DE602004007770T2

DE602004007770T2 - Kohärenter am-demodulator mit gewichteter lsb/usb-summe zur verringerung von störungen

Info

Publication number: DE602004007770T2
Application number: DE602004007770T
Authority: DE
Inventors: Brian William Sykesville KROEGER
Original assignee: Ibiquity Digital Corp
Current assignee: Ibiquity Digital Corp
Priority date: 2003-02-24
Filing date: 2004-01-29
Publication date: 2008-04-30
Anticipated expiration: 2024-01-30
Also published as: MXPA05008260A; CA2516767A1; EP1597820A4; AU2004214862B2; CA2516767C; EP1597820B1; AU2004214862A1; WO2004077667A2; CN1754308A; TW200428832A; ATE368325T1; RU2342772C2; CL2004000295A1; EP1597820A2; RU2005129716A; KR20050105234A; BRPI0407725A; US7127008B2; KR101016876B1; BRPI0407725B1

Description

ERFINDUNGSGEBIET
Diese Erfindung betrifft die Verarbeitung von AM-Funksignalen und insbesondere Verfahren und Vorrichtungen zum Demodulieren von AM-Funkssignalen.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Der Empfang von AM-Signalen im Rundfunkband wird oft durch die Nachbarkanal-Störbeeinflussung (ACI – Adjacent Channel Interference) gestört. Ein großer Teil dieser Störbeeinflussung ist ein Ergebnis des Abstandes von 10 kHz der Analogsignale mit einer Bandbreite von 20 kHz (±10 kHz), wobei nahezu die Hälfte der Bandbreite des ersten benachbarten Analogsignals das interessierende Signal (SOI – Signal Of Interest) überlappt.
Digitale Hörrundfunk(DAB – Digital Audio Broadcasting)-Systeme mit In-Band-On-Channel(IBOC) werden eingeführt, um eine reibungslose Entwicklung vom derzeitigen analogen Amplitudenmodulations(AM)-Radio zu einem vollständig digitalen In-Band-On-Channel-System zu erreichen. Das IBOC-DAB erfordert keine neuen Frequenzzuweisungen, da jedes IBOC-DAB-Signal innerhalb der spektralen Maske einer existierenden AM-Kanalzuweisung übertragen wird. Das IBOC-DAB fördert die Spektrumsökonomie, weil sie den Rundfunkanstalten erlaubt, dem derzeitigen Hörrundfunkteilnehmerkreis Hörfunk in digitaler Qualität bereitzustellen.
Ein AM-IBOC-DAB-System, das in der US-Patentschrift Nr. 5,588,022 vorgestellt wird, stellt ein Verfahren für das gleichzeitige Ausstrahlen von analogen und digitalen Signalen in einem normalen AM-Rundfunkkanal vor. Unter Verwendung dieses Ansatzes wird ein amplitudenmoduliertes Funkfrequenzsignal, das ein erstes Frequenzspektrum aufweist, ausgestrahlt. Das amplitudenmodulierte Funkfrequenzsignal enthält einen ersten Träger, der durch ein analoges Programmsignal moduliert ist. Gleichzeitig werden mehrere digital modulierte Trägersignale innerhalb einer Bandbreite ausgestrahlt, die das erste Frequenzspektrum umfasst. Jedes digital modulierte Trägersignal wird durch einen Anteil eines digitalen Programmsignals moduliert. Eine erste Gruppe von digital modulierten Trägersignalen liegt innerhalb des ersten Frequenzspektrums und wird mit dem ersten Trägersignal in Quadratur moduliert. Zweite und dritte Gruppen der digitalen modulierten Trägersignale liegen in oberen und unteren Seitenbändern außerhalb des ersten Frequenzspektrums und werden sowohl in Phase als auch in Quadratur mit dem ersten Trägersignal moduliert. Mehrere Träger verwenden ein orthogonales Frequenzteilungsmultiplexing (OFDM – Orthogonal Frequency Division Multiplexing), um die übermittelten Informationen zu tragen.
Der digitale AM-Hörrundfunk mit In-Band-On-Channel (IBOC) kann das Störbeeinflussungsproblem für herkömmliche AM-Funksignale durch die Einführung der digitalen Seitenbänder der IBOC-Signale in das Band des interessierenden Signals verschärfen.
Es gibt einen Bedarf an einem Verfahren und einer Vorrichtung für das Demodulieren von AM-Funksignalen, welches die Leistungsfähigkeit des AM-Radioempfängers verbessern kann, wenn er Signale empfängt, die der Störbeeinflussung ausgesetzt sind.
In der US-Patentschrift Nr. 5,008,939 wird ein Empfänger für den Empfang eines amplitudenmodulierten Signals mit oberen und unteren Seitenbändern offenbart, der umfasst: einen unabhängigen Seitenbanddecoder zum Bereitstellen demodulierter oberer und unterer Seitenband-Audiosignale, einen Kombinator für das differenzielle Kombinieren der oberen und unteren Seitenband- Audiosignale zur Bereitstellung eines Rauschsignals, eine Qualitätsdetektorvorrichtung zum Bereitstellen oberer und unterer Qualitätssignale, die ein unerwünschtes Rauschen in den oberen bzw. unteren Seitenband-Audiosignalen kennzeichnen, und einen Selektor, der für eine Bearbeitung der oberen und unteren Seitenband-Audiosignale auf die Qualitätssignale anspricht, um ein Ausgangsaudiosignal mit einem verminderten Rauschen bereitzustellen.
Die Erfindung stellt ein Verfahren und einen Demodulator bereit, wie sie in den Ansprüchen 1 und 10 definiert sind.
Der Schritt zum Kreuzkorrelieren der Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal kann die Schritte zum Verschieben der Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals um 90° und zum Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal umfassen, und der Schritt zum Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal kann die Schritte zum Verschieben der Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals um 90° und zum Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal umfassen.
Der Schritt zum Gewichten des demodulierten oberen und unteren Seitenbandsignals kann die Schritte zum Multiplizieren des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit einem Gewichtungsfaktor und zum Multiplizieren des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit eins minus dem Gewichtungsfaktor umfassen.
Die Mittel zum Kreuzkorrelieren der Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal können Mittel zum Verschieben der Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals um 90° und zum Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal umfassen, und die Mittel zum Kreuzkorrelieren der Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal können Mittel zum Verschieben der Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals um 90° und zum Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal umfassen.
Die Mittel zum Gewichten des demodulierten oberen und unteren Seitenbandsignals können Mittel zum Multiplizieren des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit einem Gewichtungsfaktor und Mittel zum Multiplizieren des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit eins minus dem Gewichtungsfaktor umfassen.
In einer weiteren Ausbildung umfasst die Erfindung Empfänger für das Verarbeiten eines AM-Funksignals, die Mittel für den Empfang eines AM-Funksignals einschließlich eines oberen Seitenbandanteils und eines unteren Seitenbandanteils sowie Mittel enthalten, wie sie oben für das Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils festgelegt sind.
Die Empfänger können ferner Mittel enthalten, um das AM-Funksignal an einem einzelnen Seitenband vor dem Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils zu filtern.
Die Empfänger, welche diese Erfindung ausführen, können automatisch zwischen der kohärenten Unterseitenband (LSB – Lower Side Band)-, der Oberseitenband (USB – upper side band)- und der Doppelseitenband (DSB)-Demodulation als einer Funktion der Störbeeinflussung auswählen. Eine Maximalverhältnis-Kombinationstechnik (MRC – maximum ratio combining) kann an die DSB-Detektionsleistungsfähigkeit herankommen, wenn die Störbeeinflussung in den Seitenbändern gleich ist.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine schematische Darstellung eines analogen AM-Funksignals und eines analogen Nachbarkanal-AM-Störbeeinflussungssignals.
2 ist eine schematische Darstellung eines analogen AM-Funksignals und eines Nachbarkanal-IBOC-Störbeeinflussungssignals.
3 ist ein Flussdiagramm, welches das erfindungsgemäße Verfahren veranschaulicht.
4 ist ein Funktionsblockdiagramm eines AM-Demodulators, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist.
5 ist ein Funktionsblockdiagramm der frequenzselektiven Kombinationstechnik der Erfindung.
6-9 sind grafische Darstellungen, welche die Leistungsfähigkeit von Kohärenz-, SSB- und DSB-Mischdemodulatoren mit der ersten Nachbarkanal-Störbeeinflussung zeigen.
10 ist ein Funktionsblockdiagramm eines AM-Empfängers, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist.
11 ist ein Funktionsblockdiagramm eines AM-Empfängers, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung stellt ein Verfahren für einen Empfänger bereit, um automatisch zwischen der kohärenten Unterseitenband(LSB)-, Oberseitenband(USB)- oder Doppelseitenband(DSB)-Demodulation als einer Funktion der Störbeeinflussung auszuwählen. Ferner werden Mittel zum Gewichten der Summe aus dem LSB und dem USB beschrieben, um ein maximales Audiosignal-Rausch-Verhältnis (SRV) zu erhalten. Dieses Verfahren beruht auf der Maximalverhältnis-Kombinationstechnik (MRC), welche an die DSB-Detektionsleistungsfähigkeit herankommt, wenn die Störbeeinflussung in den Seitenbändern gleich ist. Der Empfänger kann unter allen möglichen Störbeeinflussungsbedingungen automatisch das maximale Audio-SRV erreichen. Es kann auch gezeigt werden, dass der nachteilige Einfluss des IBOC auf die AM-Empfänger minimal ist, wenn diese Demodulationstechnik verwendet wird. Es wird ein Demodulator nur für AM beschrieben, der diese Technik verwendet, und es wird auch die Demodulation des AM-Analoganteils eines hybriden IBOC-DAB-Signals beschrieben.
1 ist eine schematische Darstellung eines interessierenden AM-Funksignals 10, das auf gegenüberliegenden Seiten eines Trägersignals 16 in einem Kanal 18 ein oberes Seitenband 12 und ein unteres Seitenband 14 enthält. Es ist dargestellt, dass ein AM-Störbeeinflussungssignal 20 eines Nachbarkanals ein oberes Seitenband 22, ein unteres Seitenband 24 und einen Träger 26 umfasst. Die Mittenfrequenzen des interessierenden Signals und des Nachbarkanals haben einen Abstand von 10 kHz voneinander, derart dass das untere Seitenbandsignal des Störbeeinflussungssignals mindestens einen Anteil des oberen Seitenbandes des interessierenden Signals überlappt.
2 ist eine schematische Darstellung eines interessierenden AM-Funksignals 28, das auf gegenüberliegenden Seiten eines Trägersignals 34 in einem Kanal 36 ein oberes Seitenband 30 und ein unteres Seitenband 32 enthält. Es ist dargestellt, dass ein AM-In-Band-On-Channel-DAB-Störbeeinflussungssignal 38 eines Nachbarkanals ein oberes Seitenband 40, ein unteres Seitenband 42 und einen analog modulierten Träger 44 umfasst. Die Mittenfrequenzen des interessierenden Signals und des benachbarten AM-In-Band-On-Channel-DAB-Signals haben einen Abstand von 10 kHz voneinander, derart dass das untere Seitenbandsignal des Störbeeinflussungssignals mindestens einen Anteil des oberen Seitenbandes des interessierenden Signals überlappt.
Obwohl die Beispiele der 1 und 2 eine Nachbarkanal-Störbeeinflussung darstellen, sollte zu erkennen sein, dass diese Erfindung ebenso in anderen Störbeeinflussungsszenarien von Nutzen ist.
3 ist ein Flussdiagramm, welches das erfindungsgemäße Verfahren veranschaulicht. Wie in 3 dargestellt ist, umfasst diese Erfindung ein Verfahren zum Bearbeiten eines AM-Funksignals. Die Erfindung betrifft die Demodulation von sowohl einem Nuß-AM-Signal als auch dem analogen AM-Anteil eines hybriden IBOC-DAB-Signals. Block 46 zeigt den Empfang eines AM-Rundfunksignals einschließlich eines oberen Seitenbandanteils und eines unteren Seitenbandanteils. Der obere Seitenbandanteil und der untere Seitenbandanteil des AM-Funksignals werden dann demoduliert, um ein demoduliertes oberes Seitenbandsignal und ein demoduliertes unteres Seitenbandsignal zu erzeugen, wie in Block 48 dargestellt ist. Das demodulierte untere Seitenbandsignal und das demodulierte obere Seitenbandsignal werden dann als Antwort auf die Rauschleistung gewichtet, um eine gewichtetes demoduliertes oberes Seitenbandsignal und ein gewichtetes demoduliertes unteres Seitenbandsignal zu erzeugen, wie in Block 50 dargestellt ist. Dann werden das gewichtete demodulierte obere Seitenbandsignal und das gewichtete demodulierte untere Seitenbandsignal kombiniert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, wie in Block 52 dargestellt ist.
Das erfindungsgemäße Verfahren wird nun ausführlicher beschrieben. Als erstes wird das Nur-AM-Szenarium betrachtet, in dem ein interessierendes AM-Signal einer Störbeeinflussung durch ein zweites AM-Signal, zum Beispiel von einem Nachbarkanal her, ausgesetzt wird. Das typische AM-Signal s(t) ist definiert als: s(t) = [1 + m(t)]·√2·cos(2π·fc·t)wobei f_c die Trägerfrequenz und m(t) ein reelles analoges (Audio)-Basisbandsignal ist, das auf ±1 beschränkt ist.
Die Varianz von m(t) wird wegen der Audioverarbeitung am Sender normalerweise ungefähr um 12 dB kleiner gehalten als die Trägerkomponente (wobei der Träger der Einfachheit halber auf eins normiert ist). Die Modulation erzeugt ein symmetrisches Doppelseitenband(DSB)-Signal im Frequenzbereich mit der doppelten Bandbreite des ursprünglichen Audiosignals. Das Signal enthält ein unteres Frequenzseitenband (LSB) und ein oberes Seitenband (USB). Die gegenwärtigen Hörrundfunksignale sind bandbegrenzt auf weniger als 10 kHz, was ein DSB-Signal mit einer Bandbreite von weniger als 20 kHz ergibt.
Die Versionen dieser LSB- und USB-Signale im Zeitbereich werden als lsb bzw. usb gekennzeichnet. Die Seitenbandsignale können aus dem (gestörten) Originalsignal durch eine Hilbert-Transformation oder ein Äquivalent erhalten werden, woraus sich ergibt:
Ein kohärenter Empfänger muss Mittel zum Nachführen der Frequenz und der Phase des Hauptträgers bereitstellen. Das erfolgt üblicherweise mit einem Phasenregelkreis (PLL – phase-locked loop), der auch dafür ausgelegt ist, seine eigene Version des Hauptträgers im Empfänger wiederherzustellen. Ein kohärenter Empfänger demoduliert das empfangene Signal, indem er den wiederhergestellten Träger und das empfangene Signal r(t) multipliziert, dann die Gleichspannungskomponente (Mittelwert) beseitigt, um das demodulierte Basisbandsignal m ^(t) zu erzeugen: m ^(t) = {√2·cos(2π·fc·t + Φ(t))·r(t) – 1}lpf, wobei r(t) = s(t) + n'(t)Φ(t) ist der momentane Phasennachführungsfehler, n'(t) das Rauschen und/oder die Störbeeinflussung, während der Index lpf das Tiefpassfiltern des Ergebnisses bedeutet, um unerwünschte Artefakte bei höheren Frequenzen zu beseitigen. Dann ist: m ^(t) = {[cos(Φ(t)) + cos(4π·fc·t + Φ(t))]·[m(t) + 1] – 1 + √2·n'(t)·cos(2π·fc·t + Φ(t))}lpf wenn der Phasenfehler Φ(t) klein ist, kann das Ergebnis genähert werden durch m ^(t) ≅ m(t) + √2·cos(2π·fc·t + Φ(t))·n'(t)dann ist m ^(t) ≅ m(t) + n(t), wobei n(t) alle die zu einem Rauschen ähnlichen Glieder einschließt.
Es wird auch angenommen, dass die aus dem Phasennachführungsfehler Φ(t) folgenden Rauschglieder kleiner sind als das Kanalrauschen, derart dass n(t) eine Varianz aufweist, die nicht wesentlich größer ist als n(t), was gewöhnlich der Fall ist. Deshalb wird ein beliebiger Leistungsverlust dominiert durch das additive Rauschen und die Störbeeinflussung innerhalb des Durchlassbandes um das interessierende Signal herum
Die kohärente SSB-Demodulation kann ebenso nach dem Einseitenband(SSB – single sideband)-Filtern des LSB oder USB des Empfangssignals erfolgen. Die komplexen oberen oder unteren Seitenbänder können durch Hilbert-Transformation des Empfangssignals erhalten werden. usb(t) = r(t) + i·rh(t) = m(t) + Re{n(t)} + i·Im{n(t)} + i·[m(t)h + Re{n(t)}h + i·Im{n(t)}h] = m(t) + Re{n(t)} – Im{n(t)}h + i·[m(t)h + Re{n(t)}h + Im{n(t)}] lsb(t) = r(t) – i·rh(t) = m(t) + Re{n(t)} + i·Im{n(t)} – i·[m(t)h + Re{n(t)}h + i·Im{n(t)}h] = m(t) + Re{n(t)} + Im{n(t)}h – i·[m(t)h + Re{n(t)}h – Im{n(t)}]wobei der Index h die Hilbert-Transformation des Signals bezeichnet. Die wiederhergestellten USB- oder LSB-Signal-Abschätzungen von m(t) sind der Realteil der komplexen Seitenbandsignale. m ^usb(t) = Re{r(t) + i·rh(t)} = m(t) + Re{n(t)} – Im{n(t)}h m ^lsb(t) = Re{r(t) – i·rh(t)} = m(t) + Re{n(t)} + Im{n(t)}h
Dann braucht ein Empfänger nur den Realteil der Seitenbandsignale zu berechnen gemäß: m ^usb(t) = Re{r(t)} – Im{r(t)}h m ^lsb(t) = Re{r(t)} + Im{r(t)}h
Die Seitenbänder können kombiniert werden, was die äquivalente DSB-Demodulation ergibt.
Es ist hier von besonderem Interesse, wenn n(t) um die Trägerfrequenz herum nicht symmetrisch ist und das eine Seitenband mehr als das andere betrifft. Das ist bei einer Nachbarkanal-Störbeeinflussung oft der Fall.
Zuerst wird der Fall betrachtet, dass ein analoges AM-Signal von Interesse ist. Der Empfänger gewichtet die demodulierten LSB- und USB-Signale, bevor er sie aufsummiert, um die Audioausgabe auszubilden. Das maximale Audio-SRV wird erreicht, indem das LSB und das USB proportional zu ihren individuellen SRVs gewichtet werden. Die Gewichtungen werden ferner derart normiert, dass die Summe der Gewichtungen eins ist. Wird angenommen, dass die Signalleistung für jedes Seitenband die gleiche ist, dann sind die individuellen Gewichtungen umgekehrt proportional zur abgeschätzten Rauschleistung in jedem Seitenband. Es sei σ2n_usb die Varianz des Rauschens und der Störbeeinflussung im USB, σ2n_lsb die Varianz des Rauschens und der Störbeeinflussung im LSB.
Wird eine Gewichtung b für das LSB verwendet, dann muss eine Gewichtung 1 – b für das USB verwendet werden, um eine konstante Signalverstärkung über den Bereich beizubehalten. Dann nimmt das Kombinieren der Seitenbänder die Form an: m ^(t) = b(t)·m ^usb(t) + (1 – b(t))·m ^lsb(t)
Der optimale Wert von b(t) kann als eine Funktion der Varianz der Störbeeinflussung zuzüglich des Rauschens in jedem Seitenband gefunden werden. Es wird angenommen, dass das DSB-Signal m(t) die gleiche Leistung in jedem Seitenband aufweist. Die Signalleistung der kombinierten Seitenbandkomponenten und die Rausch- sowie Störbeeinflussungsleistung werden durch den Erwartungswert E und die zeitweilige Aufhebung der Abhängigkeit von der Zeit gefunden. Zur Vereinfachung der Schreibweise:
Die Leistung des Signals m ist S, welches konstant ist. Um den Wert von b zu ermitteln, der die Rauschbeiträge minimiert, wird die Ableitung gleich null gesetzt, und die Gleichungen für b werden gelöst.
dann 2·b·[σ2n_usb + σ2n_lsb ] – 2·b·σ2n_usb = 0
Somit wird die Audioausgabe mit dem maximalen SRV unter den Filterbedingungen dann angenähert durch: m ^(t) = b·m ^usb(t) + (1 – b)·m ^lsb(t) = Re{r(t)} + (1 – 2·b)·Im{r(t)}h
Der Gewichtsfaktor b hängt von der Abschätzung der Varianz des Rauschens und/oder der Störbeeinflussung in jedem Seitenband ab (für diese Diskussion wird die Störbeeinflussung das Rauschen einschließen). Es würde praktisch unmöglich sein, die Störbeeinflussung in jedem Seitenband unabhängig abzuschätzen, da die Störbeeinflussung vom Signal ununterscheidbar ist. Die Ausnutzung einiger Eigenschaften der DSB-Modulation ermöglicht jedoch ein Abschätzungsverfahren. Das ideale DSB-Audiosignal m(t) weist nur eine in-phasige Signalkomponente und eine verschwindende Quadraturkomponente auf. Eine beliebige Störbeeinflussung, die nicht mit m(t) korreliert ist, würde sowohl in den in-phasigen als auch den Quadraturgrößen Komponenten gleicher Varianz aufweisen Folglich kann die Hälfte der Störbeeinflussung in der Quadraturkomponente des Empfangssignals wahrgenommen werden, während die andere Hälfte in der in-phasigen Komponente zusammen mit m(t) verborgen ist.
Die Quadraturkomponente des Rauschens ist allein nicht ausreichend, um den Grad der Störbeeinflussung an jedem Seitenband zu bestimmen. Diese Quadraturkomponente kann jedoch mit jedem Seitenband kreuzkorreliert werden, um den relativen Umfang der Kontamination eines jeden Seitenbandes statistisch zu bestimmen. Diese Kreuzkorrelationen können durch Multiplikation im Zeitbereich der Hilberttransformierten der Quadraturkomponente mit jedem Seitenband abgeschätzt werden, gefolgt von einem Tiefpassfiltern der Ergebnisse über eine hinreichend lange Zeit, um die LSB- und USB-Kreuzkorrelation mit der Quadratur-Störbeeinflussung abzuschätzen. Es könnte ein Tiefpassfilter mit unendlicher Impulsantwort (IIR – Infinite Impulse Response) mit einer Zeitkonstanten r in der Größenordnung von ungefähr einer Sekunde verwendet werden. Die Hilberttransformierte der Quadraturkomponente, die als Im{r(t)}_h = Im{n(t)}_h bezeichnet wird, ist von Interesse, weil der SSB-Demodulationsprozess seine Störbeeinflussung dementsprechend transformiert. Die Komponente Im{n(t)_h wird bereits im USB- oder LSB-Demodulationsprozess berechnet. Die Kreuzkorrelationen für das USB und das LSB können dargestellt werden als:
Die Ergebnisse dieser Korrelationen können unter Verwendung des statistischen Erwartungswertes anstatt einer Abhängigkeit von einer Zeitfilterung analysiert werden:
Liegt die Störbeeinflussung genau an dem einen Seitenband vor mit verschwindender Störbeeinflussung an dem anderen, dann ist der Erwartungswert E{Re{n}·Im{n}_h} gleich
wobei das Vorzeichen davon abhängt, ob das Rauschen auf dem LSB bzw. auf dem USB vorliegt. Ist das Rauschen auf beide Seitenbänder gleich verteilt aber unkorreliert, dann ist E{Re{n}·Im{n}_h} = 0. Diese Ergebnisse folgen aus den Eigenschaften der Hilbert-Transformierten. Diese Kreuzkorrelationsergebnisse sind statistisch proportional zur Varianz oder der Leistung der Störbeeinflussung in jedem Seitenband. Deshalb können die Kreuzkorrelationen bei der Bestimmung des Gewichtungsfaktors b(t) verwendet werden.
In den Signalweg kann eine Zeitverzögerung vor der Gewichtung eingefügt werden, um die Verzögerung des Filters zu kompensieren, das zur Berechnung von b(t) verwendet wird. Der Empfänger verwendet die Zeitmittelung, um die USB- und LSB-Rauschglieder zur Berechnung von b(t) abzuschätzen.
Die Erfindung kann auch auf die Demodulation von hybriden IBOC-DAB-Signalen angewendet werden. Der Unterschied zwischen der hybriden IBOC-DAB- und der analogen Demodulation besteht in dem Hinzufügen der komplementären Quadratur-Subträger d(t) unter das analoge Signal. Diese Subträger haben keine reelle Komponente und müssen anders behandelt werden als das Rauschen oder die Störbeeinflussung. Die USB- und LSB-Signale für das hybride DAB-Szenarium sind: m ^usb(t) = Re{r(t) + i·rh(t)} = m(t) + Re{n(t)} – Im{n(t)}h – dh(t) m ^lsb(t) = Re{r(t) – i·rh(t)} = m(t) + Re{n(t)} + Im{n(t)}h + dh(t)
Ein Kombinieren des USB und des LSB gewichtet mit b bzw. 1 – b ergibt: m ^(t) = b(t)·m ^usb(t) + (1 – b(t))·m ^lsb(t) = m(t) + Re{n(t)} + (1 – 2·b)·Im{n(t)}h + (1 – 2·b)·dh(t) = Re{r(t)} + (1 – 2·b)·Im{r(t)}h
Der Einfachheit halber wird die neue Größe c(t) definiert als: c(t) = 2·b(t) – 1, dann ist m ^ = Re{r(t)} + c(t)·Im{r(t)}h
Diese Form des Ausdruckes zeigt, dass die demodulierte Ausgabe mit dem kohärenten demodulierten DSB-Signal Re{n(t)} beginnt, dann wird eine Störbeeinflussungskomponente abgezogen, welche durch das mit c(t) gewichtete Seitenbandungleichgewicht Im{r(t)}_h erzeugt wird. Als nächstes werden einige Eigenschaften von c(t) beschrieben. Das Rauschen wird in LSB- und USB-Komponenten unterteilt. n(t) = nlsb(t) + nusb(t)
Dann ist m ^ = Re{r(t)} – c(t)·Im{r(t)}h; oder gleichbedeutend m ^ = m(t) + Re{nlsb(t) + nusb(t)} + Im{nlsb(t) + nusb(t)}h x(t) und y(t) sollen die Realteile von n_lsb(t) bzw. n_usb(t) kennzeichnen. Dann werden die Rauschkomponenten eines einzelnen Seitenbandes als Funktionen der Hilbert-Transformierten dargestellt: nlsb(t) = x(t) – i·x(t)h und nusb(t) = y(t) – y(t)h.
Der Ausdruck für m ^ ist äquivalent zu:
wobei
Es wurde gezeigt, dass c(t) das minimale Rauschen ergibt. Ferner ist klar, dass –1 ≤ c(t) ≤ 1, c(t) = 1, wenn das Rauschen gänzlich im USB ist, c(t) = –1, wenn das Rauschen gänzlich im LSB ist, und c(t) = 0, wenn das Rauschen im LSB gleich dem Rauschen im USB ist.
Werden die Erwartungswerte genommen, um die Leistung des kombinierten Signals zu finden, und wird vorübergehend die Abhängigkeit von der Zeit weggelassen, dann ergibt sich:
Das Abtrennen der Signalleistung von m(t) lässt nur die rauschähnlichen Glieder übrig, welche zu minimieren sind.
Der Wert von c, der den minimalen Rauschbeitrag liefert, wird dadurch gefunden, dass die Ableitung des Rauschausdrucks null gesetzt und dann nach c aufgelöst wird.
Es ist zu beachten, dass das Ergebnis dann äquivalent zur DSB-Demodulation ist, wenn E{Re{n}·Im{n}_h} = 0 ist, was bedeutet, dass das USB- und LSB-Rauschen unkorreliert ist mit derselben Varianz. Da angenommen wird, dass das analoge Signal, die Störbeeinflussung und die digitalen Quadratur-Subträger unkorreliert sind, kann der Erwartungswert im Zähler des letzten Ausdrucks ersetzt werden durch: E{Re{n}·Im{n}h} = E{Re{r}·Im{r}h}während die Erwartungswerte im Nenner ersetzt werden können durch: E{(Im{n}h)2} + E{d2h } = E{(Im{r}h)2}
Folglich wird das Verfahren zur Berechnung von c zu:
Da sich die Störbeeinflussung im Zeitverlauf verändert, wird eine Tiefpassfilterung verwendet, um in einer praktikablen Ausführung die Erwartungswerte zu ersetzen
Für eine praktische Realisierung kann es auch erwünscht sein, c(t) = 0 zu erzwingen, wenn die Störbeeinflussung klein ist, weil die kurzfristigen Abschätzungen der Kreuzkorrelation durch m(t) gestört sind. Ferner kann es auch erwünscht sein, c(t) = ±1 zu erzwingen, wenn die Störbeeinflussung in einem Seitenband dominiert. Der praktikable Ausdruck für c(t) kann modifiziert werden als:
wobei P ≅ 0,004 für Hybrid oder P ≅ 0,00004 für Analog (Träger = 1)
In 4 ist ein Funktionsblockdiagramm der Vorwärtseinkopplungskorrektur für einen adaptiven gewichteten AM-Seitenband-Demodulator dargestellt. In 4 wird auf dem Anschluss 54 ein Signal empfangen und in die reelle und imaginäre Komponente aufgeteilt, wie durch die Blöcke 56 und 58 dargestellt ist. Die reelle Signalkomponente kann verzögert werden, wie durch den Block 60 dargestellt ist, um auf dem Anschluss 62 ein verzögertes Signal zu erzeugen. Von dem imaginären Signal kann eine Hilbert-Transformierte genommen werden, wie durch den Block 64 dargestellt ist, um auf dem Anschluss 66 ein transformiertes Signal zu erzeugen. Die Signale auf den Anschlüssen 62 und 66 werden verwendet, um den Faktor C(t – τ) zu berechnen, wie durch den Block 68 dargestellt ist. Das transformierte Signal auf dem Anschluss 66 kann ferner wahlweise einer Verzögerung unterworfen werden, wie durch den Block 70 dargestellt ist, und es kann mit dem Faktor C(t – τ) in dem Mischer 72 gemischt werden, und das entstehende Signal auf dem Anschluss 74 wird mit der reellen Komponente am Summationspunkt 76 kombiniert, um ein Ausgangssignal auf dem Anschluss 78 zu erzeugen. Die reelle Komponente kann vor dem Kombinieren mit dem Signal auf dem Anschluss 74 wahlweise einer weiteren Verzögerung 80 unterworfen werden.
Es wird angenommen, dass das empfangene Signal r(t) mit dem AM-Träger derart phasensynchronisiert ist, dass die reelle und die imaginäre Komponente von r(t) am Basisband separiert werden können. Die Verzögerung τ1 wird eingeführt, weil das Hilbert-Transformationsfilter eine Verzögerung ausführt, um es kausal zu machen. Die wahlweise Verzögerung τ2 passt das Signal besser an die Verzögerung des Tiefpassfilters an, die zur Berechnung der Korrekturgewichtung c(t) verwendet wird. Die Größe P, die bei der Berechnung für c(t) verwendet wird, zwingt die Gewichtung für die DSB-Demodulation nach null hin, wenn das Rauschen geringfügig ist. Wenn nicht bekannt ist, ob das empfangene Signal hybrid oder analog ist, ist es vorzuziehen, den größeren Wert von P zu verwenden.
Die resultierende Gesamtleistung des Rauschens und der Störbeeinflussung in dem demodulierten Ausgangssignal ist von Interesse, weil das Signal weiter verarbeitet werden kann, um die Einflüsse des Rauschens herabzusetzen. Insbesondere kann die Bandbreite nach der Detektion bei zunehmendem Rauschen herabgesetzt werden. Der für das gesamte Ausgangsrauschen abgeleitete Ausdruck ist:
Dieses Rauschen kann für das ausschließlich analoge Signal genau abgeschätzt werden. Unter der Annahme E{d2h ) = 0 und E{(Re{n})²} = E{Im{n})²} können die Ausdrücke berechnet werden als:
Leider kann das Rauschen für den analogen Anteil des Hybridsignals wegen E{d2h ) ≠ 0 lediglich abgeschätzt werden, und es wurde kein praktikabler Weg gefunden, um E{Im{n}_h)²} allein abzuschätzen. Als eine erste Näherung kann der obige Rauschausdruck als obere Schranke für das Rauschen im Hybridfall verwendet werden. Dieses Rauschen wird im Hybridfall überschätzt, weil das Rauschen des digitalen Quadratur-Subträgers in der reellen Komponente des Signals nicht auftritt. Wenn c den Wert ±1 erreicht, dann nimmt dieser Fehler ab und die Störbeeinflussung überwiegt. Wenn c jedoch nahezu null ist, dann wird das Rauschen des digitalen Quadratur-Subträgers in der demodulierten Ausgabe m ^ gelöscht, und der Rauschausdruck berücksichtigt dieses Auslöschen nicht. Glücklicherweise kann dieser Effekt folgenlos bleiben, wenn die Bandbreitenbegrenzung nur dann aufgerufen wird, wenn die abgeschätzte Störbeeinflussung das Rauschen des digitalen Quadratur-Subträgers dominiert.
Eine weitere Verbesserung des Audio-SRV kann durch ein frequenzselektives Kombinieren des USB- und LSB-Seitenbandes erreicht werden. Da die spektrale Leistungsdichte (PSD – Power Spectral Density) im Allgemeinen nicht gleichförmig über die Audiobandbreite hinweg ist, könnte das frequenzselektive Kombinieren das SRV über mehrere Frequenz-Subbänder, welche die Audiobandbreite einschließen, maximieren. Ein praktikables Verfahren, das zu erreichen, besteht in einer Ausnutzung der Eigenschaften von Quadratur-Spiegelfiltern (QMF – Quadrature Mirror Filter). Die Eigenschaft der QMFs besteht darin, dass die Summe dieser Filter, die überlappende Frequenz-Subbänder aufweisen, eine Kombination ergibt, die zu einem gleichförmigen Ansprechverhalten über die Audiobandbreite hinweg führen.
Das hier beschriebene Seitenband-Kombinationsverfahren wird einfach über jedes Subband von r(t) hinweg über eine Gruppe von QMFs eingesetzt, welche die maximale gewünschte Audiobandbreite umfassen. Insbesondere ist
wobei der Index QMFn anzeigt, dass das Signal nach der Anwendung des n-ten QMF-Filters verarbeitet wird. Da n Werte der c_QFMn(t) berechnet werden, jeweils einer für jedes Subband, wird das Kombinieren dann für jedes Subband angewendet. Das Rauschen in jedem kombinierten Subband kann auch abgeschätzt werden (exakt für ein interessierendes ideales ausschließlich analoges Signal (SOI – Signal of Interest) oder ein oberer Grenzwert für ein interessierendes hybrides Signal).
Das Rauschen kann weiter durch eine Bandbegrenzung als eine Funktion des abgeschätzten Rauschens in jedem Subband verringert werden. Die Bandbegrenzung kann zum Beispiel durch Unterdrücken der höherfrequenten QMF-Ausgangsgrößen im Kombinationsprozess als Funktion des Rauschens ausgeführt werden. Zum Beispiel
wobei g_QMFn das "Knie" der Rauschunterdrückungsfunktion für das n-te Subband festlegt.
In 5 ist ein Funktionsdiagramm der Frequenzsubband-Kombinationstechnik dargestellt. In 5 wird auf dem Anschluss 82 ein Signal r(t) empfangen und durch mehrere Bandpassfilterpaare 84, 86 und 88 geleitet, um mehrere gefilterte Signale auf dem Anschluss 90, 92 und 94 zu erzeugen. Die gefilterten Signal werden – wie dargestellt ist – durch die Demodulatoren 96, 98 und 100 demoduliert, und die demodulierten Signale auf den Anschlüssen 102, 104 und 106 werden summiert, um ein Ausgangssignal auf dem Anschluss 108 zu erzeugen.
Die 6-9 zeigen die Leistungsfähigkeit des AM-Demodulators unter unterschiedlichen Störbeeinflussungsbedingungen. Die vertikalen Achsen sind das SRV des analogen Audiosignals in dB, während die horizontalen Achsen das Verhältnis des gewünschten Signals zur Störbeeinflussung durch eine ersten Umgebung in dB sind. Die Kurven zeigen die individuelle Leistungsfähigkeit eines kohärenten DSB-Demodulators, eines USB-Demodulators, eines LSB-Demodulators und des vorgeschlagenen gewichteten Seitenband-Demodultors (Gemischt). Es ist auch der Wert des Gewichtungsfaktors c(t) multipliziert mit einem Faktor 10 dargestellt. In 6 ist die Leistungsfähigkeit eines ausschließlich analogen interessierenden Signals (SOI) mit einem ausschließlich analogen Störbeeinflussungssignal durch eine erste Umgebung aufgetragen. In 7 ist die Leistungsfähigkeit eines IBOC-Hybridsignals SOI mit einem ausschließlich analogen Störbeeinflussungssignal durch eine erste Umgebung aufgetragen. In 8 ist die Leistungsfähigkeit eines ausschließlich analogen SOI mit einem ausschließlich analogen Störbeeinflussungssignal durch eine erste Umgebung aufgetragen. In 9 ist die Leistungsfähigkeit eines IBOC-Hybrid-SOI mit einem Hybrid-IBOC-Störbeeinflussungssignal durch eine erste Umgebung aufgetragen. Die Darstellungen zeigen deutlich, dass der vorgeschlagene gewichtete Seitenband-Demodulator die anderen über den Bereich der Störbeeinflussungspegel hinweg beträchtlich übertrifft.
10 ist ein Funktionsblockschema eines AM-Empfängers 110, der entsprechend der Erfindung aufgebaut ist. Das AM-Funksignal wird an der Antenne 112 empfangen. Ein Eingangsschaltkreis 114, der entsprechend einer wohlbekannten Technik aufgebaut ist, filtert das Antennensignal und erzeugt auf dem Anschluss 116 ein Signal, das in einem Mischer 120 mit einem Signal aus einem Lokaloszillator 118 gemischt wird, um auf dem Anschluss 122 ein Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen. Das Zwischenfrequenzsignal wird dann durch das Filter 124 gefiltert und einem Demodulator 126 weitergeleitet, welcher das Signal entsprechend der obigen Beschreibung verarbeitet und auf dem Anschluss 128 ein Ausgangssignal erzeugt. Das Ausgangssignal kann dann durch den Verstärker 130 verstärkt und einem Ausgabegerät 132, wie z.B. einem Lautsprecher, übertragen werden.
11 ist ein Blockschema eines Funkempfängers 140, der zum Ausführen der Signalverarbeitung entsprechend dieser Erfindung in der Lage ist. Das DAB-Signal wird an der Antenne 142 empfangen. Ein Bandpass-Vorauswahlfilter 144 lässt das interessierende Frequenzband einschließlich des gewünschten Signals bei der Frequenz f_c durch, sperrt jedoch das Bildsignal bei f_c – 2f_if (für einen Lokaloszillator mit einer Einspeisung einer Unterseitenkeule). Ein rauscharmer Verstärker 146 verstärkt das Signal. Das verstärkte Signal wird im Mischer 148 mit einem Lokaloszillatorsignal f_lo gemischt, das durch einen abstimmbaren Lokaloszillator 152 auf dem Anschluss 150 bereitgestellt wird. Dieser erzeugt auf dem Anschluss 154 Summensignale (f_c + f_lo) und Differenzsignale (f_c – f_lo). Das Zwischenfrequenzfilter lässt das Zwischenfrequenzsignal f_if durch und dämpft Frequenzen außerhalb der Bandbreite des interessierenden modulierten Signals. Ein Analog-Digital-Wandler 158 arbeitet unter Verwendung eines Taktsignals f_s, um auf einem Anschluss 160 bei einer Frequenz f_s digitale Abtastungen zu erzeugen. Der digitale Abwärtswandler 162 verschiebt die Frequenz, filtert und dezimiert das Signal, um auf den Anschlüssen 164 und 166 in-phasige und Quadratursignale einer niedrigeren Abtastrate zu erzeugen. Ein Demodulator 168 auf Basis eines digitalen Signalprozessors führt dann eine zusätzliche Signalverarbeitung aus, um auf dem Anschluss 170 ein Ausgangssignal für das Ausgangsgerät 172 zu erzeugen.
Empfänger, die entsprechend dieser Erfindung aufgebaut sind, können automatisch zwischen der kohärenten LSB-, USB- oder DSB-Demodulation als einer Funktion der Störbeeinflussung auswählen. Die Störbeeinflussung kann durch Abschätzen der Varianz des Rauschens und/oder der Störbeeinflussung in jedem Seitenband bestimmt werden. Die Maximalverhältnis-Kombinationstechnik (MRC) kann an die DSB-Detektionsleistungsfähigkeit herankommen, wenn die Störbeeinflussung in den Seitenbändern gleich ist.
Oben wurden zur Veranschaulichung zwar spezielle Ausführungsformen dieser Erfindung beschrieben, für Fachleuten wird es jedoch offensichtlich sein, dass viele Abänderungen der Details der vorliegenden Erfindung ausgeführt werden können, ohne von der Erfindung abzuweichen, wie die in den angefügten Ansprüchen festgelegt ist.

Claims

Verfahren zur Verarbeitung eines AM-Funksignals (10), die Schritte umfassend: Empfangen (46) eines AM-Funksignals einschließlich eines oberen Seitenbandanteils (12) und eines unteren Seitenbandanteils (14); und Demodulieren (48) des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils, um ein demoduliertes oberes Seitenbandsignal und ein demoduliertes unteres Seitenbandsignal zu erzeugen; gekennzeichnet durch: Bestimmen der Rauschleistung des demodulierten oberen Seitenbandsignals und des demodulierten unteren Seitenbandsignals durch Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal und Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal; Gewichten (50) des demodulierten oberen Seitenbandsignals und des demodulierten unteren Seitenbandsignals in Reaktion auf die bestimmte Rauschleistung in den empfangenen Signalseitenbändern, um ein gewichtetes demoduliertes oberes Seitenbandsignal und ein gewichtetes demoduliertes unteres Seitenbandsignal zu erzeugen; und Kombinieren (52) des gewichteten demodulierten oberen Seitenbandsignals und des gewichteten demodulierten unteren Seitenbandsignals, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner die Schritte umfassend: Filter (84, 86, 88) eines jeden Seitenbandes des AM-Funksignals vor dem Schritt zum Demodulieren (96, 98, 100) des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei: der Schritt zum Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal die Schritte zum Verschieben der Quadraturkomponente (58) des demodulierten oberen Seitenbandsignals um 90° und zum Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal einschließt; und der Schritt zum Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal die Schritte zum Verschieben der Quadraturkomponente (58) des demodulierten unteren Seitenbandsignals um 90° und zum Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal einschließt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Schritt zum Gewichten des demodulierten oberen Seitenbandsignals und des demodulierten unteren Seitenbandsignals die Schritte einschließt: Multiplizieren des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit einem Gewichtungsfaktor; und Multiplizieren des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit eins minus dem Gewichtungsfaktor.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Gewichtungsfaktor eine Funktion der Varianz von Störbeeinflussung plus Rauschen ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Schritt zum Kombinieren des gewichteten demodulierten oberen Seitenbandsignals und des gewichteten demodulierten unteren Seitenbandsignals ferner den Schritt einschließt: frequenzselektives Kombinieren des gewichteten demodulierten oberen Seitenbandsignals und des gewichteten demodulierten unteren Seitenbandsignals.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner den Schritt zum Filtern des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils vor dem Schritt zum Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils einschließend.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt zum Filter des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils den Schritt zum Durchleiten des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils durch mehrere Bandpassfilter einschließt, um mehrere gefilterte Signale zu erzeugen, und wobei der Schritt zum Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils den Schritt zum Demodulieren der mehreren gefilterten Signale einschließt, um mehrere demodulierte Signale zu erzeugen.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Schritt zum Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils für die Erzeugung eines demodulierten oberen Seitenbandsignals und eines demodulierten unteren Seitenbandsignals den Schritt einschließt: Multiplizieren einer Hilbert-Transformierten (64) einer imaginären Komponente des Funksignals mit einem gewichteten Korrektursignal (74), das aus einer reellen Komponente des Funksignals und der Hilbert-Transformierten (64) einer imaginären Komponente des Funksignals abgeleitet wurde, um ein gewichtetes Signal (78) zu erhalten; und Subtrahieren des gewichteten Signals von einem kohärenten Doppelseitenbandsignal.
Demodulator (168) zum Bearbeiten eines AM-Funksignals, umfassend: Mittel zum Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils eines AM-Funksignals, um ein demoduliertes oberes Seitenbandsignal und ein demoduliertes unteres Seitenbandsignal zu erzeugen; Mittel zum Gewichten des demodulierten oberen Seitenbandsignals und des demodulierten unteren Seitenbandsignals in Reaktion auf die Rauschleistung in den empfangenen Signalseitenbändern, um ein gewichtetes demoduliertes oberes Seitenbandsignal und ein gewichtetes demoduliertes unteres Seitenbandsignal zu erzeugen; und Mittel zum Kombinieren des gewichteten demodulierten oberen Seitenbandsignals und des gewichteten demodulierten unteren Seitenbandsignals, gekennzeichnet durch Mittel zum Bestimmen der Rauschleistung des demodulierten oberen Seitenbandsignals und des demodulierten unteren Seitenbandsignals durch Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal und Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal; wobei die Gewichtungsmittel auf die Bestimmungsmittel ansprechen.
Demodulator nach Anspruch 10, wobei: die Mittel zum Kreuzkorrelieren der Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal Mittel zum Verschieben der Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals um 90° und zum Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal enthalten; und die Mittel zum Kreuzkorrelieren der Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal Mittel zum Verschieben der Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals um 90° und zum Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal enthalten.
Demodulator nach Anspruch 11, wobei die Mittel zum Gewichten des demodulierten oberen Seitenbandsignals und des demodulierten unteren Seitenbandsignals umfassen: Mittel zum Multiplizieren des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit einem Gewichtungsfaktor; und Mittel zum Multiplizieren des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit eins minus dem Gewichtungsfaktor.
Demodulator nach Anspruch 11 oder 12, umfassend: Mittel zum Filtern des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils.
Demodulator nach einem der Ansprüche 10 bis 13, wobei die Mittel zum Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils eines AM-Funksignals für die Erzeugung eines demodulierten oberen Seitenbandsignals und eines demodulierten unteren Seitenbandsignals umfassen: Mittel zum Multiplizieren einer Hilbert-Transformierten einer imaginären Komponente des Funksignals mit einem gewichteten Korrektursignal, um ein gewichtetes Signal zu erhalten; und Mittel zum Subtrahieren des gewichteten Signals von einem kohärenten Doppelseitenbandsignal.
Demodulator nach einem der Ansprüche 10 bis 14, wobei die Mittel zum Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils eines AM-Funksignals, um ein demoduliertes oberes Seitenbandsignal und ein demoduliertes unteres Seitenbandsignal zu erzeugen, einen Schaltkreis enthalten; die Mittel zum Gewichten des demodulierten oberen Seitenbandsignals und des demodulierten unteren Seitenbandsignals in Reaktion auf die Rauschleistung, um ein gewichtetes demoduliertes oberes Seitenbandsignal und ein gewichtetes demoduliertes unteres Seitenbandsignal zu erzeugen, einen Schaltkreis enthalten; und die Mittel zum Kombinieren des gewichteten demodulierten oberen Seitenbandsignals und des gewichteten demodulierten unteren Seitenbandsignals einen Kombinator enthalten.
Demodulator nach Anspruch 15, in welchem die Mittel zum Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal einen Schaltkreis enthalten; und die Mittel zum Kreuzkorrelieren einer Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal einen Schaltkreis enthalten.
Demodulator nach Anspruch 16, wobei: die Mittel für das Kreuzkorrelieren der Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal einen ersten Phasenschieber zum Verschieben der Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals um 90° enthalten und für das Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten oberen Seitenbandsignals mit dem demodulierten oberen Seitenbandsignal einen Schaltkreis enthalten; und die Mittel für das Kreuzkorrelieren der Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal einen zweiten Phasenschieber zum Verschieben der Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals um 90° enthalten und für das Multiplizieren der verschobenen Quadraturkomponente des demodulierten unteren Seitenbandsignals mit dem demodulierten unteren Seitenbandsignal einen Schaltkreis enthalten.
Empfänger, den Demodulator nach einem der Ansprüche 10 bis 17 und Mittel für den Empfang eines AM-Funksignals einschließlich eines oberen Seitenbandanteils und eines unteren Seitenbandanteils enthaltend.
Empfänger nach Anspruch 18, ferner enthaltend: Mittel zum Filtern eines jeden Seitenbandes des AM-Funksignals vor dem Demodulieren des oberen Seitenbandanteils und des unteren Seitenbandanteils.