DE2656924B2

DE2656924B2 - Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Datenübertragungssystems

Info

Publication number: DE2656924B2
Application number: DE2656924A
Authority: DE
Inventors: Loic Bernard Yves Guidoux; Jean-Louis Renaudat
Original assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Current assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Priority date: 1975-12-29
Filing date: 1976-12-16
Publication date: 1980-07-31
Also published as: AU2091076A; GB1539749A; DE2656924A1; AU503350B2; JPS5283053A; NL7614427A; BE849924A; CA1099350A; FR2337468B1; JPS5532309B2; US4174489A; DE2656924C3; NL173005C; SE414855B; SE7614542L; FR2337468A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers.

Zur Übertragung von Daten mit 4800 Bit/s wird beispielsweise in einem genormten Modem achtwertige Phasenmodulation angewandt, wobei die zu übertragenden Daten zunächst in Gruppen von drei Bits gegliedert und dann mit einer Geschwindigkeit von 1600 Baud in Form von Phasensprüngen eines Trägers von 1800 Hz kodiert werden. Der Phasendiskriminator des Empfängers dient zum Reproduzieren dieser Phasensprünge.

In den bekannten Phasendiskriminatoren, wie diese beispielsweise in der US-Patentschrift Nr. 36 43 023 beschrieben worden sind, wird zu den Zeitpunkten, die der Modulationsgeschwindigkeit entsprechen, eine Phasenmessung durchgeführt, und zwar durch eine Zeitmessung, die auf den Zeitpunkten der Nulldurchgänge eines analogen Signals basiert, das von dem empfangenen Signal abgeleitet ist. Zum Vergrößern der Meßgenauigkeit wird dieses analoge Signal dadurch erzeugt, daß das empfangene Bandpaßsignal auf ein höheres Frequenzband verlagert wird, das beispielsweise im Falle eines 4800 Bit/s-Modems auf beiden Seiten der Frequenz von 14 400 Hz liegt.

Dieser im wesentlichen analoge Phasendiskriminator weist den Nachteil auf, daß er die Konstruktion des Empfängers wesentlich verwickelt macht, wenn dieser Empfänger beispielsweise an das geschaltete Fernsprechnetz angeschlossen und zur automatischen und auto-adaptiven Entzerrung des Übertragungskanals ein digitaler Bandpaßentzerrer entsprechend der FR-PS 22 95 649 verwendet wird, der dem Phasendiskriminator vorgeschaltet ist.

Ein derartiger Empfänger muß nämlich mit einem dem Entzerrer vorgeschalteten Analog-Digital-Wandler und mit einem dem Entzerrer nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler versehen sein, dem ein Tiefpaßfilter zum Reproduzieren des entzerrten Bandpaßsignals in analoger Form folgt, welche Form zum Funktionieren des Phasendiskriminators notwendig ist. Diese Struktur mit einer doppelten Analog-Digital- und Digital-Analog-Umwandlung ist ziemlich aufwendig und weist auch den Nachteil auf, daß analoge Fil'.er dem Entzerrer nachgeschaltet sein müssen, so daß letzterer diese nicht korrigieren kann. Zum Schluß erfordert die genaue Reproduktion des analogen Signals am Eingang des Phasendiskriminators, daß die Abtastfrequenz im Analog-Digital-Wandler vor dem Entzerrer entsprechend dem Theorem von Shannon mindestens der Doppelwert der maximalen Frequenz des Bandpaßsignals ist; in beispielsweise dem 48O0 Bit/s-Modem, weil das Frequenzband des Bandpaßsignals zwischen 600 Hz und 3000 Hz liegt, muß diese Abtastfrequenz mindestens 6000 Hz betragen. Diese relativ hohe und zum Funktionieren des Phasendiskriminators notwendige

Abtastfrequenz ist jedoch für die Eigenwirkung des Bandpaßentzerrers überflüssig, weil ja die Koeffizienten der Digitalfilter in diesem Entzerrer nur mit einer Frequenz geändert zu werden brauchen, die der Modulationsgeschwindigkeit (1600 Hz im Falle des 4800 Bit/s-Modems) entspricht.

In der älteren Anmeldung gemäß der DE-OS 26 43 247 wurden bereits Verfahren und Anordnungen zur Demodulation phasenmodulierter Trägersignale vorgeschlagen, wobei der Phasenschieber eine Phasendrehung des empfangenen Bandpaßsignals über einen Winkel hervorruft, der dem geschätzten Wert des Phasenfehlers im Übertragungskanal entspricht und diesem entgegengesetzt ist.

Diese Phasendrehung geschieht über einen Winkel, der lediglich allen vorhergehenden Phasenfehlern entspricht. Weiter wird in der Entscheidungslogik der älteren Anmeldung mit einer bis auf einen Restphasenfehler festen Bezugsphase gearbeitet, bei der das Entscheidungskriterium auf der Messung der Entfernungen zwischen den das empfangene Signal repräsentierende Punkten und den theoretischen Signalpunkten in einen Signalzustandsdiagramm beruht, das mit dieser quasifesten Bezugsphase verknüpft ist. Die entsprechende Entscheidungslogik zur Bestimmung des Phasensprungs ist sehr kompliziert, insbesondere infolge der Art der Berücksichtigung der Einflüsse des im Übertragungskanal hervorgerufenen Phasenflattern.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen völlig digitalen Phasendiskriminator zu schaffen, der ein Signal verarbeitet, das mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit abgetastet wird, und der folglich unmittelbar mit dem Ausgang eines digitalen Bandpaßentzerrers verbunden werden kann, der ein Signal verarbeitet, das mit derselben Frequenz abgetastet ist

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs angegebenen Merkmale gelöst.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprücben gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Phasendiskriminators vom kohärenten Typ,

F i g. 2 ein Diagramm der Bilder der Signale, die dem Element zum Berechnen der Phasendrehung im Phasendiskriminator nach F i g. 1 zugeführt werden,

F i g. 3 ein Diagramm, das insbesondere das Bild des dem Entscheidungselement zugeführten Signals darstellt,

F i g. 4 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Entscheidungselementes,

Fig.5 und Fig.6 Diagramme zur Erläuterung der vereinfachten Reproduktion der Phasensprünge in dem Entscheidungselement, wenn eine Abwandlung des Phasendiskriminators nach F i g. 1 benutzt wird, dessen Schaltbild in F i g. 7 dargestellt ist,

F i g. 8 ein Diagramm zur Erläuterung der vereinfachten Verarbeitung des Fehlersignals durch das Entscheidungselement im Phasendiskriminator nach F i g. 7,

Fig. 9 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Phasendiskriminators vom differentiellen Typ,

F i g. 10 ein Diagramm der Bilder der Signale, die dem Element zum Berechnen der Phasendrehung im Phasendiskriminator nach F i g. 9 zugeführt werden,

F i g. 11 das Schaltbild eines Empfängers, in dem der erfindungsgemäße Phasendiskriminator benutzt wird.

Der Phasendiskriminator nach F i g. 1 wird verwendet in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers. Dieser Diskriminator eignet sich beispielsweise für ein Datenübertragungssystem, das einen genormten 4800 Bit/s-Modem benutzt. Dieses Beispiel wird nachstehend auf allgemeine Weise beschrieben. Es ist bekannt, daß im Sendeteil dieses Modems die zu übertragenden Daten zu Gruppen von drei Bits gegliedert werden, die acht Konfigurationen annehmen können und diese Gruppen von drei Bits werden mit einer Geschwindigkeit von 1600 Baud in Form von Phasensprüngen eines Trägers von 1800 Hz ausgesendet, wobei diese Phasensprünge Vielfache von 45° sind, und zwar von 0° bis 315°.

Das Signal am Eingang des Phasendiskriminators, das an der Leitung 1 vorhanden ist, entspricht dem ausgesendeten Signal und ist auf das Band von 600-3000Hz beschränk*, das auf beiden Seiten der Trägerfrequenz liegt und das der Bandbreite des Übertragungskanals entspricht Es wird nun vorausgesetzt, daß dieses Eingangssignal des Diskriminators keine Verzerrung aufweist, was im allgemeinen mit Hilfe eines in F i g. 1 nicht dargestellten handbetätigten bzw. automatischen Entzerrers erhalten wird, der in Reihe mit der Leitung 1 verbunden ist Ausgehend von einem derartigen Signal muß der Phasendiskriminator am Ausgang 2 die ausgesendeten Phasensprünge reproduzieren.

Es ist daher ein völlig digitaler Phasendiskriminator zu schaffen, bei dem alle Kreise mit minimaler Rechengeschwindigkeit arbeiten.
Dazu enthält dieser Phasendiskriminator in F i g. 1 ein Rechenelement 3, das zum Empfangen von digitalen Signalen eingerichtet ist deren Signalabtastwerte mit einer Frequenz H_n entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit auftreten. Die digitalen Signale am ersten Eingangsklemmenpaar 4 und 5 sind für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals repräsentativ und werden von den Analog-Digital-Wandlern 6 bzw. 7 geliefert, deren Abtastkreise von der Frequenz H_r gesteuert werden. Der Wandler 6 erhält unmittelbar das Bandpaßsignal, das auf der Leitung 1 vorhanden ist und der Wandler 7 erhält das Bandpaßsignal, das durch ein phasendrehendes Netzwerk 8 um 90° phasenverschoben ist Die Abtastfrequenz H_n die im Falle des 4800 Bit/s-Modems 1600 Hz beträgt, wird von einem in F i g. 1 nicht dargestellten Kreis zur Rückgewinnung der

so Taktfrequenz geliefert; in einem noch zu beschreibenden Schaltbild des Empfängers wird die Art und Weise des Anschlusses dieses Taktrückgewinnungskreises angegeben werden.
Die digitalen Signale am zweiten Eingangsklemmenpaar 9 und 10 des Rechenelementes 3 rühren von einem ROM-Speicher 11 her und sind für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines örtlichen Bezugsträgers repräsentativ, der durch die nachfolgend zu beschreibenden Mittel in Phase geregelt wird. Die Phase dieses örtlichen Bezugsträgers steht in digitaler Form (mil einer Abtastfrequenz H_r) am Ausgang eines Phasengenerators 12 zur Verfugung, der durch ein Speicherregister gebildet wird und diese Phase wird als Adresse fm den ROM-Speicher verwendet, in dem an verschiede-

nen Adressen verschiedene Werte der in-Phase- und Quadraturkomponenten gespeichert sind

Zu jedem Abtastzeitpunkt JT, der durch die Taktfrequenz //,-bestimmt wird, wobei j eine ganze Zahl

ist und Γ gleich MH_n berechnet das Rechenelement 3 die Signalabtastwerte der Signale, die für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Signals, das vom Bandpaßsignal durch eine Phasendrehung über einen Winkel, der der Phase des örtlichen Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt (J- \)T entspricht und entgegengesetzt ist, abgeleitet ist. Diese an den Ausgangsklemmen 13, 14 des Rechenelements 3 verfügbaren Signale werden den Eingangsklemmen 15,

16 eines Entscheidungselementes 17 zugeführt.

Aus den Signalen am Eingang bestimmt dieses Entscheidungselement 17 zu jedem Abtastzeitpunkt JT (der ebenfalls durch die Taktfrequenz H_r bestimmt wird), den der Modulation entsprechenden Phasensprung des ausgesendeten Trägers, wobei dieser Phasensprung an einem Ausgang 18 verfügbar ist, der mit der Ausgangsleitung 2 des Phasendiskriminators verbunden ist. Das Entscheidungselement 17 bestimmt ebenfalls zu jedem Abtastzeitpunkt jT die Phasenänderung des ausgesendeten Trägers zwischen den Abtastzeitpunkten /Fund (J-\)T, wobei diese Phasenänderung am Ausgang 19 verfügbar ist. Diese Phasenänderung ist nichts anderes als der ausgesendete Phasensprung, erhöht um einen konstanten Betrag, der der Phasenänderung des nicht modulierten Trägers entspricht.

Zum Schluß enthält das Enischeidungselement 17 in F i g. 1 noch Mittel zum zu jedem Abtastzeitpunkt JT Erzeugen eines Fehlersignals, das für den Unterschied zwischen der Phase des Signals, dessen Komponenten an den Eingängen 15, 16 verfügbar sind, und der am Ausgang 19 verfügbaren Phasenänderung repräsentativ ist. Dieses an einem Ausgang 20 des Entscheidungselementes 17 verfügbare Fehlersignal wird dem Eingang eines Kreises 21 zum Berechnen der Phasenkorrektur zugeführt Dieser Kreis 21 ist in eine Phasenregelschleife des örtlichen Bezugsträgers aufgenommen, dessen Phase vom Speicherregister 12 geliefert wird. Diese Schleife enthält ebenfalls einen Addierer 22, der zu jedem Abtastzeitpunkt JT die Summe der an einem Ausgang 31 des Kreises 21 verfügbaren Phasenkorrektur und der am Ausgang 19 des Entscheidungselementes

17 verfügbaren Phasen änderung liefert Weiter liefert ein Addierer 23 zu jedem AbtastzeitpunktyTdie Summe des vom Addierer 22 gelieferten Betrags und der im Speicherregister 12 gespeicherten Phase, die der Phase des Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt (J- l)rentspricht

Der Kreis 21 zum Berechnen der Phasenkorrektur enthält zwei Zweige 24 und 25, deren Eingänge miteinander und mit dem Ausgang 20 des Entscheidungselementes 17 verbunden sind und deren Ausgänge mit den Eingängen eines Addierers 26 verbunden sind, der die Phasenkorrektur liefert Der Zweig 24 enthält nur einen Multiplizierer 27 mit einem Koeffizienten ä. Der Zweig 25 enthält nacheinander einen Multiplizierer 28 mit einem Koeffizienten ß, einen Addierer 29, deren Eingänge mit dem Ausgang des Multiplizierers 28 und mit dem Ausgang eines Speicherregisters 30 verbunden sind. Der Eingang dieses letzteren Registers 30 ist mit dem Ausgang des Addierers 29 verbunden.

Nachstehend wird die Wirkungsweise der jeweiligen Elemente, die den Phasendiskriminator in F i g. 1 bilden, beschrieben.

Das Diagramm aus F i g. 2 dient dazu, die Wirkungsweise des Rechenelementes 3 zu erläutern. Zum Zusammenstellen dieses Diagramms wird von einer allgemeinen Form eines phasenmodulierten Wechselstromsignals ausgegangen. So hat das Bandpaßsignal y(t)am Eingang 1 des Phasendiskriminators die Form

y = pcos0(t),

wobei ρ die Amplitude und Φ(ί) die mit der Zeit sich ändernde Phase ist. Das Bandpaßsignal, das vom phasendrehenden Netzwerk 8 um 90° verschoben ist, wird als p(t)bezeichnet und hat die Form

y(t) =

Im Diagramm nach F i g. 2 ist in einer Koordinatenebene yO$ zunächst ein Punkt P₁ dargestellt, der ein Bild des Bandpaßsignals y(t) zum Abtastzeitpunkt jT ist.

Dieser Punkt Pj wird durch die Länge OPj gekennzeichnet, die dem Modul ρ/des Bandpaßsignals entspricht und durch den Winkel (Q? ■ ÖPj), der der Phase Φ, dieses Signals zum Abtastzeitpunkt yTentspricht. Dieser Punkt Pj kann ebenfalls durch seine Abszisse und Ordinate gekennzeichnet werden, die durch die untenstehenden Gleichungen gegeben werden.

Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß die Größen y(jT) und $(jT) die Werte der in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals sind, die den Eingängen 4 und 5 des Rechenelementes 3 zum Abtastzeitpunkt yTzugeführt werden.

Weiter ist im Diagramm nach F i g. 2 ein Punkt '-1 angegeben, der ein Bild des örtlichen Bezugsträgers ist, dessen Phase vom Speicherregister 12 zum vorhergehenden Abtastzeitpunkt (J-1)7"geliefert wird.

Ebenso wie obenstehend ist_dieser Punkt P)- ι derart gezeichnet, daß die Länge OP J- ι der Amplitude des örtlichen Bezugsträgers und der Winkel (Uy- ÖPj-i) der Phase Φ J-1 dieses Trägers zum Abtastzeitpunkt (J- l)7"entspricht Wenn davon ausgegangen wird, daß die Amplitude des örtlichen Bezugsträgers konstant und gleich 1 ist, werden die Abszisse und die Ordinate des Punktes PJ-1 durch die untenstehenden Gleichungen gegeben.

cos*5_,=/(/T-r)
sin Φ5_, = -f(jT-T)

Die Größen y(jT- 7}und ?(JT- T)UnA die in-Phase- und Quadraturkomponenten des örtlichen Bezugsträgers, die den Eingängen 9, 10 des Rechenelementes 3 zugeführt werden. Zum Erhalten dieser Komponenten y(JT-T)und P(JT- T) werden verschiedene Werte der Funktionen cos ΦJ-1 und -sin ΦJ-■ im ROM-Speicher

11 gespeichert und dadurch liefert bei jedem Wert Φ)- \, der vom Phasengenerator 12 des örtlichen Bezugsträgers an seinem Eingang geliefert wird, dieser ROM-Speicher die Werte der in-Phase- und Quadraturkomponenten des örtlichen Bezugsträgers.

_Zum Schluß ist, wie aus F i g. 2 hervorgeht, der Winkel (ÖPj-1- OP,) der Unterschied zwischen der Phase Φ,-des zum Zeitpunkt yTempfangenen Bandpaßsignals und die Phase $;-ides örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (/-1)7: Dieser Phasenunterschied ΔΦ J «= Φ,—<#-i

bildet ein Maß für die Phasenänderung des empfangenen Trägers zwischen den Zeitpunkten /—1^77 und JT, wobei als Bezugsphase die Phase Φ J-1 verwendet wird, die, wie nachstehend noch erläutert wird, auf der

Trägerphase des empfangenen Signals genau stabilisiert wird.

Die Aufgabe des Rechenelementes 3 besteht daraus, daß zu jedem Abtastzeitpunkt JT die Phase des Bandpaßsignals mit dem Bild Pj über einen Winkel, der der Phase Φ)-1 des örtlichen Bezugsträgers mit dem Bild •Pj-izum Abtastzeitpunkt (j—\)T entspricht und entgegengesetzt ist, gedreht wird. Es ist leicht ersichtlich, daß der obengenannte Phasenunterschied ΔΦ/ erscheint als die Phase des Bandpaßsignals, das eine Phasendrehung über einen Winkel -Φ]-\erfahren hat. Es ist genau dasselbe wenn gesagt wird, daß der Phasenunterschied ΔΦ] die Phase des Bandpaßsignals in einem Bezugssystem ist, in dem die Bezugsphase die Phase Φ J ι des örtlichen Trägers zum Zeitpunkt (j- \)T ist.

Das Diagramm aus F i g. 3 zeigt das Resultat der vom Rechenelement 3 durchgeführten Umwandlung in ein rechteckiges Koordinatensystem xOx, wobei Ox die Phasenbezugsachse ist und Ox von Ox durch Drehung über 90° abgeleitet ist. Der Punkt Mj ist das Bild des Bandpaßsignals, das eine Phasendrehung über -Φ]~ι erfahren hat. Dieser Punkt wird durch die Amplitude ρ_; des Bandpaßsignals und eine Phase entsprechend ΔΦ1 gekennzeichnet. Es wird auch durch seine Koordinaten x(jT) und x(jT) gekennzeichnet, die durch die nachfolgenden Beziehungen ausgedrückt werden können:

x(jT) = OjCOS Λ Φ) =
x(jT) =

(3)

Das Rechenelement 3 berechnet die Komponenten, die den Koordinaten x(jT) und x(jT) entsprechen, auf eindeutige Weise von den Kompomenten y(jT) und y(jT) des Bandpaßsignals zum Zeitpunkt jTund von den Komponenten y(JT-T) und F(JT-T) des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (/-1 )Tausgehend.

Durch Ausarbeitung der Beziehungen (3) und durch Verwendung der Beziehungen (1) und (2) läßt sich nämlich darlegen, daß die Komponenten x(jT)\\nd x(jT) wie folgt geschrieben werden können:

x{jT) = y(jT) ■

-T) + y(jT) ■ y'(JT - T)

= y(jT) ■ y{jT -T)- y(jT) ■ /(JT - T).

(4) zwei aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten, die durch das Intervall T= 1/1600 Hz getrennt sind, 45° beträgt. Die entsprechenden Phasenänderungen ΔΦ'ι des vom Phasensprung 5P_; modulierten ausgesendeten Trägers sind dann:

\Φ'ι = SPj + 45°.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise dieses Entscheidungskreises sind in Fig.4 in der Koordinatenebene

xOx acht Punkte M N₈ dargestellt, die acht

möglichen Phasenänderungen ΑΦ) des ausgesendeten

!5 Trägers entsprechen. Diese Phasenänderungen ΔΦ ', sind Vielfache von 45° und die Punkte Ni,.... Λ/β liegen auf den Koordinatenachsen Ox, Ox oder auf den geraden Linien Δι, Δ₂ mit einem Winkel von 45° gegenüber diesen Achsen. Andererseits verteilen die geraden Linien Dt, D₂, D₃, A, die Halbierenden der Winkel von 45° sind, die durch Ox, Δ\, Οχ, Δι gebildet werden, die Ebene in acht Sektoren Z₁, .... Z₈ die nachstehend als Entscheidungszonen bezeichnet werden. Ein Punkt Mj mit den Koordinaten x(jT), x(jT), der einer Phasenänderung ΔΦ', des Trägers beim Empfang entspricht, wird in einer der Entscheidungszonen liegen und es dürfte einleuchten, daß, abhängig von der Zone, zu der der Punkt Mj gehört, die Phasenänderung ΔΦ] des ausgesendeten Trägers und der ausgesendete

jo Phasensprung SPj daraus abgeleitet werden kann. Die untenstehende Tafel I zeigt die Übereinstimmung zwischen den Entscheidungszonen, den ausgesendeten Phasenänderungen ΔΦ', und den ausgesendeten Phasensprüngen SPj, die nach der Formel (5) davon

ii abgeleitet werden.

Tafel 1

Diese Beziehungen (4) definieren vollkommen die Berechnungen, die im Rechenelement 3 durchgeführt werden müssen, um an seinen Ausgängen 13, 14 die Komponenten x(jT) und x(jT) liefern zu können. Diese Berechnungen können mit Hilfe von Multiplizierkreisen durchgeführt werden, die die vier Produkte in den Beziehungen (4) bilden und mit Hilfe von Kombinationskreisen zum Bilden einer Summe von Produkten entsprechend der ersten Beziehung (4) und einer Differenz von Produkten entsprechend der zweiten Beziehung (4). Dem Fachmann dürfte es einleuchten, daß es nicht notwendig ist, diese Kreise und ihre Einrichtung detailliert zu beschreiben.

Die Rolle des logischen Entscheidungskreises 17 besteht zunächst aus dem Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge, ausgehend von den Komponenten x(jT) und x(JTX die vom Rechenelement 3 geliefert werden. In dem Beispiel des 4800 Bit/s-Modems sind die ausgesendeten Phasensprünge Vielfache von 45°, während die eigene Phasenänderung der nicht modulierten ausgesendeten Frequenz von 1800 Hz zwischen

Entscheidungs-	Phasenänderungen	Phasensprünge SPj (in Grad)
	(in Grad)	315
Z,	0	0
Z₂	45	45
Z₃	90	90
Z₄	135	135
Z₅	180	180
Z₆	225	225
Z₇	270	270
Z₈	315

Damit jedem Punkt Mj eine der Entscheidungszonen Zi, .... Z₈ zugeordnet wird, kann das Feststellen, ob dieser Punkt Mj oberhalb oder unterhalb der jeweiligen geraden Linien Di, Di, D₃ und D* liegt ausreichen. Da die Koordinaten χ und χ von Punkten auf diesen geraden Linien Di, D₁, D₃, D₄ durch die Beziehung x-mx = 0, mx—x = 0, nix+χ = 0 bzw. x+mx = 0 verbunden sind, mit m = tan 22° 5, kann leicht abgeleitet werden, daß das Vorzeichen der vier Größen x(jT)—mx(jT), x(jT)+mx(jT), x(jT)-mxXJT), x(jT)+mx(jT) es ermöglicht, den Zusammenhang eines Punktes Mj mit den Koordinaten x(JT) und H(JT) und einer der Entscheidungszonen Za,..., Ze entsprechend der untenstehenden Tafel II zu bestimmen (das Symbol * gibt an, daß das betreffende Vorzeichen unwichtig ist).

Tafel II

Vorzeichen von
x(jT)-mxO'T)

Vorzeichen von
x(jT)+ mx(jT)

Vorzeichen von X(JT)-mx(jT)

Vorzeichen von

Entscheidungszone

Z₂
Zi

Z₅
Z,
Z₈
Z₇
Z₆

Der Entscheidungskreis 17 ist also mit Rechenschaltungen, die von den Zahlen x(jT) und x(jT) an den Eingängen ausgehend, die vier obengenannten Größen berechnen und weiter mit einem logischen Gefüge versehen, dem vier logische Veränderlichen geliefert werden, die aus dem Vorzeichen dieser Größen bestehen, wobei dieses logische Gefüge auf übliche Weise dazu eingerichtet ist, entsprechend der Tafel II

die Entscheidungszonen Z\ Z» anzugeben. Da jeder

Entscheidungszone entsprechend der Tafel I ein Phasensprung zugeordnet ist, liefert dieses logische Gefüge am Ausgang 18 des Entscheidungskreises 17 die ausgesendeten Phasensprünge SPj und folglich die ausgesendeten Daten. Die Phasenänderungen des ausgesendeten Trägers ΔΦ', sind am Ausgang 19 des Entscheidungskreises 17 verfügbar und werden zum Erzeugen der Phase des örtlichen Bezugsträgers verwendet, wie nachstehend noch beschrieben wird.

Alles bisher über die Wirkungsweise des Rechenelementes und des Entscheidungskreises in dem Beispiel der 8wertigen Phasenmodulation Beschriebene kann ohne Schwierigkeiten auf andere Phasenmodulationsmethoden angewandt werden. Beispielsweise im Falle vierwertiger Phasenmodulation, wobei die Phasensprünge Vielfache von 90° betragen, kann ein Signaldiagramm entsprechend dem aus F i g. 4 gebildet werden, das mit vier Entscheidungszonen versehen ist, die auf den Koordinatenachsen Ox, Ox zentriert sind und durch zwei gerade Linien mit einem Winkel von 45° gegenüber diesen Achsen begrenzt werden. Damit eine dieser Vier Zonen einem Punkt Mj zugeordnet wird, der als Koordinaten die Komponenten x(jT), x(jT) hat, die vom Rechenelement geliefert werden, wird untersucht, ob der Punkt Mj oberhalb oder unterhalb der beiden geraden Linien liegt, die Entscheidungszonen begrenzen, und zwar dadurch, daß zwei logische Veränderlichen gebildet werden, die aus dem Vorzeichen von

[x(jT-mx(jTJ\
und von

[x(JV+™(JV\

bestehen, wobei m gleich tan 45° ist

Im allgemeinen Fall von p-wertigen Phasenmodulation, wobei den ausgesendeten Daten Phasenänderungen entsprechen, die Vielfache von 2πΙρ von 0° bis (ρ-1)2.τ/ρ sind, enthält das Signaldiagramm (entsprechend dem aus F i g. 4) ρ Entscheidungszonen, die aus gleichen auf diesen Vielfachen zentrierten Sektoren bestehen. Diese Entscheidungszonen sind durch ρ gerade Linien begrenzt und in dem Entscheidungskreis werden p/2 logische Veränderlichen gebildet, um zu ermitteln, ob ein Punkt Mj mit den Koordinaten x(jT) und x(JT) oberhalb oder unterhalb dieser geraden Linien liegt und auf diese Weise einem Punkt Mj eine Entscheidungszone zuzuordnen.

Die Phasenregelung des örtlichen Bezugsträgers ist auf dem nachfolgenden Prinzip basiert, das mit Hilfe des Diagramms aus F i g. 2 erläutert wird. Wie obenstehend erwähnt, ist in diesem Diagramm bereits der Punkt P Ί-1 angegeben, der ein Bild des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (j-i)T'isi, welcher Träger als völlig auf dem empfangenen Träger stabilisiert vorausgesetzt wird. Weiter ist ebenfalls der Punkt Py angegeben, der das Bild des Bandpaßsignals zum Zeitpunkt jT ist. Da das empfangene Bandpaßsignal mit Rausch und Frequenzversetzung behaftet sein kann, ist der Phasen-Jd unterschied ΔΦ) zwischen den durch diese beiden Punkte dargestellten Signalen verschieden von der Phasenänderung des ausgesendeten Trägers ΔΦ', , wie dieser durch den Entscheidungskreis 17 dargestellt wird. In dem Diagramm nach F i g. 2 ist nun ein Punkt Ρ'Ί dargestellt, der einem Bandpaßsignal ohne Rauschen und ohne Frequenzversetzung entspricht und folglich von dem Punkt P'-idurch eine Phasendrehung über einen Winkel entsprechend der Phasenänderung ΔΦ / des ausgesendeten Trägers abgeleitet wird. Ohne Rauschen und Frequenzversetzung wäre die Phase des örtlichen Bezugsträgers der Phase, die diesem Punkt P'', entspricht, beispielsweise ΦΊ~-1 + ΔΦ ^r, . Zwischen den durch den Punkt P₁ und den Punkt P' Ί dargestellten Signalen gibt es einen Phasenunterschied, der als •Γ) ΔΦ Ί — ΔΦ Ί geschrieben werden kann und der nachstehend als Phasenfehler bezeichnet wird. Dieser Phasenfehler ist charakteristisch für das Rauschen und die Frequenzversetzung, die durch die Übertragungsstrekke herbeigeführt werden. Um die Phase des örtlichen 5« Bezugsträgers auf der Phase des empfangenen Trägers, der durch den Punkt P, dargestellt -wird, zu stabilisieren, muß der Phase des durch den Punkt Pj dargestellten Signals eine Phasenkorrektur δςρ zugefügt werden, wobei diese Phasenkorrektur aus dem genannten Phasenfehler berechnet wird.

In dem Diagramm nach Fig.2 ist also ein Punkt P'i dargestellt, der für den phasenstabilisierenden örtlichen Bezugsträger repräsentativ is» und entsprechend der obenstehenden Erläuterung wird die Phase fco Φ ■ dieses örtlichen Trägers durch den nachfolgenden Ausdruck gegeben.

φ) =

Es dürfte einleuchten, daß, wenn die Stabilisierung völlig durchgeführt ist, die Punkte /»,und P\ zusammenfallen.

Aus F i g. 1 geht hervor, daß die Phase des örtlichen Bezugsträgers im Speicher^register 12 entsprechend der Formel (6) erhalten w^!rd. Der Addierer 22 liefert zu jedem Abtastzeitpunkt jTdie Summe der Phasenänderung ΔΦί , die am Ausgang 19 des Entscheidungskreises 17 vorhanden ist und der Phasenkorrektur δφ, die am Ausgang 31 des Kreises 21 verfügbar ist Diese Summe ΔΦ ί + δφ wird einem Eingang des Addierers 23 zugeführt dessen anderer Eingang die Phase Φj-terhält, die aus dem Speicherregister 12 herrührt. Am Ausgang des Addierers 23 entsteht folglich die Phase Φί entsprechend der Formel (6), und diese Phase wird im Speicherregister 12 gespeichert um zu dem nachfolgenden Abtastzeitpunkt (/+1)7" verwendet zu werden.

Die Phasenkorrektur όφ wird im Kreis 21 ausgehend von einem Fehlersignal e> das vom Entscheidungskreis 17 geliefert und für den Phasenfehler ΔΦί — ΔΦί charakteristisch ist berechnet Zunächst wird dargelegt, in welcher Form dieses Fehlersignal e> im Entscheidungskreis 17 als Funktion der Komponenten x(jT) und WV ^an seinem Eingang erhalten werden kann.

Dazu wird die obenstehend beschriebene Übereinstimmung zwischen den Diagrammen aus F i g. 2 und F i g. 3 benutzt Im Diagramm nach F i g. 3 ist bereits ein Punkt Mj mit den Koordinaten x(jV ^und WV konstruiert worden, der dem Punkt P₁ in F i g. 2 entspricht; der Punkt M, ist das Bild des Bandpaßsignals, das zum Zeitpunkt jT in einem Bezugssystem empfangen ist, in dem die Bezugsphase die Phase des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (/-I)TiSt; in diesem System ist die Phase des mit dem Punkt M₁ übereinstimmenden Signals ΔΦΊ . Im Diagramm nach Fig.3 wird nun ein Punkt M", konstruiert, der dem Punkt P'ί im Diagramm nach F i g. 2 entspricht und es ist leicht ersichtlich, daß die diesem Punkt M'i entsprechende Phase die Phasenänderung ΔΦί des ausgesendeten Trägers ist; in dem Beispiel des 4800 Bit/s-Modems ist diese Phasenänderung ΔΦί ein Vielfaches von 45° und gleich 90° in F i g. 3. Die Größe und das Vorzeichen des Phasenfehlers ΔΦί — ΔΦ' könnten durch die Größe und dem Sinn des Vektors MjM"i genau gezeichnet werden und diese Kennzeichen des Vektors MjM'' könnten als Funktion der Komponenten xQT)vnA WV berechnet werden, um das Fehlersignal eyzu erhalten.

In Wirklichkeit kann mit einem viel einfacheren Verfahren ein Fehlersignal e,- erhalten werden, das mit einer in der Praxis ausreichenden Annäherung die Größe und das Vorzeichen des Phasenfehlers kennzeichnet. Dieses Verfahren wird vorzugsweise im Entscheidungskreis 17 angewandt und wird nun mit Hilfe des Diagramms aus Fig.4 näher erläutert, in diesem bereits beschriebenen Diagramm sind die jeweiligen Punkte N\,...,N% nichts anderes als die acht möglichen Punkte M'i aus F i g. 3. im Diagramm nach F i g. 4 ist beispielsweise ein Punkt Mj dargestellt, der in der Entscheidungszone Z\ liegt. Es ist leicht ersichtlich, daß in dieser Zone Z\ die Größe und der Sinn des Phasenfehlers ΔΦ J - ΔΦ', in guter Annäherung durch den algebraischen Wert der Ordinate x(jT) des Punktes M, dargestellt werden können. Wenn der Punkt M, sich in der Zone Zi befindet, ist leicht ersichtlich, daß eine Annäherung des Phasenfehlers durch den algebraischen Wert der Größe x(jT) ~ WVgeliefert wird. Es ist leicht ersichtlich, daß für die anderen Entscheidurgszonen eine gute Annäherung des Phasenfehlers durch die eine einfache Kombination dieser Werte entsprechend der nachfolgenden Tafel III geliefert wird.

Tafel III

Entscheidungszone Annäherung des Phasenfehlers: e/

Z,	WV
Z₂	x(jT)-x(jT)
ίο Z₃	*-WV*
Z₄	-[xüV+WV]
Z₅	*-WV*
Z₆	-[WV-WV]
Z₇	WV
15 Z₈	WT+WV

Der Entscheidungskreis 17, der, wie bereits beschrieben wurde, die Phasenänderungen ΔΦ J und die Phasensprünge SPj liefert, und zwar entsprechend den Entscheidungszonen, liefert gleichzeitig an seinem Ausgang 20 ein Fehlersignal e> das die jeweiligen Formen der TaW IH annehmen kann als Funktion der Entscheidungszonen. Diese jeweiligen Formen lassen sich auf sehr einfache Weise als Funktion der Größen x(jV ^unc· WV erhalten, die den Eingängen des Entscheidungskreises zugeführt werden und es ist nicht notwendig, die entsprechenden Schaltungsanordnungen zu beschreiben.

Ausgehend vom Fehlersignal, das in digitaler Form vom Entscheidungskreis geliefert wird, berechnet der Kreis 21 eine Phasenkorrektur δφ, die die Summe der von den Zweigen 24 und 25 gelieferten Terme ist.

Der Zweig 24 liefert einen Phasenkorrekturterm όφι,

J5 der dem Fehlersignal e, zum Zeitpunkt ./T mit einem einstellbaren Koeffizienten « < 1 proportional ist.

Der Zweig 25 liefert einen Phasenkorrekturterm <5<p2, der aus dem Fehlersignal e,_i zum Abtastzeitpunkt (_/ —1)7" hervorgeht (und zwar durch das Speicherregister 30, das mit dem Addierer 29 verbunden ist), wobei dieses Fehlersignal e,_i durch einen einstellbaren Koeffizienten β < 1 gewogen ist Daraus geht hervor daß der Zweig 25 es ermöglicht zum Zeitpunkt yTeinen Phasenkorrekturterm <5φ₂ zu erhalten, der nicht gleich Null ist, sogar wenn zu diesem Zeitpunkt jT das Fehlersignal e,- selbst wohl gleich Null ist. Dieser Korrekturterm <5g>2 ist zur (Phasen-)Stabilisierung des örtlichen Bezugsträgers notwendig, wenn der empfangene Träger eine Frequenzversetzung gegenüber dem ausgesendeten Träger erfährt und es trotzdem erwünscht ist, ein Fehlersignal e; gleich Null beizubehalten und folglich, was den Rauschwert anbelangt, ähnliche Leistungen zu haben wie diejenigen im Falle einer Frequenzversetzung gleich Null.

Die einstellbaren Koeffizienten « und β entsprechen einer Filterung des Fehlersignals und bestimmen die Geschwindigkeit, mit der die Phasenstabilisierung des örtlichen Bezugsträgers erhalten wird.

Die Stabilisierung des örtlichen Bezugsträgers, wie

bo obenstchend beschrieben, ist besonders wirksam insbesondere was die Geschwindigkeit anbelangt, mii der die richtige Phase erhalten werden kann, denn diese Stabilisierung wird vcn einem Fehlersignal e, gesteuert dessen Amplitude von der Größe des Phasenfehlen

t>5 stark abhängig ist, wodurch es möglich wird, Phasenkor rekturen δφ mit einer veränderlichen Amplitudt durchzuführen, die von der Größe des zu korrigierender Phasenfehler«; ahhänffip ist. F.in weiteres wenieei

wirksames Regelsystem kann derart eingerichtet werden, daß das Fehlersignal auf einfache Weise ein logisches Signal ist, das das Vorzeichen des Phasenfehlers kennzeichnet Ein derartiges Fehlersignal kann ausgehend vom Vorzeichen der in der zweiten Spalte der Tafel III angegebenen Größe erhalten werden. Ein derartiges Regelsystem weist den Nachteil auf, daß im Grunde Phasenkorrekturen öq> mit konstanter Amplitude geliefert werden und Schwierigkeiten können auftreten, wenn gleichzeitig eine gute Stabilität und eine ι ο kurze Einstellzeit erhalten werden muß.

Der beschriebene Phasendiskriminator ist also im wesentlichen digital und verarbeitet nur die Signalwerte zu den Abtastzeitpunkten. Die Frequenz der Berechnungen in allen Kreisen entspricht der Modulationsgeschwindigkeit und ist folglich minimal. In der beschriebenen Form ist der Diskriminator vom kohärenten Typ, weil zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge die Phase <Pjdes zum Zeitpunkt jT empfangenen Signals mil der Phase Φ/-ι eines örtlichen Bezugsträgers zum vorhergehenden Zeitpunkt (j~\)T verglichen wird, welcher Träger auf dem empfangenen Träger phasenstabilisiert wird. Durch diese Phasenstabilisierung wird die Phase Φ'ι-ι nahezu nicht durch Rauschen beeinflußt, so daß die Gleichung nur durch diejenigen Rauschanteile beeinflußt wird, die die Phase Φ, des Bandpaßsignals beeinflussen können.

Nachstehend werden mehrere Verbesserungen beschrieben, die im Phasendiskriminator nach der Erfindung angebracht werden können und die eine w weitere Vereinfachung der im Entscheidungskreis 17 durchzuführenden Bearbeitungen bezwecken.

Eine erste Verbesserung ermöglicht es, die Bearbeitungen zu vereinfachen, mit denen beabsichtigt wird, über den Zusammenhang jedes Punktes Mj, der durch r> die Komponenten x(jT) und xQT) definiert wird, mit einer der Entscheidungszonen Zi,..., Z% zu entscheiden, um daraus die ausgesendeten Phasenänderungen ΔΦΊ und Phasensprünge SPy abzuleiten. Die durchzuführenden Bearbeitungen sind obenstehend mit Hilfe der Tafel 11 angegeben, die vom Diagramm nach Fig.4 abgeleitet ist. Diese Bearbeitungen machen die Verarbeitung von vier logischen Veränderlichen notwendig, die in den Titeln der Spalten aus der Tafel II angegeben sind und in denen je die Komponenten x(jT) und xQT) 45, und die Konstante m = tan 22° 5 auftreten. Die relative Verwickeltheit dieser vier logischen Veränderlichen rührt aus der Tatsache her, daß die Entscheidungszonen durch gerade Linien Di, Di, Di und Da beschränkt waren, die mit den Achsen Ox oder Ox einen Winkel ><> entsprechend 22° 5 einschließen. Die Idee der vorliegenden Verbesserung besteht aus der Ausnutzung der Entscheidungszonen, die durch einfachere gerade Linien begrenzt werden und die durch die Koordinaten-Tafel IV

achsen Ox, Ox und die Ha'bierenden 4,, A₂ der durch diese Achsen gebildeten Winkel von 90° gebildet werden.

Diese erste Verbesserung wird in F i g. 7 beschrieben, in der die wichtigsten Elemente des Phasendiskriminators aus F i g. 1 mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der Diskriminator nach F i g. 7 enthält außerdem einen Addierer 40, von dem ein Eingang zu jedem Abtastzeitpunkt jT die Phase Φ,-ι des örtlichen Bezugsträgers enthält, die vom Speicherregister 12 herrührt und von dem der andere Eingang über einen Schaltkreis 41 (der der Einfachheit halber in Form von Kontakten dargestellt ist) entweder die Phase +22° 5 oder die Phase -22" 5 erhält, abhängig von der Tatsache, ob dieser Schalter sich in der Stellung a oder in der Stellung b befindet; zunächst wird vorausgesetzt, daß der Schalter 41 nur diese zwei Stellungen hat Der Schaltkreis 41 wird nach jedem Abtastzeitpunkt JTvom Taktgenerator H_r derart gesteuert, daß die Stellungen a und b nacheinander eingenommen werden, wodurch in jeder Periode QT), QW)T) der ROM-Speicher 11 nacheinander die Phasen Φ',-\ + 22°5 und Φί-ι — 22°5 erhält.

Daraus folgt daß statt die Phase des Bandpaßsignals (das durch P, in F i g. 2 dargestellt ist) über einen Winkel gleich — Φ/-1 drehen zu lassen, das als Phasendrehungskreis wirksame Rechenelement 3 die Phase zunächst über einen Winkel gleich -φ'-ι- 22°5 drehen läßt, danach über einen Winkel gleich -Φ)-1 + 22°5. Daraus läßt sich auf einfache Weise herleiten, daß im Diagramm nach Fig.3 die Punkte Mj und M'' in diesen beiden Situationen über Winkel gleich -22° 5 und +22° 5 drehen, während im Diagramm nach F i g. 4 die Punkte

Mj. Ni Ns und die geraden Linien Di, Di, D3, Da, die

die Entscheidungszonen Zi Zg definieren, ebenfalls

über Winkel von -22° 5 und +22° 5 drehen.

Die Diagramme aus den Fig.5 und 6 zeigen zum Schluß die Lagen dieser Punkte, geraden Linien und Entscheidungszonen, wenn der ROM-Speicher 11 außer der Phase Φ]-\ die zusätzlichen Phasen +22°5 bzw. — 22°5 erhält. In Fig.5 sind die Entscheiduiigszonen über einen Winkel von —22°5 gegenüber Fig.4 und in F i g. 6 über einen Winkel von + 22° 5 gegenüber F i g. 4 gedreht. Die Koordinaten des Punktes Mj, der ebenfalls über Winkel von -22° 5 und +22° 5 gedreht ist, stellen die Werte der Komponenten xQT) und xQT) dar, die dem Entscheidungskreis 17 geliefert werden.

Es ist nun sehr einfach zu entscheiden über den Zusammenhang zwischen einem Punkt Mj und einer der

Entscheidungszonen Z\ Z₈ mit Hilfe von nur zwei

logischen Veränderlichen, die durch das Vorzeichen von xQT) und das Vorzeichen von xQT) gebildet werden. Dies zeigt die Tafel IV, die mit Hilfe der F i g. 5 und F i g. 6 leicht nachgeprüft werden kann.

+ 22-5	Vorzeichen	-22° 5	Vorzeichen	Entscheidungs
Vorzeichen	von x(jT)	Vorzeichen	von x(jT)	zone
von x(jT)	—	von x(jT)	+	Z,
+	+	+	+	Z₂
+	+	+	+	Z₃
+	+	-	+	Za
-	+	-	—	Z₅
-	-	-	-	Z₆
-	-	-	-	Z₇
-	_	+		z»
+	+

Die beiden ersten Spalten zeigen die Werte dieser beiden logischen Veränderlichen bei Zufuhr einer zusätzlichen Phase von +22° 5 zum ROM-Speicher II (Fig.5), die dritte und vierte Spalte zeigen Werte der beiden logischen Veränderlichen bei Zufuhr einer zusätzlichen Phase von -22°5 (Fig.6). Die fünfte Spalte zeigt die Entscheidungszonen, die den Werten der beiden logischen Veränderlichen entsprechen, die in den vorhergehenden Spalten angegeben sind.

Der Entscheidungskreis, der die Resultate der Tafel IV verwendet, wird nun äußerst einfach. Es reicht nun, das Vorzeichen, das die beiden Komponenten am Eingang des Entscheidungskreises für die beiden Lagen a und b des Schalters 41 einnehmen, in einem Speicher zu speichern, um dem empfangenen Signal eine Entscheidungszone zuzuordnen und um die Phasenänderungen und die Phasensprünge des ausgesendeten Trägers entsprechend der Tafel 1 zu reproduzieren.

Die Verbesserung kann ohne weiteres im Falle beispielsweise p-wertiger Phasenmodulation angewandt werden; in diesem Falle betragen die zusätzlichen nacheinander der Phase des -örtlichen Bezugsträgers zuzuordnenden Phasen (2k+ \)πΙρ, wobei k eine ganze Zahl ist, die zwischen - (p/8 -1) und p/8 sich ändert.

Eine weitere Verbesserung, gründend auf einem ähnlichen Gedanken, ermöglicht es, die im Entscheidungskreis 17 durchzuführenden Bearbeitungen zum Erhalten des Fehlersignals e, fortzulassen, während gleichzeitig ein Fehlersignal erhalten wird, das den Phasenfehler genauer darstellt. Diese durchzuführenden Bearbeitungen sind bisher mit Hilfe der Tafel III definiert worden, aus der hervorgeht, daß das Fehlersignal e, auf eine Art und Weise berechnet wird, die für jede Entscheidungszone verschieden ist. Außerdem kann mit Hilfe des Diagramms nach Fig.4 überprüft werden, daß das Fehlersignal e> berechnet entsprechend der Tafel III, den Phasenfehler in den Zonen Zi, Zy, Zi, Zi besser darstellt als in den Zonen Zi,

Die betreffende Verbesserung, die beispielsweise gleichzeitig mit der erstgenannten Verbesserung angewandt werden kann, besteht nach F i g. 7 aus dem Ausbau des Schaltkreises 41 um eine dritte Stellung c, wobei der dieser dritten Stellung entsprechende Schaltkontakt mit dem Ausgang 19 des Entscheidungskreises 17 verbunden ist, um auf diese Weise die Phasenänderungen ΑΦ', des ausgesendeten Trägers zu empfangen. Der Schaltkreis 41 wird nun nach jedem Abtastzeitpunkt JT derart gesteuert, daß nacheinander die Stellungen a, b und c jeder Periode (jT,(j+\)T) eingenommen werden. Die Stellungen a und b werden wieder zum Reproduzieren der Phasenänderung und des Phasensprunges des ausgesendeten Trägers benutzt.

Wenn sich der Schalter in der Stellung cbefindet, wird dem ROM-Speicher 11 die Phase Φ] ι + ΔΦ] zugeführt. Das als Phasendrehungsschaltung wirksame Rechenelement 3 läßt nun die Phase des Bandpaßsignals (in F i g. 2 durch Pj dargestellt) über einen Winkel drehen, der dem Wert — (ΦΙ ι + ΔΦΊ) entspricht. Dadurch wird das Diagramm aus F i g. 3 in das aus F i g. 8 umgewandelt.

Der Punkt M'', und die Punkte N] /V₈, die durch die

Phase ΔΦ Ί in F i g. 3 und F i g. 4 gekennzeichnet werden, befinden sich immer auf der Halbachse Ox nach dieser zusätzlichen Phasendrehung um -ΔΦΊ . Die gemeinsame Lage dieser Punkte wird durch den Punkt N im Diagramm nach F i g. 8 angegeben. Der Punkt M₁, der in F i g. 3 und F i g. 4 durch die Phase ΔΦ \ eekennzeichnet wird, befindet sich immer nach der genannten zusätzlichen Phasendrehung innerhalb eines Sektors, der durch die Halbgeraden Oy, Oy' mit den Winkeln von +22° 5 und -22° 5 gegenüber der Halbachse Ox begrenzt wird. Der Phasenfehler ΔΦί- ΔΦ) wird im Diagramm nach Fig.8 durch den Winkel (Ox, Öinj) definiert Eine ausgezeichnete Annäherung dieses Phasenfehlers wird durch die Ordinate x(jT) des Punktes Mj im Diagramm nach F i g. 8 geliefert. Während der Zeit, in der der Schalter

ίο 41 sich in der Stellung c befindet, wird das gesuchte Fehlersignal eydadurch erhalten, daß auf einfache Weise eine der vom Rechenelement 3 gelieferten Komponenten, xQT% genommen wird.

Bisher ist ein Phasendiskriminator vom kohärenten

π Typ beschrieben worden, von dem obenstehend die Vorteile, was das Signal-Rauschverhältnis anbelangt, gegeben wurden. Durch Verwendung desselben als Phasendrehungsscbaltung wirksamen Rechenelementes und desselben Entscheidungskreises kann ein Pbasendiskriminator vom differentiellen Typ konstruiert werden, der einfacher ist, weil ja kein phasenstabilisierter örtlicher Bezugsträger verwendet wird, der jedoch rauschempfindlicher ist
Der Schaltplan dieses differentiellen Phasendiskrimi-

2-5 nators ist in F i g. 9 dargestellt und kann leicht von dem des kohärenten Phasendiskriminators aus F i g. 1 dadurch abgeleitet werden, daß die Schaltungsanordnungen, die zum örtlichen Erzeugen der Komponenten des Bezugsträgers notwendig sind, fortgelassen werden,

κι während der Entscheidungskreis 17 an den Ausgängen 19 und 20 nicht mehr die ausgesendeten Phasenänderjngen bzw. das Fehlersignal zu liefern braucht, die für die Phasenstabilisierung des örtlich erzeugten Bezugsträgers notwendig sind. Dem zweiten Eingangsklemmen-

)ί paar 9, 10 des Rechenelementes 3, dem in F i g. 1 und Fig. 7 zu jedem Abtastzeitpunkt JTdie in-Phase- und Quadraturkomponenten des örtlichen Bezugsträgers zum Zeitpunkt (J-I)T zugeführt wurden, werden im differentiellen Phasendiskriminator nach Fig.9 die in-Phasen- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals zum Zeitpunkt (J-1)7" zugeführt, welches letztere Signal nun als Bezugsträger wirksam ist. Dies wird dadurch bewirkt, daß diese Eingangsklemmen 9 und 10 mit dem Ausgang von Analog-Digital-Wandlern

4ί 6 bzw. 7 verbunden werden, und zwar über einen Verzögerungskreis 50 bzw. 51, die je eine Verzögerung entsprechend !"herbeiführen.

Im Diagramm nach Fig. 10, das auf dieselbe Art und Weise konstruiert worden ist wie das aus F i g. 2, ist der

^r>o Punkt Pj dargestellt, der das Bild des Bandpaßsignal zum Zeitpunkt JT ist und das wieder die Koordinaten y(jT) — +y(jT) und die Phase Φ₁ hat. Dagegen ersetzt in Fig. 10 der Punkt Pj- ι den Punkt P\ ι aus Fig. 2; dieser Punkt Pj-1 ist das Bild des Bandpaßsignals zum

>^r> Zeitpunkt JT- T und hat die Koordinaten y(jT— T), -KIT- T)und die Phase Φ,_,.

Ausgehend von den Komponenten y(JT) und y(jT) an den Eingängen 4 und 5 und von den Komponenten y(jT— T) und KJT- T) an den Eingängen 9 und 10, führt

W) das als Phasendrehungsschaltung wirksame Rechenelement 3 dieselben Berechnungen durch wie diejenigen, die durch die Beziehungen in der Formel (4) definiert werden selbstverständlich nach Ersatz von y(jT— T) und F(JT- r;durch y(jT- T)und y(jT- T).

b^r> Die Komponenten x(JT) und x(jT). die vom Rechenelement 3 geliefert werden, definieren im Diagramm nach F i g. 3 oder F i g. 4 einen Punkt M₁ und der Entscheidungskreis 17 leitet daraus die Phasenände-

rungen und die ausgesendeten Phasensprünge auf dieselbe Art und Weise ab, wie dies für den kohärenten Phasendiskriminator beschrieben worden ^;st

Ein Nachteil dieses differentiellen Phasendiskriminators rühri her aus der Tatsache, daß die Phase Φ/_ι, die dem Punkt Pj-\ entspricht und mit dem zu jedem Zeitpunkt JT die dem Punkt P₁- entsprechende Phase Φ j verglichen wird, Rauschen aufweist, welches Rauschen vom Übertragungskanal eingeführt wird, übrigens ebenso wie die Phase Φι selbst Dadurch werden im Vergleich zum kohärenten Phasendiskriminator die vom Rechenelement 3 in F i g. 9 berechneten Komponenten x(jT) und x(JT) vom doppelten Rauschen beeinflußt und es entsteht eine erhöhte Fehlermöglichkeit bei der Reproduktion von Phasensprüngen durch den Entscheidungskreis. Dieser differentielle Phasendiskriminator soll also nur verwendet werden, wenn das Signal-Rauchverhältnis des empfangener Bandpaßsignals groß genug ist.

Die beschriebenen Phasendiskriminatoren sind sehr gut an einen Empfänger angepaßt, in dem ein automatischer und auto-adaptiver Entzerrer vom digitalen Typ zum Entzerren des Bandpaßsignals, das dem Phasendiskriminator zugeführt wird, verwendet wird. Wie mit Hilfe der Fig. 11 dargelegt wird, welche Figur den Schaltplan eines derartigen Eimfängers darstellt, wird dann eine besonders wirtschaft, ehe und zweckdienliche Struktur erhalten.

Dieser Empfänger, der beispielsweise einen Teil eines 4800 Bis/s-Modems bildet, enthält ein mit einer Leiiang 60 verbundenes Tiefpaßfilter 61, das eine erste grobe Filterung des empfangenen Bandpaßsignals durchführt, dessen mittlere Frequenz dem Wert 1800 Hz entspricht (die Trägerfrequenz). Ein Gegentaktmodulator 62, der durch eine von einem Generator 63 herrührende Frequenz F₀ gespeist wird, verlagert das erhaltene Signal in ein Frequenzband, das auf der mittleren Frequenz Fo+ 1800 Hz zentriert ist. Diesem Modulator 62 folgt ein Bandpaßfilter 64, das insbesondere die Frequenzkomponenten von Rauschsignalen ausschaltet, die außerhalb des Bandes von 6000-3000Hz liegen. Der Ausgang des Filters 64 ist mit einem an sich bekannten Taktrückgewinnungskreis 65 verbunden, der eine Taktfrequenz H_r= 1600 Hz liefert, die der Modulationsgeschwindigkeit entspricht. Der Ausgang des Filters 64 ist ebenfalls mit einem Demodulator 66 verbunden, der tfurch die Frequenz F₀ des Generators 63 gespeist wird, welcher Demodulator 66 eine Frequenzverlagerung durchführt, die die Inverse derjenigen des Modulators 62 ist. Ein Tiefpaßfilter 67, das mit dem Ausgang des Demodulators 66 verbunden ist, liefert das Bandpaßsignal im Basisband von 600-3000 Hz.

Der obenstehend beschriebene Empfänger ist von dem Typ, in dem die Entzerrung des Übertraguangskanals durch einen digitalen Entzerrer durchgeführt wird, der das Bandpaßsignal bearbeitet (Bandpaßsignalentzerrer), während der Phasendiskriminator das entzerrte Bandpaßsignal bearbeitet. Es kann beispielsweise der digitale Bandpaßentzerrer verwendet werden, der in der französischen Patentschrift 22 95 649 beschrieben worden ist Wie darin dargelegt, verwendet dieser Entzerrer als digitale Eingangssignale die in-Phase und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals, außerdem werden die Phasenänderungen des Trägers, die vom Phasendiskriminator reproduziert werden, zum Berechnen der Änderungen der Koeffizienten der beiden Digitalfilter in diesem Entzerrer benutzt und diese Änderungen sollen selbstverständlich nur bei einer Frequenz durchgeführt werden, die der Modulationsge-

lu schwind'gkeit entspricht. Zum Schluß kann dieser Entzerrer die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten Bandpaßsignals unmittelbar in digitaler Form liefern, d. h. genau diejenigen digitalen Signale, die für den in dieser Anmeldung beschriebenen Phasendiskrirninator notwendig sind.

Daraus folgt dann die Struktur der Kreise, die im Empfänger nach F i g. 11 das vom Filter 67 herbeigeführte Bandpaßsignal im Basisband verarbeiten. Dieses Bandpaßsignal wird einerseits einem Analog-Digital-Wandler 68 zugeführt, andererseits einem 90°-phasendrehenden Netzwerk 69, dem ein Analog-Digital-Wandler 70 folgt. Die Abtastfrequenz in diesen Wandlern ist die Taktfrequenz f/_r=1600Hz und diese Wandler liefern in digitaler Form die in-Phase- und Quadratur-

2j komponenten des Bandpaßsignals, die den Eingängen 72, 73 eines Entzerrers 71 zugeführt werden. Dieser Entzerrer 71 erhält am Eingang 74 die Phasenänderungen des Trägers ΔΦ',, die vom Phasendiskriminator reproduziert werden. Im Entzerrer 71 arbeiten alle

jo Rechenelemente bei einer Frequenz /ί_Λ= 1600 Hz und an den Ausgängen 75, 76 dieses Entzerrers werden die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten Bandpaßsignals mit einer Abtastfrequenz von 1600 Hz erhalten.

Γι Diese Komponenten werden unmittelbar den Eingängen 77 und 78 eines Phasendiskriminators 79 von dem in dieser Anmeldung beschriebenen Typ zugeführt, welche Eingänge 77 und 78 bei einer Ausführungsform nach F i g. 1 den Eingängen 4 und 5 des Rechenelements 3

4(i entsprechen. Dieser Phasendiskriminator 79 (vom kohärenten bzw. differentiellen Typ) arbeitet mit derselben Rechenfrequenz H_r= 1600 Hz wie der Entzerrer 71. An einem Ausgang 80 reproduziert der Phasendiskriminator 79 die Phasensprünge, die den

4) ausgesendeten Daten entsprechen und an einem Ausgang 81 liefert der Phasendiskriminator 79 die Phasenänderungen des ausgesendeten Trägers, die am Eingang 74 des Entzerrers 71 zugeführt werden.

Auf diese Weise wird ein Empfänger erhalten, dessen

">o Struktur einfach sowie zweckmäßig ist: es wird nur eine einzige Analog-Digital-Umwandlung des Bandpaßsignals durchgeführt; die Frequenz der Berechnungen im Entzerrer und im Phasendiskriminator ist dieselbe und die kleinstmögliche, denn diese Frequenz entspricht der

-,-> Modulationsgeschwindigkeit und dies erleichtert die Konstruktion dieser digitalen Schaltungen, insbesondere wenn weitgehende Integration erwünscht ist; zum Schluß sei bemerkt, daß in Fig. 11 alle analogen Filter vor dem Entzerrer liegen, was bedeutet, daß der

μ Entzerrer ihre Abweichungen korrigieren kann.

Hierzu (i BLiit Zeichnungen

Claims

Patentansprache:

1. Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mit Hilfe von Phasenmodulation eines Trägers, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator ein Rechenelement (3) enthält, das zum Empfangen digitaler Signale eingerichtet ist, deren zugehörende Signalabtastwerte mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit auftreten, weiche digitalen Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals entsprechend dem bandbegrenzten empfangenen phasenmodulierten Träger zu jedem Abtastzeitpunkt und für die in-Phase- und Quadraturkomponenten eines Bezugsträger:; zu dem vorhergehenden Abt&stzeitpuiikt repräsentativ sind, welches Rechenelement (3) mit Schaltkreisen zum Berechnen der Signalabtastwerte von Signalen versehen ist, die für die in- Phase- und Quadraturkomponenten eines Signais repräsentativ sind, das von dem Bandpaßsignal abgeleitet ist durch eine Phasendrehung über einen Winkel, der der Phase des Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeitpunkt entspricht und entgegengesetzt ist, wobei die vom Rechenelement (3) gelieferten digitalen Signale einem Entscheidungselement (17) zugeführt werden, das zu jedem Abtastzeitpunkt die Phasenänderung des ausgesendeten Trägers während einer Abtastperiode bestimmt und den entsprechenden Phasensprung reproduziert.

2. Phasendiskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rechenelement (3) Multiplizierkreise enthält zum Erzeugen des Produktes der beiden in-Phase-Komponenten an seinen Eingangen (4,9), des Produktes der beiden Quadraturkomponenten an seinen Eingängen (5, 10), des Produktes der in-Phasenkomponente des Bandpaßsignals und der Quadraturkomponenten des Bezugsträgers und des Produktes der Quadraturkomponente des Bandpaßsignals und der in-Phase-Komponente des Bezugsträgers, wobei das Rechenelement (3) weiter mit Kombinationskreisen zum Erzeugen der Summe der beiden erstgenannten Produkte und der Differenz der beiden letztgenannten Produkte versehen ist, wobei die genannte Summe und die genannte Differenz die Signalabtastwerte der beiden Ausgangssignale des Rechenelementes bilden.

3. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 oder 2, eingerichtet zum Gebrauch in einem Empfänger des Systems für Datenübertragung mit Hilfe von p-wertiger Phasenmodulation eines Trägers, wobei die Daten in Form von Phasensprüngen zur Größe von k 2 nip ausgesendet werden, wobei k eine ganze Zahl ist mit 0 < jfc < p-1, dadurch gekennzeichnet, daß das Entscheidungselement (17) mit den nachfolgenden Teilen versehen ist:

a) mit Rechenkreisen, die zu jedem Abtastzeitpunkt die Größen

x- tan (a + k'2 π/ρ+π/ρ)χ

bilden, wobei χ und χ die Ausgangssignale des Rechenelementes sind, tx die Phasenänderung des nicht modulierten Trägers während nur einer Abtastperiode ist und k' eine ganze Zahl ist mit 0 < k'<(p/2)-[,

b) mit Kreisen zum Detektieren des Vorzeichens

20 —{p/8 —

dieser Größen,

c) mit logischen Kreisen, die zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge eingerichtet sind entsprechend den Vorzeichen, die von den genannten Vorzeichendetektionskreisen bestimmt sind.

4. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 oder 2, eingerichtet zum Gebrauch in einem Empfänger einss Systems für Datenübertragung mit Hilfe von p-wertiger Phasenmodulation eines Trägers, wobei die Daten in Form von Phasensprüngen zur Größe von k 2 π/ρ ausgesendet werden, wobei k eine ganze Zahl ist mit 0 «£ k < p-1, dadurch gekennzeichnet, daP der Phasendiskriminator Schaltkreise enthält, die nach jedem Abtastzeitpunkt des Bandpaßsignals nacheinander die Phase des Bezugsträgers erhöhen, der dem Rechenelement (3) zugeführt wird, mit mehreren, zusätzlichen Phasen von der Größe (2Jt"+1) π/ρ, wobei k" eine ganze Zahl ist mit

(ρ) k" < p/8, wobei das Rechenelement (3) dem Entscheidungselement (17) nach jedem Abtastzeitpunkt nacheinander mehrere Ausgangssignalpaare liefert, die den genannten zusätzlichen Phasen entsprechen, und das Entscheidungselement (17) mit Kreisen versehen ist zum Detektieren des Vorzeichens der Signale der genannten Paare und mit logischen Kreisen, die zum Reproduzieren der ausgesendeten Phasensprünge als Funktion der Vorzeichen, die nacheinander von den genannten Vorzeichendetektionskreisen nach jedem Abtastzeitpunkt bestimmt sind, eingerichtet sind.

5. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bezugsträgers, die dem Rechenelement (3) zugeführt werden, durch die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals gebildet werden, die durch Verzögerungskreise mit einer Verzögerungszeit entsprechend der Abtastperiode verzögert worden sind.

6. Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bezugsträgers von einem Generator (12) für einen örtlichen Bezugsträger abgeleitet werden, der auf dem empfangenen Träger phasenverriegelt wird mit Hilfe eines Fehlersignals, das nach der Reproduktion jedes Phasensprunges im Entscheidungselement (17) gebildet wird zum Kennzeichen des Unterschiedes zwischen der Phase des vom Rechenelement (3) bestimmten Signals und der Phasenänderung des ausgesendeten Trägers, die dem vom Entscheidungselement (17) reproduzierten Phasensprung entspricht.

7. Phasendiskriminator nach Anspruch 6, einge richtet zur achtwertigen Phasenmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal in dem Entscheidungselement (17) entsprechend dem reproduzierten Phasensprung erhalten wird als eines der beiden Signale an seinem Eingang (15, 16), als dieses letztgenannt Signal mit Änderung des Vorzeichens, als das andere der genannten beiden Signale, als das andere der genannten beiden Signale mit Änderung des Vorzeichens, als die Summe der genannten beiden Signale, als diese Summe mit Änderung des Vorzeichens, als die Differenz der genannten beiden Signale oder als diese Differenz mit Änderung des Vorzeichens.

8. Phasendiskriminator nach Anspruch 6, einge-

richtet zur achtwertigen Phasenmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal im Entscheidungselement (17) entsprechend dem reproduzierten Phasensprung erhalten wird als da-.; Vorzeichen eines der beiden Signale an seinem Eingang (15,16), als das entgegengesetzte Vorzeichen dieses letztgenannten Signals, als das Vorzeichen des anderen der beiden genannten Signale, ais das entgegengesetzte Vorzeichen dieses anderen der genannten beiden Signale, als das entgegengesetzte Vorzeichen dieser Summe, als das Vorzeichen der Differenz der beiden genannten Signale oder als das entgegengesetzte Vorzeichen dieser Differenz.

9. Phasendiskriminator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator Schaltkreise enthält, die nach der Reproduktion jedes Phasensprunges die Phase des Bezugsträgers um eine zusätzliche Phase erhöhen, die der dem reproduzierten Phasensprung entsprechenden Phasenänderung des ausgesendeten Trägers gleich ist, wobei das Fehlersignal durch eines der vom Rechenelement (3) gelieferten Signale gebildet wird.

10. Phasendiskriminator nach Anspruch 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal einem Kreis (21) zum Berechnen einer Phasenkorrektur des Bezugsträgers zugeführt wird, welcher Kreis (21) mit zwei Zweigen (24, 25) versehen ist, die e einen Multiplizierer (27, 28) enthalten zum Wägen des Fehlersignals entsprechend einem gegebenen Koeffizienten (λ, β), wobei in einem der Zweige (25) an jo den Ausgang des Multiplizierers (28) ein Addierer (29) angeschlossen ist, der mit einem Speicher (30) zusammenarbeitet, um zu jedem Abtastzeitpunkt am Ausgang dieses Speichers (30) die Summe des zu dem betreffenden Abtastzeitpunkt gewogenen Feh- r> lersignals und des zu dem vorhergehenden Abtastzeupunkt gewogenen Fehlersignals zu erhalten, und weiter zum Bilden eines Phasenkorrektursignais ein Addierer (26) an die Ausgänge der beiden Zweige (24,25) angeschlossen ist.

11. Phasendiskriminator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des örtlichen Bezugsträgers erhalten wird mittels eines Kreises mit mindestens einem Addierer (23) und einem Speicher(U) zum Bilden der Summe der Phasenkorrektur, die zu dem betreffenden Abtastzeitpunkt geliefert wird, der dem reproduzierten Phasensprung entsprechenden Phasenänderung des ausgesendeten Trägers und der Phase des örtlichen Bezugsträgers zu dem vorhergehenden Abtastzeit- >o punkt.

12. Phasendiskriminator nach Anspruch 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß dieser mit einem Lesespeicher (11) versehen ist, in dem verschiedene Werte von in-Phase- und Quadraturkomponenten ^rr> eines Signals gespeichert sind, wobei dieser Speicher (11) als Lesesignal ein Signal enthält, das der Phase des Bezugsträgers entspricht, und infolge dieses Lesesignals dem Rechenelement (3) die entsprechenden Komponenten liefert. w>

13. Empfänger mit einem Phasendiskriminator nach Anspruch 1 bis 12 und mit einem digitalen auto-adaptiven Bandpaßentzerrer, der die in-Phase- und Quadraturkomponenten des empfangenen Bandpaßsignals verarbeitet, dadurch gekennzeich- tv, net, daß der Entzerrer (71) zum Empfangen digitaler Signale eingerichtet ist, deren Signalabtastwerte mit einer Frequenz entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit auftreten, welche digitalen Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des Bandpaßsignals repräsentativ sind, und die vom Entzerrer (71) gelieferten digitalen Signale mit der genannten Abtastfrequenz, welche Signale für die in-Phase- und Quadraturkomponenten des entzerrten Bandpaßsignals repräsentativ sind, unmittelbar den Eingängen (77,78) des Rechenelementes (3) des Phasendiskriminators (79) zugeführt werden.