SE513657C2 - Sätt och anordning att vid digital signalöverföring estimera överförda symboler hos en mottagare - Google Patents

Description

15 20 25 30 35 513 657 2 Synkroniseringssekvensen är känd för mottagaren och med hjälp av denna sekvens kan mottagaren göra en uppskattning av kanalens överföringsegenskaper, ett kanalestimat. Med hjälp av detta kanalestimat gör mottagaren en uppskattning av symbolerna hos datasekvensen, vilken innehåller den information man önskar överföra.

Det är :i vissa fall otillräckligt att göra ett kanalestimat endast en gång per tidlucka. Vid långa tidluckor hinner sändare och mottagare ändra sina inbördes lägen väsentligt under tidluckans gång. Detta medför att kanalens överföringsegenskaper kan ändras väsentligt under tidluckan, så att mottagarens uppskattning av de överförda symbolerna blir bristfällig och den överförda informationen blir alltför otydlig. En radiomottagare i vilken dessa störningar delvis undvikes finns beskrivna i en artikel i IEEE Transactions On Information Theory, januari 1973, sid 120-124, F.R. Magee Jr och J.G. Proakis: “Adaptive Maximum- Likelihood Sequence Estimation for Digital Signaling in the Presence of Intersymbol Interference". I artikeln beskrivs en kanalutjämnare omfattande en viterbianalysator med ett adaptivt filter som kanalestimeringskrets. Mottagna symboler jämföres succesivt med hypotetiska symboler och de av de hypotetiska symbolerna som närmast överensstämmer med de mottagna symbolerna utväljes succesivt till en estimerad symbolsekvens. Med hjälp av de utvalda, beslutade symbolerna inställes det adaptiva filtrets parametrar succesivt till den förändrade kanalen.

En beskrivning av viterbialgoritmen återfinnes i en artikel av G.

David Forney, Jr: "The Viterbi Algorithm“ i Proceedings of the IEEE, Vol. 61, No.3, March 1973. I artikeln beskrivs närmare viterbialgoritmens tillstånd och tillståndsövergångar och hur dessa tillståndsövergångar väljes för att den sannolikaste sekvensen av symboler skall erhållas.

Signalöverföringen mellan sändaren och mottagaren kan vara förbunden med vissa problem, trots att sekvensestimering och adaptiv kanalestimering utföres på ovannämnt sätt. En orsak till dessa brister är att systemets signalbandbredd överskrider 10 15 20 25 30 35 513 657 3 systemets symboltakt, så kallad excess bandwidth, så som är fallet i exempelvis det nordamerikanska mobiltelesystemet TIA IS- 54. En annan orsak till bristerna är att kanalens överföringsegenskaper kan ändra sig snabbt, exempelvis genom fädning. Två skilda typer av lösningar på problemet med symboltakten är kända när en MLSE-detektor (Maximum Likelihood Sequence Estimator) användes: högre takt än - Själva viterbialgoritmen arbetar på en symboltakten. s H in - Ett adaptivt, fraktionellt samplat förfilter användes före viterbianalysatorn.

Den första typen av lösning finns beskriven i en artikel av Yongbing Wan med flera vid NovAtel Communications Ltd: "A Estimation Maximum-Likelihood Sequence Fractionally-Spaced Receiver in a Multipath Fading Environment" Proceedings of IEEE, ICASSP 1992. Enligt denna artikel samplas en mottagen radiosignal två gånger per symbol och kanalestimeringen utföres genom ett adaptivt filter som utnyttjar denna dubbla Symbolestimeringen utföres i en viterbianalysator som också dubbla samplingshastigheten. Deltametrikvärden, det'vill säga avvikelser mellan den mottagna och de hypotetiska sekvenserna, beräknas för båda samplingstillfällena per symbol och de båda deltametrikvärdena summeras direkt för att bestämma en kñsta tillståndsövergång enligt viterbialgoritmen. Vid adaptionen av filtret med hjälp av de estimerade symbolerna införes en fiktiv fiktiva estimerade publicerad i samplingshastighet. utnyttjar den symbol .i varannan av samplingstidpunkterna. Dessa symboler alstras genom"fïñterpolation mellan de symbolerna i ett andra filter. Den föreslagna lösningen har vissa nackdelar. Samplingen av de mottagna symbolerna måste utföras vid en mycket väl fastställd tidpunkt och den adaptiva kanalestimeringen är komplicerad. Interpolationen i det andra filtret medför fördröjningar som försämrar symbolestimeringen.

Filter som utnyttjas vid" signalbehandlingen, exempelvis ett sändarfilter eller mottagarfilter, måste vara kända. Särskilt innehåller spolar och kondensatorer, mottagarfiltren, vilka 10 15 20 25 30 35 513 657 4 vållar härvid problem på grund av åldring, tillverkningsnoggrannhet och temperaturvariationer.

Ytterligare en lösning av den första typen anges i en uppsats av R. A. Iltisz "A Bayesian Maximum-Likelihood Sequence Estimation Algorithm for A-Priori Unknown Channel and Symbol Timing", Department of Electrical and Computer Engineering, University of California, Santa Barbara, August 21, 1990. Även i dennna uppsats anges att samplingen av en mottagen signal skall utföras två gånger per symbol. Symbolestimeringen utförs enligt en viterbialgoritm som beräknar två deltametrikvärden per symbol och dessa båda värden sammanväges vid metrikberäkningen.

Kanalestimeringen utföres i ett adaptivt filter med filterkoefficienter på en symboltids avstånd, men koefficienterna adapteras vid varje samplingstillfälle, alltså två gånger per symbol. Den angivna lösningen har en omfattande metrikberäkning och eftersom det kanalestimat som används har sina filtertappar på en hel symboltids avstånd löses inte problemet med symbolsynkronisering för komplicerade, snabbt varierande kanaler. Liksom den lösning som föreslagits av Yongbing Wan enligt ovan måste exempelvis ett mottagarfilter vara känt med god noggrannhet hos mottagaren. första enligt den typen av De ovannämnda metoderna, problemlösning, för att komma tillrätta med den låga symboltakten är relativt beräkningskrävande. En metod som hänför sig till den andra typen av lösning, har föreslagits i en artikel i IEEE Transactions on Communications, Vol.Com-22, No.5, May 1974, författad av G. Ungerboeck: "Adaptive Maximum-Likelihood Receiver for Carrier-Modulated Data-Transmission Systems". Enligt denna artikel samplas en mottagen radiosignal flera gånger per symboltid och denna samplade signal får passera ett förfilter.

Den förfiltrerade signalen nedsamplas till symboltakt och behandlas därefter i en viterbianalysator, som avger estimerade symboler. Med hjälp av ett kanalestimat uppskattas radiokanalens samplade impulssvar, i vilken inräknas både den verkliga kanalen mellan sändaren och mottagaren, sändar- och mottagarfilter och dessutom förfiltret. Både förfiltret och kanalestimeringsfiltret 10 15 20 25 30 35 513 657 5 adapteras var för sig till den föränderliga radiokanalen med hjälp av de estimerade erhålles från viterbianalysatorn. Denna analysator utnyttjar på känt sätt filterkoefficienterna i kanalestimeringsfiltret för att utföra symbolestimeringen. Metrikberäkningen i. viterbianalysatorn är icke-kvadratisk och är på detta sätt förenklad jämförd med den vanligen utnyttjade kvadratiska metrikberäkningen. Denna icke- kvadratiska metrikberäkning kan utnyttjas därför att den mottagna signalen filtrerats i förfiltret. Den förenklade metoden enligt restriktioner i symbolerna, som Ungerboecks artikel kräver vissa adaptionsalgoritmen, såsom visas i en artikel i Proceedings of the IEEE, Vol.73, No.9, September 1985, sidorna 1370-1372 av S.U.H. Qureshi: "Adaptive Equalization“. Restriktionerna fordras därför att kanalestimeringsfiltret och förfiltret adapteras var för sig med hjälp av de estimerade symbolerna. Detta kan medföra att alla koefficienterna i båda filtren konvergerar mot noll. För att motverka denna konvergens införes restriktionerna, som bestå ii att en av kanalestimeringsfiltret tilldelas ett fast restriktioner medför å andra sidan att den förenklade metoden är mindre väl lämpad att utnyttja för snabbt varierande kanaler, exempelvis snabbt fädande kanaler. Det uppstår problem att hinna exempelvis kan koefficienterna i värde. Dessa med adaptionen och man får i princip samma slag av följningsproblem som uppstår i en linjär eller en DFE-utjämnare (Decision Feed Back). Enkelt uttryckt innebär detta att man försöker följa kanalens inverterade impulssvar snarare än själva impulssvaret för kanalen, pch det är väl känt att kanalen i allmänhet har mycket långsammare förändringstakt än dess invers.

Det andra av de ovannämnda problemen, fädningsproblemet, har lösts tidigare exempelvis så som beskrives i den svenska patentansökningen SE 9102612-0. En komplexvärd signal överföres mellan sändare och mottagare och dess signalstyrka varierar mycket snabbt och har plötsliga fädningsdippar. Enligt ansökningen uppmärksammas att signalens reella och imaginära komponent var för sig varierar relativt regelbundet och att tidsderivatorna för dessa komponenter ofta är nästan lineära.

Detta så att både impulssvar och utnyttjas radiokanalens 10 15 20 25 30 513 657 6 derivata estimeras. Med impulssvarets hjälp av detta derivataestimat estimeras impulssvaret efter en fädningsdip, under vilken radiosignalen varit praktiskt taget utsläckt. En likartad metod beskrives i en avhandling av Lars Lindblom: "Adaptive Equalization for Fading Mobile Radio Channels", System and control group, Department of technology, Uppsala university 1992. nnnocönzrsx rön Uvvrïuunzezu Föreliggande uppfinning hänför sig till ett förfarande och en anordning för symbolestimering vid digital signalöverföring över en kanal. Enligt en aspekt på uppfinningen löses de problem som uppstår då det digitala överföringssystemet har en signalband- bredd som överskrider systemets symboltakt, i engelskspråkiga beskrivningar vanligen benämnt "excess bandwidth". Enligt en annan aspekt på uppfinningen löses de problem som uppstår i de fall kanalen varierar snabbt, exempelvis vid en snabbt fädande radiokanal.

Förfarandet utföres med hjälp av en viterbianalysator, vilken utnyttjar den icke-kvadratiska metrikberäkningen enligt den ovannämnda artikeln av G. Ungerboeck. En mottagen signal samplas flera gånger per symboltid och denna observerade, samplade signal får passera ett fraktionellt samplat förfilter. Den förfiltrerade signalen nedsamplas till symboltakt och anslutes till viterbianalysatorn. Denna utför symbolestimeringen i symboltakt och avger estimerade symboler. Ett impulssvar för systemet, inklusive överföringskanal samt sändar- och mottagarfilter men exklusive förfiltret, uppskattas explicit såsom ett kanalestimat i ett härför avsett kanalestimeringsfilter. Genom detta filter genereras uppskattade värden på den mottagna signalen med hjälp av de estimerade symbolerna från viterbianalysatorn. Felsignaler bildas som en differens mellan de uppskattade signalerna och de observerade, samplade signalerna. Förfiltret genereras huvud- sakligen som en tidsinverterad och komplexkonjugerad version av kanalestimatet. Förfiltrets koefficienter väges emellertid med 10 15 20 25 30 35 513 657 7 hjälp av viktfaktorer, vilka enligt en fördelaktig utföringsform av uppfinningen genereras i beroende av felsignalernas inver- terade värden. Härigenom är det möjligt att utnyttja ett kort kanalestimat med relativšïfå koefficienter. Förfiltret är som nämnts fraktionellt samplat och därmed måste även kanalestimatet vara fraktionellt samplat. För att kunna utföra den förenklade metrikberäkningen i viterbianalysatorn genereras dels hypotetiska symboler, dels koefficienter i ett metrikberäkningsfilter. Detta filter omfattar huvudsakligen en faltning mellan kanalestimatet och förfiltret och samplas i symboltakt.

De uppskattade värdena på de mottagna symbolerna och felsignalen alstras som nämnts med hjälp av de beslutade symbolerna från viterbianalysatorn. De mottagna symbolerna före förfiltret är enligt ovan samplade flera gånger per symboltid och för att felsignalerna skall kunna alstras i samplingstidpunkterna mellan symbolerna införes fiktiva symboler i dessa mellanliggande samplingstidpunkter. De fiktiva symbolerna tilldelas nollvärden.

Detta innebär att samtliga sändar- och mottagarfilter kommer att inkluderas i kanalestimatet och dessa filter behöver därför inte vara kända för mottagaren. En ytterligare följd av att införa de nollvärda symbolerna ärlatt kanalestimeringen blir väsentligt mycket mindre komplex.

Det är ofta nödvändigt att adaptera kanalens estimerade impulssvar, kanalestimatet, exempelvis vid långa tídluckor eller en snabbt föränderlig kanal. Härvid utnyttjas felsignalerna och en lämplig adaptionsalgoritm. Denna adaption, som utföres flera gånger per symboltid, förenklas avsevärt genom införandet av nollvärdessymbolerna. Härigenom behöver nya koefficientvärden i filtret bara alstras symbol oavsett antalet samplingstidpunkter per symbol. Genom införandet av de fiktiva symbolerna med nollvärde, i stället för att använda ytterligare interpolationsfilter fër;att generera de fiktiva symbolerna, kan också ett relativt kort_Vkanalestimat utnyttjas. Härigenom erhålles relativt små kanalestimatet, vilket bidrar till att symbolerna kan estimeras med god noggrannhet i viterbianalysatorn. en gång per fördröjningar vid adapteringen av 10 15 20 25 30 513 657 I en adaptiv viterbidetektor kan med fördel en prediktor användas vid alstringen av förfiltret Härigenom kan till viss del kompenseras för det fördröjda kanalestimat som erhålles på grund av beslutsfördröjningen i och metrikberäkningsfiltret. viterbianalysatorn. Enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning predikteras olika kanalestimatet olika långt fram i tiden. Detta är fördelaktigt att göra då en icke-kvadratisk viterbianalysator med förfilter dessutom koefficienter hos utnyttjas.

I de fall endast problemet med den snabbt varierande kanalen skall lösas, uppfinningens andra aspekt, behöver den mottagna signalen samplas endast en gång per symbol. Kanalestimatet, liksom förfiltret och metrikberäkningsfiltret, är härvid samplade endast en gång per symbol. Viterbianalysatorn arbetar liksom ovan i symboltakt.

Sammanfattningsvis kan sägas att föreliggande uppfinning skiljer sig från känd teknik huvudsakligen i föjande tre avseenden: - Kanalen estimeras explicit och med hjälp av det erhållna kanalestimatet beräknas kofficienterna i förfiltret och metrikberäkningsfiltret.

- Viktfaktorerna utnyttjas vid alstringen av förfiltret och metrikberäkningsfiltret för att medge användandet av ett kort kanalestimat.

- Olika lång prediktionstid tillåtes för koefficienterna i förfiltret.

Uppfinningen kan generellt utnyttjas vid signalöverföring och särskilt för snabbt fädande radiokanaler. Mottagarens prestanda förbättras avsevärt jämfört med känd teknik utan att mottagaren blir alltför komplex.

Uppfinningen har de kännetecken som framgår av bifogade patentkrav. 10 15 20 25 30 513 657 FIGURBBSKRIVNING Ett utföringsexempel av uppfinningen skall närmare beskrivas nedan i anslutning figfifëfmåv vilka Figur 1 visar ett översiktligt blockschema över en sändare och en mottagare i ett digitalt radiosystem, Figur 2 visar tidluck9rU_Qch en symbolsekvens för tidsdelad radioöverföring, Figur 3 visar ett komplext talplan med symbolvärden, Figur 4 visar blockschemalöver mottagaren, Figur 5 visar ett blocksçhema över ett kanalestimeringsfilter, Figur 6 visar ett diagram med ett impulssvar för en radiokanal, Figur 7 visar ett blockschema över ett förfilter, Figur 8 visar ett blockschema över en en krets för alstring av viktfaktorer, Figur 9 visar ett flödesschema över det uppfinningsenliga förfarandet, Figur 10 visar ett blockschema över en alternativ utföringsform av uppfinningen och Figur 11 visar ett blockschema över ytterligare en utföringsform av uppfinningen. rönnnnncnu umrönnzcsronx Ett radioöverföringssystem för tídsdelad, digital signalöverföring visas schematiskt i figur 1. En sändare har en enhet 10 vilken mottar"*en informationsbärande signal och genererar motsvarande digitala symboler S(k). I beteckningen S(k) är bokstaven k en hëïtâlig symbolräknare. symboler tillföres till en enhet il, vilken innehåller ett sändarfilter och en digital/analogomvandlare. Symbolerna S(k) signalbehandlas i enheten 11 och överföres till en radiosändare 12, vilken utsänder den i enheten:l;_amalogiserade signalen i form av en signal R(T) på en vald bärfrekvens. Denna analogiserade signal överföres över en radiokanal 13 till en mottagare med en radiomottagare 14. Kanalen 13 utsätter signalen R(T) för bland annat flervägsutbredning, vilket antytts med dubbla signalvägar DeSSa 10 15 20 25 30 35 513 657 10 i figuren. Signalerna utmed den ena signalvägen reflekteras mot exempelvis ett hus 18 innan de når mottagaren. Radiomottagaren 14 demodulerar den mottagna signalen till ett basband och avger en basbandssignal y(T) till en korrelerings- och samplingskrets 15.

Denna krets i sin tur avger en observerad samplad signal som betecknas med y(k/2). En förfilterkrets 20 mottar signalen y(k/2) och avger en förfiltrerad, till en kanalutjämnare 17. Signalen z(k) behandlas i kanalutjämnaren 17 enligt en viterbialgoritm och utjämnaren avger estimerade symboler šD(k), vilka så nära som möjligt skall överensstämma med symbolerna S(k) hos sändaren. Viterbialgoritmen utnyttjar en förenklad, icke-kvadratisk metrikberäkning enligt den ovannämnda referensen G. Ungerboeck. Korrelerings- och samplingskretsen 15 är ansluten till en kanalestimeringskrets 16 och avger till denna initialvärden på ett kanalestimat innefattande kanalen 13.

Kretsen 16 är enligt utföringsexemplet adaptiv och alstrar vilket observerad signal z(k) succesivt nya koefficientvärden för kanalestimatet, härigenom succesivt adapteras till den tidsvarierande kanalen 13 med hjälp av signalen y(k/2) och de estimerade symbolerna šD(k).

I kanalestimeringskretsen 16 genereras förutom kanalestimatet även koefficientvärden till förfilterkretsen 20 och koefficientvärden till ett metrikberäkningsfilter som utnyttjas av Viterbialgoritmen i kanalutjämnaren 17 vid estimeringen av symbolerna šD(k). översiktligt kan sägas att det är filtren i kanalestimeringskretsen 16 och genereringen av dess filterkoefficienter som är föremål för uppfinningen, vilket skall beskrivas närmare nedan.

Det bör observeras att exempelvis de estimerade symbolerna šD(k) är fördröjda i förhållande till de observerade signalerna z(k), trots att samma symbolränare (k) är Detta beteckningssätt utnyttjas för enkelhets skull genomgående i föreliggande beskrivning och det får anses att fackmannen inser att vissa kretsar orsakar fördröjning. Endast i några fall har det ansetts nödvändigt att explicit ange en fördröjning hos en signal.-Beteckningen (k-1) anger sålunda en fördröjning med en angiven. symboltid. 10 15 20 25 30 35 513 657 11 Radioöverföringssystemet enligt utföringsexemplet är som nämnts tidsdelat så som visas i figur 2, i vilken T betecknar tiden. En bärfrekvens, eller egentligen ett frekvenspar för dubbelriktad kommunikation, är uppdelad i tre tidluckor 19 numrerade 1, 2 och 3. I varje tidlucka överföres en symbolsekvens SS omfattande en synkroniseringssekvens SY och två datasekvenser SD1 och SD2, vilka innehåller den önskar överföra.

Symbolsekvensen SS innehåller binära signaler, men de nämnda symbolerna S(k) är modulerade enligt exempelvis QPSK-modulation, såsom visas i figur 3. I ett komplext talplan med koordinataxlar betecknade I och Q är symbolernas S(k) fyra möjliga värden S0, S1, S2 och S3 markerade och även motsvarande binära tal 00, 01, 10 och 11 anges. Den tid det tar att överföra en sådan modulerad symbol benämnes en symboltid TS, såsom schematiskt anges i figur 2. Det är dessa hela symboltider TS som räknas med den heltaliga symbolräknaren k. Den ovan beskrivna indelningen i tidluckor och symbolmodulationen är känd teknik och utgör inte någon del av information man uppfinningsidën.

Det i figurerna 1 och 2 översiktligt angivna systemet kan utgöras av ett mobiltelefonsystem där sändaren är en basstation och mottagaren är en mobil station eller vice versa. De tre tidluckorna 1, 2, och 3 samt signalsekvensen SS ansluter sig till standarden för det_amerikanska mobiltelefonsystemet. I detta system har tidluckorna en längd av 6,7 millisekunder, vilket i de flesta praktiskt kanalfall kanalestimeringskretsen 16 är adaptiv så som angivits ovan. förekommande fordrar att Såsom nämnts inledningsvis uppstår problem vid kanalutjämningen och symbolestimeringen i digitala signalöverföringsystem, vars signalbandbredd B över§krider_systemets symbcltakt R= 1/TS. Detta är fallet för exempelvis det nämnda amerikanska mobiltelesystemet, vars signalbandbredd är B=30 kHz och vars symboltakt R=24,3 kBd. I dessa enligt samplingsteoremet nästan_ alltid symboltakt R. signalbehandlingen system är det otillräckligt att sampla Symboltakten kan enligt basbandssignalen y(T) vid emellertid utnyttjas vid viterbialgoritmen i kanalutjämnaren 17. Detta är möjligt om 10 15 20 25 30 35 513657 12 basbandssignalen y(T) samplas vid en högre frekvens än symboltakten R och denna högre frekvens på uppfinningsenligt sätt utnyttjas vid förfiltreringen i förfilterkretsen 20 och vid genereringen av filterkoefficienter i kanalestimeringskretsen 16.

Utnyttjandet av symboltakten i kanalutjämnaren 17 medför att denna kan vara relativt enkel och uppfinningen medger också att metrikberäkningen för den förenklade icke-kvadratiska viterbialgoritmen kan utnyttjas.

Den i. figur J. schematiskt visade mottagaren, figurens högra hälft, visas närmare i figur 4. Radiomottagaren 14 är ansluten till korrelerings- och samplingsenheten 15, vilken omfattar en första ~samplingsenhet 21, en andra samplingsenhet 22, en korreleringskrets 23, en synkroniseringskrets 24 och en generator 25 för den hos mottagaren kända synkroniseringssekvensen SY. Den första samplingsenheten 21 kontinuerliga basbandssignalen y(T) från radiomottagaren 14 och samplar denna symbol, det vill säga med mottar den signal åtta gånger per samplingsfrekvensen 8/TS. Den på detta sätt samplade signalen, betecknad y(k/8), avges till korreleringskretsen 23. I denna krets genereras ett första kanalestimat ÉF för den betraktade symbolsekvensen SS med hjälp av synkroniseringssekvensen SY från observerade synkroniseringssekvensen. av detta kanalestimat fastställes också en symbolsamplingstidpunkt TO i synkroniseringskretsen 24 . Denna symbolsamplingstidpunkt styr den andra samplingsenheten 22, genom vilken enligt exemlet två av de ursprungliga åtta samplingstidpunkterna per symbol utväljes med ett tidsavstånd TS/2. Härigenom erhålles den observerade signalen y(k/2), vilken samplingsenheten avger till förfilterkretsen 20 Nedsamplingen i enheten 22 generatorn 25 och den överförda, Vid genereringen första och kanalestimeringskretsen 16. förenkla signalbehandlingen i kanalestimeringskrets. De ursprungliga åtta samplingarna utnyttjas för att fastställa symbolsamplingstidpunkten TO, vilken är utgångspunkt för symbolräkningen med den ovannämnda symbolräknaren k. Symbolsamplingstidpunkten TO och det första kanalestimatet ÉF avges till kanalestimeringskretsen 16. utföres för att denna 10 15 20 25 30 35 513 657 13 Hur kanalestimatet ÉF genereras i korrelerings- och samplingskretsen 15 skall kort kommenteras. Med hjälp av signalen y(k/8) och synkroniseringssekvensen SY genereras ett impulssvar innefattande kanalen 13. lmpulssvaret sträcker sig över ett tidsintervall omfattande flera symboltider TS och diskreta värden för impulssvaret genereras med tidsavståndet TS/8. Inom tidsintervallet utväljes ett andra kortare tidsintervall som innehåller det första kanalestimatet ÉF. Valet göres enligt utföringsexemplet så att det första kanalestimatet ÛF får maximal energi. Det första kanalestimatet ÉF anges dessutom endast i punkter på tidsavståndet TS/2 från närmare beskrivning av hur kanalestimatet med maximal energi utväljes återfinnes i den svenska patentansökningen nr 8903842-6. Det är emellertid inom ramen för uppfinningen att utvälja kanalestimatet på andra kända sätt. Det bör observeras att kanalestimatet, både det första kanalestimatet ÛF och senare adapterade kanalestimat, innefattar såväl den fysiska radiokanalen 13 som sändarfiltret 11 och mottagarfilter, exempelvis MF-filter. Förfilterkretsen 20 ingår inte i Det bör att med korrelering egentligen avses allmän minstakvadratestimering. En sådan estimering sammanfaller i princip med en korrelering om den kända synkroniseringssekvens som användes har så kallad vitbrus- Detta är ofta fallet för varandra. En kanalestimatet. observeras autokorrelationsfunktion. mobiltelefonisystem. omfattar ett adaptivt fördröjningskrets 32, en Kanalestimeringskretsen 16 kanalestimeringsfilter 31 , en skillnadsbildare 33, en krets 34 som utför en adaptionsalgoritm, en kvadrerande och medelvärdesbildande krets 35, en signalväxlare 38 med en 36, en symbolgenerator 37, en filtergenerator prediktionskrets 38A och ett Kanalestimeringsfiltret 31 mottar dels det första kanalestimatet ÉF och symbolsamplingstidpunkten TO, dels de i kanalutjämnaren 17 estimerade symbolerna šD(k). Med hjälp härav bildas estimerade signalvärden y(k/2) som tillföres skillnadsbildaren 33. Denna mottar också den observerade signalen y(k/2), som fördröjts i kretsen 32, och avger end felsignal e(k/2)= y(k/2)-y(k/2). tillföres vilken genom sin metrikberäkningsfilter 39.

Felsignalen kretsen 34, 10 15 20 25 30 35 513 657 14 adaptionsalgoritm styr det adaptiva filtret 31. Detta filter avger i sin tur värden ñ(k/2) för kanalestimatet till filtergeneratorn 38 via prediktionskretsen 38A. FiltergeneratorT138 mottar också viktfaktorer a(k/2)=ak_ä,ak som genererats i kretsen 35 med hjälp av felsignalen e(k/2) så som skall förklaras närmare nedan. I filtergeneratorn alstras en förfilterfunktion Ö(k/2) med filterkoefficienter vilka avges dels till förfilterkretsen 20, dels till metrikberäkningsfiltret 39.

I detta senare filter alstras en filterfunktion W(k) med koefficienter för den förenklade viterbialgoritmen och koefficienterna avges till kanalutjämnaren mottar från succesivt adapterade metrikberäkningen enligt 17. Kanalutjämnaren 17 symbolgeneratorn 37 hypotetiska symboler š(k), vilka antar de fyra symbolvärdena S0, S1, S2 och S3 som anges i figur 3. Signalväxlaren 36 är styrd från synkroniseringskretsen 24 och skiftar med en halv symboltids mellanrum, TS/2, in omväxlande en estimerad symbol šD(k) och en fiktiv symbol 0 som har ett nollvärde.Detta nollvärde skall inte förväxlas med det binära värdet 00 för den komplexvärda symbolen S0 i figur 3. Den fiktiva nollvärdessymbolen Q ligger i origo i det komplexa talplanet I-Q så som visas i figur 3. Alstringen av de fiktiva symbolerna 0 har i figuren schematiskt visats genom att signalväxlarens 26 ena pol 36A är ansluten till jordpotential. Orsaken till att nollvärden skiftas in skall förklaras närmare nedan i anslutning till figur 5.

Förfilterkretsen 20 omfattar ett förfilter 26 som mottar förfilterfunktionen ê(k/2) från filtergeneratorn 38. Den observerade signalen y(k/2) passerar förfiltret och nedsamplas därefter till symboltakt i en tredje samplingsenhet 27, vilken är styrd från synkroniseringskretsen 24. Nedsamplingen sker vid symbolsamplingstidpunkten TO så att den förfiltrerade, observerade signalen z(k) erhålles, vilken alltså uppträder med ett värde per symboltid TS.

Figuren 5 visar kanalestimeringsfiltret 31, fördröjningskretsen 32, skillnadsbildaren 33 och kretsen 34 med adaptionsalgoritmen.

Filtret 31 har fördröjningskretsar 41, koefficientkretsar 42, summatorer 43 och en växlare 44. Fördröjningskretsarna 41 är 10 15 20 25 30 35 513 657 15 anslutna i serie efter varandra och fördröjer den inkommande signalen succesivt en halv symboltid TS/2. De efterhand fördröjda signalerna multipliceras i koefficientkretsarna 42 med keeffieienter from, 131m, 132m respektive ñ3(k), vilka är kanalestimatets I7I(k/2) värden i fyra tidpunkter med en halv symboltids TS/2 mellanruiiilfïjtsignalerna från koefficientkretsarna 42 summeras i summatorerna 43 till de estimerade signalvärdena y(k/2). I skillnadsbildaren 33 bildas felsignalerna e(k/2) vilka avges till adaptionsalgoritmen i. kretsen 34. Denna algoritm väljes i beroende av de störningar som radiokanalen 13 antages ha och är i utföringsexemplet en s.k. LHS-algoritm (Least Mean Square). Utsignalen från kretsen 34 ställer in koefficienterna i koefficientkretsarna 42 mså att felsignalernas e(k/2) effekt minimeras enligt LMS-algoritmen. Koefficientkretsarna erhåller kanalestimatet ÉF från sina_ startvärden genom _det första korrelerings- och synkroniseringskretsen 15. Dessa startvärden anslutes med hjälp av växlaren 44 som styrs från synkroniseringskretsen 24. De estimerade signalvärdena y(k/2) alstras med hjälp av de estimerade symbolerna šD(k) vilka genom viterbialgoritmen är fördröjda ett antal q symboltider TS. De observerade signalvärdena y(k/2) fördröjes därför antalet q symboltider i fördröjningskretsen 32. Genom att inskjuta de Q med nollvärden mellan de estimerade fiktiva' symbolerna symbolerna šD(k) erhåller koefficientkretsarna 42 vid varannan uppdatering ett nollvärde som insignal. De behöver därför uppdateras endast en gång per symboltid TS, vilket förenklar uppdateringen. Detta framgår mera i detalj av nedanstående beskrivning av kanalestimeringsförfarandet.

Den estimerade signalen y(k/2) har för varje symbol två skilda värden, dels y(k) i symbolsamplingstidpunkten TO, dels y(k-ä) en halv symboltid TS/2 tidigare. Dessa värden, genereras enligt följande: 9 šD +;â2 šbrk-1) 9 = ñ1 šD + fi3 šD I figur 5 är symbolvärdena hos symbolföljden šD(k), n vid 10 15 20 25 30 5'13 6557 16 tidsläget k-ä en halv symboltid TS/2 före symbolsamplingstidpunkten TO markerade vid ingångarna till koefficientkretsarna 42. En halv symboltid senare, vid symbolsamplingstidpunkten TO, är symbolvärdena förskjutna TS/2 till höger i figuren. Felsignalerna e(k/2) under en symboltid har två skilda värden under symboltiden TS: Y(k-ä) ' Y(k-ä) Y(k) ' 9(k) (2) e(k-ä) e(k) där y(k) och y(k-ä) är de två observerade signalvärdena under en symboltid hos den observerade signalen y(k/2). Uppdateringen av kanalestimatet utföres enligt exemplet genom LMS-algoritmen enligt sambanden: â0(k) ño(k-1) šD(k) Hl(k> n1(k-1) o ñ2(k) = ñ2(k-1) + p šD(k-1), e(k) ñ3(k) â3(k-1) o (3) ñ0(k) â0(k-1) o ñl(k) ñl(k-1) šD(k) ñ2(k) = ñ2(k-1) + p o e(k-ä) fi3(k) â3(k-1)J šD(k-1) Här är u en parameter, steglängden, i adaptionsalgoritmen. Det framgår av sambanden (3) att koefficientkretsarnas 42 värden endast behöver' beräknas en gång' per symboltid genom att de fiktiva symbolerna Q med nollvärden införts. Av sambanden (1) framgår att också alstringen av de estimerade signalerna y(k/2) förenklas genom införandet av nollvärdessymbolen Q. Vart och ett av sambanden (1) har bara två termer i stället för de fyra termer som skulle erfordras om andra värden än nollvärden införts mellan de estimerade symbolerna šD(k) och šD(k-1). Såsom alternativ till LMS-algoritmen kan nämnas RLS-algoritmen (Recursive Least Square) eller Kalman-algoritmen. 10 15 20 25 30 513 657 17 Ett exempel på hur kanalestimatet kan se ut visas i figur 6, som är ett diagram med koordinataxlarna betecknade med tiden T och kanalestimatets amplitud Û. En kurva A anger ett kontinuerligt impulssvar för kanalen 13 och i de valda tidpunkterna på tidsavståndet TS/2 anges de diskreta vädena É0(k), fil(k), ñ2(k) och fi3(k) för yykanalestimatet. Den ovannämnda symbolsamplingstidpunkten T0 är angiven i symbolräknaren k anger att de diskreta värdena på kanalestimatet hänför sig till den överförda symbolen med nummer k. figuren och Förfilterfunktionen ê(k/2) kan allmänt sägas vara en funktion av kanalestimatet É(k/2) och viktfaktorerna a(k/2). Den optimala inställningen på förfiltret är ett filter matchat till radiokanalen, under förutsättning att antalet koefficienter i kanalestimatet och förfiltret är tillräckligt stort. Som nämnts ovan är det förknippat med nackdelar att utnyttja sådana långa kanalestimat. En av de väsentligare fördelarna som kan uppnås med föreliggande uppfinning är att kanalestimatet och förfiltret kan vara mycket korta. Detta införandet av viktfaktorerna a(k/2). ê(k/2) har koefficienter, enligt utföringsexemplet fyra till antalet, vilka alstras i filtergeneratorn 38 enligt sambanden: möjliggöres Förfilterfunktionen genom ê0(k) = ak-ñ3*(k) A ._ * G1(k) = ak_%- H2 (ky * (4) ê2(k) = ak fil (k) ê3(k) = ak_%-ñO*(k) Koefficientvärdena i. kanalestimatet É(k/2) komplexkonjugeras, *, omordnas i omvänd tidsordning såsom visas med ordningen hos_indexen 0,1,2,3 och multipliceras med viktfaktorerna a(k/2). I sambanden (4) förutsättes att prediktionskretsen 38A är bortkopplad så att kanalestimatet fi(k/2) användes direkt vid genereringen av förfilterfunktíonen Ö(k/2). vilket anges med symbolen 10 15 20 25 30 35 513 657 18 Filtergeneratorn 38 avger koefficienterna i sambandet (4) till förfiltret 26, vilket Förfiltret har fördröjningskretsar 261, koefficientkretsar 262 och summatorer 263. Fördröjningskretsarna är anslutna i serie efter varandra och fördröjer den inkommande, observerade signalen y(k/2) succesivt med en halv symboltid TS/2. De fördröjda signalerna multipliceras enligt visas i figur 7. i koefficientkretsarna 262 med koefficientvärdena sambandet (4) och summeras i summatorerna 263. Den erhållna summasignalen samplas en gång per symboltid TS så att den förfiltrerade signalen z(k) erhålles.

Enligt ett alternativ utnyttjas prediktionskretsen 38A så att predikterade värden på kanalestimatet utnyttjas vid genereringen av förfilterfunktionen š(k/2). Detta är kanalutjämnaren 17 av betydelse vid metrikberäkningen i när kanalestimatets koefficienter varierar i tiden. Som framgår av sambanden 4 utnyttjas kefficienterna:ikanalestimatet Ü(k/2)i.omvänd ordning vid alstringen av förfilterfunktionen ê(k/2). Detta innebär enligt utföringsexemplet, att ett signalvärde hos signalen y(k/2) vid tidpunkten k multipliceras med ett koefficientvärde i förfiltrets första koefficient som gäller för tidpunkten k-1. Vid kraftig tidsdispersion hos kanalen 13 kan detta medföra en viss försämring av symbolestimeringen. Detta motverkas genom prediktering med olika långa prediktionstider av förfiltrets koefficienter, längst prediktionstid för förfiltrets första koefficient och sedan efterhand avtagande prediktionstider Genom predikteringen i kretsen kommer att för de följande koefficienterna. 38A erhålles predikterade koefficientvärden i förfilterfunktionen ê(k/2), som är samtidiga med signalvärdena y(k/2). För en närmare beskrivning av ett prediktionsförfarande hänvisas till en doktorsavhandling vid Kungl. Tekniska Högskolan i Stockholm av Erik Dahlman: "A Study of Adaptive Detectors for Fast-Varying Mobile-Radio Channels", October 19, 1992, report no. TRITA-TTT- 9102, section 3 "Improved channel estimates using prediction“.

För att utföra metrikberäkningen i kanalutjämnaren 17 utnyttjas filterfunktionens W(k) koefficienter, vilka genereras i 10 15 20 25 30 35 513 657 19 metrikberäkningsfiltret 39. Filterfunktionen genereras såsom en faltning av kanalestimatet.É(k/2) med förfilterfunktionen ê(k/2), ñ(k/2) x ê(k/2), där symbolen X betecknar faltningsoperationen.

Resultatet av faltningen samplas i symboltakt med utgångspunkt från symbolsamplingstidpunkten, såsom antyds med beteckningen TO i figuren 4. Denna sampling utföres på i och för sig känt sätt genom en icke visad samplingsenhet.

Kanalutjämnaren 17 arbetar efter en så kallad symbolsamplad viterbialgoritm eftersomlden kanalutjämnar signalen z(k) som är samplad i symboltakt. För en närmare beskrivning av viterbialgoritmen hänvisas till den ovannämnda referensen "The Viterbi Algorithm" av G, Ebrney. Algoritmen har på känt sätt ett antal tillstånd N = ML, där M betecknar det antal värden en symbol kan ha och L är filterfunktionens W(k) minneslängd i antal symboltider TS. I föreliggande utföringsexempel är M=4 enligt figur 3 och efter faltningen har filterfunktionen Û(k) valts till L=1, så att utjämnaren 17 har tillstånd N=4, sägas att jämför minneslängden hos antalet översiktligt kan viterbialgoritmen sekvenser av de observerade, förfiltrerade signalerna z(k) med. hypotetiska sekvenser som alstras med hjälp av de hypotetiska symbolerna š(k) och med hjälp av koefficienterna hos filterfunktionen W(k). De hypotetiska symbolerna anges av sambandet: š(k) =( š0(k), š1(k), š2(k), š3(k) ) (5) Jämförelsen mellan å*dëM_ två avvikelsevärden, benämnda metrikvärden, vilka beräknas stegvis genom addition av deltamêtïikvärden. Som nämnts är alstringen av deltametrikvärdena i föreliggande uppfinning förenklad icke- såsom beskrives i den ovannämnda sekvenserna resulterar i kvadratisk och utföres referensen "Adaptive Maximum-Likelihood Receiver for Carrier- Modulated Data-Transmission Systems" av G. Ungerboeck.

De1tametrikvärdena_ beräknas för skilda övergångar mellan tillstånden hos viterbialgoritmen. För varje steg i alstringen av metrikvärdet utväljes detwstörsta metrikvärdet och motsvarande övergång noteras. Efter ett förutbestämt antal beräkningssteg 10 15 20 25 30 35 513 657 20 avbrytes alstringen av metrikvärden och en symbol utväljes såsom den estimerade symbolen šD(k) med ledning av det erhållna metrikvärdet. Det bör alltså noteras att vid den förenklade viterbialgoritmen väljes det största metrikvärdet till varje tillstånd i motsats till vad som är fallet vid vanligen använda varianter av viterbialgoritmen. Den förenkling det innebär att utnyttja icke-kvadratisk metrikberäkning medför stora praktiska fördelar vid symbolestimeringen genom att kvadreringen av erhållna värden undvikes.

De estimerade symbolerna šD(k) är som nämnts fördröjda antalet q symboltider i förhållande till de förfiltrerade signalvärdena z(k). Detta adapteringen av kanalestimeringsfiltret 31. För fördröjning utnyttjas enligt ett uppfinningsenligt alternativ preliminärt estimerade symboler šP(k) från kanalutjämnaren 17 vid adaptionen. De preliminära symbolerna šP(k) beslutas efter ett färre antal steg än de slutgiltiga symbolerna šD(k) i utjämnaren 17 och avges med mindre fördröjning än de nämnda q symboltiderna, medför en fördröjning av att minska denna skadliga vilket antyds i figuren 4.

De ovannämnda viktfaktorerna a(k/2)= (ak_% , ak) alstras enligt en fördelaktig utföringsform av uppfinningen med hjälp av felsignalerna e(k) och e(k-ä). Denna alstring av viktfaktorerna bygger på iakttagelsen att de statistiska väntevärdena för de respektive felsignalernas kvadrater representerar en sammanlagd störning genom brus, intersymbolinterferens och samkanalstörníng.

Ju större detta väntevärde är desto sämre motsvarar de estimerade signalvärdena y(k-ä) och y(k) sina respektive observerade signaler y(k-ä) och y(k). Av detta följer att även de motsvarande deltametrikvärdena sämre svarar mot det fel som tillkom på grund av brus på kanalen. Dessa deltametrikvärden skall då viktas ned i viterbialgoritmen, eftersom värdena är osäkra. Det kan särskilt med korta kanalestimat inträffa att det ena väntevärdet, eller egentligen den statistiska variansen, är av storleksordningen tio gånger större än det andra. Den motsvarande felsignalen innehåller då troligen en stor del okänd intersymbolinterferens snarare än kanalbrus och är därför osäker. De båda felsignalernas 10 15 20 25 30 35 513 657 21 e(k) och e(k-ä) effekter skiljer sig härvid från varandra väsentligt, som nämnts särskilt om kanalestimatet É(k/2) har få koefficienter. Genom att utnyttja viktfaktorerna a(k/2) kan en god symbolestimering utföras, även om kanalestimatet har få koefficienter. Detta är en av de grundläggande fördelarna med föreliggande uppfinning. Det bör dock observeras att även utföringsformer'med relativt långa kanalestimat ligger inom ramen för uppfinningen. blir härvid mera beräkningskrävande men alstringen av viktfaktorerna förenklas och dessa kan sättas till a(k/2) = 1. Vid dessa senare utföringsformer av uppfinningen kvarstår att förfiltret alstras med hjälp av kanalestimatet, så att de inledningsvis nämnda problemen med stabilitet och snabbhet vid symbolestimeringen Symbolestimeringen unvikes.

De statistiska väntevärdena uppskattas genom kvadrering av felsignalernas belopp samt medelvärdesbildning. Väntevärdena och viktfaktorerna alstras i kretsen 35, vilken visas närmare i figur 8. Kretsen har två kvadrerare 51 och 52, två lågpassfilter 53 och 54, två inverterare 55 och 56 samt två signalväxlare 57 och 58.

Signalväxlaren 57 mottar felsignalerna e(k/2) och avger dessa växelvis till kvadrerarna 51 och 52 med en halv symboltids TS/2 intervall. Signalväxlaren 57 är på icke närmare visat sätt styrd av signaler från synkroniseringskretsen 24 i figur 4. De båda felsignalerna e(k-ä) och e(k) sin respektive kvadrerare 51 och 52 och de kvadrerade värdena medelvärdesbildas genom att filtreras i sitt respektive lågpassfilter 53 och 54. respektive a2(k) som kvadreras i Dessa filter avger signaler a2(k-ä) ovannämnda statistiska väntevärdena för felsignalerna. Signalerna "a2(k-ä) och a2(k) inverteraren 55 respektive 56 till de ovannämnda viktfaktorerna ak och ak_% och avges till signalväxlaren 58. Denna är på inte närmare visat sätt styrd från synkroniseringskretsen 24 och ansluter med en halv symboltids intervall TS/2 viktfaktorerna till filtergeneratorn 38T'Kretsen 35 i figur 4 alstrar sålunda viktfaktorerna enligt följande samband: motsvarar de inverteras i 10 15 20 25 30 513 657 2 2 fw, = L' egk-fl' 2 ak= 1/|e(k)| (s) där de vertikala strecken över e(k-ä) och e(k) medelvärdesbildning. anger Enligt ett alternativ tages även hänsyn till storleken hos kanalestimatet vid alstringen av filterkoefficienterna i viktfaktorerna enligt följande samband: 2+fi 2) /øzw-ä) 2 -22 2 +H /a (k) (7) För att alstra dessa alternativa viktfaktorer mottar kretsen 35 kanalestimatet É(k/2) från kanalestimeringskretsen 31. via en förbindelse 35A som visas streckad i figur 4. I kretsar 59 och 60, vilka ingår i den kvadrerande och medelvärdesbildande kretsen 35, kvadreras och summeras filterkoefficienterna ÉO och É2 samt É och É3 parvis och multipliceras med de inverterade värdena av å a-(k-ä) respektive o2(k). De på detta sätt alstrade viktfaktorerna a(k/2) avges till filtergeneratorn 38 och utnyttjas vid alstringen av förfilterfunktionen ê(k/2) så som beskrivits ovan i anslutning till sambanden (4). Enligt ytterligare ett alternativt sätt att generera viktfaktorerna utnyttjas ett mer direkt mått på mottagen signalstyrka i täljaren i sambanden (7). Ett sådant mått är det så kallade RSSI-värdet (Received Signal Strength Indicator) , som i huvudsak är ett kvadrerat och lågpassfiltrerat värde på den mottagna signalens y(k/2) absolutbelopp. Detta RSSI-värde genereras i en krets 35B såsom visas med streckade linjer i figur 4.

Utföringsexemplet ovan innefattar att kanalesimatet fi(k/2) adapteras med hjälp av de beslutade eller preliminärt beslutade symbolerna. Enligt ett förenklat alternativ inställes f ilterkoef f icienternas värden i kanalestimeringskretsen 31 endast med hjälp av det första innebär att en gång per kanalestimatet ÉF. symbolsekvens SS Detta kretsen 34 med 10 15 20 25 30 35 513 657 23 adaptionsalgoritmen uteslutes. Symbolföljden med omväxlande de estimerade symbolerna šD(k) och de fiktiva nollvärdessymbolerna 0, som tillföres kanalestimeringskretsen 31, utnyttjas härvid att generera den y(k/2).

Införandet av de fiktiva symbolerna 9 med nollvärde har emellertid enligtv def__förenklade alternativet betydelse för alstringen av felsignalerna e(k/2), vilka enligt sambanden (1) och (2) alstras med hjälp av de estimerade symbolerna šD(k). endast för estimerade signalen En översikt av det uppfinningsenliga förfarandet visas genom ett flödesschema i figur 9. Enligt ett block 70 mottas radiosignalen R(T),blandas ned och filtreras till en basbandssignal y(T). Denna signal samplas åtta gånger per symboltid TS enligt block 71 och den samplade signalen y(k/8) utnyttjas för korrelering, block 72.

Korreleringen ger kanalens, inklusive radiokanalens 13, samplade impulssvar som utnyttjas för att bestäma kanalestimatet ÉF och för att bestämma symbolsamplingstidpunkten TO. Med ledning av denna tidpunkt TO nedsamplas den en gång samplade signalen y(k/8) enligt block 73 till den observerade signalen y(k/2), vilken har två signalvärden per symboltid TS. I block 74 förfiltreras signalen y(k/2) och nedsamplas till symboltakt så att den förfiltrerade signalen z(k) erhålles. Enligt block 75 beslutas de estimerade symbolerna šD(k) i kanalutjämnaren och enligt block 76 alstras symbolföljden av¿dessa estimerade symboler och de fiktiva nollvärdessymbolerna D. Med hjälp av kanalestimatet ÉF och den nämnda symbolföljden block 77 de signalvärdena y(k/2). Felsignalerna e(k/2) alstras med hjälp av dessa estimerade signalvärden och de observerade signalvärdena y(k/2) enligt block 78. Yiktfaktorerna a(k/2) alstras i block 79 invertering av alstras i estimerade kvadrering, lägpassfiltrering och Viktfaktgšerna a(k/2) och kanalestimatet ÉF bi335__so för att förfiitrets utnyttjas dels vid genom felsignalerna. utnyttjas enligt *php alstra Dessa:;”kgefficienter förfiltreringen enligt block 74, dels för att metrikfiltret enligt block 81. Koefficienterna i metrikfiltret fi(k) utnyttjas för att besluta symbolerna šD(k). koefficienter. alstra Flödesschemat i figur 9 visar för tydlighets skull med heldragna 10 15 20 25 30 35 513 *êsv linjer ett enkelt uppfinningen. I flödesschemat visas också med streckade linjer block 84, enligt vilket (É(k/2) detta kanalestimat enligt block 82 adapteras med hjälp av felsignalen e(k/2). alstringen av förfiltret visas med ett block 83. utföringsexempel av kanalestimatet genereras och hur Prediktionen av kanalestimatets koefficienter före I utföringsexemplet ovan har den observerade samplade signalen y(k/2) två signalvärden per symboltid TS. Det är inom ramen för uppfinningen att välja exempelvis fyra eller ännu fler signal- värden per symboltid. Detta fordrar dock att kanalesrimerings- filtret 31 har i motsvarande grad flera koefficientkretsar 42.

Kanalestimatet fi(k/2) sträcker sig enligt exemplet över en symboltid men kan vara bredare. Detta fordrar också att kanalestimeringsfiltert 31 har flera koefficientkretsar 42, vilket medför en större fördröjning i adaptionen . För att minska fördröjningen vid adapteringen av kanalestimatet fi(k/2) och alstringen av viktfaktorerna a(k/2) kan de preliminärt beslutade symbolerna šP(k) utnyttjas. Det är_fullt möjligt att ha ett relativt långt kanalestimeringsfilter, och därmed ett långt förfilter, utan att metrikberäkningsfiltret förlänges, eftersom detta filter kan Antalet tillstånd i viterbianalysatorn 17, som beror av' metrikberäkningsfiltrets trunkeras. längd, kan därigenom begränsas, trots att kanalestimatet är långt.

En alternativ utföringsform av uppfinningen skall översiktligt beskrivas i anslutning till figur 10. Utföringsformen är huvudsakligen en mottagare med antenndiversitet, i vilken den mottagna signalen R(T) behandlas såsom beskrivits ovan i två skilda mottagarkretsar 101 och 102, diversitetsgrenar. Utsignaler från dessa kretsar sammanväges och behandlas i kanalutjämnaren 17. De båda kretsarna 101 och 102 har vardera en radiomottagare 141 resp 142 som mottar signalen R(T) genom varsin antenn. Radiomottagarna avger varsin basbandssignal y1(T) resp. y2(T) till varsin korrelerings-och samplingskrets 151 resp. 152. Dessa symbolsamplingstidpunkten TO, dels varsitt första kanalestimat som utgör två skilda kretsar genererar, förutom 10 15 20 25 30 35 513657 å1F resp ÉZF, dels varsin observerad samplad signal y1(k/2) resp. y2(k/2). Dessa signaler förfiltreras i förfilterkretsar 201 resp. 202 till förfiltrerade, observerade signaler z1(k) resp. z2(k).

Mottagarkretsarna 101 och 102 har varsin kanalestimeringskrets 161 resp. 162, vilka genererar varsin förfilterfunktion ê1(k/2) resp. ê2(k/2) och varsin filterfunktion fi1(k) resp. Û2(k) för metrikberäkning. Kanalestimeringskretsarna 161 resp. 162 mottar sina respektive värden på kanalestimatet och samplingstidpunkten, avger förfinar-funktionerna êuk/z) resp. êz (k/z) till varsitt av förfilterna 201 resp 202 och avger filterfunktionerna W1(k) resp. fi2(k). Dessa sammanväges i en krets 104 till filterfunktionen Û(k) och de förfiltrerade, observerade signalerna z1(k) och z2(k) sammanväges i en krets 103 till den gemensamma, förfiltrerade signalen z (k) . Sammanvägningen av såväl filterfunktionerna fi1(k) och W2(k) som de signalerna z1(k) och z2(k) summering. Kanalutjämnaren 17 alstrar de estimerade symbolerna šD(k) med hjälp av den förfiltrerade filterfunktionen fi(k) genom sin viterbialgoritm med kvadratisk:metrikberäkningu Kanalestimeringskretsarna 16l.och 162 förfiltrerade, observerade kan utföras genom signalen z(k) och icke- adapteras med hjälp av de estimerade symbolerna šD(k).

Ytterligare en alternativ utföringsform av uppfinningen skall översiktligt beskrivas i anslutning till figur 11. Denna utföringsform kan utnyttjas när kanalen varierar snabbt men systemets signalbandbredd B underskrider symboltakten R, så att problemet med "excess bandwigthfl inte föreliggeru Radiomottagaren 14 är ansluten till en kgrrelerings- och samplingsenhet 315, vilken innefattar en samplingsenhet 321, korreleringskretsen 23, synkroniseringskretsen 24 och generatorn 25 för synkroniseringssekvensen SY. mottar basbandssignalen y(T) och samplar denna i symboltakt TS/1 samt 7 signalen y(k) till det första kanalestimatet ÉF som avges till synkroniseringskretsen 24, Samplingsenheten 321 avger den observerade, samplade korreleringskretsen 23. Denna krets genererar vilken i sin tur avger kanalestimatet och synkroniserings- tidpunkten TO till en kanalestimeringskrets 316. 10 15 20 25 30 25 513 657 Kana lestimeringskretsen 3 1 6 omfattar ett adapt ivt kanalestimeringsfilter 331, fördröjningskretsen 32 , ski llnadsbildaren 3 3 , adaptionskretsen 3 4 , symbo lgeneratorn 3 7 , en f i ltergenerator 3 3 8 med en pred iktionskrets 3 3 8A och ett metrikberäkningsfilter 339.

Korrelerings- och samplingsenheten 315 avger den observerade ett förfilter 326, observerade, förfiltrerade signalen z(k) till kanalutjämnaren 17. signalen y(k) till vilket avger den Denna avger de önskade estimerade symbolerna šD(k) .

Kanalestimeringsfiltret 331 mottar det första kanalestimatet ÉF, symbolsamplingstidpunkten TO och de estimerade symbolerna šD(k) .

Med hjälp härav bildas estimerade signalvärden y(k) som tillföres skillnadsbildaren 33. Denna mottar också den observerade signalen y(k) som fördröjts i kretsen 32 och avger en felsignal e(k) .

Felsignalen mottas av adaptionskretsen 34 vilken genom sin algoritm styr kanalestimeringsfiltret 331, vilket avger succesivt adapterde värden på kanalestimatet í~ï(k) till filtergeneratorn 338 via prediktionskretsen 338A. I f iltergeneratorn alstras en förfilterfunktion ë(k) , vars koefficienter avges dels till förfiltret 326, dels till metrikberäkningsfiltret 339. Detta filter mottar även kanalestimatet fi(k) och alstrar genom en faltningsoperation f ilterfunktionen fi(k) , vars koefficienter avges till kanalutjämnaren 17.

Liksom i föregående utföringsexempel kan prediktionskretsen 338A uteslutas för att förenkla signalbehandlingen. Vid alstringen av de estimerade signalvärdena 9(k) kan de preliminärt estimerade symbolerna šP(k) utnyttjas.

Mot bakgrund av beskrivningen till utföringsexempleti figurerna 1 t.o.m. 7 är det lätt för fackmannen att förstå den signalbehandling som utföres i kanalestimeringskretsen 316. Denna signalbehandling kommer därför inte att beskrivas i detalj, endast några väsentliga skillnader skall anges i förhållande till detta föregående utföringsexempel. I utföringsexemplet i figur 11 sker signalbehandlingen i symboltakt och den förfiltrerade 10 15 20 25 . 30 35 , 2; 515 65 signalen nedsamplas därför inte. Kanalestimeringsfiltret 331 har sina koefficienter på en symboltids avstånd från varandra och någon motsvarighet till de fiktiva symbolerna 0 genereras inte.

Endast en felsignal e(k) per symbol genereras och därför genereras inte några viktfaktorer för felsignalen.

Filtergeneratorn 338 och metrikberäkningsfiltret 339 har sina koefficienter på en symboltids avstånd från varandra. Liksom i föregående utföringsexempel är det karakteristiska att systemets impulssvar för kanalen inklusive sändar- och mottagarfilter estimeras explicit.och att förfiltret och metrikberäkningsfiltret därefter genereras med utgångspunkt från kanalestimatet.

Utföringsexemplen ovan har beskrivits i anslutning till ett tidsdelat radiokommunikationssystem enligt figur 2. Det är emellertid inom ramen för föreliggande uppfinning att signalerna överföres i andra format än de beskrivna signalsekvenserna SS.

Uppfinníngen kan sålunda utnyttjas för ett enbart frekvensdelat system där en eller flera synkroniseringssekvenser översändes tillsammans med den information man önskar överbringa.

Uppfinningen kan utnyttjas inte endast vid radiokommunikation utan även vid digital kommunikation inom ett nät med fasta linjer. Två abonnenter kan_vid skilda tillfällen förbindas med varandra via kanaler som. omfattar skilda linjer med olika impulssvar. Liksom i det ovan beskrivna utföringsexemplet med abonnenternas försedda med förfilterkrets, radiokommunikation är mottagare korreleringskrets, kanalutjämnare och kanalestimeringskrets av samma slag som visas i figur 4. Med hjälp av en överförd synkroniseringssekvens utföres korrelering och ett kanalestimat bildas, vilket utnyttjas för att generera ett förfilter och ett mgfirikbgräkningsfilter. Genom att utnyttja kanalutjämnaren ställes .mottagarna in automatiskt för varje linje. Uppfinningen kan sålunda tillämpas i varje transmissionssystem som utnyttjar utjämnare i sina mottagare. så som nämnts ovan förenklas adapteringen av kanalestimerings- filtret 31 genom införandššfav de fiktiva nollvärdessymbolerna 0, och adaptionsfördröjningen blir relativt liten. Enligt känd 10 15 20 28 513 657 teknik, exempelvis enligt den ovannämnda artikeln i IEEE av Yongbing Wan m. fl. , utnyttjas interpolerade symbolvärden mellan de estimerade symbolvärdena såsom fiktiva symboler. Detta medför en fördröjning vid adapteringen av kanalestimatet, vilket alltid försämrar den slutliga symbolestimeringen. Den i artikeln angivna tekniken har den nackdelen att filtren i transmissionskedjan, sändar- och mottagarfilter, kända med stor noggrannhet, vilket inte är fallet när nollvärdessymbolerna (n) Ytterligare en nackdel är att komplexiteten hos måste vara utnyttjas. mottagaren ökar . Den uppf inningsenl iga alstr ingen av förfilterfunktionen ê(k/2) med hjälp av kanalestimatet fi(k/2) och viktfaktorerna a(k/2) medför stora fördelar. Den förenklade, icke-kvadratiska metrikberäkningen kan med framgång utnyttjas vid viterbianalysen i kanalutjämnaren 17, vilket är av stor betydelse för det praktiska symbolest imer ingen .

Kanalestimatet kan tillåtas ha relativt få koefficienter och viterbialgoritmen i utjämnaren 17 har i motvarande grad litet antal tillstånd. Vid snabbt varierande kanaler, exempelvis vid fädning, förblir kanalestimatet FI(k/2), förfiltret ê(k/2) och metrikberäkningsfiltret W(k/2) relativt stabila, utan att några behöver införas på adaptionen av genomförandet av skadliga restriktioner kanalest imatet .

Claims (32)

10 15 20 25 30 35 29 513 657 PÄTENTKRÄV

1. Förfarande vid digital signalöverföring över en kanal (13) att hos en mottagare (15,16,17) estimera överförda symboler från en överförd signal (R(T)), varvid symbolestimeringen utföres i en kanalutjämnare (17) enligt en vald viterbialgoritm och förfarandet omfattar följande förfarandesteg: - mottagning och demodulgripg (14) av den överförda signalen (R(T)) till en mottagen signal (y(T)), - sampling (21, y(k/8)) av den mottagna signalen vid åtminstone en samplingstidpunkt per symbol, - bestämning (23) av åtminstone ett initialvärde på kanalens (13) estimerade impulssvar (âF,ñ(k/2)), kanalestimatet, med hjälp av dels de samplade (y(k/8)), dels symbolsekvens (SY) känd av mottagaren, - val av filterkoefficienter (ê(k/2)) hos ett förfilter (26) och filtrering av de samplade (y(k/2)) i detta förfilter till förfiltrerade, observerade signalvärden (z(k)), - generering av åtminstone preliminärt estimerade symboler (špuq, šDnq) enligt viterbialgoritmen (17) med hjälp av ae förfiltrerade observeradevsignalvärdena, - generering av estimerade signalvärden (y(k/2)) med hjälp av kanalestimatet (ÉF, É(k/2)) åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k),šD(k)), - generering av en felsignal (e(k)) och - adaptering av kanalestimgtgt (ñ(k)) med hjälp av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k),šD(k)) och felsignalen (e(k)) enligt en vald adaptionsalgoritm (LMS), kânnetecknat av att förfarandet omfattar följande förfarandesteg: - generering av förfilt:et§l(2§) koefficienter (ê(k/2)) med hjälp av det adapterade kanalestimatet (fi(k/2)), - generering av filterkoefficienter metrikberäkningsfilter í(d§) med hjälp av det keneiestimetet (ñ(k/2)__)_šgmförfiitrets keeffieienter (ê(k/2)) och i i - generering av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna signalvârdena minst en signalvârdena och de (mm) hes ett adapterade (šP(k), šD(k)) enligt den valda viterbialgoritmen med hjälp av filterkoefficienterna (Û(g)) hos metrikberäkningsfiltret (39). 10 15 20 25 30 35 so 513 657

2. Förfarande vid digital signalöverföring över en kanal (13) att hos en mottagare (l5,l6,l7) estimera överförda symboler frán en överförd signal (R(T)), varvid symbolestimeringen utföres i en kanalutjämnare (17) enligt en vald viterbialgoritm och förfarandet omfattar följande förfarandesteg: - mottagning och demodulering (14) av den överförda signalen (R(T)) till en mottagen signal (y(T)), - sampling (21, y(k/8)) av den mottagna signalen vid åtminstone två samplingstidpunkter per symbol, -bestämning av en symbolsamplingstidpunkt (TO) i en av samplingstidpunkterna, - val (22) av minst två av samplingstidpunkterna per symbol, varav den ena motsvarar symbolsamplingstidpunkten (TO), och val av de observerade samplade signalvärdena (y(k/2)) i dessa tidpunkter, - bestämning (23) av åtminstone ett initialvärde på kanalens (13) estimerade impulssvar (ÛF,É(k/2)), kanalestimatet, med hjälp av dels de samplade signalvärdena (y(k/8)), symbolsekvens (SY) känd av mottagaren, - val av filterkoefficienter (Ö(k/2)) hos ett förfilter (26) och filtrering av de (y(k/2)) i detta förfilter till förfiltrerade, observerade signalvârden (z(k)) och symboler (šP(k), šD(k)) enligt viterbialgoritmen (17) med hjälp av de förfiltrerade observerade signalvärdena, kännetecknat av att förfarandet omfattar följande förfarandesteg: - generering av viktfaktorer ((a(k/2)) hörande till de respektive valda samplingstidpunkterna, - generering av förfiltrets (26) koefficienter (ê(k/2)) med hjälp av kanalestimatet (ñ(k/2)) och viktfaktorerna (a(k/2)), - generering av filterkoefficienter (Û(k)) hos ett metrikberäkningsfilter (39) med hjälp av kanalestimatet (Û(k/2)) och förfiltrets koefficienter (Ö(k/2)) och - generering av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k), šD(k)) enligt den valda viterbialgoritmen med hjälp av filcerkoefficienterna (mm) nos metrikberäkningsfiltret (39). dels minst en samplade signalvärdena - generering av åtminstone preliminärt estimerade 10 15 20 25 30 31 5'13 6E57

3. Förfarande enligt patentkrav 2, förfiltrets (26) koefficienter (ê(k/2)) genereras genom följande förfarandesteg: - generering av komplexkonjugerade värden av kanalestimatets koefficiencer (ñ°*(k) ... â3*(k)), - omordning av de komplexkonjugerade värdena i omvänd tidsordning och.multiplikation med de motsvarande viktfaktorerna (ak, ak_%). kânnetecknat därav att

4. Förfarande enligt patentkrav 1, 2 eller 3, kânnetecknat därav att metrikberâkningsfiltrets (39) filterkarakteristik (Û(k)) omfattar men faltning av kanalestimatet (â(k/2)) med förfilterfunktionen (ê(k/2)).

5. Förfarande enligt patentkrav l, 2, 3 eller 4, kânnetecknat därav att - de förfiltrerade observerade signalvârdena (z(k)) samplas i symboltakt före symbolestimeringen, - metrikberäkningsfiltrets (39) samplas i symboltakt och - att symbolestimeringen i symboltakt. fiiterkarakteristik (ñ(k)) kanalutjämnaren (17) utföres i

6. Förfarande enligt patentkrav 2, 3, 4 eller 5, vilket förfarande omfattar följande förfarandesteg: -generering av en symbolföljd (šD(k), n) omfattande de åtminstone preliminärt symbolerna (šP(k),šD(k)) och mellanliggande fiktiva symboler (0), - generering av estimerade signalvârden (9(k-ä), Y(%)) i de valda samplingstidpunkterna med hjälp av kanalestimatet (FIF,É(k/2)) och symbolföljaen (šD(k), n) och felsignal estimerade - generering av en (e(k-%),e(k)) i de valda samplingstidpunkterna, kånnetecknat därav att viktfaktorerna alstras i (Gk_¿, Uk) beroende av felsignalernasW(e(k-ä), e(k)) värden.

7. Förfarande enligt patentkrav 6, kânnetecknat därav att nollvârdessymboler (0) symbolerna i symbo1fö1jden,(šD(k),n). genereras för att utgöra de fiktiva 10 15 20 25 30 32 513 657

8. Förfarande enligt patentkrav 6 eller 7, kännetecknat därav att kanalens (13) estimerade impulssvar (É(k/2)) adapteras minst en gäng (34) med hjälp av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k),šD(k)) och felsignalerna (e(k/2)) enligt en vald adaptionsalgoritm (LHS).

9. Förfarande enligt patentkrav 2, 3, 4 eller 5, vilket förfarande omfattar följande förfarandesteg: -generering av en symbolföljd (šD(k), n) omfattande de åtminstone preliminärt symbolerna (šP(k),šD(k)) och mellanliggande fiktiva symboler (n), - generering av estimerade signalvârden (y(k-å), y(k)) i de valda samplingstidpunkterna med hjälp av kanalestimatet (âF,íl(k/2)) och symbolföljaen (šD(k), n) och - generering av en felsignal (e(k-ä),e(k)) i de valda samplings- tídpunkterna, estimerade kännetecknat därav att kanalens (13) estimerade impulssvar (É(k/2)) adapteras minst en gäng (34) med hjälp av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šPUc) ,šD(k) ) och felsignalerna (e(k/2)) enligt en vald adaptionsalgoritm (LMS).

10. Förfarande enligt patentkrav 9, kännetecknat därav att nollvärdessymboler (G) genereras för att utgöra de fiktiva symbolerna i symbolföljden (šD(k),n).

11. ll. Förfarande enligt patentkrav 6, 7 eller 8, kännetecknat därav att förfarandet omfattar: - kvadrering (5l,52) av felsignalernas (e(k-å), e(k)) belopp i de valda samplingstidpunkterna (k, k-ä) och - lågpassfiltrering (53, 54) av de kvadrerade felsignalerna.

12. Förfarande enligt patentkrav ll, kännetecknat därav att de kvadrerade lâgpassfíltrerade felsignalerna (a2(k-ä), 02(k)) inverteras (55, 56) för att utgöra viktfaktorerna (ak_¿, ak).

13. Förfarande enligt patentkrav 12, kännetecknat därav att -koefficientvården i det estimerade impulssvaret kvadreras' och summeras (â0(k)2 + â2(k)2 ; ñ1(k)2 + â3(k)2) ooh 10 15 20 25 30 35 33 513 657 - generering av en kvot (55,56) mellan den bildade summan och de motsvarande kvadrerade och lågpassfiltrerade felsignalerna (a2(k-å), 02(k)) för att utgöra viktfaktorerna (ak_¿, ak).

14. Förfarande enligt patentkrav 11, kânnetecknat av - generering av kvadratvârden på de observerade samplade signalvárdena (y(k/2)), - lågpassfiltrering av de nämnda kvadratvârdena och - generering av en kvot mellan de kvadrerade, lágpassfiltrerade signalvárdena och de motsvarande kvadrerade och lågpassfiltrerade felsignalerna (a2(k-ä), 02(k)) för att utgöra viktfaktorerna (ak_ä, ak).

15. Anordning hos en mottagare i ett digitalt signalöverförings- system för estimering av symboler från en över en kanal (13) överförd signal (R(T)) vilken anordning omfattar: - en mottagare (14) vilken mottar signalen (R(T)) och alstrar en mottagen signal (y(T)), - en första samplingsenhet (21) vilken samplar den mottagna signalen och avger signalvârden (y(k/8)) vid åtminstone en (k/8) samplingstidpunkt per symbol, - en korreleringskrets (23) initialvârde pá ett kanalestimat (ÉF) för kanalen (13) med hjälp (y(k/8)), dels minst en vilken genererar åtminstone ett av dels de samplade signalvárdena symbolsekvens (SY) känd av mottagaren, - ett förfilter (20,Ö(k/2)), vilket filtrerar de samplade signalvárdena (y(k/2)) till förfiltrerade, observerade signalvården (z(k)), - en kanalutjâmnare (17)¿ vilken enligt en vald viterbialgoritm symboler observerade átminstonemfl estimerade med hjälp "av de genererar <šp .šDum signalvárdena (z(k)), - ett kanalestimeringsfilter (31) vilket genererar estimerade signalvârden (y(k)) med hjälp av de åtminstone preliminärt estimerade symbølerna (špuc), šDm), - en skillnadsbildare (33) vilken alstrar felsignaler (e(k)) med (YOU) (900) ñpreliminärt förfiltrerade hjälp av de observerade och de estimerade signalvárdena och 10 15 20 25 30 35 513 657 34 - en adapteringskrets (34) som är ansluten till koefficientkretsar (42) hos kanalestimeringsfiltret (31) för adaptering av koefficientkretsarna till kanalens (13) impulssvar med hjälp av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k),šD(k)) och felsignalerna (e(k)) enligt en vald adaptionsalgoritm (LMS), kännetecknad därav att anordníngen ytterligare omfattar - en filtergenerator (38), vilken mottar det adapterade kanalestimatet (ÉF, â(k/2)) och genererar förfilterkoefficienter (our/n), vilka avges :in förfilm-et (zo), - ett metrikberäkningsfilter (39), vilket förfilterkoefficienterna (ê(k/2)) och det kanalestimatet (ÉF, å(k/2)) och genererar en filterkarakteristik (W(k)) med koefficienter vilka avges till kanalutjâmnaren (17) för estimeringen av symbolerna (šD(k)). mottar adapterade

16. Anordning hos en mottagare i ett digitalt signalöverförings- system för estimering av symboler från en över en kanal (13) Överförd signal (R(T)) vilken anordning omfattar: - en mottagare (14) vilken mottar signalen (R(T)) och alstrar en mottagen signal (y(T)), - en första samplingsenhet (21) vilken samplar den mottagna signalen och avger signalvärden (y(k/8)) vid.åtminstone två (k/8) samplingstidpunkter per symbol, - en synkroniseringskrets (24) för symbolsamplingstidpunkt (TO) i en av samplingstidpunkterna, - en andra samplingsenhet (22) som är ansluten till den första samplingsenheten (21) och är styrd av synkroniseringskretsen (24) och avger minst två observerade samplade signalvârden (y(k/2)) per symbol, - en korreleringskrets (23) vilkenh genererar' åtminstone ett initialvârde på ett kanalestimat (ÛF) för kanalen (13) med hjälp (y(k/8)), dels minst en bestämning av en av dels de samplade signalvârdena symbolsekvens (SY) känd av mottagaren, - ett förfilter (20,ê(k/2)), vilket filtrerar de observerade, samplade signalvârdena (y(k/2)) till förfiltrerade, observerade signalvärden (z(k)), - en kanalutjämnare (17), vilken enligt en vald viterbialgoritm 10 15 20 25 30 35 513 657 35 genererar åtminstone preliminärt estimerade symboler (šP(k),šD(k)) med hjälp av de förfiltrerade observerade signalvärdena (z(k)), kännetecknad därav att anordningen ytterligare omfattar - en krets (35) för generering av viktfaktorer (ck_¿, ak) hörande till de respektive observerade samplade signalvärdena, - en filtergenerator (38), vilken mottar kanalestimatet (ÉF, â(k/2)) och viktfaktorerna (ak_¿, ak) och med hjälp av dessa genererar förfilterkoeffiçienter (ê(k/2)), vilka avges till förfiltret (20), ""“" - ett metrikberäkningsfilter (39), vilket förfilterkoefficienterna (ê(k/2)) och kanalestimatet (ÉF, fi(k/2)) och genererar en filterkarakteristik (Û(k)) med koefficienter vilka avges till kanalutjâmnaren (17) för estimeringen av symbolerna (šD(k)). mottar

17. Anordning enligt patentkrav 15 eller 16, kânnetecknad därav att metrikberâkningsfiltret (39) omfattar en krets som utför en faltningsoperation för faltning av kanalestimatet (ÉF, É(k/2)) med förfilterfunktionen (ê(k/2)) .

18. Anordning enligt patentkrav 16, kännetecknad därav att - förfiltret (20) omfattar en tredje samplingsenhet (27), vilken samplar den från förfiltret (20) erhållna signalen i symboltakt (TS/1) och - att metrikberäkningsfiltret (39) omfattar en samplingsenhet, vilken samplar den i detta filter genererade filterkarakteristiken (Û(k)) i symboltakt (TS/1).

19. Anordning enligt patentkrav 16, 17 eller 18, vilken omfattar - en krets(36) vilken genererar en symbolföljd (šD(k), Q) av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k),šD(k)) och mellan dessa liggande fiktiva symboler (Q), - ett kanalestimeringsfilter (31) vilket genererar estimerade signalvärden (y(k-ä),A_2(k)) med hjälp symbolföljden och _ V _ - en skillnadsbildare (33) vilken alstrar felsignaler (e(k-2), @(k)) (Y(k-ä), Y(k)) av den genererade med hjälp av de__ebserverade och de 10 15 20 25 30 515 657 36 estimerade (y(k-ä), y(k)) signalvärdena, kännetecknad därav att kretsen (35) för generering av viktfaktorer är ansluten till skillnadsbildaren (33) och genererar viktfaktorerna (ak_ä, ak) i beroende av felsignalernas (e(k-ä), e(k)) värden.

20. Anordning enligt patentkrav 19, kânnetecknad därav att kretsen (36) vilken genererar symbolföljden (šD(k),n), genererar nollvärdessymboler som utgör de fiktiva symbolerna (0).

21. Anordning enligt patentkrav 19 eller 20, kännetecknad därav att kanalestimeringsfiltret (31) har koefficientkretsar (42) vars värden adapteras till kanalens (13) impulssvar genom en adapteringskrets (34) med hjälp av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k), šD(k)) och felsignalerna (e(k-ä), e(k)) enligt en vald adaptionsalgoritm (LHS).

22. Anordning enligt patentkrav 16, 17 eller 18, vilken omfattar - en krets (36) vilken genererar en symbolföljd (šD(k), 0) av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k), šD(k)) och mellan dessa liggande fiktiva symboler (9), - ett kanalestimeringsfilter (31) vilket genererar estimerade signalvärden (y(k-ä), y(k)) med hjälp av den genererade symbolföljden och - en skillnadsbildare (33) vilken alstrar felsignaler (e(k-ä), e(k)) med hjälp av de observerade (y(k-ä), y(k)) och de estimerade (y(k-å), y(k)) signalvärdena, kännetecknad kanalestimeringsfiltret (31) har koefficientkretsar (42) vars värden adapteras till kanalens (13) med hjälp av de därav att impulssvar genom en adapteringskrets (34) åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k), šD(k)) och felsignalerna (e(k-ä), e(k)) enligt en vald adaptionsalgoritm (Lus) .

23. Anordning enligt patentkrav 22, kännetecknad därav att kretsen ( 36) , vilken genererar symbolföljden (šD(k) ,n) , genererar nollvärdessymboler som utgör de fiktiva symbolerna (0). 10 15 20 25 30 35 5'I3 6557 37

24. Anordning enligt patentkrav 19, 20 eller 21, kännetecknad därav att den omfattar - kvadrerare (51,52), vilka kvadrerar felsignalernas (e(k-ä), e(k)) belopp i de valda samplingstidpunkterna och (53,54), vilka filtrerar de kvadrerade - lágpassfilter felsignalerna.

25. Anordning enligt patentkrav 24, kännetecknad därav att den omfattar (55,56), vilka mottar de kvadrerade lágpassfiltrerade felsignalerna (a2(k-ä), a2(k)) viktfaktorerna (ak_ä, ak). inverterare och avger

26. Anordning enligt patentkrav 25, kännetecknad därav att den omfattar - inverterare (55,56), vilka mottar de kvadrerade làgpassfiltrerade felsignalerna (a2(k-ä), o2(k)) och avger motsvarande inverterade värdenfoch - kretsar (59,60) anslutna till inverterarna, i vilka kretsar xoefficientkretsarnas (42) värden (ñ0(k)2+ fizuqz: â1(k)2+ É3(k)2) kvadreras och summeras och multipliceras med de nämnda inverterade värdena. _g

27. Förfarande vid digital signalöverföring över en kanal (13) att hos en mottagare (101,102,103,104,17) estimera överförda symboler från en Hg signal (R(T)), symbolestimeringen utföres i en kanalutjämnare (17) enligt en vald viterbíalgoritm och den överförda signalen (R(T)) mottages via åtminstone två skilga¿giversitetsgrenar, vilket förfarande skilda digggšitetsgrenarna omfattar följande förfarandesteg: - mottagning av den överförda signalen (R(T)) och demodulering (141,142) till mottagna signaler (y1(T), y2(T)), - sampling (151, 152) av de mottagna signalerna (yl(T), y2(T)) vid minst två samplingstidpunkter per symbol till en uppsättning samplade signalvärden (y1(k/2),y2(k/2)), -bestämning av en _symbolsamplingstidpunkt (TO) i en av göyerförd varvid för de samplingstidpunkterna, 7* - val (l51,152) av minst tva av samplingstidpunkterna per symbol, 10 15 20 25 30 35 5'13 6557 33 varav den ena motsvarar symbolsamplingstidpunkten (TO), och val av de observerade samplade signalvärdena (y1(k/2), y2(k/2)) i dessa tidpunkter, - bestämning av åtminstone ett initialvärde pá kanalens (13) estimerade impulssvar (ñ1F,É2F), ett kanalestimat, med hjälp av dels de observerade samplade signalvärdena (yl(k/2),y2(k/2)), dels minst en symbolsekvens (SY) känd av mottagaren, - generering av viktfaktorer (a(k/2)) hörande till de respektive valda samplingstidpunkterna, - generering (161, 162) av filterkeeffieienter (ê1(k/2),ê2(k/2)) till ett förfilter (20l,202) (â1F,â2F) och viktfaktererna (a(k/2)), - filtrering av de observerade samplade signalvärdena (yl(k/2),y2(k/2)) i förfiltret (20l,202) till förfiltrerade, observerade signalvården (z1(k),z2(k)) och - generering av en uppsättning filterkoefficienter (W1(k),Û2(k)) för metrikberäkning med hjälp av kanalestimatet (filF,fi2F) och förfiltrets (20l,202) koefficienter (ê1(k/2),ê2(k/2)), varvid förfarandet även omfattar följande förfarandesteg: med hjälp av kanalestimatet - sammanvägning av de till de skilda diversitetsgrenarna hörande, skilda uppsättningarna av filterkoefficienter (Ûl(k),Û2(k)) för metrikberâkning till filterkoefficienter (Û(k)) i ett metrikberâkningsfilter (104), - sammanvägning av de till de skilda diversitetsgrenarna hörande förfiltrerade, observerade signalvärdena (zl(k), z2(k)) till en gemensam förfiltrerad signal (z(k)), - generering av åtminstone preliminärt estimerade symboler (šP(k), šD(k)) enligt den valda viterbialgoritmen (17) med hjälp av dels den gemensamma, förfiltrerade signalen (z(k)), dels filterkoefficienterna (Û(k)) hos metrikberâkningsfiltret (104).

28. Förfarande enligt patentkrav 27, vilket för de skilda diversitetsgrenarna omfattar att förfiltrets (161,162) koefficienter (ê1(k/2),ê2(k/2)) genereras genom följande förfarandesteg: - generering av komplexkonjugerade värden av kanalestimatets koefficienter (â0*(k) ... â3*(k)), - omordning av de komplexkonjugerade värdena i omvänd tidsordning 10 15 20 25 513 657 39 och multiplikation med de motsvarande viktfaktorerna (a(k/2)) .

29. Förfarande enligt patentkrav 27 eller 28, vilket förfarande för de skilda följande förfarandesteg: -generering av en symbolföljd (šD(k), 0) omfattande de åtminstone preliminärt symbolerna (šP(k),šD(k)) och mellanliggande fiktiva nollvârdessymboler (Q), signalvârden i de diversitetsgrenarna omfattar estimerade - generering av estimerade valda samplingstidpunkterna med hjälp av kanalestimatet (ÛIF, ÉZF) och symboifaijaen (šD(k), n), - generering av en felsignal i de valda samplingstidpunkterna och alstring av víktfaktorerna (a(k/2)) i beroende av felsignalernas värden.

30. Förfarande enligt patentkrav 29, vilket för de skilda diversitetsgrenarna omfattar att kanalens (13) impulssvar (ñ1F,É2F) adapteras minst en gång med hjälp av de åtminstone preliminärt estimerade symbolerna (šP(k),šD(k)) och felsignalerna enligt en vald adaptionsalgoritm (LMS). estimerade

31. Förfarande enligt patentkrav 27, 28, 29 eller 30, varvid de till de skilda diversitetsgrenarna hörande, förfiltrerade, observerade signalvârdena (z1(k), z2(k)) summeras för att utgöra den gemensamma, förfiltrerade signalen (z(k)).

32. Förfarande enligt patentkrav 27, 28, 29, 30 eller 31, varvid de till de skilda hörande, skilda uppsättningarna av (Ûl(k),Û2(k)) för metrikberâkning summeras för att utgöra filterkoefficienterna (fi(k)) i metrikberäkningsfiltret (104). diversitetsgrenarna filterkoefficienter