DE60124234T2

DE60124234T2 - Verfahren zur kompensation von phasenfehlern in mehrträgersignalen

Info

Publication number: DE60124234T2
Application number: DE60124234T
Authority: DE
Inventors: B. Robindra Irvine JOSHI; S. Jeffrey Irvine PUTNAM; S. Thuji Irvine LIN; T. Paul Irvine YANG
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 2000-04-04
Filing date: 2001-04-04
Publication date: 2007-09-13
Anticipated expiration: 2021-04-05
Also published as: WO2001076168A2; US7010062B2; WO2001076168A3; EP1269706A2; DE60124234D1; US20060120472A1; US20020064240A1; AU2001251749A1; US8537934B2; EP1269706B1; ATE344567T1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Mehrträgermodulation wird in hohem Maße in Anwendungen verwendet, die das Senden und den Empfang von elektromagnetischer Energie zur Bildung eines Übertragungssystems erfordern. Solche Anwendungen können unter anderem Broadcast-Empfänger wie etwa das Funktelefon, die drahtlose Datenübertragung und Punkt-zu-Mehrpunkt-Datenübertragungssysteme umfassen. Die gesteigerte Verwendung eines Kanals in einer Anwendung wird oftmals mit Mehrträgermodulationsübertragungstechniken erzielt. Bei der Mehrträgermodulation wird ein Bitstrom oder eine Informationssequenz von digitalen Daten in Stücke aufgebrochen und auf Träger moduliert, die sich bei verschiedenen Frequenzen befinden. Die Übertragung der elektromagnetischen Energie kann über eine Übertragungsleitung oder durch elektromagnetische Funkwellen erfolgen.
Die Konstruktion eines Übertragungssystems ist eine der komplexesten Design-Aufgaben der Elektrotechnik und erfordert oftmals teure Schaltungsbauteile in den Empfänger- und Sendersubsystemen, um eine gewünschte Leistung zu erzielen. Typischerweise liegt es an dem Versuch zu verhindern, dass Rauschen und eine Verzerrung in einem Signal, das übertragen wird, Interferenzen erzeugen, warum teure Schaltungsbauteile in einem Übertragungssystem verwendet werden.
Die US 4 604 583 A beschreibt eine Phasenregelschleife zweiter Ordnung, die im Anschluss an einen Demodulationsabschnitt bereitgestellt ist, der angeordnet ist, um das Basisbandsignal von ankommenden parallelen Kanalsignalen zu erfassen. Die Regelschleife PLL zweiter Ordnung, der ein Basisbandsignal eines Pilotkanals aus dem Demodulationsabschnitt zugeführt wird, umfasst eine erste und eine zweite Regelschleife. Die erste Regelschleife ist so ausgelegt, dass die eine statische Phasenverschiebung des Pilotkanalsignals korrigieren kann, während die zweite Regelschleife dahingehend wirkt, einen abrupten Frequenz-Offset dieses Signals zu korrigieren.
Die US 5 315 583 A beschreibt ein Tonrundfunksystem für ein zusammengesetztes Signal, das aus einem frequenzmodulierten analogen Signal und aus einem mehrträgermodulierten digitalen Signal besteht, und das gegenüber einer Mehrwegdegradation widerstandsfähig ist. Das frequenzmodulierte (fm) Signal und das digitale mehrträgermodulierte Signal sind vollständig kohärent. Das digitale Signal verwendet eine Vielzahl von Trägern, die eine maximale Amplitude von wenigstens 20 dB unterhalb des nicht modulierten fm Signals aufweisen. Das mehrträgermodulierte Signal wird auf einen wiederhergestellten analogen fm Pilotton in dem zusammengesetzten Basisbandspektrum des fm Signals phasenverriegelt, der wenigstens 20 dB oberhalb des mehrträgermodulierten Signals liegt, was eine schnelle Akquisition eines Signals für die kohärente Detektion ermöglicht. Bei der Demodulation wird ein Demodulator zur kohärenten Demodulation des digitalen Signals, zur Entschachtelung, zur Decodierung des blockcodierten Signals und zur Formatierung des wiederhergestellten Datenstroms für die Quelldecodierung auf einen wiederhergestellten hochamplitudigen analogen Pilotton phasenverriegelt.
Aber es wäre noch kosteneffektiver, ein anderes Modulationsverfahren zu verwenden und eine zweckmäßige kostengünstige Schaltung zu konstruieren, um dies zu implementieren. Idealerweise würde es das Modulationsverfahren erlauben, dass die geeignete Schaltung preiswert hergestellt werden kann und dennoch eine gute Leistung bereitstellt. Eine allgemeine Form der Verzerrung ist das Phasenrauschen. Das Phasenrauschen ist durch die Erzeugung einer Trägerfrequenz charakterisiert, die nicht ganz bei einer gewünschten eingestellten Frequenz liegt, aber zufällig von der gewünschten eingestellten Frequenz abweichen kann. Typisch ist, dass es, je weiter eine mögliche Abweichung von einer eingestellten Trägerfrequenz entfernt ist, desto weniger wahrscheinlich ist, dass die Abweichung auftreten wird. Das Phasenrauschen wird typischerweise schlimmer, wenn preisgünstige Übertragungssysteme verwendet werden. Preisgünstige Frequenzumsetzungskomponenten tendieren dazu, das Phasenrauschen zu steigern.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein System nach Anspruch 1 und ein Verfahren nach Anspruch 4.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung besser verständlich, wenn diese im Hinblick auf die beigefügten Zeichnungen gelesen wird, wobei:
1 ein Blockdiagramm eines Mehrträgermodulationssystems ist;
2a ein Spektrum von N unabhängigen Trägern ist;
2b ein Spektrum von mehreren unabhängigen Trägern ist, die modulierte Signale aufweisen, die auf diese aufgedrückt sind;
2c die Effekte des Phasenrauschens auf eine herkömmliche Sinuswelle veranschaulicht;
3 ein Blockdiagramm eines MCM Senders und Empfängers, der auf vorteilhafte Weise Trainingstöne verwendet, und einer Trainingston-Tracking-Schaltung in einem System ist, das darauf ausgerichtet ist, das Phasenrauschen zu verringern;
4 eine Veranschaulichung eines sinusförmigen Trainingstonsignals ist, das einen Phasenfehler aufweist;
5 ein Blockdiagramm einer Phasenregelschleife zweiter Ordnung ist, die als ein Teil der Trainingston-Tracking-PLL verwendet wird;
6 ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Mehrträgermodulationsempfängers ist, der eine schnelle Träger-Tracking-PLL aufweist, die eine Verzögerungsanpassungsschaltung beinhaltet;
7a ein Blockdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines Phasendetektors ist, der nur Trainingstöne verarbeitet;
7b ein Blockdiagramm der Ton-Tracking-Mischer/-Filter ist, die in der Phasendetektorschaltung von 6 verwendet werden;
7c ein alternatives Ausführungsbeispiel der Ton-Tracking-Mischer-/-Filterschaltung ist;
8a ein Frequenzspektrum eines MCM Signals ist, das Datensignale umfasst, auf die übertragene Daten und Trainingstöne aufgedrückt sind;
8b ein Frequenzspektrum des Ausgangs des Mischers ist;
8c ein Frequenzspektrum eines heruntergewandelten und isolierten Trainingstons nach der Tiefpassfilterung ist;
9a ein Diagramm eines Spektrums ist, das an eine Ton-Tracking-Mischer-/Filterschaltung angelegt ist;
9b ein Frequenzspektrum des Ausgangs des Mischers ist;
9c ein Frequenzspektrum eines heruntergewandelten und isolierten Trainingstons nach der Tiefpassfilterung ist;
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Ausführungsbeispiele der Erfindung, die unten präsentiert werden, verwenden das tonbasierte Träger-Tracking und sind in jedem Modulationssystem von Nutzen. Zwei Typen von Modulationssystemen werden allgemein verwendet: 1) die Einzelträgermodulation, bei der ein ganzes Informationssignal auf ein gewünschtes Band über einen einzigen Träger frequenzmäßig umgesetzt wird; und 2) die Mehrträgermodulation, bei der ein Informationssignal, das typischerweise eine Informationssequenz von digitalen Daten umfasst, in Untersequenzen aufgeteilt wird. Jede Untersequenz ist einem eines Satzes von separaten Trägern zugeordnet, die frequenzmäßig individuell auf ein gewünschtes Band umgesetzt werden. Die Untersequenzen werden typischerweise als "Bins" bezeichnet. Die Mehrträgermodulation wird vor allem bei der Übertragung von digitalen Daten verwendet. Aber auch eine analoge Übertragung unter Verwendung dieser Technik ist möglich.
Ein Problem, das bei der Übertragung eines Breitbandsignals auftritt, das mit der Mehrträgermodulation verbessert wird, ist die Schwankung bei der Dämpfung der Frequenzen quer durch das Band. Die Schwankung bei der Dämpfung ist durch einen nicht flachen Frequenzgang des Kanals charakterisiert, über den die Information übertragen wird. Beispiele für Kanäle sind Koaxialkabel, Übertragungsleitungen oder die Luft, über die ein Funksignal rundgesendet wird.
Schwankungen bei der Dämpfung quer durch das Band sind typischerweise verantwortlich für eine Art von Interferenz, die Intersymbolstörung (ISI; inter symbol interference) genannt wird. Die Reduzierung der Intersymbolstörung wird in den Mehrträgermodulationssystemen dadurch erreicht, dass ein Frequenzband in einzelne Bereiche unterteilt wird. Bei dieser Unterteilung des Bandes wird jeder Bereich als unabhängig von den anderen betrachtet. Quer durch jeden Unterbereich wird die Intersymbolstörung allgemein gegenüber der bei einem Signal mit einer großen Bandbreite reduziert, da die Dämpfung quer durch das schmalere Band weniger schwankt. Durch diese Technik geht hervor, dass jedes Band einen beinahe flachen Frequenzgang aufweist, so dass die Verzerrung pro Signalband typischerweise reduziert wird.
Typische elektronische Systeme, die die Mehrträgermodulation verwenden, umfassen Kabelmodems, drahtlose Übertragung, zellulare Punkt-zu-Punkt- und zellulare Punkt-zu-Mehrpunkt-Übertragungen, DSL-Anwendungen und Punkt-zu-Mehrpunkt-Bezirks-Fernsehübertragung. Die Ausführungsbeispiele, die unten beschrieben werden, sind vor allem von Nutzen in drahtlosen Anwendungen oder Kabelmodemanwendungen, bei denen ein großer Betrag an Daten mit hohen Frequenzen übertragen wird. Obwohl die MCM toleranter gegenüber der Intersymbolstörung ist, tauchen typischerweise andere Probleme bei der Verwendung der Mehrträgermodulation auf, wie etwa eine gesteigerte Empfindlichkeit gegenüber dem Phasenrauschen.
1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Mehrträgermodulationssystems. Mehrträgermodulationssysteme gleichen typischerweise große Beträge von Phasenrauschen nicht in zufriedenstellender Weise aus. Aufgrund der vielen Träger, die in mehrträgermodulierten Signalen vorhanden sind, bewirkt die Zwischenträgerstörung eine Schwierigkeit bei der Entfernung des Phasenrauschens durch herkömmliche Techniken.
Das Phasenrauschen (oder der Phasen-Jitter) taucht typischerweise dann auf, wenn ein Signal unter Verwendung einer Frequenzumsetzungsschaltung, wie etwa einen Mischer oder einen "Tuner", auf eine hohe Frequenz umgesetzt oder gemischt wird. Der Begriff Tuner, wie er hier verwendet wird, umfasst eine Schaltung, die einen Mischer und einen lokalen Oszillator aufweist, so dass ein Signal, das an einen Tuner angelegt wird, frequenzmäßig umgesetzt wird. Das Phasenrauschen wird typischerweise in dem Mischprozess hinzugefügt. Ein lokales Oszillatorsignal wird an einen LO-Port des Mischers angelegt, um die Frequenzkonvertierung eines Signals zu bewirken, das an einen HF-Port des Mischers angelegt wird. Durch die Interaktion der Signale und der Mischerschaltung ist das Signal, das an einem ZF-Ausgangsport des Mischers ausgegeben wird, eine Kopie des Signals, das an dem HF-Eingangsport angelegt worden ist, aber frequenzmäßig umgesetzt.
Die Frequenzumsetzungsschaltung des Tuners weist ein Phasenrauschen auf, das damit assoziiert ist, das während des Mischprozesses auf das Signal übertragen wird. Das Tuner- oder Mischer-Phasenrauschen ergibt sich typischerweise aus einer inhärenten Unfähigkeit der Mischerschaltung, ein Signal sauber von dem Gleichstrom (oder einer ersten Frequenz) in eine zweite Frequenz zu mischen. Das Phasenrauschen taucht typischerweise als ein Jitter oder eine Zufälligkeit in den Frequenzen auf, die in dem Tuner erzeugt werden. Das Phasenrauschen ist in preisgünstigen Tunern typischerweise hoch. Somit erzeugen preisgünstige Tuner typischerweise große Beträge an Phasenrauschen, die eine Mehrträgermodulation in kostengünstigen Anwendungen oftmals unerwünscht machen.
Die Ausführungsbeispiele der tonbasierten Träger-Tracking-Systeme, die unten beschrieben werden, werden es typischerweise erlauben, dass kostengünstige Tuner in kosteneffizienten Mehrträgermodulationssystemen verwendet werden können. Kostengünstige Tuner können verwendet werden, indem eine Kompensationsschaltung für das Phasenrauschen bereitgestellt wird und durch die Manipulation des Signals unter Verwendung eines Trainingstons. Informationen zur Manipulierung des Signals werden aus einem oder mehreren Trainingstönen erhalten und in der digitalen Domain unter Verwendung von digitalen Signalverarbeitungstechniken verarbeitet.
In einem Mehrträgermodulationssystem 102 wird ein auf herkömmliche Weise erzeugter digitaler Bitstrom oder eine auf herkömmliche Weise erzeugte Informationssequenz 101 in eine auf herkömmliche Weise aufgebaute Mehrträgermodulations-Modulatorschaltung 111 eingegeben. Der Ausgang der Mehrträgermodulatorschaltung 121 ist eine Reihe von N gleichmäßig beabstandeten modulierten Trägern, die um den Gleichstrom herum zentriert sind. Alternativ dazu können ungleiche Abstände verwendet werden. Informationen aus der Informationssequenz 101 oder dem Bitstrom 101 werden in Segmente oder "BINS" unterteilt, wobei jedes Segment auf jeden der N unabhängigen Träger codiert wird, der das Signal 121 umfasst.
Der Ausgang des MCM Modulators 111 wird in einen auf herkömmliche Weise aufgebauten Tuner 103 eingegeben. Der Tuner 103 umfasst einen Mischer 105, der mit einem Frequenzgeber 107 an einem ersten Mischerport gekoppelt ist. Der Frequenzgeber 107 erzeugt durch herkömmliche Einrichtungen eine Ausgangsfrequenz fc. Der Tuner konvertiert ein Signal, das an einen zweiten Mischerport angelegt wird, in ein Signal an einem dritten Mischerport, das im Wesentlichen eine Kopie des Signals an dem zweiten Port ist, aber um eine andere Frequenz herum zentriert ist.
Herkömmliche Schaltungen, die den Fachleuten auf diesem Gebiet bekannt sind, werden verwendet, um den Tuner aufzubauen. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist fc gleich 2,4 gHz. In einem alternativen Ausführungsbeispiel ist fc gleich 5 gHz. Aber es kann jede geeignete Frequenz verwendet werden. In dem Tuner wird ein Ausgangssignal 121 des MCM Modulators 11 und eine damit gekoppelte, auf herkömmliche Weise aufgebaute Frequenzquelle 107 auf 2,4 gHz durch einen herkömmlich aufgebauten Mischer 105 aufwärts abgetastet (upsampled) oder aufwärtsgewandelt (upconverted), um einen Tunerausgang 115 zu bilden.
Alternativ dazu wird der MCM Modulatorausgang von einem einzigen Tuner derart aufwärtsgewandelt, dass er um 5 gHz herum zentriert ist. Alternativ dazu wird die Aufwärtswandlung (upconversion) des MCM Modulatorausgangs durch die Verwendung mehrerer Tunerstufen erreicht, um eine endgültige gewünschte Aufwärtswandlung durch progressive Schritte zu erzielen.
Der Tunerausgang 115 wird an einen Eingang eines auf herkömmliche Weise aufgebauten Bandpassfilters 109 angelegt. Ein Ausgang des Bandpassfilters 117 ist eine gefilterte Version des MCM Modulatorausgangs. Das Signal 117 ist das Signal, das durch ein herkömmliches Übertragungsmedium 119 wie etwa Luft oder eine Übertragungsleitung übertragen wird. Das aufwärtsgewandelte Signal wird von einem Empfänger erfasst, nachdem es durch das Übertragungsmedium übertragen worden ist.
Der Ausgang des Bandpassfilters 109, der durch das Übertragungsmedium 119 übertragen worden ist, wird auf herkömmliche Weise durch einen Herunterwandlungs (Down Conversion)-Tuner 125 in dem MCM Empfänger 123 heruntergewandelt, so dass das empfangene Signal von den nachfolgenden Schaltungen verarbeitet werden kann.
Ein Herunterwandlungs (Down Conversion)-Tuner 125 umfasst einen auf herkömmliche Weise aufgebauten Frequenzgeber 127, der eine Frequenz fc ausgibt, die von einem auf herkömmliche Weise aufgebauten Mischer 129 mit dem Signal gemischt wird, das von dem Ausgangsübertragungskanal 119 empfangen worden ist, um einen heruntergewandelten Ausgang 102 zu erzeugen. Der Ausgang 102 des Herunterwandlungs (Down Conversion)-Tuners 125 wird an ein auf herkömmliche Weise aufgebautes Herunterwandlungs-Tiefpassfilter 131 angelegt. Der Ausgang des Herunterwandlungs-Tiefpassfilters bildet einen Herunterwandlungs-Tiefpassfilter-Ausgang 133, der an einem Tiefpassfilterausgang 417 erscheit. Der Tiefpassfilterausgang 133 ist in seinen Modulationscharakteristiken und der Trägerfrequenzstelle dem MCM Modulatorausgangssignal 121 ähnlich.
Das LPF-Ausgangssignal 417 (Tiefpassfilter-Ausgangssignal) wird in eine auf herkömmliche Weise aufgebaute MCM Demodulator- und FFT-Schaltung 137 eingegeben. In der MCM Demodulator- und FFT-Schaltung 137 werden die Daten von den Trägern abgestreift und den Bins zugewiesen. Die Daten von den Bins werden an dem MCM Demodulatorausgang 419 in eine wiederhergestellte Sequenz von digitalen Daten rekonstruiert.
Die konventionellen Sequenzen von Modulation und Demodulation, die oben beschrieben worden sind, führen dazu, dass beträchtliche Beträge an Phasenrauschen dem Signal, das moduliert und nachfolgend wiederhergestellt wird, hinzugefügt werden. Eine herkömmliche Mehrträgermodulationsschaltung ist insbesondere dann anfällig für das Phasenrauschen, wenn kostengünstige Tuner 103, 125 verwendet werden, um die Kosten zu senken.
Zum Verständnis der Verzerrungsmechanismen, die das Phasenrauschen erzeugen, das typischerweise in dem Empfänger vorhanden ist, werden die einzelnen Träger und die Signale, die auf diese im Falle des Vorhandenseins von Rauschen aufgedrückt werden, ausführlich beschrieben, so dass die Notwendigkeit für ein System und ein Verfahren der Mehrträgermodulation und ihr Betrieb besser verstanden werden.
2a ist ein Spektrum von N unabhängigen Trägern 202, 204, 206, 208, 210. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist jeder Träger bezüglich der Frequenz gleichmäßig von den anderen beabstandet. Aber es können auch Träger mit einer ungleichen Beabstandung verwendet werden. In einem Mehrträgersystem wird eine unabhängige Sequenz von Informationen typischerweise auf jeden Träger als ein moduliertes Signal aufgedrückt.
2b ist ein Spektrum von mehreren unabhängigen Trägern, die modulierte Signale aufweisen, die auf diese aufgedrückt sind. Die N unabhängigen modulierten Signale 209, 211, 213, 215, 217 bilden ein mehrträgermoduliertes Signal. Untersequenzen eines Datenstroms werden typischerweise auf jeden Träger moduliert oder aufgedrückt. Die gezeigten Trägersignale 202, 204, 206, 208, 210 sind bezüglich der Charakteristiken im Wesentlichen gleich, aber frequenzmäßig versetzt. Die Tuner (103 und 125 von 1) tragen typischerweise das Phasenrauschen zu jedem der Trägersignale 202, 204, 206, 208, 210 und der Signale 209, 211, 213, 215 und 217 bei, die jeweils auf die Träger moduliert werden, wenn sie heruntergewandelt werden, und/oder wenn sie aufwärtsgewandelt werden. Das Phasenrauschen beeinträchtigt eine Reihe von Signalen 209, 211, 213, 215, 217, die auf die Träger moduliert sind, wenn es gewünscht wird, die Träger zu entfernen und den Informationsstrom zu demodulieren.
In der Frequenzdomain erscheint das Phasenrauschen typischerweise als Unsicherheit in der Position der Trägerfrequenzen 202, 204, 206, 208, 210. Wenn sie in der Zeitdomain überprüft wird, erscheint die Phasenmodulation und die Frequenzunsicherheit, die sie erzeugt, als eine mangelhaft geformte Sinuswelle.
2c veranschaulicht die Wirkung des Phasenrauschens bei einer herkömmlichen Sinuswelle. Wie gezeigt ist, wird eine Sinuswelle 203, die eine Frequenz f erzeugt, von dem Phasenrauschen beeinträchtigt. In einem gegebenen Zyklus 204 kann eine Sinuswelle an ihrem Nulldurchgang eher spät auftauchen 205, als dass sie rechtzeitig an dem Nulldurchgang 206 auftaucht. Die späte Ankunft bewirkt, dass in diesem Moment eine niedrigere Frequenz f_low erzeugt wird, wohingegen in dem nächsten oder in irgendeinem anderen Zyklus die Sinuswelle 203 früh 207 mit dem Kreuzen des Nulldurchgangs beginnen kann, was bewirkt, dass in diesem Moment eine Frequenz f_High erzeugt wird, die höher ist, als sie normalerweise 208 erzeugt werden würde. Die Si nuswelle wird somit derart phasenmoduliert, dass eine Anfangs- oder Endphase in die Sinuswelle eingeführt wird, die bewirkt, dass die Nulldurchgangszeit ausgedehnt 205 wird oder kontrahiert wird 207.
Wenn man dies in der Frequenzdomain betrachtet, kann die Wahrscheinlichkeit, dass man keine Frequenz erhält, die exakt die gewünschte Frequenz ist, in einem Spektrum von nicht modulierten Trägern gesehen werden. Die meiste Zeit über neigt die Frequenz, die erzeugt wird, dazu, korrekt bei der gewünschten Frequenz erzeugt zu werden. Wenn man ein Frequenzspektrum eines reinen Trägers in einem Instrument wie etwa einem Spektrumanalysator betrachtet, erscheint eine halbfette Linie an der gewünschten Position, die anzeigt, dass der Träger, der gemessen wird, dort die meiste Zeit über auftaucht. Aber wenn man einen typischen Träger betrachtet, dann erscheint eine Hüllkurve (envelope), die nicht Teil eines modulierten Signals ist, typischerweise an der Basis des Signals. Die Hüllkurve ist eine Anzeige für das "Jittering" des Signals um die gewünschte Frequenz herum. Wenn der frequenzmäßige Abstand von dem gewünschten Träger größer wird, nimmt die Amplitude der Hüllkurve typischerweise ab, was eine reduzierte Wahrscheinlichkeit anzeigt, dass die Frequenz weiter entfernt von dem Träger auftreten wird.
Jedes mal dann, wenn eine Sinuswelle dem Mischprozess unterzogen wird, wie etwa in dem Sendertuner (103 von 1) oder dem Empfängertuner (125 von 1), besteht die Tendenz, dass Phasenrauschen hinzugefügt wird. Das Phasenrauschen, das von den Tunern eingeführt wird, bewirkt typischerweise, dass die Reinheit des erzeugten Signals verschlechtert wird. Wenn billige Tuner, die oftmals gelockerte Phasenrauschenspezifikationen aufweisen, verwendet werden, verschlimmert sich typischerweise das Phasenrauschen.
Das Phasenrauschen hat die Tendenz, ein Signal zu stören, wenn dieses demoduliert wird, was dazu führt, einen Leistungsrückgang und möglicherweise einen Verlust von Daten zu bewirken.
In den Ausführungsbeispielen der Erfindung, die dargestellt werden, wird eine Trainingston-Tracking-PLL hinzugefügt, um das Phasenrauschen zu verfolgen, zu berechnen und zu kompensieren. In der Frequenzdomain tendiert das Frequenzspektrum dazu, so bereinigt zu werden, dass eine Reihe von sinusförmigen Signalen, die eine Frequenz aufweisen, die näher an derjenigen liegt, die gewünscht wird, dazu tendiert, erzeugt zu werden.
Ein augenblicklicher Trend bei der Schaltungsauslegung besteht in der gesteigerten Verwendung von digitalen Signalverarbeitungstechniken (DSP; digital signal processing) bei der Implementierung von Schaltungsentwürfen. Die DSP tendiert schnell dazu, die konventionelleren analogen Designtechniken zu ersetzen. Phasenverzerrung oder Phasenfehler ergeben sich typischerweise in analogen Schaltungen wie etwa ZF- und HF-Tunern. Einzelträgertechniken verwenden typischerweise eine DSP-Technik zur Verarbeitung von Entscheidungsdaten, um die Phasenverzerrung zu bekämpfen. Entscheidungsdaten beziehen sich auf den geschätzten Wert einer übertragenen Datensequenz oder eines übertragenen Symbols, der auf empfangenen Daten beruht. Es gibt zwei Probleme bei der Verwendung von Entscheidungsdaten in einem Mehrträgersystem.
Zuerst einmal stehen Entscheidungsdaten typischerweise nur zur Verfügung, nachdem ein empfangenes analoges Signal abgetastet und in ein digitales Signal umgewandelt worden ist, das dafür geeignet ist, mit DSP-Schaltungstechniken verarbeitet werden zu können. Aber der Transformationsprozess neigt dazu, Phasenfehlerinformationen zu verzerren, die zur Kompensation von Phasenfehlern benötigt werden.
Zweitens werden Entscheidungsdaten mit einer Symbolrate erzeugt, die in dem DSP-System vorhanden ist. Die Symbolrate in einem Mehrträgersystem ist im Vergleich zu einer Symbolrate, die in einem Einzelträgersystem verwendet wird, typischerweise N mal langsamer für N Hilfsträger. Eine schnellere Rate wird typischerweise benötigt, um dafür zu sorgen, dass die existierenden Phasenfehlerkompensationstechniken zufriedenstellende Ergebnisse hervorbringen, indem eine ausreichend schnelle Rate für das Tracking der Fehler, die typischerweise vorliegen, bereitgestellt wird. Somit ist es wünschenswert, das Phasenrauschen in der Zeitdomain vor einer Konvertierung des Signals in die Frequenzdomain zu kompensieren. Die Zeitdomainkompensation für Phasenfehler führt dazu, dass die Verzerrung verhindert wird, die nach der Umwandlung in ein Frequenzdomainsignal auftritt. Auch kann in der Zeitdomain eine viel schnellere Mehrträgermodulations (MCM)-Abtastrate verwendet werden, um die Phasenfehler zu verfolgen. Typische MCM Abtastraten tendieren dazu, hundertmal oder tausendmal schneller als typische Symbolraten zu sein. Ein System, das einen oder mehrere Trainingstöne und eine Trainingston-Tracking-Schaltung verwendet, arbeitet daraufhin, die Phasenverzerrung zu reduzieren und verwendet vorteilhafterweise die MCM Abtastrate.
3 ist ein Blockdiagramm eines MCM Senders und Empfängers, die auf vorteilhafte Weise Trainingstöne und eine Trainingston-Tracking-Schaltung 420 in einem System 302 verwenden, das darauf hin arbeitet, das Phasenrauschen zu verringern. Eine Trainingston-Tracking-Schaltung 420 akzeptiert ein Eingangssignal 417 und teilt das Signal in ein erstes Signal und ein zweites Signal. Das erste Signal wird an einen ersten Eingangsport eines Mischers 407 angelegt. Das zweite Signal wird an eine Trainingston-Tracking-PLL (135) (TT PLL) angelegt. Ein Ausgang der TT PLL (135) wird an einen zweiten Eingangsport des Mischers 407 angelegt. Ein Ausgang 104 des Mischers 407 ist mit einem MCM Demodulator und einer FFT 415 gekoppelt. Der Eingang 417 der TT PLL ist gekoppelt, wie dies in 1 beschrieben ist. Der Rest der Schaltungen von 3 ist identisch mit dem Schaltungen, die in 1 beschrieben worden sind.
In der Zeitdomain wird der Phasenjitter des Signals verfolgt, indem es mit einem bekannten Standard verglichen wird. Das Signal, das verfolgt wird, ist dasjenige, das an den ersten Eingangsport des Mischers 407 angelegt wird. Der bekannte Standard wird von dem Ausgang der TT PLL bereitgestellt. Der bekannte Standard wird typischerweise erzeugt, indem das Signal gereinigt wird, das an den ersten Eingangsport des Mischers 407 angelegt wird. Der Ausgang des Mischers 407 ist ein "phasenfehlerfreies" MCM Signal.
Bei jedem Nulldurchgang ist der vorhandene Betrag an Phasenjitter oder Phasenfehler durch einen Vergleich bekannt, der in dem Mischer 407 durchgeführt wird. Durch das Anlegen des negativen Werts des gemessenen Phasenjitters an das Signal, das wiederhergestellt werden soll, wird dahingehend gearbeitet, dass der Phasenjitter aus einem Signal entfernt wird, das später demoduliert werden wird.
Die TTT PLL Schaltung leitet das, was das Phasenrauschen ist, an jedem gegebenen Augenblick ab und legt den negativen Wert davon an das empfangene Signal an, so dass das Phasenrauschen dazu tendiert, beseitigt zu werden. Der Fehler in der Phase wird aus einem empfangenen Signal wiederhergestellt, und sein negativer Wert wird an das empfangene Signal zu einem späteren Zeitpunkt angelegt, so dass das Phasenrauschen dazu tendiert, reduziert zu werden.
In einem Ausführungsbeispiel des Verfahrens zum Reduzieren des Phasenrauschens in einem empfangenen Signal wird ein Trainingston verwendet, um die Messung des Phasenrauschens zu ermöglichen. Der Trainingston wird an einer passenden Frequenzstelle innerhalb der N unabhängigen Signale platziert, die vorher beschrieben worden sind. Die Amplitude des Trainingstons ist typischerweise größer als diejenige der vorhandenen N Signale.
Der Trainingston besitzt typischerweise kein Signal, das in ihn hineinmoduliert worden ist. Aufgrund des Fehlens der Modulation sind die Nulldurchgänge des Trainingstons klar definiert, da die Unbestimmtheit in dem Nulldurchgang, die dadurch bewirkt wird, dass die Informationssequenz auf den Trainingston codiert wird, nicht vorhanden ist. Eine Zeitspanne T des Trainingssignals ist bekannt, und an dem Ende jeder Zeitspanne T wird der Trainingston an einem Zeitpunkt abgetastet, an dem der Nulldurchgang auftreten sollte. Ein Nicht-Null-Wert, der alle T Sekunden erhalten wird, stellt eine Anzeige des Phasenfehlers zu dem Moment der Zeit dar, an dem der Phasenfehler durch den Frequenzumwandlungsprozess erzeugt worden ist.
4 ist eine Veranschaulichung eines sinusförmigen Trainingstonsignals, mit dem ein Phasenfehler assoziiert ist. Die Phasenfehler 305, 307 werden typischerweise in Graden gemessen. Der Phasenfehler ist der Betrag, um den sich die verzerrte Sinuswelle von einer gewünschten nicht verzerrten Sinuswelle unterscheidet, die Nulldurchgänge bei 0, 180 und 360 Grad aufweist. Alternativ dazu kann eine Zeitspanne T 303 verwendet werden, um die gewünschten Nulldurchgangspunkte zu markieren. Für eine nicht modulierte Sinuswelle, die als ein Trainingston verwendet wird, wird der exakte Phasenfehler, der von der Modulations- und Demodulationsschaltung eingeführt wird, gemessen. Als nächstes wird die Phasenfehlerinformation dazu verwendet, ein Signal zu erzeugen, das einen reduzierten Phasenfehler aufweist.
Durch das Messen des Phasenfehlers in dem Trainingston bei jedem berechneten Nulldurchgang wird der Phasenfehler bestimmt. Der negative Wert des Phasenfehlers wird an jedes der N unabhängigen Signale angelegt, die Informationen aus der Informationssequenz tragen, so dass die Phasenverzerrung dazu tendiert, verringert zu werden. Dies ist möglich, obwohl die N unabhängigen Signale bei Frequenzen vorhanden sind, die sich von der des Trainingstons unterscheiden, weil die Phasenverzerrung, die bei jeder gegebenen Frequenz in einem gegebenen Zyklus eingeführt wird, dazu tendiert, bei allen Frequenzen die gleiche zu sein.
Wenn ein Trainingston verwendet wird, der amplitudenmäßig den N unabhängigen Signalen ähnlich ist, gibt es die Tendenz, dass Rauschen in dem Trainingston vorhanden ist, was die genaue Messung der Phasenabweichung des Trainingstonsignals stört. In einem alternativen Ausführungsbeispiel, bei dem der Trainingston amplitudenmäßig gleich oder geringfügig größer als die N unabhängigen Signale ist, wird das Trainingstonsignal zuerst einer Bandpassfilterung unterzogen, um das Rauschen aus dem Trainingston zu entfernen.
In einem alternativen Ausführungsbeispiel werden mehrere Trainingstöne verwendet. In dem alternativen Ausführungsbeispiel ist jeder 8. Ton ein Trainingston. In einem weiteren alternativen Ausführungsbeispiel ist jeder 16. Ton ein Trainingston. Äquivalente Trainingstöne können je nach Wunsch unter einer Reihe von N unabhängigen Signalen, die Töne tragen, beabstandet sein. Diese Technik tendiert dazu, das Rauschen der Trainingston-Phasenschätzung zu reduzieren.
In den alternativen Ausführungsbeispielen, die mehrere Trainingstöne verwenden, wird die Phaseninformation aus jedem Trainingston erhalten und gemittelt, um eine durchschnittliche Phasenabweichung zu einem bestimmten Zeitpunkt zu bestimmen. Somit wird jede Phasenschätzung aus jedem Trainingston einen bestimmten vorhandenen Betrag an Rauschen aufweisen. Das Rauschen in jedem Trainingston wird nicht korreliert. Somit addiert sich bei einem Ausführungsbeispiel mit zwei Trainingstönen die Signalleistung in den Phasenfehlerschätzungen kohärent zu viermal der Signalleistung in jeder Phasenfehlerabtastung. Aber da die Rauschleistung nicht korreliert wird, summiert sie sich nicht kohärent wie die Phasenschätzung, und es liegt nur eine Verdopplung der Rauschkraft vor. Somit wird durch die Verwendung von zwei Trainingstönen eine Verstärkung von 3 db erzielt. In alternativen Ausführungsbeispielen wird eine Verstärkung von 3 db jedes Mal dann realisiert, wenn die Anzahl an Trainingstönen, die vorhanden ist, verdoppelt wird.
5 ist ein Blockdiagramm einer Phasenregelschleife zweiter Ordnung, die als ein Teil der Trainingston-Tracking-PLL (135 von 3) verwendet wird. Die PLL zweiter Ordnung wird als eine Träger-Tracking-PLL verwendet, um einen Trainingston zu rekonstruieren, wie er übertragen worden ist, ohne Phasenfehler. Die PLL zweiter Ordnung ist auf herkömmliche Weise unter Verwendung von Komponenten aufgebaut, die den Fachleuten auf diesem Gebiet bekannt sind. Ein Signal fc wird in einen Phasendetektor 401 eingegeben. Und ein zweiter Eingang in den Phasendetektor 401 ist ein Signal fref. Der Ausgang des Phasendetektors 401 wird einem Schleifenfilter 403 eingegeben. Ein Ausgang des Schleifenfilters 403 ist ein Eingang zu einem Frequenzsynthesizer 405. Der Ausgang des Frequenzsynthesizers 405 bildet das Signal fref, das der Eingang des Phasendetektors 401 und der Eingang S(n)e^–j(t) eines Mischers 407 ist.
Die Phasenregelschleife wird oftmals dazu verwendet, ein Signal zu reinigen, ohne dass das Signal erkennbar geändert wird. Der Zweck der PLL in dieser Anwendung liegt darin, ein intern erzeugtes Signal fref mit einem empfangenen Signal fc(S(n)e^j(t)) abzugleichen. Der Zweck der PLL liegt darin, ein sauberes Signal zu erzeugen, das an die Stelle des empfangenen Signals fc gesetzt wird. Typischerweise besitzt ein ankommendes Signal, wie zum Beispiel fc, das ersetzt wird, eine oder mehrere unerwünschte Eigenschaften wie zum Beispiel den Jitter, Phasenrauschen oder andere unerwünschte Eigenschaften. Das Signal fref, das intern auf der Basis von fc erzeugt wird, tendiert dazu, die wünschenswerte Eigenschaft aufzuweisen, dass es ein gleichmäßiges Signal ist, das frequenz- und phasenmäßig an das Eingangssignal fc angepasst ist. Somit tendiert fref dazu, eine saubere Kopie von fc zu sein.
Die PLL zweiter Ordnung weist inhärent die Fähigkeit auf, die Phase und die Frequenz eines ankommenden Signals in dem erzeugten Signal fref anzupassen. Der Phasendetektor 401 stellt sofort eine Anzeige der Phasendifferenz zwischen dem ankommenden Signal fc und dem Referenzsignal fref bereit. Der Ausgang des Phasendetektors ist eine Phasenfehlerschätzung (⌀err).
Die Phasenfehlerschätzung ist die Differenz zwischen den Phasen von Fref und Fc. Der Phasenfehler wird an ein auf herkömmliche Weise aufgebautes Schleifenfilter 403 angelegt. Das Schleifenfilter 403 ist ein Schleifenfilter erster Ordnung und weist einen proportionalen Term Klin und einen Integratorterm INT auf. Somit bauen sich die Phasenfehler in dem Schleifenfilter auf, um einen Steuerwort-(CW)-Ausgang aus dem Schleifenfilter bereitzustellen. Der Steuerwortausgang wird an einen Eingang eines auf herkömmliche Weise aufgebauten Frequenzsynthesizers 405 angelegt.
Die Struktur zweiter Ordnung erlaubt die Erzeugung eines Null-Frequenz-Fehlers mit einer Null-Phasenfehler-Reproduktion von fc. Der Frequenzsynthesizer 405 erzeugt als einen Ausgang fref, der an den Phasendetektor 401 angelegt wird und auch S(n)e^–jφ(t) genannt wird und mit einem Mischer 407 gekoppelt ist.
Die Träger-Tracking-PLL 135 stellt eine Schaltung bereit, die typischerweise erlaubt, dass eine Phasenkompensation erzielt werden kann. Die Träger-Tracking-Phasenregelschleife wird dazu verwendet, den Trainingston-Phasenrauschfehler ausfindig zu machen und eine Schätzung des Phasenrauschens bereitzustellen.
Nun wird erneut Bezug auf 3 genommen. Der Eingang 417 zu der Trainingston-Tracking-PLL (135 von 3) besteht aus einer Reihe von modulierten Trägern, die um das Basisband 133 herum zentriert sind. Die Träger sind nicht sauber, ein gewisser Betrag an Phasenrauschen oder Phasenjitter ist in jedem der heruntergewandelten Träger vorhanden. In dem MCM Demodulator und der FFT (415 von 3) wird der momentane Phasenfehler, der dadurch bestimmt wird, dass der Trainingston bzw. die Trainingstöne untersucht wird/werden, von jedem der N abgetasteten Träger subtrahiert, was die N unabhängigen Signale erschafft. Die Subtraktion erzeugt eine Reihe von N unab hängigen Signalen, die auf gleichmäßig beabstandete Träger aufgedrückt werden, an dem Ausgang 104 der Trainingston-Tracking-Schaltung 420. Die Träger sind relativ frei von Phasenrauschen oder Jitter. Mathematisch gesehen ist der Prozess wie folgt:
Eine Reihe von k Trainingstönen wird in ein MCM Signal eingefügt. Die Trainingstöne werden dargestellt als:
T.T. = Trainingstöne = e^j2kn/N,
wobei: k = 0, 8, 16 ... 1016
Jeder Träger wird identisch von dem Tuner moduliert:
Wobei:

e^j2πkn/N: = Trainingstöne
e^j2π⌀(t): = Phasenrauschen
⌀(t): = [∫^t⌀_RAND(t)dt]·(1 – α)
⌀_RAND: = eine Gauß-Verteilungs-Zufallsvariable
α: = ein Verlustfaktor

Der Phasenfehler wird bestimmt, indem der Trainingston demoduliert wird: T.T. = e j2π(kn/N+⌀(t)) Phasenfehler = T.T.*e–j2π(kn/N) = ej2π(kn/N+⌀(t))·ej2π(kn/N) Phasenfehler = ej⌀(t) = Phasenwinkel
Die Phasenfehler aller Töne nach der Demodulation werden kombiniert.
Für die geradlinige Kombination:
Ein Satz von k Trägern mit einem Signal, das ohne Verzerrung auf diese aufgedrückt ist, wird dargestellt durch: [S(n), S(n+1), S(n+2), ... S(n+k)]
Die k Signale mit hinzugefügtem Phasenrauschen werden wie folgt dargestellt: [S(n)ejφ(n), S(n+1)ejφ(n+1), S(n+2)ejφ(n+2) ... S(n+k)ejφ(n+k)]
Der Phasenrauschenbeitrag, der identisch zu dem Phasenrauschen der k Signale mit Phasenrauschen ist, wird aus dem Pilotton entfernt. Als nächstes wird der negative Wert des Phasenrauschens des Piloten ermittelt. Der Phasenrauschenterm wird mit einem verzerrten Eingangssignal S(n)ej^φ(n) multipliziert (407 von 5).
Der sich ergebende Produkt-104-Ausgang zu dem MCM Demodulator 137 ist die unverzerrten Nachrichtensignale S(n), da die Exponentialgrößen gestrichen sind.
6 ist ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Mehrträgermodulationsempfängers mit einer schnellen Träger-Tracking-PLL, die eine Verzögerungsanpassungsschaltung (matching delay circuit) beinhaltet. Eine Trainingston-Tracking-PLL weist typischerweise eine Zeitverzögerung auf, die mit ihrem Betrieb verbunden ist. Eine PLL mit einer großen Verzögerung tendiert dahingehend, eine viel schmalere Bandbreite aufzuweisen als eine PLL mit einem kleinen Betrag an Verzögerung. Es wird danach gestrebt, die Verzögerung aus der Trainingston-Tracking-PLL zu entfernen, indem die Verzögerung der Träger-Tracking-PLL mit einer Verzögerungsanpassungsschaltung 413 angepasst wird.
Unter Verwendung einer Verzögerungsanpassungsschaltung wird die gesamte Trainingston-Tracking-PLL so implementiert, dass eine minimale Ver zögerung vorhanden sein wird. Somit wird eine PLL mit einer einzigen Verzögerung erzielt, was die minimale Verzögerung ist, die für eine Phasenregelschleife erhalten werden kann. Abgesehen von der Hinzufügung der Verzögerungsanpassungsschaltung 413 funktioniert die Träger-Tracking-PLL, die in diesem Ausführungsbeispiel beschrieben wird, wie sie vorher beschrieben worden ist.
Die Schaltung ist so konfiguriert, wie sie vorher in 5 beschrieben worden ist. Aber in 6 ist eine Verzögerungsanpassungsschaltung 413 in die Leitung eingefügt worden, die den Ausgang der Zeitdomain-Filterungs-/Herunterwandlungs-Schaltung und den Multiplizierereingang 407 koppelt.
Der Phasendetektor 401 der 5 und 6 ist verantwortlich für die Bildung einer genauen Phasenfehlerschätzung. Drei Ausführungsbeispiele, die für ein Phasendetektordesign geeignet sind, werden in dem nachfolgenden Text dargelegt.
Ein erstes Ausführungsbeispiel eines Phasendetektors 402 verarbeitet Trainingstöne, ein zweites Ausführungsbeispiel eines Phasendetektors beruht auf einer Kombination aus Trainingstönen und modulierten Datensignalen, und ein drittes Ausführungsbeispiel eines Phasendetektors verwendet nur Datensignale.
7a ist ein Blockdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines Phasendetektors 401, das nur Trainingstöne verarbeitet. Das gezeigte Ausführungsbeispiel wird in dem Phasendetektor 401 verwendet, der in 5 gezeigt ist. Das erste Ausführungsbeispiel des Phasendetektors 401 ist in der Lage, ein MCM Signal zu verarbeiten, das Trainingstöne verwendet. Der Phasenfehler wird aus der Phasendifferenz zwischen einer empfangen Datenabtastung x(n) und einem Referenzsignal f(n) geschätzt. Das Referenzsignal f(n) wird von dem Trainingston abgeleitet. Ein Trainingston ist als bekannte Daten definiert, die in einem Unterkanal übertragen werden. Im vorliegenden Fall sind die Trainingstöne eine Reihe von Trägern, die quer durch ein MCM Signal hindurch eingestreut sind.
Der Eingang 601 ist gleichzeitig mit den Phasenfehlerschaltungen 607, 609 und 611 gekoppelt. Der Eingang 601 ist mit einem ersten Mischerport eines Mischers 613 in jedem Block 607, 609, 611 gekoppelt. Ein zweiter Mischerport ist jeweils mit einem sinusförmigen Signal e^j2Πon/N, e^j2Πkn/N, e^j2Π(N-8)n/N der Blöcke 607, 609 und 611 gekoppelt. Ein Mischerausgang ist in jedem Block 607, 609, 611 vorgesehen. Der Mischer liefert einen Ausgang, der mit einem Eingangsport eines zweiten Mischers 650 gekoppelt ist. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel werden einem zweiten Mischereingangsport des Mischers 650 Entscheidungsdaten TT*(k) zugeführt. In einem alternativen Ausführungsbeispiel wird dem zweiten Mischerport des Mischers 650 eine konjugierte komplexe Zahl des Trainingstons, x(k), zugeführt. Ein Ausgang des Mischers 650 wird an ein auf herkömmliche Weise aufgebautes Tiefpassfilter 501 angelegt. Ein Ausgang des Tiefpassfilters 501 wird an einen Eingang einer auf herkömmliche Weise aufgebauten Kanalkompensationsschaltung 503 angelegt. Ein Ausgang der Kanalkompensationsschaltung 503 wird an einen Eingang einer auf herkömmliche Weise aufgebauten Arkustangensschaltung 505 angelegt. Ein Ausgang der Arkustangensschaltung 505 ist mit einen Eingang des Summierknotenpunkts 605 gekoppelt. Die Verbindungen, die oben für den Block 607 beschrieben worden sind, werden in den Blöcken 609 und 611 jeweils identisch für Töne bei f = 0, f = k und f = N-8 wiederholt.
Der Summierknotenpunkt 605 umfasst einen Ausgang 603, der aus einem Signal besteht, das repräsentativ ist für eine Phase. Der Eingang 603 wird an einen auf herkömmliche Weise aufgebauten komplexen Exponentialblockeingang angelegt. Ein Ausgang des komplexen Exponentialblocks 550 ist ein Signal e^j5, ein komplexer Wert. Somit wird eine Phase eingegeben und ein komplexer Wertzeiger (value phasor) wird aus dem Block 550 ausgegeben. Der Ausgang des komplexen Exponentialblocks 550 wird an einen Eingang eines Mischers 551 angelegt. Der Mischer 551 ist auf herkömmliche Weise aufgebaut, wie dies den Fachleuten auf diesem Gebiet bekannt sein wird. Ein zweiter Mischereingang zu dem Mischer 551 liefert ein Signal fref, das vorher erzeugt worden ist, wie in 5a gezeigt ist.
Ein Ausgang des Mischers 551 wird an eine auf herkömmliche Weise aufgebaute Phasenwinkelberechnungsschaltung 411 angelegt. Ein Ausgang der Phasenwinkelberechnungsschaltung 441 besteht aus einem Signalausgang φ_error.
7b ist ein Blockdiagramm der Ton-Tracking-Mischer/-Filter 409, die in der Phasendetektorschaltung von 6 verwendet werden. Die Schaltung, die zwischen dem Eingang 601 und dem Summierknotenpunkt 605 angeordnet ist, ist identisch zu derjenigen, die vorher in 7a beschrieben worden ist. Aber der Ausgang des Summierknotenpunkts 605 in 7b, der Phasenausgang 603, wird im Block 550 in einen komplexen Zeiger umgewandelt, wie vorher beschrieben worden ist, um den Ausgang 651 zu bilden.
7c ist ein alternatives Ausführungsbeispiel der Ton-Tracking-Mischer-/-Filter-Schaltung 409. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel wird ein Eingang 601 gleichzeitig an die Phasenfehlerschaltungen 607, 609, 611 jeweils für die Töne bei f = 0, f = k und f = N-8 angelegt. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Blöcke 607, 609 und 611 vereinfacht worden. Jeder Block 607, 609, 611 ist identisch aufgebaut. Somit werden die Schaltungsverbindungen im Block 607 beschrieben und sind repräsentativ für die anderen restlichen Blöcke.
Im Block 607 ist ein Mischer 613 so konfiguriert, wie er vorher beschrieben worden ist. Aber ein Ausgang des Mischers 613 ist direkt mit einer auf herkömmliche Weise aufgebauten Kanalkompensationsschaltung 503 gekoppelt. Ein Ausgang der Kanalkompensationsschaltung 503 ist direkt mit einem Summierknotenpunkt 605 gekoppelt. Es sei angemerkt, dass in dem obigen Schaltungsblock das vorher beschriebene Tiefpassfilter und die vorher beschriebene Arkustangensschaltung weggelassen worden sind.
Das Tiefpassfilter (LPF) ist an dem Ausgang 603 des Summierknotenpunkts 605 kaskadiert. Der Ausgang 603 ist mit einem Eingang des Tiefpassfilters 501 gekoppelt. Ein Tiefpassfilterausgang ist mit einem Eingang einer Arkustangensschaltung 505 gekoppelt. Ein Ausgang der Arkustangensschaltung 505 bildet den Ausgang 651.
8 veranschaulicht die Konstruktion und den Betrieb der Ton-Tracking-Mischer/Filter (409 von 7a) zur Verarbeitung eines MCM Signals, das Trainingstöne umfasst. 8 zeigt ein Frequenzspektrum 700 eines MCM Signals, das Datensignale 701 umfasst, auf die übertragene Daten und Trainingstöne 703 eingeprägt sind. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel sind die Trainingstöne bei jedem achten Ton vorhanden und weisen eine größere Amplitude als die Datensignale auf. Aber in alternativen Ausführungsbeispielen kann die Amplitude der Trainingstöne gleich der Amplitude der Datensignale oder eine willkürliche Amplitude im Hinblick auf die Datensignale sein. Das Frequenzspektrum 700 wird an einen ersten Eingangsport eines Mischers (613 von 7a) angelegt, wo der gewünschte Trainingston auf Gleichstrom oder eine ZF-Frequenz herunter gemischt wird, indem ein komplexes sinusförmiges Signal an einen zweiten Mischerport angelegt wird, wie dies den Fachleuten auf diesem Gebiet bekannt ist. Die Herunterwandlung des achten Trainingstons wird als ein Beispiel erläutert. Die restlichen Trainingstöne werden in ähnlicher Weise verarbeitet.
Die Herunterwandlungen der sechzehnten, vierundzwanzigsten, zweiunddreißigsten, vierzigsten, achtundvierzigsten und sechsundfünfzigsten Trainingstöne auf Gleichstrom wird erreicht, indem ein geeignetes Signal ausgewählt wird, dass an den zweiten Mischerport der jeweiligen Phasenfehlerschaltungen (607, 609, 611 von 7a) angelegt wird. Die jeweiligen Mischerausgänge werden an ihre jeweiligen Tiefpassfiltereingänge angelegt.
Ebenfalls in 8 ist ein Frequenzspektrum 705 des Ausgangs des Mischers (613 von 6) gezeigt. Der gewünschte Ton ist auf herkömmliche Weise auf Gleichstrom heruntergewandelt worden, und das Spektrum wird an den Eingang eines Tiefpassfilters (501 von 7a) angelegt.
Des Weiteren ist in 8 ein Frequenzspektrum 710 eines heruntergewandelten und isolierten Trainingstons nach der Tiefpassfilterung gezeigt. Das Frequenzspektrum 705 ist an ein auf herkömmliche Weise aufgebautes Tiefpassfilter (501 von 7a) angelegt worden, um ein Spektrum 710 an dem Tiefpassfilterausgang zu erzeugen. Es sei angemerkt, dass an dem Ausgang 710 ein Restsignalpegel der Datensignale, die nahe dem Trainingston lagen, aufgrund von typischen Beschränkungen der Filter übrigbleibt.
Der Ausgang des Tiefpassfilters ist der Phasenfehler für den Trainingston, der untersucht wird. Die Signale, die von der Schaltung von 8 erzeugt werden, werden wie unten beschrieben verarbeitet.
Eine Schätzung der empfangenen Abtastphase bei jeder Trainingstonfrequenz k wird erhalten, indem eine DSP-Schaltung der nachfolgenden Gleichung implementiert wird: RPHI(k) = Tiefpassfilter ((e2πjk/n·x(n)) konjugierte komplexe Zahl (TT(k))wobei RPHI(k) die empfangene Abtastphase bei der Frequenz k ist und n über n = –0, ... N-1 summiert wird, und TT(k) der bekannte Trainingstonwert für die Frequenz k ist. RPHI(k) ist das Signal, das aus den Tiefpassfiltern (501 von 7a) ausgegeben wird.
Nun wird erneut Bezug auf 7a genommen. Die Kanalkompensationsschaltung 503 umfasst einen Eingang, der mit dem Ausgang des Tiefpassfilters 501 gekoppelt ist. In praktisch implementierten MCM Systemen werden die empfangenen Abtastphasenfehler durch die Wirkung eines Kommunikationskanals verzerrt. Es wird eine Kompensation für die empfangenen Abtastphasenfehler, die in jedem Kanal enthalten sind, bereitgestellt. Die Kompensation erfordert es, dass die Kanalschätzung bei jeder der Trainingstonfrequenzen k bekannt ist. Unter Verwendung von empirisch abgeleiteten oder berechneten Kanalinformationen kann die Kanalkompensierung an die empfangenen Abtastphasenfehler wie folgt angelegt werden: CC_PHI(k) = RPHI(k)/CE(k),wobei CC_PHI(k) der kanalkompensierte Abtastphasenfehler bei der Frequenz k ist, und CE(k) die Kanalschätzung für die Frequenz k ist. Das Ergebnis ist der Ausgang der Kanalkompensationsschaltung 503.
Die Arkustangensschaltung 505 ist mit dem Ausgang der Kanalkompensationsschaltung 503 gekoppelt. Jeder der empfangene Abtastphasenfehler, der aus der Kanalkompensierungsschaltung ausgegeben wird, ist als ein komplexer Zeiger dargestellt. Zur Umwandlung dieser Zeiger in einen Phasenwinkel ist es notwendig, den Arkustangens jedes CC_PHI(k) zu berechnen, indem eine DSP-Implementierung der nachfolgenden Funktion verwendet wird: Winkel_PHI(K) = Arkustangens [CC_PHI(k)].
In der Praxis wird danach gestrebt, eine ausreichende Genauigkeit zu erhalten, und es wird typischerweise bevorzugt, um den Phasenwinkeln wie folgt zu approximieren: Winkel_PHI(k) = Imaginärteil [CC_PHI(k)]
Das Ergebnis des oben beschriebenen Prozesses ist das Signal, das an dem Ausgang der ARCTAN-Schaltung 505 erscheint.
Jeder Abtastphasenwinkel wird von jedem einer Vielzahl von Trainingstönen abgeleitet, die an eine Vielzahl von Phasenfehlerschaltungen 607, 609, 611 angelegt werden. Drei Phasenfehlerschaltungen 607, 609. 611 zur Verarbeitung der Trainingstöne sind gezeigt. Aber es kann jede Anzahl von Phasenfehlerschaltungen verwendet werden.
An dem Summierknotenpunkt 605 wird ein Gesamtbetrag einer empfangenen Abtastphasenfehlerschätzung erzeugt, indem jeder der empfangenen Abtastphasenwinkel addiert wird. Der gesamte empfangene Abtastphasenfehler wird durch die nachfolgende Gleichung angegeben: PHI = Σ[Winkel_PHI(k)],wobei k ein Satz von Indizes für alle Trainingstöne ist. Die Indizes definieren die Ordinal-Position der Trainingstöne in dem MCM Signal. Das Ergebnis dieser Gleichung ist der Ausgang 603.
7c ist ein alternatives Ausführungsbeispiel eines effizienteren Prozesses, der durch die unten aufgeführte Gleichung beschrieben wird und mit auf herkömmliche Weise aufgebauten Schaltungen unter Verwendung herkömmlicher DSP-Techniken implementiert wird, wobei die Gleichung theore tisch identisch zu der obigen Gleichung ist, aber danach strebt, berechnungsmäßig effizienter zu sein.
Phasenfehlerschätzung = PD(n) = arctan[RPHI] approximiert durch imaginäre [RPHI].
Nun wird wieder Bezug auf 7a genommen. Die Schaltung zum Ausführen der oben beschriebenen Prozesse wird erzielt, indem herkömmliche analoge und digitale Signalverarbeitungstechniken verwendet werden.
Der Eingang 601 umfasst eine Reihe von Tönen, die um eine Basisbandfrequenz herum zentriert sind, und die gleichzeitig an eine Vielzahl von Phasenfehlerschaltungen 601, 609, 611 angelegt werden. Die Phasenfehlerschaltungen sind jeweils für die Verarbeitung eines Tones bei f = 0, f = K, und eines Tones bei f = N-8 reserviert, wobei N die gesamte Anzahl an vorhandenen Trägern ist. Die Ausgänge jeder der Vielzahl von Phasenfehlerschaltungen sind mit einem auf herkömmliche Weise aufgebauten Summierknotenpunkt 605 gekoppelt. Der Summierknotenpunkt 605 umfasst einen Ausgang 603.
Jede der Phasenfehlerschaltungen 607, 609, 611 umfasst einen Mischer 613, der einen ersten Eingang aufweist, der mit dem Eingang 601 gekoppelt ist, und einen zweiten Mischer-613-Eingang. Ein Mischerausgang ist mit einem Eingang an einem auf herkömmliche Weise aufgebauten Tiefpassfilter 501 gekoppelt. Das Tiefpassfilter 501 umfasst einen Ausgang, der mit einem Eingang einer auf herkömmliche Weise aufgebauten Kanalkompensationsschaltung 503 gekoppelt ist.
Die Kanalkompensationsschaltung 503 umfasst einen Ausgang, der mit einem Eingang einer Arkustangensschaltung 505 gekoppelt ist. Die Arkustangensschaltung 505 umfasst einen Ausgang, der mit dem Summierknotenpunkt 605 gekoppelt ist. Die Arkustangensschaltung ist auf herkömmliche Weise aufgebaut und führt die Funktion der Berechnung des Arkustangens eines daran angelegten Signals durch.
Der zweite Mischereingang zu dem Mischer 613 in der "Phasenfehlerschaltung für einen Ton bei f = 0", 607, ist ein sinusförmiges Signal e^j2π0n/N. Der zweite Mischereingang für den Mischer 613 in der "Phasenfehlerschaltung für einen Ton bei f = k", 609, ist ein sinusförmiges Signal e^j2πykn/N. Der zweite Mischereingang des Mischers 613 in der "Phasenfehlerschaltung für einen Ton bei f = N-8", 611, ist das sinusförmige Signal e^j2π(n-8)n/N.
Trainingstöne verschiedener Frequenzen, die in dem Eingangssignal 601 enthalten sind, werden an den Phasendetektor 401 angelegt. Jeder der Trainingstöne wird durch das gleichzeitige Anlegen des Eingangssignals 601 an alle Mischer 613 separiert. Jeder Mischer in jeder Phasenfehlerschaltung 607, 609, 613 weist eine zweite Eingangsfrequenz auf, die den Trainingston von Interesse auf Gleichstrom mischt. Das Gleichstromsignal, das repräsentativ ist für jeden Trainingston, wird einer Tiefpassfilterung unterzogen, wodurch nur eine Gleichstromrepräsentation des gewünschten Trainingstons übrig gelassen wird. Mit dieser Technik werden Phasen- und Frequenz-Offsets korrigiert.
Bei jeder Trainingstonfrequenz tendiert es oftmals dahingehend, dass eine frequenzspezifische Verzerrung in dem Trainingston vorhanden ist. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung können bei jedem vorhandenen Trainingston eine Amplitudeneinstellung und eine Phaseneinstellung erzeugt werden, um die Kompensation für den Kanal durchzuführen.
Auf der Grundlage der Übertragungscharakteristiken des Kanals wird immer noch erwartet, dass das Signal ohne Phasenrauschen eine abweichende Amplitude und Phase aufweisen wird, was dem Kanal zuzuschreiben ist, durch den das Signal übertragen wird. Somit würde an dem Ausgang der Kanalkompensationsschaltungen 503 ein Signal, das kein Phasenrauschen aufweist, einen Wert von Null aufweisen. Ein Nicht-Null-Wert an dem Ausgang der Kanalkompensationsschaltung zeigt das Vorhandensein von Phasenrauschen an.
Der Signalausgang aus der Kanalkompensationsschaltung 503 wird an eine Arkustangensschaltung 505 angelegt, bei der der Arkustangens des Ausgangs der Kanalkompensationsschaltung berechnet wird. Der Kanalkompensationschaltungsausgang ist ein Signal mit einem komplexen Wert, und durch die Durchführung einer Arkustangensverarbeitung stellt der Ausgang der Arkustangensschaltung die Phase bereit.
Der Ausgang der Summierers 605 stellt einen kohärent summierten Phasenfehler bereit, der an einen Mischer (421 von 6 LO-Port) angelegt wird.
Nun wird erneut Bezug auf 6 genommen. Ein ZF-Port jedes Mischers 421 ist mit einer auf herkömmliche Weise aufgebauten Phasenwinkelberechnungsschaltung 411 gekoppelt. Ein Ausgang der Phasenwinkelberechnungsschaltung 411 ist mit einem Eingang eines auf herkömmliche Weise aufgebauten Schleifenfilters 403 gekoppelt. Ein Ausgang des Schleifenfilters 403 ist mit einem Eingang eines auf herkömmliche Weise aufgebauten Frequenzsynthesizers 405 gekoppelt. Ein Ausgang des Frequenzsynthesizers 405 ist mit einem HF-Port des Mischers 421 gekoppelt.
Der Ausgang des Frequenzsynthesizers 405 ist auch mit einem HF-Eingangsport des auf herkömmliche Weise aufgebauten Mischers 407 gekoppelt. Ein LO-Port des Mischers 407 ist mit einem Ausgang einer auf herkömmliche Weise aufgebauten Verzögerungsanpassungsschaltung 413 gekoppelt. Ein Eingang der Verzögerungsanpassungsschaltung 413 ist mit dem Eingang 417 gekoppelt. Der Eingang 417 ist auch mit Ton-Tracking-Mischern/-Filtern 409 gekoppelt. Ein Ausgang der Ton-Tracking-Mischer/-Filter 409 ist mit einem Eingang des Mischers 421 gekoppelt.
Ein ZF-Ausgang des Mischers 407 ist mit einer Frequenzdomainverarbeitung (FFT) 415 gekoppelt. Der Ausgang der Frequenzdomainverarbeitung (FFT) bildet den Ausgang 419.
In dem soeben oben beschriebenen Ausführungsbeispiel sind Trainingstöne jeweils bei jedem 8. Ton in dem gleichmäßig beabstandeten Mehrtonspektrum vorhanden. Phasenschätzungen wurden somit bei jedem 8. Ton der endunabhängigen Signale, die an dem Eingang vorhanden waren, wie folgt berechnet:
9 zeigt ein Blockdiagramm des ersten Ausführungsbeispiels des Phasendetektors und der Verarbeitung von lediglich Trainingstönen, bei denen Datensignale nahe den Trainingstönen gelöscht worden sind. Es sei daran erinnert, dass in 8 das Signal, das nach der Tiefpassfilterung 710 durch das Tiefpassfilter (501 von 7a) übrig blieb, restliche Datensignale mit dem gewünschten Trainingston umfasste.
Restsignale sind bedingt durch Beschränkungen des Tiefpassfilters 501. Die Ränder des Tiefpassfilters 501 sind typischerweise nicht scharf genug, um Interferenzen zu eliminieren, die durch benachbarte Datensignale verursacht werden. Die Restdatensignale zeigen sich als Rauschen, das den Empfang eines gewünschten Signals stört. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel wird das übertragene Signal an dem Sender (113 von 3) derart modifiziert, dass Datensignale nahe bei Trainingstönen annulliert oder auf Null gesetzt werden, so dass sie nicht verwendet werden. Das Entfernen von Datensignalen nahe den Trainingstönen verbessert die Effektivität der Tiefpassfilterung, indem Phaseninformation des Trainingstons von dem Systemrauschen getrennt werden.
In äquivalenter Weise kann es bei einer Untergruppe von Trainingstönen sein, dass nur bei einigen der Trainingstöne, die verwendet werden, sein, benachbarte Datensignale auf Null gesetzt worden sind. In der nachfolgenden Empfängerschaltung werden nur die Trainingstöne mit benachbarten Null-Datensignalen für die Trägerfrequenz-/Phasenfehlerkompensation verwendet.
9 ist ein Diagramm eines Spektrums 800, das an eine Ton-Tracking-Mischer-/-Filter-Schaltung (409 von 7a) angelegt wird. Eine Reihe von Datenträgern, auf die Daten 806 aufgedrückt sind, weisen Trainingstöne 805, 803 auf, die mit diesen vermischt sind. Eine Untergruppe der Trainingstöne 805 weist benachbarte datentragende Kanäle 801 auf, die unterdrückt sind.
Ebenfalls in 9 ist ein Frequenzspektrum 810 des Ausgangs des Mischers (613 von 7a) gezeigt, bei dem Datensignale in der Nachbarschaft der Trainingstöne eliminiert worden sind. In dem gezeigten Beispiel ist der achte Trainingston auf Gleichstrom oder auf eine Nullfrequenz heruntergewandelt worden. Das heruntergewandelte Spektrum 810 wird an ein Tiefpassfilter (501 von 7a) angelegt.
Des Weiteren ist in 9 ein Frequenzspektrum 815 eines heruntergewandelten und isolierten Trainingstons nach der Tiefpassfilterung gezeigt. Das Frequenzspektrum 810 ist an ein auf herkömmliche Weise aufgebautes Tiefpassfilter (501 von 5) angelegt worden, um das Spektrum 815 an dem Tiefpassfilterausgang zu erzeugen. Es sei angemerkt, dass der Restsignalpegel der benachbarten Datensignale, der in 8 gezeigt ist, in diesem Spektrum nicht vorhanden ist.
Ein zweites Ausführungsbeispiel eines Phasendetektors verwendet eine Kombination aus Trainingstönen und Dateninformationen, um Datenentscheidungen (zusätzlich zu den Trainingstoninformationen, falls vorhanden) für das Trägerfrequenz-/-Phasen-Tracking zu treffen. Ein Signaleingang zu einem solchen Empfänger kann damit assoziierte Trainingstöne aufweisen, muß aber nicht. Die Vorteile bei der Verwendung von Dateninformationen liegt darin, dass die Technik für MCM Systeme verwendet werden kann, die keine Trainingstöne verwenden, und die Leistung der kohärenten Addition von Phaseninformationen aus unabhängigen Hilfskanälen wird weiter verbessert.
Wenn Datentöne für das Trägerfrequenz-/Phasen-Tracking verwendet werden, ist ein typisches Hindernis dasjenige, dass die Dateninformationen an dem Empfänger bis zu dem Zeitpunkt, nachdem die Frequenzdomainumwandlung durchgeführt worden ist, nicht bekannt sind. Frequenz- und Phaseninformationen stehen zu einem Zeitpunkt, an dem das MCM Signal immer noch ein Zeitdomain-Signal ist, nicht zur Verfügung, und das Ableiten der Trägerfrequenz-/Phasenkompensation würde einfach sein.
Ein Lösungsweg mit zwei Durchläufen wird verwendet, um das MCM-Signal unter Verwendung einer Kombination aus Trainingstönen und Dateninformationen zur Ableitung von Frequenz- und Phaseninformationen zu verarbeiten. Zuerst wird ein empfangenes MCM Signal unter Verwendung irgendwelcher herkömmlichen MCM-Techniken demoduliert (wobei kein Träger-Tracking durchgeführt wird). In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann das Signal bei dem ersten Durchlauf unter Verwendung einer Variation einer durch einen Trainingston angesteuerten Träger-Tracking-Schleife demoduliert werden. Das primäre Ziel des ersten Durchlaufs ist die Bestimmung der MCM Datenentscheidungen x(k). Diese Datenentscheidungen können Trägerfre quenz-/Phasenfehler umfassen, und somit können einige unkorrekte Entscheidungen enthalten sein, die in einer 1 MCM Blockspeicherverzögerung für Zeitdomaindaten gespeichert werden.
Bei dem zweiten Durchlauf werden die ursprünglich empfangenen Daten wieder demoduliert. Aber bei diesem Durchlauf wird das Träger-Tracking unter Verwendung einer auf Daten ausgerichteten Technik durchgeführt. Die auf Daten ausgerichteten Techniken umfassen genau die gleichen mathematischen Schritte, die für das erste Ausführungsbeispiel beschrieben worden sind, mit der Ausnahme, dass Phasenschätzungen des empfangenen Signals für jede Unterkanalfrequenz erhalten werden, die ein Datensignal zusätzlich zu den Trainingstonsignalen enthält. Bei jedem Träger wird in dem zweiten Durchlauf die Modulation entfernt, bevor der Phasenvergleich durchgeführt wird. Die Phasenschätzungen werden mit der erwarteten Phase verglichen und die Phasenfehler werden kohärent kombiniert. Die kohärente Kombination von Phasenfehlern wird erreicht, indem Entscheidungsdaten x(k) verwendet werden, die aus dem ersten Durchlauf erhalten worden sind, um TT(k) zu ersetzen (für jedes k, bei dem TT(k) nicht zur Verfügung steht).
Eine Leistungsverbesserung wird typischerweise beobachtet, wenn Trainingstöne von informationstragenden Tönen beabstandet sind. In einem Ausführungsbeispiel verbleiben Lücken direkt neben Trainingstönen, die zum Bestimmen der Phasenfehlerschätzung verwendet werden. Durch die Eliminierung von Trainingstönen wird eine Hardwarevereinfachung realisiert, indem ein Kanal eliminiert wird, der typischerweise für die Verarbeitung eines Trainingstons reserviert ist.
In dem dritten alternativen Ausführungsbeispiel werden Töne, die Daten tragen, als Trainingstöne verwendet. Trainingstöne ohne modulierte Daten verschwenden Energie, da der Träger keine Informationen trägt. Um einen Datenton in zufriedenstellender Weise als einen Trainingston zu verwenden, müssen zuerst die übertragenen Daten von dem Datenton abgeleitet werden, der potentiell als ein Trainingston dienen wird.
Zuerst wird ein gesamter Block von Daten demoduliert. Alle Datenwerte werden bestimmt, um den übertragenen Datenstrom zu rekonstruieren.
Der wiederhergestellte Datenstrom wird dann auf einen Satz von Trägern remoduliert. Die remodulierten Informationen erlauben es, dass die ursprünglich übertragenen Töne ohne die modulierten Daten wiederhergestellt werden können. Somit kann jeder einzelne Informationston als ein Trainingston behandelt werden, da der Träger von dem Datenstrom getrennt worden ist. Das dritte Ausführungsbeispiel eines Phasendetektors verwendet nur Dateninformationen.
10 ist ein Blockdiagramm einer Modulationstechnik mit zwei Durchläufen. Mehrträgerdaten werden in Blöcke von Daten aufgeteilt. Ein Block von Daten wird durch einen Empfänger geleitet, um eine anfängliche Korrektur des Phasenrauschens bereitzustellen und um einen gesammelten Block von Entscheidungsdaten bereitzustellen.
Der Ausgang des Empfängers wird in einem MCM Blockspeicherverzögerungs-Entscheidungsdaten-Block gespeichert. Der Block der gespeicherten Daten repräsentiert die beste Schätzung, welche Daten tatsächlich übertragen worden sind. Zusätzlich wird ein gesamter Satz von Eingabedaten in einem einzelnen MCM Blockspeicherverzögerungsblock gespeichert. Die Daten, die in unmodulierten Daten gespeichert sind, werden an einen zweiten replizierten Empfänger angelegt.
Der Ausgang der einen MCM Blockspeicherverzögerung wird in einen zweiten Empfänger eingegeben, wo er wie vorher beschrieben verarbeitet wird. Der zweite Durchlauf verwendet Entscheidungsdaten, um eine Ton-Tracking-PLL anzusteuern, die sich in dem zweiten Empfänger befindet. Der Ausgang der einen MCM Blockspeicherverzögerung besteht aus Signalen, die an die Ton-Tracking-Mischer/-Filter 409 bei jedem Trainingstoneingang zu dem Mischer 650 angelegt werden. Das in 10 gezeigte Verfahren erlaubt in vorteilhafter Weise, dass Daten aus jedem Bin dazu verwendet werden können, die Trainingstonschätzung zu bilden. Alle Bins anstatt N/8 Bins können verwendet werden, um Phasenschätzungen zu bilden. Somit wird eine 3 DB Verbesserung für jedes Verdoppeln der Anzahl an Bins, die verwendet werden, erreicht. In dem beschriebenen Ausführungsbeispiel kann eine Kombination aus Trainingstönen und Modulationsdaten verwendet werden, um eine Phasen fehlerschätzung zu erzeugen. Alternativ dazu werden Trainingstöne in diesem Ausführungsbeispiel nicht benötigt, um eine Phasenfehlerschätzung zu erzeugen.
Die 11a, 11b und 11c veranschaulichen die Verarbeitungsschritte des dritten Ausführungsbeispiels. "Bekannte" Informationen, entweder in der Form von Trainingstönen oder Datenentscheidungen, können dazu verwendet werden, ein remoduliertes Signal aufzubauen. Das remodulierte Signal wird so aufgebaut, dass es alle Informationen außer diejenigen des Tons von Interesse enthält. Das remodulierte Signal wird dann von dem gesamten MCM Signal subtrahiert, um Informationen ohne Beziehung aus dem Ton von Interesse zu entfernen. Die Phasenwinkelschätzung kann dann bei dem "gesäuberten" Ton durchgeführt werden.
Zuerst wird eine Technik verwendet, durch die die Datenentscheidungen bestimmt werden, wie etwa oben für das zweite Ausführungsbeispiel erläutert worden war. Es ist wünschenswert, den Phasenfehler bei einer willkürlichen Frequenz k zu bestimmen. Wir können ein komplementäres remoduliertes Signal, das das gesamte MCM Signal enthält, mit der Ausnahme des Signals bei Ton k, wie folgt aufbauen: Remod_sig_k(n) = [Σe2Πkn/NX(m))],wobei Remod_sig_k(n) das komplementäre remodulierte Signal für die Frequenz k ist und m über m = 0, ... N-1 summiert ist, wobei M nicht gleich k ist.
Das remodulierte Signal wird, wo m ist, von dem gesamten empfangenen MCM Signal subtrahiert, um ein Signal zu ergeben, das eine sehr gute Schätzung des Signals bei der Frequenz k ist. Est_sig_k(n) = MCM(n) – Remod_sig_k(n),wobei Est_sig_k(n) das geschätzte Signal bei der Frequenz k ist.
Die Phasenwinkelschätzung bei der Frequenz k wird bestimmt, indem Est_sig_k in geeigneter Weise verarbeitet wird (Tiefpassfilterung, Kanalkompensation und Arkustangensberechnung, wie in dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben). Dies kann bei allen Frequenzen durchgeführt werden (Neuberechnung von Est_sig_k für jede Frequenz), und die Phasenwinkel werden kohärent summiert.
Die in diesem Abschnitt beschriebene Technik kann ohne Trainingstöne durchgeführt werden, wenn Datenentscheidungen zur Verfügung gestellt werden. Die Techniken können auch ohne Datentöne verwendet werden, wenn Trainingstöne zur Verfügung stehen.
Jeder Ton trägt typischerweise zu Interferenzen bei seinem benachbarten Ton bei. Diese Interferenz wird Zwischenträgerstörung (ICI; inter carrier interference) genannt.
Mehrere Techniken stehen für die Mehrträgermodulation zur Verfügung. Wenn perfekte Bandpassfilter zur Verfügung stehen würden, würde keine Zwischenträgerstörung auftreten. Aber in praktisch realisierbaren Bandpassfiltern ist ein Übergangsbereich vorhanden. Anstatt der Bandpassfilterung wird eine FFT einer Datensequenz ergriffen. Das ergriffene Spektrum erscheint als eine sinx/x- oder sync-Antwort. In der digitalen Domain werden die Nullen der Sync-Funktion so angeordnet, dass die Nullen auf die Stelle des am nächsten liegenden benachbarten Signals fällt, das vorhanden ist. Wenn das Phasenrauschen oder ein Frequenzfehler vorhanden ist, wird das benachbarte Signal nicht exakt auf die Nullen der Sync-Funktion fallen, und es wird eine Störung geben. Somit tritt die Interferenz aufgrund der Tatsache auf, dass nicht für jeden Träger eine perfekte Spektrallinie vorhanden ist. Es ist wünschenswert, die ICI zu eliminieren.
Die gesamte Sequenz von Daten wird demoduliert. Die ursprüngliche Informationssequenz wird wiederhergestellt. Als nächstes wird eine Remodulation des gesamten Signals durchgeführt. Die Remodulation des Signals würde dazu führen, dass alle zur Verfügung stehenden Bins aufgefüllt werden würden. In diesem Ausführungsbeispiel sind wir an einem einzigen Frequenz-Bin interessiert.
Ein modifizierter MCM Modulator wird verwendet, um die Datensequenz mit der zusätzlichen Eigenschaft zu regenerieren, dass der Träger von Interesse aus der Sequenz eliminiert ist. Von der ursprünglichen Sequenz wird die rekonstruierte Sequenz abgezogen. Das sich ergebende Signal ist ein gewünschtes Trainingstonsignal ohne die Interferenz der anderen Träger. Der Prozess wird unter Verwendung von mehreren MCM Modulatoren für jeden Träger, der wiederhergestellt werden soll, wiederholt. Die Phaseninformation wird aus einem Träger extrahiert, der auf diese Weise wiederhergestellt worden ist, und dann an die Trainingston-Tracking-PLL für die Wiederherstellung der Phaseninformationen angelegt.

Claims

Kompensationssystem, das zur Kompensation von Trägerfrequenz und Phasenfehlern eines empfangenen mehrträgermodulierten MCM Signals ausgelegt ist, wobei das empfangene Mehrträger-Signal Datentöne (data tones) zum Übertragen von Daten und Trainingstöne (training tones) zur Fehlerkorrektur aufweist, wobei das Kompensationssystem umfasst: einen Herunterwandlungs (Down Conversion)-Tuner (125), der zum Zeitdomain-Herunterwandeln des empfangenen Mehrträger-Signals auf Basisband und zum Ausgeben eines heruntergewandelten Signals ausgelegt ist, wobei das heruntergewandelte Signal eine Mehrzahl von Datentönen zum Übertragen von Daten und Trainingstöne zur Trägerphasen-Fehlerkorrektur aufweist; einen Abtaster (Sampler), der zum Abtasten eines Trainingstons des heruntergewandelten Signals und zum Ausgeben empfangener Datenabtastungen ausgelegt ist; einer Einrichtung, die zum Bereitstellen eines Referenzsignals ausgelegt ist, das von dem Trainingston des heruntergewandelten Signals abgeleitet ist; und einer Schätzvorrichtung, die zum Schätzen von Phasenfehlern aus einer Phasendifferenz zwischen dem Trainingston und dem von dem Trainingston des heruntergewandelten Signals abgeleiteten Referenzsignal ausgelegt ist, und die zum Ausgeben einer Vielzahl von empfangenen Abtastphasenfehlerschätzungen für jeden Datenton ausgelegt ist; dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensationssystem des Weiteren aufweist: einen Kombinator, der zum kohärenten Kombinieren von Abtastphasenfehlerschätzungen der Vielzahl modulierter Träger zur Erzeugung einer einzigen kohärent kombinierten Zeitdomain-Phasenfehlerschätzung ausgelegt ist; eine Einrichtung, die zum Anwenden der einzigen kohärent kombinierten Zeitdomain-Phasenfehlerschätzung auf das Zeitdomain-heruntergewandelte empfangene Mehrträger-Signal ausgelegt ist, um mehrträgermodulierte Signalfrequenz und Phasenfehler zu kompensieren; einen Konverter, der zur Frequenzdomain-Wandlung eines kompensierten heruntergewandelten empfangenen Mehrträger-Signals zur weiteren digitalen Signalverarbeitung ausgelegt ist, wobei Trainingstöne von Datentönen beabstandet sind; und einen Determinator, der zum Bestimmen von Phasenfehlerschätzungen durch Verwendung von Lücken, die genau neben Trainingstönen verbleiben, ausgelegt ist.
Kompensationssystem nach Anspruch 1, wobei der Herunterwandlungs (Down Conversion)-Tuner (125) einen Frequenzgeber (127) aufweist, der zum Ausgeben einer Frequenz ausgelegt ist, die von einem Mischer (129) mit dem mehrträgermodulierten Signal gemischt wird, um einen heruntergewandelten Ausgang zu bilden.
Kompensationssystem nach Anspruch 1 oder 2, wobei das System des Weiteren ein Herunterwandlungs (Down Conversion)-Tiefpassfilter (131) aufweist, das zum Wandeln des heruntergewandelten Ausgangs in einen Herunterwandlungs-Tiefpassfilter-Ausgang ausgelegt ist.
Verfahren zum Kompensieren von Trägerfrequenz und Phasenfehlern eines empfangenen mehrträgermodulierten MCM Signals, wobei das empfangene Mehrträger-Signal Datentöne zum Übertragen von Daten und Trainingstöne zur Fehlerkorrektur aufweist, wobei das Verfahren umfasst: Zeitdomain-Herunterwandeln des empfangenen Mehrträger-Signals auf Basisband, um ein heruntergewandeltes Signal bereitzustellen, wobei das heruntergewandelte Signal eine Vielzahl von Datentönen zum Übertragen von Daten und Trainingstöne zur Trägerphasen-Fehlerkorrektur aufweist; Abtasten eines Trainingstons des heruntergewandelten Signals, um empfangene Datenabtastungen bereitzustellen; Bereitstellen eines von dem Trainingston des heruntergewandelten Signals abgeleiteten Referenzsignals; und Schätzen der Phasenfehler aus einer Phasendifferenz zwischen dem Trainingston und dem von dem Trainingston des heruntergewandelten Signals abgeleiteten Referenzsignal, um eine Vielzahl empfangener Abtastphasenfehlerschätzungen für jeden Datenton bereitzustellen, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren des Weiteren die folgenden Schritte umfasst: kohärentes Kombinieren von Abtastphasenfehlerschätzungen der Vielzahl modulierter Träger und Erzeugen einer einzigen kohärent kombinierten Zeitdomain-Phasenfehlerschätzung; Anwenden der einzigen kohärent kombinierten Zeitdomain-Phasenfehlerschätzung auf das Zeitdomain-heruntergewandelte empfangene Mehrträger-Signal, um MCM Signalfrequenz und Phasenfehler zu kompensieren; und Frequenzdomain-Wandeln eines kompensierten heruntergewandelten empfangenen Mehrträger-Signals zur weiteren digitalen Signalverarbeitung; und dadurch, dass Trainingstöne von Datentönen beabstandet sind, wodurch Lücken, die genau neben Trainingstönen verbleiben, zur Durchführung von Phasenfehlerschätzungen verwendet werden.