BRPI0407725B1 - método e desmodulador para processar um sinal de rádio de am - Google Patents
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Abstract
"método, desmodulador e receptor para processar um sinal de rádio de am". um método para processar um sinal de rádio de am inclui a etapa de receber um sinal de rádio de am incluindo uma porção de banda lateral superior e uma porção de banda lateral inferior, desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado, ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado em resposta à potência de ruído para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado, e combinar o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado para produzir um sinal de saída. desmoduladores que processam sinais de rádio de am de acordo com o método, e receptores incorporando os desmoduladores, também são incluídos.
Description
“MÉTODO E DESMODULADOR PARA PROCESSAR UM SINAL DE RÁDIO DE AM” CAMPO DA INVENÇÃO
Esta invenção relaciona-se a processamento de sinal de rádio de AM e mais particularmente a métodos e aparelho para desmodular sinais de rádio de AM.
INFORMAÇÃO DE FUNDAMENTO
Recepção de sinais de AM na banda radiodifundida é degradada freqüentemente devido à interferência de canal adjacente (ACI). Muito desta interferência é um resultado do espaçamento de 10 kHz de sinais analógicos de largura de banda de 20 kHz (±10 kHz), onde quase metade da largura de banda de um primeiro sinal analógico adjacente sobrepõe o sinal de interesse (SOI).
Sistemas de Radiodifusão de Áudio Digital (DAB) Dentro de Canal em Banda (IBOC) estão sendo implementados para prover uma evolução suave de rádio de Modulação de Amplitude analógica atual (AM) para um sistema dentro de banda em canal completamente digital. IBOC DAB não requer nenhuma nova alocação espectral porque cada sinal de IBOC DAB é transmitido dentro da máscara espectral de uma alocação de canal de AM existente. IBOC DAB promove economia de espectro enquanto habilitando às radiodifusoras prover áudio de qualidade digital à base presente de ouvintes.
Um sistema de IBOC DAB de AM, publicado na Patente US N° 5.588.022, apresenta um método para radiodifundir simultaneamente sinais analógicos e digitais em um canal de radiodifusão de AM padrão. Usando esta abordagem, um sinal de radiofrequência modulado em amplitude tendo um primeiro espectro de ffeqüência é radiodifundido, O sinal de radiofreqüência modulado em amplitude inclui uma primeira portadora modulada por um sinal de programa analógico. Simultaneamente, uma pluralidade de sinais de portadora digitalmente modulados é radiodifundida dentro de uma largura de banda que abrange o primeiro espectro de freqüência. Cada sinal de portadora digitalmente modulado é modulado por uma porção de um sinal de programa digital. Um primeiro grupo dos sinais de portadora digitalmente modulados se acha dentro do primeiro espectro de freqüência e são modulados em quadratura com o primeiro sinal de portadora. Segundo e terceiro grupos dos sinais de portadora digitalmente modulados se acham em bandas laterais superior e inferior fora do primeiro espectro de freqüência e são modulados ambos fase e em quadratura com o primeiro sinal de portadora. Portadoras múltiplas empregam multiplexação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM) para levar a informação comunicada.
Radiodifusão de áudio digital de AM dentro de banda em canal (IBOC) pode exacerbar o problema de interferência para sinais de rádio de AM convencionais pela introdução das bandas laterais digitais de sinais de IBOC na banda do sinal de interesse. Há uma necessidade por um método e aparelho para desmodular sinais de rádio de AM que possam melhorar o desempenho de receptor de rádio de AM ao receber sinais sujeitos à interferência.
SUMORIO DA INVENÇÃO
Esta invenção provê um método para processar um sinal de rádio de AM incluindo as etapas de receber um sinal de rádio de AM incluindo uma porção de banda lateral superior e uma porção de banda lateral inferior, desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado, ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado em resposta à potência de ruído para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado, e combinar o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado para produzir um sinal de saída. O sinal de rádio de AM pode ser filtrado em banda lateral única antes da etapa de desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior. O método pode adicionalmente incluir a etapa de determinar a potência de ruído dos sinais de banda lateral superior e inferior desmodulados antes da etapa de ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado. A etapa de determinar a potência de ruído dos sinais de banda lateral superior e inferior desmodulados pode incluir as etapas de correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado, e correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado. A etapa de correlatar de forma cruzada o componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado pode incluir as etapas de deslocar o componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado por 90° e multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral superior desmodulado pelo sinal de banda lateral superior desmodulado, e a etapa de correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado pode incluir as etapas de deslocar o componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado por 90° e multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral inferior desmodulado pelo sinal de banda lateral inferior desmodulado. A etapa de ponderar os sinais de banda lateral superior e inferior desmodulados pode incluir as etapas de multiplicar o sinal de banda lateral superior desmodulado por um fator de ponderação, e multiplicar o sinal de banda lateral inferior desmodulado por um menos o fator de ponderação.
Em outro aspecto, a invenção inclui um método para processar um sinal de rádio de AM incluindo uma porção de banda lateral superior e uma porção de banda lateral inferior, em que o método inclui as etapas de multiplicar uma Transformada de Hilbert de um componente imaginário do sinal de rádio por um sinal de correção ponderado para obter um sinal ponderado, e subtrair o sinal ponderado de um sinal de banda lateral dupla coerente. A invenção também abrange desmoduladores para processar um sinal de rádio de AM incluindo meio para desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior de um sinal de rádio de AM para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado, meio para ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado em resposta à potência de ruído para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado, e meio para combinar o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado.
Os desmoduladores podem adicionalmente incluir meio para determinar a potência de ruído dos sinais de banda lateral superior e inferior desmodulados antes de ponderar os sinais de banda lateral superior e inferior desmodulados. O meio para determinar a potência de ruído dos sinais de banda lateral superior e inferior desmodulados pode incluir meio para correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado, e meio para correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado. O meio para correlatar de forma cruzada o componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado pode incluir meio para deslocar o componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado por 90° e para multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral superior desmodulado pelo sinal de banda lateral superior desmodulado, e o meio para correlatar de forma cruzada o componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado pode incluir meio para deslocar o componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado por 90° e para multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral inferior desmodulado pelo sinal de banda lateral inferior desmodulado. O meio para ponderar os sinais de banda lateral superior e inferior desmodulados pode incluir meio para multiplicar o sinal de banda lateral superior desmodulado por um fator de ponderação, e meio para multiplicar o sinal de banda lateral inferior desmodulado por um menos o fator de ponderação.
Em outro aspecto, a invenção abrange receptores para processar um sinal de rádio de AM incluindo meio para receber um sinal de rádio de AM incluindo uma porção de banda lateral superior e uma porção de banda lateral inferior, meio para desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado, meio para ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado em resposta à potência de ruído para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado, e meio para combinar o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado para produzir um sinal de saída.
Os receptores podem adicionalmente incluir meio para filtrar em banda lateral única o sinal de rádio de AM antes de desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior.
Os receptores desta invenção podem selecionar automaticamente entre desmodulação coerente de banda lateral inferior (LSB), banda lateral superior (USB) ou banda lateral dupla (DSB) como uma função da interferência. Uma técnica de combinação de relação máxima (MRC) pode aproximar desempenho de detecção de DSB quando a interferência nas bandas laterais é igual.
BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS
Figura 1 é uma representação esquemática de um sinal de rádio de AM analógico e um sinal de interferência de AM analógico de canal adjacente.
Figura 2 é uma representação esquemática de um sinal de rádio de AM analógico e um sinal de interferência de IBOC de canal adjacente.
Figura 3 é um fluxograma ilustrando o método da invenção.
Figura 4 é um diagrama de bloco funcional de um desmodulador de AM que é construído de acordo com a invenção.
Figura 5 é um diagrama de bloco funcional da técnica de combinação seletiva de freqüência da invenção.
Figuras 6-9 são gráficos que mostram o desempenho dos desmoduladores misturados de SSB e DSB coerentes, com interferência de primeiro canal adjacente.
Figura 10 é um diagrama de bloco funcional de um receptor de AM que é construído de acordo com a invenção.
Figura 11 é um diagrama de bloco funcional de um receptor de AM que é construído de acordo com a invenção.
DESCRIÇÃO DETALHADA DA INVENÇÃO
Esta invenção provê um método para um receptor selecionar automaticamente entre desmodulação coerente de banda lateral inferior (LSB), banda lateral superior (USB) ou banda lateral dupla (DSB) como uma função da interferência. Além disso, um meio para ponderar a soma da LSB e USB para obter a relação máxima de sinal para ruído de áudio (SNR) é descrito. Este método é baseado em uma técnica de combinação de relação máxima (MRC) que aproxima desempenho de detecção de DSB quando a interferência nas bandas laterais é igual. O receptor pode alcançar automaticamente a SNR de áudio máxima sob todas as possíveis condições de interferência. Também pode ser mostrado que o impacto adverso de IBOC sobre receptores de AM é mínimo ao usar esta técnica de desmodulação. Um desmodulador só de AM empregando esta técnica é descrito, como também desmodulação da porção analógica de AM de um sinal de IBOC DAB híbrido.
Figura 1 é uma representação esquemática de um sinal de rádio de AM de interesse 10 que inclui uma banda lateral superior 12 e uma banda lateral inferior 14 em lados opostos de um sinal de portadora 16 em um canal 18. Um sinal de interferência de AM de canal adjacente 20 é mostrado incluir uma banda lateral superior 22, uma banda lateral inferior 24 e uma portadora 26. As ffeqüências de centro do sinal de interesse e o canal adjacente são espaçados 10 kHz à parte, tal que o sinal de banda lateral inferior do sinal de interferência sobreponha pelo menos uma porção da banda lateral superior do sinal de interesse.
Figura 2 é uma representação esquemática de um sinal de rádio de AM de interesse 28, que inclui uma banda lateral superior 30 e uma banda lateral inferior 32 em lados opostos de um sinal de portadora 34 em um canal 36. Um sinal de interferência de DAB dentro de banda em canal de AM de canal adjacente 38 é mostrado incluir uma banda lateral superior 40, uma banda lateral inferior 42 e uma portadora modulada analógica 44. As freqüências de centro do sinal de interesse e o sinal de DAB dentro de banda em canal de AM adjacente estão espaçadas 10 kHz à parte, tal que o sinal de banda lateral inferior do sinal de interferência sobreponha pelo menos uma porção da banda lateral superior do sinal de interesse.
Enquanto os exemplos das Figuras 1 e 2 mostram interferência de canal adjacente, deveria ser reconhecido que esta invenção é útil em outros cenários de interferência igualmente.
Figura 3 é um fluxograma ilustrando o método da invenção. Como mostrado na Figura 3, esta invenção abrange um método para processar um sinal de rádio de AM. A invenção se aplica à desmodulação de ambos um sinal só de AM e a porção de AM analógica de um sinal de IBOC DAB híbrido. O bloco 46 mostra a recepção de um sinal de rádio de AM incluindo uma porção de banda lateral superior e uma porção de banda lateral inferior. A porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior do sinal de rádio de AM são então desmoduladas para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado como mostrado no bloco 48. O sinal de banda lateral inferior desmodulado e o sinal de banda lateral superior desmodulado são então ponderados em resposta à potência de ruído para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado como mostrado no bloco 50. Então, o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado são combinados para produzir um sinal de saída como mostrado no bloco 52. O método da invenção pode agora ser descrito em maior detalhe. Primeiro, considere o cenário só de AM no qual um sinal de AM de interesse é sujeito à interferência por um segundo sinal de AM, por exemplo de um canal adjacente. O sinal de AM típico s(t) é definido como: onde fc é a ffeqüência de portadora, e m(t) é um sinal de banda base analógico real (áudio) limitado a ±1. A variância de m(t) é tipicamente mantida a cerca de 12 dB mais baixa que o componente de portadora (com a portadora normalizada à unidade por conveniência) devido a processamento de áudio no transmissor. Esta modulação produz um sinal de banda lateral dupla simétrica (DSB) no domínio de ffeqüência com duas vezes a largura de banda do sinal de áudio original. O sinal inclui uma banda lateral de ffeqüência inferior (LSB), e uma banda lateral superior (USB). Sinais de áudio radiodifundidos presentes são limitados em banda a menos de 10 kHz, resultando em um sinal de DSB de largura da banda de menos de 20 kHz.
As versões de domínio de tempo destes sinais de LSB e USB são rotuladas lsb e usb, respectivamente. Os sinais de banda lateral podem ser obtidos do sinal original (corrompido) por uma Transformada de Hilbert, ou equivalente, resultando em: Um receptor coerente deve prover um meio para rastrear a ffeqüência e fase da portadora principal. Isto é feito normalmente com uma malha travada em fase (PLL), que também é projetada para recriar sua própria versão da portadora principal dentro do receptor. Um receptor coerente desmodula o sinal recebido multiplicando a portadora recriada e o sinal recebido r(t), então removendo o componente de CC (médio) para produzir o sinal de banda base desmodulado ™ (t). φ(ί) é o erro de rastreamento de fase instantâneo, n'(t) é ruído e/ou interferência, enquanto o subscrito lpf significa filtragem em passa-baixo do resultado para remover os artefatos de ffeqüência mais alta não desejados. Então: quando o erro de fase φ(ΐ) é pequeno, o resultado pode ser aproximado por: então, *”(t) = m(t) + n(t), onde n(t) inclui todos os termos como ruído.
Também é assumido que os termos de ruído devido ao erro de rastreamento de fase φ(ΐ) são menores do que o ruído de canal tal que n(t) tenha variância não significativamente maior do que n(t), que é normalmente o caso. Portanto, qualquer degradação é dominada pelo ruído aditivo e interferência dentro da banda passante ao redor do sinal de interesse.
Desmodulação de SSB coerente pode ser realizada semelhantemente depois de filtragem de banda lateral única (SSB) da LSB ou USB do sinal recebido. As bandas laterais superior ou inferior complexas podem ser obtidas por transformação de Hilbert do sinal recebido. usb(t) = r(t) + i.rh(t) = m(t) + Re{n(t)} + i.Im{n(t)} + i.[m(t)h+Re{n(t)}h + i.Im{n(t)}h] = m(t) + Re (n(t)} - Im(n(t)}h + i.[m(t)h + Re (n(t)}h + Im{n(t)}] lsb(t) = r(t) - i.rh(t) = m(t) + Re{n(t)} + i.Im{n(t)} - i.[m(t)h+ Re{n(t)}h+ i.Im{n(t)}h] = m(t) + Re{n(t)} + Im(n(t)}h - i.[m(t)h+ Re{n(t)}h - Im{n(t)}], onde o h subscrito denota a Transformada de Hilbert do sinal. As estimativas de sinal de USB ou LSB recuperadas de m(t) são a parte real dos sinais de banda lateral complexos. ™ usb(t) = Re{r(t) + i.rh(t)} = m(t) + Re{n(t)} - Im{n(t)}h Λ ísb (t) = Re{r(t) - i rh(t)} = m (t) + Re{n(t)} + Im {n(t)}h Então, um receptor precisa computar só a parte real dos sinais de banda lateral como: As bandas laterais podem ser combinadas resultando na desmodulação de DSB equivalente. É de interesse particular aqui quando n(t) não é simétrico sobre a freqüência de portadora, e afeta uma banda lateral mais que a outra. Este é freqüentemente o caso com interferência de canal adjacente.
Primeiro considere o caso de um sinal de interesse de AM analógico. O receptor ponderará os sinais de LSB e USB desmodulados antes de somá-los para formar a saída de áudio. A SNR de áudio máxima é alcançada ponderando a LSB e USB em proporção às suas SNRs individuais. Os pesos são adicionalmente normalizados tal que a soma dos pesos seja um. Assumindo que a potência de sinal é a mesma para cada banda lateral, então os pesos individuais são inversamente proporcionais à potência de ruído estimada em cada banda lateral.
Deixe: Λ σ n_usb ser a variância do ruído e interferência na USB, σ njsb ser a variância do ruído e interferência na LSB.
Se um peso de b for aplicado à LSB, então um peso de 1-b deve ser aplicado à USB para manter um ganho de sinal constante através da faixa. Então, a combinação de banda lateral toma a forma: O valor ótimo de b(t) pode ser achado como uma função da variância da interferência mais ruído em cada banda lateral. É assumido que o sinal de DSB m(t) tem potência igual em cada banda lateral. A potência de sinal dos componentes de banda lateral combinados e o ruído e potência de interferência são achados pela expectativa E e remoção temporária da dependência de tempo. Para conveniência de notação: A potência de sinal m é S, que é constante. Para achar ò valor de b que minimiza as contribuições de ruído, a derivada é colocada a zero, e as equações são resolvidas para b.
Portanto, a saída de áudio com a SNR máxima sob os constrangimentos de filtro é então aproximada por: O fator de ponderação b depende de estimar a variância do ruído e/ou interferência em cada banda lateral (interferência incluirá ruído para esta discussão). Seria virtualmente impossível estimar a interferência em cada banda lateral independentemente desde que a interferência é indistinguível do sinal. Porém, a exploração de algumas propriedades da modulação de DSB habilita um método de estimação. O sinal de áudio de DSB ideal m(t) só tem um componente de sinal em fase e um componente de quadratura zero. Qualquer interferência não correlatada com m(t) teria componentes de variância igual em ambas as dimensões de fase e quadratura. Conseqüentemente, metade da interferência pode ser observada no componente de quadratura do sinal recebido, enquanto a outra metade é oculta dentro do componente em fase junto com m(t). O componente de quadratura do ruído sozinho não é suficiente para determinar o nível de interferência em cada banda lateral. Porém, este componente de quadratura pode ser correlatado de forma cruzada com cada banda lateral para determinar estatisticamente a quantidade relativa de contaminação de cada banda lateral. Estas correlações cruzadas podem ser estimadas por multiplicação no domínio de tempo da Transformada de Hilbert do componente de quadratura com cada banda lateral, então filtrando em passa-baixo os resultados através de um tempo suficientemente longo para estimar a correlação cruzada de LSB e USB com a interferência de quadratura. Um filtro passa-baixo de resposta a impulso infinita (IIR) com uma constante de tempo τ na ordem de aproximadamente um segundo podería ser usado. A Transformada de Hilbert do componente de quadratura, designada Im{r(t)}h=Im{n(t)}h, é de interesse porque o processo de desmodulação de SSB transforma sua interferência por conseguinte. O componente Im{n(t)}h já está computado no processo de desmodulação de USB ou LSB. As correlações cruzadas para a USB e LSB podem ser representadas como: Os resultados destas correlações podem ser analisados usando expectativa estatística em vez de filtragem de dependência de tempo: e semelhantemente, Se a interferência estiver estritamente em uma banda lateral com interferência zero na outra, então a expectativa E{Re{n}.Im{n}h} é igual σ2 a ± -y- com sinal dependendo em se o ruído está na LSB ou USB, respectivamente. Se o ruído for distribuído igualmente em ambas as bandas laterais, mas não correlatado, então E{Re{n}.Im{n}h} = 0. Estes resultados são devido às propriedades da Transformada de Hilbert. Estes resultados de correlação cruzada são proporcionais estatisticamente à variância, ou potência, da interferência em cada banda lateral. Portanto, as correlações cruzadas podem ser usadas na determinação do fator de ponderação b(t).
Um atraso de tempo pode ser inserido no caminho de sinal antes de ponderação para compensar o atraso do filtro usado para computar b(t). O receptor usa cálculo de média de tempo para estimar os termos de ruído de USB e LSB para computar b(t). A invenção também é aplicável à desmodulação de sinais de IBOC DAB híbridos. A diferença entre a desmodulação de IBOC DAB híbrido e analógico é a adição das sub-portadoras complementares de quadratura d(t) sob o sinal analógico. Estas sub-portadoras não têm componente real e devem ser tratadas diferentemente de ruído ou interferência. Os sinais de USB e LSB para o cenário de DAB híbrido são: Combinando a USB e LSB ponderadas por b e 1-b, respectivamente, produz: Para simplicidade, foi definido o novo termo c(t) como: c(t) = 2.b(t) - 1, então ™ (t) = Re{r(t)} - c(t).Im{r(t)}h Esta forma da expressão mostra que a saída desmodulada começa com o sinal desmodulado de DSB coerente Re {n(t)}, então subtrai um componente de interferência criado pelo desequilíbrio de banda lateral Im{r(t)}h ponderado por c(t). Algumas propriedades de c(t) são descritas a seguir. Separe o ruído em componentes de LSB e USB. n(t) = niSb(t) + nusb(t) Então: ™ (t) = Re{r(t)} - c(t).Im{r(t)}h; ou equivalentemente, (t) = m(t) + Re{nlsb(t) + nusb(t)} + Im{nisb(t) + nusb(t)}b Deixe x(t) e y(t) representar as partes reais da n[sb(t) e nusb(t), respectivamente. Então, componentes de ruído de banda lateral única são expressos como funções das Transformadas de Hilbert: nisb(t) = x(t) - i.x(t)h; e nusb(t) = y(t) - i.y(t)h A expressão para m(t) é equivalente a: Foi mostrado que c(t) produz o mído mínimo. Além disso, está claro que -1 < c(t) < 1, c(t) = 1, quando o ruído está inteiramente na USB, c(t) = -1 quando o ruído está inteiramente na USB, e c(t) = 0 quando o ruído na LSB iguala o ruído na USB.
Tomando expectativas para achar a potência do sinal combinado, e diminuindo temporariamente a dependência de tempo produz: Removendo a potência de sinal de m(t) deixa só os termos como ruído que são para serem minimizados. O valor de c produzindo a contribuição de ruído mínima é achado colocando a derivada da expressão de ruído a zero, então resolvendo para c.
Note que quando E{Re{n}.Im{n}h} = 0, que implica que o ruído de USB e LSB é não correlatado com a mesma variância, então o resultado é equivalente à desmodulação de DSB. Como o sinal analógico, a interferência e as sub-portadoras digitais de quadratura são assumidas não correlatadas, a expectativa no numerador da última expressão pode ser substituída por: enquanto as expectativas no denominador podem ser substituídas com: Portanto, o método para computar c se toma: Como a interferência muda com tempo, filtragem em passa-baixo é usada para substituir as expectativas em uma implementação prática.
Para implementação prática, também pode ser desejável obrigar c(t) = 0 quando a interferência é pequena como as estimativas de curto prazo da correlação cruzada estão contaminadas por m(t). Além disso, também pode ser desejável obrigar c(t) = ±1 quando a interferência domina em uma banda lateral. A expressão pratica para c(t) pode ser modificada como: ; limitado até -1 < c’(t) <1 onde P = 0,004 para híbrido, ou P = 0,00004 para analógico (portadora = -1) Um diagrama de bloco funcional da correção de realimentação positiva para um desmodulador de banda lateral ponderada adaptável de AM é mostrado na Figura 4. Na Figura 4, um sinal é recebido na linha 54 e dividido em componentes real e imaginário como ilustrado por blocos 56 e 58.0 componente de sinal real pode ser atrasado como mostrado por bloco 60 para produzir um sinal atrasado na linha 62. Uma Transformada de Hilbert pode ser tomada do sinal imaginário como mostrado por bloco 64 para produzir um sinal transformado na linha 66. Os sinais nas linhas 62 e 66 são usados para calcular o fator C(t-i) como mostrado por bloco 68. O sinal transformado na linha 66 pode ser adicionalmente sujeito a um atraso opcional como mostrado por bloco 70 e misturado com o fator C(t-x) no misturador 72 e o sinal resultante na linha 74 é combinado com o componente real no ponto de soma 76 para produzir um sinal de saída na linha 78. O componente real pode ser sujeito a um atraso adicional 80 opcional antes de ser combinado com o sinal na linha 74. r E assumido que o sinal recebido r(t) está sincronizado em fase com a portadora de AM tal que os componentes real e imaginário de r(t) possam ser separados em banda base. O atraso τΐ é inserido porque o filtro de Transformada de Hilbert impõe um atraso para fazê-lo causai. O atraso opcional τ2 alinha melhor o sinal com o atraso do LPF usado para computar o peso de correção c(t). O termo P usado na computação para c(t) obriga o peso para zero para desmodulação de DSB quando o ruído é pequeno. Se for conhecido se o sinal recebido é híbrido ou analógico, é preferível usar o valor maior de P. O ruído total resultante e potência de interferência no sinal de saída desmodulado é de interesse como o sinal pode ser adicionalmente processado para reduzir os efeitos do ruído. Especificamente, a largura de banda pós-detecção pode ser reduzida quando o ruído se toma mais alto. A expressão derivada para o mído de saída total é: Este mído pode ser estimado precisamente para o sinal só analógico. Assumindo os termos podem ser avaliados como: Infelizmente, o mído para a porção analógica do sinal híbrido só pode ser aproximado como E{d h}^0, e um modo prático não foi idealizado para estimar E{(Im{n}h) }sozinho. Como uma primeira aproximação, a expressão de mído acima pode ser usada para limite superior do mído no caso híbrido. Este mído é superestimado no caso híbrido como o mído de sub-portadora digital de quadratura não existe no componente real do sinal. Quando o valor de c se aproxima de ±1, este erro diminui e a interferência domina. Porém, quando c está perto de zero, o mído de sub-portadora digital de quadratura é cancelado na saída desmodulada m(t), e a expressão de ruído não considera este cancelamento. Felizmente, este efeito pode ser inconseqüente se a limitação de largura de banda for invocada só quando a interferência estimada dominar através do ruído de sub-portadora digital de quadratura.
Melhoramento adicional na SNR de áudio pode ser alcançada por combinação seletiva de freqüência das bandas laterais de USB e LSB. Desde que a densidade espectral de potência (PSD) da interferência não é geralmente uniforme através da largura de banda de áudio, a combinação seletiva de freqüência poderia maximizar a SNR através de múltiplas sub-bandas de freqüência que incluem a largura de banda de áudio. Um método prático para alcançar isto é empregar as propriedades de filtros de espelho de quadratura (QMF). A propriedade de QMFs é que a soma destes filtros, tendo sub-bandas de freqüência sobrepostas, se combina para resultar em uma resposta plana através da largura de banda de áudio. O método de combinação de banda lateral descrito aqui é aplicado simplesmente através de cada sub-banda de r(t) através de um banco de QMFs incluindo a largura de banda de áudio desejada máxima. Especificamente: onde o subscrito QMFn indica que o sinal é processado depois de aplicar o n-ésimo filtro de QMF. Conseqüentemente, n valores de CQMFn(t) são computados, um para cada sub-banda, então a combinação é aplicada para cada sub-banda. O ruído em cada sub-banda combinada também pode ser estimado (exato para um sinal de interesse só analógico ideal (SOI), ou um limite superior para um sinal híbrido de interesse). O ruído pode ser reduzido adicionalmente por limitação de banda como uma função do ruído estimado em cada sub-banda. Por exemplo, a limitação de banda pode ser executada suprimindo as saídas de QMF de freqüência mais alta no processo de combinação como uma função do ruído. Por exemplo: onde gQMFn fixa o "joelho" da função de supressão de ruído para a n-ésima sub-banda. Um diagrama funcional da técnica de combina de sub-banda de freqüência é mostrado na Figura 5. Na Figura 5, um sinal r(t) é recebido na linha 82 e passado por uma pluralidade de pares de filtros passa-banda 84, 86 e 88 para produzir uma pluralidade de sinais filtrados na linhas 90, 92 e 94. Os sinais filtrados são desmodulados como ilustrado por desmoduladores 96, 98 e 100 e os sinais desmodulados nas linhas 102, 104 e 106 são somados para produzir um sinal de saída na linha 108.
Figuras 6-9 mostram o desempenho de desmodulador de AM sob várias condições de interferência. Os eixos verticais são a SNR em dB do sinal de áudio analógico, enquanto os eixos horizontais são a relação do sinal desejado para o interferidor primeiro adjacente em dB. Os gráficos mostram o desempenho individual de um desmodulador de DSB coerente, um desmodulador de USB, um desmodulador de LSB, e do desmodulador de banda lateral ponderada proposto (Misturado). O valor do fator de ponderação c(t) também é mostrado como multiplicado por um fator de 10. Figura 6 mostra graficamente o desempenho de um sinal de interesse só analógico (SOI) com um interferidor primeiro adjacente só analógico. Figura 7 mostra graficamente o desempenho de um sinal de IBOC Híbrido SOI com um interferidor primeiro adjacente só analógico. Figura 8 mostra graficamente o desempenho de um SOI só analógico com um interferidor primeiro adjacente só analógico. Figura 9 mostra graficamente o desempenho de um SOI Híbrido de IBOC com um interferidor primeiro adjacente de IBOC Híbrido. Os gráficos mostram claramente que o desmodulador de banda lateral ponderado proposto supera significativamente os outros através da faixa de níveis de interferência.
Figura 10 é um diagrama de bloco funcional de um receptor de AM 110, que é construído de acordo com a invenção. O sinal de rádio de AM é recebido na antena 112. Um circuito de extremidade dianteira 114, construído de acordo com tecnologia bem conhecida filtra o sinal de antena e produz um sinal na linha 116 que é misturado com um sinal do oscilador local 118 no misturador 120 para produzir um sinal de ffeqüência intermediária na linha 122. O sinal de ffeqüência intermediária é então filtrado por filtro 124 e passado a um desmodulador 126, que processa o sinal de acordo com a descrição acima e produz um sinal de saída na linha 128. O sinal de saída pode então ser amplificado por amplificador 130 e passado a um dispositivo de saída 132, tal como um alto-falante.
Figura 11 é um diagrama de bloco de um receptor de rádio 140 capaz de executar o processamento de sinal de acordo com esta invenção. O sinal de DAB é recebido na antena 142. Um filtro de pré-seleção passa-banda 144 passa a banda de ffeqüência de interesse, incluindo o sinal desejado na ffeqüência fc, mas rejeita o sinal de imagem em fc-2fif (para um oscilador local de injeção de lóbulo lateral baixo). O amplificador de baixo ruído 146 amplifica o sinal. O sinal amplificado é misturado no misturador 148 com um sinal de oscilador local fi0 provido na linha 150 por um oscilador local sintonizável 152. Isto cria sinais de soma (fc + flo) e diferença (fc - f]o) na linha 154. O filtro de ffeqüência intermediária 156 passa o sinal de ffeqüência intermediária fjf e atenua as ffeqüências fora da largura de banda do sinal de interesse modulado. Um conversor analógico para digital 158 opera usando um sinal de referência de tempo fs para produzir amostras digitais na linha 160 a uma taxa fs. O conversor abaixo digital de freqüência 162 desloca, filtra e dizima o sinal para produzir sinais em fase e quadratura de taxa de amostra mais baixa nas linhas 164 e 166. Um desmodulador baseado em processador de sinal digital 168 então provê processamento de sinal adicional para produzir um sinal de saída na linha 170 para o dispositivo de saída 172.
Receptores construídos de acordo com esta invenção podem selecionar automaticamente entre desmodulação coerente de LSB, USB ou DSB como uma função da interferência. A interferência pode ser determinada estimando a variância do ruído e/ou interferência em cada banda lateral. A técnica de combinação de relação máxima (MRC) pode aproximar desempenho de detecção de DSB quando a interferência na bandas laterais é igual.
Enquanto concretizações particulares desta invenção foram descritas acima para propósitos de ilustração, será evidente àqueles qualificados na técnica que numerosas variações dos detalhes da presente invenção podem ser feitas sem partir da invenção como definida nas reivindicações anexas.
REIVINDICAÇÕES
Claims (19)
1, Método para processar um sinal de rádio de AM (10), compreendendo as etapas de: receber (46) um sinal de rádio de AM incluindo uma porção de banda lateral superior (12) e uma porção de banda lateral inferior (14); e desmodular (48) a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado; caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente as etapas de; ponderar (50) o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado em resposta à potência de ruído nas bandas laterais do sinal recebido para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado; combinar (52) o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado para produzir um sinal de saída; e determinar a potência de ruído do sinal de banda lateral superior desmodulado e do sinal de banda lateral inferior desmodulado através da correlação de forma cruzada de um componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado e da correlação de forma cruzada de um componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado.
2. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente a etapa de: filtrar (84, 86, 88) cada banda lateral do sinal de rádio de AM antes da etapa de desmodular (96, 98,100) a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior.
3. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que: a etapa de correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado inclui as etapas de deslocar o componente de quadratura (58) do sinal de banda lateral superior desmodulado por 90° e multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral superior desmodulado pelo sinal de banda lateral superior desmodulado; e a etapa de correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado inclui as etapas de deslocar o componente de quadratura (58) do sinal de banda lateral inferior desmodulado por 90° e multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral inferior desmodulado pelo sinal de banda lateral inferior desmodulado.
4. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a etapa de ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado compreende as etapas de: multiplicar o sinal de banda lateral superior desmodulado por um fator de ponderação; e multiplicar o sinal de banda lateral inferior desmodulado por um menos o fator de ponderação.
5. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o fator de ponderação é uma função da variância de interferência mais ruído.
6. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a etapa de combinar o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado adicionalmente incluindo a etapa de: combinação seletiva de freqüência do sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e do sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado.
7. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que adicionalmente inclui a etapa de filtrar a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior antes da etapa de desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior.
8. Método, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que a etapa de filtrar a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior inclui a etapa de passar a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior por uma pluralidade de filtros passa-banda para produzir uma pluralidade de sinais filtrados, e em que a etapa de desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior inclui a etapa de desmodular a pluralidade de sinais filtrados para produzir uma pluralidade de sinais desmodulados.
9. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a etapa de desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado compreende as etapas de: multiplicar uma Transformada de Hilbert (64) de um componente imaginário do sinal de rádio por um sinal de correção ponderado (74) derivado a partir de um componente real do sinal de rádio e a Transformada de Hilbert (64) de um componente imaginário do sinal de rádio para obter um sinal ponderado (78); e subtrair o sinal ponderado de um sinal de banda lateral dupla coerente.
10. Desmodulador (168) para processar um sinal de rádio de AM, compreendendo: meio para desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior de um sinal de rádio de AM para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado; meio para ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado em resposta à potência de ruído nas bandas laterais do sinal recebido para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado; e meio para combinar o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: meio para determinar a potência de ruído do sinal de banda lateral superior desmodulado e do sinal de banda lateral inferior desmodulado através da correlatação de forma cruzada de um componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado e da correlatação de forma cruzada de um componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado.
11. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que: o meio para correlatar de forma cruzada o componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado inclui meio para deslocar o componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado por 90° e para multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral superior desmodulado pelo sinal de banda lateral superior desmodulado; e o meio para correlatar de forma cruzada o componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado inclui meio para deslocar o componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado por 90° e para multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral inferior desmodulado pelo sinal de banda lateral inferior desmodulado.
12. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que o meio para ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado inclui: meio para multiplicar o sinal de banda lateral superior desmodulado por um fator de ponderação; e meio para multiplicar o sinal de banda lateral inferior desmodulado por um menos o fator de ponderação.
13. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que adicionalmente inclui: meio para filtrar a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior.
14. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que o meio para desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior de um sinal de rádio de AM para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado compreende: meio para multiplicar uma Transformada de Hilbert de um componente imaginário do sinal de rádio por um sinal de correção ponderado para obter um sinal ponderado; e meio para subtrair o sinal ponderado de um sinal de banda lateral dupla coerente.
15. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: meio para receber um sinal de rádio de AM incluindo uma porção de banda lateral superior e uma porção de banda lateral inferior.
16. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que adicionalmente inclui: meio para filtrar cada banda lateral do sinal de rádio de AM antes de desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior.
17. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que: o meio para desmodular a porção de banda lateral superior e a porção de banda lateral inferior de um sinal de rádio de AM para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado compreende um circuito; o meio para ponderar o sinal de banda lateral superior desmodulado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado em resposta à potência de ruído para produzir um sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e um sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado compreende um circuito; e o meio para combinar o sinal de banda lateral superior desmodulado ponderado e o sinal de banda lateral inferior desmodulado ponderado compreende um combinador.
18. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 17, caracterizado pelo fato de que: o meio para correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado compreende um circuito; e o meio para correlatar de forma cruzada um componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado compreende um circuito.
19. Desmodulador, de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de que o meio para correlatar de forma cruzada o componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado com o sinal de banda lateral superior desmodulado inclui um primeiro deslocador de fase para deslocar o componente de quadratura do sinal de banda lateral superior desmodulado por 90° e para multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral superior desmodulado pelo sinal de banda lateral superior desmodulado compreende um circuito; e o meio para correlatar de forma cruzada o componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado com o sinal de banda lateral inferior desmodulado inclui um segundo deslocador de fase para deslocar o componente de quadratura do sinal de banda lateral inferior desmodulado por 90° e para multiplicar o componente de quadratura deslocado do sinal de banda lateral inferior desmodulado pelo sinal de banda lateral inferior desmodulado compreende um circuito.
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