DE2309167A1 - Verfahren und anordnung zum korrigieren eines durch phasenzittern verfaelschten nachrichtenuebertragungssystems - Google Patents

Description

Dipl.-Ing. Heinz Bardehle 9^DQ 1R7

Patentanwalt ' * '

8000 München 22, Herrnstr. 15

München, den 23. Februar 1973

Mein Zeichen: P 1608

Anmelder: Honeywell Information Systems Inc. 200 Smith Street
Waltham, Mass., V. St. A.

Verfahren und Anordnung zum Korrigieren eines durch Phasenzittern verfälschten Nachrichtenübertragungssystems

Die Erfindung bezieht sich generell auf Modems und insbesondere auf automatische entzerrte Echtzeit-Modems (ARTEM). Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf eine Anordnung und auf ein Verfahren zur kontinuierlichen Überwachung und Kompensation zeitveränderlicher ELF-Datenträger-Fernsprechkanäle und Örtlicher Untersysrteme.

Bei der Datenübertragung mit hoher Geschwindigkeit über einen 3-kHz-Kanal beeinflussen verschiedene zeitveränderliche Faktoren

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die Zuverlässigkeit der Datenübertragung und der Datenwiedergewinnung.

In dem Buch. "Principles of Data Communication" von R.W.Luccy, J. Salz und E.T. Weiden, Jr., McGraw-Hill Book Company, 1968, sind Einzelheiten einer Vielzahl von Problemen beim Entwurf wirkungsvoller Sender und Empfänger angegeben worden. Auf Seite dieses Buches ist ausgeführt, dass eine Anzahl von anderen Gründen als einer Störung und linearen Verzerrung dazu führen kann, dass das Ausgangssignal eines Kanals von dem Eingangssignal verschieden ist. Unter den verschiedensten Nachteilen sind Nichtlinearitäten, Frequenzversetzung und Phasenzittern (identisch mit einer Frequenzmodulation) aufgeführt.

Nichtlinearitäten sind in einem Nachrichtenübertragungssystem in gewissem geringem Ausmass stets vorhanden, und zwar aufgrund der Unmöglichkeit, eine tatsächliche lineare Filterungsverstärkung zu erzielen. Diese Arten von Nichtlinearitäten sind zum gröasten Teil vernachlässigbar; gelegentlich treten jedoch bedeutende Effekte auf, wenn Verstärker im Betrieb in einem stark nichtlinearen Bereich überlastet werden. Erhebliche Nichtlinearitäten treten ferner in geschalteten Pernsprechnetzwerken aufgrund der Wirkung von Sprachkompandern auf (dabei sind Schaltungen vorgesehen, die so ausgelegt sind, dass sie eine Komprimierung und später eine Expandierung des dynamischen Bereichs von Sprachsignalen bewirken)»

Die Prequenzversetzung und das Phasenzittern sind andere Erschei· nungen, die der Pernsprechübertragung zugehörig sind. Beide Effekte resultieren aus der Anwendung eines Trägersystems in dem PernSprechkanal. Das Sprachfrequenzband, das nominell von O bis 3 kHz reicht, wird einem Signal überlagert oder in der Prequenz zu höheren Frequenzen hin verschoben und dann nach dem MuItiplexprinzip mit anderen SprachbandSignalen unter Bildung eines Teiles eines Breitbandsignals zusammengefasst.

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An einer fernen Stelle wird dieses Signal nach, dem Multiplexprinzip aufgelöst, und die ursprünglichen Sprachkanäle werden getrennt. Bei der Zurückbildung des Sprachbandsignals durch Überlagerung in das Basisband kann der Bezugsträger in der Frequenz und Phase von dem Modulationsträger abweichen. Daher liegt im Empfänger das Sprachband zwischen e und 3 kHz, wobei e eine Prequenzverschiebung bedeutet, die in typischer Weise einige Perioden beträgt. Diese Prequenzverschiebung bzw. Frequenzversetzung macht den PernSprechkanal technisch gesehen

zu einem zeitlich veränderlichen System, da das Ansprechverhalten auf einen zugeführten Impuls eine Punktion der Zeit ist, zu der der Impuls zugeführt wurde. Die Verschiebung bzw. Versetzung ist jedoch von einem theoretischen Standpunkt aus betrachtet unwichtig, da sie eine einfache und konstante Transformation der übertragenen Welle darstellt. In der Praxis kann die betreffende Verschiebung einfach im Empfänger aufgehoben werden.

Zusätzlich zu der Frequenzversetzung bzw. -verschiebung ruft die Instabilität der Modulations- und Demodulations-Trägergeneratoren ein zufälliges Zittern in der Phase des empfangenen Signals hervor. Dieses Zittern ist einer mit einem geringen Index erfolgenden Zufallsfrequenz-Modulation des übertragenen Signals äquivalent und demgemäss als Stör-FM bezeichnet. Die Stärke der Stör-PM hängt zum grossen Teil von der Art des Trägersystems ab, welches in einer bestimmten Verbindung benutzt wird.

Das Problem des Phasenzitterns ist in weiteren Einzelheiten in dem Buch "Modulation Noise and Spectral Analyses", von Philip F. Panter, McGraw-Hill Book Comp., 1965, Seiten 211 bis 213, angegeben. In diesem Buch ist eine Anordnung beschrieben, die sowohl Phasenfehler als auch Frequenzfehler in dem örtlichen Empfangsoszillator zu eliminieren gestattet. Grundsätzlich bewirkt das der Anordnung zugrunde liegende System eine Aufteilung des örtlichen Oszillators in zwei um 90 gegeneinander

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verschobene Komponenten, die dann gesonderten Produktdetektoren zugeführt werden. Die gefilterten Ausgangssignale dieser beiden Produktdetektoren werden dann ihrerseits multipliziert, um ein Ausgangssignal zu liefern, welches proportional dem Phasenfehler des örtlichen Oszillators ist. Ist der örtliche Oszillator richtig auf die Phase des eintreffenden Signals synchronisiert, so enthält ein oberes Tiefpassfilter die gewünschte Modulationsspannung g (t), während das Ausgangssignal eines unteren Tiefpassfilters Null ist und zwar aufgrund der 90°-Phasenverschiebung zwischen dem entsprechenden Oszillatorsignal des örtlichen Oszillators und dem eintreffenden DSB-Signal. Unter diesen Bedingungen führt die Multiplikation der Ausgangssignale der beiden Tiefpassfilter zu keinem Steuersignal. Nimmt man jedoch das Vorhandensein eines kleinen Fehlers in der Phase des Signals des örtlichen Oszillators an, so verringert sich die Ausgangsspannung des oberen Tiefpassfilters etwas in der Amplitude; ansonsten tritt jedoch keine Änderung hinsichtlich dieser Spannung auf. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters ist nunmehr durch eine gewisse Signalspannung g (t) gebildet, die entweder mit der Signalspannung von dem oberen Filter in Phase ist oder die mit genauer Gegenphase zu der Ausgangsspannung des oberen Filters auftritt, und zwar in Abhängigkeit von dem Vorzeichen des Phasenfehlers. Auf diese Weise wird eine Gleichspannung vom Ausgang der dem Tiefpassfilter nachfolgenden ersten Multipliziereinrichtung abgegeben, wobei die Polarität dieses Ausgangssignals von der Polarität des Phasenfehlers abhängt. Die Grosse des Phasenfehlers hängt zumindest bei kleinen Phasenfehlern von der Grosse dieses Phasenfehlers ab. Diese Steuerspannung kann dazu benutzt werden, das Signal des örtlichen Oszillators einzustellen und somit den Phasenfehler zu beseitigen.

Wie in dem eingangs genannten Buch ferner ausgeführt und von den Autoren ferner als allgemein bekannt angegeben worden ist, kann dieses System bei kleinen Niederfrequenz-Phasenfehlern wirksam sein, wie sie im allgemeinen bei der Sprachmodulation

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auftreten oder bei der Datenübertragung mit geringeren Geschwindigkeiten. Das betreffende System erscheint jedoch nicht für grössere höherfrequente Phasenfehler wirksam. Das Problem des Phasenzitterns war dabei eines der nachteiligsten Hauptprobleme hinsichtlich der Erzielung einer zuverlässigen Datenübertragung mit hoher Geschwindigkeit (19,2 k Bit pro Sekunde) über einen Nachrichtenübertragungskanal.

Dem Y/esen nach ist bei den bisher bekannten Verfahren versucht worden, das Phasenzittera dadurch zu korrigieren, dass man Korrekturgrössen zugeführt hat, die vom vorherigen Signalverlauf oder vom Phasenverlauf einen kurzen Augenblick zuvor gewonnen waren. Die Korrektur wurde dabei bezüglich des Zitterns vorgenommen, das eine gewisse Zeit vor dem Zeitpunkt der tatsächlichen Vornahme dieser Korrektur aufgetreten war. Aufgrund von Verzögerungen, die in Filtern während der Bandpass- oder Tiefpassfiltervorgänge auftreten, ist es von einem praktischen Standpunkt aus tatsächlich erforderlich, die Verzögerungen bei der Phasenabschätzung bzw. -bewertung und in den Datenschaltungen an der Stelle zu berücksichtigen, an der die Phasenzitter-Korrekturgrösse tatsächlich zugeführt wird.

Der Erfindung liegt demgemäss die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Anordnung und ein verbessertes Verfahren zur Korrektur eines Phasenzitterns anzugeben.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe erfindungsgemäss durch ein Verfahren zur Korrektur eines durch Phasenzittern nachteilig beeinflussten Nachrichtenübertragungssystems mit Träger- und Datensignalen. Dieses Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass eine richtige Phase für eine Demodulation abgeschätzt wird und dass die Datensignale um eine Zeitspanne verzögert v/erden, die gleich der Abschätzung der Trägerphasen-Zeitverzögerung zu dem Zeitpunkt gleich ist, zu dem eine Trägerphasen-Korrektur vorgenommen wird.

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Die hier angegebene Erfindung umfasst, mit wenigen Worten gesagt, eine Einrichtung, die die Verzögerung, welche durch die Abschätzung einer richtigen Phase für die*Demodulation bedingt ist, berücksichtigt. Das betreffende Verfahren wird zur Verzögerung der Datensignale und von Baud-Zeitsteuersignalen herangezogen, so dass die Verzögerung dieser Signale gleich der abgeschätzten Trägerphasenverzögerung zu dem Zeitpunkt ist, zu dem die End-Trägerphasenkorrektur vorgenommen wird.

Durch die Erfindung ist ferner eine Anordnung zur Korrektor eines durch ein Phasenzittern ungünstig beeinflussten Datenübertragungssystems geschaffen. Diese Anordnung ist dadurch gekennzeichnet,

a) dass Phasenschieber-Demodulatoren zur Demodulation von Datensignalen aus dem Trägersignal vergesehen sind, wobei die deraodulierten Daten-Signale und '"Vägersignale jeweils in Phase liegende Kompon
Komponenten aufweisen,

Phase liegende Komponenten bzw. um 90° phasenverschobene

b) dass mit den PhasenschEber-Demodulatoren Abschätzungseinrichtungen zur Abschätzung eines Trägerphasenwinkelfehlers verbunden sind, welche Einrichtungen die Phasenwinkeldifferenz eines Modulationsträgers L Bezug auf einen durch Phasenzittern ungünstig beeinflusst.^n Bezugsträger abschätzen,

c) dass mit den Phasenschieber-Demodulatoren Datensignalverzögerungseinrichtungen verbunden sind, die die phasenverschobenen demodulierten Datensignale verzögern, und

d) dass mit den Datenverzögerungseinrichtungen und den die Trägerphasenwinkelfehler abschätzenden Abschätzeinrichtungen eine Korrektureinrichtung verbunden ist, die die zeitlich verzögerten phasenverschobenen Datensignale um die abgeschätzte Phasenwinkeldifferenz des Modu]ationsträgers in Bezug auf den durch das Phasenzittern ungünstig beeinflussten Bezugsträger korrigiert.

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Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Blockschaltbild einen Sender-Empfänger-Grundkanal eines automatischen entzerrten Echtzeit-Modems.

Pig. ?. zeigt in einem detaillierteren Blockschaltbild einen Sender oder Modulator des in Pig. 1 dargestellten Moderas.

Pig. 3 zeigt in einem Kurvendiagramm den typischen Verlauf der Amplitude in. Abhängigkeit vom Frequenzspektrum des automatischen entzerrten Echtzeit-Modera-Systeras.

Pig. 4 zeigt in einem Blockschaltbild ein Träger-Wiedergewinnungsuntersystem, bei dem Einzelheiten einer Ergänzungs-Phasenkorrektureinrichtung gezeigt sind.

Pig. 5 zeigt in einem Blockdiagramm Einzelheiten eines Frequenznachlauf systems .

Pig. 6 zeigt in einem Blockschaltbild Einzelheiten einer Phasenbewertungs- bzw. Phasenabschätzeinrichtung zur Bewertung bzw. Abschätzung einer richtigen Trägerphase.

Fig. 7 zeigt in einem detaillierten Blockschaltbild ein Schwerpunktfrequenznachlaufsystem .

Fig. 8 zeigt in einem Blockschaltbild das Trägerwiedergewinnungs_ Untersystem.

Pig« 9A zeigen die Abhängigkeit von Amplitude und Frequenz von ^1S Bandpass- und Diskriminatoreigenschaften gemäss der Erfindung.

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Pig. 10 zeigt in einem Blockschaltbild eine Ausführungsform der Erfindung.

Pig. 11 in einem detaillierten Blockschaltbild eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung.

Eine hier als ARTEM bezeichnete Modem-Einrichtung stellt grundsätzlich ein mit hoher Geschwindigkeit arbeitendes HP-Modem-System dar, welches mit einer PAM-Restaeitenbandübertragung (pulsamplitudenmoduliertes Restseitenband) arbeitet, sowie mit einem adaptiven Empfänger, der eine ständige Überwachung und Kompensation eines zeitlich veränderlichen HP-Datenträgers bewirkt. Bei einer Bandbreite von etwa 2 700 Hz arbeitet der Sender mit einer Zeichenfrequenz von 4 800 Zeichen pro Sekunde.

Der Grundkanal des ARTEM-Systems ist in Pig. 1 in Blockschaltform dargestellt. Der Kanal besteht aus Restseitenband-Punkgeräten 102, 105 und dem physikalischen HP-Medium. Der HP-Kanal kann in ein Basisband für die Parallelschaltung von zwei oder mehr Verbindungswegen aufgeteilt sein, deren jeder in Begriffen verschiedener zeitlich variierender Parameter beschrieben werden kann. Die Parameter für jeden dieser Verbindungswege sind insbesondere die Dopplerverschiebung, die Verbindungsweg-Zeitverzögerung und die Verbindungsweg-Verstärkung. Ist der Übertragungsbereich kurzer als etwa 3 200 km (entsprechend 2 000 Meilen), so sind normalerweise nur zwei verschiedene Wege vorhanden. Das 2-Weg-Modell enthält im wesentlichen vier zeitlich variable Hauptparameter. Zum ersten enthält jeder Weg eine gemeinsame DopplerverschiebungAFt, die durch die Relativbewegung zwischen der sendenden Punkstelle und Empfangsantennen hervorgerufen wird. Diese Dopplerverschiebung kann bis zu + 75 Hz bei einer Plugzeug-Schiff-Übertragung betragen, wenn der Sender in einem mit einer Geschwindigkeit von Mach 3 fliegenden Plugzeug enthalten ist und wenn bei einer Frequenz von 25 MHz gearbeitet wird.

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Zum zweiten ist eine absolute Zeitverzögerung T+ allen Wegen gemeinsam, wobei die Ä'nderunjpfrequenz der Zeitverzögerung in der Grössenordnung von 3 · 1O~ Sekunden pro Sekunde liegt, wenn der Abstand zwischen dem Sender und dem Empfänger sich mit einer Geschwindigkeit von Mach 3 ändert. Der betreffende Wert ist im allgemeinen vernachlässigbar. Zum dritten ist eine einzelne Verstärkungsvariable G^ vorhanden, die die relativen Belastbarkeiten der beiden Wege für den Fall angibt, dass dem einen Weg ein Wert von 1 zugeordnet ist. Typische Werte von G^ liegen bei + 1/2 und - 1/2, während die Änderungsfrequenz von G^ im Bereich von 0,2 bis 3 Hz liegt. Schliesslich liegt eine Differenzzeitverzögerung a'Ft im Bereich von 0 bis 4 ms.

In Fig. 2 ist ein herkömmlicher Grund-Sender 100 des ARTEM-Systems dargestellt. Dieser ARTEM-Sender oder Modulator 100 arbeitet mit einer vier oder acht Pegelwerte aufweisenden PAM-Restseitenbandmodulation. Diese Modulatiaasart ist in mit hoher Datenfrequenz arbeitenden Netzleitungsmodems weit verbreitet, da diese Modulationsart relativ einfach und im Hinblick auf die benötigte Bandbreite sehr wirtschaftlich ist. Wird ein PAM-Signal unter Heranziehung von vier Pegeln übertragen, so werden ein Datenbit und ein Bit einer bekannten Pseudostörfolge (PN-Folge) in einen Pegel der vier PAM-Pegel codiert, während im Falle der Übertragung eines acht Pegelwerte annehmenden PAM-Signals zwei Datenbits und ein Pseudostörbit in einen Pegel der acht Pegel codiert werden. Da die Pseudostörfolge im Empfänger bekannt ist, wird sie zur Bereitstellung einer Kanalkennzeicheninformation benutzt. Bei einer Bandbreite von z.B. 2 400 Hz kann so eine Zeichenfrequenz von 4 800 Zeichen pro Sekunde erzielt v/erden. Vier Pegel annehmende PAM-Signale liefern dann eine Datenfrequenz von 4 800 Baud, während acht Pegel annehmende PAM-Signale zu einer Zeichenfrequenz von 9 600 Baud führen.

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Gemäss Pig. 2 gibt ein Befehlsgenerator 201 eine bekannte, sich wiederholende Folge von 63 Bits ab; es können jedoch auch andere Grossen benutzt werden. Der Befehlsgenerator besteht im übrigen aus einem 6-Bit-Schieberegister, dessen Abgriffe entsprechend dem Algorithmus 1Φ X Φ Χ festgelegt sind, wobei das Zeichen Φ für eine Modul-Zwei-Addition steht. Jede Stufe des Registers speichert eine Binärziffer, die seriell von links nach rechts mit der Taktfrequenz übertragen bzw. weitergeleitet wird.

Ein PAM-Pegelumsetzer 203 nimmt eine Codierung eines Pseudostörbits P^. und eines oder mehrerer Datenbits d, zur Bildung eines PAM-Pegels a_k vor. Wird mit einer 4-Pegel-Signalübertragung gearbeitet, so lautet die Codierbeziehung:

a_k = (2/3/P_k + (1/3) d_k

Wird mit einer 8-Pegel-Signalübertragung gearbeitet, so werden zwei Datenbits d, und d¹, und ein Pseudostörbit in einen Pegel entsprechend der nachstehenden Gleichung umgesetzt:

^ak ⁼ [^{(4/7) P}k ⁺

Der PAM-Umsetzer 203 liefert eine \eihe von Impulsen, deren Gewichte durch den Wert der Pegel a^ bestimmt sind. Diese Impulse werden dann durch ein Spektralformungs-Tiefpassfilter 204 geleitet, dessen Impulsansprechverhalten eine Kausal-Annäherung an sin (at)/(at) ist. Nach erfolgter Verarbeitung durch einen Gegentaktmodulator 205 nimmt das Signalspektrum ein Frequenzband von 500 Hz bis 5 500 Hz ein.

Ein Restseitenbandfilter 206 verringert die Energie oberhalb des 3000-Hz-Trägers, und schliesslich wird das Restseitenbandsignal durch einen fest eingestellten Entzerrer 207 geleitet, der eine teilweise Kompensation festliegender Kanalverzerrungen bewirkt, die Funkübertragungseigenschaften etc. zugeschrieben werden können.

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Wie oben erwähnt, wird bei dem ARTEM-Modulator eine PAM-Restseitenbandmodulation benutzt, obwohl die Erfindung auch mit anderen Modulationsprinzipien, wie einer Einseitenbandmodulation oder einer Zweiseitenbandtnodulation benutzt werden kann. Die Restseitenbandübertragung stellt tatsächlich einen Kompromiss zwischen der Zweiseitenbandmodulation, die einen ziemlichen Bandbreitenbedarf hat, und der Einseitenbandmodulation dar, die aufgrund von Filteranforderungen und Trägerwiedergewinnungs-Problemen schwierig auszuführen ist. Die Restseitenbandmodulation erfordert lediglich eine geringfügig grössere Bandbreite als die Einseitenbandmodulation, während einfachere Filter benötigt werden und ein Restträger bereitgestellt wird, der für Zwecke der Demodulation und Phasenkorrektur wiedergewonnen werden kann.

Für die Vornahme eines (weiter unten noch zu beschreibenden) Trägerfrequenznachlaufa und zur Unterstützung der Wiedergewinnung eines Trägerphasensittarns wird das normale Restseitenbandspektrum modifiziert, indem ein Trägerfrequenzsignal eingefügt wird und indem dem übertragenen Spektrum ermöglicht wird, in der Nähe des Trägers etwa das Spektrum einer Zweiseitenbandmodulation darzustellen. (Siehe Fig. 3), Eine Summiereinrichtung 208 gemäss Fig. 2 addiert den Träger zu dem Ausgangssignal.

Wie in Fig. 1 dargestellt, besteht der ARTEM-Empfanger 200 aus einer Signalverarbeitungseinrichtung 106, einem Datendetektor 107 und einer Trägerwiedergewinnungseinrichtung 108. Von höchster Bedeutung für die vorliegende Erfindung ist das Trägerwiedergewinnungsuntersystem, das, obwohl es als gesonderter Block dargestellt ist, im wesentlichen ein integriertes Untersystem ist, welches einen Teil des ARTEM-Empfängers darstellt. Die Funktionsweise des in Fig. 4 näher dargestellten Trägerwiedergewinnungsuntersystems besteht darin, das Restseitenbandsignal in ein Basisbandsignal zu demodulieren, und zwar mit einer "besten" Trägerfrequenz-Abschätzung. Ferner bewirkt das Träger-

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Wiedergewinnungsuntersystem eine zusätzliche Trägerphasenkorrektur.

Das Trägerwiedergewinnungssystem kann (zum Zwecke einer leichten Erläuterung) in drei Hauptfunktionsbaugruppen aufgeteilt werden, die eine Phasenkorrektureinrichtung 400, ein Frequenznachlaufsystem 401 und eine Phasenabschätzeinrichtung 402 darstellen. Im Unterschied zu einer normalen phasenstarren Regelschleife, die in typischer Weise für Nachzieh- bzw. Nachlaufzwecke verwendet wird oder die sowohl in der Frequenz als auch in der Phase beeinflusst wird, zeigt das Frequenznachlauf- und Phasennachlauf system eine unterschiedliche Arbeitsweise. Die Abschätzung einer "besten* Trägerfrequenz ist die erste Funktion des Trägerwiedergewinnungssj'-stems. Wie in Fig. 5 näher dargestellt, v/ird dies durch das Frequenznachlaufsystem bewirkt, welches entweder als in der Frequenz mitgezogene Regelschleife erster Ordnung oder als in der Frequenz mitgezogene Regelschleife zweiter Ordnung arbeitet. Es ist von Bedeutung, darauf hinzuweisen, dass mit Rücksicht darauf, dass dieses System als eine in der Frequenz mitgezogene Regelschleife nicht versucht, einen Nachlauf auszuführen, eine Beeinflussung durch die Phase des einlaufenden Trägers oder der einlaufenden Trägersignale nicht vorhanden ist. Ist ein Eingangssignal mit einem oder mehreren scheinbaren Trägern gegeben und ist eine frequenzmässige Trennung aufgrund einer Dopplerdifferenz vorhanden, so wählt dieses System eine Trägerfrequenz aus, die dem Energieschwerpunkt der· Vielzahl - empfangener Träger entspricht. Das Eingangssignal ist dann der Teil des empfangenen Spektrums, in welchem erwartet werden kann, dass der Träger liegt. Die Ausgangssignale sind Sinus- und Cosinus-Signale mit einer "am besten" abgeschätzten Trägerfrequenz und mit einer beliebigen Phase.

Das Eingangssignal für das Trägerfrequenznachlaufsystem v/ird direkt einem abstimmbaren Diskriminator 501 zugeführt, dessen

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Mittenfrequenz durch das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 504 "bestimmt ist. Wenn die Diskriminatormittenfrequenz nicht dem Schwerpunkt der eintreffenden Trägerenergie entspricht, wird ein Fehlersignal an einen oder zwei Integratoren 502 und 503 abgegeben, die ihrerseits den spannungsgesteuerten Oszillator 504 steuern. Die Regelschleife ist dabei von erster oder zweiter Ordnung, und zwar jenachdem ob einer oder zwei Integratoren in die Regelschleife einbezogen sind. Bei der Regelschleii-'e erster Ordnung bleibt in dem Pail, dass ein selektiver Schwund die eintreffende Trägerenergie aufhebt, die Schleifenfrequenz erhalten, bis die Trägerenergie wieder auftritt. In der Schleife zweiter Ordnung ergibt sich jedoch mit Auftreten einer Schwunderscheinung beim Schleifenachlauf eine Änderung in der Trägerfrequenz von z.B. 2 Hz pro Sekunde. Die Schleife setzt dabei die Frequenzversehiebung mit einer Frequenz von 2 Hz pro Sekunde fort, bis die Trägerenergie wieder auftritt. In gewissem Sinn verwendet die Schleife zweiter Ordnung einen vorherigen Zustand, um die richtige Trägerfrequenz während einer frequenzmässigen sTLek^tiven Schwunderscheinung vorherzubestimmen. Der Sinusanteil und der Cosinusanteil der abgeschätzten "besten" Trägerfrequenz werden zur Demodulation des Eingangssignals benutzt. Im Anschluss an diese phasenverschobene Demodulation werden die beiden resultierenden Basisbandsignale durch ein Trägerphasenkompensationssystem geleitet, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Dieses System besteht aus einer Phasen-Abschätzeinrichtung 402 und einer Phasen-Korrektureinrichtung 400.

Die Theorie der Phasen-Korrektureinrichtung ist dabei folgende. Zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt existiert eine optimale Phase für die Demodulation des Restseitenbandsignals. Da diese Phase weder bekannt ist noch augenblicklich berechnet werden kann, wird die Bandpass-^ignalwelle durch phasenverschobene Träger mit einem willkürlichen Phasenwinkel demoduliert. Die

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gesamte in dem ursprünglichen Signal enthaltene Information kann als in zwei phasenverschobenen Wellenzügen enthalten! betrachtet werden; diese phasenverschobenen Wellenzüge werden in den beiden Verzögerungsleitungen gespeichert. Zu einem späteren Zeitpunkt wird die richtige Phase durch die Phasen-Abschätzeinrichtung 402 berechnet. Das Signal wird um T Sekunden verzögert, da die Phasen-Abschätzeinrichtung 402 diese Zeitspanne für die Abschätzung bzw. Bewertung der richtigen Phase benötigt. Ist die Phasenkorrektur erfolgt, so werden die verzögerten phasenverschobenen Signale einer Transformation ausgesetzt, durch die jeglicher Phasenfehler korrigiert wird, der durch die vorhergehende Demodulation des Signals bei einer willkürlichen Phase eingeführt worden ist.

Mathematisch ist die Phasenkorrekturoperation einfach darzustellen. Nimmt man an, dass das Restseitenbandsignal durch die Gleichung

s(t) = g(t) sin (2irf_dt) + g(t) cos (2?rf_dt) dargestellt ist, wobei

g(t) = das gewünschte Basisbandsignal,

g(t) = die Hilbert-Transformierung von g(t),

f_d = die Trägerfrequenz und

t = Zeit bedeuten,

und wird dieses Restseitenbandsignal durch den Demodulator 403 entsprechend der Funktion sin (2JTf^t + 0) demoduliert, so erhält man das Signal I'(t). Hierin bedeuten

0 den Phasenfehler des Demodulators und I'(t) das in der Phase befindliche Demodulatorausgangssignal.

Es kann durch trigonometrische Identitäten gezeigt werden, dass I'(t) gegeben ist durch die Beziehung

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I * (-fc) = s(t) . sin (2^f_dt + 0)

= g(t) . 1/2 cos 0 - g(t) · 1/2 cos (4JTf_dt + 0)

+ g(t) · 1/2 sin 0 +

g(t) . 1/2 sin (4Tf_dt + 0).

Nach Vornahme einer Tiefpassfilterung durch das Tiefpassfilter 405 und Verzögerung des Signals um die Zeitspanne T durch die Verzögerungsleitung 407 gelangt man zu dem Signal Ijfb¹), welches folgender Beziehung genügt:

i(t') = 1/2g(t^f) cos 0 + 1/2 g(t^f) sin 0, wobei

t¹ die verzögerte Zeitbezugsgrösse bedeutet. I(t') stellt das verzögerte, durch ein Zittern in ungünstiger Weise beeinflusstes gleichphasiges Signal dar,

In entsprechender Weise sei g(t) durch den Demodulator 404 demoduliert, indem die phasenverschobene Bezugsgrösse cos (2/Tfjt + 0) herangezogen wird und indem eine Tiefpassfilterung durch das Tiefpassfilter 406 und eine Verzögerung um eine Zeitspanne T in der Verzögerungsleitung 408 vorgenommen wird. Dadurch gelangt man zu dem Signal Q(t')t welches das verzögerte, durch Zittern ungünstig beeinflusste phasenverschobene Signal darstellt.

Es kann gezeigt werden, dass die Grosse Q(t^f) gegeben ist durch die Beziehung

Q(t') = - 1/2 g (t·) sin 0 + 1/2 g(t·) cos 0.

A A

Die obigen Signale l(t^f) und Q(t') sind bestimmte Signale, die beim falschen Phasenwinkel 0 demoduliert und in den Verzögerungsleitungen gespeichert wurden. Zu einem späteren Zeitpunkt werden die Grossen cos 0 und sin 0 berechnet. Die

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erwünschte Komponente g(t) kann durch die folgende Transformation von Koordinaten oder durch Matrizenmultiplikalion erhalten werden:

cos 0 - sin 0 sin 0 - cos 0

I(t')

1/2 g(f) 1/2 g(t')

Gleichung (H-1)

Der Ausdruck g(t') wird nicht unbedingt benötigt oder berechnet.

Somit vermag die Phasen-Korrektureinrichtung einen Phasenfehler zu kompensieren, der bei dem Demodulationsvorgang auftritt. Die obige Matrizenmultiplikation wird durch die vier Multipliziereinrichtungen 409» 410, 411 und 412 gemäss Pig. 4 ausgeführt, und die Addition wird durch die zwei Suramiereinrich tungen 413 und 414 gemäss Fig. 4 ausgeführt. Bei der obigen Erläuterung ist angenommen worden, dass ein Untersystem 402 gemäss Pig. 4 vorhanden ist, welches die richtige Trägerphase nach einer Yerzögerungszeit von T Sekunden abzuschätzen im Stande ist. Einzelheiten dieses Untersystems sind in Pig. 6 dargestellt. Anhand von Pig. 6 kann die Arbeitsweise der Trägerphasen-Abschätzeinrichtung leicht erläutert werden, wenn man sich der oben erwähnten Tatsache erinnert, dass in einem kleinen Bereich oberhalb des Trägers das Restseitenbandspektrum als Zweiseitenbandspektrum erscheint. Demgemäss kan^ft/fAP^n Träger, sin (27Tf^t), liegenden kleinen Bereich das Bandpass-Signal m(t) wie folgt angegeben werden:

m(t) = (k + g(t)) sin (2pf_dt)
Hierin bedeuten

k = zusätzliche Trägerleistung aufgrund der Einfügung

einer Trägerbake in dem Sender, t = Zeit

g(t)= Basiaband-Datensignal und
f(t)= Trägerfrequenz.

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Nimmt man an, dass m(t) durch Phasenschieber-Demodulatoren 601 und 602 bei einem Phasenfehlerwinkel 0 demoduliert wird und dass der Träger durch die Tiefpassfilter 603 und 604 gefiltert wird, so führt dies zu den phasenverschobenen Komponenten X und Y, die folgenden Beziehungen genügen:

X(t) = 1/2 [k + g(t)J cos 0 (15-1)

Y(t) = 1/2 [k + g(t)] sin 0 (15-2

Hierin bedeuten X(t) = die wiedergewonnene gleichphasige Trägerbake und

Y(t) = die wiedergewonnene phasenverschobene Trägerbake·

Der Sinus- und der Cosinusanteil des Demodulations-Phasenfehlers 0 kann dann gemäss folgender Beziehung erhalten werden:

cos 0 = X/|K² + Y²

sin 0 = Ti/jX² + Y²

Eine Möglichkeit zur Berechnung der obigen Werte besteht darin, einen digitalen Allzweckrechner zu verwenden, wie den Honeywell-6000-Rechner.

Es kann zum Beispiel gezeigt werden, dass in dem Fall, dass die in der Fhasen-Absehätzeinrichtung 402 verwendeten Tiefpassfilter 10-Hz-Tiefpassfilter sind, eine Zeitverzögerung von etwa T = 20 ms von dem Zeitpunkt, zu dem die falsche Phase für die Demodulation benutzt worden ist, vergeht, bis der Zeitpunkt 0 durch die obige Schaltung abgeschätzt werden kann. Demgemäss ist eine T Sekunden lang dauernde Verzögerung in dem demodulierten Signal erforderlich, bevor die Korrektur vorgenommen werden kann·

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Ea ist oben ausgeführt worden, dass es in dem ARTEM-Trägerwiedergewinnungssystem von Vorteil ist, den Trägerfrequenznächlaufvorgang von dem TrägerphasennachlaufVorgang zu trennen. Der Grund hierfür liegt darin, dass in dem Fall, dass die wiedergewonnene Trägerbake einen Schwund auf eine geringe Amplitude besitzt, die Phase häufig eine sehr schnelle Änderung erfährt, wodurch in der Augenblicksfrequenz der wiedergewonnenen Bake Langzeitveränderungen hervorgerufen werden. Wenn die wiedergewonnene Bake wieder eine genügende Amplitude erhält, um bedeutsam zu werden, ist die mittlere Frequenz der wiedergewonnenen Bake üblicherweise dieselbe wie sie vor dem Schwund war. Demgemäss besteht die Forderung bezüglich des Trägerfrequenznachlaufs in der Fähigkeit, das Frequenznachlaufsystem nur dann einzustellen, wenn die Amplitude der Trägerbake hinreichend hoch ist, und in das System eine genügende Trägheit einzubauen, um von dem bisherigen Verlauf ausgehend während der Intervalle, während der die empfangene Bakenamplitude unzureichend ist, eine Extrapolation vornehmen zu können. Systeme dieser Art werden dazu benutzt, einen Nachlauf bezüglich der Baken bzw. Leitstrahleender von Navigationssatelliten zu bewirken.

Eine andere Forderung der Frequensnachlaufschleife besteht darin, dass sie eine genügend grosse Bandbreite besitzen muss, um eine Trägerbakenverschiebung um — 75 Hz von der Nennfrequenz zu gewinnen und dennoch über eine schmale Bandbreite in dem Sinn zu verfügen, dass die für die Messung der Trägerfrequenz benutzte durchschnittliche Zeit ziemlich lang sein muss (z.B. 100 ns), damit Kurzzeiteffekte aufgrund einer störenden Schwunderscheinung oder aufgrund von störenden Daten auszumitteln sind.

Es ist nicht möglich, eine phasenstarre Schleife aufzubauen, die den obigen Forderungen genügt. Die betreffenden Forderungen können jedoch erfüllt werden, indem ein Frequenznachlaufsystem benutzt wird. In Fig. 7 ist ein derartiges System dargestellt.

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Der obere Teil in Mg. 7 stellt einfach einen Diskriminator dar, der ein Frequenzfehlersignal liefert, welches über einen oder mehrere Integratoren 724 und 725 dem spannungsgesteuerten Oszillator 726 zugeführt wird. Dieser Oszillator 726 ist mit einer Frequenz betrieben, die dem Vierfachen der Trägerfrequenz entspricht· Digitale Verknüpfungsschaltungen 727 bewirken eine Untersetzung des Oszillator-Ausgangssignals um einen Paktor von 4» um zwei Rechteckwellen zu erhalten, die mit der Trägerfrequenz auftreten und die um genau 90° gegeneinander phasenverschoben sind. Diese Rechteckwellen steuern die Demodulatoren 701 und 702, welche zum Zwecke der Y/iedergewinnung der Trägerbake bzw· des Trägersignals die Eingangssignale demodulieren. Wenn die Tiefpassfilter 703 und 704 eine Bandbreite von z.B. 75 Hz besitzen, so gelangen Eingangssignale innerhalb von 75 Hz der Demodulatorsteuerfrequenζ f_d durch diese Filter hindurch. Das Ergebnis besteht darin, dass diese beiden Demodulatoren und Filter entsprechend einem Bandpassfilter mit einer Gesamtbandbreite von 150 Hz wirken, deren Mitte etwa bei der Demodulatorfrequenz f_d liegt, wie dies in Fig. 9a gezeigt ist. Die beiden Filter 703 und 704 begrenzen die Bandbreite der Eingangssignale, die den Diskriminator erreichen können. Die nächsten vier Modulatoren 706, 707, 708 und 709, die Tiefpassfilter 710, 711, 712 und 713 und das Verknüpfungsnetzwerk 714» 715»716 und 717 wirken entsprechend Bandpassfiltern, deren Mittenfrequenzen bei etwa f<j-f_r und f, + f liegen, wobei f die Frequenz bedeutet, die zur Steuerung dieser vier Modulatoren benutzt wird. Die vier., Modulatoren verschieben das Ausgangssignal der Tiefpassfilter 703 und 704 um f nach oben und nach unten, wodurch ein ^weiseitenbandspektrum erzielt wird. Die Tiefpassfilter 710 bis 713 leiten Oberwellen des Rechteckwellen-Modulationsvorgangs ab und bewirken eine allmähliche Bedämpfung der Amplitude in Abhängigkeit von der Frequenz. Wenn die Ausgangssignale der Tiefpassfilter 710 und 711 addiert werden, hebt sich eine Reihe von Signalkomponenten auf, und die andere Reihe von Signalkomponenten addiert

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sich zueinander, so dass lediglich um die Frequenz f^ - f liegende Resultate erhalten bleiben. Wenn die Ausgangssignale dieser beiden Filter subtrahiert werden, findet eine Aufhebung bzw. Addition entgegengesetzter Reihen bzw, Sätze von Komponenten statt, wodurch lediglich die um die Frequenz f^ + f_r liegenden Ergebnisse erhalten bleiben.

Hat das Eingangssignal einen sinusförmigen Verlauf, so sind die Grossen X und Y sinusförmig. Die betreffenden Grossen sind in der Amplitude gleich und in der Phase um 90° gegen-

2 2

einander verschoben. Da sin + cos = 1 ist, kann die Augenblicksspitzenamplitude durch Quadrieren von X, Quadrieren von Y, Addieren beider Grossen und durch Ziehen der Quadratwurzel aus der Summe erhalten werden. Da das Ausgangssignal nicht von den besonderen Phasen der Grossen X und Y abhängt, ändert es sich nicht mit der Zeit. Demgemäss ist keine Tiefpassfilterung erforderlich.

Wenn das Ausgangssignal des der niederen Frequenz zugehörigen Schmalbandfilters von dem Ausgangssignal des der höheren Frequenz zugehörigen Schmalbandfilters subtrahiert wird, wird das Differenzsignal erhalten, wie es in Fig. 9D gezeigt ist. Werden ausserdem die Bandpassfilter- derTiefpassfilter 703 und 704 berücksichtigt, so wird ausserdem die in Fig. 9A gezeigte Bandpasswirkung erzielt, die die Ergebnisse liefert, wie wie in Fig. 9E veranschaulicht sind. In Fig. 9B sind dabei die Bandpasswirkungen für den Fall gezeigt, dass die Tiefpassfilter 710, 711, 712 und 713 mit den Modulatoren 706, 707, 708 \ und 709 zusammenwirken und dass ihre Ausgangssignale zur Bildung der Grossen X^ und Y^ zusammengefasst werden. In Fig. 90 sind die BandpassWirkungen für den Fall gezeigt, dass die Tiefpassfilter 710, 711, 712 und 713 mit den Modulatoren 706, 707, 708 und 709 zusammenwirken und dass ihre Ausgangssignale unter Lieferung der Grossen X₂ und Y₂ zusammengefasst werden. Das Ergebnis gemäss Fig. 9C

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abzüglich des Ergebnisses gemäss Fig. 9B führt zu dem Ergebnis gemäss Fig. 9D, bei dem es sich um das Gesamtergebnis eines Diskriminators handelt· In diesem Zusammenhang sei noch bemerkt, dass auch ein mehr herkömmlicher Diskriminator in Verbindung mit der Erfindung verwendet werden könnte.

Die mittlere Zeit der Frequenznachlaufschleife kann dadurch eingestellt werden, dass die Werte von den Integratoren 725 bzw. 724 zugehörigen Kondensatoren 732 und 730 und Widerständen 739 und 740 geändert werden. Die betreffenden Bauelemente sind im unteren Teil der Fig. 7 dargestellt. Ein Schalter 721 ermöglicht einer Bedienperson, zwischen einer frequenzstarren Schleife 722 1. Ordnung und einer frequenzstarren Schleife 723 zweiter Ordnung zu wählen. Ist der Schalter so eingestellt, dass die Schleife erster Ordnung ausgewählt ist, wenn das Trägersignal einen Schwund zeigt, so würde das Frequenznachlaufsystem solange versuchen konstant zu bleiben, bis das betreffende Signal wieder aufgetreten ist. Würde demgegenüber die Frequenznachlaufschleife im Betrieb zweiter Ordnung arbeiten und würde das Trägersignal bzw. die Trägerbake eine frequenzmässige Änderung mit einer konstanten Geschwindigkeit von z.B. 2 Hz pro Sekunde vor dem Verschwinden erfahren, so würde das Ausgangssignal der Frequenznachlaufschleife versuchen, die Änderung mit einer Geschwindigkeit von 2 Hz pro Sekunde bis zum Wiederauftreten des Signals bzw. der Bake fortzusetzen. Bei dieser Betriebsart würde das System versuchen, der gewissermassen ein Massenzentrum darstellenden Mitte des empfa^jsnen Signalspektrums nachzulaufen anstatt irgendeinem bestimmten Baken-Signalbild· Jegliche Unsymmetrie in dem Signalspektrum bzw. leitstrahlspektrum in Bezug auf die Demodulatorsteuerfrequenz würde zur Abgabe eines Fehlersignals von dem Diskriminator und damit zur Einstellung der Frequenz des örtlichen spannungsgesteuerten Oszillators 726 führen.

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Durch Aufschalten bzw. Aufrasten auf die mittlere Frequenz anstatt auf den bestimmten Ton neigt die frequenzstarre Schleife dazu, die Geschwindigkeit zu verringern, mit der das Trägerfrequenznachlaufsystem eine Änderung erfährt. In diesem Zusammenhang sei z.B. angenommen, dass die beiden Trägerbakensignale wiedergewonnen werden, die etwa dieselbe Amplitude besitzen und die in der !Frequenz um zwei Hz voneinander getrennt sind. Wäre das Frequenznachlaufsystem auf eines dieser Signale eingerastet, so würde das andere Signal bewirken, dass das wiedergewonnene Bakensignal mit einer Frequenz von 2 Hz eine Schwebung hervorrufen würde. Durch Einrasten auf die Mitte zwischen diesen beiden Tönen kann die Schwebungsfrequenz auf ein Hz pro Sekunde herabgesetzt werden. Dieses Merkmal ist eines der Merkmale, die es wünschenswert machen, der gewisaermassen einen Massenpunkt darstellenden Mitte des Pilottonspektrums nachzulaufen anstatt der gröasten Einzelkomponente. Ein weiterer Vorteil des Nachlaufens des sogenannten Massenpunkts liegt darin, dass es bei gleichzeitiger Überwachung mehrerer Bakensignale unter Verwendung einer ziemlich grossen Eingangsbandbreite bei dem Diskriminator sehr unwahrscheinlich wird, dass ein falscher Pilotton die frequenzstarre Schleife fängt und sie von der mittleren Bake soweit wegzieht, dass die Nachlaufschieife nicht mehr im Stande ist, das Bakensignal wiederzugewinnen. Eine herkömmlichere phasenstarre Schleife kann anstelle der obigen frequenzstarren Schleife verwendet werden, und zwar je nach der Art und Grosse der eingeschlossenen Kanal-Qualitätsherabsetzungen,

Die Zwischenverbindungen zwischen dem Frequenznachlaufmodul und dem Trägerphasenkompensationsmodul 800 sind in Pig. 8 gezeigt. Das Eingangssignal kommt von dem HP-Empfänger her, obwohl auch andere Datenkanäle benutzt werden können. Die I- und Q-Ausgangssignale gelangen zu einer (nicht gezeigten) Signalverarbeitungseinrichtung hin, die eine adaptive Anpassungsfilterung und/oder Echtzeit-Entzerrung vornehmen kann, um die Datensignale wieder zu gewinnen. Es ist aber auch möglich, dass die betreffende Verarbeitungseinrichtung keine dieser Punktionen

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ausführt. Die Signalverarbeitungseinrichtung kann ferner automatische Verstärkungsregeloperationen und Trägerphasenkompensationsoperationen intern ausführen. Das Frequenznachlaufmodul 700 liefert die Modulatorsteuersignale an das Trägerphasenkompensationssystem 800_c In Fällen, in denen die Trägerfrequenzunsicherheit gering ist, kann das Trägernachlaufsystem durch einen bei fester Frequenz arbeitenden Oszillator ersetzt werden.

Eine Frequenzverschiebung kann einem Phasenfehler gleichgesetzt werden, der sich zeitlich linear ändert. Erfolgt die Änderung langsam genug, so ist das Phasenkompensationssystem im Stande, diesen sich zeitlich ändernden Fehler zu ermitteln und zu korrigieren.

Gemäss Fig. 10 ist ein Restseitenbandfilter 1001 mit zwei oberen Demodulatoren 1002 und 1003 verbunden, die zur Demodulation von um 90° zueinander phasenverschobenen Daten von dem Träger dienen. Zwei untere, mit einer 90 -Phasenverschiebung arbeitende Demodulatoren 1004 und 1005 sind ebenfalls an dem Eingang angeschlossen. Obwohl diese Demodulatoren, wie dies in Fig. 10 dargestellt ist, als von den Demodulatoren 1002 und 1003 getrennte Demodulatoren dargestellt sind, kann es sich tatsächlich um dieselben Demodulatoren handeln. Zum Zwecke einer leichten Erklärung sind in Fig. 10 jedoch zwei gesonderte Demodulatoren dargestellt. Die Eingangssignale für die Demodulatoren 1004 und 1005 können vom Eingang oder Ausgang des Restseitenbandfilters oder von irgendeiner anderen Schaltung her stammen, vorausgesetzt, dass die Verzögerungen von Verzögerungsgliedern 1014 und 1015 entsprechend eingestellt sind. Die um 90° phasenverschobenen Datensignale werden von den beiden Daten-Tiefpassfiltern 1005 und 1007 verarbeitet und anschliessend von zwei Analog-Digital-Wandlern 1010 und 1011. Die^beiden Ausgagssignale von den Analog-Digital-Wandlern. sind mit I und Q bezeichnet; diese AusgangsBignale werden durch die Verzögerungsleitungen 1014, 1015 weiter verarbeitet,

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so dass die für die Einstellung irgendeines bestimmten Paares von Datenproben benutzten Phasenkorrektursignale dieselbe Verzögerung aufweisen wie die Datenproben, wodurch eine Information benutzt wird, die in Bezug auf die korrigierten Datenproben vergangen ist, vorhanden ist und künftig auftreten wird. Die Signale I und Q werden verzögert und dann an ein Koordinaten-Transformationsmodul 1016 abgegeben, welches mathematisch einem Resolver äquivalent ist und welches die Signale I und Q um den gewünschten Winkel θ dreht, um die kompensierten digitalen Signale I und Q zu erhalten, die in Phase bzw. um 90° phasenverschoben sind» Das Koordinatentransformationsmodul 1016 kann durch Verwendung eines digitalen Allzweckrechners, wie des Honeywell-Rechners der Serie 6000, realisiert sein, der gemäss der Matrizenrotationsgleichung (14-1) programmiert ist. Diese kompensierten Signale I und Q sind dieselben Signale wie diejenigen Signale, die man erhalten würde, wenn die Phasenkorrekturgrösse θ an die für phasenrichtige Signale und für phasenverschobene Signale vorgesehenen Demodulatoren vor dem Zeitpunkt zugeführt würde, zu dem die Signale ursprünglich demoduliert wurden. Demgemäss kompensiert die Koordinatentransformation den gemessenen Trägerphasenfehler.

Die Anordnung zur Bestimmung des Trägerphasenfehlerwinkels θ ist in der unteren Hälfte der Fig. 10 dargestellt. Die phasenverschobenen Komponenten des demodulierten Trägersignals werden Trägertiefpaßfiltern 1008 bzw. 1009 zugeführt; sie stellen Analogsignale für diese Trägertiefpaßfilter 1008 und 1009 dar. Die gefilterten Signale werden dann Analog-Digital-Wandlern 1012 und 1013 zugeführt, die diese Größen in digitale Ausgangssignale umsetzen, welche mit X und Y bezeichnet sind. Da in das Bakensignal in der Phase liegende Daten im Sender eingeführt werden, besitzen die Daten zu beiden Seiten des Trägerbakensignals denselben Phasenwinkel wie das Bakensignal selbst, wobei

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bezüglich der Daten eine Amplitudenmodulation vorliegt anstatt eine Phasenmodulation in bezug auf das Trägerbakensignal. (Der Grund hierfür liegt, wie oben erläutert worden ist, darin, daß das Restseitenbandsignal zum Zwecke der Unterstützung der Trägerwiedergewinnung durch die Einführung einer Trägerfrequenzleistung modifiziert worden ist, die mit den Daten in Phase ist, und daß das übertragene Spektrum in der Nähe des Trägers etwa ein Zweiseitenband ist; siehe Fig. 3.) Somit zeigt das Datensignal nahe des Trägers das Aussehen eines Zweiseitenband-AM-Signals, nicht aber das eines Restsei tenbandsignals oder Einseitenbandsignals. Die digitalen Signale X und Y stellen daher die Amplitude des wiedergewonnenen Trägerdatensignals in den Demodulatorkanälen für mit richtiger Phase auftretende Signale bzw. für mit einer 9O°-Phasenverschiebung auftretende Signale dar. Die Vorzeichen dieser beiden Ausgangssignale X und Y und ihr Verhältnis werden dazu benutzt, den Trägerphasenfehlerwinkel θ zu berechnen; bei dem Ergebnis handelt es sich Jedoch nicht um den Winkel Θ, sondern um sin θ und cos Θ. Diese Größen werden nämlich eigentlich in dem digitalen Resolver 1016 benötigt. Deshalb berechnet die Rechner-Hardware 1017 von den Werten X und Y die Größen sin θ und cos Θ, vie dies veranschaulicht ist. Zur Ausführung dieser Operation kann ein Allzweckrechner verwendet werden. Obwohl bei dieser Ausführungsform die Rechnung digital ausgeführt wird, kann die betreffende Rechnung auch in analoger Weise oder durch Anwendung eines Hybrid-Prinzips ausgeführt werden, wie es in der nachstehend zu beschreibenden Ausführungsform der Fall ist. Bei gegebenen Werten sin θ und cos θ ist das Koordinatentransformationsverfahren zur Durchführung der Phaseneinstellung einfach. Sind z.B.
S_n = sin Θ,
C.. = cos θ und

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= die η-te Probe von X(t)^wie dies in der Gleichung 15-1

festgelegt ist, und

Y-. = die n-te Probe von Y(t), wie dies in der Gleichung 15-2 festgelegt ist, so gilt die Beziehung

FUhrt man die Größe £_N = R_n ² - 1 ein, so gelangt man zu

wobei Kj. wie folgt definiert ist: 1

Nach dem Binomialtheorem gilt:

* 1 -5/2 , 2 (ζ

£.3 (-1/2 χ 3/2 χ 5/2) (1x2x3)

,_ . -9/2 _c 4 (-1/2 χ - 5/2 χ - 5/2 χ - 7/2)

+ 1 £, ( 1 χ 2 χ 3 χ 4 ^-J-+

- 1/2 £ + 3/8 £² - 15/48 £1³ + 105/384 ^.⁴ - 189/768 ^.⁵ +. = 1-1/2£.+ 3/2£²- 15/16 £1³ + 35/128 <^⁴ - 63/256£1⁵ + 231/1024 £: ⁶ - 429/2048 £.⁷ +

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PUr eine wirksame Ausnutzung der verfügbaren Hardware wird κ durch die folgende iterative Approximation erhalten: Gjt ist eine Approximation von K_n und

K„ -1 ist der für die vorhergehende Phasenkorrektur berechnete Wert von K, unter Heranziehung von X_n-1 und Y_n-1

0N =	3/2 -	2 KN	-1	RN	2	I
Kn =	3/2 -		2		j
2 GN		2 RN
	2

-1

Hierin bedeutet K_n =

Um zu verhindern, daß der Algorithmus zu einer unerwünschten Lösung hinläuft und einer unerwünschten Lösung folgt, wie dies dann der Fall sein kann, wenn K_n1 kleiner ist als Null oder größer ist als +3, wird in den Rechner eine Prüfung eingeführt, um zu bestimmen od die Beziehung:

1/2 ^- K_n ^- 2 erfüllt ist.

Der Wert für K_n wird auf 1 festgesetzt, wenn diese Prüfung nicht genügt. Durch Verwendung eines analogen Systems zur automatischen Verstärkungsregelung wird K etwa bei 1 gehalten, indem die Verstärkung des in der Verstärkung veränderbaren

2 Verstärkers in dem Fall erhöht wird, daß R_n kleiner ist als 1,

309835/101?

und in dem Fall herabgesetzt wird, daß R_n größer ist als 1 (siehe Fig. 11).

Die obige Gleichung wird durch die nachstehend angegebenen Programmschritte ausgeführt, wobei die einzelnen Größen folgende Bedeutung haben:

X_n = digitaler Wert der N-ten Probe eines phasenrichtigen Trägerausgangssignals von dem Tiefpaßfilter 1125,

Y_n = digitaler Wert der N-ten Probe des phasenverschobenen Trägerausgangssignals des Tiefpaßfilters 1124,

I_n = digitaler Wert der N-ten Probe des phasenrichtigen Datenausgangssignals des Tiefpaßfilters 1108, wobei dieses Datenausgangssignal durch die Verzögerungsleitung 1113 in richtiger Weise verzögert worden ist,

Q_n = der digitale Wert der N-ten Probe des phasenverschobenen Datenausgangssignals des Tiefpaßfilters 1107, wobei dieses Datenausgangssignal durch die Verzögerungsleitung 1112 in richtiger Weise verzögert worden ist.

(1) ^n ⁼ ^N * ^N

⁽²⁾ V ^{s Y}N * ^YN

(3) rJ = X_M ² + Y,

/Vl

wobei K_n-1 eine zuvor berechnete Bewertungsgröße bzw. Abschätzgröße von ₁

ζ^ζ=ζζ=ζζ=ζ ^ist·

1 ^N-1

Es sei hier bemerkt, daß K_n-1 als erste Approximation für benutzt wird.

3Ü9835/ 101 7

(6) ILj = Bjt /ρ durch Rechtsverschiebung um eine Binärstelle

erreicht

(7) F_n . _3/2 . _Ejj

(8) G_M = K₁, . · F_H Es sei bemerkt, daß G_M eine verbesserte

zweite Approximation bezüglich K_n ist.

(9) G_n ² = G_n - G_n

(10) J_n = G_n ² . R_n ²

(11) Ljj = Jjt/2 durch Rechtsverschiebumg um eine Binärstelle

erreicht

(12) M_n = 3/2 - L_n

• G Es sei bemerkt, daß K_n die Endapproximation bezüglich K_M ist. Ferner sei be-

,*\s ■!■■

merkt, daß L, L· = cos θ» und

	von In	V Y ΛΝ Ν	= sin	ΘΝ ist.	folgt
Die Berechnung vorgenommen:		= In cos Qn + Qn	sin ΘΝ	wird wie
(15) Q1J, = Yn ·	+ Q'N
(16) S-H « I-H

(17) I_n = S'_N

Ist I„ das hinsichtlich des Phasenzitterns kompensierte Ausgangssignal für den phasenrichtigen Datenkanal, so wird für diesen besonderen Anwendungsfall die Größe Q_n nicht benötigt.

Gemäß Pig. 11 verstärkt ein hinsichtlich der Verstärkung veränderbarer Verstärker 1101 das Eingangssignal derart, daß dieses nicht allzusehr verstärkt wird und damit der Sättigungszustand nicht erreicht ist. Andererseits wird das betreffende Eingangssignal jedoch nicht so schwach verstärkt, daß Störsignale einen großen Anteil des Signals ausmachen. Ein Verstärker dieser Art wird an anderer Stelle näher beschrieben. Das von dem hinsichtlich der Verstärkung veränderbaren Verstärker 1101 abgegebene verstärkte Signal wird einem Restseitenbandfilter 1102 zugeführt, welches von herkömmlichem Aufbau sein kann (siehe Fig. 7.10 auf Seite 181 des Buches "Principles of Data Communications" von R.W. Lucky, J. Salz, E.J. Weldon, McGraw-Hill - hier ist ein typisches Restseitenbandfilter R (w) angegeben).

Das Ausgangssignal des Restseitenbandfilters 1102 wird direkt oder indirekt vier Phasenschieber-Demodulatoren 1103, 1104, 1122 und 1123 zugeführt. Die Demodulatoren 1103 und 1104 sind in typischer Weise Demodulatoren des Schalttyps (siehe Anwendungshinweise von National Semiconductor, veröffentlicht 1970 in "MOS Analog Switches AN-38" bezüglich der Beschreibung von schaltenden Demodulatoren). Die betreffenden Demodulatoren verschieben das Durchlaßbandsignal in ein Basisbandsignal hinab, wobei jedoch bei diesem Vorgang unerwünschte Oberwellen auftreten. Da diese Demodulatoren 1103 und 1104 das ihrem Eingangsanschluß zugeführte Eingangssignal mit Rechteckwellen multiplizieren, liefern die Oberwellen der Rechteckwellen höhere Oberwellen am Ausgang. Diese unerwünschten Oberwellen werden in herkömmlicher Weise durch Datenfilter 1107 bzw. 1108 herausgefiltert (siehe L(w) gemäß Fig. 7.10 auf Seite 181 des oben genannten Buches "Principles of Data Communication"). Die zur Steuerung der Rechteckwellen-Demodulatoren 11f^;3 und 1104 dienen-

309835/ 1017

den Signale werden von einem 4:1-Umsetzer 1105 gewonnen, der zwei Rechteckwellen abgibt, die eine Phasenverschiebung von 90° besitzen. Bei einem herkömmlichen digitalen Verfahren zur Ausführung dieses Vorgangs werden herkömmliche Flipflops benutzt, um das höherfrequente Taktsignal herabzusetzen, das von einer verzögerten phasenstarren Schleife 1106 erhalten wird (siehe "Phaselock Techniques" von Floyd M. Gardner, 1966, John Wiley & Sons). Die phasenstarre Schleife braucht dabei nicht sehr genau oder sehr schnell zu arbeiten - die einzige Forderung besteht darin, daß die betreffende Schleife eine hinreichend dichte Annäherung an die Trägerfrequenz erreicht, so daß die Fehler von der nachstehend noch zu beschreibenden unteren Schleifenschaltung - das Trägerzittern - Abschätzuntersystem - erhalten werden können. In gewissen Anwendungsfallen kann ein Quarzfestoszillator anstelle der phasenstarren Schleife verwendet werden, da die untere Schleifenschaltung geringe Frequenzversetzungen kompensieren kann.

Die Ausgangssignale der Datenfilter 1107 und 1108 werden zu bestimmten Zeitpunkten mit derselben Baud-Frequenz abgetastet, die im Sender benutzt wird. (Sin Baud kennzeichnet die Übertragungsarbeitsgeschwindigkeit und ist gemäß dem "Carrier and Microwave Dictionary" von Lenkurt Electric Company als Gesamtzahl von elementaren Codeelementen pro Sekunde definiert.) Da in dem mit 19,2 Kilobit pro Sekunde arbeitenden Modem gemäß der vorliegenden Ausführungsform jedes pulsamplitudenmoduliertes Signal bzw. PAM-Signal vier Bits enthält - obwohl es auch irgendeine andere Anzahl, wie 1, 2 oder 3, etc., von Bits enthalten könnte, ist durch Division von 19,2 durch 4 festgelegt, daß 4800 unabhängige PAM-Zeichen bzw. -Symbole pro Sekunde übertragen werden. Dieser Zahlenwert ist selbstverständlich der Nyquist-Zahlenwert für einen Kanal mit

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der halben Bandbreite dieses Werts, d.h. mit einer Bandbreite von 2A00 Hz. Damit wird bei dieser Ausführungsform die Nyquist-Zahl von Impulsen bei einer Bandbreite von 2400 Hz übertragen, wobei Jeder Impuls vier Informationsbits enthält. Zwei Abtast- und Halt^eschaltungen 1109 und 1110 nehmen eine Probe Je Baud-Periode auf, wobei die Baud-Abtastzeitpunkte von einem Baud-Bakensignal in einer herkömmlichen Weise gewonnen werden. Die Baud-Ausgangssignale werden durch einen herkömmlichen Analog-Digital-Wandler 1111 in ein digitales Signal umgesetzt. Das von dem Analog-Digital-Wandler 1111 abgegebene digitale Signal wird einer phasenrichtig und einer phasenverschoben arbeitenden Verzögerungsleitung 1112 bzw. 1113 zugeführt, wodurch die Dateninformationssignale phasenrichtig bzw. mit einer 90° Phasenverschiebung solange verzögert werden, bis der untere Regelkreis bzw. das Trägerzittern-Abschätzuntersystem, bestehend aus dem in der Verstärkung veränderbaren Verstärker 1121, den für phasenrichtige und phasenverschobene Signale dienenden Demodulatoren 1122 und 1123, den für phasenrichtige und phasenverschobene Signale vorgesehenen Tiefpaßfiltern 1124 und 1125 und den Block 1100, den Fehler in dem Demodulationswinkel θ abschätzen kann. (Die Verzögerungsleitungen können ein seriell arbeitendes digitales Schieberegister oder eine Reihe paralleler Schieberegister sein.) Wenn der Phasenfehler durch die untere Schleife abgeschätzt worden ist, werden die Slnus- und Cosinuswerte des Winkelfehlers von der unteren Schleife an die Multipliziereinrichtungen 1114 und 1115 abgegeben. Die phasenrichtigen und mit einer 90°-PhasenverSchiebung auftretenden Komponenten der Datensignale von den Verzögerungsleitungen 1112 und 1113 werden ebenfalls den Multipliziereinrichtungen 1114 und 1115 zugeführt, in welchen diese Signale mit den in Frage kommenden Sinus- und Cosinus-Werten multipliziert werden.

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Die von den Multipliziereinrichtungen 1114 und 1115 abgegebenen Ausgangssignale werden dann in einem Addierer 1118 addiert, um die vom Zittern befreite phasenrichtige Komponente zu erhalten. Das von Zittern befreite Signal wird dann unter Verwendung herkömmlicher Modems in einer normalen Weise verarbeitet.

Die untere Schleife gemäß Fig. 11, die das Trägerzittern-Abschätzuntersystem darstellt und die aus dem in der Verstärkung veränderlichen Verstärker 1121, den Phasenschieber-Demodulatoren 1122 und 1123, den Tiefpaßfiltern 1124 und 1125 und dem Block 11CX) besteht, wird dazu benutzt, eine Abschätzung bezüglich des Trägerphasenfehlers während des Demodulationsvorgangs zu erhalten. Der in der Verstärkung veränderbare Verstärker 1121 liefert eine optimale Verstärkung für das Eingangssignal. Das Verstärkungsregelsignal für den in der Verstärkung veränderbaren Verstärker 1121 wird vom Ausgang eines Integrators 1117 erhalten, der die Verstärkungskorrekturgröße von dem Digitalrechner 1129 her integriert. Das Ausgangssignal des in der Verstärkung veränderbaren Verstärkers 1121 wird den Phasenschieber-Demodulatoren 1122 bzw. 1123 zugeführt, bei denen es sich um Demodulatoren desselben Typs handelt, wie er für die Demodulatoren 1103 und 1104 verwendet wird. Das Ausgangssignal der Demodulatoren 1122 und 1123 wird den Trägertiefpaßfiltern 1124 bzw. 1125 zugeführt. Diese Tiefpaßfilter sind den Datenfiltern 1107 und 1108 ähnlich. Ein Unterschied besteht jedoch darin, daß die Trägertiefpaßfilter 1124 und 1125 eine geringere Bandbreite besitzen, so daß sie einen größeren Anteil der Datensignale unterdrücken, während ein größerer Anteil der ein Zittern aufweisenden Seitenbänder um den Trägerpilotton herum durchgelassen wird. Die Ausgangssignale dieser Trägertiefpaßfilter 1124 und 1125 werden in Abtast- und Halteeinheiten 1126 und 1127 mit derselben Taktfrequenz und zu

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derselben Zeit abgetastet, wie sie für die Steuerung der Abtast- und Halteeinheiten 1109 und 1110 benutzt worden ist. Die Trägersignale von den Abtast- und Halteeinheiten 1126 und 1127 werden einem Analog-Digital-Wandler 1128 zugeführt, in welchem die betreffenden Signale in digitale Signale umgesetzt werden. (Wenn der Digitalrechner 1129 schnell genug arbeitet, kann der Analog-Digital-Wandler 1128 weggelassen werden, und der Analog/Digital-Wandler 1111 kann auf der Zeitteilbasis verwendet werden.) Die Ausgangssignale Y_n und X_n des Analog/Digital-Wandlers 1128 werden dem Digitalrechner 1129 zugeführt, bei dem es sich um einen Allzweckrechner handeln kann, wie um einen Rechner des Typs Honeywell 6000, oder um einen Spezialrechner, der zur Lösung des oben abgeleiteten speziellen Algorithmus ausgelegt ist. Der Digitalrechner berechnet den Sinuswert und Cosinuswert der Korrekturwinkel in Übereinstimmung mit dem obigen Algorithmus und gibt diese Signale an die Multipliziereinrichtungen 1114 und 1115 ab, wie dies zuvor erläutert worden ist. Darüber hinaus berechnet der Digitalrechner die Größe R_n ² , die gleich X^²' + Y_n ist. Dieses Signal wird zur Steuerung der automatischen Verstärkungsregelspannung des in der Verstärkung veränderbaren Verstärkers 1121 in dem Trägerzittern-Abschätzuntersystem be-

2
nutzt. Die Größe R_n wird bei jeder Baud-Zeit berechnet. Ist größer als 1, so wird an den Integrator 1117 ein Signal

über den 1-Bit-Digital/Analog-Wandler 1130 abgegeben, wodurch eine Herabsetzung der Verstärkung des in der Verstärkung ver-

2 änderbaren Verstärkers bewirkt wird. Ist R_n kleiner als 1, so wird ein Signal abgegeben, das eine Erhöhung der Verstärkung des in der Verstärkung veränderbaren Verstärkers bewirkt. Diese Rückkopplungsschleife hält dabei die Größe R_n ² nicht genau bei 1, sondern hält sie nahe genug bei dem entsprechenden Wert, so daß durch den oben erläuterten Rechner-Algorithmus eine Lösung schnell erhalten werden kann.

309835/ 101 ?

Claims (21)

Patentansprüche

1. Verfahren zum Korrigieren eines durch Phasenzittern verfälschten Nachrichtenübertragungssystems, in welchem Träger- und Datensignale auftreten, dadurch gekennzeichnet daß eine richtige Phasenlage für eine Demodulation abgeschätzt wird, daß die Datensignale um eine Zeitspanne verzögert werden, die gleich der abgeschätzten Trägerphasen-Zeitverzögerung zu dem Zeitpunkt ist, zu dem eine Trägerphasenkorrektur vorgenommen wird, und daß die Trägerphasenkorrektur ausgeführt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenkorrektur zu einem vor der Demodulation liegenden Zeitpunkt vorgenommen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenkorrektur zu einem nach der Demodulation liegenden Zeitpunkt vorgenommen wird.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 Ms 3, dadurch gekennzeichnet,

a) daß die Daten von dem Träger phasenverschoben demoduliert werden,

b) daß die zur Korrektur der Phasenzitter-Verfälschung auszuführende Trägerphasenwinkelkorrektur abgeschätzt wird,

c) daß die phasenverschobenen Datensignale um einen Betrag verzögert werden, der gleich der abgeschätzten Trägerphasen-Zeitverzögerung ist, und

d) daß das zeitlich verzögerte phasenverschobene Datensignal um den abgeschätzten Trägerphasenwinkel korrigiert wird.

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5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverschobenen Datensignale in Daten-Tiefpaßfiltern (1006, 1007) vor einer Verzögerung der Datensignale verarbeitet werden.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverschobenen Datensignale in Analog-Digital-Wandlern (1010, 1011) vor einer Verzögerung der Datensignale verarbeitet werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverschobenen Trägersignale in Träger-Tiefpaßfiltern (1008, 1009) und Analog-Digital-Wandlern (1012,1013) verarbeitet werden.

8. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet,

a) daß Phasenschieber-Demodulatoren (1002, 1003; 1004,1005) zur Demodulation der Datensignale aus den Trägersignalen vorgesehen sind, wobei die demodulierten Datensignale und Trägersignale Jeweils in Phase liegende Komponenten bzw. um 90° phasenverschobene Komponenten enthalten,

b) daß mit den Phasenschieber-Demodulatoren (1004, 1005) eine Trägerphasenwinkelfehler-Abschätzeinrichtung (1017) verbunden ist, die die Differenz im Phasenwinkel eines modulierenden Trägers relativ zu einem Bezugsträger abschätzt, der durch Phasenzittern verfälscht ist,

c) daß Datensignal-Verzögerungseinrichtungen (1014, 1015) an den Phasenschieber-Demodulatoren (1002, 1008) zur Verzögerung der phawenverschobenen demodulierten Datensignale angeschlossen sind, und

d) daß mit den Datenverzögerungseinrichtungen (1014, 1015) und der Trägerphasenwinkelfehler-Abschätzeinrichtung (1017)

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eine Korrektureinrichtung (1016) verbunden ist, die die zeitlich verzögerten phasenverschobenen Datensignale um die abgeschätzte Differenz im Phasenwinkel des modulierenden Trägers in bezug auf den durch Phasenzittern verfälschten Bezugsträger korrigiert.

9· Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mit den Phasenschieber-Demodulatoren (1002, 1003) und den Datensignal-Verzögerungseinrichtungen (1014, 1015) Daten-Tiefpaßfiltereinrichtungen (1006, 1007) verbunden sind, die eine Tiefpaßfilterung der Datensignale vornehmen.

10. Anordnung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß mit den Phasenschieber-Demodulatoren (1004, 1005) und der Trägerphasenwinkelfehler-Abschätzeinrichtung (1017) Träger-Tief paßfiltereinrichtungen (1008, 1009) verbunden sind, die eine Tiefpaßfilterung der Trägersignale vornehmen.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß mit den Daten-Tief paßfiltereinrichtungen (1006, 1007) und den Datensignal_verzögerungseinrichtungen (1014, 1015) erste Analog-Digital-Wandlereinrichtungen (1010, 1011) verbunden sind, daß mit den Träger-Tief paßfiltereinrichtungen (1008, 1009) und der Trägerphasenwinkelfehler-Abschätzeinrichtung (1017) zweite Analog-Digital-Wandlereinrichtungen (1012, 1013) verbunden sind und daß die ersten und zweiten Analog-Digital-Wandlereinrichtungen (1010, 1011; 1012, 1013) eine Umsetzung von analogen Daten- bzw. TrägerSignalen in digitale Datensignale bzw. Trägersignale bewirken.

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12. Verfahren zum Korrigieren eines durch Phasenzittern verfälschten Nachrichtenübertragungssystems, dadurch gekennzeichnet,

a) daß ein der Beziehung s(t) = g(t) sin (2 Irfdt) + g (t) cos (2'Jt tdt) genügendes Restseitenbandsignal an Phasenschieber-Demodulatoren (1002, 1003) abgegeben wird,

b) daß das Restseitenbandsignal in phasenrichtige und

um 90° phasenverschobene Komponenten demoduliert wird,

es
indem/in den Phasenschieber-Demodulatoren (1002, 1003) mit Signalen multipliziert wird, die charakteristisch sind für die Funktionen sin (2 ?Tfdt + 0) und cos (2?Tfdt + 0), wobei die in Phase liegende Komponente gegeben ist durch I¹ (t) = s(t) · sin (2-Tfdt + 0),

c) daß die in Phase liegenden Komponenten und die phasenverschobenen Komponenten einer Tiefpaßfilterung unterzogen werden,

d) daß die in Phase liegenden Komponenten und die phasenverschobenen Komponenten um eine Zeitspanne T verzögert werden, derart, daß in Phase liegende und phasenverschobene Signale erhalten werden, die den Beziehungen I (t¹) = 1/2 g(t') cos 0 + 1/2 g(t») ein 0 und Q (t·) = 1/2 g(t«) sin 0 + 1/2 g(t') cos 0 genügen; und

e) daß die Werte für sin 0 und cos 0 berechnet werden, wobei g(t) das gewünschte Basisbandsignal, g(t) die Hilbert-Transformation von g(t), fd die Trägerfrequenz,

t die Zeitspanne,

0 der Phasenfehler des Demodulators I'(t) das in Phase liegende Demodulatorausgangssignal, t· die verzögerte Zeitbezugsgröße, I(t') das verzögerte, durch Zittern verfälschte phasen-

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richtige Signal,

T die Zeitverzögerung,

Q^f(t) das phasenverschobene demodulierte Ausgangssignal und

Q(t·) das verzögerte, durch Zittern verfälschte phasenverschobene Signal bedeuten.

13· Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittelung des gewünschten Basisbandsignals g(t) folgende Matrizenmultiplikation ausgeführt wird;

cos 0 - sin 0
sin 0 - cos 0

1/2g(f) 1/2g(t«)

nach Anspruch 12 oder 13

14. Verfahren/zur Bestimmung der zwischen einem modulierenden Träger und einem Bezugsträger in einem durch ein Phasenzittern verfälschten Datenübertragungssystem vorhandenen Phasenwinkeldifferenz, dadurch gekennzeichnet,

a) daß ein der Beziehung m(t) = (k + g(t) sind (27ffdt) genügendes Durchlaßbereichssignal an Phasenschieber-Demodulatoren (1002, 1003) abgegeben wird,

b) daß die demodulierten Signale einer solchen Tiefpaßfilterung unterzogen werden, daß phasenverschobene Komponenten entsprechend den Beziehungen x(t) = 1/2 k + g(t) cos 0 und

Y(t) s= 1/2 k + g(t) sin 0 erhalten werden, und

c) daß der Sinus- und Cosinuswert des Demodulationsphasenfehlers 0 entsprechend den Beziehungen

cos 0 = X/ Ι/Χ² + Y^und

sin 0 = Y/ I/X +Y berechnet wird, wobei

k eine zusätzliche Trägerleistung auf Grund der Einführung eines Trägerbakensignals in dem Sender,

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t die Zeitspanne,
g(t) das Basisbanddatensignal, f(t) die Trägerfrequenz,

X und Y die in Phase liegenden Komponenten und die phasenverschobenen Komponenten, x(t) das wiedergewonnene phasenrichtige Trägerbakensignal,

y(t) das wiedergewonnene phasenverschobene Trägerbakensignal und
0 der Demodulationsphasenfehler bedeuten.

15. Frequenznachlaufsystem zum Einrasten auf eine Trägerfrequenz, die dem energiemäßigen Massenmittelpunkt einer Vielzahl empfangener Trägerfrequenzen entspricht, in einem ein oder mehrere wirksame Trägerfrequenzen benutzenden Datenübertragungssystem, insbesondere für eine Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet,

a) daß eine abstimmbare Diskriminatoreinrichtung (501) vorgesehen ist, die ein Fehlersignal abgibt, wenn ihre Frequenz nicht einer Trägerfrequenz entspricht, die der Massenmitte der eintreffenden Trägerfrequenz entspricht,

b) daß mit der Diskriminatoreinrichtung (501) eine Integratoreinrichtung (502) verbunden ist, die das Fehlersignal integriert, und

c) daß mit der Integratoreinrichtung (502) und der Diskriminatoreinrichtung (501) ein spannungsgesteuerter Oszillator (504) verbunden ist, dessen Schwingfrequenz in Abhängigkeit von dem Fehlersignal einstellbar ist.

16. Frequenznachlaufsystem zum Einrasten auf eine Trägerfrequenz, die der energiemäßigen Massenmitte einer Vielzahl empfangener Trägerfrequenzen entspricht, insbesondere für eine Anordnung

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nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet,

a) daß mit einer variablen Steuerfrequenz f, arbeitende steuerbare Demodulatoreinrichtungen (701, 702) für die Demodulation der Eingangssignale zwecks Wiedergewinnung eines Trägerbakensignals vorgesehen sind,

b) daß Tiefpaßfiltereinrichtungen (703, 704) für eine Tiefpaßfilterung der demodulierten Signale innerhalb eines bestimmten Frequenzbereichs der Demodulatorsteuerfrequenz an den steuerbaren Demodulatoreinrichtungen (701, 702) angeschlossen sind,

c) daß steuerbare Modulatoreinrichtungen (706, 707, 708, 709), die durch eine variable Steuerfrequenz f gesteuert das der Tiefpaßfilterung unterzogene Signal modulieren, an den Tiefpaßfiltereinrichtungen (703, 704) angeschlossen sind,

d) daß mit den steuerbaren Modulatoreinrichtungen (706 bis 709) Verknüpfungsnetzwerkeinrichtungen (714 bis 717) angeschlossen sind, die das modulierte Signal zu einem Signal (f, -^₁.) niederer Frequenz und zu einem Signal (f, + f ) höherer Frequenz verknüpfen,

e) daß mit den Verknüpfungsnetzwerkeinrichtungen (714 bis 717) Amplitudennetzwerkeinrichtungen (718,719) verbunden sind, die die Amplitude der Signale niederer Frequenz und hoher Frequenz aufnehmen,

f) daß mit den Amplitudennetzwerkeinrichtungen (718, 719) ein eine algebraische Summenbildung der Amplituden der Signale mit niederer Frequenz und hoher Frequenz zur Ableitung eines Frequenzfehlersignals vornehmendes Summierungsnetzwerk (720) verbunden ist,

g) daß an dem Summierungsnetzwerk (720) eine Integratoreinrichtung (724, 725) angeschlossen ist, die das Fehlersignal integriert, und

h) daß mit der Integratoreinrichtung (724, 725) und den

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steuerbaren Demodulatoreinrichtungen (701, 702) ein spannungsgesteuerter Oszillator (726) verbunden ist, dessen Schwingfrequenz durch das integrierte Fehlersignal einstellbar ist.

17. Frequenznachlaufsystem nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß zweite Tiefpaßfiltereinrichtungen (710, 711, 712, 713) zwischen den steuerbaren Modulatoreinrichtungen (706, 707, 708, 709) und den Verknüpfungsnetzwerkeinrichtungen (714, 715, 716, 717) für eine Tiefpaßfilterung des jeweils modulierten Signals vorgesehen sind.

18. Frequenznachlaufsystem nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine 4:1-Untersetzerschaltung (727) zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator (726) und den steuerbaren Demodulatoreinrichtungen (701, 702) vorgesehen ist.

19. Verfahren zur Herstellung eines Gleichlaufs mit der energiemäßigen Massenmitte einer Vielzahl empfangener Trägerfrequenzen, insbesondere bei einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet,

a) daß zur Wiedergewinnung eines Trägerbakensignals mit einer Frequenz f^ die Eingangssignale demoduliert werden,

b) daß die demodulierten Signale einer Tiefpaßfilterung unterzogen werden, derart, daß Signale innerhalb einer bestimmten Frequenz der Demodulatorfrequenz abgegeben werden,

c) daß die der Tiefpaßfilterung unterzogenen Signale mit einem Frequenzsignal f moduliert werden,

d) daß die modulierten, einer Tiefpaßfilterung unterzogenen Signale derart verknüpft werden, daß ein Signal

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(f_d + f_r) hoher Frequenz und ein Signal (f, - f ) niederer Frequenz erhalten wird,

e) daß die Amplituden der mit hoher Frequenz bzw. mit niederer Frequenz auftretenden Signale berechnet werden,

f) daß die algebraische Summe der Amplituden der mit hoher Frequenz bzw. niederer Frequenz auftretenden Signale zwecks Erzielung eines Frequenzfehlersignals gebildet wird,

g) daß das Frequenzfehlersignal integriert wird,

h) daß das integrierte Fehlersignal zur Korrektur der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators (726) benutzt wird, und

i) daß mit der korrigierten Frequenz auftretende Signale des spannungsgesteuerten Oszillators (726) an steuerbare Demodulatoren (701, 702) abgegeben werden, die zur Demodulation der Eingangssignale für die Wiedergewinnung des Trägerbakensignals benutzt werden.

20. Verfahren nach Anspruch 19» dadurch gekennzeichnet, daß

das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (726) um einen Faktor von vier untersetzt wird und daß dieses untersetzte Signal an die steuerbaren Demodulatoren (701, 702) abgegeben wird.

21. Verfahren zum Programmieren eines Allzweckrechners zwecks Ausgleichs einer durch Phasenzittern hervorgerufenen Verfälschung eines Datenübertragungssystems mit gleichphasigen und phasenverschobenen Daten- und Trägersignalen, insbesondere für eine Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet,

a) daß die Größen X_n ² = X_n . X

Y-Y · Y

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^R _N = x_N

bestimmt werden, wobei X_n der digitale Wert der N-ten Probe eines gleichphasigen Trägerausgangssignals und Y_n der digitale Wert der N-ten Probe eines phasenverschobenen Trägerausgangssignals bedeuten, wobei die Ergebnisse in bezeichneten, leicht zugänglichen Speicherplätzen gespeichert werden,

b) daß eine Abschätzung einer Größe K_n berechnet wird, die der Beziehung

K_n = genügt,

+ Y

NN

wobei das Ergebnis in einem bezeichneten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird,

c) daß die Größe ^ ? '^ '^

K_n-1 = K_n-1 · ICjT_-1 bestimmt wird,

wobei K_n-1 eine zuvor berechnete abgeschätzte Größe von 1

MC ²Ty ²
*·Ν-1 ⁺ *N-1

darstellt, und

wobei K_n eine erste Approximation von K_n ist,

d) daß bestimmt wird, ob K_n der Beziehung 1/2^iL =. 2 genügt, wobei K_n auf 1 festgelegt wird, wenn es außerhalb der betreffenden Relation fällt,

e) daß die Größe E_n = K_n-1 ² · r2 bestimmt wird und daß

das Ergebnis in einem leicht zugänglichen bezeichneten Speicherplatz gespeichert wird,

f) daß die Größe H_n = E_N/2 erhalten wird, indem eine Rechtsverschiebung um eine Binärstelle vorgenommen wird und indem das Ergebnis in einem bezeichneten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird,

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g) daß Fjr ss 3/2 - E_n bestimmt und in einem bezeichneten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird, h) daß G_n = K_n-1 · F_n bestimmt wird, wobei G_n eine verbesserte zweite Approximation an K_n ist/ wobei das Ergebnis in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird,

i) daß G_n = G_n · G_n bestimmt und als Ergebnis in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird,

k) daß J_n = G_n · R_n bestimmt und als Ergebnis in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird,

1) daß die Größe L_n = J_N/2 durch Rechtsverschiebung um eine Binärstelle erhalten wird, wobei das Ergebnis in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird,

m) daß M_n = 3/2 - L_n bestimmt und als Ergebnis in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird,

n) daß K_n = H_n · G_n bestimmt wird, wobei K_n die E&pproximation an K_n dar stellt/ wobei das Ergebnis in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert wird,
o) daß die Größen cos ©_N · K_n · X_n und

sin Θ_Ν · K-. · Y_n bestimmt werden,

wobei = "ungefähre Gleichheit" bedeutet und wobei die Ergebnisse in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert werden,
p) daß I = I_n cos θ _N + GL· sin ©_N bestimmt wird, wobei I_n den digitalen Wert der N-ten Probe des in Phase befindlichen Datenausgangssignals, welches in richtiger Weise

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verzögert worden ist, und Q_n den digitalen Wert der N-ten Probe des phasenverschobenen Datenausgangssignals , welches richtig verzögert ist, bedeuten, und wobei die Ergebnisse in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert werden, q) daß I^f _N = X · I bestimmt wird, wobei die Ergebnisse in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert werden,

r) daß Q¹ = Y · Q_n bestimmt wird, wobei die Ergebnisse in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert werden,

s) daß S'_N ^=IIM^+QIM bestimmt wird, wobei die Ergebnisse in einem bestimmten, leicht zugänglichen Speicherplatz gespeichert werden, und

t) daß I_n = S'_N · K_n erhalten wird, wobei I_n das bezüglich des Phasenzitterns kompensierte Ausgangssignal bezüglich des gleichphasigen Datensignals darstellt.

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