KR100977136B1 - 비-주기 인터리버를 이용하여 무선 통신 시스템에서의상호-채널 간섭을 감소시키기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 간섭 소스가 시스템의 결정적 성분인 경우에 무선 통신 시스템에서 간섭을 감소시키기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 일 실시형태에서, 간섭 소스가 송신되는 경우에 따라 수신기는 송신기를 가중시킨다. 또한, 송신기는 전력 부스팅을 사용하여 그 간섭 소스를 극복할 수도 있다. 일 실시형태에서, W-CDMA 시스템은 물리 채널과 동시에 동기 채널을 송신하는데, 여기서, 동기 채널은 물리 채널에 직교하지 않는다. 수신기는, 제어 또는 데이터 정보를 수신할 때, 동기 채널을 소거할 수도 있다. 이와 유사하게, 수신기는 다중의 송신기로부터의 송신물을 가중시킬 수도 있다.

Description

비-주기 인터리버를 이용하여 무선 통신 시스템에서의 상호-채널 간섭을 감소시키기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR REDUCING INTER-CHANNEL INTERFERENCE IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM EMPLOYING A NON-PERIODIC INTERLEAVER}

U.S.C.§ 119(e) 35 에 기초한 우선권 주장

본 특허 출원은 2002 년 3월 14일자로 출원되고, 본 발명의 양수인에게 양도되며, 여기서 참고로 참조되는 미국 가출원 제 60/364,442 호에 대해 우선권을 주장한다.

배경

기술분야

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 구체적으로는 무선 통신에서의 간섭을 감소시키기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

배경기술

무선 통신 시스템에 의한 패킷화된 데이터 서비스들에 대한 요구가 증대되고 있다. W-CDMA (Wideband Code Division-Multiple Access) 와 같은 시스템에서는, 다양한 채널들을 함께 다중화하고 단일 물리 채널에 의해 송신한다. 동시에, 동기 채널 등과 같은 다양한 다른 채널들을 공통 에어 링크를 통하여 송신한다. 그 채널들은 소정의 위치에서 서로 간섭될 수도 있다. 예를 들어, 동기 채널이 다른 물리 채널들과 직교하도록 강제되지 않으므로, 동기 채널은 다른 채널들과 간섭될 수도 있다.

따라서, 무선 통신 시스템의 채널간 간섭을 감소시키는 방법이 요구된다.

도면의 간단한 설명

도 1 은 무선 통신 시스템이다.

도 2 는 W-CDMA를 사용한 무선 통신 시스템에서의 다운링크 물리 채널의 프레임 구조이다.

도 3 은 W-CDMA를 사용한 무선 통신 시스템에서의 다운링크 물리 채널의 프레임 구조이다.

도 4 는 W-CDMA를 사용한 무선 통신 시스템에서의 동기 채널 (SCH) 의 구조이다.

도 5 는 SCH 간섭으로 인한 다양한 코딩들과 연관되는 신호 대 잡음비 (SNR) 을 나타내는 표이다.

도 6 및 도 7은 W-CDMA시스템에서의 인터리빙을 나타낸다.

도 8a 및 도 8b 는 W-CDMA 시스템에서의 프로토콜 데이터 유닛 (PDU) 의 포맷이다.

도 9 및 도 10은 간섭을 감소시키기 위한 무선 장치이다.

도 11 은 적응형 멀티-레이트/전용 제어 채널 (AMR/DCCH) 전송 채널들의 코딩을 나타낸다.

도 12 는 다양한 전송 포맷들에 의해 요구되는 시뮬레이트화된 SNR 값들을 나타낸다.

도 13 은 다양한 전송 포맷 결합물 (TFC) 에 대한 SNR 필요조건을 나타낸다.

도 14 는 TFC 에 대응하는 전력 오프셋 값의 표를 나타낸다.

도 15 는 TFC를 전력 오프셋 값에 매핑하기 위한 프로세스를 흐름도 형태로 나타낸다.

도 16 은 공통 물리 채널에 의해 다중 전송 채널 (TrCH) 의 송신에 대한 다양한 시나리오를 타이밍 다이어그램 형태로 나타낸다.

상세한 설명

"예시적인" 이라는 용어는 여기서 "예, 실례, 또는 예시로서 기능"하는 것을 의미하도록 일반적으로 사용된다. "예시적인"것으로 여기서 설명된 임의의 실시형태는 다른 실시형태들에 비하여 바람직하거나 유리한 것으로 해석될 필요는 없다. 실시형태들의 다양한 양태들을 도면들에 제시하지만, 그 도면들은 특별하게 표시한 것이 아니라면 동일 축척으로 나타낼 필요는 없다.

이 설명부 전반에 걸쳐서 예로서 예시적인 실시형태를 제공하지만, 다른 실시형태들이 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 다양한 양태들을 포함할 수도 있다. 특히, 다양한 실시형태들을 데이터 프로세싱 시스템, 무선 통신 시스템, 이동 IP 네트워크, 및 자원들을 효율적으로 사용 및 관리하고자 하는 임의의 다른 시스템에 적용할 수 있다.

예시적인 실시형태는 W-CDMA (Wideband Code Division-Multiple Access) 를 사용하는 확산 스펙트럼 무선 통신 시스템을 이용한다. 무선 통신 시스템들은 음성, 데이터 등과 같은 다양한 유형의 통신을 제공하도록 널리 배치된다. 이 시스템들은 CDMA (Code Division-Multiple Access), TDMA (Time Division-Multiple Access), 또는 임의의 다른 변조 기술들에 기초할 수도 있다. CDMA 시스템은 증가된 시스템 용량을 포함하여 다른 유형의 시스템에 비하여 일정한 이점들을 제공한다.

시스템은 IS-95 표준으로서 여기에 참조되는 "TIA/EIA/IS-95-B Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Wideband Spread Spectrum Cellular System", 여기서 3GPP 로서 참조되는 명칭이 "3rd Generation Partnership Project"인 컨소시엄에 의해 제공되며 W-CDMA 표준으로서 여기서 참조되는 문헌 제 3G TS 25.211, 3G TS 25.212, 3G TS 25.213, 및 3G TS 25.214, 3G TS 25.302 을 포함한 문헌들의 세트에 구체화된 표준, 여기서 3GPP2 로서 참조되는 명칭이 "3rd Generation Partnership Project 2" 인 컨소시엄에 의해 제공되는 표준, 이전에 IS-2000 MC 으로 지칭된 cdma2000 표준으로서 여기서 참조되는 TR-45.5 와 같은 하나 이상의 표준을 지원하도록 설계될 수도 있다. 상기 인용된 표준들은 참고로 여기서 참조된다.

시스템은 IS-95 표준으로서 여기에 참조되는 ＂TIA/EIA-95-B Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Wideband Spread Spectrum Cellular System＂, 여기서 3GPP 로서 참조되는 명칭이 "3rd Generation Partnership Project＂인 컨소시엄에 의해 제공되며 W-CDMA 표준으로서 여기서 참조되는 문헌 제 3G TS 25.211, 3G TS 25.212, 3G TS 25.213, 및 3G TS 25.214, 3G TS 25.302 을 포함한 문헌들의 세트에 구체화된 표준, 여기서 3GPP2 로서 참조되는 명칭이 ＂3rd Generation Partnership Project 2＂ 인 컨소시엄에 의해 제공되는 표준, 공식적으로 IS-2000 MC 으로 지칭된 cdma2000 표준으로서 여기서 참조되는 TR-45.5 와 같은 하나 이상의 표준을 지원하도록 설계될 수도 있다. 상기 인용된 표준들은 참고로 여기서 참조된다.

W-CDMA 시스템은 ETSI Mobile Competence Centre, 650, Route des Lucioles, 06921 Sophia-Antipolis Cedex, France 로서 주어진 주소를 갖는 3GPP 에 의해 정의된 명세서 문헌들의 세트에 개시되어 있다.

도 1 은 복수의 사용자를 지원하고 여기서 설명된 실시형태들의 적어도 일부 양태들을 구현할 수 있는 통신 시스템의 예로서 기능한다. 다양한 알고리즘들 및 방법들 중 어떤 것은 시스템 (100) 에서 송신을 스케줄링하는데 사용될 수도 있다. 시스템 (100) 은 수개의 셀 (102A-102G) 에 대한 통신을 제공하며, 각 셀은 대응하는 기지국 (104A-104G) 각각에 의해 서비스된다. 예시적인 실시형태에서, 기지국 (104) 들의 일부는 복수의 수신 안테나를 가지며, 그 밖의 것들은 하나의 수신 안테나만을 갖는다. 유사하게, 기지국 (104) 들의 일부는 다수의 송신 안테나를 가지며, 그 밖의 것들은 단일 송신 안테나를 가진다. 송신 안테나 및 수신 안테나의 결합물에 대한 제한은 없다. 따라서, 기지국 (104) 은 다수의 송신 안테나 및 단일 수신 안테나를 가질 수도 있거나, 또는 다수의 수신 안테나 및 단일 송신 안테나를 가질 수도 있거나, 또는 수신 및 송신 모두를 위한 단일 안테나들을 이용하거나, 또는 다수의 송신 및 수신 안테나를 이용할 수도 있다.

커버리지 영역내의 단말기 (106) 들은 고정 (즉, 정지) 되거나 또는 이동될 수도 있다. 도 1 에 나타낸 바와 같이, 다양한 단말기 (106) 들은 시스템 전반에 걸쳐서 분산되어 있다. 각 단말기 (106) 는, 예를 들어 소프트 핸드오프가 사용되는지 또는 단말기가 다수의 기지국으로부터 다중 송신을 (동시 또는 순차적으로) 수신하도록 설계 및 동작되는지에 따라 어떤 소정의 순간에서 업링크 및 다운링크를 통하여 적어도 하나의 기지국 (104) 및 허용가능하게는 더 많은 기지국 (104) 과 통신한다. CDMA 통신 시스템에서의 소프트 핸드오프는 당업계에 공지되어 있고 명칭이 "METHOD AND SYSTEM FOR PROVIDING A SOFT HANDOFF IN COMMUNICATIONS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"으로서, 본 발명의 양수인에게 양도된 미국 특허 제 5,101,501 호에 상세히 개시되어 있다.

W-CDMA 시스템은 본 설명에서 예로서 제공된다. W-CDMA 시스템에서, 기지국은 Node-B 로서 지칭되고, 이동국은 UE (User Equipment) 로서 지칭된다. 다른 실시형태들은 다양한 채널들이 시스템에서 다른 채널에 간섭을 제공할 수도 있는 다른 통신 시스템들을 사용할 수도 있다. 특히 W-CDMA 시스템에서는, 채널들을 동일한 공중 인터페이스를 통하여 코딩 및 송신하며, 여기서 채널들 중 적어도 하나는 다른 채널들에 대하여 비-직교한다. 확산 스펙트럼 시스템에서는, 채널들의 직교성에 의해 채널간 간섭을 피한다. 따라서, 비-직교 채널의 존재는 채널간 간섭에 대한 잠재적인 문제점을 초래한다. 그러나, 본 발명을 다른 시스템들에 적용할 수 있으며, 여기서 하나 이상의 채널들은 다른 채널들과 간섭된다.

도 1 로 돌아가서, 다운링크는 기지국 (104) 으로부터 단말기 (106) 로의 송신을 지칭하며, 업링크는 단말기 (106) 로부터 기지국 (104) 으로의 송신을 지칭한다. 예시적인 실시형태에서, 일부 단말기 (106) 들은 다수의 수신 안테나를 가지며, 그 밖의 것들은 하나의 수신 안테나만을 갖는다. 도 1 에서, 기지국 (104A) 은 다운링크를 통하여 데이터를 단말기들 (106A 및 106J) 에 송신하며, 기지국 (104B) 은 데이터를 단말기들 (106B 및 106J) 로 송신하고, 기지국 (104C) 은 데이터를 단말기 (106C) 에 송신하는 등이다.

도 2 는 다운링크 전용 물리 채널, W-CDMA 시스템에서의 다운 링크 전용 물리 채널 (다운링크 DPCH) 을 도시한다. 전송 채널 (TrCH) 로 지칭되는 다수의 논리 채널들은 하나의 물리 채널 즉, DPCH를 형성하도록 다중화된다. 즉, 하나의 다운링크 DPCH 내에서, 고층에서 발생된 전용 데이터를 함께 다중화한다. 전용 전송 채널 (DCH) 은 알려진 파일럿 비트들, 송신 전력 제어 (TPC) 명령, 및 임의의 전송 포맷 결합 지시기 (TFCI) 와 같은 제어 정보와 시간다중화되어 송신된다. 따라서, 다운 링크 DPCH 는 다운링크 전용 물리 데이터 채널 (DPDCH) 과 다운링크 전용 물리 제어 채널 (DPCCH) 과의 시간 다중화로 보여질 수도 있다.

도 2 는 다운링크 DPCH 의 프레임 구조를 나타낸다. 10 ms 길이의 각 프레임은 15 슬롯으로 분할되며, 하나의 전력 제어 주기에 대응하여 각 길이는 T_SLOT = 2560 칩이다. 나타낸 바와 같이, DPDCH 부분들은 DPCCH 부분들과 교번된다. 예에서, 슬롯은 DATA1 의 N_DATA1 비트 의 제 1 DPDCH 부분과 후속의 TPC 의 N_TPC 비트 및 TFCI 의 N_TFCI 비트를 갖는 DPCCH 부분을 포함한다. 다음 부분은 N_DATA2 비트를 갖는 DATA2 의 DPDCH 부분이다. 최종 부분은 N_PILOT 비트를 갖는 PILOT 의 DPCCH 부분이다.

파라미터 k 는 다운링크 DPCH 슬롯 당 총 비트수를 결정한다. 파라미터 k 는 물리 채널의 확산 인자 (SF) 와 관련되며, 여기서 SF =512/2^k 이다. 따라서, 확산 인자는 512 으로부터 4 까지의 범위일 수도 있다.

또한, W-CDMA 시스템에서는 동기 채널 (SCH) 에 의해 동기 시퀀스를 송신한다. 동기 시퀀스는 동기 메세지로서 지칭될 수도 있다. 3GPP TS 25.211, 섹션 5.3.3.5 에서 설명한 바와 같이, SCH 는 다른 채널들 및 특히 DPCH 에 비-직교하는 것으로 규정된다. SCH 는 셀 검색을 위한 UE 에 의해 사용된 다운링크 신호이다. SCH 는 2 개의 서브 채널, 즉, 1차 SCH 및 2차 SCH 로 이루어져 있다. 1차 및 2차 SCH 의 10 ms 무선 프레임들은 15 슬롯들로 분할되며, 각각은 2560 칩의 길이를 갖는다. 도 3 은 SCH 무선 프레임의 구조를 나타낸다. 1차 SCH는 256 칩 길이의 변조 코드로 이루어지며, c_p 로 표시되는 1차 동기 코드 (PSC) 는 각 슬롯에서 한번 송신된다. PSC 는 시스템내의 각 셀에 대하여 동일하다.

2차 SCH 는 길이 256 칩의 변조 코드들의 15 개의 연속적인 시퀀스의 반복 송신으로 이루어지며, 2차 동기 코드 (SSC) 는 1차 SCH 와 병렬로 송신된다. SSC 는 도 3에서 c_s ^i,k 로 표시되며, 여기서 i = 0, 1,..., 63 이고 스크램블링 코드 그룹의 개수를 나타내며, 여기서 k = 0,1,..., 14 이고 슬롯 번호를 나타낸다. 각 SSC 는 길이 256 의 16 개의 다른 코드들의 세트로부터 선택된다. 제 2 SCH 에 대한 시퀀스는 셀의 다운링크 스크램블링 코드가 코드 그룹들 중 어떤 것에 속하는지를 나타낸다. 동기 메세지는 각 슬롯내의 소정의 위치에서 송신된다. 이런 식으로, 동기 메세지는 알려진 발생을 갖는다.

이하, 결합에 의해 상술한 문제들을 유도할 수 있는 WCDMA 시스템의 다양한 양태들을 설명한다. 특히, 이하의 설명은 SCH 와 DPCH 의 상호작용, 인터리빙과 채널 매핑, 기준 구성, 전력 제어, 및 L2 (Layer 2) 응답확인 (ACK) 메세지에서의 특정 결점을 커버한다. 유사한 채널간 간섭은 다른 채널들로부터 발생할 수도 있지만, SCH를 예로서 설명한다.

DPCH 와 SCH 의 상호작용

DPCH 와 SCH 의 상호작용에 대하여, SCH 는 2 개의 256 칩 시퀀스 즉, 1차 SCH (PSCH) 과 2차 SCH (SSCH) 를 포함하는 특수 신호이다. 2 개의 시퀀스들은 다운링크 송신에 의해 각 슬롯 동안에 병렬로 송신된다. SCH 는 각 슬롯 내의 10% 듀티 사이클로 송신된다. SCH 는 시스템 타이밍을 획득하고, UE 가 획득할 수도 있는 셀을 식별하는 것을 보조하기 위하여 단말기 즉 UE 에 의해 주로 사용된다. 즉, SCH 는 셀 식별 동안에 UE 에 의해 생성된 가정의 개수를 감소시킨다.

3GPP TS 25.213 에 설명된 바와 같은 1차 및 2차 동기 코드 (PSC, SSC) 구조가 직교하지 않더라도, 이들은 동기 채널과 다른 다운링크 채널들 사이의 최대 분리를 제공하도록 설계되어 있다. 분리는 고려되는 DPCH 의 확산 계수 뿐만 아니라 특정 심볼을 커버링하는 스크램블링 코드 세그먼트에 의존한다.

도 4 는 dB 단위의 SCH 간섭으로 인한 최악의 경우로 코딩된 비트의 신호 대 잡음비 (SNR) 를 나타낸다. 도 4 에 나타낸 결과들은 SCH 및 DPCH 의 송신에 대하여 동일한 전력을 가정한다(다른 값들은 다른 SSC 및 DPCH OVSF 코드 지수를 반영한다). 좌측 칼럼은 DPCH 확산 계수 (SF)를 나타낸다. 우측 칼럼은 DPCH 에 대한 SCH 간섭으로 인한 최악의 경우의 SNR을 나타낸다. SNR 범위는 일반적으로 다중 경로 또는 송신 다이버시티 기술을 고려할 때 SCH 간섭이 결정적이고 완전 상관되기 때문에 (즉, 평균 백색 가우시안 잡음 (AWGN) 이 아님) 개선되지 않는다. 비-직교 경우들의 중간 SNR (결합물들의 50% 부근은 DPCH 에 대하여 직교 SCH를 산출) 은 통상적으로 최악의 경우의 SNR 보다 5 dB 더 높다.

SNR 범위는 높은 기하학적 배열을 고려하는 경우에 제한 인자가 될 수도 있다. 높은 기하학적 배열은 모든 셀로부터 수신된 전체 전력으로부터 목적 셀로부터 수신된 전체 전력의 비율을 지칭한다. 전체 전력은 환경 및 다른 송신 채널들에 의해 도입되는 간섭을 포함한다. UE 가 Node-B 에 더 가까이 갈수록, 기하학적 배열은 더 높아진다. 통상적으로 셀내의 채널들은 직교하지만 (SCH 와 같은 특수 채널은 제외), 셀로부터 셀 채널까지는 반드시 직교하지는 않는다. 이런 식으로, 높은 기하학적 배열 위치에 대하여, UE 만은 직교 채널이 Node-B 에 근사하는 것으로 생각한다. SCH 과 같은 비-직교 채널에 의한 간섭을 선언한다. 이와 대조적으로, 낮은 기하학적 배열 위치에 대하여, UE 는 많은 비-직교 간섭이 Node-B 로부터 먼 것으로 생각한다. SCH 채널은 SCH 의 전력의 차이가 거의 없는 다른 간섭에 부가되는 것보다 낮은 기하학적 배열에서 선언되지 않는다. SCH 가 일정하게 동일한 전력 레벨로 송신된다고 고려하지만, 전용 채널은 UE 의 위치에 따라 송신되며, SCH 는 더 높은 기하학적 배열에서 더 큰 영향을 받는다.

UMTS (Universal Mobile Telecommunication System) 다중화 및 인터리빙 방식은 3GPP TS 25.212 에 개시되어 있다. 다양한 전송 채널들은 먼저 코딩되고 송신 시간 간격 (TTI) 마다 개별적으로 인터리빙된다. 그 후, 채널들은 무선 프레임 기초에 의해 무선 프레임으로 다중화되고, 인터리빙되며, 물리 채널 페이로드위에 매핑된다. 전송 채널 매핑은 고정 또는 유동적 위치 룰에 따를 수도 있다.

도 5 는 공통 물리 채널에의 다수의 논리 채널들의 매핑을 나타낸다. 논리 채널들을 전송 채널 1 (204A), 전송 채널 2 (204B), 및 전송 채널 3 (204C) 로서 나타낸다. 3 개의 전송 채널 (204A, 204B, 204C) 은 물리 채널 (202) 로 매핑된다. 각 채널의 비트들은 개별적으로 인터리빙된다. W-CDMA 시스템에서, 각 프레임은 15 개의 슬롯을 포함하며, 여기서 각 슬롯은 2560 개의 칩을 포함한다. 데이터 정보는 알려진 간격들로 제공되는 제어 정보와 시간 다중화된다.

인터리빙은 제 1 인터리버 및 제 2 인터리버로 이루어지는 2 단계를 포함한다. 잠재적인 문제는 제 1 인터리버 (후술함) 의 구조가 TTI 내의 각 무선 프레임을 반복하는 문제를 야기하는 경우에 존재한다. 또한, 제 2 인터리버의 구조 및 연관된 주기성은 물리 채널의 슬롯 주기성과 유사하므로, SCH 주기성은 SCH 간섭 문제를 유도하는 또 다른 잠재적인 인자이다.

도 6 은 40 ms TTI를 가정하여 무선 프레임 세그먼트를 갖는 제 1 인터리빙 절차 (300) 를 나타낸다. 제 1 인터리빙 절차는 본질적으로 TTI 비트들이 다수의 무선 프레임에 걸쳐서 확산됨을 보장한다. 그러나, 제 1 인터리빙 절차는 도 6 의 음영 영역의 위치에 의해 볼 수 있는 바와 같이 전송 블록내의 상대 위치와 비교되는 각 무선 프레임내의 비트들의 상대위치에 영향을 주지 않는다. 나타낸 바와 같이, 40 msec 의 TTI 는 각각 10 msec 의 4 개의 프레임을 포함한다. TTI 는 TTI (302) 로 식별된다. 그 프레임들은 프레임들 (304A, 304B, 304C 및 304D) 로 식별된다. 그 후, 각 프레임은 4 개의 부분으로 분할된다. 프레임 분할은 TTI 당 프레임 개수와 일치한다. 그 후, 프레임들의 부분들은 무선 프레임 스트림 (306) 을 형성하기 위하여 함께 인터리빙된다. 음영 부분은 TTI 프레임 (304A) 의 처리를 식별한다. 인터리빙 절차 (300) 는 로우 마다 TTI 프레임들을 기록한 후, 칼럼 마다 프레임 부분들을 판독하는 단계를 포함한다. 인터리빙된 부분들의 순서는 미리결정되어 있으며 예측가능하다.

3 개의 전송 채널에 대한 제 2 인터리버의 인터리빙 절차 (350) 를 도 7 에 나타낸다. 인터리버는 30 컬럼 매트릭스에 기초하며, 여기서 컬럼들의 개수는 프레임 당 슬롯수와 일치한다. 무선 프레임 (352) 으로부터, 각 프레임은 매트릭스 (354) 를 형성하기 위하여 30 부분으로 분할된다. 그 후, 그 부분들은 최종적으로 인터리빙된 스트림 (356) 을 형성하기 위하여 인터리빙된다. 제 2 인터리버는 각 전송 채널로부터의 일부 정보가 각 슬롯에 나타남을 보증한다. 그러나, 제 2 인터리버는 각 전송 채널에 나타나는 주기성이 슬롯의 주기성 (1500㎐) 의 2 배 (3000㎐) 가 된다는 점을 제외하고 각 슬롯 내의 각 전송 채널의 정보의 상대 위치를 변경하지 않는다. 그럼에도 불구하고, 만일 SCH 에 의해 발생되는 것과 같은 주기적 간섭이 길게 또는 소정의 슬롯의 소정의 전송 채널의 송신 간격보다 길게 지속되는 경우에도, 간섭은 특정 전송 채널의 심볼들의 절반에 영향을 준다.

전송 채널들이 물리 채널에 매핑되는 순서는 각 전송 채널의 절대 위치에 영향을 주지만, 항상 3000㎐ 인 각 전송 채널로부터의 데이터가 나타내는 주기성에는 영향을 주지 않는다. 또한, 매핑 순서는 특정 전송 채널 정보가 슬롯내의 동일한 위치에서 항상 나타난다는 점에 영향을 주지 않는다.

특정 전송 채널 정보를 갖게 되는 다양한 위치 매핑은 전송 채널 정보 엘리먼트들의 각 결합물(전송 포맷 결합물 또는 TFC) 에 대한 서로 다른 위치에서 나타나는 반면에, 고정 위치는 TFC 에 관계없이 전송 채널 정보가 슬롯 내의 동일한 위치에서 항상 나타남을 보증한다. 따라서, 매핑 위치는 주기적인 SCH 간섭 문제를 완화시키지 못 한다.

도 6 은 40 ms TTI를 가정하여 무선 프레임 세그먼트를 갖는 제 1 인터리빙과정 (300) 을 나타낸다. 제 1 인터리빙 과정은 본질적으로 TTI 비트들이 복수의 무선 프레임에 걸쳐서 확산됨을 보장한다. 그러나, 제 1 인터리빙 과정은 도 6 의 음영 영역의 위치에 의해 보이는 바와 같은 전송 블록내의 상대 위치과 비교하여 각 무선 프레임내의 비트들의 상대위치에 영향을 주지 않는다. 나타낸 바와 같이, 40 msec 의 TTI 는 각각 10 msec 의 4 개의 프레임을 포함한다. TTI 는 TTI (302) 로 식별된다. 그 프레임들은 프레임들 (304A, 304B, 304C 및 304D) 로 식별된다. 그 후, 각 프레임은 4 개의 부분으로 분할된다. 프레임 분할은 TTI 당 프레임 개수로 이루어 진다. 그 후, 프레임들의 부분들은 무선 프레임 스트림 (308) 을 형성하기 위하여 함께 인터리빙된다. 음영 부분은 TTI 프레임 (304A) 의 처리를 식별한다. 인터리빙 과정 (300) 은 로 마다 TTI 프레임들을 기록한 후, 칼럼 마다 프레임 부분들을 판독한다. 인터리빙된 부분들의 순서는 미리결정되어 있으며 예측가능하다.

시뮬레이션 결과에서, 소정의 전송 채널은 전송 채널 다중화 구조내의 그 채널의 위치 함수로서 SCH 간섭에 의해 영향을 받을 수도 있다. 소정의 전송 채널에서 심볼의 1/2 까지는 SCH 간섭에 의해 영향을 받을 수도 있다. 이러한 최악의 경우의 상태는 전송 채널의 레이트가 함께 다중화된 다른 전송 채널에 비해 낮을 때 발생한다. 특히, 전송 채널의 상대적 사이즈가 10% 보다 작고 전송 채널이 종단 채널, 즉, 다중화될 제 1 또는 최종 채널인 경우에, 일정한 프레임 오프셋에 대해 전송 채널의 1/2이 SCH에 의해 영향을 받는다.

데이터가 각 슬롯 내의 변화 위치에서 제공되는 인터리빙 프로세스에 있어서, 채널간 간섭의 문제는 심각하지 않다. 데이터의 변화 위치는 데이터의 모든 발생이 비-직교 채널과 간섭하는 것은 아니라는 것을 의미한다. 그러나, W-CDMA에서, 데이터는 슬롯 내의 동일한 위치에서 일관되게 송신된다. 따라서, 채널간 간섭은 명백한 문제를 제공한다. 채널간 간섭은 교호식 시스템 (alternate type system), 특히, 데이터 또는 제어 정보가 각 슬롯의 일관된 위치 사이에서 제공되는 시스템에서 문제가 될 수도 있다.

특정 전송 채널 정보를 갖는 여러 위치 매핑은 전송 채널 정보 엘리먼트들의 각 결합물(전송 포맷 결합물 또는 TFC) 에 대한 서로 다른 위치에서 나타나는 반면에 고정 위치는 TFC 에 관계없이 전송 채널 정보가 슬롯 내의 동일한 위치에서 항 상 나타남을 보증한다. 따라서, 매핑 위치는 주기적인 SCH 간섭 문제를 완화시키지 못 한다.

DCCH용 기준 구성

시뮬레이션 결과에서, 소정의 전송 채널은 전송 채널 멀티플렉싱 구조내의 그 채널의 위치 함수와 같은 SCH 간섭에 의해 영향을 받을 수도 있다. 심볼의 1/2 까지, 소정의 전송 채널은 SCH 간섭에 의해 영향을 받을 수도 있다. 이러한 최악의 경우의 상태는 전송 채널의 레이트가 함께 멀티플렉싱된 다른 전송 채널에 비해 낮을 때 발생한다. 특히, 전송 채널의 상대적 사이즈가 10％보다 작고 전송 채널이 종단, 즉, 멀티플렉싱될 제 1 또는 최종 채널인 경우에, 전송 채널의 소정의 프레임 오프셋의 1/2이 SCH에 의해 영향을 받는다.

기준 구성은 DCCH 에 대한 제 2 송신 레이트가 후속하는 데이터에 대한 제 1 송신 레이트를 포함한다. 예를 들어, 제 1 로우에서, 다운 링크 (DL) 는 3.4 kbps의 DCCH 레이트를 갖는 12.2 kbps의 DCH 데이터 레이트를 정의한다. 제 1 로우는 음성 통신을 칭하고, 제 2 로우는 비디오를 칭하고, 제 3 로우는 패킷 데이터 통신을 칭한다. 상대적 DCCH 페이로드 점유도는 데이터 더하기 DCCH의 결합 레이트로 나눈 DCCH 레이트로서 계산된다. 예로서, 제 1 로우에서 정의된 음성 통신에 있어서, 점유도 레이트는,

3GPP TS 34.108에서 설명하는 기준 채널 구성을 고려하면, 전용 제어 채널 (DCCH) 은 대부분의 구성에서 가장 낮은 레이트 채널을 나타내고 따라서, SCH 간섭으로부터 대부분 손상받는 채널일 수도 있다. 아래의 표 1은 무선 프레임 마다 기초한 다양한 구성에 대한 DCCH의 상대적 사이즈를 나타낸다.

표 1

기준 구성은 DCCH용의 제 2 송신 레이트가 후속하는 데이터용 제 1 송신 레이트를 포함한다. 예를 들어, 제 1 로우에서, 다운 링크 (DL) 는 3.4 kbps의 DCCH 레이트를 갖는 12.2 kbps의 DCH 데이터 레이트를 정의한다. 제 1 로우는 음성 통신을 칭하고, 제 2 로우는 비디오를 칭하고, 제 3 로우는 패킷 데이터 통신을 칭한다. 상대적 DCCH 페이로드 점유도는 데이터의 결합 레이트에 의해 제산된 DCCH 레이트 플러스 DCCH로서 계산된다. 예로서, 제 1 로우에서 정의된 음성 통신에 있어서, 점유도 레이트는,

비-직교 채널을 통한 SCH 메세지의 송신은 DPCH와 같은 다른 채널에 대한 간섭을 유도한다. DPCH는 데이터 및 제어 정보를 전달하고, 따라서, SCH가 제어 정보와 간섭할 때, 다양한 문제 중 어떤 것이라도 발생될 수도 있다. 후술하는 바와 같이, SCH가 파일럿 비트의 송신과 간섭할 때 특정한 문제가 유도된다.

채널간 간섭은 동기 정보와 동일한 주기성을 갖는 데이터 (또는 제어 정보) 로 인해 발생한다. 문제는 시스템 내에서 송신되는 임의의 비-직교 채널에 대해 나타날 수도 있다. 문제는 데이터 및 제어 정보의 손실, 시스템의 부정확한 전력 제어, 및/또는 시스템내의 송신을 위한 전력의 증가된 사용을 발생시킨다. 이하, 이들 문제 각각을 다룬다. 이들 다수의 문제들은 상호 배타적이다. 예를 들어, 간섭이 데이터에 영향을 미칠 때, 제어가 상이한 시간에 송신되기 때문에 제어에 대한 영향이 대부분 없다.

문제는 SCH에 제한되지 않지만, 임의의 비-직교 채널을 발생시킬 수도 있다. 후술하는 다양한 해결방안은 간섭 채널이 간섭의 결정 요소이고 알려진 송신 주기를 갖는다는 것을 가정한다. 예시적인 실시형태에서, SCH 송신 주기는 슬롯 주기의 배수이다. 또한, 예시적인 실시형태에서, 간섭 채널은 프레임 마다 1회 또는 슬롯 마다 1회 송신되고, 간섭 채널의 존재는 수신기에 의해 식별 가능하다. 실제로, 어떤 채널은 다른 채널을 상당히 오버랩한다.

이하, 아래의 개념을 포함하지만 이에 제한되지 않는 다양한 해결방안을 설명한다.

비-직교 채널을 통한 SCH 메시지의 송신은 DPCH와 같은 다른 채널에 간섭을 유도한다. DPCH는 데이터 및 제어 정보를 전달하고, 따라서, SCH가 제어 정보와 간 섭할 때, 임의의 다양한 문제를 발생시킬 수도 있다. 후술하는 바와 같이, SCH가 파일럿 비트의 송신과 간섭할 때 특정한 문제가 유도된다.

채널간 간섭은 싱크 정보와 동일한 주기성을 갖는 데이터 (또는 제어 정보)로 인해 발생한다. 문제는 시스템 내에서 송신되는 임의의 비-직교 채널에 대해 나타날 수도 있다. 문제는 데이터 및 제어 정보의 손실, 시스템의 부정확한 전력 제어, 및/또는 시스템내의 송신을 위한 전력의 증가된 사용을 발생시킨다. 이하, 이들 문제 각각을 다룬다. 다수의 이들 문제들은 상호 배타적이다. 예를 들어, 간섭이 데이터에 영향을 미칠 때, 제어가 상이한 시간에서 송신되는 제어에 대한 영향이 대부분 없다.

3. DCCH 비트와의 SCH 정렬을 유도하는 프레임 오프셋의 회피;

이하, 아래의 개념을 포함하지만 거기에 제한되지 않는 다양한 해결방안을 설명한다.

1. 가장 약한 링크에 기초한 외부 루프 타겟;

2. (코딩 견고성을 향상시키는) 데이터 스크램블링;

3. DCCH 비트와의 SCH 정렬을 유도하는 어보이드 프레임 오프셋;

상술한 특정한 문제에 있어서, 1) 및 2)는 DCCH가 UE에 의해 소망하는 에러 레이트로 수신될 수 있다는 것을 보장하는데 있어서는 갈 길이 멀다. 그러나, 1) 및 2)는 SCH 간섭인 문제의 원인을 다루지 않는다.

5. SCH에 의해 영향받은 심볼의 더 낮은 가중;

SCH 간섭과 관련된 궁극적인 결론은 무선 링크의 손실, 즉, 호출이 드롭된다는 것이다. 이것은 DL DPCH 전력을 설정할 때 네트워크가 DCCH 에러 레이트를 고려하지 않는 방식으로 구성되는 경우에 특히 그렇다. 이러한 구성하에서, 네트워크는 DCCH가 SCH 간섭에 의해 영향을 받고 높은 에러 레이트를 경험할 때 전력 할당을 조정하지 않는다. 따라서, 높은 에러 레이트 상태가 존속할수록, 더 높은 상위 계층의 프로토콜은 신뢰성이 요구되는 메세지를 교환할 수 없고 무선 링크는 결국 드롭된다.

일 실시형태는 DCCH의 품질에 대한 외부 루프 전력 제어 메커니즘에 기초함으로써 채널간 간섭과 관련된 문제점을 해결하려 한다. 전송 채널 각각은 유일한 서비스의 품질 (QOS) 기준을 갖는다. 이 예에서, QOS는 BLER에 의해 정의된다. 이것은 모든 전송 채널의 가장 엄격한 QOS를 결정할 수 있게 하고 각 채널이 개별 요구에 관계없이 가장 엄격한 요구를 충족시킨다는 것을 증명한다. 사실, 가장 엄격한 요구는 모든 전송 채널에 적용된다.

전송 채널 각각이 통상적으로 상이한 QOS 타겟 (통상적으로 데이터 블록 에러 레이트로 표현됨) 을 갖더라도, 소정의 무선 상태에서 동일한 심볼 에러 레이트를 경험한다. 그러나, SCH가 다른 채널에 추가될 때, DCCH 심볼은 영향을 받을 수도 있고 DCCH 심볼 에러 레이트는 다른 전송 채널의 심볼 에러 레이트 보다 더 높을 수도 있다. 이것은 동기 메세지가 제어 정보를 갖는 슬롯의 동일한 위치에서 송신될 때 사실이다. 이것은 DCCH에 대해 더 높은 에러 레이트를 발생시킨다.

W-CDMA에서, 하위 물리 채널 심볼 에러가 모든 전송 채널에 대해 동일하더라도, 시스템은 각각의 선택된 전송 채널 블록 에러 레이트를 달성하기 위해 각 전송 채널의 가중치를 조정함으로써 각 전송 채널에 대한 서비스의 상이한 품질을 달성할 수도 있다.

높은 에러 레이트 상태를 경험하는 DCCH로 인해 무선 링크가 드롭되는 확률을 감소시키기 위해, 네트워크는 DCCH 에러 레이트가 전력 제어 절차에서 고려되는 방식으로 구성될 수도 있다. 특히, 네트워크는 DCCH에 대한 BLER 타겟을 설정할 수도 있고; 무선 네트워크 제어기 (RNC) 는 3GPP TS 25.331에 설명되어 있는 바와 같이 무선 자원 제어 (RRC) 시그널링을 통해 UE에서의 특정한 전송 채널에 대한 DCCH 블록 에러 레이트 (BLER) 을 설정할 수도 있다. 3GPP 사양에 따르면, UE 전력 제어 절차는 DCCH에 대한 BLER 타겟을 포함하는, 대응하는 전송 채널 각각에 대해 설정된 BLER 타겟 각각이 충족된다는 것을 보장한다. 네트워크가 UE로부터 수신된 전력 제어 명령을 따르기 위한 충분한 전력을 갖는다고 가정하면, 외부 루프 전력 제어에 의한 DCCH의 사용은 전술한 채널간 간섭의 영향을 피한다. 일반적으로, 특정한 전송 채널에 대해 BLER 타겟을 설정하기 위해, 네트워크는 전송 채널에 대한 BLER 측정을 가능하게 하기 위한 모든 상태가 3GPP TS 5.215에 상술된 바와 같이 충족된다는 것을 보장한다. DCCH의 특정한 경우에 있어서, 데이터가 송신되지 않을 때 (즉, 0 비트 블록이 DCCH에 대해 정의된다) 를 포함하는, 순환 잉여 검사 (CRC) 가 모든 DCCH 전송 블록에 부착된다.

SCH 간섭과 관련된 궁극적인 결론은 무선 링크의 손실, 즉, 호출이 드랍된다는 것이다. 이것은 DL DPCH 전력을 설정할 때 네트워크가 DCCH 에러 레이트를 고려하지 않는 방식으로 구성되는 경우에 특히 그렇다. 이러한 구성하에서, 네트워크는 DCCH가 SCH 간섭에 의해 영향을 받고 높은 에러 레이트를 경험할 때 전력할당을 조정하지 않는다. 따라서, 높은 에러 레이트 상태가 존속하고, 상위층 프로토콜은 요구되는 신뢰성과 메시지를 교환할 수 없고 무선 링크는 결국 드랍된다.

일 실시형태는 DCCH의 품질에 대한 외부 루프 전력 제어 메카니즘에 기초함으로써 채널간 간섭과 관련된 문제점을 해결하려 한다. 전송 채널 각각은 유일한 서비스의 품질 (QOS) 기준을 갖는다. 이 예에서, QOS는 BLER에 의해 정의된다. 이것은 모든 전송 채널의 가장 정밀한 QOS를 결정할 수 있게 하고 각 채널이 개별 요구에 관계없이 가장 정밀한 요구를 충족시킨다는 것을 증명한다. 사실, 가장 정밀한 요구는 모든 전송 채널에 적용된다.

특정한 채널 또는 채널의 세트가 다중화되는 다른 전송 채널 보다 많이 SCH에 의해 영향을 받을 때, 시스템은 간섭에 민감하지 않거나 덜 민감한 것으로 고려되는 선택된 전송 채널과 오버랩하도록 SCH를 조정할 수도 있다. SCH 오버랩을 감소시키는 이러한 방법을 구현하기 위한 다양한 가능한 방법이 있다. 각각은 셀에서의 공통 파일럿 채널 무선 프레임 경계와 DPCH 무선 프레임 경계 사이의 상대적 타이밍인 프레임 오프셋의 지식을 사용한다.

일 실시형태에서, 시스템은 SCH 간섭에 민감할 수도 있는 전송 채널, 특히 DCCH 와 SCH가 간섭하지 않도록 DPCH 프레임 오프셋을 선택한다. 프레임 오프셋 선택은 각 다운링크에 대한 RNC에서 발생한다.

(예를 들어, 시간으로 DPCCH 송신을 분배하기 위한 요구로 인한) 프레임 오프셋의 선택에 대해 RNC가 어떤 제약을 갖는 경우에 사용될 수도 있는 또 다른 실시형태는 물리 채널에 대한 전송 채널 매핑 순서를 변화시키는 것이다. 이것은 RNC에서의 RRC에 의해 다시 제어된다.

이들 실시형태 각각은 간섭 채널에 가장 덜 민감한 것으로 예측되는 채널과의 간섭 채널의 발생을 조정하기 위해 전송 채널의 위치를 이동시키려 한다. 노드-B는 전용 채널(들)을 설정하고, 따라서 전용 채널(들)의 타이밍, 즉, 타임 오프셋을 제어한다. 이것은 소프트 핸드오프일 때 다중 노드-B의 조정을 요구할 수도 있다. 노드-B는 이러한 경우에 동기 메세지 채널 (SCH) 인 간섭 채널의 타이밍에 기초하여 전용 채널에 대한 오프셋을 이동시킨다.

전력 제어 결정 프로세스에서, 간섭 채널에 의해 영향을 받은 다른 전송 채널, 또는 DCCH의 사용이 간섭의 결과를 극복하지만, 이러한 해결방안은 송신 전력을 소모할 수도 있다. 노드-B 또는 송신기는 필요한 것 보다 더 많은 전력을 사용하여 송신할 수도 있다. 증가된 전력은 시스템의 용량을 감소시킬 수도 있다.

프레임 내에서 전송 채널의 순서를 변화시키는 것이 또한 가능하다. SCH가 각 프레임의 동일한 위치(들)에서 송신될 때, 다중 프레임을 통해 다른 전송 채널의 송신 순서를 변화시키는 것은 다른 전송 채널이 SCH의 모든 발생과 오버랩하지 않는다는 것을 보장한다.

도 16은 본 명세서에서 상세히 설명하는 바와 같은 채널간 간섭을 감소시키는 다양한 해결방안을 도시한다. 원래의 구성은 전송 채널에 대한 소정의 순서를 유지하고 프레임 당 슬롯의 수의 배수로서 인터리버 부분을 사용한다. 간섭 메커니즘은 SCH로서 식별된다. 제 1 예는 프레임 오프셋에서의 변화를 도시하고, 여기서 SCH 발생 동안, 서비스 B와 연관된 전송 채널 B가 송신된다. 이러한 방식으로, SCH는 전송 채널 B에 덜 영향을 미친다. 제 2 예에서, 전송 채널 (TrCH) 은 SCH의 영향을 감소시키기 위해 상이하게 매핑된다. 제 3 예에서, 전송 채널의 매핑은 슬롯마다 행해진다.

일 실시형태에서, 시스템은 특히 DCCH에서 SCH 간섭에 민감할 수도 있는 전송 채널과 SCH가 간섭하지 않도록 DPCH 프레임 오프셋을 선택한다. 프레임 오프셋 선택은 각 다운링크에 대한 RNC에서 발생한다.

(예를 들어, 시간에서 DPCCH 송신을 분배하기 위한 요구로 인한) 프레임 오 프셋의 선택에 대해 RNC가 어떤 제약을 갖는 경우에 사용될 수도 있는 또 다른 실시형태는 물리적 채널에 대한 전송 채널 매핑 순서를 변화시키는 것이다. 이것은 RNC에서의 RRC에 의해 제어된다.

예를 들어, 전술한 시스템에서, 송신은 프레임 당 15 슬롯으로서 정의된다. 도 2 및 그 설명을 참조한다. 도 7에 도시한 제 2 인터리버는 프레임 당 슬롯의 수의 배수로서 컬럼의 수를 정의한다. 구체적으로는, 컬럼의 수는 15의 배수인 30이다. 구성 전송 채널의 인터리빙의 순서는 일정하다. 따라서, 인터리빙된 채널의 주기는 송신의 주기와 동일하다. 따라서, 소정의 전송 채널이 SCH와 동일 시간에 송신된 (인터리버의 컬럼으로부터의) 정보의 일부분을 갖는 경우에, 그 정보는 각 시간에 SCH를 동시에 발생시킨다.

일관된 주기를 제거 또는 감소시키는 인터리버 구조는 특정한 전송 채널에 대한 SCH 간섭의 영향을 상당히 감소시킨다. 동일한 물리 채널상에서 다중화된 모든 전송 채널을 통해 SCH의 영향을 공유하는 것이 그 결과이다. 이것은 다수의 전송 채널이 (통상적인 경우인) 공통 물리 채널로 매핑된다는 것을 가정한다. SCH 간섭의 프레임내 주기를 감소시키는 인터리버의 일부 예는,

●비트 반전 인터리버,

●15의 배수가 아닌 컬럼의 수를 갖는 블록 인터리버,

비-주기적 인터리버

전술한 바와 같이, SCH 간섭은 소정의 다운링크 구성에 대한 동일한 전송 채널에 일관되게 영향을 미치는 것으로 보인다. 이것은 주로 SCH 주기와 동일한 주기를 갖는 전송 채널의 완벽한 주기적 송신을 발생시키는 인터리버 구조 때문이다.

디코딩 이전에, 통상적으로, 수신된 심볼은 스케일되고 다른 다중-경로 성분과 결합된다. 일반적으로, 스케일링 계수는 공통 파일럿 (CPICH) 신호 대 잡음비의 함수이다. SCH가 결정 방식으로 잡음을 증가시키기 때문에, 이러한 정보는 SCH 영향 디코더 입력 심볼을 상이하게 가중하기 위해 UE에 의해 사용될 수도 있다.

0.666...ms 슬롯마다 반복하는 PSC 및 10 ms 무선 프레임마다 반복하는 SSC를 포함하는 SCH를 고려한다. 다른 다운링크 채널과 다르게, PSC 및 SSC는 다운링크 스크램블링 코드와 스크램블되지 않는다.

●비트 반전 인터리버.

●15의 배수가 아닌 컬럼의 수를 갖는 블록 인터리버.

로서 제공되고, 여기서, α= 복소 페이딩 계수

β= 비-직교 인자

디코딩 이전에, 통상적으로, 수신된 심볼은 스케일되고 다른 다중-경로 성분과 조합된다. 일반적으로, 스케일링 계수는 공통 파일럿 (CPICH) 신호 대 잡음비의 함수이다. SCH가 결정 방식에서 잡음을 증가시키기 때문에, 이러한 정보는 SCH 영향 디코더 입력 심볼을 상이하게 가중하기 위해 UE에 의해 사용될 수도 있다.

0.666...ms 마다 슬롯을 반복하는 PSC 및 10 ms 마다 무선 프레임을 반복하는 SSC를 포함하는 SCH를 고려한다. 다른 다운링크 채널과 다르게, PSC 및 SSC는 다운링크 스크램블링 코드와 스크램블되지 않는다.

따라서, UE에서, 다운링크 스크램블링 코드의 켤레 복소수와 들어오는 신호를 역확산하고 OVSF 코드와 심볼을 디-커버링한 이후에, 디코더 입력에서의 각 심볼에 대한 SNR은,

I_oc = 열 잡음 더하기 다른 셀 간섭 전력 스펙트럼 밀도이다. 비-직교 인자는 다운링크에서 사용된 시간 및 채널화 코드 모두의 함수로서 변화한다.

UE가 시스템 타이밍을 획득하면, 다시 말해, 시간, 즉, 시간 발생에서 SCH 값 및 위치를 "알게 되면", UE는 다양한 송신기의 가중치를 결정할 수 있다. SCH 값 및 발생 시간의 지식은 각 채널화 코드에 대한 시간의 함수로서 β의 값의 지식을 의미한다. 구체적으로는, β의 값이 증가할 때, 그 심볼에 대한 SNR은 더 저하한다.

통상적으로, 디코더 입력 심볼은 다른 다중-경로 성분으로부터의 심볼과 결합되기 이전에 공통 파일럿 강도에 의해 스케일된다. 그 후, UE는 심볼에 적용되는 시변 가중치로서 각 핑거로부터의 공통 파일럿 강도를 해석할 수도 있다. 또한, UE가 β의 값을 알기 때문에, SCH로부터의 추가 간섭의 영향을 완화하는 다양한 방식이 있다. 예를 들어, UE는 β의 값에 비례하는 각 심볼에 대한 가중치를 감소시킬 수도 있다. 이것은,

a. β의 값은 상이한 노드-B와 상이한 다중-경로 성분과, 동일한 심볼에 대해 상이하다.

b. β의 값은 동일한 노드-B와 동일한 다중-경로 성분과, 상이한 심볼에 대해 상이하다는 것을 가정한다.

더 단순한 구현에서, 가중치는 β의 값이 소정의 값 보다 큰 경우에 0일 수 있고, 그렇지 않으면 디폴트 값 (파일럿 강도) 이다. 이것은 β의 값이 소정의 값 보다 클 때의 삭제를 가정하는 것에 상당한다.

소프트 핸드오프 (SHO) 모드에서, 심볼은 하나의 노드-B (예를 들어, 노드-B-1) 로부터의 SCH에 의해 영향을 받을 수도 있고, 또 다른 노드-B (예를 들어, 노드-B-2) 로부터의 SCH에 의해 영향을 받지 않을 수도 있다. 이러한 시나리오에서, 노드-B 둘로부터의 심볼을 결합하기 이전에, UE는 노드-B-1으로부터의 심볼에 0의 가중치를 할당하고 노드-B-2로부터의 심볼에 디폴트 가중치를 할당할 수 있다.

UE가 시스템 타이밍을 획득, 즉, 시간, 즉, 시간 발생에서 SCH 값 및 위치를 ＂알게 되면＂, UE는 다양한 송신기의 가중치를 결정할 수 있다. SCH 값 및 발생의 시간의 지식은 각 채널화 코드에 대한 시간의 함수로서 β의 값의 지식을 의미한다. 구체적으로는, β의 값이 증가할 때, 그 심볼에 대한 SNR은 더 저하한다.

UE 수신기는 일반적으로 하나 이상의 서빙 노드 B로부터 수신된 하나 이상의 합성 신호 및 네트워크의 다른 노드 B로부터 수신된 간섭 및 열 잡음과 같은 간섭의 다른 소스로부터의 간섭으로 이루어진 수신 신호를 프로세스한다. 서빙 노드 B의 각각은 모두 서빙되고 일부는 공유되는 UE에 대한 UE-특정 신호 및 공통 파일럿 채널 (CPICH) 와 같은 오버헤드 신호를 포함하는 하나의 합성 신호를 송신한다. 하나의 특정한 노드 B의 합성 신호는 일반적으로 신호 위상 및 진폭의 변화를 유도하는 무선 채널을 통해 UE 수신기에서 수신된다. 다중 무선 전파 경로가 노드 B와 UE 사이에 존재하는 경우에, 각 에코에 대한 상이한 위상 및 진폭 변화를 갖는 송신된 합성 신호의 다중 에코의 수신이 가능하다. 이러한 효과는 일반적으로 다중-경로 수신이라 칭한다. 다중-경로 무선 채널에서의 각 전파 경로는 복소 채널 계수 및 지연을 특징으로 한다. 채널 계수는 그 특정한 전파 경로를 통해 수신된 신호 성분에 대해 송신 신호에 관한 위상 및 진폭 변화를 정의한다. 지연은 신호가 특정한 전파 경로를 따라 전파할 필요가 있는 전파 지연을 정의한다. 또한, 상이한 전파 경로의 상이한 전파 지연은 채널 탭 또는 지연 탭이라 칭한다. UE 수신기에서, UE 수신기가 코히어런트 복조를 위해 사용하려는 모든 무선 채널의 모든 관련 전파 경로에 대한 지연 (또는 채널 탭) 및 채널 계수 - 또는 복소 주파수 응답과 같은 무선 채널을 충분하게 특징화하는 임의의 다른 동등한 정보 - 의 추정치는 코히어런트 복조를 수행하기 위해 생성될 필요가 있다. 일반적으로, CDMA 시스템에서의 UE 수신기는 관련 전파 경로를 통해 수신된 신호의 코히어런트 복조를 수행하기 위해 레이크 수신기 (RAKE receiver) 를 사용한다. 레이크 수신기는 시간-정렬하고, 적절하게 위상 시프트하고, 하나의 신호에 결합하기 이전에 상이한 전파 경로를 통해 신호 수신기를 가중하기 위해 각 관련 전파 경로의 위상, 진폭 및 지연 추정치를 사용한다. 이러한 코히어런트 복조 기능 이외에, 레이크 수신기는 또한 CDMA 신호의 UE-특정 역확산을 수행한다. 또한, 등화기와 같은 다른 수신기 아키텍쳐가 CDMA 시스템에서 코히어런트 복조를 수행하는데 적합하다.

SCH 억제/소거는 (UL 전력 제어에 영향을 미치는) PC 비트와 간섭하는 SCH 와 같은 간섭 문제를 해결하는 하나의 방법이다. 일실시형태에서, 문제는 UE에서 SCH 메세지의 위치를 식별하고, SCH 메세지가 송신되는 동안의 슬롯에서 SCH 메세지에 의해 야기되는 다른 DL 채널에 대한 간섭을 소거함으로써 해결된다.

특히, 제 3 세대 CDMA 시스템에서, 동일한 송신기로부터 송신되는 다른 신호 성분이 간섭이 증가되기 쉬운 경우, 비-직교 신호 성분의 송신에 대한 잠재성이 존재한다. 예를 들어, 시간-다중화 동기화 채널 (SCH)을 송신할 때 또는 유니버설 이동전화 시스템 영역 무선 액세스 (UTRA; Universal Mobile Telecommunications System Terrestrial Radio Access) 주파수 분할 듀플렉스 (FDD) 시스템의 다운링크에서 2차 스크램블링 코드를 이용하여 데이터를 송신할 때, 상이한 신호 성분 간의 상호 간섭이 발생한다. 전술한 바와 같이, 특정한 조건 하에서 이러한 비-직교 신호 성분은 동일한 송신기로부터 병행하여 송신되는 사용자 또는 제어 데이터에 대해 중대한 간섭을 야기한다. 그러한 간섭의 영향은 수신기에서의 디코딩 성능의 열화일 수 있다. 이는 유리한 무선 상태 (예를 들어 다중 경로 수신이 영향을 미치지 않을 때 (즉, 단일경로 수신), 및 페이딩이 일어나지 않거나 거의 일어나지 않을 때) 에도 영향을 미칠 수 있다. 특히, 수신기에서 디코딩된 사용자 또는 제어 데이터가 비-직교 신호 성분과 인접한 또는 동일한 시간 간격(들) 동안 송신될 때, 디코딩 성능은 심하게 열화된다. 간섭은, 충분한 정보가 간섭 신호와 시간적으로 오버랩하는 경우에 극적으로 나타난다.

간섭의 영향은 간섭 성분, 즉 비-직교 성분을 소거함으로써 감소될 수도 있다. SCH를 억제하는 장치 (400) 의 일실시형태가 도 9 에 나타난다. 장치 (400) 는, 아날로그-디지털 (A/D) 변환기를 포함하는 수신기 프론트 엔드 (402)를 포함하며, 수신된 신호가 먼저 UE 에 의해 수신기 프론트 엔드 (402)에서 프로세싱한다. 유닛 (402) 은 탐색기 (404), 채널 추정기 (406), 및 비-직교 전송 신호에 의해 야기되는 간섭 성분에 대한 추정기 (408) 에 접속된다. 탐색기 (404) 는, 유효 지연 탬에 대한 정보를 채널 추정기 (406) 에 제공하기 위하여, 공통 파일럿 채널 (CPICH) 과 같 은 송신 신호 성분의 선험적 (a-priori) 지식을 이용한다. 이는 예를 들어 CPICH 의 선험적으로 알려진 심볼과의 슬라이딩 상관을 이용하여 달성될 수 있다. 채널 추정기 (406) 는, 유효 지연 탭 및 소정의 지연 탭에 대해 CPICH 의 선험적으로 알려진 심볼과의 상관에 의해 예로서 유도된 대응 채널 탭 계수를 연속적으로 출력한다. 채널 추정기 (406) 는 디코더 (412) 에 또한 접속되는 복조기 (410) 에 접속된다. 추정기 (408) 의 출력은, 그 후에 유닛 (402) 의 출력으로부터 감산되는 추정된 간섭 성분이다. 이러한 방식으로 간섭 성분, 즉 간섭하는 채널의 전력은 수신 신호로부터 감산된다. 이는 복조에 선행한다. 도 9 의 장치는 레이크 수신기, 즉 다이버시티 수신기에 대응한다.

동작에 있어, 수신 신호는 비-직교 송신 신호 또는 "간섭 성분"으로부터 초래되는 간섭이 생기기 쉬운 부분을 갖는 것으로 간주된다. 간섭 성분은 추정된다. 수신기에서의 간섭 성분의 상대적인 강도가 충분히 높을 때, 이러한 간섭 성분의 추정은 충분한 정확도로 행해질 수도 있다. UTRA FDD 시스템의 SCH 에 대해서, 이러한 조건은 일반적으로 충족되며, 총 송신 전력에 대하여 -12 dB 가 통상적인 전력 레벨이다. 또한, 간섭 성분과 함께 송신되는 데이터가 수신기에서 알려질 때, 그러한 지식은 수신기에서의 추정된 간섭 성분의 품질을 향상시키는데 이용될 수도 있다.

간섭 성분이 추정된 후에, 총 수신된 신호는 수정되어, 간섭 성분의 영향이 감소된다. 이상적인 상황에서 이러한 간섭은 소거된다. 수정된 수신 신호는, 종래의 수신기에서의 수정되지 않은 수신 신호처럼 송신된 사용자 및/또는 제어 데이터를 디코딩하는데 이용된다. 수신 신호에서의 간섭의 감소로 인해 사용자 및/또는 제어 데이터의 디코딩 성능은 향상될 수 있다. 특히, 전송 블록에 포함된 사용자 및/또는 제어 데이터가 비-직교 신호 성분과 병행하여 송신되는 경우에, 이러한 디코딩 향상은 바람직할 수도 있다. 다양한 실시형태는 간섭 성분의 영향을 완화시키도록 구현될 수도 있다.

제1 실시형태는 레이크 수신기에서의 각각의 레이크 핑거의 입력에서 추정된 간섭 성분의 적합한 디지털 표시를 감산한다. 제 2 실시형태는, 레이크 수신기에서 각각의 레이크 핑거의 출력에서 추정되는 간섭 성분의 적합한 디지털 표시를 감산한다. 제 3 실시형태는 디지털 수신기의 입력에서 A/D 변환 수신 신호로부터 디지털 도메인의 간섭 성분의 합성 디지털 표시를 감산한다. 제 4 실시형태는 RAKE 수신기의 RAKE 핑거 결합기의 출력에서 추정된 간섭 성분의 적합한 디지털 표시를 감산한다. 4개의 전술한 실시형태 중 어떤 선택이 소거 문제의 가장 효율적인 해결인지는, AD 변환기의 출력에서의 샘플링 레이트, RAKE 핑거의 입력에서의 샘플링 레이트, RAKE 핑거의 입력에서의 비트 해상도, RAKE 핑거의 출력에서의 비트 해상도, RAKE 핑거 결합기의 출력에서의 비트 해상도, 및 다른 것과 같은 설계 요소에 따른다. 예를 들면, 간섭 성분이 AD 변환기의 출력에서 소거된다면, 추정된 간섭 성분의 비트 해상도는 일반적으로 낮으며, 즉, 추정된 간섭 성분의 정확도는 매우 높을 필요가 없다. 그러나, 일반적으로 AD 변환기의 출력에서의 샘플링 레이트는 RAKE 핑거의 입력에서의 샘플링 레이트보다 매우 높다.

전술한 바와 같이, UTRA FDD 시스템의 다운링크의 시간-다중화 SCH 를 송신할 때, 상이한 송신된 신호 성분들 사이의 상호 간섭을 초래할 수도 있다. 특히, 위상 기준의 기능을 하도록 의도된 신호, 예를 들면, UTRA FDD 시스템의 CPICH 는 SCH 와 같은 다른 다운링크 신호의 비-직교 송신으로 인한 간섭이 증가된다. 코히런트 복조가 가능하게 하기 위해 채널 계수의 위상 및/또는 진폭 추정치를 생성하기 위해 이용되는 CPICH 와 같은 수신기에 의해 선험적으로 알려진 파일럿 신호를 고려한다. 비-직교 신호 성분이 위상 기준 신호와 병행하여 송신될 때 위상 및/또는 진폭 추정치의 품질은 열화될 수도 있다. 채널 계수의 위상 및/또는 진폭 추정치의 열화는 수신기의 복조 및 디코딩 성능을 열화시킨다.

시간에 따른 채널 계수의 변화를 따르기 위하여, 코히런트 복조를 이용하는 수신기는 채널 계수의 위상 및/또는 진폭 추정치를 연속으로 업데이트한다. 채널 계수의 시간 변화는 최대 도플러 시프트에 의해 제한되기 때문에, 채널 추정기의 기술 구현 상태는 합리적인 시간 기간에 대해 "평균" 함으로써 추정 품질을 향상시키기 위해 연속적인 채널 추정치의 로우패스 필터링 (low-pass filtering) 을 이용한다. 또한, 이 필터링은 "파일럿 필터링"으로 지칭된다. 예상된 최대 도플러 시프트가 높을수록, 선택된 "평균" 간격은 더 짧아진다. 비-직교 신호 성분들의 시간-다중화된 송신의 경우에, UTRA FDD 시스템들 내의 SCH 와 같이, 채널 계수들의 연속적인 위상 및/또는 진폭 추정치의 추정 품질은 비-직교 신호 성분의 존재 및 상대 전력 레벨에 의존하여 변화한다. 종래의 수신기들의 상태에 있어서, 파일럿 필터링 절차는 채널 계수 추정치들의 추정 품질의 다른 레벨들을 고려하지 않고, 동일한 방식 즉, 연속적인 추정치들의 추정 품질이 변화하지 않는다고 가정하여 모든 발생된 채널 계수 추정치들을 이용한다.

만일 비-직교 신호 성분들이 송신되는 시간 간격들이 선험적으로 알려져 있는 경우, 이 정보는 이러한 시간 간격들 동안에 발생된 채널 계수 추정치들의 관련성을 감소시키기 위하여 고려될 수도 있다. 이는 각 추정 품질에 비례하는 채널 계수 추정치들에 대한 가중 인자들을 도입하여 예를 들어, 채널 추정 신호 대 잡음 및 간섭비 (SNIR) 에 의해 달성될 수도 있다. 극단적인 경우들에서는, 가중은 비-직교 송신 신호로부터의 간섭되는 추정치들이 전혀 사용되지 않도록 (0 의 가중 인자) 선택될 수도 있다. 이러한 증가된 간섭을 받는 채널 계수 추정치들이 파일럿 필터링 프로세스에서 덜 유효하게 되므로, 결과적으로 발생한 채널 추정 품질이 개선된다. 파일럿 필터링이 사용되지 않더라도, 비-직교 송신 신호들로 인한 간섭 존재에 대한 정보는 이 시간 간격들에서 발생되었던 채널 계수 추정치들을 스킵하고 그 대신에 이전의 추정치들을 재사용하는데 사용될 수도 있다.

이전 단락에서 설명한 바와 같이, 비-직교 신호 성분들이 송신되는 시간 간격들에 대한 정보는 채널 추정 에러들을 감소시키기 위하여 다른 방식들로 사용될 수도 있다. 다양한 실시형태들 및 구현예들은 다음을 포함한다.

●비-직교 송신 신호의 존재로 인한 증가된 간섭에 영향을 받는 채널 계수 추정치 스킵 및 최후의 영향받지 않은 추정치 재사용.

●이전 및 현재 채널 계수 추정치의 평균으로 비-직교 송신 신호의 존재로 인한 증가된 간섭에 영향을 받는 채널 계수 추정치를 대체.

●비-직교 송신 신호의 존재로 인한 증가된 간섭에 영향을 받는 채널 계수 추정치 스킵 및 이들을 이전 및 다음의 채널 계수 추정치의 평균으로 대체.

●파일럿 필터의 입력에서의 각 채널 계수 추정치를 상기 추정치에 대한 SNIR에 비례하는 인자로 가중.

●파일럿 필터의 입력에서의 각 채널 계수 추정치를 상기 추정치에 대한 SNIR의 단조로운 증가 함수인 인자로 가중.

상기 리스트된 실시형태 및 구현예는 완벽한 리스트가 아니지만, 간섭의 영향을 해결하기 위해 사용 가능한 다양한 방법을 예시한다. 구체적으로, 예는 간섭 타이밍의 선험적인 지식을 활용하는 방법을 제공한다. UTRA FDD 또는 WCDMA 시스템의 SCH의 경우에서, SCH 시간 간격은 단말기가 슬롯 타이밍을 성공적으로 획득한 이후에 알려진다. 따라서, 설명한 방법으로 채널 추정치를 개선시키는 것이 이러한 시스템에서 가능하다.

도 10은 탐색기 (504) 에 연결된 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 수신기 프론트 엔드 (502), 채널 계수 추정기 (506), 및 복조기 및 디코드 유닛 (512) 을 포함하는 장치 (500) 를 도시한다. 탐색기 소자 (504) 는 채널 계수 추정기 (506) 에 유효 지연 탭에 관한 정보를 제공하기 위해 공통 파일럿 채널 (CPICH) 과 같은 송신 신호 성분의 선험적인 지식을 사용한다. 이것은 예를 들어, CPICH의 선험적으로 알려진 심볼과의 슬라이딩 상관을 사용함으로써 달성될 수 있다. 채널 계수 추정기 (506) 는 하나의 유효 채널 탭에 대한 채널 계수 추정치의 시퀀스를 파일럿 필터 (510) 에 제공한다. 가중 인자 생성기 (508) 는 각 채널 계수 추정치에 대해 특정된 가중 인자의 시퀀스를 파일럿 필터 (510) 에 제공한다. 가중치는 각각의 채널 계수 추정치의 품질을 나타내야 한다. CPICH 파일럿 심볼 SNIR 의 추정치는 채널 추정 품질의 메트릭 (metric) 으로서 사용될 수 있다. 파일럿 필터는 가중 인자들을 사용하여 채널 계수 추정치의 필터링된 버전을 생성한다. 또한, 파일럿 필터는 송신 데이터의 코히어런트 복조 및 디코딩을 수행하는 복조기 및 디코더 유닛 (512) 에 연결된다. 코히어런트 복조를 수행하기 위해, 모든 유효 지연 탭의 채널 계수의 추정치가 요구된다.

또한, 간섭 성분을 소거하고 채널 추정치에 대한 간섭 성분의 효과를 완화하기 위한 상술한 방법들은 결합될 수 있으며, 그리고/또는 반복적으로 수행될 수 있다. 예를 들어, 제 1 단계에서, 추정 간섭 성분은 상술한 바와 같이 수신 신호의 디지털 표시로부터 감산된다. 그 후, 제 2 단계에서, 채널 계수의 추정이 다시 수행될 수 있지만, 이 시간은 추정 간섭 성분의 감산 후 신호에 기초한다. 추정 간섭 성분의 감산으로 인해, 일부 채널 추정치의 품질은 더 나아질 수 있다. 이러한 증가된 채널 추정 품질은 상술한 바와 같이 파일럿 필터에서 필터링된 채널 계수 추정치에 대한 가중 인자를 도출할 때 고려될 수 있다. 다음으로, 간섭 소거의 제 2 반복이 수행될 수 있다. 파일럿 필터의 출력은 간섭 추정기에서 간섭 성분의 신규하고 향상된 추정치를 도출하는데 사용될 수 있다. 간섭 성분의 신규하고 향상된 추정치는 수신 신호의 원래의 디지털 표시로부터 감산될 수 있다. 개선된 채널 추정의 제 2 반복이 시작될 수 있다. 그리고, 또다른 반복이 파일럿 가중 인자를 더이상 증가시키지 않을 때까지, 반복될 수 있다. 그후, 최신 채널 계수 추정치 및 최신 간섭 소거된 수신 신호는 코히어런트 복조를 위해 이용될 수 있다.

●비직교 송신 신호의 존재로 인한 증가된 간섭에 영향을 받는 채널 계수 추정치 스킵 및 이전 및 다음의 채널 계수 추정치의 평균 만큼 대체.

3GPP FDD 다운링크에서, SCH (동기 채널) 는 비-직교 방식으로 송신된다. UE에 의해 보는 바와 같이, 이는 동일한 셀/노드-B 로부터 송신된 다른 신호들이 SCH로부터 부가 간섭을 받기 쉽다는 것을 암시한다. 이러한 간섭은 본질적으로 결정적이어서, 10 ms 무선 프레임마다 반복되며, 따라서 단말기에서 수신 SNR 을 열화시킨다. 노드-B 는 SCH가 존재하는 존속기간 동안 모든 채널에 대한 송신 전력을 증가시킴으로써 이러한 효과를 완화시킬 수 있다. 이러한 접근방법은 간섭이 노드-B가 인식하는 결정적 성분을 갖는 임의의 시나리오로 일반화될 수 있다.

SCH 는 0.666... ms 슬롯마다 반복하는 PSC (1차 스크램블링 코드) 및 10 ms 무선 프레임 마다 반복하는 SSC (2차 스크램블링 코드) 그룹으로 구성된다. 다른 다운링크 채널과는 달리, PSC 및 SSC 는 다운링크 스크램블링 코드 (DSC) 로 스크램블되지 않는다. 따라서, UE에서, 다운링크 스크램블 코드의 공액 복소수를 갖는 착신 신호를 역-확산하고 OVSF 코드 (직교 가변 확산 인자 코드) 로 역-커버링한 후, 각 심볼에 대한 SNR은 다음과 같이,

도 10은 탐색기에 연결된 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 수신기 프론트 엔드 (502), 채널 계수 추정기 (506), 및 복조기 및 디코드 유닛 (512) 을 구비하는 장치 (500) 를 도시한다. 탐색기 소자 (504) 는 채널 계수 추정기 (506) 에 유효 지연 탭을 통해 정보를 제공하기 위해 공통 파일럿 채널 (CPICH) 과 같은 송신 신호 성분의 이전의 지식을 사용한다. 이것은 예를 들어, CPICH의 이전의 공지된 심볼과 슬라이딩 상관을 사용함으로써 달성될 수 있다. 채널 계수 추정기 (506) 는 하나의 유효 채널 탭에 대한 채널 계수 추정치의 시퀀스를 파일럿 필터 (510) 에 제공한다. 가중 계수 생성기 (508) 는 각 채널 계수 추정치에 대해 특정된 가중 계수의 시퀀스를 파일럿 필터 (510) 에 제공한다. 가중치는 각각의 채널 계수 추정의 품질을 표현해야 한다. CPICH 파일럿 심볼 SNIR 의 추정치는 채널 추정 품질의 메트릭으로서 사용될 수 있다. 파일럿 필터는 가중인자들을 사용하여 채널 계수 추정치의 필터링된 버전을 생성한다. 또한, 파일럿 필터는 복조기 및 송신 데이터의 코 히어런트 복조 및 디코딩을 수행하는 디코더 유닛 (512) 에 연결된다. 코히어런트 복조를 수행하기 위해, 모든 유효 지연 탭의 채널 계수의 추정치가 요구된다.

또한, 간섭 성분을 상쇄하고 채널 추정치에 대한 간섭 성분의 효과를 완화하기 위한 상술한 방법들은 결합될 수 있으며, 그리고/또는 반복적으로 수행될 수 있다. 예를 들어, 제 1 단계에서, 추정 간섭 성분은 상술한 바와 같이 수신 신호의 디지털 표시로부터 감산된다. 그 후, 제 2 단계에서, 채널 계수의 추정이 다시 수행될 수 있지만, 이 시간은 추정 간섭 성분의 감산 후 신호에 기초한다. 추정 간섭 성분의 감산으로 인해, 일부 채널 추정의 품질은 더 나이질 수 있다. 이러한 증가된 채널 추정 품질은 상술한 바와 같이 파일럿 필터에서 필터링된 채널 계수에 대한 가중 인자를 고출할 때 고려될 수 있다. 다음으로, 간섭 상쇄의 제 2 반복이 수행될 수 있다. 파일럿 필터의 출력은 간섭 추정기에서 간섭 성분의 신규하고 향상된 추정을 도출하는데 사용된다. 간섭 성분의 신규하고 향상된 추정은 수신 신호의 원래의 디지털 표시로부터 감산될 수 있다. 개선된 채널 추정의 제 2 반복이 시작될 수 있다. 그리고, 또다른 반복이 파일럿 가중 인자를 더이상 증가시키지 않을 때까지, 반복될 수 있다. 그후, 최신 채널 계수 추정치 및 최신 간섭 상쇄된 수신 신호는 코히어런트 복조를 위해 이용될 수 있다.

송신기에서의 전력 부스팅

3GPP FDD 다운링크에서, SCH (동기 채널) 는 비-직교 방식으로 송신된다. UE에 의해 보는 바와 같이, 이는 동일한 셀/노드-B 로부터 송신된 다른 신호들은 가 SCH로부터 부가 간섭을 받기 쉽다는 것을 암시한다. 이러한 간섭은 본질적으로 결 정적이어서, 10 ms 무선 프레임마다 반복되며, 따라서 터미널에서 수신 SNR을 저하시킨다. 노드-B 는 SCH존재하는 존속기간 동안 모든 채널에 대한 송신 전력을 증가시킴으로써 이러한 효과를 완화시킬 수 있다. 이러한 접근방법은 간섭이 노드-B가 인식하는 결정적 성분을 갖는 임의의 시나리오로 일반화될 수 있다.

SCH는 0.666.. ms 슬롯마다 반복하는 PSC (제 1 스크램블링 코드) 및 10 ms 무선 프레임 마다 반복하는 SSC (제 2 스크램블링 코드) 그룹으로 구성된다. 다른 다운링크 채널과는 달리, PSC 및 SSC 는 다운링크 스크램블링 코드 (DSC) 로 스크램블되지 않는다. 따라서, UE에서, 다운링크 스크램블 코드의 공액 복소수를 갖는 착신 신호를 역-확산하고 OVSF코드 (직교 변수 확산 인자 코드) 로 역-커버링한 후, 각 심볼에 대한 SNR은 다음과 같이,

I_oc 는 열 잡음 더하기 다른 셀 간섭 전력 스펙트럼 밀도

기본적으로, (존재할 때) SCH 는 수신 심볼의 SNR을 열화시킨다. 노드-B 에 가까운 단말기들은 인접 노드-B들로부터 심볼들을 수신하는 럭셔리 (luxury)를 갖지 않는다. 따라서, 인접 단말기들은 일반적으로 다이버시티 기술을 사용할 수 없다. 비-직교 인자는 채널화 코드 (OVSF 코드), DSC, SSC 및 시간 (모듈로 10 ms) 의 함수이다. 따라서, 노드-B는 SCH가 존재할 때, DPCH과 같은 다른 채널의 송신 전력을 한쪽으로 증가시킬 수 있다. 송신 전력의 증가는 룩-업 표에 저장될 수 있으며, 상기 리스트된 파라미터들로 사전-계산된다.

또한, 전력의 증가는 다운링크 C/I 의 측정치인 단말기 기하학적 배열의 함수일 수도 있다. 단말기 기하학적 배열이 작을 때, 송신 전력의 증가는 SCH 가 더 작은 간섭 부분으로 구성되고, 수신 심볼 SNR 에 대해 무시할 만큼의 효과를 가질 때 더 작아야 하며, 그 역의 경우도 그러하다. 비-직교성 인자는 다운링크에서 사용되는 시간 및 채널화 코드의 함수로서 변한다.

일 실시형태에서, DPCCH 는 전용 파일럿 비트, 업링크 송신 전력 제어 (TPC) 비트 및 전송 포맷 결합률 (TFIC) 비트를 포함한다. 전용 파일럿 비트는 다운링크 SNR 을 계산하는데 사용된다. DLPC(DL 전력 제어) 의 내부 루프에 있어서, SNR 은 외부 루프에 의해 설정된 타겟 SNR 에 비교된다. 계산된 SNR 이 타겟 SNR 보다 작은 경우, UE 는 Node-B 를 시그널링하여 송신 전력을 증가시킨다. 이들 비트-위치 상의 SCH 의 존재는 SNR 추정치를 열화한다. 따라서, 이들 위치에서 계산된 SNR 은 항상 낮고, UE 는 Node-B 를 시그널링하여 송신 전력을 증가시킨다.

이러한 문제를 경감시키기 위하여, UE 에서의 다음의 전력 제어 알고리즘이 제안된다.

·전용 파일럿 비트로부터 SNR 을 계산한다.

·추정된 SNR 과 타겟 SNR 사이의 차이를 계산한다.

·차이가 0 보다 큰 경우(추정된 SNR 이 타겟보다 큰 경우), Node-B 를 시그널링하여 송신 전력을 감소시킨다.

·차이가 0 보다 작고 임계값보다 작은 경우, Node-B 를 시그널링하여 송신 전력을 증가시킨다.

·차이가 0 보다 작지만 임계값보다 큰 경우, Node-B 를 시그널링하여 송신 전력을 감소시킨다.

다른 것들 사이에서, 임계값은 UE 기하학적 배열의 함수가 될 수 있다. 더 간단한 구현예에서, 임계값은 상수가 될 수 있다.

TPC 비트는 업링크 송신 전력을 설정하기 위해 사용된다. 비트의 부호를 추정하는데 있어서 어떠한 오류는 업링크에서의 성능 손실을 야기한다. 통상적인 TPC 비트 부호 추정 알고리즘은 간섭에 있어서의 결정적인 요소를 가정하지 않는다. SCH 가 TPC 비트의 위치에 존재하는 경우, TPC 비트의 부호를 결정하기 위한 임계값은 SCH, 채널화 (OVSF) 코드 및 다운링크 스크램블 코드의 함수가 될 필요가 있다. TFCI 비트는 한 슬롯씩 전송 포맷 결합을 계산하는데 사용된다. TFCI 비트는 코딩된다. TFCI 코딩은 TS 25.211, 25.212 및 25.213 에 상세하게 설명된다.

일단 UE 가 시스템 타이밍을 획득하면, 즉, SCH 값 및 시간 위치를 "알게 되면", UE 는 각각의 채널화 코드에 대해 시간의 함수로 β의 값을 알게 된다. β의 값이 증가함에 따라, 심볼 SNR 은 열화된다.

통상적으로 심볼은 레이크 수신기에 대한 다른 다중 경로 성분으로부터의 심볼과의 결합에 앞서 공통 파일럿 강도에 의해 스케일링된다. UE 는, 각각의 핑거로부터의 공통 파일럿 강도를 심볼에 적용된 시변 가중치로서 해석할 수 있다. UE 가 β의 값을 시간 및 채널화 코드의 함수로서 알기 때문에, SCH 로부터의 부가적인 간섭의 영향을 완화하는 다양한 방법이 존재한다. β의 값은 상이한 노드-B 와 상이한 다중경로 성분과, 동일한 심볼에 대해 상이하며, β의 값은 동일한 노드-B와 동일한 다중 경로 성분과, 상이한 심볼에 대해 상이하다.

간섭: L2 실시예

실제적으로, 서비스 제공자들은 높은 기하학적 배열에서 동작할 때 다운링크 상에 송신된 L2 ACK/NACK 메세지의 송신에 대한 신뢰성의 문제를 겪어 왔다. 이러한 시나리오에 대해, SCH 송신은 L2 (layer 2) 에서의 ACK/NACK 메세지의 빈번한 손실을 초래한다. ACK/NACK 가 송신을 확인하는데 이용되기 때문에, 손실은 소정의 통신을 방해하며 호출의 손실을 초래할 수도 있다. 따라서, L2 ACK 와의 간섭은 수용할 수 없는 문제이다.

L2 ACK 메세지의 손실을 초래하는 잠재적인 시나리오의 조사 및 시뮬레이션에 기초하여, 다수의 동시 조건으로부터 문제가 초래된 것으로 보인다. 상기 조건이 동시에 충족될 때, SCH 채널은 L2 ACK/NACK 메세지의 송신에 큰 영향을 받는다. 상기 영향은 이러한 메세지의 성공적이고 신뢰성 있는 송신을 방지하는 것으로 보이며, 다음 섹션에서 L2 ACK/NACK 를 잃는 영향을 설명한다. 채널간 간섭은 다른 메세지 또는 W-CDMA 절차에 영향을 미칠 수도 있다.

소정의 상황 세트에 있어서, 메세지는 SCH 간섭에 대해 특히 민감할 수도 있다. 이는 시뮬레이션 결과에서 검증된다. SCH 간섭, 또는 기타 채널간 간섭의 영향을 완화시키는 수개의 기술 및 구성이 존재한다.

UMTS 에서, L2 엔티티 (RLC; Radio Link Control) 는,

통상적으로 심볼은 레이크 수신기에 대한 다른 다중 경로로부터의 심볼과의 컴비네이션에 앞서 공통 파일럿 세기에 의해 스케일링된다. UE 는, 각각의 핑거에 대한 공통 파일럿 세기를 심볼에 적용된 시간-변화 가중치로서 번역한다. UE 가 β의 값을 시간 및 채널화 코드의 함수로서 알기 때문에 , SCH 로부터의 부가적인 간섭의 영향을 완화하는 여러 가지 방법이 존재한다. β의 값은 상이한 노드-B 의 상이한 다중경로 성분으로부터의 동일한 심볼과 상이하며, β의 값은 동일한 노드-B의 동일한 다중 경로 성분으로부터의 상이한 심볼과 상이하다.

·RLC 미확인 (Unacknowledged) 모드, 스트리밍 서비스 및 일부의 시그널링 메세지를 위한 것.

·RLC 확인 (Acknowledged) 모드, 패킷 서비스 및 대부분의 시그널링 메세지를 위한 것.

의 3 가지 다른 방법으로 구성될 수도 있다.

L2 ACK/NACK 메세지가 L2 의 확인 모드에 대해 사용되므로, 채널간 간섭은 이 모드에 영향을 준다. SCH 송신은 L2 에서의 ACK/NACK 메세지의 송신에 간섭을 도입한다. 이들 메세지의 손실은 부정확한 시스템 동작을 초래한다. 일 시나리오에서, L2 ACK/NACK 손실은 측정 보고 (MEASUREMENT REPORT) 메세지의 특정 구성으로 제한되며, 측정 보고 메세지 구성 (TS 25.331, 14.1.2.2 절에 설명된 이벤트 1B) 은 "1차 CPICH 가 보고 범위를 떠난다" 는 것, 즉 무선 링크가 활성 세트에서 제거되어야 함을 보고하는데 사용된다. 다음은 이 메세지가 손실될 수도 있는 가능한 경우들을 재구성한다.

1. 측정 보고 메세지가 업링크에서 송신되고, 네트워크에 의해 정확하게 수신되지 않는다. 모든 후속 다운링크 ACK/NACK 메세지가 손실되면, RLC 리셋 절차가 트리거된다. RLC 리셋의 결과로, UE 와 네트워크 모두에서 재-송신 버퍼의 내용이 삭제되고, 아직 성공적으로 전송되지 않은 모든 메세지의 손실을 초래한다.

2. 측정 보고 메세지가 최초로 업링크에서 보내지기를 대기하면서 RLC 송신 버퍼에 있고, 이전에 보내진 메세지에 대응하는 다운링크 ACK/NACK 메세지가 손실된다. 이는 RLC 리셋 절차를 트리거하고, 그 동안 UE 와 네트워크 모두에서 송신 버퍼의 내용이 삭제되어, 아직 송신되지 않은 모든 메세지의 손실을 초래한다.

이벤트 1B 에 대한 측정 보고가 손실되면, 네트워크는 더 이상 이벤트 1B 를 트리거하는 무선 링크를 활성 세트로부터 제거할 수 없다. 네트워크는 그 무선 링크를 통해 그 UE 와의 통신을 유지하여야 할 필요가 있다. 그 결과, 네트워크는 (아마도 업링크 수신의 손실에 의해) 동기를 상실할 때까지, 무선 링크 Tx 전력을 증가시킴으로써 응답한다. 이는 무선 링크가 송신되는 셀/섹터에서의 용량 감소를 야기할 것이다.

L2 ACK/NACK 의 손실은 상술한 구체적인 문제(들)보다 더욱 전반적인 영향을 갖는다. 예를 들어, RRC (Radio Resource Control) 프로토콜은 L2 메세지의 성공적인 전달에 크게 의존한다. 예를 들어, 많은 RRC 절차는 대응 RRC 메세지가 송신을 위해 하위 계층에 전달되는 때에, UE 에서 종료된 것으로 간주된다. 이들은,

의 3 가지 다른 방법으로 구성될 수 있다.

L2 ACK/NACK 메시지가 L2 의 확인 모드에 대해 사용되므로, 채널간 간섭은 이 모드에 영향을 준다. SCH 송신은 L2 에서의 ACK/NACK 메시지의 송신에 간섭을 도입한다. 이들 메시지의 손실은 부정확한 시스템 동작을 초래한다. 한 시나리오에서, L2 ACK/NACK 손실은 측정 보고 (MEASUREMENT REPORT) 메시지의 특정 구성으로 제한되며, 측정 보고 메시지 구성 (14.1.2.2 절, TS 25.331 에 설명된 이벤트 1B) 은 ＂제 1 CPICH 가 보고 범위를 떠난다＂ 는 것, 즉 라디오 링크가 활성 세트에서 제거되어야 함을 보고하는데 사용된다. 다음은 이 메시지가 손실될 수 있는 가능한 경우들을 재구성한다.

1. 측정 보고 메시지가 업링크에서 송신되고, 네트워크에 의해 정확하게 수신되지 않는다. 모든 후속 다운링크 ACK/NACK 메시지가 손실되면, RLC 리셋 절차가 촉발된다. RLC 리셋의 결과로, UE 및 네트워크 모두에서 재 송신 버퍼의 내용이 삭제되고, 아직 성공적으로 전송되지 않은 모든 메시지의 손실을 초래한다.

2. 측정 보고 메시지가 최초로 업링크에서 보내지기를 대기하면서 RLC 송신버퍼에 있고, 이전에 보내진 메시지에 대응하는 다운링크 ACK/NACK 메시지가 손실된다. 이는 RLC 리셋 절차를 촉발하고, 그 동안 UE 및 네트워크 모두에서 송신 버퍼의 내용이 삭제되어, 아직 송신되지 않은 모든 메시지의 손실을 초래한다.

무선 베어러 (bearer) 셋업 완료

L2 ACK/NACK 의 손실은 상술한 구체적인 문제보다 더욱 전반적인 영향을 갖는다. 예를 들어, RRC (Radio Resource Control) 프로토콜은 L2 메시지의 성공적인 전달에 크게 의존한다. 예를 들어, 많은 RRC 절차는 대응 RRC 메시지가 전송을 위해 하위 계층에 전달되는 때에, UE 에서 종료된 것으로 간주된다. 이들은,

RRC 접속 셋업 완료

RRC 상태

시그널링 접속 릴리스 표시

카운터 체크 응답

무선 베어러 셋업 완료

무선 베어러 재구성 완료

무선 베어러 릴리스 완료

전송 채널 재구성 완료

물리 채널 재구성 완료

무선 베어러 셋업 실패

무선 베어러 재구성 실패

무선 베어러 릴리스 실패

전송 포맷 조합 제어 실패

를 포함한다.

L2 ACK/NACK 이 신뢰성 있게 송신될 수 없다면, 메세지가 손실되어, UE 와 네트워크 상태 기계 (state machine) 사이의 동기 상실을 유발할 수 있다. 대부분의 RRC 메세지는 차등 메세지 (differential message) 이기 때문에, 즉 이들은 최신 상태의 스냅샷 (snapshot) 이 아닌, 이전 상태에 대해 변화한 것에 대한 정보만을 운반하기 때문에, 많은 경우에 동기의 상실은 복구될 수 없을 것이다. 예를 들어, 활성 세트 업데이트 (ACTIVE SET UPDATE) 메세지는, 활성 세트의 현재 상태를 포함하지 않고, 활성 세트로/로부터 무선 링크를 추가 또는 제거하는데 이용된다. 유사하게, 측정 제어 (MEASUREMENT CONTROL) 메세지는 이웃 리스트의 최신 상태가 아니라, 이웃 리스트에서의 변화만을 나타낸다.

RRC 에 의해 사용되는 L2 엔티티 (RB2, RB3 또는 RB4) 의 리셋이 있을 때마다, RRC 메세지는 손실될 수 있다. L2 엔티티의 리셋을 유발하는 조건이 일시적이지 않다면, L2 가 복구될 수 없는 에러를 발생할 때까지 다수의 L2 리셋 절차가 일어날 것이다. 그 후, L2 는 RRC 상태 기계에 통지할 것이며, UE 에 의해 네트워크로 메세지가 전송되어 접속의 릴리스를 요구할 것이다. 이것은, 더 높은 값이 구성될 수 있더라도, 일반적으로, RRC 에 의해 사용되는 L2 엔티티에 대한 허용가능한 리셋의 최대 횟수는 1 임을 가정한 것임을 주의하라. 이는, RRC 에 의해 사용되는 L2 엔티티의 단일 리셋이 복구할 수 없는 에러를 발생함을 의미한다.

L2 가 RRC 메세지에 대한 무손실 데이터 송신 계층으로 동작하도록 구성될 수 있음 (RLC 확인 모드) 을 가정한 것은 전체 RRC 아키텍쳐를 기초로 하는 필러 중 하나이다. 사실, RRC 프로토콜에 따르면, 네트워크는, 이동국에 의해 "RB2, RB3 또는 RB4 에서의 복구할 수 없는 에러" 가 시그널링될 때마다, "RRC 접속 릴리스 절차를 개시" 하여야 한다. 네트워크가 RRC 절차에서 최근 측정된 것에 따라 구현되면, 문제가 발생할 때마다 호출 또는 패킷 세션이 드롭되어야 할 것이다.

UMTS 에서 RLC 확인 모드는 패킷 서비스에 대한 사용자 데이터를 송신하는데도 사용되므로, L2 ACK/NACK 의 손실에 의해 RRC 프로토콜에 생기는 문제들은 사용자 데이터의 손실을 초래한다. L2 ACK/NACK 의 연속적인 손실은 사용된 L2 엔티티의 연속적인 리셋을 유발하며, 데이터의 연속적인 손실을 초래한다. 이는 상위 계층, 결국에는 사용자에 의해 연결성 (connectivity) 의 손실로서 감지될 것이며, 즉, 데이터 레이트는 0 kb/s 로 드롭될 것이다.

ACK/NACK 메세지의 손실에 의해 일부 L2 리셋만이 발생하더라도, 결과적으로 발생한 L2 에서의 데이터 손실은, 애플리케이션 또는 사용자에 의해 감지되는 바와 같이 실질적으로 데이터 레이트가 감소된 많은 L3 전송을 유발할 것이다. 특히, TCP/IP 에 의해 사용되는 흐름 제어 메커니즘 (슬로우 스타트) 은, 하위 계층에 의해 일부 데이터가 손실될 때마다 데이터 레이트를 심각하게 감소시킬 것이다. 이후, 서비스의 품질이 열화되고, 애플리케이션은 타임아웃의 만료로 인해 패킷 세션을 종료할 수도 있다.

W-CDMA 에서, AM (확인 모드; Acknowledged Mode) L2 (layer 2) 제어 PDU (Protocol Data Unit) 는 도 8a 에 도시된 바와 같은 구조를 갖는다. PDU (360) 는 수개의 필드를 포함한다. 1 비트 D/C 필드는 PDU 가 제어 (값 "0") 또는 데이터 정보 (값 "1") 어느 것을 운반하는지 나타낸다. D/C 필드가 "0" 으로 설정되면, 다음 필드는 3-비트 "PDU 타입" 필드이다. 이 필드는 이 PDU 에 의해 어떤 종류의 제어 정보가 운반되는지 나타낸다. 릴리스 99 에 대해, 이 필드는 000, 001 및 010 의 3 개의 가능한 값을 가질 수 있으며, 각각 PDU 가 STATUS PDU, RESET PDU 또는 RESET ACK PDU 임을 나타낸다. RESET 및 RESET ACK PDU 는 매우 극단적인 상황에서만 필요할 것으로 기대되나, STATUS PDU 는 기본 RLC 프로토콜이 기능하는데 본질적이다. STATUS PDU 의 기본구조는 도 8b 에 도시된다. 이 도면에서, 각각의 SUFI (Super-Field) 는 RLC 프로토콜 상태 정보를 운반한다.

AM (Acknowledged Mode) RLC 프로토콜은 명백한 확인 응답을 갖는 선택 반복 (Selective Repeat) 방식에서 설계된다. 이러한 방식에서, 수신 및 송신 윈도우의 동기를 유지하고 정지 (stalling) 를 피하기 위해서는, 확인 응답 (긍정 및 부정) 의 신뢰할 만한 송신이 중추적이다. 이들 확인 응답은 STATUS PDU 의 일부로서 SUFI 의 형태로 보내진다. 가장 단순한 형태에서, 확인 응답 메세지는, 일정 시퀀스 번호까지의 송신기 윈도우 내 모든 PDU의 긍정 확인 응답을 나타낼 것이다. 이 메세지를 구성하는 SUFI 는 3 개의 필드로 이루어진다:

1. 상태 수퍼 필드 (SUFI) 의 타입을 나타내는 4 비트 필드로서, 일정 시퀀스 번호까지의 모든 PDU 가 확인응답된 경우에 0010 의 값을 갖는다.

2. 그 시퀀스 번호까지의 모든 PDU 가 긍정 확인 응답된 시퀀스 번호를 나타내는 12 비트 필드 (370). 항상 카운터의 값을 나타내기는 하지만, 이는 상이한 값들을 가질 수도 있으며, RRC 접속이 확립된 때에 값 0 으로부터 시작한다.

3. 패딩 필드 (372) 가 PDU (360) 의 나머지를 채운다. 패딩 값은 표준에 의해 특정되지 않으며, STAUS PDU 의 수신기에 의해 버려질 것이다. 그러나, 일반적인 가정은, 대부분의 L2 구현예에 의해서는 패딩은 디폴트로 모두 0 으로 설정해진다는 것이다.

통상의 PDU 사이즈는 150 비트 정도이다. 그러므로, 상술한 것과 같은 메세지에서, 평균적으로 1 로 설정된 7 비트와 0 으로 설정된 143 비트 (그 중에서 최소한 130 비트는 연속일 것이다) 가 존재할 것이다. 또한, 암호화 (ciphering) 가 사용된다면, 이는 데이터를 스크램블 (scramble) 하며, 그에 따라 문제의 발생을 완화할 수 있다. 그러나, 암호화는 STATUS PDU 에는 적용될 수 없다.

W-CDMA 에서, AM (확인 모드; Acknowledged Mode) L2 (계층 2) 제어 PDU (Protocol Data Unit) 는 도 8a 에 도시된 바와 같은 구조를 갖는다. PDU (360) 는 몇가지 필드를 포함한다. 1 비트 D/C 필드는 PDU 가 제어 (값 ＂0＂) 또는 데이터 정보 (값 ＂1＂) 어느 것을 운반하는지 나타낸다. D/C 필드가 ＂0＂ 으로 설정되면, 다음 필드는 3-비트 ＂PDU 타입＂ 필드이다. 이 필드는 이 PDU 에 의해 어떤 종류의 제어 정보가 운반되는지 나타낸다. 해제 99 에 대해, 이 필드는 000, 001 및 010 의 3 개의 가능한 값을 가질 수 있으며, 각각 PDU 가 STATS PDU, RESET PDU 또는 RESET ACK PDU 임을 나타낸다. RESET 및 RESET ACK PDU 는 매우 극단적인 상황에서만 필요할 것으로 기대되나, STATUS PDU는 기본 RLC 프로토콜이 기능하는데 필수적이다. STATUS PDU 의 기본구조는 도 8b 에 도시된다. 이 도면에서, 각각의 SUFI (Super-FIeld) 는 RLC 프로토콜 상태 정보를 운반한다.

AM (Acknowledged Mode) RLC 프로토콜은 명백한 확인 응답을 갖는 선택 반복 (Selective Repeat) 스킴에서 설계된다. 이러한 스킴에서, 수신 및 송신 윈도우의 동기를 유지하고 정지 (stalling) 를 피하기 위해서는, 확인 응답 (긍정 또는 부정) 의 신뢰할 만한 전송이 중추적이다. 이들 확인 응답은 STATUS PDU 의 일부로서 SUFI 의 형태로 보내진다. 가장 단순한 형태에서, 확인 응답 메시지는, 일정 시퀀스 넘어까지의 송신기 윈도우 내 모든 긍정 확인 응답을 나타낼 것이다. 이 메시지를 구성하는 SUFI 는 3 개의 필드로 이루어진다:

(1) 및 (2) 를 달성하기 위한 일단의 해결책이 아래에 제공된다. 특히 패딩에 의해 도입되는 긴 0 시퀀스에 의해, L2 ACK 신뢰성 문제가 심해진다. STATUS PDU 는 다운링크 상에서 송신되는 데이터 PDU 에 피기 백 (piggy-backed) 될 수 있다. 이는 페이로드 내 추가적인 (랜덤한) 비트의 도입을 유발하여, 전부 0 인 긴 시퀀스를 보게될 가능성을 감소시키며, 그에 따라 물리 계층상에서의 특정 비트 시퀀스의 반복을 피할 것이다. 이 방법의 주요한 문제점은 STATUS PDU 와 함께 송신하는 다운링크 데이터가 항상 존재하는 것은 아니라는 것이다.

RLC 레벨에서의 명시적 스크램블링 (explicit scrambling) 은 네트워크와 이동 장치 모두에 알려진 (접속 셋업 동안 잠재적으로 협상 (negotiate) 될 수 있는) 특정 스크램블링 시퀀스로만 수행될 수 있다. 이 방법이 상대적으로 구현이 쉽다는 사실에도 불구하고, 이 방법은 하나의 비트 시퀀스를 다른 비트 시퀀스로 대체할 뿐이므로 권장되지는 않는다. MAC 에서의 스크램블링의 경우에, 스크램블링은 시간-특정 (예를 들어, CFN 기반) 일 수 있다. 이는 데이터-상관의 에러를 제거하여, 어떤 횟수의 재전송을 성공적으로 완료할 가능성이 임의의 데이터 시퀀스에 대하여 동일하도록 보장한다. ACK/NACK 메세지 및 데이터 PDU 모두에 대해, 이것이 장기적으로는 최선의 방법이며, 상기 (1) 및 (2) 를 모두 달성한다.

패딩 값은 프로토콜에 의해 무시되므로, 메세지 내 패딩 필드는 피어 (peer) 엔티티에 의해 어떠한 특정 값으로 설정될 필요가 없다. 그러므로, 패딩 값은, 비트를 어떤 영이 아닌 값으로 설정하도록 강제될 수 있다 (네트워크 측에서는, 이것은 어떠한 표준의 변경도 요하지 않는다).

이 패딩이 발생될 방법에 있어서 다시 두가지 가능성이 존재한다. 하나는 특정 영이 아닌 옥텟 (octet) 의 반복을 사용하여 패딩하는 것이다. 두 번째는 패딩을 위해 유사 랜덤 비트를 생성하는 것이다. 적어도 ACK/NACK 메세지에 대해 후자의 방법이 상기 (1) 및 (2) 모두를 달성하게 하므로, 후자가 최선의 해결책이다. 그러나, 특정한 상위 계층 데이터 시퀀스에 대해서는 문제가 여전히 남아있다.

스크램블링 (Scrambling)

채널간 간섭의 효과는 송신되고 있는 비트 시퀀스에 의존한다. 어떤 시퀀스는 다른 것 보다 영향을 주기 어렵다. W-CDMA 가 특정된 방식은, 동일한 데이터 세트의 송신 및 재 송신 동안 동일한 비트 시퀀스가 물리 계층상에서 전송되며, 암호화가 구성된 경우에도 그렇다. 이 문제의 영향을 최소화하기 위해, 시스템은 일반적으로 (1) 어떤 비트 시퀀스를 다른 시퀀스 (예를 들어 전부 0 의 시퀀스) 보다 더 자주 전송하는 것을 피하고, (2) 동일한 비트 세트의 재 전송 동안에는 물리 계층상에서 전송되는 패턴을 변화시키는 것이 바람직하다.

W-CDMA 는 신속한 다운링크 전력 제어를 지원한다. 원칙적으로, DCCH 가 특정한 간섭에 의해 영향을 받으면, 타겟 DCCH 블록 에러 레이트가 충족되도록 전력 제어 매커니즘이 환경에 적응하고 전력 제어 루프 파라미터를 조정할 수 있어야 한다. 그러나, 이는 전력 제어 루프가 실제 DCCH 성능을 고려하는 방식으로 구성되었음을 가정한다.

W-CDMA 규격에 따르면, (다수의 전송 채널이 서로 다중화된 때에도) 시스템은 단일 전송 채널의 성능만을 모니터하는 방식으로 전력 제어 절차를 셋업할 수도 있다. 다른 전송 채널의 성능은 매칭/다중화 절차에서의 그들의 상대적인 가중을 통해 제어된다. 3GPP TS 34.108 에서, 모든 기준 구성은 명시적으로 DCCH 를 전력 제어할 가능성을 가지거나 가지지 않고 구성될 수 있다.

전력 제어 절차가 데이터 채널의 성능에 의해서만 유도되는 때에, DCCH 의 임의의 이상 동작도 전력 제어 루프 절차에 의해 정정되지 않을 것이다. 특히, DCCH 가 가이드 채널 (예를 들어, DTCH) 에 영향을 주지 않는 (또는 매우 작은 범위에서 영향을 주는) 어떤 간섭을 경험하면, 전력 제어 외부 루프는 내부 루프 세트 포인트를 증가시키지 않을 것이며, 문제는 존속할 것이다. 한 상황에서, 시스템은 DCCH 상에서 명시적인 전력 제어 외부 루프를 실행하지 않는다. 이는 가장 심각한 상황이며, DCCH 성능의 지속적인 열화를 초래할 것이다.

전력 제어 절차가 DCCH 에러 레이트를 고려하는 때에, 시스템은 그 조건에 적응하고 신뢰할 수 있게 무선으로 시그널링 메세지를 운반할 수 있어야 한다. 그러나, SCH 간섭을 극복하는 데 필요한 전력은 현실적이지 못하게 되거나, 전력 요건이 노드-B 에서 특정 RL 에 대해 허용되는 전력 상한보다 큰 것일 수 있다. 이 구성은 여기서 설명한 특정 문제를 해결하기 위한 관련 발명으로 간주하여야 한다.

동시에 발생한 경우 잠재적으로 링크 성능 및 안정성에 현저한 영항을 유발할 수 있는 수개의 조건들이 존재한다; 주요한 문제의 근원은 비-직교 SCH 채널과 관련된 간섭이다. SCH 간섭은 언제나 존재하지만, 몇 가지 인자가 채널간 간섭을 악화시킨다. 먼저, 높은 기하학적 배열은 채널간 간섭의 영향에 영향을 준다. 상술한 바와 같이, UE 가 노드-B 에 근접한 때에 간섭은 고립되고, 그에 따라 정보의 손실을 초래한다. 두 번째로, 외부 루프 제어 메커니즘이 SCH 에 의해 영향을 받지 않는 전송 채널에 기초한 때이다. 이 경우, 전력 제어는 SCH 의 영향을 극복하도록 조정되지 않는다. 세 번째로, 다중 경로, 송신-다이버시티를 포함하는 다이버시티가 영향을 증대시킨다. 추가적으로, STTD 를 제외하고는 100% 상관되기 때문에, SCH 간섭에 다이버시티 이득이 없는 때이다. 전력 제어 외부 루프가 다이버시티에 의해 이득을 보는 채널에 기초한 경우, 이는 유일한 열화 인자이다. 네 번째로, 저 (low) 레이트 전송 채널이 고 (higher) 레이트 전송 채널과 다중화된 때이다. 다섯 번 째로, 동일한 극성의 긴 비트 시퀀스를 갖는 메세지는 채널간 간섭에 대한 민감성을 초래한다.

L2 ACK 경우는 모든 악화 인자를 포함한다. L2 ACK 메세지는, 고 레이트 패킷 구성 내의 DCCH 로 매핑된, 긴 0 시퀀스이다. SCH 는 DCCH 비트를 커버한다. 높은 기하학적 배열에서 전력 제어 세트 포인트는 DCH 품질에 의해 유도된다.

W-CDMA 는 빠른 다운링크 전력 제어를 지원한다. 원칙적으로, DCCG 가 특정한 간섭에 의해 영향을 받으면, 전력 제어 매커니즘이 환경에 적응하고 전력 제어 루프 파라미터를 목적 DCCH 블록 에러 레이트에 맞도록 조절할 수 있어야 한다. 그러나, 이는 전력 제어 루프가 실제 DCCH 성능을 고려하는 방식으로 구성되었음을 가정한다.

채널간 간섭은 W-CDMA의 AMR (Adaptive Multi-Rate) 음성 서비스에 대해 문제를 발생시킬 수 있으며, 그에 따라 DCCH 또는 무선 신호 베어러 상에서 수용할 수 없을 정도로 높은 에러 레이트를 초래한다. AMR 음성 서비스는 예시로서 제공된 것임을 주의하라; 그러나, 채널간 간섭은 임의의 다양한 다른 서비스에도 영향을 가질 수도 있다. 높은 에러 레이트는, 핸드오버 절차에 관련된 시그널링 등의 시그널링에 지연을 초래한다. 어떤 상황에서, 이는 드롭된 호출의 수를 현저히 증가시킬 수 있다. AMR DTCH 의 SNR 요건은 사용되는 전송 포맷에 의존한다. 침묵 프레임은 풀 레이트 프레임에 비해 훨씬 적은 기지국 DPCH 송신 전력을 요한다. 그러므로, 다운링크 상에서의 긴 침묵 기간은 기지국 DPCH 송신 전력이 현저히 감소하게 할 것이다. 감소된 송신 전력은 DCCH 시그널링 채널 상에서 신뢰할 만하게 통신하기에는 불충분하다. DCCH 채널이 모든 전송 포맷에서 CRC 를 운반하는 것은 아니므로, 전력 제어될 수 없다. 송신기가 시그널링 채널 상에서의 에러 레이트가 수용할 수 없을 만큼 높다는 것을 알 방법은 없다. 그러므로, 송신기는 정확한 동작을 취하는 것을 알지 못한다.

부분적인 해결책은 데이터 블록 (0 ×148 포맷) 을 송신하지 않는 대신, DCCH 상에서 0 비트를 갖는 적어도 하나의 전송 블록 (1 ×0 포맷) 을 항상 송신하는 것이다. 1 ×0 포맷은 DCCH 가 전력 제어될 수 있게 하는 CRC 비트 (송신 또는 DTX 를 가져오지 않는 0 ×148 과는 반대) 를 포함한다. DCCH 상에서의 CRC 에러는 기지국이 송신 전력을 증가하도록 강제하고, 이후의 재송신은 성공할 가능성이 더 높다.

긴 침묵 기간 이후의 시그널링 메세지가 재전송에 의해 지연될 가능성이 높으므로, 이는 부분적인 해결책임을 주의하라. 이는 미응답확인 모드를 사용하는 메세지에 대한 문제는 해결하지 않는다. 이 문제에 대한 더 좋은 해결책은 DPCH 상의 각각의 전송 포맷 조합에 대하여 상이한 DPDCH/DPCCH 오프셋을 사용하는 것이다.

W-CDMA 시스템에서, 음성 서비스에는 AMR (Adaptive Multi-Rate) 음성 서비스가 제공된다. AMR 소스 코더는 20 ms 마다 (즉, TTI=20ms) 풀 레이트 프레임, SID 프레임, 또는 널 (NULL) 프레임 (데이터 없음) 중 하나를 발생한다. SID 프레임은 통상 어떠한 침묵 기간 동안에도 160 ms 마다 한번씩 전송된다.

AMR 코덱에 대해 많은 모드가 존재하나, 가장 널리 사용되는 모드는 비균일 에러 방지 (UEP; Unequal Erorr Protection) 를 갖는 12.20 kbps 이다. TTI 당 244 비트 각각은 81 개의 클래스 A 비트, 103 개의 클래스 B 비트, 및 60 개의 클래스 C 비트로 나누어진다. 동작점은 풀 레이트 클래스 A 비트에 대한 최대 10^(-4) BER 또는 8.1 ×10^(-3) BLER 을 가지는 것이다.

AMR 채널과 함께, 무선 신호 베어러 메세지에 대한 DCCH 는 동일한 CCTrCH 상에서 다중화된다. 레이트 매칭 (rate matching) 의 정확한 레벨은 표준에서 정의되지 않는다. 그러나, 일부 발간된 정보에 기초하면, 산업상 용인된 가이드라인은, AMR/DCCH 전송 채널 상의 통상적인 코딩을 나타내는 도 11 의 표에 표시된 바와 같은 레이트 매칭 속성을 사용하는 것이다.

상이한 전파 조건에 대한 클로즈 루프 전력 제어의 시뮬레이션에 기초하면, 풀 레이트 클래스 A 비트가 0.7 % BLER 에서 동작하는 때에, DCCH BLER 은 2% 내지 8% 이다. 이는 적당한 것으로 보인다. SID 및 널 프레임에 대해 동일한 RM 속성이 유지되는 때에 문제가 나타난다. SID 및 널 프레임은 풀 레이트 프레임에 대한 81 비트 보다 훨씬 적은 비트를 포함하기 때문에, SNR 요건은 그러한 클래스 A 프레임에 대해서 훨씬 낮다. 도 12 의 표는 클래스 A 및 DCCH 채널의 다양한 전송 포맷에 대해 요구되는 SNR들의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.

DCCH 상에 CRC 가 없는 0 ×148 비트 전송 포맷이 존재하기 때문에, 외부 루프 전력 제어는 DCCH 를 넘을 수 없다. 그러므로 침묵 기간 동안, 외부 루프가 대부분 널 프레임으로 이루어진 클래스 A 프레임만을 제거하는 때에, DCCH 상의 1 ×148 프레임은 1% 의 BLER 에 대해 요구되는 것보다 낮은 약 3.3 - 0.5 = 2.8 dB 로 수신될 것이다. 실험실에서, 시뮬레이션은 이와 같이 낮은 SNR 에서 DCCH 에 대한 실제 BLER 은 60 % 까지일 수 있음이 관찰되었다.

또한, 데이터 채널에 대한 SCH 용으로 잘못 선택된 오프셋은 DCCH SNR 요건을 더 일으키는 "충돌" 을 야기함으로써 문제를 악화시킬 가능성이 있다.

여기서, 기본적인 문제는 클래스 A 널 프레임 대 DCCH 시그널링 프레임에 대한 고유의 상이한 SNR 요건이다. 그러한 SNR 요건은 전송 블록 길이, 코딩 및 전파 조건 (propagation conditions) 의 함수이다. UE 가 이들 파라미터에 대하여 어떠한 제어도 하지 않기 때문에, 양호한 해법은 기지국측으로부터 야기되어야 한다. (하나의 방법은, UE 가 가장 약한 채널에 대해 요구되는 전력 (예를 들어, DCCH 1×148) 을 항상 요청하는 것이다. 그 후, 클래스 A 프레임은, 항상, 1% BLER 보다 훨씬 더 양호하게 수신된다. 그러나, 이것은 전력 제어의 전체 목적을 무효로 하며, 허용가능한 해법이라고 여기지 않는다).

클래스 A 널 프레임과 DCCH 1×148 프레임에 대한 SNR 요건을 같게 하기 위하여 레이트-매칭 속성을 조정할 수 있다. 이 경우, 시스템은 상대적인 보호 레벨을 유지하기 위하여 클래스 A, B, 및 C 에 대한 펑처링을 증대시키면서 DCCH 에 대한 반복을 증대시키길 원한다.

이러한 접근방법은, DCCH 1×148 프레임을 위한 펑처링으로 인하여 클래스 A, B, 및 C 에 대한 SNR 요건이 모두 증가하기 때문에, 본질적으로, 송신 전력을 희생시킨다. 이것은, DCCH 의 듀티 사이클이 클래스 A, B, 및 C 에 비하여 상대적으로 낮아서 대부분의 시간에 전력을 낭비하기 쉽기 때문에, 우수한 트레이드-오프로 보이지 않는다.

다른 방법은, 0×148 포맷 대신에 DCCH 에 대한 1×0 전송 포맷을 이용함으로써, UE 로 하여금 DCCH 에 대한 외부 루프 전력 제어를 실행하게 하는 것이다. DCCH 외부 루프의 경우, 일단 UE 가 DCCH 상의 블록 에러를 검출하면, UE 는 더 많은 전력을 요청하고, 결국, 충분한 전력이 1×148 에 대하여 송신된다.

0×148 대신에 1×0 를 송신하는 것은 DCCH 에 대한 어떠한 송신 전력 오버헤드가 항상 존재한다는 것을 의미한다. 또한, 이 방식에서, DCCH 상의 일련의 1×148 프레임에서의 제 1 프레임은, 외부 루프 타겟이 "캐치-업 (catch up)" 할 시간을 갖기 전에, 후속 프레임 보다 훨씬 더 높은 에러 레이트를 항상 경험할 수도 있다. 만약 DCCH 에 대하여 어떠한 응답확인 (ACK)/재송신 방식이 존재하면, 이것은 허용가능할 수도 있다.

여기서는, 더 요구하는 것 보다 더 많은 전력을 송신하지 않고 동작할 수 있는 방식이 제공되고, 이는 외부 루프 "캐치-업" 지연을 필요로 하지 않는다. 이것은, 순시 송신 TFC (transport format combination) 에 기초하여 기지국이 가변 DPDCH-DPCCH 전력 오프셋을 적용하는 사상에 기초한다.

표 2 에서와 같이, 기지국에 모든 전송 포맷에 대한 SNR 요건 표를 제공한다고 가정하자. 도 13 에 도시된 바와 같이, 모든 가능한 TFC 에 대하여, 기지국은 모든 개별 SNR 요건의 최대값으로서 전체 SNR 요건을 계산할 수 있다. 그 후, 각각의 프레임에서, 기지국은, UE 의 전력 제어 코맨드를 대기하지 않고, 막 송신된 TFC 에 의존하여 송신 전력을 자동으로 조정할 수 있다.

개념적으로, 이것은 송신 전력을 하나의 성분 ((전송 포맷, 코딩 등에 기초하여) 기지국이 TFC 표를 통해 조정하는 성분) 과 다른 성분 ((순시 채널 조건에 기초하여) UE 가 내부-루프 전력 제어를 조정하는 성분) 으로 분할한다.

예를 들어, 침묵 기간이 존재하고 기지국이 널 프레임 (클래스 A 에 대한 1×0) 을 송신하고 시그널링 (DCCH 에 대한 0×148) 이 없다고 가정하자. 이것은 표 3 에 따른 0.5 dB SNR 에 대응한다. 더 늦은 시점에서, 표 3 에 따른 3.3 dB 의 대응 요건에 대해, 시그널링 메세지 1×148 는 널 프레임과 함께 다중화된다. 기지국은 시그널링 메세지가 아닌 경우에 이용된 것 보다 추가적으로 2.8 dB 더 많은 전력을 자동으로 인가하여 상이한 SNR 요건을 보상한다.

이 방식에서, 만약 UE 가 어떠한 대응 전력 제어 코맨드를 전송하지 않고 수신 전력이 갑자기 변하였음을 UE 의 내부 루프가 검출하면, UE 는 채널 조건이 변하였다고 가정하고, 기지국이 제공하는 전력 조정을 반대로 하기 위해 노력할 수도 있다. 이것은, 프레임의 TFC 를 알기 위하여 프레임을 수신한 후까지 UE 가 대기하고, 이에 따라, 수신 전력의 변경이 채널 조건의 변경이 아닌 신규한 전송 포맷에 기인하였음을 알기 때문이다.

0×148 대신에 1×0 를 송신하는 것은 DCCH 에 대한 어떠한 송신 전력 오버헤드가 항상 존재한다는 것을 의미한다. 또한, 이 방식에서, DCCH 에 대한 일련의 1×148 프레임에서의 제 1 프레임은, 외부 루프 타깃이 ＂캐치-업 (catch up)＂할 시간을 갖기 전에, 후속 프레임 보다 훨씬 더 높은 에러 레이트를 항상 경험할 수도 있다. 만약 DCCH 에 대하여 어떠한 긍정응답 (ACK)/재송신 방식이 존재하면, 이것은 허용가능할 수도 있다.

노드-B 에서는, TF 조합을 전력 오프셋값에 매핑하기 위하여 표가 저장된다. 그러한 표의 일 예가 도 14 에 도시되어 있다. 도 15 는 TF 조합을 전력 오프셋값에 매핑한 표를 이용하여, 전력 제어용 프로세스를 도시한 것이다. 단계 602 에서, 프로세스 600 은 UE 로부터의 전력 제어 피드백을 수신함으로써 시작된다. 전력 제어 피드백은 업/다운 코맨드의 형태일 수도 있다. 일 실시형태에서, 그 코맨드는 측정된 신호대 간섭비 (SIR) 와 타겟 SIR 의 비교에 기초한다. 단계 604 에서, 노드-B 는 UE 로부터의 전력 제어 피드백에 기초하여 DPCCH 의 송신 전력을 조정한다. 그 후, 단계 606 에서, DPCCH 의 전력에 전력 오프셋을 적용함으로써 DPDCH 의 송신 전력을 계산한다. 단계 608 에서, 그 채널이 송신된다.

이러한 접근방법은, 각각의 전송 포맷에 대한 상이한 BLER 타겟을 지원하기 위하여 용이하게 생성될 수 있다. 기지국은 전송-포맷 의존 전력 오프셋의 표를 유도하는데, 간단히, 각각 별도의 BLER 타겟을 고려한다.

이러한 접근방법을 구현하기 위한 가장 중요한 요건은, DPDCH-DPCCH 전력비를 TFC 에 기초하여 설정하기 위한 기지국의 능력이다. 또한, 표 2 에 개시되어 있는 정확한 SNR 요건은 구현예 또는 전파 조건에 따라 변할 수도 있다. 송신 전력의 관점에서, 그 요건이 더 정확할 수록 시스템이 더 효율적이다. 모든 SNR 요건이 0 dB 로 동일하게 설정되는 경우, 이 방식은 송신 전력 오프셋이 없는 원래의 방식으로 간단히 환원된다.

예를 들어, 침목 주기가 존재하고 기지국이 널 (NULL) 프레임 (클래스 A 에 대한 1×0) 을 송신하고 시그널링 (DCCH 에 대한 0×148) 이 없다고 가정하자.

이것은 테이블 3 에 따른 0.5 dB SNR 에 대응한다. 더 늦은 시점에서, 테이블 3 에 따른 3.3 dB 의 대응 요건에 대해, 시그널링 메시지 1×148 는 널 프레임과 함께 멀티플렉싱된다. 기지국은 시그널링 메시지가 아닌 경우에 이용된 것 보다 추가적으로 2.8 dB 더 많은 전력을 자동으로 인가하여 상이한 SNR 요건을 보상한다.

이 방식에서, 만약 UE 가 어떠한 대응 전력 제어 코맨드를 송신하지 않고 송신 전력이 갑자기 변하였음을 UE 의 내부 루프가 검출하면, UE 는 채널 조건이 변하였다고 가정하고, 기지국이 제공하는 전력 조정을 무효로 하기 위해 노력할 수도있다. 이것은, 프레임의 TFC 를 알기 위하여 프레임을 수신한 후까지 UE 가 대기하고, 이에 따라, 수신 전력의 변경이 채널 조건의 변경이 아닌 신규한 전송 포맷에 기인하였음을 알기 때문이다.

이러한 문제를 해결하기 위하여, 일 실시형태에 의하면, 오직 DPDCH 송신 전력만이 TF 마다 조정되고, DPCCH 전력은 TF 에 걸쳐서 일정하게 유지된다. 즉, 기지국은 DPCCH 를 기준 전력 레벨로 송신하고, 전송 포맷에 의존하여 DPCCH 에 대한 DPDCH 전력 레벨을 조정한다. 한편, DPCCH 기준 전력 레벨은, 내부 루프 전력 제어에 의해 결정되는 통상의 업/다운 코맨드에 따라서 통상적으로 조정된다.

노드-B 에서는, TF 조합을 전력 오프셋값에 매핑하기 위하여 테이블이 제공된다. 그러한 테이블의 일 예가도 14에 도시되어 있다. 도 15 는 TF 조합을 전력 오프셋값에 매핑한 테이블을 이용하여, 전력 제어용 프로세스를 도시한 것이다. 단 계 602 에서, 프로세스 600 은 UE 로부터의 전력 제어 피드백을 수신함으로써 시작된다. 전력 제어 피드백은 업/다운 코맨드의 형태일 수도 있다. 일 실시형태에서, 그 코맨드는 측정된 신호대 간섭비 (SIR) 과 타깃 SIR 의 비교에 기초한다. 단계 604 에서, 노드-B 는 UE 로부터의 전력 제어 피드백에 기초하여 DPCCH 의 송신 전력을 조정한다. 그 후, 단계 606 에서, DPCCH 의 전력에 전력 오프셋을 적용함으로써 DPDCH 의 송신 전력을 계산한다. 단계 608 에서, 그 채널이 송신된다.

이러한 방법은, 각각의 전송 포맷에 대한 상이한 BLER 타깃을 지원하기 위하여 용이하게 생성될 수 있다. 기지국은 전송-포맷 의존 전력 오프셋의 테이블을 유도하는데, 간단히, 각각 별도의 BLER 타깃을 고려한다.

이러한 방법을 구현하기 위한 가장 중요한 요건은, DPDCH-DPCCH 전력비를 TFC 에 기초하여 설정하기 위한 기지국의 능력이다. 또한, 테이블 2 에 제시되어 있는 정확한 SNR 요건은 구현 또는 전파 조건에 따라 변할 수도 있다. 송신 전력의 관점에서, 그 요건이 더 정확할 수록 시스템이 더 효율적이다. 모든 SNR 요건이 0 dB 로 동일하게 설정되는 경우, 이 방법은 송신 전력 오프셋이 없는 원래의 방식으로 간단히 환원된다.

당업자는 다양한 기술 및 기법을 이용하여 정보 및 신호를 표현할 수도 있음을 알 수 있다. 예를 들어, 상기의 설명 전반에 걸쳐 참조될 수도 있는 데이터, 명령, 코맨드 (commands), 정보, 신호, 비트, 심볼, 및 칩은 전압, 전류, 전자기파, 자계 또는 자성 입자, 광계 또는 광자, 또는 이들의 조합으로 나타낼 수도 있다.

또한, 당업자는 여기서 개시된 실시형태와 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들을 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현할 수도 있음을 알 수 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 이러한 대체 가능성을 분명히 설명하기 위하여, 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 모듈들, 회로들 및 단계들을 주로 그들의 기능의 관점에서 상술하였다. 그러한 기능이 하드웨어로 구현될지 소프트웨어로 구현될지는 전체 시스템에 부과된 특정한 애플리케이션 및 설계 제약조건들에 의존한다. 당업자는 설명된 기능을 각각의 특정한 애플리케이션에 대하여 다양한 방식으로 구현할 수 있지만, 그러한 구현의 결정이 본 발명의 범주를 벗어나도록 하는 것으로 해석하지는 않아야 한다.

여기서 개시된 실시형태들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 응용 주문형 집적회로 (ASIC), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA), 또는 기타 프로그래머블 논리 장치, 별도의 게이트 또는 트랜지스터 로직, 별도의 하드웨어 컴포넌트들, 또는 여기서 설명된 기능을 수행하도록 설계되는 이들의 조합으로 구현 또는 실행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 다른 방법으로, 그 프로세서는 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, 또는 상태 기계일 수도 있다. 또한, 프로세서는 계산 장치들의 조합, 예를 들어, DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 결합된 하나 이상의 마이크로프로세서들 또는 기타의 구성물로 구현될 수도 있다.

여기에 개시된 실시형태들과 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계들 은 프로세서에 의해 수행되는 하드웨어 및 소프트웨어 모듈, 또는 그 2 개의 조합으로 직접 구현될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 착탈형 디스크, CD-ROM, 또는 당업계에 알려진 기타 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수 있다. 예시적인 저장 매체는 그 저장 매체로부터 정보를 판독할 수 있고 저장 매체에 정보를 기입할 수 있는 프로세서에 커플링된다. 다른 방법으로는, 저장 매체는 프로세서와 일체형일 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 내에 상주할 수도 있다. ASIC 은 사용자 단말기에 상주할 수도 있다. 다른 방법으로는, 프로세서 및 저장 매체는 별도의 컴포넌트들로서 이동국, 기지국, 또는 기지국 제어기에 상주할 수도 있다.

개시된 실시형태들에 대한 상기의 설명은 당업자로 하여금 본 발명을 제조 또는 이용할 수 있도록 제공된다. 당업자는 이들 실시형태에 대한 다양한 변형들을 명백히 알 수 있으며, 여기서 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 사상 또는 범주에서 벗어나지 않는 범위내에서 다른 실시형태들에 적용할 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기서 설명된 실시형태들에 한하는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 가장 넓은 범위를 부여하려는 것이다.

Claims (16)

1. 송신용 메세지를 복수의 슬롯들을 갖는 프레임들로 포맷하는 단계로서, 각각의 상기 프레임이 제 1 개수의 슬롯들을 갖는, 상기 포맷 단계;

   상기 제 1 개수의 슬롯들의 배수가 아닌 제 2 개수의 부분들로 각각의 프레임을 분할하는 단계;

   상기 제 2 개수의 부분들을 이용하여, 상기 복수의 슬롯들을 각각의 프레임에 인터리빙하는 단계; 및

   인터리빙된 송신물을 송신하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 무선 통신 시스템은 광대역 코드 분할 다중 접속 (W-CDMA) 시스템인, 무선 통신 시스템에서의 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 인터리빙하는 단계는 블록 인터리빙하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 방법.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 2 개수의 부분들은 시간에 따라 변하는 동적인 개수인, 무선 통신 시스템에서의 방법.
5. 송신용 메세지를 복수의 슬롯들을 갖는 프레임들로 포맷하는 수단으로서, 각각의 상기 프레임은 제 1 개수의 슬롯들을 갖는, 상기 포맷 수단;

   상기 제 1 개수의 슬롯들의 배수가 아닌 제 2 개수의 부분들로 각각의 프레임을 분할하는 수단;

   상기 제 2 개수의 부분들을 이용하여, 상기 복수의 슬롯들을 각각의 프레임에 인터리빙하는 수단; 및

   인터리빙된 송신물을 송신하는 수단을 포함하는, 무선 통신 시스템 내의 장치.
6. 송신기; 및

   복수의 슬롯들을 가지며 제 1 개수의 슬롯들을 각각 갖는 프레임들로 송신용 메세지를 포맷하고, 상기 제 1 개수의 슬롯들의 배수가 아닌 제 2 개수의 부분들로 각각의 프레임을 분할하고, 상기 제 2 개수의 부분들을 이용하여 상기 복수의 슬롯들을 각각의 프레임에 인터리빙하며, 인터리빙된 송신물을 송신하도록 구성된 프로세서를 포함하는, 무선 통신 시스템 내의 장치.
7. 제 1 개수의 슬롯들을 갖는 송신 프레임을 상기 제 1 개수의 슬롯들의 배수가 아닌 제 2 개수의 부분들로 분할하는 수단; 및

   상기 제 2 개수의 부분들을 이용하여, 상기 제 1 개수의 슬롯들을 인터리빙하는 수단을 포함하는, 인터리버.
8. 삭제
9. 삭제
10. 삭제
11. 제 5 항에 있어서,

    상기 무선 통신 시스템은 광대역 코드 분할 다중 접속 (W-CDMA) 시스템인, 무선 통신 시스템 내의 장치.
12. 제 5 항에 있어서,

    상기 인터리빙하는 수단은 블록 인터리빙하는 수단을 포함하는, 무선 통신 시스템 내의 장치.
13. 제 5 항에 있어서,

    상기 제 2 개수의 부분들은 시간에 따라 변하는 동적인 개수인, 무선 통신 시스템 내의 장치.
14. 제 6 항에 있어서,

    상기 무선 통신 시스템은 광대역 코드 분할 다중 접속 (W-CDMA) 시스템인, 무선 통신 시스템 내의 장치.
15. 제 6 항에 있어서,

    상기 복수의 슬롯들을 각각의 프레임에 인터리빙하는 것은 상기 복수의 슬롯들을 각각의 프레임에 블록 인터리빙하는 것을 포함하는, 무선 통신 시스템 내의 장치.
16. 제 6 항에 있어서,

    상기 제 2 개수의 부분들은 시간에 따라 변하는 동적인 개수인, 무선 통신 시스템 내의 장치.

Images