CN101292485B - 适用于edge系统的自适应8psk解调的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于EDGE系统的自适应8PSK解调的方法，其包括：一信号翻转模块对接收到的多倍采样率的I，Q信号进行翻转；一信道参数估计模块对翻转后的信号进行滑动相关获取多倍采样率下的信道参数估计值；根据信道参数的估计值进行联合估计，分粗同步和精同步步骤同时确定信号的时间提前量以及信道的实际弥散长度；对翻转后的信号进行同步和下采样；对同步和下采样后的信号进行白化匹配滤波；根据预先确定的准则来自适应地采用缩减状态的方式进行8PSK均衡解调。本发明方法在满足了EDGE协议规范的前提下，提高了当实际信道弥散长度比较小时基带系统的性能，同时还保证了当信道弥散长度比较大时基带系统性能保持不变。

Description

适用于EDGE系统的自适应8PSK解调的方法

技术领域

本发明属于移动通讯领域的一种自适应解调方法，尤其涉及一种适用于EDGE系统的自适应8PSK均衡解调的方法。 

背景技术

GSM作为第二代移动蜂窝通信系统，在全世界范围内已经得到了广泛的应用，但随着移动通信技术的发展和义务的多样化，人们对数据业务的需求不断增加。为了在现有GSM蜂窝系统中提供更高的数据通信速率，EDGE(Enhanced Data rates for GSMEvolution)引入了多电平数字调制方式-8PSK调制，作为标准技术用语，以下简称EDGE和8PSK。由于8PSK调制将3个连续比特映射到I/Q坐标的一个符号，从而能提供更高的比特率和频谱效率。EDGE系统在不同的信道情况下，可以提供9种不同的调制编码方式-MCS(Modulation and Coding Scheme)，其中MCS1～4使用的仍然是GSM系统中的GMSK调制方式，而MCS5～9使用的是8PSK调制方式。 

在移动通信中，无线信道的信道特性是非常恶劣的，主要表现为多径衰落和多普勒衰落。多径衰落会使信号产生码间干扰，接收端必须采用均衡技术来消除信道的影响。GSM/EDGE协议中规定了几种典型的无线信道传播模型，比如静态模型Static、城市模型TU50(50代表移动台的速度为50km/h)、郊区模型RA250等等。其中静态模型中的信道弥散长度为L＝2，而在山区模型中，信道的弥散长度为6。对于8PSK的解调来讲，信号的调制符号表的大小M＝8，如果采用常用的方法，那么8PSK的总状态数为8⁵＝32768，对于基带解调系统来说是很难实现的。在实现中一般采用缩减状态序列估计算法RSSE(Reduced-State Sequence Estimation，请参见A.Duel-Hallen，c.Heegard，“DelayedDecision-Feedback Sequence Estimation，”IEEE Trans.Comm.vol.37，pp.428-436，May1989)或者延迟判决反馈序列估计法DDFSE(Delayed Decision-Feedback SequenceEstimation，请参见M.V.Eyuboglu，S.U.H.Qureshi，“Reduced-State Estimation with SetPartition and Decision Feedback，”IEEE Trans.Comm.vol.36，pp.13-20，Jan.1988)来进行8PSK的解调均衡。 

在DDFSE中，只有K(1≤K≤L)阶的信道参数用来定义网格图，其状态数为M^K-1，而剩下阶数的信道参数可采用PSP(Per-Survivor Processing，请参见R.Rahelli，A.Polydoros and C.K.Tzou，“Per-Survivor Processing：A General Approach to MLSE in Uncertain Environments，”IEEE Trans.Comm.vol.43，pp.354-364，Feb./Mar./Apr.1995)的方法来计算分支度量。RSSE则更加的灵活，它可以选取不同K和M来平衡性能和复杂度。常见的方法是采用Ungerboeck子集分割的方法来确定子集和网格状态的个数。定义每阶上的状态数N_state＝{N[i]，1≤i≤L-1}，并且满足N[1]≥N[2]≥…≥N[L-1]。那么RSSE网格状态数为： 

$Z=\underset{i=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Π}}}N\left[i\right]$

与DDFSE类似，RSSE同样需要采用PSP来计算分支度量。 

RSSE和DDFSE虽然实现起来比较简单，然而由于空中信道传播的不确定性，实际信道的弥散长度可以在2～6之间变化，如果采用固定状态数目以及判决反馈长度，对于实际信道弥散长度比较小的情况来讲，不仅会造成解调性能上的一定损失，而且会使运算复杂度变高。所以需要找到一种自适应的均衡解调方法，用较低的复杂度来获得较高的解调增益。 

专利号US5,644,603的美国专利“Maximum Likelihood Sequence Estimator withVariable Number of States”采用了训练序列估计信道参数，并根据所估计的信道参数来确定Viterbi算法的状态数目，得到均衡解调的输出结果。在此专利中，当信号的调制符号表比较大的时候，系统的复杂度呈指数上升，不适合在EDGE系统8PSK均衡解调中采用。另外该专利只是判断前面几阶信道参数的能量和是否大于预先确定的门限值，来确定实际的信道弥散长度。此方法容易受到信号时延的影响，另外该方法中提到的门限值很难确定，在实际系统中不容易实现。 

中国专利01112664.7“一种适用于EDGE系统的8PSK均衡解调实现方法”针对EDGE系统，公开了一种8PSK均衡解调实现方法。该方法首先将翻转后的信号进行匹配滤波，将输出的结果再进行相干解调，并判断解调后的符号。然后根据相干解调后的数据，进行N_d次迭代路径搜索(N_d为迭代次数，一般为1或者2)，从所有可能的序列中选出具有最大似然函数值的序列作为输出序列。采用此种方法，使得计算复杂度降为N_d×3×2^L-1。该发明虽然计算量小，系统可实现性强，但是经过仿真验证，其均衡解调的算法性能并不能满足EDGE协议中的规定，不适合在实际系统中的实现。 

以上现有技术的缺点或者不能保证8PSK均衡解调的性能，或者运算复杂度比较高，或者很难精确确定信道的实际信道弥散长度，对于EDGE系统，需要找到一种自适应8PSK均衡解调的方法，这也正是本发明的目的。 

发明内容

本发明的目的是针对EDGE系统提出了一种自适应8PSK均衡解调的方法，根据估计出的信道参数值来联合估计，分粗同步和精同步两个步骤同时确定信号的时间提前量以及信道的弥散长度，自适应地采用缩减状态的方法进行8PSK均衡解调。 

一种适用于EDGE系统的自适应8PSK解调的方法，其包括以下步骤： 

A、一信号翻转模块对接收到的多倍采样率的I，Q信号进行翻转； 

B、一信道参数估计模块对翻转后的信号进行滑动相关获取多倍采样率下的信道参数估计值； 

C、根据信道参数的估计值进行联合估计，分粗同步和精同步两个步骤同时确定信号的时间提前量以及信道的实际弥散长度，其中所述粗同步输出时间提前量的粗估计值和信道弥散长度的估计值，所述精同步输出时间提前量的精估计值； 

D、在信号的时间提前量的基础上，对翻转后的信号进行同步和下采样，同时对信道参数的估计值进行同步和下采样； 

E、对同步和下采样后的信号进行白化匹配滤波； 

F、将白化匹配滤波后的信号送入自适应均衡解调器中，在信道的实际弥散长度的基础上，根据预先确定的准则来自适应地采用缩减状态的方式进行8PSK均衡解调。 

所述的方法，其中，所述粗同步过程包括以下步骤： 

C11、初始化搜索窗口大小为2N，N为符号周期内采样点数； 

C12、初始化搜索起始符号位置，初始化一系列参数：搜索范围内最大的能量和En_Max＝0，最大的能量和所对应的位置TA_Max＝0，搜索范围内第二大的能量和En_Sec_Max＝0以及此能量和所对应的位置TA_Sec_Max＝0； 

C13、在[0，N_h-1]符号搜索范围内，N_h为搜索长度，以当前搜索窗口大小为窗口大小，寻找最大的信道参数估计值的能量和En_Max，记录其所在的采样点位置TA_Max；同时寻找第二大的信道参数估计值的能量和En_Sec_Max以及所对应的位置TA_Sec_Max； 

C14、判断是否满足En_Max/En_Sec_Max＞门限值和搜索窗口为6N这两个条件中的任何一个，如果不满足，那么以N为步长增加窗口大小，跳转到步骤C12；如果满足，则保存当前最大能量和的采样点位置作为时间提前量的粗估计值TA_Coarse，同时确定信道的弥散长度K_d＝当前搜索窗口大小/N。 

所述的方法，其中，所述精同步的过程包括以下步骤： 

C21、初始化搜索窗口大小为K_d×N； 

C22、在[(TA_Coarse-1)×N+1，TA_Coarse×N]采样点搜索范围内，寻找最大的信道参数估计值的能量和，并同时记录其所在的采样点位置； 

C23、保存最大能量和所对应的采样点位置作为最终的精同步输出。 

所述的方法，其中，所述初始化搜索起始符号位置为信道参数估计值的第一个符号位置。 

所述的方法，其中，所述准则的输入是信道的实际弥散长度K_d，输出为信道的阶数μ和每阶上的状态数N_state＝{N[1]，N[2]…，N[μ]}，其中K_d的取值范围为2≤K_d≤6的自然数，μ的取值范围为2≤μ≤K_d的自然数，且此准则为： 

当K_d＝2时，那么μ＝2并且N_state＝{N[1]＝8，N[2]＝1}； 

当K_d＝3时，那么μ＝3并且N_state＝{N[1]＝4，N[2]＝2，N[3]＝1}； 

当K_d＝4时，那么μ＝4并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1}； 

当K_d＝5时，那么μ＝4并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1}； 

当K_d＝6时，那么μ＝5并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1，N[5]＝1}。 

所述的方法，其中，所述白化匹配滤波的输入参数为同步和下采样后的信道参数估计值。 

本发明所提供的一种适用于EDGE系统的自适应8PSK解调的方法，与传统的方法相比，在满足了EDGE协议规范的前提下，提高了当实际信道弥散长度比较小时基带系统的性能，同时还保证了当信道弥散长度比较大时基带系统性能保持不变。 

附图说明

附图中， 

图1给出了本发明方法的移动通信系统信道模型基本示意图； 

图2是本发明方法的基带接收的多倍采样率的I，Q信号的数据格式示意图； 

图3是本发明方法的所述自适应8PSK均衡解调的装置图； 

图4是本发明方法的联合估计信号时间提前量和信道弥散长度中粗同步的实现流程图； 

图5是本发明方法的联合估计信号时间提前量和信道弥散长度中精同步的实现流程图； 

图6a和图6b是本发明方法的粗同步和精同步实现的实例示意图； 

图7是本发明方法的8PSK子集分割的示意图。 

具体实施方式

下面结合附图，将对本发明所述方法的具体实施作进一步的详细描述；对于熟悉本技术领域的人员而言，从对本发明方法的描述中，本发明的上述和其他目的、特征和优点将显而易见。 

本发明方法针对EDGE系统提出了一种自适应8PSK均衡解调的方法，即首先根据估计出的信道参数值来联合估计，分粗同步和精同步两个步骤同时确定信号的时间提前量以及信道的弥散长度，然后在此弥散长度的基础上，根据预先确定的准则自适应地采用缩减状态的方法进行8PSK均衡解调，与传统的方法相比，本发明方法在满足EDGE协议规范的前提下，可以提高当实际信道弥散长度比较小时基带系统的性能，同时还可以保证当信道弥散长度比较大时基带系统性能不变。 

本发明方法的移动通信系统的信道模型基本示意图如图1所示，基带接收机接收的是经过空中无线传来的数据，首先由解调模块对接收到的基带I，Q信号进行解调，解调后的结果经过解交织之后，再送至信道译码模块进行信道的译码。在通信系统的信道模型中，解调模块位于接收机的前端，可以看出，解调性能的好坏直接决定了整个移动通信系统的性能的好坏。 

如图2所示是本发明方法的基带接收的多倍采样率的I，Q信号的数据格式，如图2所示的，接收端所接收的信号中，在一个符号周期内，有N个采样点。即T＝N×T_s，其中T_s为采样周期。N的取值跟实际系统有关，一般来讲，N可以取1、2、4或者8。 

如图3所示是本发明方法所述的自适应8PSK均衡解调实现结构图，其结构包括：信号翻转模块，信道参数估计模块，信号时延提前量的确定模块，信道弥散长度的确定模块，信号同步和下采样模块，信道参数估计值同步和下采样模块，白化匹配滤波模块以及自适应均衡解调模块等。 

本发明的适用于EDGE系统的自适应8PSK均衡解调的方法，其包括以下步骤： 

1.对接收到的多倍采样率的I，Q信号进行翻转； 

2.对翻转后的信号进行滑动相关获取多倍采样率下的信道参数估计值； 

3.根据信道参数的估计值进行联合估计，分粗同步和精同步两个步骤同时确定信号的时间提前量Timing_Advance以及信道的实际弥散长度K_d； 

4.在信号的时间提前量Timing_Advance的基础上，对翻转后的信号进行同步和下采样，同时对信道参数的估计值进行同步和下采样； 

5.对同步和下采样后的信号进行白化匹配滤波，其中白化匹配滤波的输入参数为同步和下采样后的信道参数估计值； 

6.将白化匹配滤波后的信号送入自适应均衡解调器中。在信道的实际弥散长度K_d的基础上，根据预先确定的准则来自适应地采用缩减状态的方法进行8PSK均衡解调。 

本发明方法中在联合估计确定信号时间提前量和信道弥散长度的步骤3中，分为粗同步和精同步两个步骤。其中粗同步输出时间提前量的粗估计值和信道弥散长度的估计值，而精同步则输出时间提前量的精估计值。 

本发明方法提供的粗同步的过程中，包括以下几个步骤： 

1.初始化搜索窗口大小Window_Size＝2N，N为符号周期内采样点数； 

2.初始化搜索起始符号位置i，一般为信道参数估计值的第一个符号位置。初始化一系列参数：搜索范围内最大的能量和En_Max＝0，最大的能量和所对应的位置TA_Max＝0，搜索范围内第二大的能量和En_Sec_Max＝0以及此能量和所对应的位置TA_Sec_Max＝0。 

3.在[0，N_h-1]符号搜索范围内，以当前Window_Size为窗口大小，寻找最大的信道参数估计值的能量和En_Max，记录其所在的采样点位置TA_Max。同时寻找第二大的信道参数估计值的能量和En_Sec_Max以及所对应的位置TA_Sec_Max。 

4.判断是否满足En_Max/En_Sec_Max＞Threshold和Window_Size＝6N这两个条件中的任何一个，如果不满足，那么增加窗口大小Window_Size＝Window_Size+N，跳转到步骤2，循环直至满足。如果满足，那么保存TA_Max作为时间提前量的粗估计值TA_Coarse，同时确定信道的弥散长度K_d＝Window_Size/N。 

在本发明提供的精同步的过程中，包括以下几个步骤： 

1.初始化搜索窗口大小Window_Size＝K_d×N。 

2.在[(TA_Coarse-1)×N+1，TA_Coarse×N]采样点搜索范围内，寻找最大的信道参数估计值的能量和En_Max，并同时记录其所在的采样点位置TA_Max。 

3.保存最大能量和所对应的采样点位置作为最终的精同步输出，即Timing_Advance＝TA_Max。 

在上述本发明步骤中，所述预先确定的准则可以通过此准则来自适应地采用缩减状态的方法进行8PSK均衡解调。此准则的输入是信道的实际弥散长度K_d，输出为信道的阶数μ和每阶上的状态数N_state＝{N[1]，N[2]…，N[μ]}。其中K_d的取值范围为2≤K_d≤6，μ的取值范围为2≤μ≤K_d。此准则为： 

1.当K_d＝2时，那么μ＝2并且N_state＝{N[1]＝8，N[2]＝1}； 

2.当K_d＝3时，那么μ＝3并且N_state＝{N[1]＝4，N[2]＝2，N[3]＝1}； 

3.当K_d＝4时，那么μ＝4并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1}； 

4.当K_d＝5时，那么μ＝4并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1}； 

5.当K_d＝6时，那么μ＝5并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1，N[5]＝1}； 

对于本发明方法的接收信号来讲，信号模型可以表示为： 

${\tilde{y}}_i\left(k\right)=\underset{p=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_i\left(p\right)\·x(k-p)+n_i\left(k\right)$

其中 

为接收信号。k为符号点位置，i为采样点位置，且1≤i≤N。x(k)为发送的信号，f_i(k)为合成的信道参数，n_i(k)为噪声。 

所述信号翻转模块的输入端与接收机端的信号采样输出端连接，用于将采样得到的8PSK信号采用进行e^-j3πk/8翻转，并将翻转后的信号输出到信道参数估计模块以及信号同步和下采样模块，其计算公式为： 

$y_i^{\′}\left(k\right)={\tilde{y}}_i\left(k\right)\·e^{-j3\mathrm{\πk}/8}$

其中y′_i(k)为翻转后的信号。 

信道参数估计模块用于将输入的训练序列与翻转后的信号进行相关来获得信道参数的估计值，并将得到的信道参数的估计值输出到信号时延提前量的确定模块、信道弥散长度的确定模块以及信道参数估计值同步和下采样模块，其计算公式为： 

$h_i^{\′}\left(k\right)=\frac{1}{L_h}\underset{p=0}{\overset{L_h-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i^{\′}\left(p\right)\·a(k+p)$

其中h′_i(k)为信道参数的估计值，k的范围为[0，N_h-1]，N_h为搜索长度，实际中可以取3L左右的值。a(k)为训练序列，而L_h为估计信道参数所需长度，一般小于训练序列的长度。 

当信道参数估计值获取之后，本发明采用粗同步和精同步两个步骤来联合估计信号的时延提前量和信道的弥散长度。信号时延提前量的确定模块和信道弥散长度的确定模块的输入同为信道参数的估计值，而输出则分别为信号的时间提前量Timing_Advance和信道的弥散长度K_d。 

具体的实现步骤请参考图5和图6a及图6b，信号的时间提前量输出到信号同步和下采样模块以及信道参数估计值同步和下采样模块，而信道的弥散长度则输出到白化匹配滤波模块。其中估计出的信号时间提前量可以表示为： 

Timing_Advance＝k_TA×N+τ 

其中k_TA为时间提前量符号的索引，而τ为时间提前量采样点的索引。 

信号同步和下采样模块是根据信号的时间提前量来对翻转后的信号进行同步以及下采样。同步和下采样的信号输出到白化匹配滤波模块。其计算公式为： 

y(k)＝y′_τ(k+k_TA) 

其中y(k)为下采样和同步后的信号。可以看出，下采样后的信号满足一个符号位置上只有一个采样点。 

信道参数估计值同步和下采样模块是根据信号的时间提前量来对信号参数的估计值进行同步以及下采样。同步和下采样的信道参数估计值输出到白化匹配滤波模块。其计算公式为： 

h(k)＝h′_τ(k+k_TA) 

其中h(k)为下采样和同步后的信道参数估计值。 

白化匹配滤波模块的输入是同步和下采样后的信号和信道参数估计值，而输出是白化匹配滤波后的信号和信道参数。白化匹配滤波的方法有很多，可以采用6862326“Whitening Matched Filter for Use in a Communications Receiver”专利中所述的方法：即采用对数倒频变换(Cepstral Transformation)的方法来提取最小相位滤波器的信息，然后采用滤波的方式获得白化滤波后的信号。白化滤波后的信号输出为z(k)，最小相位的信道冲激响应输出为k_min(k)。 

在信道的实际弥散长度K_d的基础上，自适应均衡解调模块根据预先确定的准则利用输入的白化匹配滤波后的信号及信道参数估计值寻找最大似然序列，得到的最终的比特值。预先确定的准则的输入是信道的实际弥散长度K_d，输出为信道的阶数μ和每阶上的状态数N_state＝{N[1]，N[2]…，N[μ]}。其中K_d的取值范围为2≤K_d≤6，μ的取值范围为2≤μ≤K_d。此准则为： 

1.当K_d＝2时，那么μ＝2并且N_state＝{N[1]＝8，N[2]＝1}； 

2.当K_d＝3时，那么μ＝3并且N_state＝{N[1]＝4，N[2]＝2，N[3]＝1}； 

3.当K_d＝4时，那么μ＝4并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1}； 

4.当K_d＝5时，那么μ＝4并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1}； 

5.当K_d＝6时，那么μ＝5并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1，N[5]＝1}； 

如图4所示是本发明方法的联合估计信号时间提前量和信道弥散长度中粗同步的实现流程图，其具体实现步骤为： 

1.初始化搜索窗口大小Window_Size＝2N，N为符号周期内采样点数； 

2.初始化信号起始符号位置i，一般为信道参数估计值的第一个符号位置。初始化一系列参数：初始化搜索范围内最大的能量和En_Max＝0以及此能量和所对应的位置TA_Max＝0，搜索范围内第二大的能量和En_Sec_Max＝0以及此能量和所对应的位置TA_Sec_Max＝0。 

3.计算在此当前搜索窗口大小Window_Size内的信号参数估计值的能量和 En_Win，计算公式为： 

$\mathrm{En}\_\mathrm{Win}=\underset{k=k}{\overset{k+\mathrm{Window}\_\mathrm{Size}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_i^{\′}\left(k\right)\right|}^2$

4.判断En_Win是否大于En_Max，如果是，那么置En_Max＝En_Win，保存此时的搜索符号起始位置TA_Max＝i，同时更新次大能量和En_Sec_Max＝En_Max，以及其位置TA_Sec_Max＝TA_Max。 

5.如果En_Win＜En_Max，那么继续判断其是否大于En_Sec_Max，如果是，那么置En_Sec_Max＝En_Win，并保存此时的搜索符号位置。 

6.判断i是否大于搜索长度N_h，若不满足此条件，改变搜索起始符号位置i，使i＝i+1，跳转到步骤3。如果满足此条件，则跳转到步骤7。 

7.判断是否满足En_Max/En_Sec_Max＞门限值Threshold和Window_Size＝6N这两个条件中的任何一个，如果不满足，那么增加窗口大小Window_Size＝Window_Size+N，跳转到步骤2。如果满足，则跳转到步骤8。 

8.保存TA_Max作为时间提前量的粗估计值TA_Coarse，同时确定信道的弥散长度K_d＝Window_Size/N。 

图5是本发明方法中的联合估计信号时间提前量和信道弥散长度中精同步的实现流程图，精同步主要是寻找TA_Coarse和TA_Coarse-1两个符号位置上的所有采样点中的信道参数估计值的最大能量和。粗同步和精同步的区别就在于粗同步是以符号为同步搜索的步长，而精同步是以采样点为同步搜索的步长。精同步的具体实现步骤为： 

1.初始化搜索窗口大小Window_Size＝K_d×N。 

2.初始化搜索采样点的起始位置j＝(TA_Coarse-1)×N+1，以及搜索范围内最大的能量和En_Max＝0以及此能量和所对应的采样点位置TA_Max＝0。 

3.计算此搜索窗口大小内的信道参数估计值的能量和En_Win。计算公式为： 

$\mathrm{En}\_\mathrm{Win}=\underset{k=k}{\overset{k+\mathrm{Window}\_\mathrm{Size}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=j}{\overset{j+N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_j^{\′}\left(k\right)\right|}^2$

4.判断En_Win是否大于En_Max，如果是，那么置En_Max＝En_Win，保存此时的搜索符号起始位置TA_Max＝j。 

5.判断是否j＞TA_Coarse×N，如果不满足此条件，改变搜索采样点的起始位置j，使j＝j+1，跳转到步骤3。若满足此条件，则跳转到步骤6。 

6.保存最大能量和所对应的采样点位置作为最终的精同步输出，即Timing_Advance＝TA_Max。 

如图6a和图6b所示是本发明方法的粗同步和精同步实现的示例图，在粗同步的实现例子中，即图6a，窗口大小Window_Size＝3N，符号的位置为i。如图所示，阴影部分就是需要计算信道参数估计值的能量和的范围。其中窗口大小是按照步长为N来增加的；另外符号位置的变化范围为[0，N_h-1]。 

在精同步的实现例子中，即图6b所示，窗口大小Window_Size＝4N，采样点的位置为j＝2。如图所示，阴影部分就是需要计算信道参数估计值的能量和的范围。与粗同步不同的是，精同步是以采样点来作为同步搜索的步长。其中采样点位置的变化范围为[(TA_Coarse-1)×N+1，TA_Coarse×N]。 

图7是本发明方法的8PSK子集分割的示意图，子集分割的目的是将8PSK信号分割为数目较少的状态，并根据此状态来创建网格图。如图所示，当子集数＝2时，8PSK分成两个子集，分别表示为子集0和子集1。子集0包含了符号1，3，5，7；而子集1包含了符号0，2，4，6。同样当子集数＝4时，8PSK分成4个子集，子集0包含了符号1，5；子集1包含了符号3，7；子集2包含了符号0，4；子集3包含了符号2，6。 

综上，本发明针对EDGE系统提出了一种自适应8PSK均衡解调的方法，即首先根据估计出的信道参数值来联合估计，分粗同步和精同步两个步骤同时确定信号的时间提前量以及信道的弥散长度，然后在此弥散长度的基础上，根据预先确定的准则自适应地采用缩减状态的方法进行8PSK均衡解调；与传统的方法相比，本发明方法在满足了EDGE协议规范的前提下，提高了当实际信道弥散长度比较小时基带系统的性能，同时还保证了当信道弥散长度比较大时基带系统性能不变。 

应当理解的是，上述对本发明方法较佳实施例的描述较为详细，以使本领域内的任何技术人员可使用或利用本发明；但对这些实施例的各种修改对本领域内的技术人员是显而易见的，可把这里所述的总的原理应用到各其他实施例而不使用创造性。因而，本发明将不限于这里的所示的实施例，而应依据符合这里所揭示的原理和新特征的最宽范围。 

Claims (6)

1.一种适用于EDGE系统的自适应8PSK解调的方法，其包括以下步骤：

A、一信号翻转模块对接收到的多倍采样率的I，Q信号进行翻转；

B、一信道参数估计模块对翻转后的信号进行滑动相关获取多倍采样率下的信道参数估计值；

C、根据信道参数的估计值进行联合估计，分粗同步和精同步两个步骤同时确定信号的时间提前量以及信道的实际弥散长度，其中所述粗同步输出时间提前量的粗估计值和信道弥散长度的估计值，所述精同步输出时间提前量的精估计值；

D、在信号的时间提前量的基础上，对翻转后的信号进行同步和下采样，同时对信道参数的估计值进行同步和下采样；

E、对同步和下采样后的信号进行白化匹配滤波；

F、将白化匹配滤波后的信号送入自适应均衡解调器中，在信道的实际弥散长度的基础上，根据预先确定的准则来自适应地采用缩减状态的方式进行8PSK均衡解调。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述粗同步过程包括以下步骤：

C11、初始化搜索窗口大小为2N，N为符号周期内采样点数；

C12、初始化搜索起始符号位置，初始化一系列参数：搜索范围内最大的能量和En_Max＝0，最大的能量和所对应的位置TA_Max＝0，搜索范围内第二大的能量和En_Sec_Max＝0以及此能量和所对应的位置TA_Sec_Max＝0；

C13、在[0，N_h-1]符号搜索范围内，N_h为搜索长度，以当前搜索窗口大小为窗口大小，寻找最大的信道参数估计值的能量和En_Max，记录其所在的采样点位置TA_Max；同时寻找第二大的信道参数估计值的能量和En_Sec_Max以及所对应的位置TA_Sec_Max；

C14、判断是否满足En_Max/En_Sec_Max＞门限值和搜索窗口为6N这两个条件中的任何一个，如果不满足，那么以N为步长增加窗口大小，跳转到步骤C12；如果满足，则保存当前最大能量和的采样点位置作为时间提前量的粗估计值TA_Coarse，同时确定信道的弥散长度K_d＝当前搜索窗口大小/N。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述精同步的过程包括以下步骤：

C21、初始化搜索窗口大小为K_d×N；

C22、在[(TA_Coarse-1)×N+1，TA_Coarse×N]采样点搜索范围内，寻找最大的信道参数估计值的能量和，并同时记录其所在的采样点位置；

C23、保存最大能量和所对应的采样点位置作为最终的精同步输出。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述初始化搜索起始符号位置为信道参数估计值的第一个符号位置。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述准则的输入是信道的实际弥散长度K_d，输出为信道的阶数μ和每阶上的状态数N_state＝{N[1]，N[2]…，N[μ]}，其中K_d的取值范围为2≤K_d≤6的自然数，μ的取值范围为2≤μ≤K_d的自然数，且此准则为：

当K_d＝2时，那么μ＝2并且N_state＝{N[1]＝8，N[2]＝1}；

当K_d＝3时，那么μ＝3并且N_state＝{N[1]＝4，N[2]＝2，N[3]＝1}；

当K_d＝4时，那么μ＝4并且Ns_tate＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1}；

当K_d＝5时，那么μ＝4并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1}；

当K_d＝6时，那么μ＝5并且N_state＝{N[1]＝2，N[2]＝2，N[3]＝2，N[4]＝1，N[5]＝1}。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述白化匹配滤波的输入参数为同步和下采样后的信道参数估计值。

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