FI100017B - Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin - Google Patents

Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin Download PDF

Info

Publication number
FI100017B
FI100017B FI954053A FI954053A FI100017B FI 100017 B FI100017 B FI 100017B FI 954053 A FI954053 A FI 954053A FI 954053 A FI954053 A FI 954053A FI 100017 B FI100017 B FI 100017B
Authority
FI
Finland
Prior art keywords
signal
channel
impulse response
reference signal
receiver
Prior art date
Application number
FI954053A
Other languages
English (en)
Swedish (sv)
Other versions
FI954053A0 (fi
FI954053A (fi
Inventor
Olli Piirainen
Original Assignee
Nokia Telecommunications Oy
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nokia Telecommunications Oy filed Critical Nokia Telecommunications Oy
Publication of FI954053A0 publication Critical patent/FI954053A0/fi
Priority to FI954053A priority Critical patent/FI100017B/fi
Priority to EP96927719A priority patent/EP0872018B1/en
Priority to CN96196598A priority patent/CN1094001C/zh
Priority to PCT/FI1996/000461 priority patent/WO1997008841A1/en
Priority to JP9509891A priority patent/JPH11511602A/ja
Priority to US09/029,649 priority patent/US6192238B1/en
Priority to ES96927719T priority patent/ES2176479T3/es
Priority to AU67435/96A priority patent/AU710798B2/en
Priority to AT96927719T priority patent/ATE217739T1/de
Priority to DE69621252T priority patent/DE69621252T2/de
Publication of FI954053A publication Critical patent/FI954053A/fi
Application granted granted Critical
Publication of FI100017B publication Critical patent/FI100017B/fi
Priority to NO980871A priority patent/NO980871L/no
Priority to JP2007337543A priority patent/JP2008136234A/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Burglar Alarm Systems (AREA)
  • Alarm Systems (AREA)
  • Measurement Of The Respiration, Hearing Ability, Form, And Blood Characteristics Of Living Organisms (AREA)
  • Management, Administration, Business Operations System, And Electronic Commerce (AREA)
  • Transition And Organic Metals Composition Catalysts For Addition Polymerization (AREA)
  • Diaphragms For Electromechanical Transducers (AREA)
  • Communication Control (AREA)

Description

100017
Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin
Keksinnön kohteena on menetelmä yhteyden laadun estimoimiseksi signaalikohinasuhteen avulla digitaalisen 5 solukkoradiojärjestelmän vastaanottimessa, jossa käytetään Viterbi-ilmaisua ja diversiteettivastaanottoa, jossa menetelmässä muodostetaan kanavan estimoitu impulssivaste ja jossa kanavan estimoitu impulssivaste ja signaalin käsittämä ennalta määrätty sekvenssi ovat symbolisekvenssejä. 10 Keksinnön kohteena on myös digitaalisen solukkora diojär j estelmän vastaanotin, joka käsittää Viterbi-ilmai-suvälineet, diversiteettihaaroja ja välineen kanavan estimoidun impulssivasteen muodostamiseksi.
Solukkoradiojärjestelmässä tukiaseman ja tilaajapää-15 telaitteen välisen yhteyden laatu vaihtelee jatkuvasti. Tämä vaihtelu johtuu radiotiellä esiintyvistä häiriötekijöistä sekä radioaaltojen vaimenemisesta etäisyyden ja a-jan funktiona häipyvässä kanavassa. Yhteyden laatua voidaan mitata esimerkiksi tarkkailemalla vastaanotettua te-20 hoa. Tehonsäädöllä voidaan osittain kompensoida yhteyden laadun vaihteluita.
Digitaalisessa solukkoradiojärjestelmässä tarvitaan tehonmittausta tarkempi menetelmä yhteyden laadun estimoi-miseksi. Tällöin tunnettuina laatuparametreina ovat esi-25 merkiksi bittivirhesuhde (BER, Bit Error Rate) ja signaa-likohinasuhde.
Ennestään tunnettua on hyödyntää Viterbi-ilmaisun päätöksiä vastaanotetun signaalin signaalikohinasuhteen estimoimisessa. Vastaanottimena voi toimia tukiasema tai 30 tilaajapäätelaite. Tunnetuissa ratkaisuissa Viterbi-ilmai-su suoritetaan vastaanotetulle purskeelle kokonaisuudes-:*L . saan ennen signaalikohinasuhteen määrittämistä. Koska Vi- terbi-algoritmi on kuitenkin usein liian vaativa toimenpide digitaaliselle signaalinkäsittelyohjelmalle vastaanot-35 timen sallimassa prosessointiajassa, sitä varten joudutaan 2 100017 käyttämään erillistä Viterbi-kovoa. Tätä on selostettu tarkemmin julkaisussa J. Hagenauer, P. Hoeher: A Viterbi Algorithm with Soft-decision Outputs and its Applications, IEEE GLOBECOM 1989, Dallas, Texas, November 1989, joka 5 otetaan tähän viitteeksi.
Signaalikohinasuhdetietoa, joka voidaan yksinkertaisesti laskea keksinnön mukaisella menetelmällä, tarvitaan tunnetusti käytettäessä erilaisia diversiteettivastaanot-timia. Monitievastaanotossa tavallisimmat diversiteetti-10 vastaanottimet yhdistävät signaalit ennen tai jälkeen ilmaisun ja ne käsittävät esimerkiksi valikoivan yhdistelyn (Selective combining), maksimaalisen suhteen yhdistelyn (Maximal-ratio combining) ja tasavahvistetun yhdistelyn (Equal-gain combining). Monitiesignaalit ilmaistaan 15 tavallisesti käyttäen Viterbi-ilmaisua, jolloin signaalien yhdistäminen tapahtuu ilmaisun jälkeen. Signaalit on kuitenkin edullisinta yhdistää ennen ilmaisua, koska tällöin saavutetaan suurempi signaalin vahvistus. Diversiteetti-vastaanottimia on selitetty tarkemmin esimerkiksi kirjassa 20 William C. Y. Lee: Mobile Communications Engineering, kappale 10, Combining technology, sivut 291 - 336, McGraw-Hill, USA, 1982, joka otetaan tähän viitteeksi.
Esillä olevalla keksinnöllä on tarkoitus toteuttaa menetelmä, jolla voidaan estimoida signaalikohinasuhdetta .25 suoraan vastaanotetusta signaalista käyttämättä Viterbi- ilmaisua. Lisäksi tarkoituksena on mahdollistaa signaalien yhdistäminen ennen ilmaisua diversiteettivastaanottimia käytettäessä.
Tämä saavutetaan johdannossa esitetyn tyyppisellä 30 menetelmällä, jolle on tunnusomaista, että kanavan esti-; moidusta impulssivasteesta ja signaalin käsittämästä en- ; - - naita määrätystä sekvenssistä muodostetaan vertailusignaa- li, että signaaliin liittyvän kohinan energia lasketaan varianssityyppisesti vertailusignaalista ja kanavasta vas-35 taanotetusta ennalta määrätystä sekvenssistä, että signaa- 100017 3 likohinasuhde lasketaan vertailusignaalin energian ja kohinan energian suhteena ja että diversiteettihaarojen yhdistäminen tapahtuu ennen Viterbi-ilmaisua siten, että eri haarojen ajallisesti toisiaan vastaavat symbolit yhdiste-5 tään, ja kunkin haaran sovitettujen suodattimien lähdöt ja impulssivasteen autokorrelaation tapit painotetaan kunkin haaran omalla signaalikohinasuhteella.
Keksinnön mukaiselle vastaanottimelle on tunnusomaista, että signaalikohinasuhteen laskemiseksi vastaan-10 otin käsittää välineen, jolla vertailusignaali muodostetaan kanavan estimoidusta impulssivasteesta ja signaalin käsittämästä ennalta määrätystä sekvenssistä, että vastaanotin käsittää välineen kanavan kohinan energian laskemiseksi vertailusignaalista ja vastaanotetusta ennalta 15 määrätystä sekvenssistä varianssityyppisesti, että vastaanotin käsittää välineen signaalikohinasuhteen laskemiseksi vertailusignaalin energian ja kohinan energian suhteena ja että vastaanotin käsittää diversiteettihaarojen yhdistämisvälineet, jotka sijaitsevat ennen Viterbi-ilmai-20 suvälineitä ja jotka yhdistävät eri haarojen ajallisesti toisiaan vastaavat symbolit, ja että vastaanotin käsittää välineet painottaa kunkin haaran sovitettujen suodattimien lähdöt ja impulssivasteen autokorrelaation tapit kunkin haaran omalla signaalikohinasuhteella.
25 Keksinnöllä saavutetaan huomattavia etuja. Keksinnön mukaisella menetelmällä signaalikohinasuhdetta voidaan estimoida suoraan vastaanotetusta signaalista suorittamatta Viterbi-ilmaisua tai suorittamalla keksinnön mukainen menetelmä ennen Viterbi-ilmaisua käyttämällä hyväksi purs-30 keen käsittämää ennalta määrättyä sekvenssiä. Keksintö kä-; sittää kaksi päävaihetta: ensiksi vertailusignaalin muo- - dostaminen ja toiseksi vastaanotetun signaalin ja vertai lusignaalin välisen varianssin eli kohinan energian laskeminen. Kun ennalta määrätyn jakson avulla saadun kanavan 35 estimoidun impulssivasteen ja ennalta määrätyn jakson kon- 100017 voluutio lasketaan, saadaan vertailusignaali. Estimoitu kohinan energia lasketaan varianssina tai varianssin kaltaisena funktiona vertailusignaalista ja vastaanotetusta sekvenssistä. Signaalin energia saadaan joko kanavan esti-5 moidun impulssivasteen tappien (tap) energiasta tai laskemalla vertailusignaalin näytteiden eli symbolien energia. Jakamalla näin muodostettu signaali ja kohina saadaan kanavan estimoitu hetkellinen signaalikohinasuhde.
Välttämällä Viterbi-algoritmin käyttö säästetään 10 muistia ja laskemiseen käytettävää aikaa. Saatua signaali-kohinasuhteen arvoa voidaan käyttää hyväksi kanavan tilan estimoinnissa, huonojen kehysten estimointimenetelmissä a-puna ja ML-metriikan (maximum likelyhood metrics) skaalauksessa. Lisäksi signaalikohinasuhdetta voidaan käyttää 15 hyväksi diversiteettiyhdistelyssä ja se on erityisesti käyttökelpoinen, kun monitiesignaalien yhdistely tehdään ennen ilmaisua.
Keksinnön mukaisen menetelmän edulliset suoritusmuodot ilmenevät myös oheisista epäitsenäisistä patenttivaa-20 timuksista 2 - 9 ja keksinnön mukaisen vastaanottimen e-dulliset toteutusmuodot ilmenevät oheisista epäitsenäisistä patenttivaatimuksista 11 - 13.
Seuraavassa keksintöä selitetään tarkemmin viitaten oheisten piirustusten mukaisiin esimerkkeihin, joissa .25 kuvio 1 esittää solukkoradiojärjestelmää, jossa kek sinnön mukaista menetelmää voidaan soveltaa, kuvio 2 esittää GSM-järjestelmän mukaista vastaanotinta oleellisilta osiltaan, kuvio 3 esittää toisenlaista toteutusta GSM-järjes-30 telmän mukaisesta vastaanottimesta oleellisilta osiltaan, ; kuvio 4 esittää GSM-järjestelmän mukaista vastaan- - - - otinta, joka käyttää diversiteettiyhdistelytekniikkaa ja kuvio 5 esittää GSM-järjestelmän normaalipursketta. Keksinnön mukaista menetelmää ja vastaanotinta voi-35 daan soveltaa missä tahansa digitaalisessa solukkora- 100017 5 diojärjestelmässä, joka on kuvattu olennaisin osin kuviossa 1. Järjestelmä käsittää tukiaseman 10, sekä joukon yleensä liikkuvia tilaajapäätelaitteita 11 - 13, joilla on kaksisuuntainen yhteys 14 - 16 tukiasemaan. Tukiasema 10 5 välittää päätelaitteiden 11 - 13 yhteydet tukiasemaohjaimelle 17, joka välittää ne edelleen järjestelmän muihin osiin ja kiinteään verkkoon. Tukiasemanohjain 17 ohjaa yhden tai useamman tukiaseman 10 toimintaa. GSM-järjestelmässä sekä tukiasema 10 että päätelaitteet 11 - 13 mittaa-10 vat jatkuvasti yhteyden laatua ja välittävät tulokset tukiasemaohjaimelle 17. Yhteyden laadun mittaus tapahtuu keksinnön mukaisessa toteutusmuodossa signaalikohinasuh-teen mittauksena.
Tarkastellaan nyt lähemmin keksinnön mukaista soluk-15 koradiojärjestelmän vastaanotinta, jonka lohkokaavio on o- lennaisin osin esitetty kuviossa 2. Sekä tukiasema että tilaajapäätelaite voivat toimia keksinnön mukaisena vas-taanottimena. Vastaanotin käsittää antennin 21, jolla vastaanotettu signaali viedään radiotaajuusosille 22, joissa 20 signaali muunnetaan välitaajuudelle. Radiotaajuusosilta signaali viedään muunninvälineelle 23, joissa signaali muunnetaan analogisesta digitaaliseksi. Digitaalinen signaali etenee esikäsittelyvälineelle 24, jossa signaalia muun muassa voidaan suodattaa, poistaa siitä DC-offset, 25 kontrolloida digitaalisen signaalin automaattista vahvis tusta ja demoduloida signaali. Kanavaan sovitettu suodatin 25 palauttaa kanavassa vääristyneen signaalin alkuperäiseksi datavirraksi alhaisella symbolivirhetodennäköisyy-dellä. Kanavan impulssivasteen estimaatti ja sen energia 30 muodostetaan välineellä 26. Impulssivastetiedosta muodos- . . tetaan välineellä 27 kanavan estimoidun impulssivasteen • - autokorrelaation tapit.
Digitaalisessa järjestelmässä kanavan impulssivaste kuvataan N-symbolisella luvulla. Kanavan impulssivaste on 35 tavallisesti viisi-symbolinen, eli N saa arvon 5. Väli- 6 100017 neellä 28, joka käsittää välineet 28a, 28b ja 28c, lasketaan signaalikohinasuhde keksinnön mukaisella menetelmällä. Välineellä 28a muodostetaan vertailusignaali kanavan estimoidusta impulssivasteesta ja signaalin käsittämästä 5 ennalta määrätystä sekvenssistä. Väline 28b laskee kanavan kohinan energian vertailusignaalista ja vastaanotetusta ennalta määrätystä sekvenssistä. Väline 28c laskee signaa-likohinasuhteen vertailusignaalin ja kohinan energian suhteena. Välineellä 28d korjataan vertailusignaalin ja en-10 naita määrätyn sekvenssin offset eli symbolien ajallinen siirtymä toistensa suhteen. Lopulta vastaanottimen Viter-bi-ilmaisuväline 29 ottaa vastaan sovitetun suodattimen 25 lähdön eli vastaanotetun purskeen eri sekvenssit 52, 53 ja 54, jotka on esitetty kuviossa 5, ja kanavan impulssivas-15 teen autokorrelaation tapit välineeltä 27. Tässä vastaan-otinratkaisussa signaalikohinasuhdetieto siirretään sekä välineelle 27, jolla muodostetaan impulssivasteen autokorrelaation tapit, että sovitetulle suodattimelle 25. Signaalikohinasuhdetieto voidaan viedä myös muille välineil-20 le. Viterbi-ilmaisuvälineen 29 lähtönä on ilmaistut symbolit .
Tarkastellaan nyt lähemmin keksinnön mukaista toista, ensimmäiselle vaihtoehtoista solukkoradiojärjestelmän vastaanotinta, jonka lohkokaavio on olennaisin osin esi-25 tetty kuviossa 3. Vastaanotin on suurimmaksi osakseen sa-manlainen kuin vastaanotin kuviossa 2. Tässä vastaanotin-ratkaisussa signaalikohinasuhteen laskemisvälineeltä 28 signaalikohinasuhdetieto siirretään välineelle 26, joka muodostaa impulssivasteen tapit. Signaalikohinasuhdetieto 30 voidaan viedä myös muille välineille. Viterbi-ilmaisuväli-. neen 29 lähtönä on ilmaistut symbolit. Signaalikohinasuh- : · detieto voidaan viedä myös muille välineille, mitä kuvi oissa 2 ja 3 välineeltä 28 lähtevä nuoli 30 kuvaa.
Kuvioissa 2 ja 3 esitettyjä ratkaisuja voidaan edul-35 lisesti hyödyntää monitievastaanotossa, jollaista järjes- s i aan an· > . ί *· 100017 7 telyä esittää kuvio 4, kun vastaanotin käyttää diversi-teettiyhdistelyä. Vastaanotin kuviossa 4 käsittää antennit 41 ja 42, välineet 43 ja 44, jotka puolestaan käsittävät mm. radiotaajuusosat 22, muunninvälineet 23, esikäsittely-5 välineet 24, sovitetut suodattimet 25, kanavan impulssi-vasteen estimaattivälineet 26, signaalikohinasuhteen las-kemisvälineet 28, kuten kuvioiden 2 ja 3 vastaanottimet. Vaikka kuviossa 4 on vain kaksi haaraa eli kanavaa, samanlaista diversiteettiyhdistelyä voidaan soveltaa myös use-10 ampiin kanaviin. Eri kanavien estimoidut impulssivasteen autokorrelaation tapit muodostetaan välineillä 27a ja 27b, jotka edustavat samaa toimintaa kuin kuvioiden 2 ja 3 väline 27. Eri kanavilta tulevat signaalit yhdistetään välineellä 45, jossa yhdistäminen tapahtuu esimerkiksi summaa-15 maila tai keskiarvoistamalla ja haluttaessa kertomalla signaalit jollakin sopivalla vakiolla. Signaalia siis painotetaan signaalikohinasuhteella tai signaali valitaan ilmaisimelle signaalikohinasuhdetiedon perusteella. Yhdistämisen jälkeen signaali viedään Viterbi-ilmaisuvälineelle 20 29. Myös impulssivasteen autokorrelaation tappien muodos- tusvälineiden 27a ja 27b lähdöt yhdistetään välineellä 46 esimerkiksi summaamalla tai keskiarvoistamalla ja haluttaessa kertomalla lähdöt jollakin sopivalla vakiolla. Diver-siteettihaarojen ja autokorrelaatiotappien yhdistelyssä on ; 25 edullista yhdistää vain ajallisesti toisiaan vastaavat symbolit tai bitit. Välineen 46 lähtö viedään myös Viterbi-ilmaisuvälineelle 29. Erityisen hyödyllinen tällainen ratkaisu on siksi, että kun signaalit yhdistetään ennen ilmaisua, saavutetaan suurempi signaalin vahvistus.
30 Tarkastellaan nyt lähemmin keksinnön mukaista rat- . · kaisua GSM-järjestelmässä. GSM-järjestelmän normaalipurske • ’ on kuvion 5 mukainen ja se käsittää yhteensä 148 symbolia.
Symbolit käsittävät bittejä tai bittikombinaatioita. Purs-keen symbolit ovat jaksoissa, jotka käsittävät 3 kpl aloi-35 tussymboleja (TS) 51, 58 kpl datasymboleja (Data) 52, 26 8 100017 kpl opetussymboleja (TRS) 53, 58 kpl datasymboleja (Data) 54 ja 3 kpl lopetussymboleja (TS) 55. Keksinnön mukaisessa ratkaisussa vertailusignaalin symbolisekvenssi lasketaan opetussekvenssin 53 ja kanavan estimoidun impulssivasteen 5 funktiona, joka on edullisesti mainittujen sekvenssien konvoluutio.
Seuraavassa keksinnön mukaista menetelmää kuvataan sovellettaessa sitä GSM-järjestelmässä. Kanavan hetkellisen signaalikohinasuhteen SNR laskeminen käsittää kaksi 10 olennaista vaihetta: ensiksi vertailusignaalin YR muodostaminen kanavan estimoidusta impulssivasteesta H ja opetusjaksosta TRS (kuvion 5 opetussymbolit 53) edullisesti konvoluutiona ja toiseksi kohinan energian VAR laskeminen vertailusignaalista YR ja kanavalta vastaanotetusta ope-15 tusjaksosta Y varianssi-tyyppisesti. Täten kohinan energia VAR lasketaan kuten varianssi, mutta sen nimittäjässä olevalla luvulla ei ole merkitystä, koska nimittäjä on yksinkertaisesti muodostettava ja se toimii vain kohinan energian skaalaajana, mikä on helppo huomioida ja korjata mis-20 sä tahansa laskun vaiheessa. Laskemalla konvoluutio saavutetaan se etu, että vertailusignaali YR muodostuu samalla tavalla kuin varsinainen signaali kanavassa ja vertaamalla tätä tulosta kanavasta vastaanotettuun signaaliin voidaan arvioida kohinaa. Kun kohinan energia VAR lasketaan ver-- 25 tailusignaalista YR ja kanavasta vastaanotetusta signaalista varianssi-tyyppisesti, saavutetaan se etu, että tuloksena saadaan suoraan kohinan energia.
Koska opetusjakso TRS on ennalta määrätty, voidaan kanavan hetkellinen estimoitu impulssivaste H määrittää. 30 Tavallisesti estimoitu impulssivaste H on 5-symbolinen eli symbolimäärälle N pätee N = 5. Keksinnön mukaisen menetel-1 - män ensimmäisessä vaiheessa lasketaan kanavan estimoidun impulssivasteen H ja opetusjakson TRS konvoluutiona esimerkiksi kaavan (1) mukaan vertailusignaali YR, joka on 35 vastaanotetun opetusjakson TRS odotusarvo mainitulla esti-
il I Utit JitR HUB
100017 9 moidulla impulssivasteella H.
N-l YR(j) =EH(i)-(l-2-TRS{j-i) ) (1) i =0 • 5 missä N on estimoidussa impulssivasteessa H olevien symbo lien määrä ja symboli-indeksille j, joka osoittaa laskettavaa symbolia, pätee j £ N. Käymällä symbolit j väliltä N ja 26 tai ennalta määrätyssä sekvenssissä olevien symbolien määrä läpi saadaan koko vertailusignaali YR. Käyttäen 10 saatua vertailusignaalia YR ja vastaanotettua signaalia Y, joka on vastaanotettu opetusjakso, lasketaan kaavalla (2) näiden varianssi-tyyppinen tulos VAR.
26 Σ Re(Y( i+offset) -YR{i) )2 + Im( Y(i + offset) -YR(i) ) 2 15 VAR = —- (2)
K
Tässä kaavassa (2) symboleja huomioidaan enintään sellainen määrä, joka on ennalta määrätyn sekvenssin 53 symboli-määrä vähennettynä kanavan estimoidun impulssivasteen sym-20 bolimäärällä. Tällöin laskussa huomioitujen symbolien määrä on vapaasti valittavissa. Varianssi-tyyppisen tuloksen VAR arvo on kaavassa (2) sama kuin kohinan energia näytettä kohti, jos jakajan K arvoksi asetetaan summauksessa käytettyjen symbolien määrä, tai energia koko sekvenssiä 25 kohti, jos jakajan K arvo on yksi. Jakajan K arvo on kek-sinnön mukaisessa ratkaisussa epäolennainen ja K:n arvoksi voidaan valita mikä tahansa luku. Kaavassa (2) käytetään I/Q-modulaation merkintöjä, jolloin symbolit esitetään kompleksisessa muodossaan. Kaavassa {2) huomioidaan off-30 set, mikä tarkoittaa vastaanotetun signaalin symbolien edullista siirtämistä siten, että vastaanotetun signaalin symboli vastaa vertailusignaalin symbolia eli osoittaa oikeaan kohtaan opetusjaksossa.
Vastaanotetun signaalin energia voidaan laskea joko 35 kanavan estimoidun impulssivasteen H tai vertailusignaalin 100017 10 YR avulla. Laskemalla kanavan estimoidun impulssivasteen H tappien energia on etuna se, että saadaan signaalin energia Ex symbolia kohti. Kun energia E1R lasketaan vertailu-signaalin I/Q-modulaation kompleksisten symboleiden avulla 5 esimerkiksi kaavalla (3) 26 E =EÄe(YJ?(i) )2 + Im{YR(i) )2 (3)
i-N
saadaan vertailusignaalin kokonaisenergia suoraan. Jos 10 esikäsittelyvälineellä 24 muodostetaan signaalin normalisoitu keskimääräinen energia, joka vastaa energiaa EYR, tunnetun tekniikan mukaisesti, tätä ei tarvitse erikseen laskea.
Kanavan hetkellinen signaalikohinasuhde SNR saadaan 15 kaavan (4) mukaan periaatteellisella tavalla jakamalla ko hinan energia symbolia kohti VAR signaalin energialla symbolia kohti Ej, kun jakajan K arvona kaavassa (2) käytetään symbolien määrää.
ET
20 SNR-—— (4)
VAR
Signaalikohinasuhteen edullinen laskentatapa on kuitenkin jakaa signaalin kokonaisenergia EYR kohinan kokonaisenergialla VAR, kun jakajan K arvo kaavassa (2) on yksi, kaa-25 van (5) mukaan ja välttyä turhalta jakamiselta, koska kaavassa (2) ja (3) on tässä tapauksessa oleellisesti yhtä monta summattavaa alkiota.
eyr SNR=—— (5)
VAR
30
Signaalikohinasuhde lasketaan edullisesti jokaiselle purs-keelle erikseen, koska yhteyden laatu vaihtelee suuresti lyhyessäkin ajassa.
Vaikka keksintöä on edellä selostettu viitaten oheis-35 ten piirustusten mukaiseen esimerkkiin, on selvää, ettei »lii l«»h UH I I '4 » 100017 11 keksintö ole rajoittunut siihen, vaan sitä voidaan muunnella monin tavoin oheisten patenttivaatimusten esittämän keksinnöllisen ajatuksen puitteissa. 1 ·

Claims (11)

100017
1. Menetelmä yhteyden laadun estimoimiseksi signaali-kohinasuhteen avulla digitaalisen solukkoradiojärjestelmän 5 vastaanottimessa (10 - 13), jossa käytetään Viterbi-ilmai-sua ja diversiteettivastaanottoa, jossa menetelmässä muodostetaan kanavan estimoitu impulssivaste ja jossa kanavan estimoitu impulssivaste ja signaalin käsittämä ennalta määrätty sekvenssi (53) ovat symbolisekvenssejä, t u n -10 n e t t u siitä, että kanavan estimoidusta impulssivasteesta ja signaalin käsittämästä ennalta määrätystä sekvenssistä (53) muodostetaan vertailusignaali, signaaliin liittyvän kohinan energia lasketaan vari-15 anssityyppisesti vertailusignaalista ja kanavasta vastaanotetusta ennalta määrätystä sekvenssistä (53), signaalikohinasuhde lasketaan vertailusignaalin energian ja kohinan energian suhteena ja diversiteettihaarojen yhdistäminen tapahtuu ennen Vi-20 terbi-ilmaisua siten, että eri haarojen ajallisesti toisiaan vastaavat symbolit yhdistetään, ja kunkin haaran sovitettujen suodattimien (25) lähdöt ja impulssivasteen auto-korrelaation tapit painotetaan kunkin haaran omalla signaali kohinasuhteella .
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että vertailusignaali muodostetaan kanavan estimoidusta impulssivasteesta ja ennalta määrätystä sekvenssistä (53) konvoluutiolla.
3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n -30 n e t t u siitä, että kanavan kohinan energian laskemi- *·. sessa huomioidaan symboleja enintään ennalta määrätyn sek venssin (53) symbolimäärä vähennettynä kanavan estimoidun impulssivasteen symbolimäärällä.
4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n -35 n e t t u siitä, että kanavan kohinan energian laskemi- « 100017 seksi vertailusignaalin ja ennalta määrätyn sekvenssin välinen offset korjataan siirtämällä vertailusignaalin ja ennalta määrätyn sekvenssin symboleita toistensa suhteen siten, että vastaanotetun signaalin symboli vastaa vertai-” 5 lusignaalin symbolia.
5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että vertailusignaalin energia muodostetaan sen käsittämien symbolien neliöiden reaaliosien summana .
6. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että vertailusignaalin energia muodostetaan kanavan estimoidun impulssivasteen tappien neliöl-lisenä summana.
7. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n -15 n e t t u siitä, että kun lähetys tapahtuu purskeina, signaalikohinasuhde lasketaan jokaiselle vastaanotetulle purskeelle erikseen.
8. Patenttivaatimuksen 1 tai 7 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ennalta määrätty sekvenssi 20 (53) on GSM-järjestelmän normaalipurskeen opetussekvenssi.
9. Digitaalisen solukkoradiojärjestelmän vastaanotin (10 - 13), joka käsittää Viterbi-ilmaisuvälineet (29), di-versiteettihaaroja ja välineen (26) kanavan estimoidun impulssivasteen muodostamiseksi, tunnettu siitä, 25 että signaalikohinasuhteen laskemiseksi vastaanotin (10 -13) käsittää välineen (28a), jolla vertailusignaali muodostetaan kanavan estimoidusta impulssivasteesta ja signaalin käsittämästä ennalta määrätystä sekvenssistä (53), 30 välineen (28b) kanavan kohinan energian laskemiseksi :* vertailusignaalista ja vastaanotetusta ennalta määrätystä (53) sekvenssistä varianssityyppisesti, välineen (28c) signaalikohinasuhteen laskemiseksi vertailusignaalin energian ja kohinan energian suhteena ja 35 diversiteettihaarojen yhdistämisvälineet (45 ja 46), 100017 jotka sijaitsevat ennen Viterbi-ilmaisuvälineitä (29) ja jotka yhdistävät eri haarojen ajallisesti toisiaan vastaavat symbolit, ja että vastaanotin käsittää välineet (28) painottaa kunkin haaran sovitettujen suodattimien (25) 5 lähdöt, ja impulssivasteen autokorrelaation tapit kunkin haaran omalla signaalikohinasuhteella.
10. Patenttivaatimuksen 9 mukainen vastaanotin (10 -13), tunnettu siitä, että vastaanotin (10 - 13) käsittää välineen (28a) vertailusignaalin muodostamiseksi 10 kanavan estimoidun impulssivasteen ja ennalta määrätyn sekvenssin (53) konvoluutiona.
11. Patenttivaatimuksen 9 mukainen vastaanotin (10 -13), tunnettu siitä, että vastaanotin (10 - 13) käsittää välineen (28d) korjata vertailusignaalin ja en- 15 naita määrätyn sekvenssin (53) offset. « 1 · 100017
FI954053A 1995-08-29 1995-08-29 Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin FI100017B (fi)

Priority Applications (12)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI954053A FI100017B (fi) 1995-08-29 1995-08-29 Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin
ES96927719T ES2176479T3 (es) 1995-08-29 1996-08-28 Metodo de recepcion y receptor.
AT96927719T ATE217739T1 (de) 1995-08-29 1996-08-28 Empfangsverfahren und empfänger
PCT/FI1996/000461 WO1997008841A1 (en) 1995-08-29 1996-08-28 Receiving method and receiver
JP9509891A JPH11511602A (ja) 1995-08-29 1996-08-28 受信方法及び受信器
US09/029,649 US6192238B1 (en) 1995-08-29 1996-08-28 Receiving method and receiver
EP96927719A EP0872018B1 (en) 1995-08-29 1996-08-28 Receiving method and receiver
AU67435/96A AU710798B2 (en) 1995-08-29 1996-08-28 Receiving method and receiver
CN96196598A CN1094001C (zh) 1995-08-29 1996-08-28 接收方法和接收机
DE69621252T DE69621252T2 (de) 1995-08-29 1996-08-28 Empfangsverfahren und empfänger
NO980871A NO980871L (no) 1995-08-29 1998-02-27 Fremgangsmåte for mottaking, samt mottaker
JP2007337543A JP2008136234A (ja) 1995-08-29 2007-12-27 受信方法及び受信器

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI954053A FI100017B (fi) 1995-08-29 1995-08-29 Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin
FI954053 1995-08-29

Publications (3)

Publication Number Publication Date
FI954053A0 FI954053A0 (fi) 1995-08-29
FI954053A FI954053A (fi) 1997-03-01
FI100017B true FI100017B (fi) 1997-08-15

Family

ID=8543936

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FI954053A FI100017B (fi) 1995-08-29 1995-08-29 Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin

Country Status (11)

Country Link
US (1) US6192238B1 (fi)
EP (1) EP0872018B1 (fi)
JP (2) JPH11511602A (fi)
CN (1) CN1094001C (fi)
AT (1) ATE217739T1 (fi)
AU (1) AU710798B2 (fi)
DE (1) DE69621252T2 (fi)
ES (1) ES2176479T3 (fi)
FI (1) FI100017B (fi)
NO (1) NO980871L (fi)
WO (1) WO1997008841A1 (fi)

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI101917B (fi) * 1996-08-15 1998-09-15 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä diversiteettiyhdistelyn suorittamiseksi ja vastaanotin
FI101919B1 (fi) * 1996-11-21 1998-09-15 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä impulssivasteen laskemiseksi ja vastaanotin
DE69728659T2 (de) 1997-02-04 2005-04-14 Nokia Corp. Adaptive kompensation der dopplerverschiebung in einem mobilkommunikationssystem
US5991273A (en) * 1997-05-01 1999-11-23 Nortel Networks Corporation Determining SINR in a communications system
FI107666B (fi) * 1997-08-14 2001-09-14 Nokia Networks Oy Menetelmä lähetyksen optimoimiseksi ja lähetin
US6731622B1 (en) * 1998-05-01 2004-05-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multipath propagation delay determining means using periodically inserted pilot symbols
US6370397B1 (en) * 1998-05-01 2002-04-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Search window delay tracking in code division multiple access communication systems
US6320920B1 (en) * 1998-10-08 2001-11-20 Gregory Lee Beyke Phase coherence filter
JP2003500897A (ja) * 1999-05-17 2003-01-07 ノキア コーポレイション Ｔｄｍａシステムにおけるノイズエネルギー推定方法
US6532258B1 (en) * 1999-06-24 2003-03-11 Ibiquity Digital Corporation Method for estimating signal-to-noise ratio of digital carriers in an AM compatible digital audio broadcasting system
US6449320B1 (en) * 1999-07-02 2002-09-10 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Equalization with DC-offset compensation
EP1071203A1 (en) * 1999-07-21 2001-01-24 Sony International (Europe) GmbH Stereo demultiplexer
EP1128575B1 (en) * 2000-02-22 2006-04-26 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Channel estimation in a diversity receiver by using concurrently transmitted training sequences
FI20000820A (fi) * 2000-04-06 2001-10-07 Nokia Networks Oy Kanavakorjaimen optimointi
DE10027610A1 (de) * 2000-06-06 2001-12-13 Fuba Automotive Gmbh Verfahren zum Diversityempfang von digitalen Fernsehsignalen
GB2364210A (en) * 2000-06-30 2002-01-16 Nokia Oy Ab Diversity receiver and method of receiving a multi carrier signal
US7315576B1 (en) * 2002-02-05 2008-01-01 Qualcomm Incorporated System for soft symbol decoding with MIMO log-map detection
CN1774874B (zh) * 2002-03-14 2010-04-28 高通股份有限公司 无线通信系统内减少信道间干扰的方法和装置
US7292552B2 (en) * 2002-03-14 2007-11-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for reducing interference in a wireless communication system
US7406065B2 (en) * 2002-03-14 2008-07-29 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for reducing inter-channel interference in a wireless communication system
US7127008B2 (en) 2003-02-24 2006-10-24 Ibiquity Digital Corporation Coherent AM demodulator using a weighted LSB/USB sum for interference mitigation
US7342956B2 (en) * 2003-06-16 2008-03-11 Broadcom Corporation System and method to extract uplink status flag bits in a cellular wireless network
US9164679B2 (en) 2011-04-06 2015-10-20 Patents1, Llc System, method and computer program product for multi-thread operation involving first memory of a first memory class and second memory of a second memory class
US9176671B1 (en) 2011-04-06 2015-11-03 P4tents1, LLC Fetching data between thread execution in a flash/DRAM/embedded DRAM-equipped system
US8930647B1 (en) 2011-04-06 2015-01-06 P4tents1, LLC Multiple class memory systems
US9170744B1 (en) 2011-04-06 2015-10-27 P4tents1, LLC Computer program product for controlling a flash/DRAM/embedded DRAM-equipped system
US9158546B1 (en) 2011-04-06 2015-10-13 P4tents1, LLC Computer program product for fetching from a first physical memory between an execution of a plurality of threads associated with a second physical memory
US9417754B2 (en) 2011-08-05 2016-08-16 P4tents1, LLC User interface system, method, and computer program product
CN103095630B (zh) * 2011-11-01 2016-03-09 联芯科技有限公司 无线通信系统中噪声估计的方法和装置
CN103684567A (zh) * 2012-09-21 2014-03-26 中兴通讯股份有限公司 无线通信系统接收机分集合并方法及其装置
EP2940915A1 (en) * 2014-05-02 2015-11-04 University Of Cyprus Digital communication system using real-time capacity achieving encoder design for channels with memory and feedback
US9794008B2 (en) * 2015-12-04 2017-10-17 Montage Technology (Shanghai) Co., Ltd. Noise power estimator, receiver and method for noise power estimation
US10635068B2 (en) 2016-03-16 2020-04-28 Charalambos D. Charalambous Information transfer in stochastic optimal control theory with information theoretic criterial and application
US11770473B2 (en) * 2020-05-01 2023-09-26 Qualcomm Incorporated Avoid and react to sudden possibility of damage to receiver in self-interference measurement
EP4020853A1 (en) * 2020-12-24 2022-06-29 INTEL Corporation A distributed radiohead system

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4001592A1 (de) * 1989-10-25 1991-05-02 Philips Patentverwaltung Empfaenger fuer digitales uebertragungssystem
DE4039245A1 (de) * 1990-12-08 1992-06-11 Philips Patentverwaltung Empfaenger mit mindestens zwei empfangszweigen
FR2696604B1 (fr) 1992-10-07 1994-11-04 Alcatel Radiotelephone Dispositif d'estimation d'un canal de transmission.
SE513657C2 (sv) 1993-06-24 2000-10-16 Ericsson Telefon Ab L M Sätt och anordning att vid digital signalöverföring estimera överförda symboler hos en mottagare
FR2708162B1 (fr) 1993-07-20 1995-09-01 Alcatel Mobile Comm France Procédé pour déterminer la longueur optimale d'un bloc de données dans un système de communication à accès multiple à répartition dans le temps (AMRT).
FI98018C (fi) 1994-08-18 1997-03-25 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä ja laite radiokanavan impulssivasteen mittaamiseksi
US5563746A (en) * 1994-11-17 1996-10-08 Cirrus Logic, Inc. Real time media defect scanning in a sampled amplitude read channel
US5796535A (en) * 1995-05-12 1998-08-18 Cirrus Logic, Inc. Sampled amplitude read channel employing a user data frequency synthesizer and a servo data frequency synthesizer

Also Published As

Publication number Publication date
EP0872018B1 (en) 2002-05-15
ES2176479T3 (es) 2002-12-01
FI954053A0 (fi) 1995-08-29
ATE217739T1 (de) 2002-06-15
FI954053A (fi) 1997-03-01
DE69621252D1 (de) 2002-06-20
CN1094001C (zh) 2002-11-06
AU6743596A (en) 1997-03-19
WO1997008841A1 (en) 1997-03-06
DE69621252T2 (de) 2002-10-02
JP2008136234A (ja) 2008-06-12
NO980871D0 (no) 1998-02-27
JPH11511602A (ja) 1999-10-05
NO980871L (no) 1998-02-27
EP0872018A1 (en) 1998-10-21
AU710798B2 (en) 1999-09-30
US6192238B1 (en) 2001-02-20
CN1194738A (zh) 1998-09-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FI100017B (fi) Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin
US6370205B1 (en) Method and apparatus for performing DC-offset compensation in a radio receiver
KR100297350B1 (ko) 다수의안테나디지털셀룰러통신시스템에서의간섭저지결합방법및장치
US7200172B2 (en) Method and apparatus for determining components of a channel impulse response for use in a SAIC equalizer
US5235621A (en) Receiver systems
US6714609B1 (en) Co-channel interference in a receiver
JP2002532006A (ja) 復号シンボルを用いる適応性チャンネルの特性化
US20020183028A1 (en) Receiving Apparatus And Gain Controlling Method
US20020172166A1 (en) Communications system and method for measuring short-term and long-term channel characteristics
US7006811B2 (en) Method and apparatus for switching on and off interference cancellation in a receiver
US6438362B1 (en) Method and apparatus for SIR measurement
US6445757B1 (en) Diversity combining method, and receiver
US6473594B1 (en) Adaptive compensation of doppler shift in a mobile communication system
US6298102B1 (en) Maximum likelihood sequence estimation in the presence of co-channel interference
US6614860B1 (en) Compensation of doppler shift in a mobile communication system
US6473473B1 (en) Method for estimating connection quality, diversity combination method, and receiver
US6553007B1 (en) Compensation of doppler shift in a mobile communication system
EP1010270A2 (en) Method for parameter estimation and receiver
US6182251B1 (en) Channel estimation in a fading channel
US20030063694A1 (en) Automatic frequency control of GMSK time-dispersive channels
US20040125898A1 (en) Wireless receiver using noise levels for postscaling an equalized signal having temporal diversity
US6920193B2 (en) Wireless receiver using noise levels for combining signals having spatial diversity