CN1191351A - 在数字信号传输操作中在接收机内估计所传信号的装置和方法 - Google Patents

Abstract

在数字信息传输系统中,接收机(14)接收一个信号(R(T)),系统的信号频带宽超出系统符号速率。相关和采样电路(15)接收一基频带信号(Y(T)),每个符号时间(TS)将信号采样信号(Y(K/8)),相关(23),产生信道估计(HF)并减频采样此信号(Y(K/8))构成被观察信号(Y(K/2))。此信号在前置滤波器(26)中滤波器(26)中滤波,并以符号速率(27,TS/1)采样按维持比算法产生估计符号(S(K))。

Description

在数字信号传输操作中在接收机 内估计所传信号的装置和方法

本发明涉及一种在数字信号信道传输中，用于在接收机内估计来自被传输无线电信号的所传符号的方法，其中符号的估计是按照所选定的维特比算法(Viferbi algorithm)在信道均衡器中实现的，该方法包括以下方法步骤：

—接收并解调被传输信号为接收信号；

—对接收信号至少在每个符号一个采样时间点上进行采样；

—通过采样信号值决定估计的信道脉冲响应、信道估计值的至少一个初始值；

—选定前置滤波器的滤波系数及在所述的前置滤波器中对所采样的信号值滤波，以获得被前置滤波的、被观察的信号值；以及

—通过经前置滤波的、被观察的信号值，按照维特比算法至少产生预估计符号。

本发明也涉及为实行此方法的装置。

在将一个信号经过一个信道进行数字无线电传输中常常发生的一个问题是被传输信号受到噪音和同信道干扰，还受到导致时间离散的多路传播。例如，在移动电话情况中，由于发射机和接收机改变它们相互间相对位置而改变了无线信道的传输特性。这些问题在分时数字无线传输系统中已经解决了，那里以时隙进行传输的信号序列有一个或多个同步序列及一个或多个数据序列。同步序列及一个或多个数据序列。同步序列对接收机是已知的，接收机能够估计信道的传输特性，即通过此序列做出信道估计。接收机借助于此信道估计对包含了要传输信息的数据序列的符号进行估计。

在某些情况下，对每一个时隙只做一次信道估计是不够的。在长时隙情况，发射机和接收机在时隙的时间内它们间相互相对位置改变很大。这意味在时隙的时间内通道的传输性质也可能改变很大，以使由接收机所做的对被传输符号的估计将是有缺陷的，因此所传送的的信息是不清楚的或者含糊的。刊载于IEEETransactions on Information Theory，January 1973，第120-124页，由F.R.Magee，Jr和J.G.Proakis所撰的论文＂AdaptiveMaximum-Likelihood Sequance Estimation  for DigitalSignalingin thd presenee of Intersymbol Interference＂中描述了部分地避免了这种干扰的无线电接收机。该文描述了一个信道均衡器，包括了一个维特比分析器，具有当作信道估计电路的自适应滤波器。接收符号依次地和假设的符号作比较，这些与接收符号非常接近地一致的假设符号被依次地选来形成估计符号序列。自适应滤波器的参数通过选定的符号依次地调整到改变的信道。

维特比算法的描述见刊在Proeeedings of IEEE，Vol，61，No.3，March 1973上的由G.David Forney，Jr撰写的＂The ViferbiAlgorithm＂一文。该文也稍详细地描述了维特比算法的状态和状态的转变，以及还描述了怎样选择这些状态转变使得获得最适当的符号序列。

信号在发射机和接收机之间传输尽管以前面描述过的方式实行序列估计和自适应信道估计可能还和某些麻烦联系着。这些缺陷的原因之一是系统的信号频带宽度超出系统的符号速率，所谓的超带宽，例如在北美移动电话系统TIAIS-54这种场合中。这些缺陷的另一个原因是信道的传输特性可以变化很快，例如由于衰落的结果。两种不同类型的解决信号变化率问题的办法在现有技术中是已知的。其中用了MLSE-检测器(Maximum-Likelihood SequanceEstimation，最大逼真序列估算器)。

—维特比算法本身以比符号速率要高的速率工作。

—在维特比分析器之前用于适应的、逐段地分隔的前置滤波器。

第一类型解决办法由Novatel communications ltd公司的Yongbing Want等人的刊登在Proceedings of IEEE，ICASSP 1992上的文章＂A Fractionally-Spaced Maximum-LidelihoodSequance Estimation Reciever in a Mulfipath  FadingEnviroment＂中描述了。按照这篇文章，接收的无线电信号被每个符号取样二次，并且信道估计通过使用此双采样速率的自适应滤波器来进行。符号估计在—个也使用此双采样速率的维特比分析器来完成。量度量值，即在接收的和上段设的序列之间的偏差，对每个与符号的两种采样场合被计算出来，此二个增量度量值被相加来按照维特比算法决定最佳状态转变。当借助于被估计插入到每一个替换的采样时间点上。这些假设符号在第二个滤波器中由在被估计的符号之间内值产生。所筛出的解决办法有某此缺点。它必需很特殊的时间点上对接收的符号采样，且适应信道估计是复杂的。在第二个滤波器中内值导致时延，它可能妨碍符号的估计。用于信号处理的滤波器，例如发射机滤波器或接收机滤波器必需是已知的滤波器。接收器滤波器它可能包含线圈和电容器，由于老化、制造上的精度及温度变动而引起特别的问题。

第一种类型的另一种解决办法由R.A.Iltis撰写的下列论文中给出：＂A Bayesian Maximum-Likelihood SequanceEstimationAlgorithm for A-Priori Unknown Channel andSymbol Timina，＂Department of Electrical and ComputerEngineering，University of California，Santa Barbara，August 21，1990。此论文也陈述了一个接收信号将被每一个符号采样二次。符号估计按照维特比算法实现，它对于每一个符号计算二个增量度量值，此二数值在度量计算时被加权。信道估计在一个具有符号时间是分隔开的若干滤波系数的自适应滤波器中被完成，虽然这些系数和每个采样场合相适应，所以每个符号为二次。所给出的解决办法包括一个易了解的度量计算，并且由于所使用的信道估计在整个符号时间间隔内它的滤波器有分支，所以它没有解决在复杂的快速变化的超带宽信道方面的符号同步问题。还有，相似于按照前面由Yongbing Wan提出的办法，接收机滤波器在接收机内必需是高度准确地已知的。

上面说到的涉及解决低的符号速率问题的第一类问题的各种方法相对地在要求必需实施的各种计算方面。关于第二类解决方案的方法则已在刊登于IEEE Transactions on Communications，Vol Com-22，No.5，May 1974上由G.Ungerboeck撰写的文章＂Adaptive Maximum-Likelihood Reciever for Carrier-Modulated Data-Transmission Systems＂中提出)。按照此文章，接收到的无线电信号在每一符号时间中采样几次且采样信号允许通过一前置滤波器。经前置滤波的信号在降至符号速率下被采样然后在维特比分析器中被处理，产生估计符号。无线电信道被采样的脉冲响应借助于信道估计来进行估计，此响应包括发射机和接收机之间的、发射机滤波器和接收机滤波器以及前置滤波器之间的这二个实际信道。前置滤波器和信道估计滤波器每一个都被用由维特比分析器获得的估计符号自适应于变化的无线电信道。该分析器使用了在信道估计滤波器中的滤波器系数以已知的方式来完成符号估计。在维特比分析器中的度量计算是非二次方的，和通常使用的二次方的度量计算相比是简化了的。这种非二次方测量所算能被应用是因为接收的信号已被在前置滤波器中滤过时。在Ungerboeck文章中定义的这种简化方法在自适应算法要有某些限制。正如刊登在Procceedings of IEEE，Vol.73，No.9，Septemberl985，第1370-1372页上由S.U.H.Qureshi所写的文章＂AdaptiveEqualzation＂中所说明的。要求这些限制是因为信道估计滤波器和前置滤波器各自分别借助于估计符号来自适应的。这对导致在此二个滤波器中的全部系数向零收敛。引入这些限制是企图阻止这个收敛，这些限制包括，例如，在信道估计滤波器中对其中一个素数指定一个固定的值。另一方面，这些限制也使得比简化方法不适合使用于快速变化的信道，例如快速衰落的信道之中。所发生的问题归结为没有时间去达到自适应，并且原则上信道特性所发生的同样种类的问题也发生直线性的或DFE-均衡器(DecisionFeedBack判定反馈)之中。以简单术语表示，这意味着企图观察信道的变换过的脉冲响应而不是实际的信道脉冲响应本身，而众所周知的是一般地信道比它的反变换有低得多的速率。

上面所说问题的第二个，衰落问题，早先已经解决了，例如瑞典专利申请SE9102612-0中有技术。一个复数值的信号在发射机和接收机之间被传输，信号的强度变化非常快，有急剧的衰落下沉。根据此专利申请，观察到实数的和虚数的信号分量每一个都相对地规则地变化，这些分量的时间微商常常差不多是线性的。这被用于估计无线电信道脉冲响应和此脉冲响应的导函数。此导函数的估计被用来估计在衰落下沉之后的脉冲响应，此期间无线是信号实际上已经衰减了。相似的方法也被描述在Lars Lindblon的学位论文：＂Adaptve Equalization for Fading Mobile.Radio Channels＂System and Control Group，Depantmet of Technology，Uppsala University，1992之中。

本发明涉及用于在一个信道中数字信号传输的符号估计的方法和装置。当数字传输系统具有信号带宽超出系统的符号速率，被称之为＂超带宽＂，的时候所发生的那些问题由本发明的一个方面解决了。发生在快速变化的信道，例如急速衰落的无线电信道中的那些问题由本发明的一个方面所解决。

此方法借助于利用按照前面说明的G.Ungerboeck的文章的非二次方测量计算的维特比分析器来实现的。接收的信号的每个符号时间被采样几次，这个被观察的采样信号允许通过一个分段采样前置滤波器。此前置滤波信号降到符号的速率进行采样并加给维特比分析器。维特比分析器以符号的速率完成符号估计并产生经估计的符号。系统脉冲响应，包括传输信道和发射机滤波器和接收机滤波器，但除开前置滤波器，被清楚地估计，如在这里所指的在信道估计滤波器中的信道估计值。此滤波器工作于借助得自维特比分析器的经估计的符号来产生接收信号的估计值。在经估计的信号和被观察的采样信号之间的差形成误差信号。前置滤波器实质上产生信道估计的时间一变换过的及共轭复数的形式。然而，前置滤波器系数由加权系数所加权，这些加权系数按照本发明一个优选实施例是依误差信号的变换值所产生。这使得能有一个包括使用了相对较少系数的短的信道估计。如前面所述，前置滤波器是分段采样的，因此它也需要对信道估计分段采样。为了能在维特比分析器中实施简化测量计算，在测量计数滤波器中产生系数。此滤波器一般包括在信道估计和前置滤波器之间的卷积，随后从符号的速率进行采样。

如前所述，接收符号的估计值和误差信号借助于得自维特比分析器的决定了的符号来产生。据前述，前置滤波器之前接收的符号以每个符号时间被采样几次，假设的符号在这些中间采样时间点上被插入决定的符号序列中，使得误差信号产生在符号之间的采样时间点上。假设符号被指定为零值。这意味着全部发射机和接收机滤波器将被包括在信道估计之内以及这些滤波器因此对接收机不需要是已知的。引入零值符号的另一个结果是信道估计变得很不复杂。

经常必需对信道的经估计的脉冲响应、信道估计进行自适应，例如在长时隙或快速变化的信道。误差信号和适当的自适应算法被用在这方面。此自适应，每个符号时间做几次，由于插入零值符号而相当地被简化。这样，在滤波器中新的系数值只需要每个符号产生一次，而与每个符号采样时间点的数目无关。用插入假设的零值符号来代替使用进一步的内值滤波器去产生假设符号，这也可能使用相对地较短的信道估计。这使得在适应信道估计时有相对较的延时，这有利于被估计的符号在维特比分析器中有较高精度。

在产生前置滤波器和测量计算滤波器时，预测器被用来有助于自适应维特比检测器。这能对由于在维特比分析器中因判定延时导致的延时的信道估计作出一些补偿。根据本发明的一个实施例，不同的前置滤波器的系数也对不同的未来时间周期也可以被预测。这对使用了前置滤波器的非二次方维特比分析器是有利的。

在那些只有包括了快速变化的信道的问题要解决的情况中，本发明的第二方面，只需要对接收的信号每个符号取样一次。在这方面，通道估计，以及前置滤波器和度量计算滤波器也是，每个符号只取样一次。如前述，维特比分析器以符号速率工作。

可以总结地说，本发明区别于已知技术本质上在以下三方面：

—信道被估计和清楚地被跟踪，在前置滤波器和度量计算滤波器中的系数被借助于所获得的信道估计来计算。

—当产生前置滤波器和度量计计算滤波器时使用加权系数使可以用较短的信道估计，而性能没有损失。

一对在前置滤波器中的系数允许不同长度的预测时间。

本发明一般可以被应用于信号传输中，特别是快速衰落的无线电信道中。接收机性能和已知技术相比有相当大改进而不需要接收机太复杂。

本发明以下面的权利要求书规定的特点为特征。

现在结合附图更详细地描述本发明的示例性实施例，这些附图是：

图1是表示数字无线电系统中发射机和接收机的方框图；

图2说明用于时分无线电传输的时隙和符号序列；

图3说明带符号值的复数平面；

图4是说明接收机的方框图；

图5是说明信道估计滤波器的方框图；

图6是说明无线信道脉冲响应的曲线图；

图7是说明前置滤波器的方框图；

图8是说明加权系数产生电路的方框图；

图9是说明本发明方法的流程图；

图10是说明本发明一个替换实施例的方框图；

图11是说明本发明又一实施例的方框图。

图1图示用于时分信号传输的无线电传输系统。发射机包括单元10，它接收带信号的信息并产生相应的数字符号S(K)。符号S(K)中，字母K是一个整数符号计数。这些符号发送到单元11，它包括一个发射机滤波器和一个数/模变换器。符号S(K)是在单元11中被处理的信号并被送到无线发射机12，它从选定的载频的信号R(T)的形式发送去单元11中变成模拟量的信号。模拟信号通过无线电信道13被传输到装备有无线电接收机14的接收机上。信道13使信号R(T)受到多路经传播，尤其是如图中所示是用双信号路径。沿一个信号路径传播的信号在到达接收机之前例如在建筑物18上被反射。无线电接收机14将接收到的信号解调到基本频带并发生一基本频带信号Y(T)到相关和取样电路15。随后，电路发生一个被观察的采样信号，记为Y(K/2)。此信号Y(K/2)由前置滤波电路20接收，它发生一个经前置滤波的被观察的信号Z(K)到信道均衡器17。信号Z(K)在信道均衡器17中被按照维特比算法处理，均衡器发生经估计的符号

，它将尽可能接近地和发射机的符号S(K)一致。维特比算法按照前面所说的G.Ungerboeck的参考文件应用了简化的非二次方的度量计算。相关和采样电路15接到信道估计电路16并发给它一个包括了信道13的信道估计初值。根据本实施例，电路16是自适应的并依次地为信道估计产生新的系数值，由此它被依次借助于信号Y(K/2)和经估计的符号 适应于随时间变化的信道13。除了信道估计之外，还在信道估计电路16中产生前置滤波电路20的系数值和当对符号 进行估计时被在信道均衡器17里维特比算法使用的测量计算滤波器的系数值。一般可以是，在信道估计电路16里的滤波器和它的滤波系数的产生是本发明的主题，将在下面更详细地描述。

应该注意到，例如，经估计的符号

对于被观察的信号Z(K)是延时了的，而尽管给的是同样的符号计数器(K)这个事实。这样的标准方法为了简单起见在以后的整个说明中会被使用，而且认为本领域的技术人员认识到某些电路会引起时延。只在少数情况下考虑必需清楚地陈述一个信号的时延。参考标号(K-1)在此时表示包括一个符号时间内的时延。

如前所述，按本实施例的无线传输系统是时分的，如图2所示，其中T表示时间。载频，或者实际上对双向传输时的一对频率，被分成三个时隙19，标以数字1，2和3。符号序列SS包括了同步序列SY和二个数据序列SD1和SD2，它们含有要传送的信息，符号序列被在每个时隙里传输。符号序列SS包括双信号，尽管上面说的符号S(K)，按照例如QPSK-调制，被调制的，如图3所示。在座标轴标的I和Q的复数平面上，符号S(K)的四个可能的值S₀、S₁、S₂和S₃被标出，相应地也标有双数字00、01、10和11。用来传送一个这样的调制的符号的时间标为一个符号时间TS，如在图2中所示。那是这些由整数符号计数器K所计数的整个符号时间TS。上面所说区分为时隙和符号调制是已知技术，并不构成任何部分的发明概念。

在图1和2中描绘的系统可以组成一个移动电话系统，其发射机是基地站，接收机是移动站，或者相反。三个时隙1，2和3以及信号序列SS符号美国移动电话系统标准TIA/IS-54。在此系统中，时隙为6.7毫秒时间间隔，这在实际发生的大多数情况场合要求信道估计电路16是自适应的，如上所述。

如在前面引言中所述，在一个数字信号传输系统中，当信号带宽B超过系统符号速率R＝1/TS的，在信道平衡和符号估计中发生了问题。例如在上面所述的美国移动电话系统就是这种情况，其信号带宽是B＝30^KHZ，其符号变化率R＝24.3^KBd。根据采样法则，在像这样的系统中，从符号速率R对基频带信号Y(T)采样是不够的。然而，对在信道均衡器17中按照维特比算法进行信号处理可以使用符号的速率。在此符号速率R为高的频率下对基频带信号Y(T)采样是可能的，按照本发明这个较高频率当在前置滤波电路20中前置滤波时和当在信道估计电路16中产生滤波系数时是被使用的。在信道均衡器17中符号速率的使用允许均衡器相对的简单，本发明也使得对维特比算法可使用简化的非二次方度计算。

图1右半部分图示的接收机更详细地示于图4。无线接收机14接于相关和采样单元15，它包括第一采样器21，第二采样器22，相关电路23，同步电路24以及用于同步序列SY的对接收机是已知的振荡器25。第一采样器21从无线接收机14接收连续的基频带信号Y(T)并对此信号每个符号采样八次，即有采样频率为8/TS。因而标为Y(K/8)的采样信号发给相关电路23。对被观察符号序列SS的第一信道估计HF借助于来自发生器25的同步序SY以及发生的被观察的同步序列被产生于此电路中。当产生此第一信道估计时，还在同步电路24中建立一符号采样时间点TO。此符号采样时间点控制第二采样器22，由此，按本例，每个符号的原来八个采样时间点中的二个被选为有时间间隔为TS/2。这造成被观察信号Y(K/2)，采样单元将它发给前置滤波电路20及信道估计电路16。在单元22是减慢采样使得简化了在前面所述的信道估计电路中的信号处理。原来八个采样被用于建立符号采样时间TO，它是符号在前面所述的符号计数器中计数的开始点。符号采样时间TO和第一通道估计HF时发给信道估计电路16。

现在对信道估计 在相关和采样电路15中如何产生的作简要叙述。包括了信道13的脉冲响应通过信号Y(K/8)和同步序列产生。脉冲响应延展于包括几个符号时间TS的时间间隔内，在TS/8的时间间隔上产生各个脉冲响应值。在上述的间间隔内选定包含了第一次信道估计 的较短的时间间隔。在所给的实施例情况下，比选择要使得第一次信道估计

获得最大能量。进一步，第一次信道估计

只在那些相距时间间隔为TS/2的点上给出。瑞典专利申请8903842-6号更详细地叙述了如何选择最大能量的信道估计。然而，以其他已知方法选择信道估计处于本发明的范围内。应该看到，信道估计，第一次信道估计HF和其后的用适应的信道估计二者，包括了实际无线信道13和发射机滤波器11及接收机滤波器，例如一个MF-滤波器二者。前置滤波电路20不包括在信道估计之内。也应当注意到由相关＂实际上一般意思是最小二乘方估计。原则上，当所使用的已知的同步序列有所谓白噪声自动相关性能时这种性质的估计和相关性一致。移动电话系统常常是这种情形。

信道估计电路16包括自适应信道估计滤波器31，延时电路32，差异形成器33，执行自适应算法的电路234，二次方及平均值形成电路35，信号开关36，符号发生器37，包括有预测电路38A的滤波发生器38，和度量计算滤波器39。信道估计滤波器31接收第一次信道估计

和符号采样时间点TO，还有在信道均衡器17中估计的符号

(K)。被发到差异形成器33的被估计的信号值Y(K/Z)由此处形成。差异形成器33也接收在电路32中已被延时的观察信号Y(K/2)并发生一个误差信号

。误差信号被发到电路34，它通过其自适应算法去控制自适应滤汉器31。它也经过预测电路38A依次地将信道估计的适应值

发给滤波发生器38。滤波发生器38也接收已经借助于误差信号e(K/2)由电路35产生的加权因数α(K/2)＝α_K-1/2，α_K，下面要要详细解释。在那里产生于滤波发生器一个前置滤波函数 ，它有被发往前置滤波电路20和也发往侧量计算滤波器39的滤波系数。在后一个滤波器里产生一个滤波函数 ，它具有按照维特比算法的用于简化度量计算的系数，并且系数被发给信道均衡器17。信道均衡器17从符号发生器37接收假设的符号 ，它假设由图3给出的四个符号值S₀、S₁、S₂和S₃。信号开关3b从同步电路24控制，并且更替一个估计符号 和有零值的虚构符号Ω就移支二分之一符号时间的间隔TS/2。此零值将不会和图3中复数符号S0的双值器所混扰。虚构的零值符号Ω在复数平面I-Q的原点上，如图3所示。在图中已表示出得信号开关36一个端子36A接收到电位来产生虚构符号Ω。为什么零值要移入的理由将在下面参阅图5更详细地解释。

前置滤波电路电路20包括前置滤波器26，它从滤波发生器38接收前置滤波函数

。被观察的信号Y(K/2)通过前置滤波器，并在其后在第三采样器27中以减慢到符号速率采样，该第二采样器从同步电路24控制。以符号采样时间TO作减慢采样的便获得置滤波的观察信号Z(K)，它因而每一个符号时间TS发生一个值。

图5表示了信道估计滤波器31，延时电路32，差异形成器33和带有自适应算法的电路34。滤波器31包括延时电路41，系数电路42，加法器43和开关44。延时电路41依次串联并将进入的信号依次地延时半个符号时间TS/2。各依次延时的信号在系数电路42乘以系数 及

，它们是信道估计

在相隔二分之一符号时间TS/2的四个时间点上的值。由系数电路42输出的信号在加法器43上相加得到被估计的信号值

。误差信号e(K/2)在差异形成器33中形成并发生给电路34自适应算法。此算法依赖于无线信道13假设所拥有的干扰而选择，在本实施例中是一种被称为LMS-算法(最小均方Least Mean Square)。电路34的输出信号调节在系数电路42中的系数，使按LMS-算法的误差信号e(K/2)的影响最小。系数电路通过来自相关和同步电路15的第一个信道估计HF获得它们的起始值。这些起始值借助于开关44被连接起来，开关由同步电路24控制。估计信号值

通过经维特比算法延时数字q介符号时间TS的估计符号

而产生。观察信号值Y(K/2)因此在延时电路32中被延时数字q个符号时间。用插入零值虚构符号Ω于各值计符号

之间，各系数电路42在每次轮换修正时得到零值输入信号。因而电路只需要去每符号时间TS内修正一次，这简化了修正。这点将在下面的信道估计方法叙述中更为清楚。

估计信号 对每个符号有二个分开的值，第一个在符号采样时间点TO的 而第二个早半个符号时间

这些值按下式产生： $\hat{Y}(k-\frac{1}{2})={\hat{H}}_0\left(k\right){\hat{S}}_D\left(k\right)+{\hat{H}}_2\left(k\right){\hat{S}}_D(k-1)$ $\hat{Y}\left(k\right)={\hat{H}}_1\left(k\right){\hat{S}}_D\left(k\right)+{\hat{H}}_3\left(k\right){\hat{S}}_D(k-1)---\left(1\right)$

在图5中，在早于符号采样时间TO为K-1/2个一半符号时间TS/2的时间位置处符号序列 ，Ω的符号值标为系数电路42的输入。半个符号时间以且，在符号采样时间TO，符号值向图中右边移过TS/2。在一个符号时间中误差信号e(K/2)去符号时间TS期间有二个不同的值： $e(k-\frac{1}{2})=Y(k-\frac{1}{2})-\hat{Y}(k-\frac{1}{2})$ $e\left(k\right)=Y\left(k\right)-\hat{Y}\left(k\right)---\left(2\right)$ 由Y(K)和Y(K-1/2)是被观察信号Y(K/2)在一个符号时间内的二个被观察信号值。信道估计在本实施例情况下按照下式通过LMS-算法修正： $\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_0\left(k\right)\\ {\hat{H}}_1\left(k\right)\\ {\hat{H}}_2\left(k\right)\\ {\hat{H}}_3\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_0(k-1)\\ {\hat{H}}_1(k-1)\\ {\hat{H}}_2(k-1)\\ {\hat{H}}_3(k-1)\end{array}\right]+\mathrm{\μ}\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_D\left(k\right)\\ 0\\ {\hat{S}}_D(k-1)\\ 0\end{array}\right]e\left(k\right)$ $\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_0\left(k\right)\\ {\hat{H}}_1\left(k\right)\\ {\hat{H}}_2\left(k\right)\\ {\hat{H}}_3\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_0(k-1)\\ {\hat{H}}_1(k-1)\\ {\hat{H}}_2(k-1)\\ {\hat{H}}_3(k-1)\end{array}\right]+\mathrm{\μ}\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}0\\ {\hat{S}}_D\left(k\right)\\ 0\\ {\hat{S}}_D(k-1)\end{array}\right]e(k-\frac{1}{2})\end{array}--\left(3\right)$

上式中μ是一个参数，是自适应算法中的一个步距长度。从(3)式可以看到，系数电路42的值每个符号时间由于插入零值虚构符号Ω只需要计算一次。从(1)式也可以看到，被估计的信号

(K/2)的产生也可由于插入零值虚拟符号Ω而被简化。(1)式中每一个都只有二项，如果不是零值而是其他值插入被估计的符号

和SD(K-1)之间的话它们将要求的是四项。RLS-算法(递归的最小二平方Recursive Least Square)或Kalman-算法是代替LMS-算法的例子。

信道估计可能结构的例子示于图6，它是一个曲线图，其座标轴标为时间T和信道估计的幅值H。曲线A示出对信道13的连续的脉冲响应的及各别值

和

是在时间位置TO各选定的时间点处的信道估计值。图表示了符号采样时间TO，符号计数器K指出各个信道估计值与时间脚标K有关。

前置滤波函数 一般可以说是信道估计 和加权固数α(K/2)的函数。最佳的前置滤波器设置是一个和无线信道匹配的滤波器，提供在信道估计和前置滤波器中的系数数目足够大。如前所述，使用如此之长的信道估计充满了缺点。本发明可以达到的明显的优点之一是信道估计和前置滤波器可以非常短。这用插入加权固数α(K/2)变得可能。根据本实施例，前置滤波器函数 (K/2)有四个系数，它在滤波器发生器38中按下式产生： ${\hat{G}}_0\left(k\right)={\mathrm{\α}}_k\·{{\hat{H}}_3}^{*}\left(k\right)$ ${\hat{G}}_1\left(k\right)={\mathrm{\α}}_{k-\frac{1}{2}}\·{{\hat{H}}_2}^{*}\left(k\right)---\left(4\right)$ ${\hat{G}}_2\left(k\right)={\mathrm{\α}}_k\·{{\hat{H}}_1}^{*}\left(k\right)$ ${\hat{G}}_3\left(k\right)={\mathrm{\α}}_{1-\frac{1}{2}}\·{{\hat{H}}_0}^{*}\left(k\right)$

信道估计 中的系数值是共轭复数，如由记号*所标示，当用脚标0，1，2，3顺序来表示时它排列为反时序，并乘以加权因数α(K/2)。在(4)式中假设预测电路38A没有接，所以当产生前置滤波函数 时能道估计

被直接使用的。

滤波发生器38将(4)式中的系数发给前置滤波器26，如图7所示。前置滤波器包括延时电路261，系数电路262和加法器263。各延时电路顺序接成串联并将进入的观察信号Y(K/2)依次地延时半个符号时间TS/2。经延时的信号在系数电路262乘以按照(4)式的系数值再在加法器263中相加。最后合成的信号在每个符号时间TS采样一次以便得到前置滤波信号Z(K)。

根据一个替换例，预测电路38A被使用使得当产生前置滤波函数 时利用信道估计的预测值。这是很明显的，当在信道均衡器17中实行测量计算时，那里信道估计系数随时间变化。从(4)式将明白，信道估计

中的系数在产生前置滤波函数 时反时序地使用。所以，在本实施例情况下，在时间点K信号

的信号值将被乘以用在时间点K-1的前置滤波器第一个系数里的系数值。这能导致在信道13的非常显著的时间偏离情况下有一些妨碍符号估计。这可用各不相同时间长度的前置滤波系数的多次预测的预测法来消除，用于前置滤波器第一个系数是最长预测时间，对其后的各系数依次地减少预测时间。电路38A中的预测导致在前置滤波函数

中预测系数值，对于信号值

它是即时的。可参见由Erik Dalalman向在斯德哥尔摩的Kungl.Teniska Hogskolan(皇家技术学院)提出的学位论文：＂A Study of AdaptiveDetectors for Fast-Varying Mobile-Radio Channels＂，Oetober 19，1992，Report No.TRITA-TTT-9102，Section 3，＂Improned Channel Estimates Using Prediction＂，有预测法更完整的叙述。

滤波函数 的系数被用于完成在信道均衡器17中的度量计算，这些系数在测量计算滤波器39中产生。滤波函数是信道估计 (K/2)和瓣置滤波函数 卷积的结果 ，其中记号X表示卷积运算。此卷积的结果以符号的速率在图4中标为TO的符号采样时间点中的开始点上采样。此采样的已知方式通过没有示出的采样单元实行。

信道均衡器17根据所谓符号采样维特比算法进行工作，因它对以符号速率采样的信号Z(K)进行信道均衡。维特比算法的更详细的叙述要参见前述G.Forney的参考文件＂The Viterbi Algorithm＂。此算法以已知方式具有一个状态数N＝M^L，其中M是符号可具有的值的数字，而L是在信号时间TS的数字下滤波函数

的存储长度。在本实施例中，按图3，M＝4，且经过卷积，滤波函数 的存储长度已选为L＝1，所以均衡器17将具有状态N＝4。一般可以说维特比算法将被观察的经前置滤波的信号Z(K)和借助于假设符号S(K)及借助于滤波函数

的系数产生的假设序列相比较。假设符号由下式给出： $\hat{S}\left(K\right)=({\hat{S}}_0\left(K\right),{\hat{S}}_1\left(K\right),{\hat{S}}_2\left(K\right),{\hat{S}}_3\left(K\right))---\left(5\right)$ 二个序列之间的比较结果出一个偏差值，称为度量值，它是由各增量值相加逐段进行计算。如前述，按照本发明增量度量值的产生是一简化的非二次方过程，且以前述G.Ungerboeck的参考文件＂Adaptive Maximum-Likelihood Receiver for Carrier-Modulated Data-Transmission Systems＂中描述的方法实行。各增量度量值对维特比算法各状态不同的转变进行计算。对产生测量值的每一步选定最大度量值并注意到其相应的转变。在预定数目的计算步骤之后度量值的产生中断，选定符号，诸如在所得到的度量值基础上的估计符号

。也将注意到在简化维特比算法中由于和典型地使用的维特比算法情况性质不同而对每一个状态选择最大度量值。因使用非二次方度量计算而导致的简化在符号估计实践中得到重大的好处，因为可以避免二次方或平方的值。

如前所述，估计的符号

相对于所接收的信号Y(K/2)被延时了数目q个符号时间。这导致信道估计滤波器31适应的延时。为了减少这有害的延时，在自适应过程中使用了出自信道均衡器17的按本发明的替代用的初步估计符号S_P(K)。此初步符号S_P(K)经过比最后的符号S_D(K)要较少的步骤在均衡器17中被决定，并以比前面说的q个符号时间较少延时而被产生，如图4所示。

根据本发明优选实施例，前述的加权因数α(K/2)＝(α_{K-1/2， αK})借助于误差信号e(K)和e(K-1/2)而产生。此加权因数的产生是基于观察到各信号各自平方的统计期望值代表了总的噪音干扰水平、残存的符号间干扰和共信道干扰。期望值越大，估计信号值

和

与它们各自的观察信号Y(K-1/2)和Y(K)间的一致性越小。随此而来的是相应的增量测量值也较少准确地和由信道中噪声造成的误差相一致。这些增量度量值然后将在维度比算法中被加权而下降，因为其值是不定的。可能一个期望的数值，或者实际上统计的偏离值要十倍大于那另一个值，特别在说的信道估计情况。对应的误差信号然后将可能包含大量未知的符号间干扰而不是信道噪音，因此是不定的。二个误差信号e(K)和e(K-1/2)的幂将互相大大不同，如前所述，特别是当信道估计

极少有系数时。利用加权因数α(K/2)可作出好的符号估计，甚至当信道估计极少有系数时。这是本发明的所有的基本优点之一。然而，将会明白，那些包括相对地较长的信道估计的实施例也处在本发明的范围之内。在此情况下，符号估计要求更多计算，但加权因数的产生是简化的，这些因数可被调节到α(K/2)＝1，或者它们至少能做到对所有分子都是一样的。在本发明那些后面的实施例情况下，保留借助于信道估计产生前置滤波器，以便避免在前言里所述的符号估计中稳定和快捷的麻烦问题。

统计的期望值用将误差信号值站方和形成平均值来估计。期望值和加权因数在电路35中产生，电路在图8中更详细地示出。电路包括二个平方器51和52，二个低通滤波器53和54，二个变换器55和56和二个信号开关57和58。信号开关57接收误差信号e(K/2)并将此信号交替地在半个符号时间TS/2内发给平方器51和52。信号开关57以一种来被仔细表示出的方式由来自图4同步电路24的信号所控制。二个误差信号e(K-1/2)及e(K)在它们各自的平方器51和52中被平方，并将平方的值用各自的低通滤波器53和54滤过而形成平均值。这些滤波器将信号σ²(K-1/2)和σ²(K)分别发生，这些信号对应于前述误差信号的统计期望值。信号σ²(K-1/2)和σ²(K)在各自的变换器55和56中被变换的提供前述加权因数α_K和α_K-1/2并被发给信号开关58。信号形状以没有详细表示的方式由同步电路24控制，并将加权因数在半个符号时间TS/2期间内加到滤波发生器38。示于图4的电路35因此按照以下关系式产生加权因数： ${\mathrm{\α}}_{k-\frac{1}{2}}=1/{\stackrel{\‾}{\left|e(k-\frac{1}{2})\right|}}^2$ $\mathrm{\αk}=1/{\stackrel{\‾}{\left|e\left(k\right)\right|}}^2---\left(6\right)$ 其中

和

上面的横线表示是平均值。

根据一个替换的情况，还注意到当按下式产生加权因数的在信道估计中滤波系数的值： ${\mathrm{\α}}_{k-\frac{1}{2}}=({{\hat{H}}_0}^2+{{\hat{H}}_2}^2)/{\mathrm{\σ}}^2(k-\frac{1}{2})$ ${\mathrm{\α}}_k=({{\hat{H}}_1}^2+{{\hat{H}}_3}^2)/{\mathrm{\σ}}^2\left(k\right)---\left(7\right)$ 为了产生这些替换的加权因数，电路35通过在图4中以虚线表示的连接35A从信道估计电路31接收信道估计

。滤波系数 和以及

和

在包括于平方和平均形成电路35中的电路59和60里被平方并逐对相加，再分别乘以变换值σ²(K-1/2)和σ²(K)。然后所产生的加权因数α(K/2)被送到滤波发生器38并用来产生前置滤波函数

，如上面参考(4)式所描述的。根据另一个产生加权因数的替代方法，采用更直接测量在(7)式的分子里的所接收的信号强度。这种测量是所谓RSSI-值(Received Signal StrengthIndicator接收信号强度指示)，它主要是所接收信号Y(K/2)绝对值的平方和低通滤波值。此RSSI-值在图4中的虚线标出的电路35B中被产生。

上面的实施例包括了借助判定的或初步判定符号对信道估计进行适应。根据简化的替换的方法，滤波系数值在通道会计电路31中借助于第一个信道估计

对每个符号序列SS只调整一次。这意味着带自适应算生的电路34被排除在外。在这方面交替地含有估计符号 和虚构的零值符号Ω的符号序列送到信道估计电路31并只被用于产生估计信号

。然而根据替代的简化方法，插入零值虚构符号对产生误差信号e(K/2)是有意义的，根据(1)和(2)式误差信号是通过估计信号 产生的。

本发明方法用表示在图9中的流程图概括地叙述。无线电信号R(T)在方块70里接收，降频混合并滤波成基频带信号Y(T)。根据方块71此信号每符号时间TS被采样八次，此采样信号Y(K/8)用于作相关联结，方块72。此相关联结给出包括无线信道13的信道采样脉冲响应，它被用来决定信道估计HF和决定符号采样时间YO。根据方块73此一次采得的信号Y(K/8)在此时间点TO的基础上被降频采样，得到被观察信号Y(K/Z)，每个符号时间TS它有二个信号值。信号Y(K/2)在方块74中被前置滤波并以符号的速率降频采样，以便得到前置滤波信号Z(K)。根据方块75，估计符号

在信道均衡器中被判定，再根据方块76，产生这些被估计符号和虚构零值符号Ω的符号序列被产生。被估计的信号值 在方块77中通过信道估计HF和前述信号序列被产生出来。误差信号e(K/2)由这些估计信号值和被观察信号值Y(K/2)在方块78中被产生。加权因数α(K/2)在方块79中用平方、低滤波和变换误差信号产生。根据方块80，加权因数α(K/2)和信道估计

用来产生前置滤波系数。这些系数根据方块74在前置滤波时使用，并根据方块81产生度量滤波。在测量滤波器

中的系数用来判定符号

图9中的流程图说明了本发明的一个简单实例，为清楚起见使用了实线。在该图中带以虚线表示方块84，根据它产生信道估计

(K/2)，并示出此信道估计如何根据方块82通过误差信号e(K/2)被适应。方块83表示在产生前置滤波之前信道估计系数的预测。

在上面的实施例中，被观察的采样信号Y(K/2)每个符号时间TS有二个信号值。选择，例如，每个符号时间内四个或更多个信号值也处在本发明范围内。然而,这要求信道估计滤波器31对应地有更多的系数电路42。根据此例子，信道估计

延展于一个符号时间内，但可以更宽。这也要求信道估计滤波器31有更多系数电路42，这导致更大的自适应处时。当自适应信道估计H(K/2)和产生加权因数α(K/2)时初步判定的符号 可被用来企图降低延时。也完全可能有相对较长的信道估计滤波器并随附一个长的前置滤波器并随附一个长的前置滤波器而不扩展度量计算滤波器，由于这个滤波器可能是截头的。这也使依赖于度量计算滤波器的长度的在维特比分析器17中的状态数受到限制，尽管信道估计是长的。

现在参阅图10叙述本发明的一个替代的实施例。此实施例本质上包括有分集天线的接收机，接收信号R(T)如前述在构成二个分集支路的二个分开的接收电路101和102内被处理。从些电路输出的信号在信道均衡器17中集合及处理。二个电路101和102中每一个包括相应的无线接收机141和142，它们在其各自的天线上接收信号R(T)。每个无线接收机送各自的基频带信号Y₁(T)和Y₂(T)给其各自的相关和采样电路151和152。除了产生符号采样时间点TO以外，每个这些电路还产生各自的第一个通道估计H₁F和H₂F，以及各自的被观察采样信号Y₁(K/2)和Y₂(K/2)。这些信号在前置滤波电路201和202中任前置滤波各自得到经前置滤波的观察信号E₁(K)和E₂(K)。每一个接收电路101和102有各自的信道估计电路161和162，它每一个产生各自的前置滤波函数 及

和各自的滤波函数W₁(K/2)和W₂(K/2)以用于测量计算。每个信道估计电路161和162接收它各自的信道估计值及采样时间点，将前置滤波函数 (K/2)和 送到各自的前置滤波器201和202，并产生滤波函数

及

这些被集合于一个电路104中构成滤波函数

且经前置滤波的观察信号E₁(K)和E₂(K)集合于电路103中构成共同的经前置滤波的信号Z(K)。二个滤波函数 和 及经前置滤波的观察信号E₁(K)和E₂(K)的集合可以用相加来实现。信道均衡器17通过前置滤波的信号Z(K)产生估计符号

，并通过它的带非二次方测量计算的维特比算法产生滤波函数 。信道估计电路161和162借助于估计符号

进行自适应。

将会看到在有分集天线的本实施例情况中，不同的分集支路101和102在大多数情况下有不同的采样时间点，虽然这些时间点有共同参考TO。加权因数以和参照图4-9叙述的实施例是同样的方法计算，这些加权因数在不同的分支路里一般是不同的。当自适应信道估计时，可以使用零值符号Ω的零序列而这个符号序列将对二个分集支路是一样的，因为只产生了一个估计符号

的阵列。

本发明还有一个替换实施例将参阅图11进行叙述。此实施例可在信道快速变化但系统的信号带宽B在符号速率R以下，所以＂超带宽＂的问题并不存在。无线接收机14被接到相关和采样单元315，它包括采样单元321，相关电路23，同步电路24和用于同步序列SY的发生器25。采样单元321接收基频带信号Y(T)并对此信号在符号变化率TS/1下采样再将此被观察的采样信号Y(K)送到相关电路23。这个电路产生第一个信道估计 ，它被送到同步电路24，它再将信道估计和同步时间点TO送到信道估计电路316。

信道估计电路316包括自适应信道估计滤波器331，延时电路32，差异形成器33，自适应电路34，符号发生器37，带预测电路38A的滤波发生器338和测量计算滤波器339。

相关和采样单元315将被观察信号Y(K)送到前置滤波器326，它将被观察的经前置滤波的信号Z(K)送给信道均衡器27。信道均衡器产生所要求的估计符号

信道估计滤波器331接收第一个信道估计HF，符号采样时间点TO及估计符号 估计信号值

通过这里而形成并被送到差异形成器33。差异形成器也接收在电路32中已经被延时的观察信号Y(K)，并产生误差信号e(K)。误差信号被自适应电路34接收，它通过它的算法控制信道估计滤波器331，该滤波器依次地经由预测电路338A发生信道估计 的适应值给滤波发生器338。在滤波发生器中产生一个前置滤波函数G(K)，它的系数被送到前置滤波器326及送到度量计算滤波器339。此滤波器也接收信道估计

并通过卷积运算产生滤波函数

，其系数被送到信道均衡器17。

相似于前面的实施例，预测电路338A可以被排除以便简化信号处理。初步的估计符号

可在产生估计信号值

时使用。

在看到由图1-7中说明的实施例的背影叙述后，本领域的技术人员将很容易明白在信道估计电路316中发生的信号处理过程。此信号处理过程交示再详细叙述，只提到对于前面实施例是重要的不同点。图11的实施例中，信号处理的符号速率进行，因此前置滤波信号不降低频采样。信道估计滤波器331的系数互相间隔一个符号时间并对虚构符号Ω没有一致性。每个符号只有一个误差信号e(K)产生所以没有误差信号加权因数产生。滤波发生器338和度量计算滤波器339的系数相互隔开一个符号时间的距离。相似于前面实施例，特点是对于包括了发射机滤波器和接收机滤波器的用于信道的系统脉冲响应被清楚地估计了，特点还在于前置滤波器和度量计算滤波器此且在信道估计地基础上被产生。

上面本发明示例性实施例已经参照图2分时无线信系统描述过了。然而，对于信号以不同于所描述的信号序列SS的其他格式传输时也处在本发明范围之内。因而，本发明可以应用到例如仅仅是频分系统，其中一个或多个同步序列连同要传送的信息一起被传输。

除了无线通信外，本发明也可以用于有固定线路的数字通信网络之内。两个用户在不同情况通过包括分开的有不同脉冲响应线路的信道被连接在一起。相似于前面叙述的无线通信实施例，各自用户的接收机提供有相关电路，前置滤波电路，信道均衡器，和与图4中所示同样种类的信道估计电路。相关联结借助于所传送的同步序列而被实现，并在那里形成被用来产生前置滤波器和度量计算滤波器的信道估计。接收机自动地用信道均衡器调整到每一个线路。因而本发明可被用于使用了均衡器于它的接收器中的一个传输系统。

如前所述，信道估计滤波器331的自适应由插入虚构零值符号Ω来简化，而自适应的延时相对较小。在已知技术中，例如，根据前述由Yongbing Wan等在IEEE中的文章的技术，使用了在估计符号值之间内插符号值，诸如虚构的符号。这导致在对信道估计自适应时有延时，这常常妨碍最终符号估计。公开该文章的技术的缺点之一是在传输链中的滤波器、发射机和接收机滤波器必需高程度精确的已知，这不是发使用零值符号(Ω)时的情形。另一个缺点是接收机的复杂性增高了。本发明借助于信道估计H(K/Z)和加权因数α(K/Z)的前置滤波函数G(K/Z)之产生提供重要的好处。简化的、非二次方的测量计算能有利地用于信道均衡器17的维特比分析中，这在实际中实行符号估计时十分有意义。信道估计可允许有相对少的系数，且在均衡器17中的维特比算法相应地有小的状态。在快变化信道的情形中，例如有衰落的信道，信道估计 ，前置滤波器

及测量计算滤波器

保持稳定而不需引入有害的对自适应信道估计的限制。

Claims (6)

1.在数字信号经信道(13)传输给一种在接收机(101，102，103，104，17)中对所传的来自所传输信号(R(T))的符号进行估计的方法，其中符号估计按照所选择的维特比算法完成，且所传输的信号(R(T))被通过至少二个分开的分集支路接收，所述方法包括用于该分开的分集支路的下列方法步骤：

-接收所传输信号(R(T))并解调(141，142)构成接收信号(Y₁(T)，Y₂(T))；

-在每符号至少二个采样时间点对接收信号(Y₁(T)，Y₂(T))采样(151，152)，构成采样信号值(Y₁(K/2)，Y₂(K/2))的阵列；

-在采样点之一决定为符号采样时间点(TO)；

-选择(151，152)每符号的采样时间点中至少二个，其中之一对应于符号采样时间点(TO)，再在这些时间点上选定被观察的采样信号值(Y₁(K/2)，Y₂(K/2))；

-借助于被观察的采样信号值(Y₁(K/2)，Y₂(K/2))及借助于至少一个对接收机是已知的符号序列(SY)决定信道(13)的估计脉冲响应

的至少一个起始值，一个信道估计；

-产生属于各个选定的采样时间点的加权因数(α(K/2))；

-借助于信道估计(H₁F，H₂F)及加权因数(α(K/2)产生(161，162)前置滤波器(201，202)的滤波系数

-在前置滤波器(201，202)中对被观察的采样信号值(Y₁(K/2)，Y₂(K/2))滤波，构成经前置滤波的被观察信号值(E₁(K)，E₂(K))；以及

-借助于信道估计 及前置滤波器(201，202)的系数产生用于度量计算的滤波系数

阵列，

其特征是该方法还包括以下方法步骤：

-在一个度量计算滤波器(104)中将各自的属于各个分集支路的滤波系数 阵列集合起来用于度量计算，构成滤波系数

-将属于各个分集支路的经前置滤波的、被观察信号值(E₁(K)，E₂(K))集合起来构成共同的经前置滤波的信号(E(K))；以及

-借助于共同的经前置滤波的信号(E(K))及借助于度量计算滤波器(104)的滤波系数(W(K))按照选选定的维特比算法(17)产生至少的初步估计符号(E₁(K)，E₂(K))。

2.根据权利要求1的方法，其特征是前置滤波器(161，162)的系数

对各分集支路用以下方法步骤产生：

-产生信道估计系数

的共轭复数值；

-以反时序定共轭复数值的时序，并乘以相应的加权因数(α(K/2))。

3.根据权利要求1或2的方法，其特征是对各个分集支路包括有以下方法步骤：

-产生符号序列 它包含至少的初步估计符号

及其间的虚构零值符号(Ω)；

-借助于信道估计 及所述的符号序列

产生在选定的采样时间点的估计信号值；以及

-在选择的采样时间点上产生一误差信号并依赖于误差信号的值产生加权因数(α(K/2))。

4.根据权利要求3的方法，其特征是对各分集支路包括按照选择的自适应算法(LMS)借助于至少的初步估计符号

及误差信号对信道(13)的估计脉冲响应

适应至少一次。

5.根据权利要求1、2、3或4的方法，其特征是属于各分集支路的经前置滤波的被观察信号值(Z₁(K)，Z₂(K))被相加起来构成共同的经前置滤波的信号(Z(K))。

6.根据权利要求1、2、3或4的方法，其特征是用于度量计算的属于各分集支路的滤波系数 的各个阵列在度量计算滤波器(104)中被相加构成滤波系数

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