nachteiligen Einfluß lauf die Arbeitsweise der Schaltung ausüben, wird der durch Gleichung (10) definierte Phasenfehler in einer Integrier- ;schaltung 35 integriert. Am Ausgang der Integierschaltung 35 steht dann ein über die Zeit integrierter Phasenfehler d* an, i der definiert ist durch

d♦ « y Vorzeichen χ - χ Vorzeichen y (11)

Der im spannungsgesteuerten Oszillator 25 erzeugte Bezugsträger wird dann solange als Funktion des integrierten Phasenfehlers dt nachgestellt, bis d* » 0 ist. Ist άΦ = 0, dann ist der Bezugsträger mit dem übertragenen Signal synchronisiert. Der Klarheit halber ist die Integrierschaltung 35 von dem Oszillator 25 getrennt dargestellt, doch leuchtet es ohne weiteres ein, daß dann, wenn der Oszillator selbst eine solche Integrationswirkung zeigt, keine gesonderte Integrationsschaltung erforderlich ist.

Die Verwendung der Verzögerungsschaltungen 321 und 32Q in der erfindungsgeroäß ausgerüsteten Schaltungsanordnung wird nunmehr anhand der Fign. 4a bis 4f näher erläutert. Wie gezeigt, fordert Gleichung (10), daß die Produkte (x Vorzeichen y) und (y Vorzeichen x) berechnet werden. Solche Produkte lassen sich dann leicht berechnen, wenn die Größen χ und y binär codiert sind. In dem in Fig. 2 gezeigten Beispiel sind

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die komponenten χ und y durch Analogsignale dargestellt. FiIr den größtmöglichen Wirkungsgrad des Systems 1st es erforderlich, daß die am Ausgang der Analogmultiplizierstufen 331 und 33Q auf tretenden, die Produkte "x Vorzeichen y" und "y Vor-f zeichen x" darstellenden Signale als Signale mit maximaler Energie auftreten. Aus diesem Grund werden die Verzögerungsleitungen 321 und 32Q benutzt. Fign. 4a und 4b zeigen die am Ausgang der Filter 271 bzw. 27Q auftretenden Komponeten χ bzw. y für den Fall eines einzigen Phasenwertes, für sich betrachtet, zum Zeitpunkt t . Derartige Signale v/erden im allgemeinen Signalelemente genannt, und man findet eine genauere \ Beschreibung beispielsweise in dem bereits erwähnten Buch i von R.W. Lucky und andere, Kapitel 4, Abschnitt 4.1.1. In den Figuren war angenommen worden, daß die Komponenten χ und y den Wert 1 haben. Das Vorzeichen von χ zum Zeitpunkt t | ist ebenfalls in Fig. 4b gezeigt. Diese Vorzeichen hat am j Ausgang der Abtastschaltung 29Q die Form eines positiven Impulses mit einer Amplitude gleich 1, der bei der Zeit t beginnt und zur Zeit t₁ endet. Wenn das Produkt aus der Komponente χ zwischen t_Q und t₁ (Fig. 4a) mit dem das Vorzeichen von y (Fig. 4b) darstellenden Impuls berechnet, so erhält man den in Fig. 4c gezeigten Impuls. Obgleich der in Fig. 4c gezeigte Impuls das Produkt χ Vorzeichen y darstellt, ist dies¹ nicht der Impuls größter Energie. In Fig. 4c wird die Energie durch die schraffierte Fläche dargestellt. Verwendet man Verzögerungsschaltungen, dann läßt eich diese Energie, wie noch zu erläutern sein wird, erhöhen. Der Impuls in Fig. 4d ■teilt die Komponente x, verzögert um T/2 Sekunden dar, d.h., das am Ausgang der Verzögerungsschaltung 321 auftretende Signal. Der Klarheit halber sind die Komponente y und der das Vorzeichen von y zum Zeitpunkt t_Q darstellende Impuls wieder in Fig. 4· gezeigt. Wenn man daher das Produkt aus der um T/2 Sekunden verzögerten Komponente χ zwischen t und t* mit dem da« Vorseichen von y (Fig. 4e) darstellenden Impuls be-

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rechnet, so erhält man die in Fig. 4f gezeigte Impulsform, die das Produkt (x Vorzeichen y) darstellt, jedoch diesesmal die maximal mögliche Energie enthält.

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Leerseite

Claims

PATENTANSPRÜCHE

/1. Schaltungsanordnung für eine kohärente Demodulation für 4-Phasen-Uratastung mit einem regelbaren Bezugsträgergenerator, einem ersten Demodulator zur Demodulation des aufgenommenen Signals mit Hilfe des Bezugsträgers zur Erzeugung der In-Phase-Komponente des aufgenommenen Signals und mit einem zweiten Demodulator zur Demodulation des aufgenommenen Signals mit Hilfe des um 90° phasenverschobenen Bezugsträgers zur Erzeugung der 90°- Komponente des aufgenommenen Signals sowie mit einer Trägersynchronisierschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltmittel (281, 291, 28Q, 29Q) zur Ermittlung des Vorzeichens der phasengleichen und der um 90° phasenverschobenen Komponente (x, y) des aufgenommenen Signals vorgesehen sind, daß eine erste Multiplizierstufe (331) für die Bildung des Produkts aus der phasengleichen Komponente (x) des aufgenommenen Signals mit dem Vorzeichen der 90°-Komponente des aufgenommenen Signals und eine zweite Multiplizierstufe (33Q) für die Bildung des Produkts aus der 90°-Komponente des aufgenommenen Signals mit dem Vorzeichen der phasengleichen Komponente des aufgenommenen Signals vorgesehen sind, und daß ferner eine Subtrahierstufe (34) zur Bildung der Differenz zwischen dem ersten Produkt und dem zweiten Produkt zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals (άφ) vorgesehen ist, mit dessen Hilfe der Bezugsträgeγι generator (25) auf dem Phasenfehler Null nachregelbar j ist.

; 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den am Ausgang des Demodulators ; für das phasengleiche Signal und der ersten MuItipIi-

j zierstufe (331) und zwischen dem Ausgang des Demodulators für das 90°-Signal und der zweiten Multiplizier-

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stufe (33Q) je eine Verzögerungsschaltung (321 bzw. 33Q) mit je einer Signalverzögerung um T/2 eingeschaltet ist, wobei T die Signalperiode ist, und daß die erste Multiplizierstufe (331) für die Bildung des Produkts aus der um T/2 verzögerten phasengleichen Komponente des aufgenommenen Signals mit dem Vorzeichen der 90 -Komponente des aufgenommenen Signals und die zweite Multiplizierstufe (33Q) für die Bildung des Produkts aus verzögerter 90°-Komponente des aufgenommenen Signals mit dem Vorzeichen der In-Phase-Komponente des aufgenommenen Signals vorgesehen sind, und daß die Subtrahierstufe (34) zur Bildung der Differenz zwischen dem ersten Produkt und dem zweiten Produkt zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals {Αφ) vorgesehen ist, mit dessen Hilfe der Bezugsträgergenerator (25) auf den Phasenfehler Null nachregelbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittlung des Vorzeichens der In-Phase-Komponente bzw. der 90°-Komponente des aufgenommenen Signals jeweils eine Begrenzerstufe (281 bzw. 28Q) und eine nachgeschaltete, taktgesteuerte Abtaststufe (291 bzw. 29Q) vorgesehen sind und daß der Ausgang der einen Abtaststufe (291) an einem Eingang der zweiten Multiplizierstufe (33Q) und der Ausgang der anderen Abtaststufe (29Q) an einem Eingang der ersten Multiplizierstufe (331) angeschlossen ist.

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