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Verfahren und Schaltungen zum Rückgewinnen der Trägerfrequenz für
einen Vierphasen-Dernodulator Für das Übertragen schneller digitaler Signale über
Verbindungen mit begrenzter Bandbreite werden häufig Vierphasen-Nodems verwendet.
Die damit übertragenen Informationen sind enthalten in der Phasenlage der übertragenen
Trägerfrequenz gegenüber einer Bezugsfrequenz, wobei vier verschiedene, jeweils
um 900 gegeneinander versetzte Phasenlagen vorgesehen sind. Die Bezugsfrequenz wird
im allgemeinen nicht übertragen, ist jedoch für clic in technisch vorteilhafter
Art zu verwirklichenden
Demodulat)rcn notwelldio und wird daher
durch einen örtlichen Oszillator erzeugt, der atif die empfangenen Signale phasenrichtig
synchronisiert werden muss. hierfür sind eine Reihe von Verfahren bekannt, deren
wesentlichste in einem Aufsatz: Carrier synchronisation techniques of PSK-Hodem
for TDMA-Systems" von Nosaka, K., Muratani, T., Ogi, M. und Shoji, T. in der IEE
conference publication, No. 59, S. 154 bis 165 beschrieben sind.
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Für alle diese Verfahren wird eine Phasenregelschleife (phase - locked
loop = PLL) verwendet, wobei in unterschiedlicher Weise erreicht wird, dass bei
jeder der vier möglichen Phasenlagen des empfangenen Signals dasselbe Steuersignal
für den in die Phasenregelschleife eingefügten spannungsgesteuer ten Oszillator
(Voltage controlled oscillator = VCO) gewonnen wird. Dies geschieht beispielsweise
durch eine Frequenzvervierfachung des vierphasenmodulierteri Signals, wobei die
gewonnene Steuerspannung über der Phasenabweichung aufgetragen sinusförmig ist,
oder z.B. durch Rückmodulation, Phasenregeneration, digital umgeschaltete PLL, wobei
die durch diese Verfahren gewonnene Stsuerspannung über der Phasenabweichung aufgetragen
eine Sägezahnform hat, mit dea Vorteil des schnelleren linschwingens bei grossen
Anfangsphasenfehlern. Letzteres ist vorteilhaft bei nichtfortlaufendem Betrieb,
wie er z.B.
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bei Vielfaclizugriffssystemen nach den Zeitmultiplexverfahren vorkommt.
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Diese bekannten haben die Nachteile eines grossen Schaltungsaufwandes,
der u.a. dadurch bedingt ist, dass die Steuerspannung für den örtlichen Oszillator
unmittelbar aus dem empfangegen phasenmodulierten Signal abgeleitet wird, und einer
konstanten Phasendifferenz der wiedergewonnenen Trägerfrequenz zu dem empfangenen
Signal in der Nullage, die durch ein genau abzugleichendes Phasendrehglied ausgeglichen
werden muss.
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Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und Schaltungen zum Wiedergewinnen
der Trägerfrequenz für einen Vierphaen-Demodulator anzugeben, die diese Nachteile
vermeiden.
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Das erfindungsgemässe Verfahren zum Rückgewinnen der Tragerfrequenz
aus den empfangenen Signalen für einen Vierphasen-Demodulator, in dem die empfangenen
Signale parallel durch zwei gleiche, um 900 versetzte Trägerschwingungen umgesetzt
und dabei zwei Werte X und Y für die kartesischen Koordinate als Kennzeichen des
Phasenwinkels des empfangenen Signals gewonnen werden, und in dem die zum Umsetzen
dienende Trägerfrequenz von einem durch eine aus den empfangenen Signalen abgeleitete
Spannung gesteuerten Oszillator erzeugt wird, ist dadurch gekennzeichnet, dass die
Steuerspannung für den Oszillator aus den zwei Werten für die Koordinaten als verhältnisgleicll
der bei gleichen Vorzeichen der zwei Werte mit + l,
bei ungleichen
Vorzeichen der zwei Werte mit - 1 multiplizierten Differenz der Beträge der zwei
Werte gewonnen wird.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Hierzu zeigen die Fig. 1 den Ubersichtsschaltplan eines Vierphasen-Demodulators
mit einer Schaltung zum Wiedergewinnen der trãgerfrequenz nach bekanntem Verfahren,
Fig. 2 den Verlauf der Steuerspannung für den örtlichen Oszillator zum Erzeugen
der Trägerfrequenz in Abhängigkeit vom Phasenfehler bei bekannten Verfahren, Fig.
3 einen günstigeren Verlauf der Steuerspannung für den örtlichen Oszillator in Abhängigkeit
vom Phasenfehler (an sich bekannt), Fig. 4 den Übersichtsschaltplan eines Vierphasendemodulators
mit der erfindungsgemässen Schaltung zum Wiedergewinnen der Trägerfrequenz, Fig.
5 eine Darstellung der vierphasenmodulierten Signale in der Phasenebene,
Fig.
6 den Ubersichtsschaltplan eines ersten Ausführungabeispieles einer Schaltung zum
Gewinnen der Steuerspannung nach dem erfindungsgemässen Verfahren, Fig. 7 eine Reihe
von Diagrammen zur Erläuterung der Wirkungsweise der SctLtung nach Fig. 6, Fig.
8 den Übersichtsschaltplan eines zweiten Ausführungsbeispieles einer Schaltung zum
Gewinnen der Steuerspannung nach dem erfindungsgemässen Verfahren und Fig. 9 eine
Reihe von Diagrammen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 8.
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Zum Stand der Technik zeigt die Fig. l in einem strichpunktierten
Rahmen D den Übersichtsschaltplan eines üblichen Vierphasen-Demodulators und in
einem strichpunktierten Rahmen T den Übersichtsschaltplan einer ebenfalls üblichen
Einrichtung zum Wiedergewinnen der genauen, ursprünglichen Trägerfrequenz.
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Das empfangene und zu demodulierende Signal gelangt über den Eingang
E des Demodulators D parallel zu zwei Umsetzern M l bzw. M 2. Jeder dieser Umsetzer
wird durch dieselbe, von der Einrichtung T gelieferte Trägerfrequenz gesteuert,
Jedoch ist dem Steuereingang eines der Umsetzer, im gezeigten Beispiel des Umsetzers
M l, ein die Phase um 900 drehender Phasenschieber
Ph 1 vorgeschaltet.
Auf die Ausgänge der zwei Umsetzer M 1 und M 2 folgen üblicherweise je ein signalformender
Tiefpass T l bzw. r 2 und je eine die Polarität der Ausgangssignale der Umsetzer
feststellende Schaltung P 1 bzw.
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P 2, im einfachsten Falle ein Amplitudendiskriminator mit einer dem
Nullwert der Ausgangssignale der Umsetzer entsprechenden Ansprechschwelle. Die jeweiligen
Ausgangssignale X' und Y' des Vierphasen-Demodulators D entsprechen den kartesischen
Koordinaten eines Punktes in der Phasenebene. Die auf verschiedene Arten mögliche
Weiterverarbeitung dieser Signale hat keinen Bezug zur Erfindung.
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Die Einrichtung T zum Wiedergewinnen der Trägerfrequenz besteht im
wesentlichen aus einem in seiner Frequenz steuerbaren Oszillator G und einem Steuerteil
ST zum Erzeugen einer Steuerspannung für den Oszillator G in Abhängigkeit von der
jeweiligen Phasendifferenz zwischen der vom Oszillator G gelieferten und der erforderlichenShwingung.
Bei den bekannten Verfahren wird dem Steuerteil ST neben der vom Oszillator G erzeugten
Frequenz das über den Eingang z empfangene Signal zugeführt. Wegen der vier möglichen
Phasenlagen des Eingangssignales einerseits und der notwendigen Forderung einer
von der jeweiligen Phasenlage des lingangsaignales unabhängigen Träger frequenz
und damit auch unabhängigen Steuerspannung andererieits ergibt sich ein verhältnismässig
sehr grosser Aufwand für den Steuerteil. Die Schaltungen
zun Durchführen
der bekannten Verfahren unterscheiden sich im wesentSichen nur im Steuerteil.
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Beim einfachsten der bisher bekannten Verfahren zws Beseitigen des
Einflusses der verschiedenen Phasenlagen des Eingangssignales auf die Steuer Spannung
für den Oszillator wird die Frequenz des vierphasenmodulierten Eingangssignales
im Steuerteil vor seiner Auswertung vervierfacht. Dieses Verfahren ergibt einen
sinusförmigen Verlauf der Regelkennlinie, d.h. der Steuerspannung in Abhängigkeit
von der Phasendifferenz S zwischen der erzeugten und der geforderten Frequenz, wie
in Fig. 2 dargestellt. Dabei ist die Anordnung bei den zulässigen bzw. gewünschten
Phasenwinkeln von 45 , 1350, 2250 und 3150, bei denen die Steuerspannung den Wert
Null hat, stabil. Die Steuerspannung hat jedoch auch den Wert Null bei den Phasenwinkeln
90°, 180°, 270° und 360° bzw. 0°. Die Anordnung ist bei diesen Phasenwinkeln in
einem labilen Gleichgewicht mit der Folge sehr langer Einschwing- bzw. Synchron
sierzeiten, wenn zu Beginn beim Anlegen des Eingangssignales der Phasenwinkel in
der Nähe eines dieser Winkel liegt.
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Kürzere Einschwing- bzw. Synchronisierzeiten können erreicht werden
mit einer sägezahnförmigen Regelkennlinie, wie in Fig. 3 dargestellt. Schaltungen
zum Erzeugen solcher Reelkennlinien wurden von Splitt, Frank G. unter dem Titel:
"Design and Analysis of a Linear Phase-locked Loop of Wide Dynamic Range" in IEEE
Trans. com'. tech. vol. COM-14, No.4, Aug. 1966 anegeben. In diesen wird im Steuerteil
die Regelspannung
entweder abhängig von der Zeit zwischen zwei
Nulldurchgängen bestimmter Neigungsrichtung der zwei dem Steuerteil zugeführten
Schwingungen oder als Abtastwert zum Zeitpunkt des Nulldurchganges der empfangenen
Schwingung in bestimmte Neigungsrichtung aus einer von der vom Oszillator G gelieferten
Schwingung abgeleiteten sägezahnförmigen Schwingung gewonnen. Auch diese Schaltungen
erfordern einen sehr hohen Aufwand und haben den weiteren Nachteil, dass sie nur
bei vergleichsweise niedrigen Frequenzen verwendbar sind.
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Alle diese bekannten Verfahren und Schaltungen liefern die gewünschte
Trägerfrequenz mit einer gewissen konstanten Verschiebung gegenüber der für die
Umsetzer im Demodulator erforderlichen Phasenlage und benötigen daher zusätzlich
einen einstellbaren Phasenschieber Ph 2 zwischen dem Oszillator G und den Umsetzern
M 1 und M 2.
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Die Grundschaltung zum Durchführen des erfindungsgemässen Verfahrens
ist in Fig. 4 dargestellt. Darin sind die Baugruppen mit gleicher Aufgabe ebenso
bezeichnet wie in Fig. 1. Der Aufbau des Vierphasen-Demodulators D ist in den Schaltungen
nach den Fig. 1 und 4 gleich. Die Einrichtung T zum Wiedergewinnen der Trägerfrequenz
in der Schaltung nach Fig. 4 enthält ebenfalls einen in seiner Frequenz steuerbaren
Oszillator G und ein Steuerteil ST, jedoch keinen Phasenschieber, da das erfindungsgemässe
Verfahren die Träuerfrequonz immer in richtiger Phasenlage liefert. Abweichend von
der Schaltung nach Fig 1 erhalt das Steuerteil ST seine lingangssignal. von den
Ausgängen
X und Y der Umsetzer M1 bzw. M2 oder der Tiefpässe T1
bzw. T 2 und gewinnt daraus eine Steuerspannung U für d.n Oszillator G, deren Grösse
verhältmisgleich ist der Differenz der Beträge der Eingangssignale X und Y multipliziert
bei gleichen Vorzeichen der beiden Eingangssignale mit + 1, b.i umgleichen Vorzeichen
der beidem Eingangssignale mit - 1.
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Für das Steuerteil ST ergibt sich damit di. Bedingung: U = k(/X/ -
/X/). sign X . sign Y (1) oder umgeformt auch: U - k(X sign Y - Y sign x), (2) wobei
k eine frei wählbare Konstante ist.
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Zur weiteren irläuterung der grundsätzlichen Wirkungsweise des Steuerteile
zeigt Fig. 5 in der komplexen Ebens verschiedame mögliche Lagen des phasenmodulierten
Einganssignales X in Bezug auf die umsetzende Trägerschwingung. In tiblicher Weise
ist dabei in der X-Richtung die cos mt-Komponente und in der jY-Richtung die sin
mt-Komponente des phasenmodulierton Signals aufgetragen, und es wird der Phasenwinkel
t diesez Signals in Bezung auf den umsetzenden Träger von der
+1-Achse
entgegen dem Uhrzeigersinn gemessen.
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Bei richtiger Phasenlage des umsetzenden Trägers zum empfangenen Signal
sind die Beträge /X/ bzw. /Y/ der am Ausgang der Modulatoren M 1 und M 2 bzw. der
Tiofpässe T 1 und T 2 gewonnenen Spannungen X bzw. T der cos- bzw.
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sin-tomponente gleich gross und die durch den Vierphasen-Demodulator
in der ersten Stufe zurückgewonnene Information ist gekennzeichnet durch einen der
Punkte a, b, c oder d auf der Winkelhalbierenden eines der Quadranten der komplexen
Ebene, wie am Beispiel des Punktes a mit /X0/ r /Yo/ gezeigt. Somit wird bei richtiger
Phasenlage des Trägers zum empfangenen Signal die Differenz /X/ - /Y/ = O.
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Für den beispielhaft nicht auf der Wimkelhalbieremden liegenden Punkt
e, wie er sich bei einem Phasenfehler ergibt, sind die Beträge der Koordinaten /X1/
# /Y1/ und die Differenz /X1/ - /Y1/ # 0. Die Kurve /X/ - /Y/ abhängig vom Phasenfehler
hat zwar bei richtigen Phassenwerten jeweils einen Nulldurchgang, jedoch mit jeweils
wechselnder Neigungsrichtung; sie entspricht also noch nicht der gewünschten Kurve
nach Fig. 3. Dies kann behoben und die gewünschte Kurve erhalten werden durch Umkehren
des Vorzeichens der Differenz /X/ - /Y/ jeweils wenn die Vorzeichen von X und Y
unterschiedlich sind.
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Eine beispielhafte Schaltung eines Steuerteils zum Druchführen des
Verfahrens auf Grund der Bedingung (1) zeit die Fig. 6. Sie hat zwei Eingänge X
bzw. Y und einen Ausgang U,
die gleichbezeichnet sind wie die ihnen
zugeführten bzw.
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entnommenen Signale, und enthält zwei Vollweggleichrichter Gr 1 und
Cr 2, einen Differenzverstärker D 1, zwei die Polarität eines Signales feststellende
Schaltungen P 3 und P 4, beispielsweise kmplituden-Digkriminatoren mit einer dem
Nullwert des Signales entsprechenden Anspr.chschwelle, eine Äquivalenz-Schaltung
AV und eine gesteuerte Umschalteeinrichtung US, beispielsweise einen transformatorlosen
Doppelgegentakt-Modulator zum fallweisen Umkehren der Polarität des ihr zugeführten
Signals. Jeder der Eingänge X und Y des Steuerteils ist verbunden erstens mit dem
Eingang eines der Vollweggleichrichter Gr 1 bzw. Gr 2 und zweitens mit dem Eingang
einer die Polarität des Eingang signales feststellenden Schaltung P 3 bzw. P 4.
Der Ausgang jedes Vollweggleichrichters Grl bzw. Gr 2 ist verbunden mit je einem
der zwei Eingänge des Differenzverstärkers D 1. Der Ausgang des Differenzverstärkers
D t führt zum Eingang der Umschalteeinrichtung US. Der Ausgang jeder der Schaltungen
zum Feststellen der Polarität P 3 bzw. P 4 ist verbunden mit je einem der zwei Eingänge
der Äquivalenz-Schaltung AV, deren Ausgangssignal bei gleicher Polarität der Elngangssignale
die Umschalteeinrichtung US so steuert, dass die Polarität ihres Ausgangssignales
gleich der Polarität des Eingangssignaies ist, und bei ungleicher Polarität der
Eingangssignale die Umsch.lteeinrichtung US umsteuert, so dass die Polarität ihres
Ausgangssignales der Polarität ihres Eingangssignales entgegengesetzt ist. Das Ausgangssignal
der
Umsteuereinrichtung bildet die Steuerspannung für den Oszillator G.
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In der Wirkung gleichwertig, jedoch mit grösserem Aufwand kann die
Reihenfolge des Differenzverstärkers D 1 und der Umschalteeinrichtung US vertauscht
werden, wobei dann die vom Ausgangssignal der Äquivalenz-Schaltung AV gesteuerte
Umschaltecinrichtung die Eingangssignale des Differenzverstärkers D 1 fallweise
vertauscht und der Differenzverstärker D 1 die Steuerspannung U für den Generator
G liefert.
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Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 6 wird weiterhin in Verbindung
mit einer Reihe von in Fig. 7 gezeigten Diagrammen erläutert. Die einzelnen Diagramme
zeigen abhängig vom Phasenfehler den Spannungsverleuf an den mit gleichen Ziffern
gekennzeichneten Punkten der Schaltung nach Fig. 6.
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Im Diagramm 71 ist das Eingangssignal X = x . cos # und im Diagramm
72 das Eingangssignal Y - y . sin tp dargestellt.
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Diese Signale, den Schaltungen P 3 bzw. P 4 zum Feststellen der Polarität
zugeführt, liefern am Ausgang dieser Schaltungen Je nach ihrer Polarität positive
oder negative Zeichen einheitlicher Grösse sign X nach Diagramm 73 und sign Y nach
Diagramm
7lot, die ihrerseits am Ausgang der Äquivalenz-Schaltung AV ebenfalls positive oder
negative Zeichen entsprechend sign X sign Y nach Diagramm 75 liefern.
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Ferner liefern die Eingangssignale X bzw. Y, den Vollweggleichrichtern
Gr 1 bzw. Gr 2 zugeführt, an deren Ausgängen die Beträge /X/ nach Diagramm 76 bzw.
/Y/ nach Diagramm 77, deren Differenz /X/ - /Y/ am Ausgang des Differenzverstärkers
D 1 im Diagramm 78 gezeigt ist. Die durch die jeweilige Spannung nach Diagramm 75
gesteuerte Umschalteeinrichtung US bildet aus der jeweiligen Spannung nach Diagramm
78 die Steuerspannung U für den Oszillator G nach Diagramm 79, die der gewünschten
Kennlinie nach Fig. 3 entspricht.
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Eine zweite beispielhafte Schaltung eines Steuerteils ST zum Durchführen
des Verfahrens auf Grund der Bedingung (2) zeigt die Fig. 8. Sie hat ebenfalls zwei
Eingänge X und Y und einen Ausgang U, die gleich bezeichnet sind wie die ihnen zugeführten
bzw. entnommenen Signale, und enthält zwei Umschalteeinrichtungen US 1 und US 2,
zwei die Polarität eines Signales feststellende Schaltungen P 5 und P 6 und einen
Differenzverstärker D 2. Jeder der Eingänge X und Y des Steuerteiles ist verbunden
erstens mit dem Eingang einer der Umschalteeinrichtungen US 1 bzw. US 2 und zweitens
mit dem Eingang einer der die Polarität des
Eingangssignales feststellenden
Schaltungen P 5 bzw. P 6.
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Das Ausgangssignal der die Polarität des Eingangssignales X feststellenden
Schaltung P 5 steuert die Umachalteeinrichtung US 2, deren Eingang das Eingangssignal
T zugeführt wurde, und das Ausgangssignal der die Polarität des Eingangssignales
Y feststellenden Schaltung P 6 die Umschalteeinrichtung US 1, deren Eingang das
Eingangssignal X zugeführt wurde, in einer solchen Weise, dass jede der Umschalteeinrichtungen
durchschaltet und das ihr zugeführte Signal unverändert abgibt, wenn das jeweils
andere Signal positiv ist oder umschaltet und das ihr zugeführte Signal mit entgegengesetzter
Polarität abgibt, wenn das jeweils andere Signal negativ ist. Die Ausgänge der Umschalteeinrichtungen
US 1 und US 2 sind verbunden mit je einem der zwei Eingänge des Differenzverstärkers
D 2, der an seinem Ausgang die Steuerspannung U für den Oszillator G liefert.
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Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 8 wird nachstehend in Verbindung
mit den Diagrammen der Fig. 9 erläutert. Die Bezifferung der Diagramme entspricht
der der zugehörigen Nesspunkte in Fig. 8. im Diagramm 91 ist das Eingangssignal
X = x cos tp und im Diagramm 92 das Eingangssignal Y = y sin sin ç in Abhängigkeit
vom jeweiligen Phasenfehler dargestellt. Diese Signale, den Schaltungen P 5 bzw.
P 6 zum Feststellen der Polarität zugeführt, liefern am Ausgang dieser Schaltungen
je nach ihrer Polarität positive
oder negative Zeichen einheitlicher
Grösse sign X nach Diagramm 93 und sign Y nach Diagramm 94. Der jeweilige Wert des
Eingangssignales X (Diagramm 91) wird je nach der jeweiligen Polarität des Eingangssignals
Y, d.h. entsprechend sign Y (Diagramm 94) durch die Umschalteeinrichtung US 1 umgepolt
oder nicht umgepolt und dabei ein Wert X sign Y entsprechend Diagramm 95 gewonnen.
In gleicher Weise wird der jeweilige Wert des Eingangssignales r (Diagramm 92) je
nach der jeweiligen Polarität des Eingangssignales X, d.h. entsprechend sign X (Diagramm
93) durch die Umschalteeinrichtung US 2 umgepolt oder nicht umgepolt und dabei ein
Wert Y sign X entsprechend Diagramm 96 gewonnen. Der Differenzverstärker D 2 bildet
die Differenz X sign Y - Y sign X, entsprechend dem jeweiligen Wert nach Diagramm
95 minus dem jeweiligen Wert nach Diagramm 96, die die Steuerspannung U für den
Oszillator G ist. Ihre Grösse in Abhängigkeit vom Phasenfehler zeigt das Diagramm
97, entsprechend dem gewünschten Vorlauf nach Fig. 3.
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In beiden Schaltungsbeispielen für einen Steuerteil ST (Fig.4) zum
Durchführen des erfindungsgemässen Verfahrens nach den Fig.
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6 und 8 sind jeweils zwei Schaltungen P 3, P 4 bzw. P 5, P 6 zum Feststellen
der Polarität der Eingangssignale Y bzw. T und zum Liefern der Signale sign X bzw.
sign Y vorgesehen. Sofern der in Verbindung mit der Einrichtung T (Fig. 4) zum Wiedergewinnen
der Trägerfrequenz arbeitende Vierphasendemodulator D
ebenfalls
solche Schaltungen, wie z.B. P 1 und P 2 in der Schaltung nach Fig. 4, enthält,
so können deren Ausgang signale X' n sign X bzw. Y' 3 sign r dazu dienen, die Umschalteeinrichtungen
z.B. die Umschalteeinrichtung US über die Äquivalenz-Schaltung in der Schaltung
nach Fig. 6 oder die Umschalteeinrichtungen US 1 bzw. US 2 in der Schaltung nach
Fig. 8 zu steuern, und es können dann die Schaltungen zum Feststellen der Polarität
im Steuerteil, z.B. P 3 und P 4 in der Schaltung nach Fig. 6 bzw. P 5 und P 6 in
der Schaltung nach Fig. 8 entfallen.