DE2656924C3

DE2656924C3 - Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Datenübertragungssystems

Info

Publication number: DE2656924C3
Application number: DE2656924A
Authority: DE
Inventors: Loic Bernard Yves Le Plessis Robinson Guidoux; Jean-Louis Le Plessis Robinson Renaudat
Original assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Current assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Priority date: 1975-12-29
Filing date: 1976-12-16
Publication date: 1981-03-26
Also published as: SE414855B; DE2656924A1; JPS5532309B2; NL173005C; GB1539749A; JPS5283053A; BE849924A; CA1099350A; FR2337468A1; AU2091076A; FR2337468B1; DE2656924B2; NL7614427A; US4174489A; AU503350B2; SE7614542L

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers. Zur Übertragung von Daten mit 4800 Bit/s wird beispielsweise in einem genormten Modem achtwertige Phasenmodulation angewandt, wobei die zu überiragenden Daten zunächst in Gruppen von (''■v Bits gegliedert und dann mit einer Geschwindigkeit "on 1600 Baud in Form von Phasensprüngen eines Trägers von 1800 Hz kodiert werden. Der Phasendiskriminator des Empfängers dient zum Reproduzieren dieser Phasensprün^e.

In den bekannten Phasendiskriminatoren, wie diese beispielsweise in der US-Patentschrift Nr. 36 43 023 beschrieben worden sind, wird zu den Zeitpunkten, die der Modulationsgeschwindigkeit entsprechen, eine Phasenmessung durchgeführt, und zwar durch eine Zeitmessung, die auf den Zeitpunkten der Nulldurchgänge eines analogen Signals basiert, das von dem empfangenen Signal abgeleitet ist. Zi m Vergrößern der Meßgenauigkeit wird dieses analog e Signal dadurch erzeugt, daß das empfangene Banopaßsignal auf ein

J5 höheres Frequenzband verlagert wird, das beispielswei se im Falle eines 4800 Bifs-Modems auf beiden Seiten der Frequenz von 14 400 Hz liegt

Dieser im wesentlichen analoge Phasend>skrim'nator weist den Nachteil auf, daß er die Konstruktion des Empfängers wesentlich verwickelt macht, wenn dieser Emr'änger beispielsweise an das geschaltete Fernsprechnetz angeschlossen und zur automatischen und auto-adaptiven Entzerrung des Übertragungskanals ein digitaler Bandpaßentzerrer entsprechend der FR-PS 22 95 649 verwendet wird, der dem Phaseiidiskriminator vorgeschaltet ist

Ein derartiger Empfänger muß nämlich mit einem dem Entzerrer vorgeschalteten Analog-Digital-Wandler und mit einem dem Entzerrer nachgeschalteten

so Digital-Analog-Wandler versehen sein, dem ein Tiefpaßfilter zum Reproduzieren des entzerrten Bandpaßsignals in analoger Form folgt, welche Form zum Funktionieren des Phasendiskriminators notwendig ist. Diese Struktur mit einer doppelten Analog-Digital- und Digital-Analog-Umwandlung ist ziemlich aufwendig und weist auch den Nachteil auf. daß analoge Filter dem Entzerrer nachgeschaltet sein müssen, so daß letzterer diese nicht korrigieren kann. Zum Schluß erfordert die genaue Reprodukti >n des analogen Signals am Eingang des Phasendiskriminators, daß die Abtastfrequenz im Analog-Digital-Wandler vor dem Entzerrer entsprechend dem Theorem von Shannon mindestens der Doppelwert der maximalen Frequenz des Bandpaßsignals ist; in beispielsweise dem 4800 Bit/s-Modem, weil

h5 das Frequenzband de* Bandpaßsignals zwischen 600 Hz und 3000 Hz liegt, muß diese Abtastfrequenz mindestens 6000 Hz betragen. Diese relativ hohe und zum Funktionieren des Phasendiskriminators notwendige

Abtastfrequenz ist jedoch für die Eigenwirkung des Bandpaßentzerrers überflüssig, weil ja die Koeffizienten der Digitalfilter in diesem Entzerrer nur mit einer Frequenz geändert zu werden brauchen, die der Modulationsgeschwindigkeit (1600Hz im Falle des 4800 Bit/s-Modems) entspricht.

In der älteren Anmeldung gemäß der DE-OS 26 43 247 wurden bereits Verfahren und Anordnungen zur Demodulation phasenmodulierter Trägersignale vorgeschlagen, wobei der Phasenschieber eine Phasendrehung des empfangenen Bandpaßsignals über einen Winkel hervorruft, der dem geschätzten Wert des Phasenfehlers im Übertragungskanal entspricht und diesem entgegengesetzt ist.

Diese Phasendrehung geschieht über einen Winkel, der lediglich allen vorhergehenden Phasenfehlern entspricht. Weiter wird in der Entscheidungslogik der älteren Anmeldung mit einer bis auf einen Restphasenfehler festen Bezugsphase gearbeitet, bei der das Entscheidungskriterium auf der Messung der Entfernungen zwischen den das empfangene Signal repräsentierende Punkten und den theoretischen Signalpunkten in einen Signalzustandsdiagramm beruht, das mit dieser quasifesten Bezugsphase verknüpft ist. Die entsprechende Entscheidungslogik zur Bestimmung des Pha-■•ensprungs ist sehr kompliziert, insbesondere infolge der Art der Berücksichtigung der Einflüsse des im Übertragungskanal hervorgerufenen Phasenflattern.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen völlig digitalen Phasendiskriminator zu schaffen, der ein Signal verarbeitet, das mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit abgetastet wird, und der folglich unmittelbar mit dem Ausgang eines digitalen Bandpaßentzerrers verbunden werden kann, der ein Signal verarbeitet, das mit derselben Frequenz abgetastet ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs angegebenen Merkmale gelöst.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargesieiii und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Phasendiskriminators vom kohärenten Typ,

F i g. 2 ein Diagramm der Bilder der Signale, die dem Element zum Berechnen der Phasendrehung im Phasendiskriminator nach F i g. 1 zugeführt werden,

F i g. 3 ein Diagramm, das insbesondere das Bild des dem Entscheidungselement zugeführten Signals darstellt,

F i g. 4 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Entscheidungselementes,

Fig.5 und Fig.6 Diagramme zur Erläuterung der vereinfachten Reproduktion der Phasensprünge in dem Entscheidungselement wenn eine Abwandlung des Phasendiskriminators nach F i g. I benutzt wird, dessen Schaltbild in F i g. 7 dargestellt ist,

F i g. 8 ein Diagramm zur Erläuterung der vereinfachten Verarbeitung des Fehlersignals durch das Entscheidungselement im Phasendiskriminator nach F i g. 7,

Fig. 9 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Phasendiskriminators vom diff erentiellen Typ,

F i g. 10 ein Diagramm der Bilder der Signale, die dem Element zum Berechnen der Phasendrehung im Phasendiskriminator nach F i g. 9 zugeführt werden,

Fig. 11 das Schaltbild eines Empfängers, in dem der

erfindungsgemäße Phasendiskriminator benutzt wird.

Der Phasendiskriminator nach F i g. 1 wird verwendet in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers. Dieser Diskriminator eignet sich beispielsweise für ein Datenübertragungssystem, das einen genormten 4800 Bit/s-Modem benutzt. Dieses Beispiel wird nachstehend auf allgemeine Weise beschrieben. Es ist bekannt, daß im Sendeteil dieses Modems die zu übertragenden Daten zu Gruppen von drei Bits gegliedert werden, die acht Konfigurationen annehmen können und diese Gruppen von drei Bits werden mit einer Geschwindigkeit von 1600 Baud in Form von Phasensprüngen eines Trägers von 1800Hz ausgesendet. wobei diese Phasensprünge Vielfache von 45° sind, und zwar von 0° bis 315°.

Das Signal am Eingang des Phasendiskriminators, das an der Leitung 1 vorhanden ist, entspricht dem ausgesendeten Signal und ist auf das Band von 600-3000Hz beschränkt, das auf beiden Seiten der Trägerfrequenz liegt und das der Bandbreite des Übertragungskanals entspricht. Es wird nun vorausgesetzt, daß dieses Eingangssignal des Diskriminators keine Verzerrung aufweist, was im allgemeinen mit Hilfe eines in Fig. 1 nicht dargestellten handbetätigten bzw. automatischen Entzerrers erhalten wird, der in Reihe rr.it der Leitung 1 verbunden ist. Ausgehend von einem derartigen Signal muß der Phasendiskriminator am Ausgang 2 die ausgesendeten Phasenspriinge reproduzieren.

Es ist daher ein völlig digitaler Phasendiskriminator zu schaffen, bei dem alle Kreise mit minimaler Rechengeschwindigkeit arbeiten.

Dazu enthält dieser Phasendiskriminator in F i g. 1 ein Rechenelement 3, das zum Empfangen von digitalen Signalen eingerichtet ist, deren Signalabtastwerte mit einer Frequenz H_r entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit auftreten. Die digitalen Signale am ersten Eingangsklemmenpaar 4 und 5 sind für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals repräsentativ und werden von den Analog-Digital-Wandlern 6 bzw. 7 geliefert, deren Abtastkreise von der Frequenz tir gesteuert werden. Der Wandler 6 erhah unmittelbar das Bandpaßsignal, das auf der Leitung 1 vorhanden ist, und der Wandler 7 erhält das Bandpaßsignal, das durch ein phasendrehendes Netzwerk 8 um 90° phasenverschoben ist Die Abtastfrequenz H_n die im Falle des 4800 Bit/s-Modems 1600 Hz beträgt wird von einem in F i g. 1 nicht dargestellten Kreis zur Rückgewinnung der Taktfrequenz geliefert; in einem noch zu beschreibenden Schaltbild des Empfängers wird die Art und V'eise des Anschlusses dieses Taktrückgewinnungskreises angegeben werden.

Die digitalen Signale am zweiten Eingangsklemmenpaar 9 und 10 des Rechenelementes 3 rühren von einem ROM-Speicher 11 her und sind für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines örtlichen Bezugsträgers repräsentativ, der durch die nachfolgend zu beschreibenden Mittel in Phase geregelt wird. Die Phase dieses örtlichen Bezugsträgers steht in digitaler Form (mit einer Abtastfrequenz Hi) am Ausgang eines Phasengenerators 12 zur Verfugung, der durch ein Speicherregister gebildet wird und diese Phase wird als Adresse für den ROM-Speicher verwendet in dem an verschiedenen Adressen verschiedene Werte der in-Phase- und Quadraturkomponenten gespeichert sind

Zu jedem Abtastzeitpunkt JT, der durch die Taktfrequenz H_r bestimmt wird, wobei /eine ganze Zahl

ist und Γ gleich 1/W_n berechnet das Rechenelement 3 die Signalabtastwerte der Signale, die für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Signals, das vom Bandpaßsignal dutch eine Phasendrehung über einen Winkel, der der Phase des örtlichen Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt (/-1)7 entspricht und entgegengesetzt ist, abgeleitet ist. Diese an den Ausgangsklemmen 13, 14 des Rechenelements 3 verfügbaren Signale werden den Eingangsklemmen 15, 16 eines Entscheidungselementes 17 zugeführt.

Aus den Signalen am Eingang bestimmt dieses Hntscheidungselement 17 zu jedem Abtastzeitpunkt jT (der ebenfalls durch die Taktfrequenz H_r bestimmt wird), den der Modulation entsprechenden Phasensprung des ausgesendeten Trägers, wobei dieser Phasensprung an einem Ausgang 18 verfügbar ist, der mit der Ausgangsleitung 2 des Phasendiskriminators verbunden ist. Da' Entscheidungselement 17 bestimmt .falle

Äktaetvailntinl/I iT Ata

rung des ausgesendeten Trägers zwischen den Abtastzeitpunkten yTund (J- \)T. wobei diese Phasenänderung am Ausgang 19 verfügbar ist. Diese Phasenänderung ist nichts anderes als der ausgesendete Phasensprung, erhöht um einen konstanten Betrag, der der Phasenänderung des nicht modulierten Trägers entspricht.

Zum Schluß enthält das Entscheidungselement 17 in Fig. 1 noch Mittel zum zu jedem Abtastzeitpunkt JT Erzeugen eines Fehlersignals, das für den Unterschied /wischen der Phase des Signals, dessen Komponenten an de Eingängen 15, 16 verfügbar sind, und der am Ausgang 19 verfügbaren Phasenänderung repräsentativ ist. Dieses an einem Ausgang 20 des Entscheidungselenientes 17 verfügbare Fehlersignal wird dem Eingang eines Kreises 21 zum Berechnen der Phasenkorrektur zugeführt. Dieser Kreis 21 ist in eine Phasenregelschleife des örtlichen Bezugsträgers aufgenommen, dessen Phase vom Speicherregister 12 geliefert wird. Diese Schleife enthält ebenfalls einen Addierer 22, der zu jedem Abtastzeitpunkt JT die Summe der an einem Ausgang 31 des Kreises 21 verfügbaren Phasenkorrektur und der am Ausgang 19 des Entscheidungselementes 17 verfügbaren Phasenänderung liefert Weiter liefert ein Addierer 23 zu jedem Abtastzeitpunkt /Tdie Summe des vom Addierer 22 gelieferten Betrags und der im Speicherregister 12 gespeicherten Phase, die der Phase des Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt (J- lJTentspricht

Der Kreis 21 zum Berechnen der Phasenkorrektur enthält zwei Zweige 24 und 25, deren Eingänge miteinander und mit dem Ausgang 20 des Entscheidungselementes 17 verbunden sind und deren Ausgänge mit den Eingängen eines Addierers 26 verbunden sind, der die Phasenkorrektur liefert Der Zweig 24 enthält nur einen Multiplizierer 27 mit einem Koeffizienten «. Der Zweig 25 enthält nacheinander einen Multiplizierer 28 mit einem Koeffizienten ß, einen Addierer 29, deren Eingänge mit dem Ausgang des Multiplizierers 28 und mit dem Ausgang eines Speicherregisters 30 verbunden sind Der Eingang dieses letzteren Registers 30 ist mit dem Ausgang des Addierers 29 verbunden.

Nachstehend wird die Wirkungsweise der jeweiligen Elemente, die den Phasendiskriminator in F i g. 1 bilden, beschrieben.

Das Diagramm aus F i g. 2 dient dazu, die Wirkungsweise des Recheneiementes 3 zu erläutern. Zum Zusammenstellen dieses Diagramms wird von einer allgemeinen Form eines phasenmodulierten Wechselstromsignals ausgegangen. So hat das Bandpaßsignal y(t)am Eingang 1 des Phasendiskriminators die Form

y ~ »cos 0(f),

wobei ρ die Amplitude und Φ(ί) die mit der Zeit sich ändernde Phase ist. Das BandpaOsignal, das vom phasendrehenden Netzwerk 8 um 90° verschoben ist, wird als γ(ήbezeichnet und hat die Form

y(t) = η cos [Φ(0

= -»sin 0(0.

Im Diagramm nach Fig. 2 ist in einer Koordinatenebene yOf zunächst ein Punkt /^dargestellt, der ein Bild des Bandpaßsignals y(t) zum Abtastzehpunkt jT ist. Dieser Punkt P₁ wird durch die Länge OP₁ gekennzeichnet, die dem Modul pydes Bandpaßsignals entspricht und durch den Winkel (Oy ■ OP₁), der der Phase Φ, dieses Signals zum Abtastzeitpunkt yTentspricht. Dieser Punkt

:i> gekennzeichnet werden, die durch die untenstehenden Gleichungen gegeben werden.

OjCOS Φ j = W

Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß die Größen y(jT) und y(jT) die Werte der in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals sind, die den Eingängen 4 und 5 des Rechenelementes 3 zum

in AbtastzeitpunktyTzugeführt werden.

Weiter ist im Diagramm nach Fig.2 ein Punkt ' langegeben, der ein Bild des örtlichen Bezugsträgers ist, dessen Phase vom Speicherregister 12 zum vorhergehenden Abtastzeitpunkt (j— l)rgeliefert wird.

i> Ebenso wie obenstehend ist dieser Punkt P] \ derart gezeichnet, daß die Länge OP] ι der Amplitude des örtlichen Bezugsträgers und der Winkel (Oy ■ ÖP'i-\) der Phase ΦI-1 dieses Trägers zum Abtastzeitpunkt (J- l)rentspricht. Wenn davon ausgegangen wird, daß

•ίο die Amplitude des örtlicher, Bezugsträgers konstant und gleich 1 ist, werden die Abszisse und die Ordinate des Punktes P' ι durch die untenstehenden Gleichungen gegeben.

COS 0J-, =/(/T-Γ)

sin 05_, = -7(/T- T)

Die Größeny(jT- 7?und P(JT- 7)sind die in-Phase- und Quadraturkomponenten des örtlichen Bezugsträgers, die den Eingängen 9, 10 des Rechenelementes 3 zugeführt werden. Zum Erhalten dieser Komponenten y(jT-T)\may(jT-T) werden verschiedene Werte der Funktionen cos Φ/-ι und —sin ΦJ-1 im ROM-Speicher 11 gespeichert und dadurch liefert bei jedem Wert Φ> -1, der vom Phasengenerator 12 des örtlichen Bezugsträ gers an seinem Eingang geliefert wird, dieser ROM-Speicher die Werte der in-Phase- und Quadraturkomponenten des örtlichen Bezugsträgers.

ω Zum Schluß ist, wie aus F i g. 2 hervorgeht, der Winkel [OP]-1- ÖPj) der Unterschied zwischen der Phase 0ydes zum Zeitpunkt/Tempfangenen Bandpaßsignals und die Phase Φϊ-ides örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (/— I)T. Dieser Phasenuntersmied ΔΦ ] — Φ/—Φ7-ΐ bildet ein Maß für die Phasenänderung des empfangenen Trägers zwischen den Zeitpunkten j— 1(T) und jT, wobei als Bezugsphase die Phase Φ J-1 verwendet wird, die, wie nachstehend noch erläutert wird, auf der

Trägerphase des empfangenen Signals genau stabilisiert wird.

Die Aufgabe des Rechenelementes 3 besteht daraus, daß zu jedem Abtastzeitpunkt jT die Phase des Bandpaßsignals mit dem Bild Pj über einen Winkel, der der Phase Φ'ι ides örtlichen Bezugsträgers mit dem Bild Pii zum Abtastzeitpunkt (J-\)T entspricht und entgegengesetzt ist, gedreht wird. Es ist leicht ersichtlich, daß der obengenannte Phasenunterschied ΔΦ1 erscheint als die Phase des Bandpaßsignals, das eine Phasendrehung über einen Winkel -Φί-1 erfahren hat. Es ist genau dasselbe wenn gesagt wird, daß der Phasenunterschied ΔΦΊ die Phase des Bandpaßsignals in einem Bezugssystem ist, in dem die Bezugsphase die Phase Φ', ι des örtlichen Trägers zum Zeitpunkt (j—\)T ist.

Das Diagramm aus F i g. 3 zeigt das Resultat der vom Rechenelement 3 durchgeführten Umwandlung in ein rechteckiges Koordinatensystem xOx, wobei Ox die Fhasenbezugsacnse ist und Ox von Ox durch Drehung Über 90° abgeleitet ist. Der Punkt Mj ist das Bild des Bandpaßsignals, das eine Phasendrehung über —ΦΊ ι erfahren hat. Dieser Punkt wird durch die Amplitude ρ_; des Bandpaßsignals und eine Phase entsprechend ΔΦ', gekennzeichnet. Es wird auch durch seine Koordinaten x(jT) und x(jT) gekennzeichnet, die durch die nachfolgenden Beziehungen ausgedrückt werden können:

x (/T) = p
x(/T)= «jsi

= Oj-cos(tf>j—

= y(jT) ■ /QT- T) + yQT) ■

- T)

x(jT) = y(jT) ■ /(JT -T)- yQT) ■ /(JT - T).

Diese Beziehungen (4) definieren vollkommen die Berechnungen, die im Rechenelement 3 durchgeführt werden müssen, um an seinen Ausgängen 13, 14 die Komponenten x(jT) und x(jT) liefern zu können. Diese Berechnungen können mit Hilfe von Multiplizierkreisen durchgeführt werden, die die vier Produkte in den Beziehungen (4) bilden und mit Hilfe von Kombinationskreisen zum Bilden einer Summe von Produkten entsprechend der ersten Beziehung (4) und einer Differenz von Produkten entsprechend der zweiten Beziehung (4). Dem Fachmann dürfte es einleuchten, daß es nicht notwendig ist, diese Kreise und ihre Einrichtung detailliert zu beschreiben.

Die Rolle des logischen Entscheidungskreises 17 besteht zunächst aus dem Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge, ausgehend von den Komponenten xQT) und kffl), die vom Rechenelement 3 geliefert werden. In dem Beispiel des 4800 Bit/s-Modems sind die ausgesendeten Phasenspritage Vielfache von 45°, während die eigene Phasenänderung der nicht modulierten ausgesendeten Frequenz von 1800 Hz zwischen

Das Rechenelement 3 berechnet die Komponenten, die den Koordinaten x(jT) und xQT) entsprechen, auf eindeutige Weise von den Kompomenten y(jT) und f(jT) des Bandpaßsignals zum Zeitpunkt /Tund von den Komponenten y(jT-T) und YQT-T) des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (J- l)7"ausgehend.

Durch Ausarbeitung der Beziehungen (3) und durch Verwendung der Beziehungen (1) und (2) läßt sich nämlich darlegen, daß die Komponenten x(jT) und x(jT) wie folgt geschrieben werden können:

zwei aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten, die durch das Intervall Γ= 1/1600 Hz getrennt sind, 45° beträgt. Die entsprechenden Phasenänderungen ΔΦ] des vom Phasensprung SPjmodulierten ausgesendeten Trägers sind dann:

+ 45".

Zur Erläuterung der Wirkungsweise dieses Entscheidungskreises sind in F i g. 4 in der Koordinatenebene

xOx acht Punkte N\, Ng dargestellt, die acht

möglichen Phasenänderungen ΑΦ) des ausgesendeten Trägers entsprechen. Diese Phasenänderungen ΔΦ ',

sind Vielfache von 45° und die Punkte A/i Ng liegen

auf den Koordinatenachsen Ox, Ox oder auf den geraden Linien Δ\, Α-ι mit einem Winkel von 45° gegenüber diesen Achsen. Andererseits verteilen die geraden Linien D_u Lh, D₃, Da, die Haibierenden der Winkel von 45° sind, die durch Ox, Δ\, Ox, A^ gebildet

werden, die Ebene in acht Sektoren Z\ Ze die

nachstehend als Entscheidungszonen bezeichnet werden. Ein Punkt Mj mit den Koordinaten x(jT), x(jT), der einer Phasenänderung ΔΦ' des Trägers beim Empfang entspricht, wird in einer der Entscheidungszonen liegen und es dürfte einleuchten, daß, abhängig von der Zone, zu der der Punkt Mj gehört, die Phasenänderung ΑΦ', des ausgesendeten Trägers und der ausgesendete Phasensprung SPj daraus abgeleitet werden kann. Die untenstehende Tafel I zeigt die Übereinstimmung zwischen den Entscheidungszonen, den ausgesendeten Phasenänderungen ΔΦ' und den ausgesendeten Phasensprüngen SPj, die nach der Formel (5) davon abgeleitet werden.

Tafel I

Entscheidungs	Phasenänderungen	Phasensprünge
zonen		SPj
	(in Grad)	(in Grad)
Zi	G	3i j
Z₂	45	0
Z₃	90	45
Z₄	135	90
Z₅	180	135
Z₆	225	180
Z₇	270	225
Z₈	315	270

Damit jedem Punkt Mj eine der Entscheidungszonen Zi, .... Ze zugeordnet wird, kann das Feststellen, ob dieser Punkt Mj oberhalb oder unterhalb der jeweiligen geraden Linien D\, D₂, Di und Dt liegt ausreichen. Da die Koordinaten χ und χ von Punkten auf diesen geraden Linien D\, D₂, D₃, A durch die Beziehung x—mx = 0, mx—x = 0, mS+x = 0 bzw. x+mx = 0 verbunden sind, mit m = tan 22° 5, kann leicht abgeleitet werden, daß das Vorzeichen der vier Großen x(jT)-mx(jT), x(jT)+nS(jT), xQT)-nueQTX xQT)+mxQT) es ermöglicht, den Zusammenhang eines Punktes Mj mit den Koordinaten xQT) und xQT) und einer der Entscheidungszonen Z\,..., Z& entsprechend der untenstehenden Tafel Π zu bestimmen (das Symbol * gibt an, daß das betreffende Vorzeichen unwichtig ist).

Tafel II

Vorzeichen von
x(jT)-mx(jT)

Vorzeichen von
- mx(jT)

Vorzeichen von x'JT)- mx(jT)

Vorzeichen von
IX(JT)

Entscheidungszone

Z₂
Z₃
Z₄
Z₅
Z,
Z₈
Z₇
Z₆

Der Entscheidungskreis 17 ist also mit Rechenschalttingen, die von den Zahlen x(jT) und x(jT) an den Eingängen ausgehend, die vier obengenannten Größen berechnen und weiter mit einem logischen Gefüge versehen, dem vier logische Veränderlichen geliefert werden, die aus dem Vorzeichen dieser Größen bestehen, wobei dieses logische Gefüge auf übliche Weise dazu eingerichtet ist, entsprechend der Tafel II

die Entscheidungszonen Z\ Ze anzugeben. Da jeder

Entscheidungszone entsprechend der Tafel I ein Phasensprung zugeordnet ist, liefert dieses logische Gefüge am Ausgang 18 des Entscheidungskreises 17 die ausgesendeten Phasensprünge SPj und folglich die ausgesendeten Daten. Die Phasenänderungen des ausgesendeten Trägers ΔΦ] sinu am Ausgang 19 des Entscheidungskreises 17 verfügbar und werden zum Erzeugen der Phase des örtlichen Bezugsträgers verwendet, wie nachstehend noch beschrieben wird.

Alles bisher über die Wirkungsweise des Rechenelementes und des Entscheidungskreises in dem Beispiel der 8wertigen Phasenmodulation Beschriebene kann ohne Schwierigkeiten auf andere Phasenmodulationsmethoden angewandt werden. Beispielsweise im Falle vierwertiger Phasenmodulation, wobei die Phasensprünge Vielfache von 90° betragen, kann ein Signaldiagramm entsprechend dem aus Fig.4 gebildet werden, das mit vier Entscheidungszonen versehen ist,

£Cllll ICl I MIlU

und durch zwei gerade Linien mit einem Winkel von 45° gegenüber diesen Achsen begrenzt werden. Damit eine dieser Vier Zonen einem Punkt Mj zugeordnet wird, der als Koordinaten die Komponenten x(jT), x(jT) hat, die vom Rechenelement geliefert werden, wird untersucht, ob der Punkt Mj oberhalb oder unterhalb der beiden geraden Linien liegt, die Entscheidungszonen begrenzen, und zwar dadurch, daß zwei logische Veränderlichen gebildet werden, die aus dem Vorzeichen von

und von

[X(JT)+mx(jTJ\

bestehen, wobei m gleich tan 45° ist

Im allgemeinen Fall von p-wertigen Phasenmodulation, wobei den ausgesendeten Daten Phasenänderungen entsprechen, die Vielfache von ΤπΙρ von 0° bis [p— Vfinfp sind, enthält das Signaldiagramm (entsprechend dem aus F i g. 4) ρ Entscheidungszonen, die aus gleichen auf diesen Vielfachen zentrierten Sektoren bestehen. Diese Entscheidungszonen sind durch ρ gerade Linien begrenzt und in dem Entscheidungskreis werden pll logische Veränderlichen gebildet, um zu ermitteln, ob ein Punkt Mj mit den Koordinaten x(jT) und x£/"77oberhalb oder unterhalb dieser geraden Linien liegt und auf diese Weise einem Punkt M₁ eine Entscheidungszone zuzuordnen.

Die Phasenregelung des örtlichen Bezugsträgers ist

2(1 auf dem nachfolgenden Prinzip basiert, das mit Hilfe des Diagramms aus F i g. 2 erläutert wird. Wie obenstehend erwähnt, ist in diesem Diagramm bereits der Punkt P Ί ι angegeben, der ein Bild des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (/— 1) Tist, welcher Träger als völlig

:> auf dem empfangenen Träger stabilisiert vorausgesetzt wird. Weiter ist ebenfalls der Punkt P₁ angegeben, der das Bild des Bandpaßsignals zum Zeitpunkt JT ist. Da das empfangene Bandpaßsignal mit Rausch und Frequenzversetzung behaftet sein kann, ist der Phasen-

Jd unterschied ΔΦ', zwischen den durch diese beiden Punkte dargestellten Signalen verschieden von der Phasenänderung des ausgesendeten Trägers ΔΦ', , wie dieser durch den Entscheidungskreis l 7 dargestellt wird.

In dem Diagramm nach Fig. 2 in nun ein Punkt

j5 P'' dargestellt, der einem Bandpaßsignal ohne Rauschen und ohne Frequenzversetzung entspricht und folglich von dem Punkt P' \durch eine Phasendrehung über einen Winkel entsprechend der Phasenänderung ΔΦΊ des ausgesendeten Trägers abgeleitet wird. Ohne

•»o Rauschen und Frequenzversetzung wäre die Phase des örtlichen Bezugsträgers der Phase, die diesem Punkt P'', entspricht, beispielsweise Φ'-i-f ΔΦ ', . Zwischen den durch den Funkt r, und den Punkt F , dargesieiiten Signalen gibt es einen Phasenunterschied, d.· als ΔΦ Γ - ΔΦ ' geschrieben werden kann und der nachstehend als Phasenfehler bezeichnet wird. Dieser Phasenfehler ist charakteristisch für das Rauschen und die Frequenzversetzung, die durch die Übertragungsstrekke herbeigeführt werden. Um die Phase des örtlichen

so Bezugsträgers auf der Phase des empfangenen Trägers, der durch den Punkt P, dargestellt wird, zu stabilisieren, muß der Phase des durch den Punkt Pj dargestellten Signals eine Phasenkorrektur όφ zugefügt werden, wobei diese Phasenkorrektur aus dem genannten Phasenfehler berechnet wird.

In dem Diagramm nach Fig.2 ist also ein Punkt Pi dargestellt, der für den phasenstabilisierenden örtlichen Bezugsträger repräsentativ ist und entsprechend der obenstehenden Erläuterung wird die Phase Φ Ί dieses örtlichen Trägers durch den nachfolgenden Ausdruck gegeben.

Es dürfte einleuchten, daß, wenn die Stabilisierung völlig durchgeführt ist, die Punkte P, und P] zusammenfallen.

Aus F i g. 1 geht hervor, daß die Phase des örtlichen Bezugsträgers im Speicherregister 12 entsprechend der Formel (6) erhalten wird. Der Addierer 22 liefert zu jedem Abtastzeitpunkt JTdie Summe der Phasenänderung ΔΦ' . die am Ausgang 19 des Entscheidungskreises 17 Vorhände:, ist und der Phasenkorrektur δφ, die am Ausgang 31 des Kreises 21 verfügbar ist Diese Summe ΔΦ ' + δφ wird einem Eingang des Addierers 23 zugeführt dessen anderer Eingang die Phase Φ' ι erhält die aas dem Speicherregister 12 herrührt Am Ausgang des Addierers 23 entsteht folglich die Phase Φ' entsprechend der Formel (6), und diese Phase wird im Speicherregister 12 gespeichert um zu dem nachfolgenden Abtastzeitpunkt (y-f 1)7* verwendet zu werden.

Die Phasenkorrektur δφ wird im Kreis 21 ausgehend von einem Fehlersignal e_P das vom Entscheidungskreis 17 geliefert und für den Phasenfehler ΔΦ - ΔΦ' charakteristisch ist. berechnet. Zunächst wird dargelegt, in welcher Form dieses Fehlersignal e, im Entscheidungskreis 17 als Funktion der Komponenten x(jT) und Ti(JT) an meinem Eingang erhalten werden kann.

Dazu wird die obenstehend beschriebene Übereinstimmung zwischen den Diagrammen aus F i g. 2 und F i g. 3 benutzt. Im Diagramm nach F ι g. 3 ist bereits ein Punkt Mj mit den Koordinaten x(jT) und x(jT) konstruiert worden, der dem Punkt P₁ in Fig. 2 entspricht; der Punkt M₁ ist das Bild des Bandpaßsignals, c is zum Zeitpunkt yTin einem Bezugssystem empfangen ist. in dem die Bezugsphise die Phase des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (/'— 1)7" ist; in diesem System ist die Phase des mit dem Punki M₁ übereinstimmenden Signals ΔΦ . Im Diagramm nach Fig. 3 wird nun ein Punkt M"' konstruiert, der dem Punkt P'' im Diagramm nach F ι g. 2 entspricht und es ist leicht ersichtlich, daß die diesem Punkt Af'' entsprechende Phase die Phasenänderung ΔΦ ' des ausgesendeten Trägers ist: in dem Beispiel des 4800 Bit/s-Modems ist diese Phasenänderung ΔΦ ein Vielfaches von 45° und gleich 90° in F ι g. 3. Die Größe und das Vorzeichen des Phasenfehlers ΔΦ - ΔΦ könnten durch die Größe und dem Sinn des Vektors MfM", genau gezeichnet werden und diese Kennzeichen des Vektors M₁M'' könnten als Funktion der Komponenten x(jT)una x(jT)berechnet werden, um das Fehlersignal e, zu erhalten.

In Wirklichkeit kann mit einem viel einfacheren Verfahren ein Fehlersignal e, erhalten werden, das mit einer in der Praxis ausreichenden Annäherung die Größe und das Vorzeichen des Phasenfehlers kennzeichnet. Dieses Verfahren wird vorzugsweise im Entscheidungskreis 17 angewandt und wird nun mit Hilfe des Diagramms aus Fig.4 näher erläutert. In diesem bereits beschriebenen Diagramm sind die

jeweiligen Punkte N, Nt nichts anderes als die acht

möglichen Punkte Af',' aus Fig.3. Im Diagramm nach F i g. 4 ist beispielsweise ein Punkt M₁ dargestellt, der in der Entscheidungszone Z\ liegt. Es ist leicht ersichtlich, daß in dieser Zone Z\ die Größe und der Sinn des Phasenfehlers ΔΦ ί - ΔΦ' in guter Annäherung durch den algebraischen Wert der Ordinate x(jT)ds% Punktes Mj dargestellt werden können. Wenn der Punkt M₁ sich in der Zone Zj befindet, ist leicht ersichtlich, daß eine Annäherung des Phasenfehlers durch den algebraischen Wert der Größe x(jT) - x(jT) geliefert wird. Es ist leicht ersichtlich, daß für die anderen Entscheidungszonen eine gute Annäherung des Phasenfehlers durch die algebraischen Werte von ± X(JT), ±x(jT) oder ^durch eine einfache Kombination dieser Werte entsprechenc der nachfolgenden Tafel III geliefert wird

Tafel III

Entscheidungszone Annäherung des Phasenfehlers: ej

XXjT)-X(JD -X(JV

xfp'+X(JT)

Der Entscheidungskreis 17, der, wie bereits beschrieben wurde, die Phasenänderungen ΔΦ ' und die

:o Phasenspninge SP₁ liefert, und zwar entsprechend den Entscheidungszonen, liefert gleichzeitig an seinem Ausgang 20 ein Fehlersignal e_f das die jeweiligen Formen der Tafel III annehmen kann als Funktion der Entscheidungszonen. Diese jeweiligen Formen lassen

:i sich auf sehr einfache Weise als Funktion der Größen x(JO und WH erhalten, die den Eingängen des Entscheidungskreises zugeführt werden und es ist nicht notwendig, die entsprechenden Schaltungsanordnungen zu beschreiben.

in Ausgehend vom Fehlersignal, das in digitaler Form vom Entscheidungskreis geliefert wird, berechnet der Kreis 21 eine Phasenkorrektur δφ, die die Summe der von den Zweigen 24 und 25 gelieferten Tenne ist

Der Zweig 24 liefert einen Phasenkorrekturterm dq>\,

der dem Fehlersignal e, zum Zeitpunkt JT mit einem einstellbaren Koeffizienten a. < 1 proportional ist.

Der Zweig 25 liefert einen Phasenkorrekturterm &p2. der aus dem Fehlersignal e,-\ zum Abtastzeitpunkt (J-\)Thervorgeht (und zwar durch das Speicherregi ster 30. das mit dem Addierer 29 verbunden ist), wobei dieses Fehlersignal e>-i durch einen einstellbaren Koeffizienten β «*■ I gewogen ist Daraus geht hervor, daß der Zweig 25 es ermöglicht zum Zeitpunkt /Teinen Phasenkorrekturtenr ctyz zu erhalten, der nicht gleich Null ist sogar wenn zu diesem Zeitpunkt JT das Fehlersignal e, selbst wohl gleich Null ist Dieser Korrekturterm (5φ₂ ist zur (Phasen-)Stabilisierung des örtlichen Bezugsträgers notwendig, wenn der empfangene Träger eine Frequenzversetzung gegenüber dem ausgesendeten Träger erfährt und es trotzdem erwünscht ist ein Fehlersignal e> gleich Null beizubehalten und folglich, was den Rauschwert anbelangt ähnliche Leistungen zu haben wie diejenigen im Falle einer Frequenzversetzung gleich Null.

Die einstellbaren Koeffizienten λ und β entsprechen

einer Filterung des Fehlersignals und bestimmen die

Geschwindigkeit mit der die Phasenstabilisierung des

örtlichen Bezugsträgers erhalten wird.

Die Stabilisierung des örtlichen Bezugsträgers, wie

obenstehend beschrieben, ist besonders wirksam, insbesondere was die Geschwindigkeit anbelangt, mit der die richtige Phase erhalten werden kann, denn diese Stabilisierung wird von einem Fehlersignal e, gesteuert, dessen Amplitude von der Größe des Phasenfehlers

stark abhängig ist, wodurch es möglich wird, Phasenkorrekturen δφ mit einer veränderlichen Amplitude durchzuführen, die von der Größe des zu korrigierenden Phasenfehlers abhängig ist. Ein weiteres weniger

wirksames Regelsystem kann deren eingerichtet werden, daß das Fehlersignal auf einfache Weise ein logisches Signal ist, das das Vorzeichen des Phasenfehlers kennzeichnet. Ein derartiges Fehlersignal kann ausgehend vom Vorzeichen der in der zweiten Spalte der Tafel III angegebenen Größe erhalten werden. Ein derartiges Regelsystem weist den Nachteil auf, daß im Grunde Phasenkorrekturen 6φ mit konstanter Amplitude geliefert werden und Schwierigkeiten können auftreten, wenn gleichzeitig eine gute Stabilität und eine ία kurze Einstellzeit erhalten werden muß.

Der beschriebene Phasendiskriminator ist also im wesentlichen digital und verarbeitet nur die Signalwerte zu den Abtastzeitpunkten. Die Frequenz der Berechnungen in allen Kreisen entspricht der Modulationsge- is schwmdigkert und ist folglich minimal. In der beschriebenen Form ist der Diskriminator vom kohärenten Typ, weil zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge die Phase Φ, des zum Zeitpunkt JT empfangenen Signals mit der Phase Φ' -1 eines örtlichen Bezugsträgers zum vorhergehenden Zeitpunkt (/— ί)Γ verglichen wird, welcher Träger auf dem empfangenen Träger phasenstabfltsiert wird. Durch diese Phasenstabflisierung wird die Phase ΦΊ 1 nahezu nicht durch Rauschen beeinflußt, so daß die Gleichung nur durch diejenigen Rauschanteile beeinflußt wird, die die Phase Φ ,des Bandpaßsignals beeinflussen können.

Nachstehend werden mehrere Verbesserungen beschrieben, die im Phasendiskriminator nach der Erfindung angebracht werden können und die eine weitere Vereinfachung der im Entscheidungskreis 17 durchzuführenden Bearbeitungen bezwecken.

Eine erste Verbesserung ermöglicht es, die Bearbeitungen zu vereinfachen, mit denen beabsichtigt wird, fiber den Zusammenhang jedes Punktes Af> der durch die Komponenten xQT) und S(JT) definiert wird, mit einer der Entscheidungszonen Zi,.... Z* zu entscheiden, um daraus die ausgesendeten Phasenänderungen ΔΦ', und Phasensprünge SPj abzuleiten. Die durchzuführenden Bearbeitungen sind obenstehend mit Hilfe der Tafel II angegeben, die vom Diagramm nach Fig.4 abgeleitet ist Diese Bearbeitungen machen die Verarbeitung von vier logischen Veränderlichen notwendig, die in den Titeln der Spalten aus der Tafel II angegeben sind und in denen je die Komponenten x(jT) und x(JT) ^4S und die Konstante m = tan 22° 5 auftreten. Die relative Verwickeltheit dieser vier logischen Veränderlichen rührt aus der Tatsache her, daß die Entscheidungszonen durch gerade Linien D\, £%, D₁ und D* beschrankt waren, die mit den Achsen Ox oder OSf einen Winkel so entsprechend 22" 5 einschließen. Die Idee der vorliegen den Verbesserung besteht aus der Ausnutzung der Entscrrcidungszonen, die durch einfachere gerade Linien begrenzt werden und die durch die Koordinaten-Tafel IV

achsen Ox, Ox und die Halbierenden ^₁. A > der durch diese Achsen gebildeten Winkel von 90° gebildet werden.

Diese erste Verbesserung wird in Fig, 7 beschrieben, in der die wichtigsten Elemente des Phaseodiskriminators aus F i g. 1 mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der Diskriminator nach Fig. 7 enthält außerdem einen Addierer 40, von dem ein Eingang zn jedem Abtastzeitpunkt JT die Phase Φ', , des örtfichen Bezogstragers enthält, die vom Speicherregister 12 henrührt und von dem der andere Eingang über einen Schaltkreis 41 (der der Einfachheit halber in Form von Kontakten dargestellt ist) entweder die Phase +22°5 oder die Phase -22° 5 erhält, abhängig von der Tatsache, ob dieser Schalter sich in der Stellung a oder in der Stellung b befindet; zunächst wird vorausgesetzt, daß der Schalter 41 nur diese zwei SteDunge* ftatDer Schaltkreis 41 wird nach jedem Abtastzeitpunkt 7T vom Taktgenerator H_r derart gesteuert, daß die SteOungen a und b nacheinander eingenommen werden, wodurch in jeder Periode Q~I% (j+lfj) der ROM-Speicher II nacheinander die Phasen Φ',-ι + 22°5 und Φ' ι — 22°5 erhält

Daraus folgt, daß statt die Phase des Bandpaßsignals (das durch P₁ in F i g. 2 dargestellt ist) über einen Winkel gleich -Φ) 1 drehen zu lassen, das ab Phasendrebungskreis wirksame Rechenelement 3 die Phase ™jHw über einen Winkel gleich —φ' \— 22°5 drehen läßt, danach über einen Winkel gleich -Φ', ■ + 22*5. Daraus laßt sich auf einfache Weise herleiten, daß im Diagramm nach Fig.3 die Punkte M₁ und M'', in diesen beiden Situationen über Winkel gleich -22° 5 und +22° 5 drehen, während im Diagramm nach F i g. 4 die Punkte Μ+Ni,..., Nt und die geraden Linien Di, Di, Dj. D₄, die die Entscheidungszonen Z₁,..., Z* definieren, ebenfalls über Winkel von -22° 5 und +22° 5 drehen.

Die Diagramme aus den Fig.5 und 6 zeigen zum Schluß die Lagen dieser Punkte, geraden Linien und Entscheidungszonen, wenn der ROM-Speicher 11 außer der Phase Φ', 1 die zusätzlichen Phasen +22° 5 bzw. -22"5 erhalt In Fig.5 sind die Entscheidungszonen über einen Winkel von -22°5 gegenüber Fig.4 und in Fig.6 über einen Winkel von +22°5gegenüber Fig.4 gedreht Die Koordinaten des Punktes Mj, der ebenfalls über Winkel von -22° 5 und +22° 5 gedreht ist, stellen die Werte der Komponenten x(jT) und x(jT) dar, die dem Entscheidungskreis 17 geliefert werden.

Es ist nun sehr einfach zu entscheiden über den Zusammenhang zwischen einem Punkt A?, und einer der

Entscheidungszonen Z\ Z* mit Hilfe von nur zwei

logischen Veränderlichen, die durch das Vorzeichen von Jt(JT) und das Vorzeichen von XQT) gebildet werden. Dies zeigt die Tafel IV. die mit Hilfe der Fig. 5 und F i g. 6 leicht nachgeprüft werden kann.

+ 22"5	Vorzeichen	-2T5	Vorzeichen	Entscheidung*
Vorzeichen	von %jT)	Vor/eichen	von xQTJ	zone
von x(jT)	—	von j#77	+	Z,
+	+	+	+	Z₂
+	+	+	+	Z₁
+	+	—	+	Z,
—	+	—	-	Z₅
—	-	—	—	z«
-	-	—	-	Z₁
-	—	+	—	Ze
+	+

!7 ί«

Die beiden ersten Spalten zeigen die Werte dieser genannten zusätzlichen Phasendrehung innerhalb nines

beiden logiseben Veränderlichen bei Zufuhr einer Sektors, der durch die Halbgeraden Oy, Oy" mit den

zusätzlichen Phase von+22°5 zum ROM-Speicher 11 Winkeln von +22°5 und -22°5 gegenüber der

(Fig.5^ die dritte und vierte Spalte zeigen Werte der Halbachse Ox begrenzt wird. Der Phasenfehler

beiden logischen Veränderlichen bei Zufuhr einer 5 ΔΦ',- ΑΦ] wird im Diagramm nach Fig.8 durch den

zusätzfichen Phase von -22°5 (Fig.6). Die fünfte Winkel (Ox, Omh definiert Eine ausgezeichnete

Spalte zeigt die Entscheidungszonen, die den Werten Annäherung dieses Phasenfehlers wird durch die

der beiden logischen Veränderlichen entsprechen, die in Ordinate x(jT) des Punktes Mj im Diagramm nach

den vorhergehenden Spalten angegeben sind. F i g. 8 geliefert. Während der Zeh, in der der Schalter

Der Entscheidungskreis, der die Resultate der Tafel io 41 sich in der Stellung c befindet, wird das ©suchte FV verwendet, wird nun äußerst pmfiirh. Es reicht nun, Fehlersignal ej dadurch erhalten, daß auf einfache Weise

das Vorzeichen, das die beiden Komponenten am eine der vom Rechenelement 3 gelieferten Komponen-

Eingang des Entscheidungskreises für die beiden Lagen ten, S(jT% genommen wird.

a und b des Schalters 41 emwtritmtin_l in einem Speicher Bisher ist ein Phasendiskriminator vom kohärenten

zu speichern, um dem empfangenen Signal eine ts Typ beschrieben wordea, von dem obenstehend die

Entscheidlingszone zuzuordnen und um die Pfuasenän- Vorteile was das Signal-Rausch verhältnis anbelangt,

derangen und die Phasensprünge des ausgesendeten gegeben wurden. Durch Verwendung desselben als

Trägers entsprechend der Tafel I zu reproduzieren. Phasendrehungsschaltung wirksamen Rechenelementes

Die Verbesserung kann ohne weiteres im Falle und desselben Entscheidungskreises kann ein Phasenbeispielsweise p-wertiger Phasenmodulation ange- 20 diskriminator vom differentieDen Typ konstruiert wandt werden,- in diesem Falle betragen die zusätzlichen werden, der einfacher ist, weil ja kein phasenstabiliäernacheinander der Phase des rötlichen Bezugsträgers ter örtlicher Bezugsträger verwendet wird, der jedoch zuzuordnenden Phasen (2k+ Y)ItIp, wobei k eine ganze rauschempfindlicher ist Zahl ist, die zwischen — (p/S — 1) und p/8 sich ändert Der Schaltplan dieses differentiellen Phasendiskrimi-

Eine weitere Verbesserung, gründend auf einem 25 nators ist in F i g. 9 dargestellt und kann leicht von dem

ähnlichen Gedanken, ermöglicht es, die im Entschei- des kohärenten Phasendiskriminators aus Fig.! da-

dungskreis 17 durchzuführenden Bearbeitungen zum durch abgeleitet werden, daß die Schaltungsanordnun-

Erhalten des Fehlersignals e> fortzulassen, während gen, die zum örtlicher. Erzeugen der Komponenten des

gleichzeitig ein Fehlersignal erhalten wird, das den Bezugsträgers notwendig sind, fortgelassen werden.

Phasenfehler genauer darstellt Diese durchzuführenden 30 während der Entscheidungskreis 17 an den Ausgängen Bearbeitungen sind bisher mit Hilfe der Tafel Hl 19 und 20 nicht mehr die ausgesendeten Phasenänderun-

definiert worden, aus der hervorgeht, daß das gen bzw. das Fehl&rsignal zu liefern braucht, die für die

Fehlersignal e, auf eine Art und Weise berechnet wird, Phasenstabilisierung des örtlich erzeugten Bezugsträ-

die für jede Entscheid/ngszoi .· verschieden ist gers notwendig sind. Dem zweiten Eingangsklemmen-

Außerdem kann unit Hilfe des Diagramms nach Fig.4 35 paar 9,10 des Rechenelementes 3, dem in Fig. 1 und

überprüft werden, daß das Fehlen tfnal e> berechnet Fig.7 zu jedem Abtastzeitpunkt JTdie in-Phase- und

entsprechend der Tafel 111, den Phasenfehler in den Quadraturkomponenten des örtlichen Bezugsträgers

Zonen Zi. Zj. Z₅, i'i besser darstellt als in den Zonen Z₂, zum Zeitpunkt (J- 1)7" zugeführt wurden, werden im

Z*. Zt. Z* diff erentiellen Phasendiskriminator nach F ig. 9 die

Die betreffende Verbesserung, die beispielsweise 40 in-Phasen- und Quadraturkomponeuten des Bandpaßgleichzeitig mit der erstgenannten Verbesserung ange- signals zum Zeitpunkt (J- O⁷" zugeführt welches wandt werden kuin, besteht nach F i g. 7 aus dem letztere Signal nun als Bezugsträger wirksam ist Dies Ausbau des Schallkreises 41 um eine dritte Stellung c, wird dadurch bewirkt daß diese Eingangskleinmen 9 wobei der dieser dritten Stellung entsprechende und 10 mit dem Ausgang von Analog-Digital-Wandlern Schahkontakt mit dem Ausgang 19 des Entscbekhmgs- 45 6 bzw. 7 verbunden werden, und zwar über einen kreises 17 verbunden ist, um auf diese Weise die Verzögerungskrei* SO bzw. 51, die je eine Verzögerung Phasenänderungeia ΔΦΊ des ausgesendeten Trägers zu entsprechend rherbeiführen.

empfangen. Der Schaltkreis 41 wird nun nach jedem Im Diagramm nach Fi g. 10, das auf dieselbe Art und

Abtastzeitpunkt JT derart gesteuert daß nacheinander Weise konstruiert worden ist wie das aus F i g. 2, ist der

die Stellungen a, b und c jeder Periode (jT.(j+\)T) so Punkt P_y dargestellt Jer das Bild des Bandpaßsignal zum

eingenommen werden. Die Stellungen a und b werden Zeitpunkt jT ist und das wieder die Koordinaten y(JT)

wieder zum Reproduzieren der Phasenänderung und - +y(p) ^und die Phase Φ, hat Dagegen ersetzt in

des Phasensprunges des ausgesendeten Trägers benutzt Fig. 10 der Punkt Pj-t den Punkt P', 1 aus F ig. 2; dieser

Wenn sich der Schaher in der Stellung ebefindet wird Punkt P₁-1 ist das Bild des Bandpaßsignals zum

dem ROM Speicher 11 die Phase Φ', > + ΔΦ', zugeführt 55 Zeitpunkt JT- T und hat die Koordinaten yQT-ΤΧ

Das als Phasendrehungsschaltung wirksame Rechenele- —A/T- 77und die Phase Φ,-1.

ment 3 läßt nun die Phase des Bandpaßsignals (in F i g. 2 Ausgehend von den Komponenten yOV und fOV an

durch P₁ dargestellt) über einen Winkel drehen, der dem den Eingängen 4 und 5 und von den Komponenten

Wert -(Φ' ι +ΔΦ;) entspricht. Dadurch wird das y(JT-T)undSi]T-T)an den Eingängen9und 10,führt Diagramm aus F i g. 3 in das aus F i g. 8 umgewandelt 60 das als Phasendrehungsschaltung wirksame Rechenele Der Punkt M' und die Punkte /V₁ Ak die durch die ment 3 dieselben Berechnungen durch wie diejenigen, Phase ΔΦ/ in Fig.3 und Fig.4 gekennzeichnet die durch die Beziehungen m der Formel (4) definiert

werden, befinden sich immer auf der Halbachse Ox nach werden selbstverständlich nach Ersatz von y(JfT-T)

dieser zusätzlichen Phasendrehung um -ΔΦ). Die uiKl^/T-7)durchj{/T-7?und.fii/T-7}

gemeinsame Lage dieser Punkte wird durch den Punkt 65 Die Komponenten x(jT) und H(JT), die vom

N'wn Diagramm nach Fig. 8 angegeben. Der Punkt Af> Rechenelement 3 geliefert werden, definieren im

der in Fig. 3 und Fig.4 durch die Phase ΔΦ / Diagramm nach Fig.3oder Fig.4 einen Punkt M,und

gekennzeichnet wird, befindet sich immer rweh der der Entscheidungskreis 17 leitet daraus die Phasenände-

ie

rangen und die ausgesendeten Phasensprünge auf dieseflbe Art und Weise ab, wie dies für den kohärenten Phasendiskrimmator beschrieben worden ist

Ein Nacbtefl dieses differentieuen Phasendiskriminators rührt her aus der Tatsache, daß die Phase Φ,- ₁, die dem Punkt Pj-1 entspricht und mit dem zu jedem Zeitpunkt/TdTe dem Punkt P₁ entsprechende Phase Φ, vergßcbeo wird, Rauschen aufweist, welches Rauschen vom Obertragungskanal eingeführt wird, übrigens ebenso wie dir Phase Φ, selbst Dadurch werden im Vergleich zum kohärenten Phasendiskriminator die vom p^fin'wlfinp'nt 3 in Fig.9 berechneten Komponenten s(JTJ und x(p) vom doppelten Rauschen beeinflußt und es entsteht eine erhöhte Fehlermöglichkeit bei der Reproduktion von Phasensprüngen durch den Entscheidniigskrds. Dieser differentielle Phasendiskriminator soll also nur verwendet werden, wenn das Signal-Ranchverhähms des empfangenen Bandpaßsignais groS genug ist

Die beschriebenen PhaseiKfiskriminatoren sind sehr gut an einen Empfänger angepaßt in dem ein automatischer und auto-adaptiver Entzerrer vom digitalen Typ zum Entzerren des Bandpaßsi^nals, das dem PhasendSskriminator zugeführt wird, verwendet wird Wie mit H9fe der Fig. 11 dargelegt wird, welche Figur den Schaltplan eines derartigen Empfängers darstellt wird dann eine besonders wirtschaftliche und zweckdienliche Struktur erhalten.

Dieser Empfänger, der beispielsweise einen Teil eines 4800 Bis/s-Modems bildet enthält ein mit einer Leitung 60 verbundenes Tiefpaßfilter 61, das eine erste grobe Filterung des empfangenen Bandpaßsignals durchführt dessen mittlere Frequenz dem Wert 1800 Hz entspricht (die Trägerfrequenz): Ein Gegentaktmodulator 62, der durch eine von einem Generator 63 herrührende Frequenz fb gespeist wird, verlagert das erhaltene Signal in ein Frequenzband, das auf der mittleren Frequenz fö+1800 Hz zentriert ist Diesem Modulator 62 folgt ein Bandpaßfilter 64, das insbesondere die Frequenzkomponenten von Rauschsignalen ausschaltet die außerha.*) des Bandes von 6000-3000Hz liegen. Der Ausgang des Filters 64 ist mit einem an sich bekannten Taktrückgewinnungskreis 65 verbunden, der eine Taktfrequenz H_r— 1600 Hz liefert, die der Modulationsgeschwindigkeit entspricht Der Ausgang des Filters 64 ist ebenfalls mit einem Demodulator 66 verbunden, <ter durch die Frequenz F₀ les Generators 63 gespeist wird, welcher Demodulator 66 eine Frequenzverlagerung durchführt die die Inverse derjenigen des Modulators 62 ist Ein Tiefpaßfilter 67, das mit dem Ausgang des Demodulators 66 verbunden ist liefert das Bandpaßsignal im Basisband von 600-3000 Hz.

Der oberstehend beschriebene Empfänger ist von dem Typ, in dem die Entzerrung des Obertraguangskanals ch..-ch einen digitalen Entzerrer durchgeführt wird, der das Bandpaßsignal bearbeitet (Bandpaßsignalentzerrer), während der Phasendiskriminator das entzerrte Bandpaßsignal bearbeitet Es kann beispielsweise der digitale Bandpaßentzerrer verwendet werden, der in der französischen Patentschrift 22 95649 beschrieben worden ist Wie darin dargelegt verwendet dieser Entzerrer als digitale Eingangssignal die in-Phase und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals, außerdem werden die Phasenänderungen des Trägers, die vom Phasendiskriminator reproduziert werden, zum Berechnen der Änderungen der Koeffizienten der beiden Digitalfilter in diesem Entzerrer benutzt und diese Änderungen sollen selbstverständlich nur bei einer Frequenz durchgeführt werden, die der Modulationsge-

lu schwindigkeit entspricht Zum Schluß kann dieser Entzerrer die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten Bandpaßsignals unmittelbar in digitaler Form liefern, d. h. genau diejenigen digitalen Signale, die für den in dieser Anmeldung beschriebenen Phasendis- (eliminator notwendig sind.

Daraus folgt dann die Struktur der Kreise, die im Empfänger nach F i g. 11 das vom Filter 67 herbeigeführte Bandpaßsignal im Basisband verarbeiten. Dieses Bandpaßsignal wird einerseits einem Analog-Digital- Wandler 68 zugeführt andererseits einem 90° -phasen drehenden Netzwerk 69, dem ein Ana·«·*«-Digital- Wandler 70 folgt Die Abtastfrequenz in cfae-ien Wandlern ist die Taktfrequenz H_r= 1600 Hz und diese Wandler liefern in digitaler Form die in-Phase- und Quadratur komponenten des Bandpaßsignals, die den Eingingen 72, 73 eines Entzerrers 71 zugeführt werden. Dieser Entzerrer 71 erhält am Eingang 74 die Phasenänderungen des Trägers ΔΦ', die vom Phasendiskriminator reproduziert werden. Im Entzerrer 71 arbeiten alle

jo Rechenelemente bei einer Frequenz H₁-= 1600 Hz und an den Ausgängen 75,76 dieses Entzerrers werden die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten Bandpaßsignals mit einer Abtastfrequenz von 1600 Hz erhalten.

Diese Komponenten werden unmittelbar den Eingängen 77 und 78 eines Phasendiskriminators 79 von dem in dieser Anmeldung beschriebenen Typ zugeführt welche Eingänge 77 und 78 bei einer Ausführungsform nach F i g. 1 den Eingängen 4 und 5 des Rechenelements 3 entsprechen. Dieser Phasendiskriminator 79 (vom kohärenten bzw. differentiellen Typ) arbeitet mit ders-Iben Rechenfrequenz H₁= 1600 Hz wie der Entzerrer 71. An einem Ausgang 80 reproduziert der Phasendiskriminator 79 die Phasensprünge, die den ausgesendeten Daten entsprechen und &.1 einem

Ausgang 81 liefert der Phasendiskriminator 79 die Phasenänderungen des ausgesendeten Trägers, die am Eingang 74 des Entzerrers 71 zugeführt werden. Auf diese Weise wird ein Empfänger erhalten, dessen

so Struktur einfach sowie zweckmäßig ist: es wird nur eine einzige Analog-Digital-Umwandlung des Bandpaßsignals durchgeführt; die Frequenz der Berechnungen im Entzerrer und im Phasendiskriminator ist dieselbe und die kleinstmögliche, denn diese Frequenz entspricht der Modulationsgeschwindigkeit und dies erleichtert die Konstruktion dieser digitalen Schaltungen, insbesondere wenn weitgehende Integration erwünscht ist; zum Schluß sei bemerkt daß in Fig. 11 alle analogen Filter vor dem Entzerrer liegen, was bedeutet daß der

Entzerrer ihre Abweichungen korrigieren kann. Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator ein Rechenelement (3) enthält, das zum Empfangen digitaler Signale eingerichtet ist, deren zugehörende Sigrtalabtastwerte mit einer Frequenz entsprechend ι ο der Modulationsgeschwindigkeit auftreten, welche digitalen Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals entsprechend dem bandbegrenzten empfangenen phasenmodulierten Träger zu jedem Abtastzeitpunkt und für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt repräsentativ sind, welches Rechenelement (3) mit Schaltkreisen zum Berechnen der Signalabtastwerte von Signalen versehen ist die für die in-Phase- und Quadratur komponenten eines Signals repräsentativ sind, das von dem Bandpaßsignal abgeleitet ist durch eine Phasendrehung über einen Winkel, der der Phase des Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt entspricht und entgegengesetzt ist, wobei die vom Rechenelement (3) gelieferten digitalen Signale einem Entscheidungselement (17) zugeführt werden, das zu jedem Abtastzeitpunkt die Phasenänderung des ausgesendeten Trägers während einer Abtastperiode bestimmt und den entsprechenden Phasensprung reproduziert

2. Phasendiskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß dtu Rechenelement (3) Multiplizierkreise enthält zum Erzeugen des Produktes der beiden in-Phase-Komponen ;n an seinen Eingangen (4, 9), des Produktes der beiden Quadraturkomponenten an seinen Eingängen (5, 10). des Produktes der in-Phasenkomponente des Bandpaßsignals und der Quadraturkomponenten des Bezugsträgers und des Produktes der Quadraturkomponen- te des Bandpaßsignals und der in-Phase-Komponen te des Bezugsträgers, wobei das Rechenelement (3) weiter mit Kombinationskreisen zum Erzeugen der Summe der beiden erstgenannten Produkte und der Differenz der beiden letztgenannten Produkte versehen ist wobei die genannte Summe und die genannte Differenz die Signalabtastwerte der beiden Ausgangssignale des Rechenelementes bilden.

3. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 oder 2, eingerichtet zum Gebrauch in einem Empfänger des Systems für Datenübertragung mit Hilfe von p-wertiger Phasenmodulation eines Trägers, wobei die Daten in Form von Phasensprüngen zur Größe von k 2 π/ρ ausgesendet werden, wobei k eine ganze Z?h) ist mit 0 < k ^ p— 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Entscheidungselement (17) mit den nachfol genden Teilen versehen ist:

a) mit Rechenkreisen, die zu jedem Abtastzeitpunkt die Größen

JF—tan (x + k'2n/p+ii/p)x

bilden, wobei χ und χ die Ausgangssignale des Rechenelementes sind, <x die Phasenänderung des nicht modulierten Trägers während nur einer Abtastperiode ist und *' eine ganze Zahl ist mit 0 < k'<(p/2)-\,

b) mit Kreisen zum Detektieren des Vorzeichens

dieser Größen,

c) mit logischen Kreisen, die zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprunge eingerichtet sind entsprechend den Vorzeichen, die von den genannten Vorzeichendetektionskreisen bestimmt sind.

4. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 oder 2, eingerichtet zum Gebrauch in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit HUc von p-wertiger Phasenmodulation eines Trägers, wobei die Daten in Form von Phasensprüngen zur Größe von k 2 nip ausgesendet werden, wobei k eine ganze Zahl ist mit 0 < k < p— 1, dadurch gekennzeichnet daß der Phasendiskiiminator Schaltkreise enthält die nach jedem Abtastzeitpunkt des Bandpaßsignals nacheinander die Phase des Bezugsträgers erhöhen, der dem Rechenelement (3) zugeführt wird, mit mehreren, zusätzlichen Phasen von der Größe (2k"+\)rt/p, wobei k" eine ganze Zahl ist mit -(/1/8-I)=Si k" < p/8, wobei das Rechenelement (3) dem Entscheidungselement (17) nach jedem Abtastzettpunkt nacheinander mehrere Ausgangssignalpaare liefert, die den genannten zusätzlichen Phasen entsprechen, und das Entscheidungselement (17) mit Kreisen versehen ist zum Detektieren des Vorzeichens der Signale der genannten Paare und mit logischen Kreisen, die zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge als Funktion der Vorzeichen, die nacheinander von den genannten Vorzeichendetektionskreisen nach jedem Abtastzeitpunkt bestimmt sind, eingerichtet sind

5. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 4. dadurch gekennzeichnet daß die in-Phase- und Quadraturk-omponenten des Bezugsträgers, die dem Rechenelement (3) zugeführt werden, durch die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals gebildet werden, die durch Verzögerungskreise mit einer Verzögerungszeit entsprechend der Abtastperiode verzögen worden sind.

6. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet daß die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bezugsträgers von einem Generator (12) für einen örtlichen Bezugsträger abgeleitet werden, der auf dem empfangenen Träger phasenverriegelt wird mit Hilfe eines Fehlersignals, das nach der Reproduktion jedes Phasensprunges im Entscheidungselement (17) gebildet wird zum Kennzeichen des Unterschiedes zwischen der Pl»ase des vom Rechenelement (3) bestimmten Signals und der Phasenänderung des ausgesendeten Trägers, die dem vom Entscheidungselement (17) reproduzierten Phasensprung entspricht.

7. Phasendiskriminator nach Anspruch 6, eingerichtet zur achtwertigen Phasenmodulation, dadurch gekennzeichnet daß das Fehlersignal in dem Entscheidungselement (17) entsprechend dem reproduzierten Phasensprung erhalten wird als eines der beiden Signale an seinem Eingang (15, 16), als dieses letztgenannt Signal mit Änderung des Vorzeichens, als das andere der genannten beiden Signale, als das andere der genannten beiden Signale mit Änderung des Vorzeichens, als die Summe der genannten beiden Signale, als diese Summe mit Änderung des Vorzeichens, als die Differenz der genannten beiden Signale oder als diese Differenz mit Änderung des Vorzeichens.

8. Phasendiskriminator nach Anspruch 6, einge-

richtet zur achtwertigen Phasenmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal im Entscheidungseleroent (17) entsprechend dem reproduzierten Phasensprung erhalten wird als das Vorzeichen eines der beiden Signale an seinem Eingang (15,16), als das entgegengesetzte Vorzeichen dieses letztgenannten Signals, als das Vorzeichen des anderen der beiden genannten Signale, als das entgegengesetzte Vorzeichen dieses anderen der genannten beiden Signale, als das entgegengesetzte Vorzeichen dieser Summe, als das Vorzeichen der Differenz der beiden genannten Signale oder als das entgegengesetzte Vorzeichen dieser Differenz.

9. Phasendiskriminaior nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator Schaltkreise enthält, die nach der Reproduktion jedes Phasensprunges die Phase des Bezugsträgers um eine zusätzliche Phase erhöhen, die der dem reproduzierten Phasensprung entsprechenden Phasenänderung des ausgesendeten Trägers gleich ist, wobei das Fehlersignal durch eines der vom Rechenelement (3) gelieferten Signale geb.·' let wird.

10. Phasendiskriminator nach Anspruch 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal einem Kreis (21) zum Berechnen einer Phasenkorrektur des Bezugsträgers zugeführt wird, welcher Kreis (21) mit zwei Zweigen (24, 25) versehen ist, die je einen Multiplizierer (27, 28) enthalten zum Wägen des Fehlersignals entsprechend einem gegebenen Koeffizienten (*, ß), wobei in einem der Zweige (25) an den Ausgang des Multiplizierers (28) ein Addierer (29) angeschlossen ist, der mit einem Speicher (30) zusammenarbeitet, um zu jedem Abtastzeitpunkt am Ausgang dieses Speichers (30) die Summe des zu dem betreffenden Abtastzeitpunkt gewogenen Fehlersignals und des zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt gewogenen Fehlersignals zu erhalten, und weiter zum Bilden eines Phasenkorrektursignals ein Addierer (26) an die Ausgänge der beiden Zweige (24,25) ar geschlossen ist.

11. Phasendiskriminator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des örtlichen Bezugsträgers erhalten wird mittels eines Kreises mit mindestens einem Addierer (23) und einem Speicher (11) zum Bilden der Summe der Phasenkor rektur, Jie zu dem betreffendei. Abtastzeitpunkt geliefert wird, der dem reproduzierten Phasensprung entsprechenden Phasenänderung des ausgesendeten Trägers und der Phase des örtlichen Bezugsträgers zu den. vorhergehenden Abtastzeitpunk:.

12. Phasendiskriminator nach Anspruch 6 bis 11, dadirch gekennzeichnet, daß dieser mit einem Le-.,<:speicher (11) versehen ist, in dem verschiedene Werte von in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Signals gespeichert sind, wobei dieser Speicher (11) als Lesesignal ein Signal enthält, das der Phase des Bezugsträgers entspricht, und infolge dieses Lesesignals dem Rechenelement (3) die entsprechenden Komponenten liefert.

13. Empfänger mit einem Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 12 und mit einem digitalen auto-adaptiven Bandpaßentzerrer, der die in-Phase- und Quadraturkomponenten des empfangenen Bandpaßsignals verarbeitet, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer (71) zum Empfangen digitaler Signale eingerichtet iv, deren Signalabtastwerte mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit auftreten, welche digitalen Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponeaten des Bandpaßsignals repräsentativ sind, und die vom Entzerrer (71) gelieferten digitalen Signale mit der genannten Abtastfrequenz, welche Signale for die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten BandpaßsignaJs repräsentativ sind, unmittelbar den Eingängen (77,78) des Rechenelementes (3) des Phasendiskriminators (79) zugeführt werden.