CN1774874B - 无线通信系统内减少信道间干扰的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种方法和装置用于当干扰源是系统的确定性分量时在无线通信系统内减少干扰。在一实施例中，接收机根据何时发送干扰源对发射机进行加权。另外，发射机可以使用增大功率以克服干扰源。在一实施例中，W-CDMA系统与物理信道迸发地发送同步信道，其中同步信道不与物理信道正交。当接收到控制或数据信息时接收机可以对消同步信道。同样，接收机可以对来自多个发射机的传输加权。

Description

无线通信系统内减少信道间干扰的方法和装置

根据35 U.S.C.§119(e)要求优先权

本专利申请要求2002年3月14日提交的美国临时申请号60/364442的优先权，该申请被转让给本发明受让人并在此引入作为参考。

背景

领域

本发明一般涉及无线通信系统，尤其涉及用于减少无线通信中的干扰的方法和装置。

背景

在无线通信系统上对于分组化数据服务有增长需要。在诸如宽带码分多址(W-CDMA)系统中，各种信道经多路复用在一起并在单个物理信道上被发送。并行地诸如同步信道等的各种其他信道在公共空中链路上被发送。信道在给定情况下可能相互引入干扰。例如，由于同步信道不受与其他物理信道正交的约束，同步信道可以会对其他信道造成干扰。

因而需要一种方法来减少无线通信系统信道间的干扰。

附图的简要描述

图1是无线通信系统

图2是使用W-CDMA的无线通信系统内的下行链路物理信道的帧结构。

图3是使用W-CDMA的无线通信系统内的下行链路物理控制信道的帧结构。

图4是使用W-CDMA的无线通信系统的同步信道(SCH)结构。

图5是说明由于SCH干扰与各种编码相关的信噪比(SNR)。

图6和7说明W-CDMA系统内的交织。

图8A和图8B是W-CDMA系统内协议数据单元(PDU)格式。

图9和10是减少干扰的无线装置。

图11说明自适应多速率/专用控制信道(AMR/DCCH)传输信道的编码。

图12说明各种传输格式要求的仿真SNR值。

图13说明各种传输格式组合(TFC)的SNR要求。

图14说明对应TFC的功率偏移值表格。

图15说明将TFC映射为功率偏移值过程的流程图。

图16说明公共物理信道上的多个传输信道(TrCHs)的传输各种情况的定时图。

详细描述

“示例”一词在此仅用于指“作为示例、实例或说明”。任何在此作为“示例”描述的实施例不一定被理解为最优或优于其他实施例的。虽然实施例的各个方面在附图内示出，但附图不一定是按比例绘制的，除非特别指明。

值得注意的是，示例实施例在此作为全文讨论的示例被提供；然而，其他实施例可以包括各个方面而不偏离本发明。尤其是，各种实施例可以应用到数据处理系统、无线通信系统、移动IP网络以及任何其他期望有效使用和管理资源的系统。

示例实施例使用宽带码分多址(W-CDMA)的扩频无线通信系统。无线通信系统被广泛用于提供各种类型的通信，诸如语音、数据等。这些系统可以基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)或一些其他调制技术。CDMA系统提供优于其他类型系统的优势，包括增加的系统容量。

系统可能设计成支持一个或多个CDMA标准，诸如“TIA/EIA-95-B MobileStation-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode WidebandSpread Spectrum Cellular System”(IS-95标准)，由“3^rd GenerationPartnership Project”(3GPP)提供的标准，体现在一组文档内包括Nos.3G TS25.211、3G TS 25.211、3G TS 25.212、3G TS 25.213以及3G TS 25.214(W-CDMA标准)，由“3^rd Generation Partnership Project 2”(3GPP2)提供的标准，以及被称为cdma2000标准的TR-45.5，先前被称为IS-2000MC。上述的标准特别在此被引入作为参考。

每个标准特别定义了从基站到移动站传输的数据处理，反之亦然。作为一示例实施例，以下讨论考虑符合cdma2000协议标准的扩频通信系统。其他实施例还可以包括其他标准。

W-CDMA系统在由3GPP定义的规范文档集合内描述，3GPP地址为ETSIMobile Competence Centre，650，Route des Lucioles，06921 Sophia-AntipolisCedex，France。

图1作为通信系统100的示例，能支持多个用户并能实现上述讨论的实施例的至少一些方面。各种算法和方法的任何一种可以用于调度系统100内的传输。系统100为多个小区102A-102G提供通信，每个相应地由对应基站104A-104G服务。在示例实施例中，一些基站104有多个接收天线，其他只有一个接收天线。同样，一些基站104有多个发射天线，其它只有一个发射天线。对发射天线和接收天线的组合没有限制。因此，基站104可能有多个发射天线和一个接收天线，或有多个接收天线和一个发射天线，或同时有单个或多个发射天线。

覆盖区域内的终端106可能是固定的(即静止的)或移动的。如图1示出，不同终端106散布在系统内。在任何给定时刻在下链路和上链路上，每个终端106与至少一个以及可能更多基站104通信，这取决于例如是否采用软切换或终端是否被设计并用于(迸发地或顺序地)从多个基站接收多个传输。CDMA通信系统内的软切换在领域内是众知的，并在美国专利号5101501内详述，题为“Method and system for providing a Soft Handoff in a CDMA CellularTelephone System”，被转让给本发明的受让人。

W-CDMA系统被提供为本讨论的示例。值得注意的是，W-CDMA系统内，基站被称为节点B，且移动站被称为用户设备(UE)。其他实施例可以使用其他通信系统，其中各种信道可以表示对系统内其他信道的干扰。特别在W-CDMA系统中，信道经编码并在相同空中接口上被发送，其中至少一个信道非正交于其他信道。在扩频系统内，信道的正交性避免了信道间干扰。因此，非正交信道存在导致了信道间干扰的潜在问题。然而，本发明可应用于其他系统，其中一个或多个信道对其他信道有干扰。

回到图1，下行链路指从基站104到终端106的传输，上行链路指从终端106到基站104的传输。在示范实施例中，一些终端106有多个接收天线，其它只有一个接收天线。在图1中，基站104A在下行链路上将数据发射到终端106A和106J，基站104B将数据发射到终端106B和106J，基站104C将数据发射到终端106C等等。

图2说明下行链路专用物理信道，W-CDMA系统内的下行链路专用物理信道(下行链路DPCH)。多个被称为传输信道(TrCH)的逻辑信道经多路复用以形成一个物理信道，即DPCH。换而言之，在一个下行链路DPCH内，更高层生成的专用数据被一起多路复用。专用传输信道(DCH)以时分多路复用方式与控制信息一起被发送，所述控制信道诸如导频比特、发射功率控制(TPC)指令以及可选传输格式组合指示符(TFCI)。下行链路DPCH因此可以被视为下行链路专用物理数据信道(DPDCH)以及下行链路专用物理控制信道(DPCCH)的时间多路复用。

图2说明下行链路DPCH的帧结构。每个长度为10ms的帧被分成15个时隙，每个长度为T_SLOT＝2560码片，对应一个功率控制周期。如说明的，DPDCH部分与DPCCH部分交替。在示例中，时隙包括DATA1的N_DATA1比特的第一DPDCH部分，接着是有TPC的N_TPC比特以及TFCI的N_TFCI比特的DPCCH部分。下一部分是带有N_DATA2比特的DATA2的DPDCH部分。最后部分是带有N_PILOT比特PILOT(导频)的DPCCH部分。

参数k确定每下行链路DPCH时隙的总比特数。参数k与物理信道的扩展因子(SF)相关，其中SF＝512/2^K。扩展因子的范围是从512到4。

还有，在W-CDMA系统内发送的是同步信道(SCH)上的同步序列。值得注意的是同步序列还可以被称为同步消息。如在3GPP TS 25.211，部分5.3.3.5内详细描述的，SCH被规定为不与其他信道正交，特别与DPCH非正交。SCH是UE为小区搜索使用的下行链路信号。SCH包括两个子信道，主和次SCH。主和次SCH的10ms无线电帧被分成15个时隙，每个长度为2560码片。图3说明了SCH无线电帧的结构。主SCH包括长度为256码片的已调码，被表示为c_p主同步码(PSC)，在每个时隙上发送一次。PSC对于系统内的每个小区相同。

第二SCH包括长度为256码片的已调码的15个连续序列的重复传输，次同步码(SSC)与主SCH并行发送。SSC在图3内表示为c_s ^i，k；其中i＝0，1，...，63并表示扰码组的编号；且其中k＝0，1，...，14并表示时隙号。每个SSC从长度为256的16个不同码的一个集合中选择。次SCH上的该序列指明小区的下行链路扰码属于哪个码组。值得注意的是同步消息在每个时隙内的预定位置处被发送。这样，该同步消息有已知的发生次数。

以下描述了WCDMA系统的各个方面，组合在一起可能导致上述讨论的问题。尤其是，以下讨论覆盖了SCH和DPCH的交互、交织和信道映射、基准配置、功率控制以及层2(L2)确认(ACK)消息内的特定弱点。值得注意的是类似的信道间干扰可能来自其他信道，但SCH作为示例被描述。

DPCH和SCH交互

关于DPCH和SCH交互，SCH是包括两个256个码片序列的特别信号；主SCH(PSCH)以及次SCH(SSCH)。两个序列在下行链路传输上的每个时隙期间并行传输。SCH在每个时隙内以10％的占空系数被发送。SCH主要由终端或UE使用用于获得系统定时并帮助标识UE可以获得的小区。换而言之，SCH减少了UE在小区标识期间进行的假设数量。

虽然3GPP TS 25.213内描述的主和次同步编码(PSC，SSC)结构不正交，它们被设计成提供同步信道和其他下行链路信道间的最大隔离。该隔离取决于考虑的DPCH的扩展因子以覆盖特定码元的扰码分段。

图4说明由于以dB为单位的SCH干扰引起的最坏情况编码比特的信噪比(SNR)。图4内说明的结果为SCH和DPCH的传输假设相等功率(不同值反应不同的SSC和DPCH OVSF码索引)。左栏指明DPCH扩展因子(SF)。右栏指示由于对DPCH的SCH干扰的最坏情况SNR。值得注意的是，当考虑多径或发射分集技术时因为SCH干扰是确定性的且充分相关(即不是平均高斯白噪声(AWGN))，SNR界一般不会改善。非正交情况的中值SNR(组合的大约50％导致相对于DPCH正交的SCH)一般比最坏情况SNR情况高5dB。

SNR界在考虑高几何情况下会成为限制因子。高几何指从目标小区接收到的总功率与从所有小区接收到的总功率的比值。总功率包括干扰，干扰是由环境和其他传输信道引入的。UE与节点B越近，则几何越高。值得注意的是，一般小区内的信道是正交的(除了诸如SCH的特别情况)；然而，从小区到小区，信道不一定正交。这样，对于高几何位置，UE所见正交信道接近节点B。由非正交信道诸如SCH呈现的干扰很大。相比之下，对于低几何位置，UE所见的非正交干扰远离节点B。SCH信道在低几何处不显著，因为SCH功率被加入造成很小差异的其他干扰。还考虑到SCH恒定以相同的功率电平被发送，但专用信道根据UE的位置被发送，SCH在较高几何处有较大影响。

国际移动通信系统(UMTS)多路复用和交织方案在3GPP TS 25.212内描述。各种传输信道首先经编码并在每传输时间间隔(TTI)基础上被分开编码和交织。然后信道在无线电帧上以无线电帧基础经多路复用，经交织并映射到物理信道有效负载上。传输信道映射可以根据固定或灵活的位置规则。

图5说明多个逻辑信道映射到公共物理信道上。逻辑信道被说明为传输信道1204A、传输信道2204B以及传输信道3204C。三个传输信道204A、204B、204C被映射到物理信道202。每个信道比特被分开交织。值得注意的是在W-CDMA系统内，每个帧包括15个时隙，其中每个时隙包括2560个码片。数据信息是与在已知间隙内被提供的控制信息时间多路复用。

交织涉及两个步骤，考虑第一交织器和第二交织器。当第一交织器的结构(以下详述)引起TTI内重复每个无线电帧的问题时，存在潜在问题。另外，第二交织器的结构和相关的周期性类似于物理信道的时隙周期，因此，SCH周期性是导致SCH干扰问题的另一潜在因素。

图6用无线电帧分段说明第一交织过程300，假设40ms TTI。第一交织过程基本保证TTI比特在多个无线电帧上被扩展。然而如灰色区域的位置处可见，与传输分组内其相对位置相比，第一交织过程不影响每个无线电帧内比特相对位置。如说明的，40毫秒的TTI包括每个10毫秒的四个帧。TTI被标识为TTI 302，帧被标识为帧304A、304B、304C和304D。每个帧然后被分成四个部分。帧分割符合每TTI的帧数。帧部分然后被一起交织以形成无线电帧流306。阴影部分标识TTI帧304A的过程。交织过程300涉及一行行地写TTI帧，然后一列列读出帧部分。交织部分的顺序是预定且可预测的。

第二交织器的交织过程350在图7内为三个传输信道说明。交织器基于30列矩阵，其中列数符合每帧时隙数。从无线电帧352，每个帧被分成30个部分以形成矩阵354。部分然后经交织以形成最终交织流356。第二交织器保证来自每个传输信道的一些信息出现在每个时隙。然而第二交织器不改变每个时隙内的每个传输信道信息的相对位置，除了一例外，即每个传输信道出现周期是时隙周期(1500Hz)的两倍(3000Hz)。然而如果诸如SCH生成的周期干扰持续长达或更长于给定时隙内的给定传输信道的传输间隙，则干扰会影响特定传输信道的码元的一半。

传输信道映射到物理信道上的顺序影响了每个传输信道的绝对位置，但不是来自每个传输信道的数据出现周期性，该周期总是3000Hz。而且，映射顺序不影响特定传输信道信息总出现在时隙内同一位置这一事实。

不同的位置映射导致特定传输信道信息出现在传输信道信息元素的每个组合的不同位置(传输格式组合即TFC)，其中固定位置保证不管TFC，传输信道信息总会出现在时隙内相同位置。因此，映射位置不会减轻周期性SCH干扰问题。

DCCH的参考配置

在仿真结果中，给定传输信道可能受到SCH干扰的影响，干扰是传输信道多路复用结构内的信道位置的函数。给定传输信道内码元多达一半会受到SCH干扰的影响。最差情况条件发生在当传输信道速率相对于被多路复用在一起的其他传输信道较低时。尤其是，如果传输信道的相对大小小于10％，且传输信道是端信道，即被多路复用的第一或最后信道，则对于一些帧偏移，传输信道码元的一半会受到SCH的影响。

值得注意的是，对于交织过程，其中数据在每个时隙内的可变位置处提供，信道间干扰的问题不严重。数据可变位置意味着不是所有的数据发生会干扰非正交信道。然而在W-CDMA中，数据一贯在时隙内的相同位置处被发送。因此，信道间干扰会引起较大的问题。信道间干扰会在另一类型的系统内成为问题，尤其是在每个时隙的一贯位置期间提供数据或控制信息情况下。

考虑3GPP TS 34.08内描述的参考信道配置，专用控制信道(DCCH)在大多数配置内是最低速率信道，且因此可能是最受到SCH干扰影响的。表格1对于每无线电帧基础的各种配置示出DCCH的相对大小。

表格1

基准配置	相对DCCH负荷占有率
		DL 12.2+3.4(kbps)	～20.0％
DL 64+3.4(kbps)	～5.0％
		DL 384+3.4(kbps)	～0.9％

基准配置包括数据的第一传输速率，接着是DCCH的第二传输速率。例如，在第一行，下行链路(DL)定义12.2kbps的DCH数据速率以及3.4kbps的DCCH速率。第一行指语音通信；第二行指视频；第三行指分组数据通信。相对DCCH有效负荷占有率计算为DCCH速率除以数据加DCCH的组合速率。作为示例，对于在第一行定义的语音通信，占有率被确定为：

占有率＝DCCH速率/(数据速率+DCCH速率)％

即：

20％＝3.4/(12.2+3.4)

相对DCCH有效负荷占有率由TFCS内的最要求的TFC驱动的，而不是瞬时TFC。例如，对于384+3.4情况，即使如果瞬时DTCH速率为0kbps，DCCH负荷仍是总负荷的0.9％，其中速率不被发送，即非连续传输模式或DTX。

在非正交信道上的SCH消息传输对诸如DPCH的其他信道引入了干扰。DPCH携带数据和控制信息，因此当SCH与控制信息干扰时，可能导致各种问题的任何一种。如以下所述，当SCH干扰导频比特的传输时引入特定问题。

信道间干扰的发生是由于数据(或控制信息)有与同步信息相同的周期性。对于系统内发送的任何非正交信道都有此问题。问题导致数据和控制信息丢失、系统不正确的功率控制，和/或系统内的传输的功率增加使用。以下讨论这些因素。值得注意的是这些问题的许多是相互排斥的。例如，当干扰影响数据时，不会对控制造成影响，因为控制是在不同时间被发送的。

问题不限于SCH，但可能导致任何非正交信道。以下描述的各种解决方案假设干扰信道是干扰的确定性分量，且有已知的传输周期。在示例实施例中，SCH传输周期是多个时隙周期。另外，在示例实施例中，干扰信道每帧或每时隙发送一次，且干扰信道的存在可以由接收机识别。实际上，任何信道会严重覆盖其他信道。

各种解决方案在以下描述并包括但不限于以下概念：

1.基于最弱链路的外环路目标；

2.数据扰码(改善编码鲁棒性)；

3.避免导致SCH与DCCH比特对齐的帧偏移；

4.非周期性交织器；

5.由SCH影响的码元的低加权；

6.SCH抑制/抵消；以及

7.功率增长。

对于上述讨论的特定因素，1)和2)可较好保证DCCH可以被UE以期望差错率被接收到。然而，1)和2)不解决问题的根源，即SCH干扰。

带有最高服务质量的外环路功率控制

与SCH干扰相关联的最终结果是无线电链路损失，即呼叫丢失。特别当设定DL DPCH功率时，如果网络的配置是不考虑DCCH差错率。在该种配置下，当DCCH受到SCH干扰，且经历较高差错率时，网络不会调整功率分配。因此，会保持较高差错速率条件，更高层协议将不能以要求的可靠性交换消息，且无线电链路会最终被丢弃。

一个实施例试图通过DCCH的质量的外环路功率控制机制解决与信道间干扰相关的问题。值得注意的是每个传输信道有唯一的服务质量(QoS)标准。在该示例中，QOS由BLER定义。这可以确定所有传输信道的最严格QOS并确定每个信道满足最严格的要求，而不管个别的要求。实际上，最严格要求可应用于所有传输信道。

值得注意的是虽然每个传输信道一般有不同的QOS目标(一般以数据分组差错率表示)，它们会经历在给定无线电条件下相同的码元差错率。然而，当SCH被加入其他信道时，DCCH码元会受到影响，且DCCH码元差错率会高于其他传输信道的码元差错率。这在同步消息与控制信息在时隙内的相同位置处被发送时为真。这导致DCCH更高的差错率。

在W-CDMA中，即使对于所有传输信道，基本的物理信道码元差错率相同，系统可以通过调整每个传输信道的加权获得每个传输信道不同的服务质量，以获得其相应的选定传输信道分组差错率。

为了减少由于DCCH经历高差错率条件而引起的无线电链路丢失的概率，网络的配置可以使得在功率控制过程内考虑DCCH差错率。特别是，网络可以为DCCH设定BLER目标；无线电网络控制器(RNC)可以通过3GPP TS 25.331内描述的无线电资源控制(RRC)信令为UE内的特定传输信道设定DCCH分组差错率(BLER)目标。根据3GPP规定，UE功率控制过程保证符合每个对应传输信道设定的每个BLER目标，包括DCCH的BLER目标。假设网络有充分功率以跟随从UE接收到的功率控制指令，则外环路功率控制使用DCCH会避免上述描述的信道间干扰效应。一般，为了设定特定传输信道上的BLER目标，网络保证符合所有条件使得能在传输信道上进行BLER测量，如3GPP TS 5.125描述。对于DCCH的特定情况，循环冗余校验(CRC)被加入所有DCCH传输模块，包括当没有数据被发送时(即应为DCCH定义0比特分组)。

值得注意的是，虽然在功率控制进行决定过程中使用DCCH或其他干扰信道影响的传输信道会克服干扰的后果，该种解决方案可能浪费传输功率。节点B或发射机可以使用多于必须的功率发送。增加的功率会降低系统的容量。

SCH的时间偏移

当特定信道或信道集合受到比它们经多路复用的其他传输信道更多的SCH干扰影响时，系统可能调整SCH以与选定传输信道覆盖，该选定传输信道被认为是不敏感或对于干扰较不敏感。有几种可能的方式以实现该种方法以减少SCH覆盖。每个使用已知的帧偏移，该偏移是小区内DPCH无线电帧界限和公共导频信道无线电帧界限间的相对定时。

在一实施例中，系统选择DPCH帧偏移，使得SCH不与传输信道干扰，该传输信道可能对于SCH敏感，特别是DCCH。帧偏移选择发生在每个下行链路的RNC内。

如果RNC在帧偏移选择上有限制可以使用另一实施例(例如由于期望在时间上分配DPCCH传输)，即改变到物理信道上的传输信道映射顺序。这同样是由RNC内的RRC控制的。

这些实施例的每个试图移动传输信道的位置以协调干扰信道与被预测对干扰信道最不敏感的信道的发生。值得注意的是节点B设定专用信道，且因此控制专用信道的定时，即定时偏移。值得注意的是，在软切换时则可能需要多个节点B的协调。节点B基于干扰信道的定时为专用信道移动偏移，这在该情况下是同步消息信道SCH。

对于干扰信道较不敏感的传输信道一般是覆盖帧的较大部分的信道。由于SCH只使用帧的10％，则使用小于或等于帧的10％的传输信道可以完全覆盖SCH传输。在该情况下，整个传输信道即在该传输信道上发送的信息受到SCH的覆盖。信息由于SCH的干扰而易丢失。

还可能改变帧内的传输信道的顺序。由于SCH在每个帧内的相同位置发送，在多个帧上改变其他传输信道的传输顺序会保证其他传输信道不覆盖SCH的每次发生。

图16说明用于减少信道间干扰的各种解决方案。原始配置维持传输信道的预定顺序，并将交织器部分应用为每帧多个时隙数。干扰机制被标识为SCH。第一示例说明帧偏移内的变化，其中在SCH发生时，发送与服务B相关的传输信道B。这样，SCH对于传输信道B有较少的影响。在第二示例中，传输信道TrCH)被不同地映射以减少SCH的影响。在第三实施例中，传输信道的映射是在每时隙基础上完成的。

非周期性交织器

如上所述，对于给定下行链路配置，SCH干扰似乎一直影响相同传输信道。这主要是因为交织器结构，它导致传输信道的完全周期性传输的周期等于SCH周期。

例如，在上述系统中，传输被定义为每帧15个时隙。见图2及其讨论。图7内说明的第二交织器定义列数为每帧多个时隙数。尤其是，列数为30，是15的倍数。值得注意的是，组成传输信道的交织的顺序是恒定的。因此，交织的信道的周期性与传输周期性相同。因此，如果给定传输信道有与SCH同时发送的信息部分(从交织器的一列)，则该信息每次会与SCH迸发地发生。

移去或减少持续的周期性的交织器结构会大大减少在特定传输信道上的SCH干扰效果。结果是共享在相同物理信道上多路复用的所有传输信道上的SCH影响。值得注意的是，这假设多个传输信道被映射到公共物理信道上(这一般是该情况)。一些会减少SCH干扰的帧内周期性的交织器的示例包括：

●比特反转交织器

●分组交织器，其列数不为15的倍数

●任何非周期性交织器

加权接收到的传输

在解码前，接收到的码元一般经比例缩放并与其他多径分量组合。该比例缩放因子一般是公共导频(CPICH)信噪比的函数。由于SCH以确定性的方式增加噪声，该信息可以为UE用于不同地加权SCH影响的解码器输入码元。

考虑包括每0.666...毫秒重复的PSC以及每10毫秒无线电帧重复的SSC的SCH。不同于其他下行链路信道，PSC和SSC不用下行链路扰码进行扰码。

因此，在UE处，在用下行链路扰码的复数共轭对进入信号进行解扩展并用OVSF码对码元进行解覆盖之后，解码器输入处的每个码元的SNR给出为：

$\mathrm{SNR}=\frac{{\left|\mathrm{\α}\right|}^2\·E_{\mathrm{ct}}}{{\left|\mathrm{\α}\right|}^2\·E_{\mathrm{csch}}\·\mathrm{\β}+I_{\mathrm{oc}}}\·\mathrm{SF}$

其中

α＝复数衰减系数

β＝非正交因子

SF＝扩展因子

E_ct＝每传输信道码片能量

E_csch＝每SCH码片能量

I_oc＝热噪声加其他小区干扰功率频谱密度

非正交性因子随着时间和下行链路内使用的信道化编码的函数而改变。

一旦UE获得系统定时，即“知道”SCH值和时间内的位置，即时间发生，则UE能确定不同发射机的加权。值得注意的是SCH值的指示和发生时间暗示着已知β值是每个信道化码的时间的函数。特别值得注意的是，随着值β增加，该码元的SNR进一步恶化。

在与来自其他多径分量的码元组合前，解码器输入码元一般由公共导频强度经比例缩放。UE然后可以将来自每个指的公共导频强度解释为可以应用到码元的时变加权。由于UE还知道β值，有多种可以缓解来自SCH附加干扰影响的方法。例如，UE可以根据β值成比例地减少每个码元的加权。这假设：

a.对于相同码元β值不同于来自不同节点B的不同多径分量。

b.对于不同码元β值不同于相同节点B的相同多径分量。

在较简单实现中，如果β大于预定值，则加权会是零，否则为缺省值(导频强度)。这等价于假设当β值大于预定值时的擦除。

在软切换(SHO)模式下，码元受到来自一个节点B的SCH的影响(假设为节点B-1)，且不受到来自另一节点B(假设节点B-2)的SCH影响。在该种情况下，在组合来自节点B的码元前，UE可以分配零加权到受到来自节点B-1码元影响的码元，并将缺省加权分配给来自节点B-2的码元。

干扰信道的抑制

UE接收机会处理接收到的信号，信号一般包括从一个或多个服务节点B接收到的复合信号以及从网络内其他节点B接收到的干扰以及来自其他干扰源的干扰，诸如热噪声。每个服务节点B发送一个复合信号，它包括所有被服务的UE的UE专用信号以及一些共享和开销信号，诸如公共导频信道(CPICH)。一个特定节点B的复合信号在UE接收机处在无线电信道上被接收，该信道会引入信号相位和幅度总体变化。如果多个无线电传播路径存在于节点B和UE之间，则可能接收到对于每个回波不同相位和幅度改变的发送复合信号的多个回波。该效应一般被称为多径接收。多径无线电信道内的每个传播路径特性可以用复数信道系数和延时表述。对于通过该特定传播路径接收到的信号分量，信道系数定义相对于发射信号的相位和幅度改变。延时定义了信号沿特定的传播路径传播需要的传播延时。不同传播路径的不同传播延时还被称为信道抽头或延时抽头。在UE接收机内，所有UE接收机用于相干解调的无线电信道的所有相关传播路径的延时估计(即信道抽头)以及信道系数-或任何其他能充分表述无线电信道特性的相关信息，诸如其复数频率响应一需要能被生成以实现相干解调。一般，CDMA系统内的UE接收机使用RAKE接收机以实现在相关传播路径上接收到的信号的相干解调。RAKE接收机可以在组合成一个信号前，使用每个相关传播路径上的相位、幅度和延时估计以进行时间对齐、合适地相位偏移并加权在不同传播路径上接收到的信号。除了该相干解调功能之外，RAKE接收机还实现CDMA信号的UE特定解扩展。而且其他接收机结构诸如均衡器也适用于实现CDMA系统内的相干解调。

SCH抑制/对消是一种用于解决干扰问题的方法，诸如带有PC比特的SCH干扰(影响UL功率控制)。在一实施例中，该问题通过标识SCH消息的位置在UE处解决并在SCH消息被发送的这些时隙期间对消由SCH消息引起的对其他DL信道的干扰。

尤其在第三代CDMA系统中，有潜力进行非正交信道分量传输，其中来自相同发射机发送的其他信号分量受到增加的干扰影响。例如，当发送时间多路复用同步信道(SCH)或当使在全球移动通信系统陆地无线电接入(UTRA)频分复用(FDD)系统内使用第二扰码发送时，导致不同信号分量间的相互干扰。如上讨论的，在一定条件下，这些非正交信号分量引起对来自相同发射机并行发送的用户或控制数据的重大干扰。该种干扰的影响可以是接收机内解码性能的恶化。在较优无线电条件下(例如当没有多径接收时(即单径接收)，且当没有或几乎没有衰落时)也可能导致该情况。特别是当接收机内被解码的用户或控制数据在相近或相同时间间隙内作为非正交信号分量被发送时，解码性能会大大恶化。干扰在充分信息与干扰信号有时间重叠时很大。

干扰影响可能通过对消干扰分量而减少，即非正交分量。用于抑制SCH的装置的实施例在图9内说明。装置400包括接收机前端402，这包括一模拟到数字转换器，其中接收到的信号首先由接收机前端402内的UE处理。单元402耦合到搜索器404、信道估计器406以及估计器408，用于估计由非正交传输信号引起的干扰分量。搜索器404使用诸如公共导频信道(CPICH)的发射信号分量的先验已知以提供给信道估计器406关于重大延时抽头的信息。例如这可以通过使用与CPICH的先验已知码元的滑动相关而实现。信道估计器406连续输出重大延时抽头以及对应的信道抽头系数，这些系数例如由给定延时抽头的CPICH的先验已知码元的相关导出。信道估计器406耦合到解调器410，解调器410进一步耦合到解码器412。估计器408的输出是估计的干扰分量，该分量然后从单元402的输出中减去。这样，干扰分量，即干扰信道的功率从接收到信号中减去。这在解调之前。值得注意的是，图9的装置对应雷克接收机，即分集接收机。

在操作中，接收到的信号被认为受到由非正交发射信号或“干扰分量”导致的干扰的影响。估计干扰分量。当发射机处的干扰分量的相对强度充分高时，该干扰分量的估计可以有很高的准确性。对于UTRA FDD系统内的SCH，一般符合该条件，其中-12dB与总发射功率相比是一般功率电平。而且，当在接收机处已知与干扰分量一起发送的数据，该种知识可以用于改善在接收机处的估计干扰分量的质量。

在估计了干扰分量之后，总接收到信号经修改，以减少干扰分量的影响。在理想情况下，对消该干扰分量。经修改的接收到信号然后用于解码发送的用户和/或控制数据，诸如常规接收机内的未经修改的接收到信号。由于接收到信号内干扰的减少，用户和/或控制数据的解码性能得到改善。特别是，在包含在传输分组内的用户和/或控制数据并行地与非正交信号分量一起发送时，可能期望该解码改善。可以实现各种实施例以缓解干扰分量的影响。

第一实施例在雷克接收机内的每个雷克指的输入处减去估计的干扰分量的适当数字表示。第二实施例在雷克接收机内的每个雷克指的输出处减去估计的干扰分量的适当数字表示。第三实施例在数字域中从在数字接收机的输入处A/D转换后的接收到信号中减去干扰分量的综合数字表示。第四实施例在雷克接收机内的雷克指组合器的输出处减去估计的干扰分量的合适数字表示。选择四个实施例的哪一个是对消问题最有效的解决方案取决于设计因素，诸如A/D转换器的输出处的采样速率、雷克指的输入处的采样速率、雷克指的输入处的比特分辨率、雷克指的输出处的比特分辨率、雷克指组合器的输出处的比特分辨率以及其他。例如，如果在A/D转换器的输出处对消干扰分量，则估计的干扰分量的比特分辨率一般相当低，即估计的干扰分量的准确性不需要很高。然而，A/D转换器的输出处的采样速率一般远远高于雷克指输入处的采样速率。

如上所述，当在UTRA FDD系统的下行链路上发送时间多路复用的同步信道(SCH)时，可能导致不同发送的信号分量间的相互干扰。特别是，作为相位基准的信号例如UTRA FDD系统内的公共导频信道(CPICH)受到由于诸如SCH的其他下行链路信号的非正交传输引起的增加的干扰影响。考虑接收机先验已知的导频信号，诸如CPICH，用于生成信道系数的相位和/或幅度估计以能进行相干解调。相位和/或幅度估计的质量在非正交信号分量并行被发送到相位基准信号时会恶化。信道系数的相位和/或幅度估计恶化会导致接收机的解调和解码性能恶化。

为了在时间上跟随信道系数的变化，使用相干解调的接收机连续更新信道系数的相位和/或幅度估计。由于信道系数的时间变化受到最大多普勒偏移的限制，信道估计器的实现使用连续信道估计器的低通滤波以通过在合理时间段上“平均”而改善估计质量。该滤波还被称为“导频滤波”。预计的最大多普勒频移越高，则选定的“平均”间隙越短。在非正交信号分量的时间多路复用传输情况下，诸如UTRA FDD系统内的SCH，信道系数的连续相位和/或幅度估计的估计质量的改变取决于非正交信号分量的存在以及相对功率电平。在接收机的常规状态下，导频滤波过程不考虑信道系数估计的估计质量的不同水平，并使用所有以相同方式生成的信道系数估计，即假设连续估计的估计质量不改变。

如果发送非正交信号分量的时间间隙先验已知，则该信息可以被考虑以减少在该种时间间隙期间生成的信道系数估计相关。这可以通过引入信道系数估计的加权因子而完成，该因子与其相应估计质量成比例，即在信道估计信号对噪声和干扰比(SNIR)意义上。在极端情况下，加权的选择可以使得受到来自非正交发射信号干扰影响的估计完全不被使用(加权因子为零)。由于受到该种增加干扰的影响的信道系数估计在导频滤波过程中较不重要，产生的信道估计质量由此会改善。即使如果不使用导频滤波，由于非正交发射信号引起的干扰存在的信息可以用于跳过在这些时间间隙内生成的信道系数估计，这些估计并重复使用较旧的估计。

如上述段落内描述的，关于发送的时间间隙的信息可以以不同方式用于减少信道估计差错。各种实施例和实现包括：

●跳过受到由于存在非正交发射信号引起的增加干扰影响的信道系数估计，并重新使用最近不受影响的估计。

●用先前和当前信道系数估计的平均替换由于存在非正交发射信号引起的增加干扰影响的信道系数估计。

●跳过受到由于存在非正交发射信号引起的增加的干扰影响的信道系数估计，并用先前和下一信道系数估计的平均替换它们。

●在导频滤波器的输入处用与该估计的SNIR成比例的因子对每个信道系数估计加权。

●在导频滤波器的输入处对每个信道系数估计用该估计的SNIR单调递增函数的因子加权。

值得注意的是上述的实施例和实现不是完整列表，而是说明各种可用于解决干扰影响的可用方法。尤其是，示例提供了方法以充分利用干扰定时的先验知识。在UTRA FDD或WCDMA系统内的SCH情况下，SCH时间间隙在终端成功地获取时隙定时后已知。因此，改善描述的信道估计在该种系统内是可能的。

图10说明包括接收机前端502的装置500，前端502包括耦合到搜索器504的数字转换器、信道系数估计器506以及解调器和解码单元512。搜索器元件504使用诸如公共导频信道(CPICH)的发射信号分量的先验已知以提供关于重大延时抽头信息给信道系数估计器506。这可以例如通过使用带有CPICH的先验已知码元的滑动相关获得。信道系数估计器506将一个重大信道抽头的信道系数估计序列给导频滤波器510。加权因子发生器508向导频滤波器510提供加权因子序列，该序列对于每个信道系数估计是特定的。加权应表示每个信道系数估计的质量。CPICH导频码元SNIR的估计可以用作信道估计质量的度量。导频滤波器使用加权因子以生成信道系数估计的滤波后版本。导频滤波器进一步耦合到解调器和解码单元512，它们实现发送的数据的相关解调和解码。为了实现相干解调，需要所有重大延时抽头的信道系数的估计。

用于对消干扰分量并用于缓解信道估计上的干扰分量影响的描述的方法还可以经组合和/或被迭代完成。例如：在第一步骤中，估计的干扰分量如上所述从接收到的信号的数字表示中减去。然后在第二步骤，可以再次实现信道系数估计，但这次基于减去估计的干扰分量后的信号。由于减去估计的干扰分量，一些信道估计的质量会更好。当为如上述在导频滤波器内经滤波的信道系数估计导出加权因子时可以考虑该种增加估计质量。现在可以实现干扰对消的第二迭代。导频滤波器的输出可以用于导出干扰估计器内的干扰分量的新的且增强的估计。干扰分量新的且增强的估计可以从接收到信号的原始数字表示中减去。改善的信道估计的第二迭代可以开始。且直到进一步的迭代不再增加导频加权因子。然后最近信道系数估计和最近干扰对消后的接收到信号被用于相干解调。

发射机处的功率增加

在3GPP FDD下行链路中，SCH(同步信道)以非正交方式被发送。UE看来这意味着从相同小区/节点B发送而来的其他信号受到来自SCH的附加干扰。该干扰性质上是确定性的，每10ms无线电帧重复，从而恶化在终端处的接收到SNR。节点B可以通过增加所有信道的发射功率而缓解该影响，其持续时间为SCH存在期间。该方法可以被推广为任何情况其中干扰是有节点B已知的确定性分量。

SCH包括每0.666...毫秒重复的PSC(主扰码)以及每10ms无线电帧重复的SSC(次扰码)组。不同于其他下行链路信道，PSC和SSC不用下行链路扰码(DSC)扰码。因此，在UE处，在用下行链路扰码的复数共轭对进入信号解扩展并用OVSF码解覆盖后(正交可变扩展因子码)，每个码元的SNR可以被写为：

$\mathrm{SNR}=\frac{{\left|\mathrm{\α}\right|}^2\·E_{\mathrm{ct}}}{{\left|\mathrm{\α}\right|}^2\·E_{\mathrm{csch}}\·\mathrm{\β}+I_{\mathrm{oc}}}\·\mathrm{SF}$

其中

α＝复数衰减系数

β＝非正交因子

SF＝扩展因子

E_ct＝每传输信道码片能量

E_csch＝每SCH码片能量

I_oc＝热噪声加其他小区干扰功率频谱密度

实际上，SCH(当存在时)恶化接收到码元的SNR。这些接近节点B的终端不能从相邻节点B接收到码元。因此，相邻终端一般不能使用分集技术。非正交因子是信道化码(OVSF码)、DSC、SSC和时间(模10毫秒)的函数。因此，节点B可以单边地增加诸如DPCH的其他信道的发射功率，当SCH存在时。发射功率增加会被存储在查询表内，这用上述列出的参数预计算。

另外，功率方面的增加可以是终端几何的函数，这是下行链路C/I的测量。如果终端几何很小，则发射功率方面的增加应更低，因为SCH有更小比例的干扰并对接收到的码元SNR有可忽略的影响，反之亦然。非正交因子的改变是时间和下行链路内使用的信道化码的函数。

在一实施例中，DPCCH包括专用导频比特、上行链路发射功率控制(TPC)比特和传输格式组合索引(TFCI)比特。专用导频比特用于计算下行链路SNR。在DLPC的内环路内(DL功率控制)，该SNR与目标SNR比较，该SNR由外环路设定。如果计算的SNR小于目标SNR，则UE发送信号到节点B以增加发射功率。在这些比特位置上存在SCH恶化了SNR估计。因此，在这些位置处计算的SNR总是较低，导致UE发送信令到节点B以增加发射功率。

为了缓解该问题，提出UE处的以下功率控制算法。

●从专用导频比特计算SNR。

●计算估计的SNR和目标SNR之差。

●如果差别大于零(估计的SNR大于目标)，发送信令到节点B以减少发射功率。

●如果差别大于零，且小于阀值，则发送信令到节点B以增加发射功率。

●如果差别小于零，但大于阀值，则发送信令到节点B以减少发射功率。

其中，阀值可以是UE几何的函数。在较简单的实现中，阀值可以是常量。

TPC比特用于设定上行链路发射功率。估计比特符号内的任何误差导致上行链路上的性能损失。一般TPC比特符号估计算法不假设干扰内的确定性分量。如果SCH存在于TPC比特的位置处，则确定TPC比特符号的阀值需要是SCH、信道化(OVSF)码以及下行链路扰码的函数。TFCI比特用于在每时隙基础上计算传输格式组合。TFCI比特经编码。TCFI编码在TS 25.211、25.212和25.213内详述。

一旦UE获得了系统定时，即“知道”SCH值和时间上的位置，则UE知道β值是每个信道化码的时间的函数。随着β值增加，码元SNR恶化。码元一般在与其他雷克接收机的多径分量码元组合前由公共导频强度经比例缩放。UE可以将来自每个指的公共导频强度解释为应用于码元的时变加权。由于UE还知道β值是时间和信道化码的函数，有多种方式可以缓解来自SCH的附加干扰的影响。值得注意的是，β值对于相同码元不同于来自不同节点B的不同多径分量；β值对于不同码元不同于相同节点B的相同多径分量。

干扰：L2示例

实际上，服务提供者已经观察到在高几何处操作时下行链路上发送的L2ACK/NACK消息的传输的可靠性问题。对于该情况，SCH传输导致L2(层2)处的ACK/NACK消息的频繁丢失。由于ACK/NACK用于确认传输，丢失中断了给定通信且可能导致呼叫丢失。因此，L2 ACK的干扰是不可接受的问题。

基于导致L2 ACK消息的丢失的潜在情况调查以及仿真，问题似乎是由多个同时条件引起的。当同时满足所述的条件，则SCH信道对于L2 ACK/NACK消息的传输有重大影响。所述影响似乎防止了该消息的成功和可靠传输；丢失L2 ACK/NACK的影响在下一部分描述。值得注意的是，信道间干扰可能影响其他消息或W-CDMA过程。

对于给定情况集合，消息可能对SCH干扰特别敏感。这在仿真结果中得到确认。有多种技术和配置可以缓解SCH干扰或其他信道干扰的影响。

在UMTS中，L2实体(无线电链路控制RLC)可以以以下三种不同方式经配置：

●RLC传输模式，大部分对于语音服务。

●RLC未经确认模式，用于流化服务和一些信令消息。

●RLC确认模式，用于分组服务和大多数信令消息。

信道间干扰影响L2的确认模式，因为L2 ACK/NACK消息用于该模式。SCH传输引入对L2内ACK/NACK消息的传输的干扰。这些消息的丢失导致系统不正确的操作。在一情况下，L2 ACK/NACK丢失限于测量报告消息的特定配置，其中测量报告消息配置(事件1B，在TS 25.331，部分14.1.2.2)内描述，用于报告“主CPICH离开报告范围”，即该无线电链路应从活动集合中移去。以下重建类似情况，即该消息可能被丢失：

1.测量报告消息在上行链路被发送并没有为网络正确接收。如果所有相继下行链路ACK/NACK消息被丢失，则RLC重设过程被触发。作为RLC重设的结果，在UE和网络处重传缓冲的内容经刷新，导致所有还未被成功发送的消息的丢失。

2.测量报告消息是在RLC传输缓冲内，等待第一次在上行链路内被发送，且对于先前被发送的消息的下行链路ACK/NACK消息被丢失。这触发RLC重设过程，在此期间刷新UE和网络处的传输缓冲内的内容，导致所有还未被发送的消息的丢失。

一旦丢失了事件1B的测量报告，网络不再能从活动集合中移去触发事件1B的无线电链路。网络被要求维持通过该无线电链路的到该UE的通信。作为结果，网络会通过增加无线电链路Tx功率而响应，直到丢失了同步(可能由于上行链路接收丢失)。这会引起无线电链路从此被发送的小区/扇区的容量减少。

L2 ACK/NACK的丢失比上述的特定问题有更一般的影响。例如，无线电资源控制(RRC)协议很大程度上依赖于L2消息的成功传送。作为一例，当对应的RRC消息被传送到传输的较低层用于发送时，许多RRC过程被考虑在UE内终止。这些包括：

RRC连接设立完成

RRC状态

信令连接释放指示

计数器校验响应

无线电载体设立完成

无线电载体重新配置完成

无线电载体释放完成

传输信道重新配置完成

物理信道重新配置完成

无线电载波设立失败

无线电载体重新配置失败

无线电载体释放失败

传输格式组合控制失败

物理信道重新配置失败

UTRAN移动信息失败

活动集合更新失败

来自UTRAN的失败的移交

来自UTRAN的失败的小区改变命令

测量报告

如果L2 ACK/NACK不能被可靠地发送，然后消息可能被丢失，导致UE和网络状态机间的同步丢失。在许多情况下，同步丢失将不可恢复，因为大多数RRC消息是不同的消息，即它们只传达关于先前状态改变的信息，而不是最后状态的快照。作为示例，活动集合更新消息被用于从活动集合中加入或移去无线电链路，而不包括活动集合的当前状态。同样，测量控制消息只指示相邻列表内的改变，而不是相邻列表的最后状态。

无论何时有RRC使用的L2实体的重设(RB2、RB3或RB4)，RRC消息可能被丢失。如果导致L2实体重设的条件不是暂时的，则会发生多个L2重设过程，直到L2生成不可恢复差错。L2然后会通知RRC状态机，且由UE将消息发送到网络，请求释放连接。一般值得注意的是，这假设RRC使用的L2实体上的最大可接受重设数目为一，即使可以配置更高值。这意味着，RRC使用的L2实体的单个重设会生成不可恢复的差错。

假设L2可以经配置(RLC确认模式)以作为RRC消息的无丢失数据传输层的假设是整个RRC结构所基于的支柱。实际上，根据RRC协议，网络应“初始RRC连接释放过程”，无论何时移动站发送信令“RB2、RB3或RB4内不可恢复差错”。如果网络根据当前在RRC过程内规定的实现，无论何时发生问题，会丢失呼叫或分组对话。

L2 ACK/NACK丢失对RRC协议引起的问题导致用户数据丢失，因为，在UMTS内，RLC确认模式还被用于为分组服务发送用户数据。L2 ACK/NACK的连续丢失会引起使用的L2实体内的连续重设，导致连续丢失数据。该连接丢失可以为更高层察觉到，且最终为用户察觉到，即数据速率会低到0kb/s。

即使由于ACK/NACK消息丢失只发生一些L2重设，则在L2处导致的数据丢失会引起许多L3重传，导致应用或用户察觉到的数据速率大大减小。尤其是，TCP/IP使用的流控制机制(慢开始)会大大减少数据速率，无论何时某些数据被功率层丢失时。服务的质量然后会恶化且应用可能由于超时而终止分组对话。

在W-CDMA中，AM(确认模式)L2(层2)控制数据单元(PDU)有如图8A内说明的结构。PDU 360包括几个字段。1比特D/C字段规定PDU是否携带控制(值“0”)或数据信息(值“1”)。如果D/C字段被设定为“0”，则以下字段是3比特“PDU类型”字段。该字段规定该PDU携带哪种类型的控制信息。对于99版本，该字段可以有三种可能值，000、001和010，相应指明PDU是状态PDE、重设PDU或重设确认PDU。重设和重设确认PDU只在非常情况下需要，然而状态PDU对于基本RLC协议的工作是必须的。状态PDU的基本格式在图8内说明。在该图中，每个SUFI(超字段)携带RLC协议状态信息。

AM(确认模式)RLC协议的设计是围绕带有显示确认的选择性重复方案。在该种方案中，确认的可靠传输(否定或肯定)是关键的，这是为了保存接收和发射窗口的同步并避免延迟失步。这些确认以SUFI形式被发送，作为状态PDU的部分。在最简单形式中，确认消息会指明发射机窗口内到一定数量的所有PDU的肯定确认。组成该消息的SUFI由以下三个字段组成：

1.四比特字段，指明状态超字段(SUFI)类型，这在多达一定序列号的所有PDU都被确认的情况下，取值为0010

2.十二比特字段370指明所有都被肯定确认的PDU达到的序列号。这可能取不同值，虽然总是表示计数器的值，当RRC连接被建立时计数器的值开始于值0。

3.填充字段372填充PDU 360的剩余部分。填充值不是由标准规定的，且会由状态PDU的接收机丢弃。然而，一般假设是填充由大多数L2实现缺省地被设定为全零。

值得注意的是，一般PDU大小是150比特数量级的。因此，在诸如上述的消息内，平均7个比特被设定为1，且143个比特被设定为0(至少其中130是连续的)。值得注意的是当使用编码时，对数据扰码可以减轻问题的发生。然而加密不应用于状态PDU。

扰码

信道间干扰的影响取决于被发送的比特序列。一些序列比其他更受到影响。W-CDMA规定的方式是，相同比特序列在相同数据集合的传输和重传期间在物理层上被发送，即使当配置加密时。为了最小化该问题的影响，系统一般期望(1)避免比其他(例如全0序列)更频繁地发送一些比特序列，以及(2)改变在相同比特集合重发期间的物理层上发送的模式。

以下提供试图获得(1)和(2)的解决方法集合。由于填充引入的长零序列尤其恶化了L2 ACK可靠性问题。状态PDU可以是“背骑”在下行链路上发送的数据PDU上。这会导致引入有效负荷内的附加(随机)比特，减少了见到全0长序列的可能，避免物理层上特定比特序列的重复。该解决方法的主要问题在于不是总有与状态PDU一起发送的下行链路数据。

RLC层上的显式扰码只能用特定扰码序列完成，该序列对于网络和移动单元已知(这在连接设立期间潜在可协商)。该方法只能用另一比特序列替换一比特序列，因此不推荐，虽然该方法较易实现。在MAC内扰码情况下，扰码是时间特定的(基于例如CFN)。这会去除数据相关差错，保证成功完成一定数量重发的似然性对于任何数据序列是相同的。这在长期上是最佳解决方案，且对于ACK/NACK消息以及对于数据PDU能实现上述的(1)和(2)。

消息内填充字段不一定需要为对等实体设定任何特定值，因为填充值可以为协议忽略。填充值因此被规定将比特设定为一些非零值(对于网络一边，这不一定需要任何标准改变)。

同样有两种生成该填充的可能。一种是使用特定非零八位字节重复填充。第二种是生成用于填充的伪随机比特。后者是最佳的解决方案，因为至少对于ACK/NACK消息，该方法使得系统能获得上述给出的(1)和(2)。然而对于特定更高层数据序列问题仍存在。

从标准和实现的角度看，该解决方案是非介入式的，即使从用户数据角度也不是完美的，但这是短期的最优解决方案。

干扰：功率控制

W-CDMA支持快速下行链路功率控制。原则上，如果DCCH受到特定干扰影响，功率控制机制应能适应环境并调整功率控制环路参数，以符合目标DCCH分组差错率。然而这假设功率控制环路的设立使得考虑实际DCCH性能。

根据W-CDMA规范，系统可以设立功率控制过程，使得只监控单个传输信道的性能(即使当多个传输信道一起经多路复用)。其他传输信道通过速率匹配/多路复用过程内的相对加权经控制。在3GPP TS 34.108内，所有的基准配置可以经配置，带有或不带有显式的对DCCH进行功率控制的可能性。

当功率控制过程单独由数据信道性能驱动时，DCCH的任何异常性能不会由功率控制环路过程纠正。尤其是，如果DCCH经历一些干扰，这些干扰不影响(或影响较小)主导信道(例如DTCH)，则功率控制外环路不会增加内环路设定点，则问题会存在。在一种情况下，系统不会在DCCH上运行显式功率控制外环路。这是最严重的情况，且会导致DCCH性能的一直恶化。

当功率控制过程考虑DCCH差错率时，系统应能适应条件并经空中可靠地携带信令消息。然而，克服SCH干扰需要的功率可能变得不实际或功率要求大于节点B内特定RL允许的功率上限。值得注意的是，该配置应被考虑为相关发明以解决上述的特定问题。

有多种情况，当它们同时发生时会潜在导致对链路性能和稳定性的重大影响；问题的主要来源是与非正交SCH信道相关的干扰。SCH总是存在的，然而几种因子会恶化信道间干扰。首先，高几何影响信道间干扰的影响。如上所述，干扰在UE接近节点B时被隔离，因此导致信息丢失。第二当外环路控制机制基于不受SCH影响的传输信道时。在该情况下，功率控制不调整以克服SCH的影响。第三，包括多径、发射分集的分集放大了该影响。另外，当在SCH干扰上没有分集增益时，由于除了STTD外100％相关。这只是恶化因子，如果且当功率外环路基于受益于分集的信道时。第四，当低速率传输信道与更高的速率传输信道多路复用时。第五，带有相同极性的比特长序列的消息导致对信道间干扰敏感。

L2 ACK情况包括所有恶化的因子。L2 ACK消息是映射在更高速率分组配置内的DCCH上的零长序列。SCH覆盖DCCH比特。功率控制设定点由高几何处的DCH质量驱动。

干扰：AMR语音服务

信道间干扰可能产生与W-CDMA内自适应多速率(AMR)语音服务相关的问题，从而导致DCCH即无线电信号载体上不可接受的高差错速率。值得注意的是，AMR语音服务被提供为示例，然而，信道间干扰可能对各种其他服务的任何一种有影响。高差错速率会导致信令的延时，包括与切换过程相关的信令。在一定情况下，这会大大增加丢失呼叫数。AMR DTCH的SNR要求取决于使用的传输格式。静音帧比全速率帧需要的基站DPCH发射功率要少的多。下行链路上的较长时间的静音会导致基站DPCH发射功率大大减少。减少的发射功率不足以在DCCH信令信道上可靠地通信。由于DCCH信道不在所有传输格式上携带CRC，且因此不能经功率控制。没有方法能使得发射机知道信令信道上的差错率不可接受地高。因此，发射机不会采取正确的行动。

部分解决方案是在DCCH上总发射至少一个带有零比特(1×0格式)的传输分组，而不是没有数据分组(0×148格式)。1×0格式包括CRC比特(与导致没有传输或DTX的0×148相反)，它使得DCCH能被功率控制。DCCH上的CRC差错会强迫基站增加发射功率且进一步重传更可能成功。

值得注意的是这是部分解决方案，因为接着长时间静音的信令消息可能因为重发而被延时。这还不解决使用未经确认模式的消息的问题。该问题更佳的解决方案是使用在DPCH上每个传输格式组合的不同DPDCH/DPCCH偏移。

在W-CDMA系统中，语音服务用自适应多速率(AMR)语音服务被提供。AMR源编码器每20毫秒(即TTI＝20ms)生成或是全速率帧、SID帧或没有数据(NULL帧)。SID帧一般在任何静音时段每160毫秒被发送一次。

AMR编解码器有许多模式，但最广泛被使用的模式是12.20kbps，带有不相等差错保护(UEP)。每TTI的244比特的每个被分成81个A类的比特；103个B类的比特以及60个C类的比特。操作点对于全速率A类比特最多10^-4BER或8.1×10^-3BLER。

连同AMR信道，无线电信号载体消息的DCCH在相同CCTrCH上经多路复用。速率匹配的准确程度不在标准内被定义。然而，基于一些公布的信息，工业接受标准是使用速率匹配属性，如图11的表格内指明的，它指明AMR/DCCH传输信道的典型编码。

基于不同传播条件的闭环功率控制的仿真，当全速率A类比特在0.7％BLER处操作时，DCCH BLER从2％到8％。这似乎是合理的。当为SID和NULL帧保持相同的RM属性时会有问题。SNR要求对于该种A类帧要低很多，因为SID和NULL帧对于全速率帧包含比81比特少得多的比特。图12的表格说明A类和DCCH信道的各种传输格式要求的SNR的仿真结果。

值得注意的是，外环路功率控制不能在DCCH上运行，因为在DCCH上有0×148比特传输格式，DCCH没有CRC。所以在静音时段，当外环路只由包含大多数NULL帧的A类帧驱动时，则DCCH上的1×148帧会在小于1％的BLER需要的3.3-0.5＝2.8dB处被接收。在实验室内，仿真观察到在该低SNR的DCCH的实际BLER可以高达60％。

另外，有一种可能是相对于数据信道的SCH的未能较好选择的偏移会导致“碰撞”，这会提高DCCH的SNR要求，且因此恶化问题。

值得注意的是，在此的基本问题是A类的NULL帧DCCH信令帧固有的不同SNR要求。该种SNR要求是传输分组长度、编码以及传播条件的函数。由于UE没有这些参数的控制，较好的方法来自基站这边。(值得注意的是一种方法是UE总对于最弱的信道请求必要功率，例如DCCH 1×148。所以然后A类帧总会以比1％BLER好许多的BLER处被接收。然而，这挫败了整个功率控制的目的，且不被认为是可接受的解决方法。)

可能调整速率匹配属性以均衡A类NULL帧和DCCH 1×148帧的SNR要求。在该情况下，系统会期望增加DCCH上的重复，而增加类A、B和C比特上的截短以维持其相对保护水平。

该方法实际牺牲了发射功率，因为类A、B和C的SNR要求由于截短而为了DCCH 1×148帧均上升。这不是很好的折衷，因为DCCH的占空比相比类A、B和C较低，且因此可能大多数时间是浪费功率。

另一方法是使得UE通过在DCCH上使用1×0传输格式而不是0×148格式在DCCH上运行外环路功率控制。在DCCH外环路中，一旦UE检测到DCCH上的分组差错，则UE请求更多的功率，最终会有充分的功率以使得1×148通过。

发送1×0而不是0×148意味着可能在DCCH上有一些发射功率开销。另外，该方案中，在外环路目标有时间“追上”之前，DCCH上的1×148帧序列内的第一帧可能总经历比相继帧更高的差错率。如果在DCCH上有一些确认/重发方案，这可能可接受。

在此，提出一种方案，可以不用发射比必要的任何更多的功率而工作的方案，且该方案不需要外环路“追上”延时。这是基于以下想法，即基站基于瞬时发送的TFC(传输格式组合)应用可变DPDCH-DPDCH功率偏移。

假设基站被提供以表格2内的所有传输格式的SNR要求表格。则对于所有可能TFC，基站可以计算总SNR要求作为所有单个SNR要求的最大值，如图13内说明的。对于每个帧，基站然后可以基于将要被发送的TFC而自动调整发射功率，而不需要等待UE的发射功率控制指令。

概念上，这将发射功率分成两个分量，基站可以通过TFC表格(基于传输格式、编码等)调整一个分量，UE通过内环路功率控制(基于瞬时信道条件)调整另一个分量。

例如，假设有静音时段，且基站在发送NULL帧(在A类上1×0)，且没有信令(在DCCH上0×148)。这对应根据表格3的0.5dB的SNR。在稍后时刻，信令消息1×148与NULL帧一起经多路复用，根据表格3其对应要求为3.3dB。基站会自动应用比用于没有信令消息情况高2.8dB的附加功率以补偿不同的SNR要求。

在该方案中，如果UE内环路检测到接收到的功率突然改变，而UE没有发送任何对应功率控制指令，UE会假设信道条件已经改变，且可能试图对基站提供的功率反向调整。这是因为UE必须等到接收到帧以知道帧的TFC，从而知道接收到功率内的改变是因为新传输格式，而不是由于信道条件改变。

为了解决该问题，根据一实施例，只有每TF对DPDCH发射功率调整，而DPCCH功率在TF上保持恒定。换而言之，基站会在基准功率电平处发送DPCCH，且会取决于传输格式相对于DPDCH调整功率电平。同时，DPCCH基准电平如平常根据内环路功率控制确定的正常上升/下降指令经调整。

在节点B处，表格被存储以将TF组合映射到功率偏移值。该种表格的示例在图14内说明。图15说明使用表格进行功率控制的过程，该表格带有TF组合到功率偏移值的映射。过程600开始于在步骤602从UE接收功率控制反馈。功率控制反馈可能的形式为上升/下降指令。在一实施例中，指令基于将测量的信噪比(SIR)与目标SIR相比。节点B基于在步骤604的来自UE的功率控制反馈发射DPCCH的发射功率。在步骤606，DPDCH的发射功率然后通过将功率偏移应用到DPCCH的功率而经计算。信道在步骤608处被发送。

值得注意的是，该方法可以简单地被一般化以支持每个传输格式的不同BLER目标。基站会简单地在导出取决于传输格式的功率偏移表格时考虑每个分开的BLER目标。

实现该方法的关键要求是基站基于TFC设定DPDCH-DPDCH功率比的能力。而且，表格2内的准确SNR要求可能取决于实现或传播条件而改变。在发射功率意义上，要求越准确，系统越有效。值得注意的是在所有SNR要求被相同地设定为0dB情况下，该方案简单地被减少为没有发射功率偏移的原始方案。

本领域内的技术人员可以理解信息和信号可能使用各种不同的科技和技术表示。例如，上述说明中可能涉及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元和码片最好由电压、电路、电磁波、磁场或其粒子、光场或其粒子、或它们的任意组合来表示。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用和设计约束。技术人员可以以多种方式对每个特定的应用实现描述的功能，但该种实现决定不应引起任何从本发明范围的偏离。

各种用在此的说明性实施例揭示的逻辑块、模块和电路的实现或执行可以用：通用处理器、数字信号处理器(DSP)或其它处理器、应用专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或任何以上的组合以实现在此描述的功能。通用处理器最好是微处理器，然而或者，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器可以实现为计算设备的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个结合DSP内核的微处理器或任何该种配置。

在此用实施例揭示的方法步骤或算法可能直接以硬件、处理器执行的软件模块或两者的组合来实行。软件模块可以驻留于RAM存储器、快闪(flash)存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动盘、CD-ROM、或本领域中已知的其它任意形式的存储媒体中。一示范存储媒体耦合到处理器使处理器能够从存储介质读取写入信息。或者，存储介质可能整合到处理器。处理器和存储介质可驻留于应用专用集成电路ASIC中。ASIC可以驻留于用户终端内。或者，处理器和存储介质可以驻留于用户终端的离散元件中。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (9)

1.无线通信系统内的方法，其特征在于包括：

在非正交信道上确定消息的时隙位置；

根据在接收机处接收到的信噪比SNR将加权分配给多个发射机；以及

对来自多个发射机的每个在接收机处接收到的信号进行解码，其中在时隙位置期间解码是根据分配的加权。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述无线通信系统是宽带码分多址W-CDMA系统，且非正交信道是同步信道。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于SNR根据以下计算：

$\mathrm{SNR}=\frac{{\left|\mathrm{\α}\right|}^2\·E_{\mathrm{ct}}}{{\left|\mathrm{\α}\right|}^2\·E_{\mathrm{csch}}\·\mathrm{\β}+I_{\mathrm{oc}}}\·\mathrm{SF}$

其中

α＝复数衰减系数

β＝非正交因子

SF＝扩展因子

E_ct＝每传输信道码片能量

E_csch＝每SCH码片能量

I_oc＝热噪声加其他小区干扰功率频谱密度

且其中非正交因子基于时间而改变。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于还包括：

根据非正交因子调整多个发射机的加权。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于调整加权还包括：

当非正交因子对于相同码元对于多个发射机不同时减少加权。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于调整加权还包括：

当非正交因子对于来自一个发射机的多个不同码元不同时减少加权。

7.如权利要求4所述的方法，其特征在于调整加权还包括：

当非正交因子超过预定阀值时将加权设定为零。

8.无线通信系统内的装置，其特征在于包括：

在非正交信道上确定消息的时隙位置的装置；

根据在接收机处接收到的信噪比(SNR)将加权分配给多个发射机的装置；以及

对来自多个发射机的每个在接收机处接收到的信号进行解码的装置，其中在时隙位置期间解码是根据分配的加权。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于所述无线通信系统是宽带码分多址W-CDMA系统且非正交信道是同步信道。

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