DE2656924A1

DE2656924A1 - Phasendiskriminator in einem empfaenger eines datenuebertragungssystems

Info

Publication number: DE2656924A1
Application number: DE19762656924
Authority: DE
Inventors: Loic Bernard Yves Guidoux; Jean-Louis Renaudat
Original assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Current assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Priority date: 1975-12-29
Filing date: 1976-12-16
Publication date: 1977-07-07
Also published as: GB1539749A; NL7614427A; AU503350B2; JPS5532309B2; DE2656924C3; US4174489A; AU2091076A; JPS5283053A; SE414855B; NL173005C; DE2656924B2; FR2337468B1; FR2337468A1; SE7614542L; BE849924A; CA1099350A

Description

PHF. 75616.

WIJ/EVH.

TT /^ . /, · 20.11.1976.

"Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Datenübertragungssystems"

Die Erfindung bezieht sich auf einen Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers.

Zur Uebertragung von Daten mit 4800 Bit/s wird beispielsweise in einem genormten Modem achtwertige Phasenmodulation angewandt, wobei die zu übertragenden Daten zunächst in Gruppen von drei Bits gegliedert und

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- ar -

40-

dann mit einer Geschwindigkeit von I6OO Baud in Form von PhasenSprüngen eines Trägers von I8OO Hz kodiert werden. Der Phasendiskriminator des Empfängers dient zum Reproduzieren dieser Phasensprünge.

In den bekannten Phasendiskrimxnatoren, wie diese beispielsweise in der U.S.Patentschrift Nr. 3 643 023 beschrieben worden sind, wird zu den Zeitpunkten, die der Modulationsgeschwindigkeit entsprechen, eine Phasenmessung durchgeführt und zwar durch eine Zeitmessung, die auf den Zeitpunkten der Nulldurchgänge eines analogen Signals basiert ist, das von dem empfangenen Signal abgeleitet ist. Zum V-ergrössern der Messgenauigkext wird dieses analoge Signal dadurch erzeugt, dass das empfangene Bandpassignal auf ein höheres Frequenzband verlagert wird, das beispielsweise im Falle eines 4800 Bit/s-Modems auf beiden Seiten der Frequenz von 144OO Hz liegt.

Dieser im wesentlichen analoge Phasendiskriminator weist den Nachteil auf, dass er die Konstruktion des Empfängers wesentlich verwickelt macht wenn dieser Empfänger beispielsweise an das geschaltete Fernsprechnetz angeschlossen und zur automatischen und auto-adaptiven Entzerrung des Uebertragungskanals ein digitaler Bandpassentzerrer verwendet wird, der dem Phasendiskriminator vorgeschaltet ist beispielsweise in der französischen Patentanmeldung Nr. 7442251 beschrieben worden, die am

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20.11.76.

20. Dezember 197^ von der Anmelderin eingereicht wurde. Ein derartiger Empfänger muss nämlich mit einem dem Entzerrer vorgeschalteten Analog-Digital-Wandler und mit einem dem Entzerrer nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler versehen sein, dem ein Tiefpassfilter zum Reproduzieren des■entzerrten Bandpassignals in analoger Form folgt, welche Form zum Funktionieren des Phasendiskriminators notwendig ist. Diese Struktur mit einer doppelten Analog-Digital- und Digital-Analog—Umwandlung ist ziemlich aufwendig und weist auch den Nachteil auf, dass analoge Filter dem Entzerrer nachgeschaltet sein müssen, so dass letzterer

diese nicht korrigieren kann. Zum Schluss erfordert die genaue Reproduktion des analogen Signals am Eingang des Phasendiskriminators, dass die Abtastfrequenz im Analog-Digital-Wandler vor dem Entzerrer entsprechend dem Theorem von Shannon mindestens der Doppelwert der maximalen Frequenz des Bandpassignals ist; in beispielsweise dem 4800 Bit/s-Modem, weil das Frequenzband des Bandpasssignals zwischen 600 Hz und 3000 Hz liegt, muss diese Abtastfrequenz mindestens 6000 Hz betragen. Diese relativ hohe und zum funktionieren des Phasendiskriminators notwendige Abtastfrequenz ist jedoch für die Eigenwirkung des Bandpassentzerrers tiberflüssig, weil ja die Koeffizienten der Digitalfilter in diesem Entzerrer nur mit einer Frequenz geändert zu werden brauchen, die der Modulationsgeschwindigkeit (16OO Hz im Falle des 4800 Bit/s-Modems) entspricht.

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■- V-

•η.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen völlig digitalen Phasendiskriminator zu schaffen, der ein Signal verarbeitet, das mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit abgetastet wird und folglich sich dazu eignet, unmittelbar mit dem Ausgang eines digitalen Bandpassentzerrers verbunden zu werden, welcher Entzerrer ein Signal verarbeitet, das mit derselben Frequenz abgetastet ist.

Der erfindungsgemässe Phasendiskriminator weist das Kennzeichen auf, dass er ein Rechenelement enthält, das zum Empfangen digitaler Signale eingerichtet ist, deren zugehörende Signalabtastwerte mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit auftreten, welche digitalen Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpassignals zu jedem Abtastzeitpunkt und für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt repräsentativ sind, welches Rechenelement mit Mitteln zum Berechnen der Signalabtastwerte von Signalen versehen ist, die für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Signals repräsentativ sind, das von dem Bandpassignal abgeleitet ist durch eine Phasendrehung über einen Winkel, der der Phase des Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt entspricht und entgegengesetzt ist, wobei die vom Rechenelement gelieferten digitalen

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Signale einem Entscheidungselement zugeführt werden, das zu jedem Abtastzeitpunkt die Phasenänderung des ausgesendeten Trägers während einer Abtastperiode bestimmt und den entsprechenden Phasensprung reproduziert.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild eines erfindungsgeraässen Phasendiskriminators vom kohärenten Typ,

Fig. 2 ein Diagramm der Bilder der Signale, die dem Element zum Berechnen der Phasendrehung im Phasendiskriminator nach Fig. 1 zugeführt werden,

Fig. 3 ein Diagramm, das insbesondere das Bild des dem Entscheidungselement zugeführten Signals darstellt,

Fig. k ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Entscheidungselementes,

Fig. 5 und Fig. 6 Diagramme zur Erläuterung der vereinfachten Reproduktion der Phasensprünge in dem Entscheidungselement, wenn eine Abwandlung des Phasendiskriminators nach Fig, 1 benutzt wird, dessen Schaltbild in Fig. 7 dargestellt ist,

Fig. 8 ein Diagramm zur Erläuterung der vereinfachten Verarbeitung des Fehlersignals durch das Entscheidungselement im Phasendiskriminator nach Fig. 71 Fig. 9 ein Schaltbild eines erfindungsgemassen

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4*.

Phasendiskrxminators vom differentiellen Typ,

\
Fig. 10 ein Diagramm der Bilder der Signale,

die dem Element zum Berechnen der Phasendrehung im Phasendiskriminator nach Fig. 9·zugeführt werden,

Fig. 11 das Schaltbild eines Empfängers, in dem der erfindungsgemässe Phasendiskriminator benutzt wird.

Der Phasendiskriminator nach Fig. 1 wird verwendet in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit

Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers. Dieser Diskriminator eignet sich beispielsweise für ein Datenübertragungssystem das einen genormten 4800 Bit/s-Modem benutzt. Dieses Beispiel wird nachstehend auf allgemeine Weise beschrieben. Es ist bekannt, dass im Sendeteil dieses Modems die zu übertragenden Daten zu Gruppen von drei Bits gegliedert werden, die acht Konfigurationen annehmen können und diese Gruppen von drei Bits werden mit einer Geschwindigkeit von 1600 Baud in Form von PhasenSprüngen eines Trägers von 1800 Hz ausgesendet, wobei diese Phasensprünge Vielfache von 4.5° sind und zwar von 0° bis 315°·

Das Signal am Eingang des Phasendiskrxminators, das an der Leitung 1 vorhanden ist, entspricht dem ausgesendeten Signal und ist auf das Band von 600-3000 Hz beschränkt, das auf beiden Seiten der Trägerfrequenz liegt und das der Bandbreite des Uebertragungskanals entspricht. Es wird nun vorausgesetzt, dass dieses Eingangssignal des

„ 7098_2Z/Q6_26 .. ____

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- Ϋ-

Diskriminators keine Verzerrung aufweist, was im allgemeinen mit Hilfe eines in Fig. 1 nicht dargestellten handbetätigten bzw. automatischen Entzerrers erhalten wird, der in Reihe mit der Leitung 1 verbunden ist. Ausgehend von einem derartigen Signal muss der Phasendiskriminator am Ausgang 2 die ausgesendeten Phasensprünge reproduzieren.

Eines der Ziele ist es nun, einen völlig digitalen Phasendiskriminator zu schaffen, bei dem alle Kreise mit minimaler Rechengeschwindigkeit arbeiten.

Dazu enthält dieser Phasendiskriminator in Fig. ein Rechenelement 3, das zum Empfangen von digitalen Signalen eingerichtet ist, deren Signalabtastwerte mit einer Frequenz Ή.£ entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit auftreten. Die digitalen Signale am ersten Eingangsklemmenpaar 4 und 5 sind für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpassignals repräsentativ und werden von den Analog—Digital-"Wandlern 6 bzw. 7 geliefert, deren Abtastkreise von der Frequenz H gesteuert werden. Der Wandler 6 erhält unmittelbar das Bandpassignal, das an der Leitung 1 vorhanden ist und der Wandler 7 erhält das Bandpassignal, das durch ein phasendrehendes Netzwerk 8 um 90° phasenverschoben ist. Die Abtastfrequenz H , die im Falle des 4800 Bit/s-Modems 16OO Hz beträgt, wird von einem in Fig. 1 nicht dargestellten Kreis zur Rückgewinnung der Taktfrequenz geliefert; in einem noch zu beschreibenden

.70982770626

ΡΐίΓ. 75616.

20.11.76.

- sr -

Schaltbild des Empfängers wird die Art und Weise des Anschlusses dieses Taktrückgewinnungskreises angegeben werden,

Die digitalen Signale am zweiten Eingangsklemmenpaar 9 und 10 des Rechenelementes 3 rühren von einem ROM-Speicher 11 her und sind für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines örtlichen Bezugsträgers repräsentativ, der durch die nachfolgend zu beschreibenden Mittel in Phase geregelt wird. Die Phase dieses örtlichen Bezugsträgers steht in digitaler Form (mit einer Abtastfrequenz H ) am Ausgang eines Phasengenerators 12 zur Verfügung, der durch ein Speicherregister gebildet wird und diese Phase wird als Adresse für den ROM-Speicher verwendet, in dem an verschiedenen Adressen verschiedene Werte der in-Phase und Quadraturkomponenten gespeichert sind.

Zu jedem AbtastZeitpunkt jT, der durch die Taktfrequenz H bestimmt wird, wobei.j eine ganze Zahl ist und T gleich 1/H , berechnet das Rechenelement 3 die Signalabtastwerte der Signale, die für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Signals, das vom Bandpassignal durch eine Phasendrehung über einen Winkel, der der Phase des örtlichen Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt (j - 1)Τ entspricht und entgegengesetzt ist, abgeleitet ist. Diese an den Ausgangsklemmen 13» 1^· des Rechenelements 3 verfügbaren Signale werden den Eingangsklemmen 15» 16 eines Entscheidungselementes 17 zugeführt.

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Aus den Signalen am Eingang bestimmt dieses Entscheidungselemeiit 17 zu jedem Abtastzeitpunkt jT (der ebenfalls durch, die Taktfrequenz H bestimmt wird), den der Modulation entsprechenden Phasensprung des ausgesendeten Trägers, wobei dieser Phasensprung an einem Ausgang 18 verfügbar ist, der mit der Ausgangsleitung 2 des Phasendiskriminators verbunden ist. Das Entscheidungselement 17 bestimmt ebenfalls zu jedem Abtastzeitpunkt jT die Phasenänderung des ausgesendeten Trägers zwischen den Abtastzeitpunkten jT und (j-i)T, wobei, diese Phasenänderung am Ausgang 19 verfügbar ist. Diese Phasenänderung ist nichts anderes als der ausgesendete Phasensprung erhöht um einen konstanten Betrag, der der Phasenänderung des nicht modulierten Trägers entspricht.

Zum Schluss enthält das Entscheidungselement 17 in Fig. 1 noch Mittel zum zu jedem Abtastzeitpunkt jT Erzeugen eines Fehlersignals, das für den Unterschied zwischen der Phase des Signals, dessen Komponenten an den Eingängen 15» 16 verfügbar sind, und der am Ausgang 19 verfügbaren Phasenänderung repräsentativ ist. Dieses an einem Ausgang 20 des Entscheidungselementes 17 verfügbare Fehlersignal wird dem Eingang eines Kreises 21 zum Berechnen der Phasenkorrektur zugeführt. Dieser Kreis 21 ist in eine Phasenregelschleife des örtlichen Bezugsträgers aufgenommen, dessen Phase vom Speicherregister 12 geliefert

PH.*·. 75616. 20.11.76.

wird. Diese Schleife enthält ebenfalls einen Addierer 22, der zu jedem Abtastzeitpunkt jTdie Summe der an einem Ausgang 3I des Kreises 21 verfügbaren Phasenkorrektur und der am Ausgang I9 des Entscheidungselementes 17 verfügbaren Phasenänderung liefert. Weiter liefert ein Addierer 23 zu jedem Abtastzeitpunkt jT die Summe des vom Addierer 22 gelieferten Betrags und der im Speicherregister 12 gespeicherten Phase, die der Phase des Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt (j-i)T entspricht.

Der Kreis 21 zum Berechnen der Phasenkorrektur enthält zwei Zweige 24 und 25, deren Eingänge miteinander und mit dem Ausgang 20 des Entscheidungselementes 17 verbunden sind und deren Ausgänge mit den Eingängen eines Addierers 2.6 verbunden sind, der die Phasenkorrektur liefert. Der Zweig 24 enthält nur einen Multiplizierer 27 mit einem Koeffizienten (7(1 . Der Zweig 25 enthält nacheinander einen Multiplizierer 28 mit einem Koeffizienten (^4 , einen Addierer 29, deren Eingänge mit dem Ausgang des Multiplizierers 28 und mit dem Ausgang eines Speicherregisters 30 verbunden sind. Der Eingang dieses letzteren Registers 30 ist mit dem Ausgang des Addierers 29 verbunden.

Nachstehend wird die Wirkungsweise der jeweiligen Elemente, die den Phasendiskriminator in Fig. 1 bilden, beschrieben.

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PKe'. 75616. 20.11.76.

Das Diagramm aus Fig. 2 dient, dazu, die Wirkungsweise des Rechenelementes 3 zu erläutern. Zum Zusammenstellen dieses Diagramms wird von einer allgemeinen Form eines phasenmodulierten Wechselstromsignals ausgegangen. So hat das Bandpassignal y(t) am Eingang 1 des Phasendislcriminators die Form

y = fcos 0(t)

wobei Ρ die Amplitude und, $,(t) die mit der Zeit sich ändernde Phase ist. Das Bandpassignal, das vom phasendrehenden Netzwerk 8 um 90° verschoben ist, wird als y(t) bezeichnet und hat die Form

y(t) = ρ cos Γ0(ΐ) + Χ/2.2 = -/sin 0(t).

Im Diagramm nach Fig. 2 ist in einer Koordinatenebene yOy zunächst ein Punkt P. dargestellt, der ein Bild

des Bandpassignals y(t) zum Abtastzeitpunkt jT ist.

Dieser Punkt P. wird durch die Länge OP. gekennzeichnet, J J

die dem Modul P . des Bandpassignals entspricht und durch den Winkel (Oy.OP.)» der der Phase 0. dieses Signals zum

3 ' 3

Abtastzeitpunkt jT entspricht. Dieser Punkt P. kann ebenfalls durch seine Abszisse und Ordinate gekennzeichnet werden, die durch die untenstehenden Gleichungen gegeben werden. _A cos JZi _ό = y(t)
sin 0_ά = -y(jT)

Aus dem Obenstehenden geht hervor, dass die Grossen y(jT) und y(jT) die Werte der in-Phase- und

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PH-T. 75616 20.11.76.

Quadraturkomponenten des Bandpassignals sind, die den Eingängen 4 und 5 des Recheneleraentes 3 zum Abtastzeitpunkt JT zugeführt werden.

Weiter ist im Diagramm nach. Fig. 2 ein Punkt P. ... , angegeben, der ein Bild des örtlichen Bezugsträgers ist, dessen Phase vom Speicherregister 12 zum vorhergehenden Abtastzeitpunkt (j-i)T geliefert wird. Ebenso wie Obenstehend ist dieser Punkt P. ₁ derart gezeichnet, dass die Länge 0P\ ₁ der Amplitude des örtlichen Bezugsträgers und der Winkel (Oy.OP. ₁) der Phase 0. ₁ dieses Trägers zum Abtastzeitpunkt (j-i)T entspricht. ¥enn davon ausgegangen wird, dass die Amplitude des örtlichen Bezugsträgers konstant und gleich 1 ist, werden die Abszisse und die Ordinate des Punktes P . ₁ durch die untenstehenden Gleichungen gegeben.

-f cos 0³I = Y^1-(JT-T)
(2) A ^J

( sin ^_-1 = -y^r(jT-T)

Die Grossen y^r(jT-T) ybd ^^r(jT-T) sind die in-Phase- und Quadraturkomponent.en des örtlichen Bezugs trägers, die den Eingängen 9» 10 des' Rechenelementes 3 zugeführt werden. Zum Erhalten dieser Komponenten y^r(jT-T) und y^r(jT-T) werden verschiedene Werte der Funktionen cos 0. ₁ und -sin 0. ₁ im ROM-Speicher 11 gespeichert und dadurch liefert bei jedem Wert 0/ .,', der vom Phasengenerator des örtlichen Bezugsträgers an seinem Eingang geliefert wird,

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dieser ROM-Speicher die Werte der in-Phase- und Quadraturkomponenten des örtlichen Bezugsträgers.

Zum Schluss ist, wie aus Fig. 2 hervorgeht, der Winkel (OP . ...OP.) der Unterschied zwischen der Phase 0. des zum Zeitpunkt jT empfangenen Bandpassignals und die Phase 0. ₁ des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (j-1)T. Dieser Phasenunterschied A0 . = 0 . - 0. bildet ein Mass

J J J"· '

für die Phasenänderung des empfangenen Trägers zwischen den Zeitpunkten j-1(t) und jT, wobei als Bezugsphase die Phase 0. . verwendet wird, die, wie nachstehend noch erläutert wird, auf der Trägerphase des empfangenen Signals genau stabilisiert wird.

Die Aufgabe des Rechenelementes 3 besteht daraus, dass zu jedem Abtastzeitpunkt jT die Phase des Bandpasssignals mit dem Bild -P. über einen Winkel, der der Phase

0. ₁ des örtlichen Bezugsträgers mit dem Bild P . . zum Abtastzeitpunkt (j-i)T entspricht und entgegengesetzt ist, gedreht wird. Es ist leicht ersichtlich, dass der obengenannte Phasenunterschied &0. erscheint als die Phase

des Bandpassignals, das eine Phasendrehung über einen Winkel -0 . .. erfahren hat. Es ist genau dasselbe wenn gesagt wird", dass der Phasenunterschied & 0 . die Phase des Bandpassignals in einem Bezugssystem ist, in dem die Bezugsphase die Phase 0 . ₁ des örtlichen Trägers zum

Zeitpunkt (j-i)T ist.

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OO

Das Diagramm aus Fig. 3 zeigt das Resultat der

vom Rechenelement 3 durchgeführten Umwandlung in ein rechteckiges Koordinatensystem xOx, wobei Ox die Phasenbezugsachse ist und Ox von Ox durch Drehung über 90° abgeleitet ist. Der Punkt M. ist das Bild des Bandpasssignals das eine Phasendrehung über -0·_·ι erfahren hat. Dieser Punkt wird durch die Amplitude JJ . des Bandpasssignals und eine Phase entsprechend &0. gekennzeichnet. Es wird auch durch seine Koordinaten x(jT) und x(jT) gekennzeichnet, die durch die nachfolgenden Beziehungen ausgedrückt werden können:

x(jT) = fj cosA^^C = fj cos^.-jä¹⁷ ₁)

(jT) = fj sin_Ä0⁽J = fj sin(0 -0^

Das Rechenelement 3 berechnet die Komponenten, die den Koordinaten x(jT) und x(jT) entsprechen, auf eindeutige Weise von den Komponenten y(jT) und y(jT) des Bandpassignals zum Zeitpunkt JT und von den Komponenten y (jT-Τ) und y (jT-Τ) des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (j-i)T ausgehend.

Durch Ausarbeitung der Beziehungen (3) und durch Verwendung der Beziehungen (i) und (2) lässt sich nämlich darlegen, dass die Komponenten x(jT) und x(jT) wie folgt geschrieben werden können:

x(jT) = y(JT).y^r(JT-T) + \y(JT).y^r(jT-T) _x(jT) = y(jT).y^r(jT-T) - y(jT).y^r(jT-T)

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Diese Bezieh.ungen (4) definieren vollkommen die Berechnungen, die im Rechenelement 3 durchgeführt -werden müssen um an seinen Ausgängen 13> 14 die Komponenten x(jT) und x(jT) liefern zu können. Diese Berechnungen können mit Hilfe von Multiplizierkreisen durchgeführt werden, die die vier Produkte in den Beziehungen (4) bilden und mit Hilfe von Kombinationskreisen zum Bilden einer Summe von Produkten entsprechend der ersten Beziehung (4) und einer Differenz von Produkten entsprechend der zweiten Beziehung (4). Dem Fachmann dürfte es einleuchten, dass es nicht notwendig ist, diese Kreise und ihre Einrichtung detailliert zu beschreiben.

Die Rolle des logischen Entscheidungskreises 17 besteht zunächst aus dem Reproduzieren der -ausgesendeten Phasensprünge ausgehend von den Komponenten x(jT) und ^x(JT), die vom Rechenelement 3 geliefert werden, In dem Beispiel des 4800 Bit/s-Modems sind die ausgesendeten Phasensprünge Vielfache von 4.5° » während die eigene Phasenänderung der nicht modulierten ausgesendeten Frequenz von 18OO Hz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten, die durch das Intervall T = I/16OO Hz getrennt sind, 45° beträgt. Die entsprechenden Phasenänderungen & 0 . des vom Phasensprung SP. modulierten ausgesendeten Trägers sind dann:

(5) A0^ ^{= sp}j ⁺ ^h59' 709827/0626

PHF. 75616. 20.11.76.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise dieses Entscheidungskreises sind in Fig. 4 in der Koordinatenebene xOx acht Punkte Nj, ..., No dargestellt, die acht möglichen Phasenänderungen Af^- des ausgesendeten Trägers entsprechen.

Diese Phasenänderungen Λ 0 . sind Vielfache von 45° und die

Punkte N , ..., N„ liegen auf den Koordinatenachsen Ox, Ox oder auf den geraden Linien A-, A₂ ^m;i-* einem Winkel von gegenüber diesen Achsen. Andererseits verteilen die geraden Linien D , D„, D_, D., die Halbierenden der Winkel von 45° sind, die durch Ox, Δ , Ox, A gebildet werden, die Ebene in acht Sektoren Z.. , ..., Z„ die nachstehend als Entscheidungszonen bezeichnet werden. Ein Punkt M. mit den

Koordinaten x(jT), x(jT), der einer Phasenänderung Δ 0.

des Trägers beim Empfang entspricht, wird in einer der Entscheidungszonen liegen und es dürfte einleuchten, dass, abhängig von der Zone, zu der der Punkt M. gehört, die

Phasenänderung (Λ 0 . des ausgesendeten Trägers und der ausgesendete Phasensprung SP. daraus abgeleitet werden

kann. Die untenstehende Tafel I zeigt die Uebereinstimmung zwischen den Entscheidungszonen, den ausgesendeten Phasenänderungen Δ 0 . und den ausgesendeten Phasensprüngen SP ., 3 3

die nach der Formel (5) davon abgeleitet werden.

- Tafel -

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TAFEL I

PHF.. 75016. 20.11.76.

Entscheidungs	^Z1	Phas enänderungen	PhasenSprünge
zonen	^Z2	0^T. (in Grad) 3	SP . (in Grad) 3
^Z3	0	315
H		0
^Z5	90	h5
^Z6	135	90
Z₇	180	135
^Z8	225	180
270	225
315	270

Damit jedem Punkt M. eine der Entscheidungszonen

Z , ..., Zo zugeordnet wird, kann das Feststellen, ob

dieser Punkt M. oberhalb oder unterhalb der jeweiligen υ

geraden Linien D₁, Dp, D„ und D. liegt ausreichen. Da die Koordinaten χ und χ von Punkten auf diesen geraden Linien D₁, D , D„, D. durch die Beziehung χ - mx = O, mx - χ = O, mx + x = 0 bzw. χ + mx =■ O verbunden sind, mit m = tan 22°5, kann leicht abgeleitet werden, dass das Vorzeichen der vier Grossen x(jT) - mx(jT), x(jT) + mx(jT), x(jT) - mx(.jT) , x(jT) + mx(jT) es ermöglicht, den Zusammenhang eines Punktes

M. mit den Koordinaten x(jT) und x(jT) und einer der Ent-3

scheidungszonen Z₁, ..., Zq entsprechend der untenstehenden Tafel II zu bestimmen ( das Symbol %" gibt an, dass das betreffende Vorzeichen unwichtig ist).

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PHF. 756I6, 20. 1 Γ.

TAFEL II

Vorzeichen von x(jT)-mx(jT)	Vorzeichen* von x(jT)+mx(jT)	Vorzeichen· von x(jT)-rnx(jT)	Vorzeichen von x(jT)+mx(JT	Entschei dungszone
	• ₊	₊		^Z2
+	⁺	•se	₊	^Z3 ^Z4
	-		-	^Z5
-				^Z1
-	⁺		-	^Z8
-	-			^Z7
-	-	-	-Xr	^Z6

Der Entscheidungskreis 17 ist also mit Rechenschaltungen, die von den Zahlen x(jT) und x(jT) an den Eingängen ausgehend, die vier obengenannten Grossen berechnen und weiter mit einem logischen Gefüge versehen, dem vier logische Veränderlichen geliefert werden, die aus dem Vorzeichen dieser Grossen bestehen, wobei dieses logische Gefüge auf übliche Weise dazu eingerichtet ist, entsprechend der Tafel II die Entscheidungszonen Z₁, ..., anzugeben..Da jeder Entscheidungszone entsprechend der· Tafel I ein Phasensprung zugeordnet ist, liefert dieses logische Geftige am Ausgang 18 des Entscheidungskreises die ausgesendeten Phasensprünge SP . und folglich die ausgesendeten Daten. Die Phasenänderungen des ausgesendeten

• 709827/OS28

FHF. 73-16. 20.11.76.

Trägers &· 0-. sind am Ausgang 19 des Entscheidungskreises verfügbar und werden zum Erzeugen der Phase des örtlichen Bezugsträgers verwendet, wie nachstehend noch beschrieben wird,

Alles bisher über die Wirkungsweise des Rechenelementes und des Entscheidungskreises in dem Beispiel der 8-wertigen Phasenmodulation Beschriebene kann ohne Schwierigkeiten auf andere Phasenmodulationsmethoden angewandt werden. Beispielsweise im ^FaIIe vierwertiger Phasenmodulation, wobei die Phasensprünge Vielfache von 90° betragen, kann ein Signaldiagramm entsprechend dem aus Fig. K gebildet werden, das mit vier Entscheidungszonen versehen ist, die auf den Koordinatenachsen Ox, Ox zentriert sind und durch zwei gerade Linien mit einem ¥inkel von k5° gegenüber diesen Achsen begrenzt, werden. Damit eine dieser vier Zonen einem Punkt M. zugeordnet wird; der als Koordinaten die Komponenten x(jT), x(jT) hat, die vom Rechenelement geliefert werden, wird untersucht, ob der Punkt M. oberhalb oder

«3

unterhalb der beiden geraden Linien liegt, die Entscheidungszonen begrenzen, und zwar dadurch, dass zwei logische Veränderlichen gebildet werden, die aus dem Vorzeichen von |_x(jT·- mx(jT)J und vonJ_x(jT) + mx(jT)"J bestehen, wobei m gleich tan k5° ist.

Im allgemeinen Fall von p-wertigen Phasenmodulation, wobei den ausgesendeten Daten Phasenanderungen entsprechen, die Vielfache von 2 Λ /p von 0° bis (p-i)2<A/p

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PHF. 75016. 20.11.76.

sind, enthält das Signaldiagramm (entsprechend dem aus Fig. h) ρ Entscheidungszonen, die aus gleichen auf diesen Vielfachen zentrierten Sektoren bestehen. Diese Entscheidungszonen sind durch ρ gerade Linien begrenzt und in dem Entscheidungskreis werden p/2 logische Veränderlichen gebildet um zu ermitteln, ob ein Punkt M. mit den Koordinaten

x(jT) und x(jT) oberhalb oder unterhalb dieser geraden Linien liegt und auf diese Weise einem Punkt M . eine

Entscheidungszone zuzuordnen.

Die Phasenregelung des örtlichen Bezugsträgers ist auf dem nachfolgenden Prinzip basiert, das mit Hilfe des Diagramms aus Fig. 2 erläutert wird. Vie obenstehend erwähnt, ist in diesem Diagramm bereits der Punkt P. ₁ angegeben, der ein Bild des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (j-i)Tist, welcher Träger als völlig auf dem empfangenen Träger stabilisiert vorausgesetzt wird. Weiter ist ebenfalls der Punkt P. angegeben, der das Bild des Bandpassignals zum Zeitpunkt jT ist. Da das empfangene Bandpassignal mit Rausch und Frequenzversetzung behaftet sein kann, ist der Phasenunterschied /\0 . zwischen den durch diese beiden Punkte dargestellten Signalen verschieden von der Phasenänderung des ausgesendeten Trägers

Δ 0. , wie dieser durch den Entscheidungskreis 17 dar-3

gestellt wird.

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PHF. 75616. 2O.II.76.

In dem Diagramm nach Fig. 2 ist nun ein Punkt

P¹ . dargestellt, der einem Bandpassignal ohne Rausch und 3

ohne Frequenzversetzung entspricht und folglich von dem Punkt P . ₁ durch eine Phasendrehung über einen Winkel entsprechend der Phasenänderung Δ 0. des ausgesendeten Trägers

abgeleitet wird. Ohne Rausch und Frequenzversetzung wäre die Phase des örtlichen Bezugsträgers der Phase, die diesem

Punkt P¹ . entspricht, beispielsweise 0. + Δ 0- · 3 3"™ ' 3

Zwischen den durch den Punkt P. und den Punkt P¹ . darge-

3 3

stellten Signalen gibt es einen Phasenunterschied, der als

A 0 · — Δ0 . geschrieben werden kann und der nachstehend 3 3

als Phasenfehler bezeichnet wird. Dieser Phasenfehler ist charakteristisch für das Rauschen und die Frequenzversetzung, die durch die Uebertragungsstrecke herbeigeführt werden. Um die Phase des örtlichen Bezugsträgers· auf der Phase des empfangenen Trägers, der durch den Punkt P. dargestellt wird,

zu stabilisieren muss der Phase des durch den Punkt P .

dargestellten Signals eine Phasenkorrektur O(p zugefügt werden, wobei diese Phasenkorrektur aus dem genannten Phasenfehler berechnet wird.

In dem Diagramm nach Fig. 2 ist also ein Punkt

P. dargestellt, der für den phasenstabilisierenden örtlichen Bezugsträger repräsentativ ist und entsprechend der obenstehenden Erläuterung wird die Phase 0 . dieses örtlichen Trägers durch den nachfolgenden Ausdruck gegeben.

- 709827/0626

PlIF. 75c16. 20.11.76.

(6) 0. = 0. + A0. +
J J-I J

Es dürfte einleuchten, dass wenn die Stabilisierung

völlig durchgeführt ist, die Punkte P. und P. zusammen-

3 3

fallen.

Aus Fig. 1 geht hervor, dass die Phase des örtlichen Bezugsträgers im Spexcherregxster 12 entsprechend der Formel (6) erhalten wird. Der Addierer 22 liefert zu jedem AbtastZeitpunkt jT die Summe der Phasenänderung Δ 0 . ,

die am Ausgang 19 des Entscheidungskreises 17 vorhanden ist und der Phasenkorrektur &>ψ , die am Ausgang 31 des Kreises 21 verfügbar ist. Diese Summe /10.+ &Φ wird einem Eingang des Addierers 23 zugeführt, dessen anderer Eingang die Phase 0. ₁ erhält, die aus dem Speicherregister herrührt. Am Ausgang des Addierers 23 entsteht folglich die Phase 0. entsprechend der Formel (6) und diese Phase

wird im Speicherregister 12 gespeichert um zu dem nachfolgenden Abtastzeitpunkt (j+1)T verwendet zu werden.

Die Phasenkorrektur ο ψ wird im Kreis 21 aus-

,gehend von einem Fehlersignal e., das vom Entscheidungs-

kreis 17 geliefert und für den Phasenfehler &0. - ^ 0 .

3 3

charakteristisch ist, berechnet. Zunächst wird dargelegt, in welcher Form dieses Fehlersignal e . im Entscheidungs-

kreis 17 als Funktion der Komponenten x(jT) und x(jT) an seinem Eingang erhalten werden kann.

709827/0626

PHF, 73016. 20.11.76.

Dazu wird die obenstehend beschriebene Uebereinstimmung zwischen den Diagrammen aus Fig. 2 und Fig. 3 benutzt. Im Diagramm nach Fig. 3 ist bereits ein Punkt

M. mit den Koordinaten x(jT) und x(jT) konstruiert worden, 3

der dem Punkt P. in Fig. 2 entspricht; der Punkt M. ist das

3 3

Bild des Bandpassignals, das zum Zeitpunkt jT in einem Bezugssystem empfangen ist, in dem die Bezugsphase die Phase des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (j-i)T ist; in diesem System ist die Phase des mit dem Punkt M. über-

einstimmenden Signals Δ0·> Im Diagramm nach Fig. 3 wird

r r

nun ein Punkt M¹ . konstruiert, der dem Punkt P¹ . im

J ' · 0

Diagramm nach Fig. 2 entspricht und es ist leicht ersichtlich, dass die diesem Punkt M¹ . entsprechende Phase die Phasen-

«J

änderung /^ 0 . des ausgesendeten Trägers ist} in dem Beispiel des 4800 Bit/s-Modems ist diese Phasenänderung A 0^r. ein Vielfaches von k5° und gleich 90°in Fig. 3.

Die Grosse und das Vorzeichen des Phasenfehlers Δ 0.- Δ könnten durch die Grosse und dem Sinn des Vektors M.M¹.

3 3

genau gezeichnet werden und diese Kennzeichen des Vektors .M\ könnten als Funktion der Komponenten x(jT) und J J

x(jT) berechnet werden um das Fehlersignal e . zu erhalten In Wirklichkeit kann mit einem viel einfacheren

Verfahren ein Fehlersignal e . erhalten werden, das mit

einer in der Praxis ausreichenden Annäherung die Grosse und das Vorzeichen des Phasenfehlers kennzeichnet.

7098 27/06 26

PIiF. 73'?¹6.

20.11.76.

Dieses Verfahren wird vorzugsweise im Entscheidungskreis angewandt und wird nun mit Hilfe des Diagramms aus Fig. k näher erläutert. In diesem bereits beschriebenen Diagramm sind die jeweiligen Punkte N₁, ..., N„ nichts Anderes als die acht möglichen Punkte M¹ . aus Fig. 3· Im Diagramm

nach Fig. 4 ist beispielsweise ein Punkt M. dargestellt,

der in der Entscheidungszone Z₁ liegt. Es ist leicht ersichtlich, dass in dieser Zone Z₁ die Grosse und der Sinn

des Phasenfehlers ** 0 . - ^ 0. in guter Annäherung durch

J J

den algebraischen Wert der Ordinate x(jT) des Punktes M.

dargestellt werden können. Wenn der Punkt M. sich in der Zone Ζ« befindet, ist leicht ersichtlich, dass eine Annäherung des Phasenfehlers durch den algebraischen Wert der Grosse x(jT) - x(jT) geliefert wird. Es ist leicht ersichtlich, dass für die anderen Entscheidungszonen eine gute Annäherung des Phasenfehlers durch die algebraischen Werte von'+ x(jT), ± x(jT) oder durch eine einfache Kombination dieser Werte entsprechend der nachfolgenden Tafel III geliefert wird.

./. TAFEL -

709827/0626

PHF.

20.11.76.

TAFEL III

Entscheidungszone	Annäherung des	Phasenfehlers: e.
^Z1	S(JT)
^Z2	x(jT)	- x(jT)
^Z3	-X(JT)	T) ₊ X(JT)J
^Z5	-X(JT)
^Z6	-[_Hi	T) - x(jT)J
^Z7	x(JT)
^Z8	X(JT ♦	x(jT)

Der Entsclxeidungskreis 17» der, wie bereits beschrieben wurde, die Phasenänderungen A 0 . und die Phasen-

Sprünge SP . liefert und zwar entsprechend den Entscheidungs-U

Zonen, liefert gleichzeitig an seinem Ausgang 20 ein Fehlersignal e., das die jeweiligen Formen der Tafel III annehmen kann als Funktion der Entscheidungszonen. Diese jeweiligen Formen lassen sich auf sehr einfache Weise als Funktion der Grossen x(jT)und x(jT) erhalten, die den Eingängen des Entscheidungskreises zugeführt werden und es ist nicht notwendig, die entsprechenden Schaltungsanordnungen zu beschreiben.

Ausgehend vom Fehlersignal, das in digitaler Form vom Entscheidungskreis geliefert wird, berechnet der Kreis 21 eine Phasenkorrektur όψ, die die Summe der von den Zweigen 24 und 25 gelieferten Terme ist.

«\ 75616.

20.11.76.

Dbi* Zweig 24 liefert einen Phasenkorrektürterm - , der dem Fehlersignal e. zum Zeitpunkt jT mit einem einstellbaren Koeffizienten ⁰^ ζ ί proportional ist.

Der Zweig 25 liefert einen Phasenkorrekturterm - , der aus dem Pehlersignal e . ₁ zum Abtastzeitpunkt (j-i)T hervorgeht (und zwar durch das Speicherregister 30, das mit dem Addierer 29 verbunden ist), wobei dieses Fehlersignal e . ₁ durch einen einstellbaren Koeffizienten /b·^ 1 gewogen ist. Daraus geht hervor, dass der Zweig 25 es ermöglicht," zum Zeitpunkt jT einen Phasenkorrekturterm &{ß „ zu erhalten, der nicht gleich Null ist, sogar wenn zu diesem Zeitpunkt jT das Fehlersignal e. selbst wohl gleich Null ist.

Dieser Korrekturterm "^³? ist zur (Phasen) stabilisierung des örtlichen Bezugsträgers notwendig, wenn der empfangene Träggrreine Frequenzversetzung gegenüber dem ausgesendeten Träger erfährt und es trotzdem erwünscht ist, ein Fehlersignal e . gleich Null beizubehalten und folglich, was den Rauschwert anbelangt, ähnliche Leistungen zu haben wie diejenigen im Falle einer Frequenzversetzung gleich Null.

Die einstellbaren Koeffizienten <AJ und f* entsprechen einer Filterung des Fehlersignals und bestimmen die Geschwindigkeit, mit der die Phasenstabilisierung des örtlichen Bezugsträgers erhalten wird.

Die Stabilisierung des örtlichen Bezugsträgers, wie obenstehend beschrieben, ist besonders wirksam insbesondere

709827/062B

PIiF. 75616, 20.11.76.

was die Geschwindigkeit anbelangt, mit der die richtige Phase erhalten werden kann, denn diese Stabilisierung wird von » einem Fehlersignal e. gesteuert, dessen Amplitude von der Grosse des Phasenfehlers stark abhängig ist, wodurch es möglich wird, Phasenkorrekturen ο Ψ mit einer veränderlichen Amplitude durchzuführen, die von der Grosse des zu korrigierenden Phasenfehlers abhängig ist. Ein weiteres weniger wirksames Regelsystem kann derart eingerichtet werden, dass das Fehlersignal auf einfache Weise ein logisches Signal ist, das das Vorzeichen des Phasenfehlers kennzeichnet. Ein derartiges Fehlersignal kann ausgehend vom Vorzeichen der in der zweiten- Spalte der Tafel III angegebenen Grosse erhalten werden. Ein derartiges Regelsystem weist den Nachteil aiif, dass im Grunde Phasenkorrekturen oy mit konstanter Amplitude geliefert werden und Schwierigkeiten können auftreten, wenn gleichzeitig eine gute Stabilität und eine kurze Einstellzeit erhalten werden muss.

Der beschriebene Phasendiskrxminator ist also im wesentlichen digital und verarbeitet nur die Signalwerte zu den Abtastzeitpunkten. Die Frequenz der Berechungen in allen Kreisen entspricht der Modulationsgeschwindigkeit und ist folglich minimal. In der beschriebenen Form ist der Diskriminator vom kohärenten Typ, weil zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge die Phase 0. des

zum Zeitpunkt jT empfangenen Signals mit der Phase 0U^i

709827/0626

PIIF. ?5£16. 20.11.76.

eines örtlichen Beziigsträgers zum vorhergehenden Zeitpunkt (j-1)T verglichen wird, welcher Träger auf dem empfangenen Träger phasenstabilisiert wird. Durch diese Phasenstabilisierung wird die Phase 0 . ₁ nahezu nicht durch Rausch beeinflusst, so dass die Gleichung nur durch diejenigen Rauschanteile beeinflusst wird, die die Phase 0 . des Bandpassignals beeinflussen können.

Nachstehend werden mehrere Verbesserungen beschrieben, die im Phasendiskriminator nach der Erfindung angebracht werden können und die eine weitere Vereinfachung der im Entscheidungskreis 17 durchzuführenden Bearbeitungen bezwecken.

Eine erste Verbesserung ermöglicht es, die Bearbeitungen zu vereinfachen, mit denen beabsichtigt wird, über den Zusammenhang jedes Punktes M., der durch die Komponenten x(jT) und x(jt) definiert wird, mit einer der Entscheidungszonen Z₁, ···> Zq zu entscheiden um daraus die ausgesendeten Phasenänderungen A 0 ■ und Phasensprünge SP

J J

abzuleiten. Die durchzuführenden Bearbeitungen sind obenstehend mit Hilfe der Tafel II angegeben, die vom Diagramm nach Fig. h abgeleitet ist. Diese Bearbeitungen machen die Verarbeitung von vier logischen Veränderlichen notwendig, die in den Titeln der Spalten aus der Tafel II angegeben sind und in denen je die Komponenten x(jT) und x(jT) und die Konstante m = tan 22°5 auftreten. Die relative

70 9 &2 7 /OS 26 - .-—

PHF. 75616. 20.11.^6.

Verwlckeltheit dieser vier logischen Veränderlichen rührt aus der Tatsache her, dass die Entscheidungszonen durch gerade Linien D₁, D , D„ und Di beschränkt waren, die mit den Achsen Ox oder Ox einen Winkel entsprechend 22°5 einschliessen. Die Idee der vorliegenden Verbesserung besteht aus der Ausnutzung der Entscheidungszonen, die durch einfachere gerade Linien begrenzt werden und die durch die Koordinatenachsen Ox. Ox und die Halbierenden ^ ι» &ρ der durch diese Achsen gebildeten Winkel von Q0° gebildet werden.

Diese erste Verbesserung wird in Fig. 7 beschrieben, in der die wichtigsten Elemente des Phasendiskriminators aus Fig. 1 mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der Diskriminator nach Fig. 7 enthält ausserdem einen Addierer 40, von dem ein Eingang zu jedem AbtastZeitpunkt jT die Phase 0. ₁ des örtlichen Bezugsträgers enthält, die vom Speicherregister 12 herrührt und von dem der andere Eingang über einen Schaltkreis 41 (der der Einfachheit halber in Form von Kontakten dargestellt ist) entweder die Phase +22°5 oder die Phase -22°5 erhält abhängig von der Tatsache, ob dieser Schalter sich in der Stellung a oder in der Stellung b befindet; zunächst wird vorausgesetzt, dass der Schalter kl nur diese zwei Stellungen hat. Der Schaltkreis kl wird nach jedem Abtastzeitpunkt jT vom Taktgenerator H derart gesteuert, dass die Stellungen a.

- 7 0 9 8-2 7■/■ 06 2 6 - - -— , ,..__.._,.-,

PHF. 75616. 20.Π.76.

und b_ nacheinander eingenommen werden, wodurch in jeder Periode (jT,", (j + i)T) der ROM-Speicher 11 nacheinander die Phasen 0^r._ + 22°5 und &*_«'- 22°5 erhält..

Daraus folgt, dass statt die Phase des Bandpasssignals (das durch P . in Fig. 2 dargestellt ist) über einen

Winkel gleich -0. ₁ drehen zu lassen, das als Phasendrehungskreis wirksame Rechenelement 3 die Phase zunächst über einen Winkel gleich -0. ₁ - 22°5 drehen lässt, danach

über einen Winkel gleich -0 . ₁ + 22°5· Daraus lässt sich

auf einfache Weise herleiten, dass im Diagramm nach Fig.

die Punkte M. und M¹. in diesen beiden Situationen über J J

Winkel gleich -22°5 und +22°5 drehen, während im Diagramm nach Fig. 4 die Punkte M., N₁, ..., No und die geraden Linien D₁, D„, D~, D· , die die Entscheidungszonen Z₁, ..., Zn definieren, ebenfalls über Winkel von -22°5 und +22°5 drehen.

Die Diagramme aus den Fig. 5 und 6 zeigen zum Schluss die Lagen dieser Punkte, geraden Linien und Entscheidungszonen, wenn der ROM-Speicher 11 ausser der Phase 0^T. ₁ die zusätzlichen Phasen +22°5 bzw. -22°5 erhalt. In Fig. 5 sind die Entscheidungszonen über einen Winkel von -22°5 gegenüber Fig. 4 und in Fig. 6 über einen Winkel von +22°5 gegenüber Fig. 4 gedreht. Die Koordinaten des Punktes M., der ebenfalls über Winkel von -22°5 und +22°5 gedreht ist, stellen die Werte der Komponenten x(jT)

- 709827/0628

PHF.

20.11.76.

und x(jT) dar, die dem Entscheidungskreis 17 geliefert werden.

Es ist nun sehr einfach zu entscheiden über den Zusammenhang zwischen einem Punkt M. und einer der Entscheidungszonen Z.. , . . . , Zo mit Hilfe von nur zwei logis.chen Veränderlichen, die durch das Vorzeichen von x(jT) und das Vorzeichen von x(jT) gebildet werden. Dies zeigt die Tafel IV, die mit Hilfe der Fig. 5 und Fig. 6 leicht nachgeprüft werden kann.

TAFEL IV .

+ 22°5	Vorzeichen	Vorzeichen	V	⁺	-	- 22°5	Vorzeichen	Entscheidungs	^Z1
von x(jT)	von i(jT)	\		+	Vorzeichen	von x(jT)	zone	^Z2.
	⁺	⁺	von x(jT)			^Z3
- ^:	⁺				^Z4
-	⁺			^Z5
-	-	⁺		^Z6
-	-		⁺	^Z7
. ⁺	-	-	⁺	^Z8
	-	, -
-	-
-	-
	I -
⁺

Die beiden ersten Spalten zeigen die Werte dieser beiden logischen Veränderlichen bei Zufuhr einer zusätzlichen Phase von +22°5 zum ROM-Speicher 11 (Fig. 5), die dritte und vierte Spalte zeigen Werte der beiden logischen Ver-

»
änderlichen bei Zufuhr einer zusätzlichen Phase von -22°5 (Fig.6)

709827/0626 ',,

PHF. 20.11.76.

Die fünfte Spalte zeigt die Entscheidungszonen, die den

\
Werten der beiden logischen Veränderlichen entsprechen,

die in den vorhergehenden Spalten angegeben sind.

Der Entscheidungskreis, der die Resultate der Tafel IV '.verwendet, wird nun äusserst einfach. Es reicht nun, das Vorzeichen, das die beiden Komponenten am Eingang des Entscheidungskreises für die beiden Lagen a. und b des Schalters 41 einnehmen, in einem Speicher zu speichern um dem empfangenen Signal eine Entscheidungszone zuzuordnen und um die Phasenänderungen und die Phasensprünge des ausgesendeten Trägers entsprechend der Tafel I zu reproduzieren.

Die Verbesserung kann ohne Weiteres im Falle beispielsweise p-wertiger Phasenmodulation angewandt werden; in diesem Falle betragen die zusätzlichen nacheinander der Phase des örtlichen Bezugs trägers zuzuordnenden Phasen (2k + i)3F/p, wobei k eine ganze Zahl ist, die zwischen -(p/8 - 1) und p/8 sich ändert.

Eine weitere Verbesserung, gründend auf einem ähnlichen Gedanken, ermöglicht es, die im Entscheidungskreis 17 durchzuführenden Bearbeitungen zum Erhalten des Fehlersignals e. fortzulassen, während gleichzeitig ein

Fehlersignal erhalten wird, das den Phasenfehler genauer darstellt. Diese durchzuführenden Bearbeitungen sind bisher mit Hilfe der Tafel III definiert worden, aus der

709827/0628 >--- - - -

PH?. 75^16. 20.11.76.

Λ*.

hervorgeht, dass das Fehlersignal e. auf eine Art und ¥eise berechnet wird, die für jede Entscheidungszone verschieden ist. Ausserdem kann mit Hilfe des Diagramms nach Fig. h überprüft werden, dass das Fehlersignal e., berechnet

«J

entsprechend der Tafel XIX, den Phasenfehler in den Zonen Z₁, Z_, Z„, Z_ besser darstellt als in den Zonen Z„, Ζ· , Zy-, Zq

Die betreffende Verbesserung, die beispielsweise gleichzeitig mit der erstgenannten Verbesserung angewandt werden kann, besteht nach Fig. 7 aus dem Ausbau des Schaltkreises hl um eine dritte Stellung je, wobei der dieser dritten Stellung entsprechende Schaltkontakt mit dem Ausgang 19 des Entscheidungskreises 17 verbunden ist um auf diese Weise die Phasenänderungen «0. des ausgesendeten Trägers zu empfangen. Der Schaltkreis 41 wird nun nach jedem Abtastzeitpunkt jT derart gesteuert, dass nacheinander die. Stellungen a., b und £ jeder Periode (jT, (j + 1)t) eingenommen werden. Die Stellungen jl und b_ werden wieder zum Reproduzieren der Phasenänderung und des Phasensprunges des ausgesendeten Trägers benutzt.

Wenn sich der Schalter in der Stellung £ befindet, wird dem ROM-Speicher 11 die Phase 0. ₁ + Δ0. zugeführt. Das als Phasendrehungsschaltung wirksame Rechenelement 3 lässt nun die Phase des Bandpassignals (in Fig. durch P . dargestellt) über einen Winkel drehen, der dem Wert -(0- ₁ + ^ 0 ·) entspricht. Dadurch wird das Diagramm

70^8^/0626 - ™~ ., .....

PHF. 7:56 ;6.

20.11.76.

3?

aus Fig· 3 in das aus Fig. 8 umgewandelt. Der Punkt M¹ .

«j

und die Punkte N, , ..., Ng, die durch, die Phase Δ 0 ■ in Fig. 3 und Fig. k gekennzeichnet werden, befinden sich, immer auf der Halbachse Ox nach dieser zusätzlichen Phasendrehung um - Δ 0 . . Die gemeinsame Lage dieser Punkte wird

durch den Punkt N im Diagramm nach Fig. 8 angegeben. Der Punkt M., der in Fig. 3 und Fig. h durch, die Phase 4

J J

gekennzeichnet wird, befindet sich immer nach der genannten zusätzlichen Phasendrehung innerhalb eines Sektors, der durch die Halbgeraden Oy, Oy¹ mit den Winkeln von +22°5 und -22°5 gegenüber der Halbachse Ox begrenzt wird. Der Phasenfehler Δ 0. - Δ 0. wird im Diagramm nach Fig.

3 3

durch den ¥inkel (Ox, Om.) definiert. Eine ausgezeichnete

Annäherung dieses Phasenfehlers wird durch, die Ordinate x(jT) des Punktes M. im Diagramm nach Fig. 8 geliefert.

Während der Zeit, in der der Schalter 41 sich in der Stellung £ befindet, wird das gesuchte Fehlersignal e. dadurch erhalten, dass auf einfache Weise eine der vom Rechenelement 3 gelieferten Komponenten, x(jT), genommen wird,

. . Bisher ist ein Phasendiskriminator vom kohärenten Typ beschrieben worden, von dem obenstehend die Vorteile was das Signal-Rauschverhältnis anbelangt, gegeben wurden. Durch Verwendung desselben als Phasendrehungsschaltung wirksamen Rechenelementes und desselben Entscheidungskreises kann ein Phasendiskriminator vom differentiellen

7098-27/0628

PHF. 736:6. 20.11.?6.

Typ konstruiert werden, der einfacher ist, weil ja kein phasenstabilisierter örtlicher Bezugsträger verwendet wird, der jedoch rauschempfindlicher ist.

Der Schaltplan dieses differentiellen Phasendiskriminators ist in Fig. 9 dargestellt und kann leicht von dem des kohärenten Phasendiskriminators aus Fig. 1 dadurch abgeleitet werden, dass die Schaltungsanordnungen, die zum örtlichen Erzeugen der Komponenten des Bezugsträgers notwendig sind, fortgelassen werden, während der Entscheidungskreis 17 an den Ausgängen 19 und 20 nicht mehr die ausgesendeten Phasenänderungen bzw. das Fehlersignal zu liefern braucht, die für die Phasenstabilisierung des örtlich erzeugten Bezugsträgers notwendig sind. Dem zweiten Eingangsklemmenpaar 9» 10 des Rechenelementes 3, dem in Fig. 1 und Fig. 7 ^zu jedem Abtastzeitpunkt jT die in-Phase- und Quadraturkomponenten des örtlichen Bezug3trägers zum ■ Zeitpunkt (j—i)T zugeführt wurden, werden im differentiellen

Phasendiskriminator nach Fig. 9 die in-Phasen- und Quadraturkomponenten des Bandpassignals zum Zeitpunkt·(j~1)T zugeführt, welches letztere Signal-nun als Bezugsträger wirksam ist.

Dies wird dadurch bewirkt, dass'diese Eingangsklemmen 9 und 10 mit dem Ausgang von Analog-Digital-Wändlern 6 bzw. 7 verbunden werden und zwar über einen Verzögerungskreis 50 bzw. 51-, die je eine Verzögerung entsprechend T herbeiführen. ' · · ·

709827/0626

PRF. 20.11.76.

Im Diagramm nach Fig. 10, das auf dieselbe Art und Weise konstruiert worden ist wie das aus Fig. 2, ist

der Punkt P. dargestellt, der das Bild des Bandpassignals 3

zum Zeitpunkt jT ist und das wieder die Koordinaten y(jT) -y(j^T) ^u"^d die Phase 0. hat. Dagegen ersetzt in Fig. 10

der Punkt P . .- den Punkt P . ₁ aus Flg. 2; dieser Punkt P . ₁ ist das Bild des Bandpas signals zum Zeitpunkt jT- T und hat die Koordinaten y(jT - T), -y(jT - T) und die Phase 0 · -, ·

Ausgehend von den Komponenten y(jT) und y(jT) an den Eingängen 4 und 5 und von den Komponenten y(jT-T) und y(jT-T) an den Eingängen 9 und 10, führt das als Phasendrehungsschaltung wirksame Rechenelement 3 dieselben Berechnungen durch wie diejenigen, die durch die Beziehungen in der Formel (4) definiert werden selbstverständlich nach Ersatz von y^r(jT-T) und y^r(jT-T) durch y(jT-T")und y(jT-T).

•Die Komponenten x(jT) und x(jT), die vom Rechenelement 3 geliefert werden, definieren im Diagramm nach Fig. 3 oder Fig. K einen Punkt M. und der Entscheidungs-

kreis 17 leitet daraus die Phasenänderungen und die ausgesendeten Phasensprtinge auf dieselbe Art und Weise ab, wie dies für den kohärenten Phasendiskriminator beschrieben worden ist.

Ein Nachteil dieses differentiellen Phasendiskrimi-

709827/0626

ΓΗΓ. 75öi 20.11.76.

nators rühP±ther aus der Tatsache, dass die Phase 0. . , die dem Punkt P . ₁ entspricht und mit dem zu jedem Zeitpunkt jT die dem Punkt P. entsprechende Phase 0. verglichen wird,

«J 3

Rausch aufweist, welcher Rausch vom Uebertragungskanal eingeführt wird, übrigens ebenso wie die Phase 0. selbst. Dadurch werden im Vergleich zum kohärenten Phasendiskriminator die vom Rechenelement 3 in Fig. 9 berechneten Komponenten x(jT) und x(jT) vom doppölibsn Rausch beeinflusst und es entsteht eine erhöhte Fehlermöglichkeit bei der Reproduktion von Phasensprüngen durch den Entscheidungskreis. "Dieser differentielle Phasendiskriminator soll also nur verwendet werden, wenn das Signal-Rauschverhältnis des empfangenen Bandpassignals gross genug ist.

Die beschriebenen Phasendiskriminatoren sind sehr gut an einen Empfänger angepasst, in dem ein automatischer und auto-adaptiver Entzerrer vom digitalen Typ zum Entzerren des Bandpassignals, das dem Phasendiskriminator zugeführt wird, verwendet wird. Wie mit Hilfe der Fig. 11 dargelegt wird, welche Figur den Schaltplan eines derartigen Empfängers darstellt, wird dann eine besonders wirtschaftliche und zweckdienliche Struktur erhalten.

Dieser Empfänger, der beispielsweise einen Teil eines 4800 Bit/s-Modems bildet, enthält ein mit einer · Leitung 60 verbundenes Tiefpassfilter 6i, das eine erste grobe Filterung des empfangenen Bandpassignals durchführt,

709 8 27/0626

i>HF. 75616. 2O.II.76:

dessen mittlere Frequenz dem Wert I8OO Hz entspricht (die Trägerfrequenz). Ein Gegentaktmodulator 62, der durch, eine von einem Generator 63 herrührende Frequenz F gespeist wird, verlagert das erhaltene Signal in ein Frequenzband, das auf der mittleren Frequenz F + I8OO Hz zentriert ist. Diesem Modulator 62 folgt ein Bandpasfilter 64, das insbesondere die Frequenzkomponenten von Rauschsignalen ausschaltet, die ausserhalb des Bandes von 6OO - 3OOO Hz liegen. Der Ausgang des Filters 64 ist mit einem an sich bekannten Taktrückgewinnungskreis 65 verbunden, der eine Taktfrequenz H = 1600 Hz liefert, die der Modulationsgeschwindigkeit

entspricht. Der Ausgang des Filters 64 ist ebenfalls mit einem Demodulator 66 verbunden, der durch die Frequenz Fo des Generators 63 gespeist wird, welcher Demodulator 66 eine Frequenzverlagerung durchführt, die die Inverse derjenigen des Modulators 62 ist. Ein Tiefpassfilter 67> das mit dem Ausgang des Demodulators 66 verbunden ist, liefert das Bandpassignal im Basisband von 6OO - 3000 Hz.

Der obenstehend beschriebene Empfänger ist von dem Typ, in dem die Entzerrung des Uebertragungskanals durch einen digitalen Entzerrer durchgeführt wird, der das Bandpassignal bearbeitet (Bandpassignalentzerrer), während der Phasendiskriminator das entzerrte Bandpassignal bearbeitet. Es kann beispielsweise der digitale Bandpassentzerrer verwendet werden, der in der von der Anmelderin

-708 8 2-77062 6

PHf _ 75616. 2O.II.76.

eingereichten französischen Patentanmeldung Nr. 7^ 42251 beschrieben worden ist. Wie darin dargelegt, verwendet dieser Entzerrer als digitale Eingangssignale die in-Phase und Quadraturkomponenten des Bandpassignals, ausserdem werden die Phasenänderungen des Trägers, die vom Phasendiskriminator reproduziert werden, zum Berechnen 'der Aenderungen der Koeffizienten der beiden Digitalfilter in diesem Entzerrer benutzt und diese Aenderungen sollen selbstverständlich nur bei einer Frequenz durchgeführt werden, die der Modulationsgeschwindigkeit entspricht. Zum Schluss kann dieser Entzerrer die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten Bandpassignals unmittelbar in digitaler Form liefern, d.h., genau diejenigen .digitalen Signale, die für den in dieser Anmeldung beschriebenen Phasendiskriminator notwendig sind.

Daraus folgt dann die Struktur der Kreise, die im Empfänger nach Fig. 11 das vom Filter 67 herbeigeführte Bandpassignal im Basisband verarbeiten. Dieses Bandpassignal wird einerseits einem Analog-Digital-Wandler 68 zugeführt andererseits einem 90°-phasendrehenden Netzwerk 69, dem ein Analog-Digital-Wandler 70 folgt. Die Abtastfrequenz in diesen Wandlern ist die Taktfrequenz H = I6OO Hz und diese Wandler liefern in digitaler Form die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpassignals, die den Eingängen 72, 73 eines Entzerrers 71 zugeführt werden. · Dieser

709827/0626

PHF. 75bt6. 20.11.76.

Entzerrer 71 erhält am Eingang 7^ die Phasenänderungen des Trägers & 0 ■, die vom Phasendiskriminator reproduziert werden. Im Entzerrer 71 arbeiten alle Rechenelemente bei einer Frequenz H = I6OO Hz und an den Ausgängen 75» 76_fdieses Entzerrers werden die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten Bandpassignals mit einer Abtastfrequenz von I6OO Hz erhalten.

Diese Komponenten werden unmittelbar den Eingängen 77 und 78 eines Phasendiskriminators 79 von dem in dieser Anmeldung beschriebenen Typ zugeführt, welche Eingänge 77 und 78 bei einer Ausführungsform nach Fig. 1 den Eingängen 4 und 5: des Rechenelementes 3 entsprechen. Dieser Pliasendiskriminator 79 (vom kohärenten bzw. differentiellen Typ) arbeitet mit derselben Rechenfrequenz H = I6OO Hz wie der Entzerrer 71· An einem Ausgang 80 reproduziert der Phasendiskriminator 79 die Phasensprünge, die den ausgesendeten Daten entsprechen und an einem Ausgang 81 liefert der Phasendiskriminator 79 die Phasenänderungen des ausgesendeten Trägers, die am Eingang Th des Entzerrers 71 zugeführt werden. . ·

Auf diese Weise wird ein Empfänger erhalten, dessen Struktur einfach sowie zweckmässig ist: es wird nur eine einzige Analog-Digital-Umwandlung des Bandpassignals durchgeführt; die Frequenz der Berechungen im Entzerrer

7098-27/0626

ρκγ. 75616.

20.11.76.

und im Phasendiskriminator ist dieselbe und die kleinstmögliche denn diese Frequenz entspricht der Modulationsgeschwindigkeit und dies erleichtert die Konstruktion dieser digitalen Schaltungen, insbesondere wenn weitgehende Integration ("Large-scale integration") erwünscht ist; zum Schluss sei bemerkt, dass in Fig. 11 alle analogen Filter vor dem Entzerrer liegen, was bedeutet, dass der Entzerrer ihre Abweichungen korrigieren kann.

709827/0626

Claims

PHF. 75j 20.11.76.

PATENTANSPRUECHE:

\Al Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasendiskriminator ein Rechenelement enthält, das zum Empfangen digitaler Signale eingerichtet ist, deren zugehörende Signalabtastwerte mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit auftreten, welche digitalen Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpassignals zu jedem Abtastzeitpunkt und für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt repräsentativ sind, welches Rechenelement mit Mitteln zum Berechnen der Signalabtastwerte von Signalen versehen ist, die für die in-Phase- und Qüadraturkoirponenten eines Signals repräsentativ sind, das von dem Bandpassignal abgeleitet ist durch eine Phasendrehung über einen Winkel, der der Phase des Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt entspricht und entgegengesetzt ist, wobei die vom Rechenelement gelieferten digitalen Signale einem Entscheidungselement zugeführt werden, dass zu jedem Abtastzeitpunkt die Phasenänderung des ausgesendeten Trägers während einer Abtastperiode bestimmt und den entsprechenden Phasensprung reproduziert.

7098-2-1/4616. _ __ ..„.„.original inspected

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2. Phasendiskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Rechenelement Multiplizierkreise enthält zum Erzeugen des Produktes der beiden in-Phase-Komponenten an seinen Eingängen, des Produktes der beiden Quadraturkomponenten an seinen Eingängen, des Produktes der in-Phasenkomponente des Bandpassignals und der Quadraturkomponenten des Bezugsträgers und des Produktes der Quadraturkomponente des Bandpassignals und der in-Phase-Komponente des Bezugsträgers, wobei das Rechenelement weiter mit Kombinationskreisen zum Erzeugen der Summe der beiden erstgenannten Produkte und der Differenz der beiden letztgenannten Produkte versehen ist, wobei die genannte Summe und die genannte Differenz die Signalabtastwerte der beiden Ausgangssignale des Rechenelementes bilden. 3· Phasendiskriminator nach Anspruch 1 oder 2, eingerichtet zum Gebrauch in einem Empfänger des Systems für Datenübertragung mit Hilfe von p-wertiger Phasenmodulation eines Trägers, wobei die Daten in Form von Phasensprüngen zur Grosse von k 2 ΊΓ/ρ ausgesendet werden, wobei k eine ganze Zahl ist mit 0 ^. k 4^ p-1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Entscheidungselement mit den nachfolgenden Teilen versehen ist: a) mit Rechenkreisen zum zu jedem Abtastzeitpunkt Bilden der Grossen

χ - tan (et+ k« 2 "ίΤ/p + 1Γ/ρ)χ

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wobei χ und χ die Ausgangssignale des Rechenelementes sind, C*-* die Phasenänderung des nicht modulierten Trägers während nur einer Abtastperiode ist und k¹ eine ganze Zahl ist mit 0.a£ k'.£ (p/2)-1 ,

b) mit Kreisen zum Detektieren des Vorzeichens dieser Grossen

c) mit logischen Kreisen, die zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge eingerichtet sind entsprechend den Vorzeichen, die von den genannten Vorzeichendetektionskreisen bestimmt sind.

h. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 oder 2, eingerichtet zum Gebrauch in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von p-i-wertiger Phasenmodulation eines Trägers, wobei die Daten in Form von Phasensprüngen zur Grosse von k 2 J /p ausgesendet werden, wobei k eine ganze Zahl ist mit O^k^p-1, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasendiskriminator Mittel enthält zum nach jedem Abtastzeitpunkt des Bandpassignals nacheinander Erhöhen der Phase des Bezugsträgers, der dem Rechenelement zugeführt wird, mit mehreren,zusätzlichen Phasen zur Grosse von (2k" + 1) Jf/p, wobei k" eine ganze Zahl ist mit -(ρ/8-ΐ)·$ k"^ p/8, wobei das Rechenelement dem Entscheidungselement nach jedem Abtastzeitpunkt nacheinander mehrere Ausgangssignalpaare liefert, die den genannten zusätzlichen Phasen entsprechen, während das Entscheidungselement mit Kreisen versehen ist zum Detektieren des Vorzeichens der

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Signale der genannten Paare und mit logischen Kreisen, die zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge als Funktion der Vorzeichen, die nacheinander von den genannten Vorzexchendetektionskrexsen nach jedem Abtastzeitpunkt bestimmt sind, eingerichtet sind.

5· Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bezugsträgers, die dem Rechenelement zugeführt werden, durch die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpasssignals gebildet werden, die durch Verzögerungskreise mit einer Verzögerungszeit entsprechend der Abtastperiode verzögert worden sind.

6. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bezugsträgers von einem Generator für einen örtlichen Bezugsträger abgeleitet werden, der auf dem empfangenen Träger phasenverriegelt wird mit Hilfe eines Fehlersignals, das nach der Reproduktion jedes Phasensprunges im Entscheidungselement gebildet wird zum Kennzeichen des Unterschiedes zwischen der Phase des vom Rechenelement bestimmten Signals und der Phasenänderung des ausgesendeten Trägers,

die dem vom Entscheidungselement reproduzierten Phasensprung entspricht.

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7· Phasendi^iriminator nach. ,Anspruch 6, eingerichtet zur achtwertigen Phasenmodulation, dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlersignal in dem Entscheidungselement entsprechend dem reproduzierten Phasensprung erhalten wird als eines der beiden Signale an seinem Eingang, als dieses letztgenannte Signal mit Aenderung des Vorzeichens, als das andere der genannten beiden Signale, als das andere der genannten beiden Signale mit Aenderung des Vorzeichens, als die Summe-der genannten beiden Signale, als diesemSumme mit Aenderung des Vorzeichens,·als die Differenz der genannten beiden Signale oder als diese Differenz mit Aenderung des Vorzeichens.

8. Phasendiskriminator nach Anspruch 6, eingerichtet zur achtwertigen Phasenmodulation, dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlersignal im Entscheidungselement entsprechend dem reproduzierten Phasensprung erhalten wird als das Vorzeichen eines der beiden Signale an seinem Eingang, als das entgegengesetzte Vorzeichen dieses letztgenannten Signals, als das Vorzeichen des anderen der beiden genannten Signale, als das entgegengesetzte Vorzeichen dieses anderen der genannten beiden Signale, als das entgegengesetzte Vorzeichen dieser Summe,· als das Vorzeichen der Differenz der beiden genannten Signale oder als das entgegengesetzte Vorzeichen dieser Differenz.

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9. ■ Phasendxskrimxnator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasendxskrimxnator Mittel" enthält zum nach der Reproduktion jedes Phasensprunges Erhöhen der Phase des Bezugsträgers um eine zusätzliche Phase, die der dem reproduzierten Phasensprung entsprechenden Phasenänderung des ausgesendeten Trägers gleich ist, wobei das Fehlersignal durch eines der vom Rechenelement gelieferten Signale gebildet wird.

10. Phasendiskrxminator nach Anspruch 6 bis 9> dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlersignal einem Kreis zum Berechnen einer Phasenkorrektur des Bezugsträgers.

zugeführt wird, welcher Kreis mit zwei Zweigen versehen ist, die je einen Multiplizierer enthalten zum Wägen des genannten Fehlersignals entsprechend einem gegebenen Koeffizienten, wobei in.einem der Zweige an den Ausgang des genannten Multiplizierers ein Addierer angeschlossen ist, der mit einem Speicher zusammenarbeitet zum zu jedem Abtastzeitpunkt am Ausgang dieses Speichers Erhalten der Summe des zu dem betreffenden Abtastzeitpunkt gewogenen Fehlersignals und des zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt gewogenen Fehlersignals und wobei weiter zum Bilden eines Phasenkorrektursignals ein Addierer an die Ausgänge der beiden Zweige angeschlossen ist.

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11. Phasendiskriminator nach Anspruch. 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Phase des örtlichen Bezugsträgers erhalten wird mittels eines Kreises mit mindestens einem Addierer und einem Speicher zum Bilden der Summe der Phasenkorrektur, die zu dem betreffenden Abtastzeitpunkt geliefert wird, der dem reproduzierten Phasensprung entsprechenden Phasenänderung des ausgesendeten Trägers, und der Phase des örtlichen Bezugsträgers zu dem vorhergehenden AbtastZeitpunkt.

12. Phasendiskriminator nach Anspruch 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass dieser mit einem Lesespeicher versehen ist, in dem verschiedene Werte von in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Signals gespeichert sind, wobei dieser Speicher als Lesesignal ein Signal enthält, das der Phase des· Bezugsträgers entspricht, und infolge dieses Lesesignals dem Rechenelement die entsprechenden Komponenten liefert.

13· Empfänger mit einem Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 12 und mit einem digitalen auto-adaptiven-Bandpassentzerrer, der die in-Phase. und Quadraturkomponenten des empfangenen Bandpassignals verarbeitet, dadurch gekennzeichnet, dass der Entzerrer zum Empfangen digitaler Signale eingerichtet ist, deren Signalabtastwerte mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit

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auftreten, welche digitalen Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpassignals repräsentativ sind, und die vom Entzerrer gelieferten digitalen Signale mit der genannten Abtastfrequenz, welche Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten Bandpassignals repräsentativ sind, unmittelbar den Eingängen des Rechenelementes des Phasendiskriminators zugeführt werden.

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