CN1813426A - 用于wcdma终端的高级白化器－rake接收机 - Google Patents

Abstract

CDMA接收机(10)包括：接收机输入，用于耦合到N_rx接收天线的信号输出，匹配滤波器以及白化滤波器系统，用于将接收机输入耦合到匹配滤波器的输入上。白化滤波器系统包含N_sN_rx并行白化滤波器，在各个符号间隔i期间通过信号连接矩阵接收N_sN_rx新信号采样，从而第一个体白化滤波器仅接收新采样之一，第二个体白化滤波器接收和第一个体白化滤波器相同的采样以及一个附加采样，从而第n个个体白化滤波器接收和前n－1个个体白化滤波器相同的n－1个采样加上剩余采样之一。白化滤波器系统有N_rx输出，用于输出已滤波信号采样，从而出现在N_rx输出的已滤波信号采样与出现在N_rx输出的任意其他已滤波信号采样不相关。

Description

用于WCDMA终端的高级白化器-RAKE接收机

技术领域

本发明通常涉及无线(射频)接收机，更具体地，涉及在基带(BB)电路中采用匹配滤波器(MF)的码分多址(CDMA)接收机。

背景技术

信号白化在多数应用中是已知类型的信号处理任务，并且是通过该处理能使感兴趣信号的相关或“染色”频率分量看起来更像随机(白)噪声。虽然本发明集中于宽带CDMA(WCDMA)系统，信号白化也能用在其它类型系统中。

已知白化操作能改进接收机的性能。例如，基于最大似然(ML)的信道均衡器通常假定附加的噪声加干扰是白的，即它的频谱很平坦，噪声加干扰的采样相互之间不相关。如果不是这样(即如果噪声是“染色”的)，能够预见某些性能恶化。还可以通过线性最小均方误差(LMMSE)均衡器来隐含的执行白化，因此，白化操作能被用于实现线性均衡器。已知线性均衡器在多种无线通信应用中能提供改进的性能。

已知和仅使用没有过采样的单个接收天线比较，接收机中使用多天线和/或过采样也能提供性能上的改进。

WO 02/075950“Interference rejection in a receiver”以及WO 01/39448“Methods，receiver devices and systems for whitening a signal disturbance in acommunication signal“，其中每一个都公开了在CDMA系统中使用白化滤波器。WO 02/075950以及WO 01/39448每一个都公开了在其他信号处理任务，例如匹配滤波以及数据符号检测，之前进行白化操作的接收机。

WO 01/39448没有公开在存在多个接收天线的情形中处理过采样或其他信号的特定方法。还应当注意，在WO 01/39448中，期望白化附加的噪声加干扰信号，而非所有的信号(包括期望信号和干扰信号)。

另一方面，WO 02/075950寻求白化所有的信号，但是致力于空域处理而非时域的。WO 02/075950还是用输入信号的块处理，即，通过白化矩阵使用乘法同时处理信号采样块或向量。例如，给定一个信号的N个采样，白化矩阵是通过Cholesky因式分解信号协方差矩阵获得的N×N矩阵。然而，如果除了空域的信号白化之外，还想解决时域信号白化，已经证明对于实际的应用，该白化矩阵不切实际的大。

现有技术的代表还有Vidal等的“Space-time front-ends for RAKE receiversin the FDD mode of UTRA”公开文献，西班牙巴塞罗那卡塔龙尼亚技术大学(Universitat Politecnica Catalunya)信号理论和通信系(2000)。该公开文献的图3显示了馈入多个RAKE接收机的时间白化块，随后是空间白化矩阵。然而，Vidal等的方案是白化附加的噪声加干扰的，而非所有的接收信号，并导致使用最大似然检测器。Vidal等应用具有如上所述相同缺点的信号块处理(即基于矩阵乘法的操作)。Vidal等通过分离时间和空间(噪声)白化简化了块白化操作，但这仅在如其所述的某些假设中是最佳的。Vidal等人声明如果将第p阶马尔可夫(Markov)模型应用于时间噪声相关，可用FIR滤波器实施分离的时间(噪声)白化，他们同时还指出该方案的次佳以及限制。

CDMA系统的主要优点之一是使用以不同时间延迟到达接收机的信号(多径信号)的能力。由于其较宽带宽，以及使用多指针(multi-finger)RAKE接收机，CDMA接收机使用多径信号并将其组合以提供较强信号。RAKE接收机实际上是一组接收机。例如，接收机(每个通常都被称为一个指针(finger))之一搜索不同的多条路径，并将该信息提供给其他指针。然后每个指针解调对应最强路径的接收信号。然后组合各个指针的结果以产生较强的信号。

可将RAKE认为是匹配用于解扩接收的扩展信号、脉冲波形滤波、以及信道滤波操作的滤波器。如果干扰加上噪声是白的，这样的匹配滤波器在其输出最大化了信号对干扰加上噪声比(SINR)。

传统的RAKE不操作用于抑制小区内和小区间干扰。然而，目前正在研究的信道均衡器考虑了这两种干扰源。

和传统的CDMA RAKE接收机相关的其他问题包括，通常不能检测具有高干扰电平的多径信道中的较高性能、较高阶调制方案(例如16-QAM)，以及在软切换期间，要求将要被检测的各个基站信号具有自己的信道均衡器。当空-时编码信号均衡期间(例如接收STTD传输期间)也出现了问题。在多天线系统中也会出现问题，即各个发射天线在接收机处都需要自己的均衡器。

发明内容

根据当前优选实施例的教导，克服了上述和其他问题，并实现了其他优点。

本发明指向在WCDMA终端接收机中的基带信号处理算法。本发明通过将其转换成为高级的基于均衡的接收机，改进了传统RAKE接收机的性能。

本发明抑制了限制基于CDMA的系统的下行链路性能以及系统容量的多址接入干扰，并将传统的RAKE接收机转换成为线性(最小均方误差)信道均衡器，其中解决了在RAKE之前所需要的滤波器具有最小数目的滤波器接头。

本发明通过自动执行最佳波束成形，进一步将多天线RAKE接收机转换成为多天线空-时均衡器，并进一步有效抑制小区间干扰。

本发明还将传统的信道均衡器转换成为最大似然估计器(MLE)，从而改进信道估计。

使用本发明还使得能够例如在高速下行链路分组接入(HSDPA)系统中采用较高阶调制(例如16-QAM)。相反，传统的RAKE接收机不能在具有高干扰电平的多径信道中检测到此种调制方案。

公开了作为自适应方法以及作为直接方法的两种实现白化滤波器的适当方法的例子。

使用本发明还解决了在软切换中面临的问题，在软切换中，每个将要检测的BS信号需要自己的信道均衡器。根据本发明的一个方面，可在所有时间使用在RAKE接收机前部的相同白化滤波器，并不管哪个BS信号将要被检测，都保持不变。

使用本发明还能解决在空-时编码信号均衡期间(例如在接收STTD传输期间)出现的问题。

使用本发明能进一步克服各个发射天线都需要在接收机处的自己的均衡器的问题。根据本发明的一个方面，并和软切换情形类似，在RAKE接收机之前的相同白化滤波器导致产生最佳的线性(单用户)接收机。

通过使用本发明实现的重要益处在于显著的性能增益。改进的性能增益可被用于增加系统容量、小区覆盖和/或用户数据速率(例如在HSDPA系统中)。

本发明可通过在RAKE前端添加白化滤波器在数字基带电路中实现。与目前的实现方式相比，RAKE的多数功能可保持不变。

以不同于现有技术的方式，例如不同于上面参考的Vidal等的公开文献的方式，本发明提供所有接收信号的全联合白化操作，包括在时间和空间域，并且不需要块/矩阵操作。此外，和仅使用最大似然检测器的方案相比，本发明通常应用于例如线性最小均方误差检测。

本发明提供了一种实现接收机功能块的方法和设备，该接收机在存在多个接收天线的情形中和/或应用过采样的情形中有利地白化了时间和空间域内的信号。本上下文中的过采样意思是指提取一个信号符号间隔或一个信号码片间隔(例如在WCDMA中)的多个采样，从而例如满足Nyqvist采样标准。使用本发明实现的一个好处是，由于优选的并行滤波的方案，并由于优选的信号连接矩阵，仅需要相对较少数目的白化滤波器。

如上所述，已知和仅使用没有过采样的单个接收天线相比，使用多天线和/或过采样能提供接收机的性能改进。本发明因此促进了在CDMA接收机中使用多于一个的接收天线，以及使用过采样。此外，公开了实施该白化滤波器的计算上有利的技术，更具体地，是实现时间域和空间域的白化接收机前端。

根据本发明，CDMA接收机包括用于耦合到N_rx接收天线的信号输出的接收机输入，其中该信号输出每符号或每码片被采样N_s个采样，匹配滤波器，以及将接收机输入耦合到匹配滤波器输入的白化滤波器。该白化滤波器包含N_sN_rx并行白化滤波器w_j，k，白化滤波器w_j，k的每一个在各个符号间隔i期间经信号连接矩阵接收N_sN_rx新的信号采样，从而第一个体白化滤波器仅接收新采样之一，第二个体白化滤波器接收和第一个体白化滤波器相同的采样以及一个附加采样，第n个个体白化滤波器接收和前面的n-1个个体白化滤波器相同的n-1个采样以及剩余采样之一。白化滤波器具有N_rx个输出，用于输出已滤波信号采样，从而出现在N_rx个输出中出现的已滤波信号采样与出现在N_rx个输出中出现的任意其他已滤波信号采样不相关。

白化滤波器还包括构造为多个串行连接延迟线元件的延迟线，通常具有是延迟扩展函数的数目的延迟线级。例如，延迟的时间跨度可以约为信道延迟扩展的两倍，产生大约(2^*延迟扩展)/T个延迟线级。每个延迟线级都具有一个码片或符号间隔延迟。延迟线具有耦合到所述信号连接矩阵输出的输入，并给N_sN_rx个并行白化滤波器w_j，k提供所述信号采样的延迟版本。

附图说明

当结合附随的附图阅读时，在下面优选实施例详细说明中会更加清楚这些教导的前述和其他方面。

图1是包括多个天线、匹配滤波器(例如RAKE)以及在天线和匹配滤波器之间插入的白化操作块的CDMA接收机的框图；

图2是根据本发明的图1的白化块的框图；

图3显示了用于两个接收天线并没有过采样的情形的双天线网格白化器(whitener)；

图4是CDMA终端或移动站以及无线网络的简化框图，其中该移动站构造为包括图2所示的白化接收机前端结构；以及

图5是显示本发明多天线RAKE实施例的基带结构的简化框图。

优选实施例详细说明

作为介绍，图1显示了多天线接收机10的基本结构，其中使用信号白化来帮助接收处理。RF组件的大部分没有显示以简化该附图，仅仅显示了和基带相关的功能块。在该框架中，白化块12之后是滤波器14，和白化块12输出信号中的期望信号脉冲形状相匹配。术语N_s表示每个符号或码片的采样数目。T是一个符号(或码片)间隔的延迟，以及T_s是采样间隔。

指出在当前优选CDMA实施例中，本发明运行在码片级别。然而，本发明不限于仅用在CDMA系统中，在其它系统类型中，例如TDMA系统中，本发明可运行在符号级别。

还指出虽然本发明主要在WCDMA下行链路环境中描述，在其他实施例中，它还可被用于上行链路，或仅用在上行链路中，然而整体益处不会这样大。

白化块12和匹配滤波器14一起形成了可用于例如抑制WCDMA系统中多径传播不利影响的线性均衡器16。白化操作之后还可以有其它类型的信号处理应用。白化滤波器之后的匹配滤波器的通用结构形式是已知的。

图2显示了接收机10前端结构的当前优选实施例，包括白化滤波器20，执行时间域和空间域的信号白化。在该实施例中，为方便起见假设了两个接收天线20A和20B(N_rx＝2)，以及每个符号或码片两个采样(N_s＝2)，虽然本发明不限于仅仅这两个特定假设。S/P块24是串并转换器，有N_s个输出，P/S块26是并串转换器，有N_s个输入以及一个输出，每一个形成了白化滤波器输出26A，26B。一个重要方面是使用多个(在这个例子中N_sN_rx＝4)并行白化滤波器w_j，k22A-22D。

白化滤波器22A-22D以及相关电路的期望操作结果是出现在两个输出26A，26B的任意信号采样与出现在两个输出26A，26B任意之一的任意其他采样不相关。这是通过使用N_sN_rx个并行白化滤波器22A-22D以及信号连接矩阵28实现的。应当注意到还能使用其它可能的信号连接矩阵28。在该实施例中，N_s是每个符号(或码片)的采样的数目，N_rx是接收天线20A，20B的数目。N_rx还可以表示通过使用多接收机天线波束获得的信号的数目。如在图1实施例中的，T是一个符号(或码片)间隔的延迟，以及T_s是采样间隔。多个串行连接的延迟元件(T)30A，30B，30C形成了用于接收S/P转换器24的输出的延迟线30，并用于分别在总线32A，32B和32C上输出延迟的信号采样到N_sN_rx个并行白化滤波器22A-22D。通常，延迟线30内的元件或级的数目是延迟扩展的函数。例如，延迟的时间跨度可以约为信道延迟扩展的两倍，产生大约(2^*延迟扩展)/T个延迟线级。

在操作中，以及各个码片(或符号)间隔i期间，产生N_sN_rx新的信号采样。这些采样通过S/P转换器24以及信号连接矩阵28被输入到N_sN_rx并行白化滤波器22A-22D，从而第一个滤波器22A仅接收新采样之一，第二滤波器22B接收和第一滤波器22A相同的采样以及一个附加采样。类似的，第n个滤波器(该例中是22D)接收和前面的n-1个滤波器相同的n-1个采样，以及剩余采样之一。

白化滤波器20输出信号26A，26B的数目和接收天线20A，20B的数目相同。在N_rx个白化滤波器20输出信号26A，26B中每一个的采样速率和输入信号采样速率(即每个符号N_s个采样)相同。输出信号26A，26B可被直接馈入到传统的N_rx-天线匹配滤波器接收机14(例如在WCDMA实施例中的N_rx-天线RAKE)。通过在白化滤波器20执行预白化操作，传统接收机被转换成为最佳线性单天线信道均衡器，或最佳线性多天线空-时均衡器(在最小均方误差意义上)。因此，当和多天线RAKE(有或没有过采样)联合使用本发明的白化滤波器20时，接收机10考虑来自相邻基站的方向性干扰，自动执行最佳波束成形，同时还抑制由于多径信道产生的多径接入干扰。注意到虽然CDMA系统的用户被分配了正交扩展码，该正交性由于造成用户间干扰的多径信道而被削弱。通过使用白化滤波器20而提供的信道均衡用于恢复用户正交性。

接收机10的特性在于白化滤波器20可保持相同，而不管例如在WCDMA软切换情形中要检测的基站信号。仅需要修改接收机10的匹配滤波器部分以检测期望信号，而前端白滤波器20总是最佳的，不管要检测的基站信号是哪一个。

使用图2所示结构的重要优点是，不像如上面讨论的现有技术中一样需要信号块处理，而是能时间连续的运行滤波器20从而处理无限的长信号向量。虽然传统块处理确实白化了信号，当考虑连续信号块中的输出采样时，它不能保证期望的响应。为了克服块处理的这一限制，需要较大、效率低的白化滤波器矩阵。

现在提供对白化滤波器20操作的细节讨论。

假定如图2中的一组参数。图2的延迟线元件30A，30B和30C内的信号向量可如下定义：

$r(i-1)=\left(\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{1,1}}(i-1)\\ r_{\mathrm{1,2}}(i-1)\\ r_{\mathrm{2,1}}(i-1)\\ r_{\mathrm{2,2}}(i-1)\end{array}\right)$

在r_n，m(i)项中，符号n和m分别表示天线和码片采样索引。假定任意滤波器w_n，m的输入信号向量用r_n，m表示，则图2所示的信号连接矩阵28导致产生在白化滤波器22A，22B，22C和22D输入端的输入信号向量：

$r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{2,1}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{2,1}}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{2,2}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r\left(i\right)\end{array}\right);---\left(1\right)$

a)直接形式解

提取等式(1)中的信号向量之一，可能将其信号模型写作

$r_{n,m}\left(i\right)=\mathrm{Gb}+n=\left(\begin{array}{c}H\\ h^T\end{array}\right)b+n,$

其中(·)^T表示转置，G是信道矩阵，可能包括发射机和接收机滤波器的影响，b是符号向量，以及n是噪声向量。向量h^T是G的底端行。对应白化滤波器20输出则是

$g_{n,m}\left(i\right)=W_{n,m}^H\left(i\right)r_{n,m}\left(i\right),$

其中(·)^H表示共轭转置。可通过使用线性最小均方误差(LMMSE)准则获得特定的白化滤波器20A-20D，

$W_{n,m}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}-a{C}_{n,m}^{-1}H{h}^{*}\\ 1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}-u_{n,m}\\ 1\end{array}\right),$

其中(·)^-1表示矩阵求逆，(·)^*表示复共轭。符号α是实数标度因子，以及r_n，m(i)的协方差矩阵是

$C_{n,m}=\mathrm{Expectation}\left\{{\tilde{r}}_{n,m}\left(i\right){\tilde{r}}_{n,m}^H\left(i\right)\right\}.$

向量r_n，m(i)上的代字号表示排除原始向量底部元素的操作。包括白化滤波器20的个别的白化滤波器20A-20D因此可以采取预测误差滤波器的形式，已知这种滤波器具有白化能力。还应当注意到，在此应用全部信号的协方差矩阵，即应用的信号还包括期望信号分量。根据该应用，期望信号部分能被排除，在此情形中只能使用噪声加干扰协方差矩阵。

b)自适应白化滤波器计算

本发明还包括使用LMS(最小均方)自适应来确定白化滤波器20。通过使用上述符号之一，能更新白化器的非固定部分：

$u_{n,m}\←u_{n,m}+\mathrm{\μ}\left\{g_{n,m}^{*}\left(i\right){\tilde{r}}_{n,m}\left(i\right)\right\},$

其中参数μ是小步长因子。再次的，向量r_n，m(i)上的代字号表示排除原始向量底部元素的操作。

c)基于网格滤波的白化

为了实现快速滤波器自适应，以及弹性地改变白化滤波器20长度(即滤波器阶数)的可能性，网格滤波器40，例如图3所描述的一个，可被用于实现白化滤波器22A-22D。网格滤波器40由多个网格级40₀，...，40_n形成，可使用例如LMS算法独立自适应。还可以使用例如LMMSE准则直接计算系数。当改变网格级40₀，...，40_n的数目时，剩余级数的滤波器系数不改变。

更具体的，图3显示了用于两个接收天线20A，20B且没有过采样的双天线网格白化滤波器20的实施例。三角形42表示乘法器，矩形44表示延迟元件，以及内含+符号的圆圈表示加法器46。

应当注意到，在本文中给出的基本网格结构不能用于使用多个天线和/或过采样的应用。通过正确的相互连接并行的网格获得在多个符号采样上的空间域白化。甚至在互连之后，某些网格结构仅提供输出符号的部分去相关。在该情形中，可在网格滤波器40的输出处应用简单的附加的白化器来完成白化处理。

图3实施例中的网格滤波器40通常具有和图2中的延迟元件(加一)相同的级数。图3实施例中的网格滤波器40可和每码片两个采样使用，但在该情形中优选的使用一个接收天线。按照图2中构成白化滤波器20，码片采样的数目以及天线的数目是相等的，即重要的是乘积N_s*N_rx。由于图3的网格滤波器40优选仅处理N_s*N_rx＝2的情形，所以参数之一的值被限制为等于1。

乘法器42将输入到乘法器的信号和在图中未显示的因数相乘，由于图中未显示因数，因此是简化的表示。基本原理是配置乘法器42，从而加法器46的输出是通过不包括乘法器42的信号线45到达加法器46的信号的预测误差。因此在该例中，每个加法器46具有三个输入，其中两个包括乘法器42，另一个(信号线45)是由相关网格级预测的信号。该预测误差是加法器46的输出。在图3中有两个网格输出。该网格可被用于替换在图2中的两个白化滤波器(w_i，j)(注意，因为在图3中所用的简化假定，所以仅需要N_s*N_rx＝2个并行白化器)。

参考图4，显示了适于实现本发明的无线通信系统300实施例的简化框图。无线通信系统300至少包括一个移动站(MS)100。图1还显示了示范性网络操作器320，具有例如节点330，连接到例如公共分组数据网络或PDN的电信网络，至少一个基站控制器(BSC)340或等同设备，以及多个基本收发机站(BTS)350，也被称为基站(BS)，根据预定无线接口标准在前向链路或下行链路方向上传送物理和逻辑信道到移动站100。还存在从移动站100到网络操作器的反向或上行通信路径，它传送移动站发起的接入请求和业务。小区3和各个BTS350相关联，其中一个小区在任意给定时刻都被认为是一个服务小区，而相邻小区被认为是临近小区。较小的小区(例如微微小区(picocell))也是可用的。

无线接口标准可遵从任何适当的标准或协议，并允许语音和数据业务，例如数据业务允许互联网370接入以及网页下载。在本发明当前优选实施例中，无线接口标准符合CDMA无线接口标准，例如WCDMA标准，虽然当实施本发明时这并不是限制条件。

移动站100通常包括控制单元或控制逻辑，例如具有耦合到显示器140输入的输出以及耦合到键盘或键区160输出的输入的微控制单元(MCU)120。

移动站100可以是手持无线电话，例如蜂窝电话或个人通信器，或它可包含在在使用期间连接到另一装置的卡或模块内。例如，移动站100可以包含在PCMCIA或类似类型的卡或模块中，当使用时安装在便携式数据处理器中，例如膝上型或笔记本型计算机。

假定MCU120包括或被连接到某种类型的存储器130，存储器130包括用于存储运行程序和其他信息的非易失性存储器，以及用于临时存储所需数据的易失性存储器，暂存存储器，接收分组数据、要传送的分组数据等。至少这些临时数据的某一些能被存储在数据缓冲器130A内。假定运行程序执行软件例程、所需的层和协议，以通过显示器140和键区160提供适当的用户接口(UI)给用户，以及所有其它需要的信号和其他处理功能。虽然没有显示，通常提供麦克风和扬声器从而允许用户以传统方式实施语音呼叫。

移动站100还包括无线部分，该部分包括数字信号处理器(DSP)180，或等效的高速处理器或逻辑，以及包括RF发射机200和RF接收机220的无线收发机。根据本发明，至少接收机220连接到用于通过一个BS350(在软切换期间可能是多个BS 350)和网络操作器通信的两个天线20A，20B。至少提供一个本地振荡器，诸如频率合成器(SYNTH)260，以用于调谐收发机。诸如数字化语音和分组数据之类的数据通过天线20A，20B发射和接收。

RF接收机220的输出被馈入基带(BB)块225，根据本发明，基带块225包括白化滤波器20以及RAKE 14。如果期望，能够由DSP 180执行的软件例程执行这些功能的某一些，并且这些功能可以不是完全以硬件实现的。

上述说明以示范和非限制性例子的方式提供了发明人所期望的用于执行本发明的最佳方法和设备的全面以及提供信息的说明。然而，当察看上述说明并结合附图以及权利要求阅读时，不同的修改以及改编对于相关领域技术人员是显而易见的。本领域技术人员可能会尝试使用多于两个的天线以及不同类型的RAKE滤波器。

作为例子，图5显示了多天线RAKE 60(为简化附图，没有显示RF元件)的基带结构。在该例中，存在L个多径信号，每个信号都是用正确延迟编码相关器(1-L)62解扩展。该相关器输出在块64通过由对应复共轭信道系数加权被组合。在原理上，存在和接收天线一样多的并行的单天线RAKE接收机。多径组合器64输出被天线组合器66进一步组合以获得软符号判决。天线组合器66可以是简单的加法器，或考虑各个多径组合器64输出中的干扰电平的更高级的组合器。

然而，本发明教导的所有此种或类似修改仍然落入本发明范围之内。此外，虽然在此描述的方法和设备是用一定程度的特殊性提供的，根据用户需求，本发明可用更详细或更宽泛的特征实现。此外，本发明的某些特征的使用有优势，无需其他特征的对应使用。这样，应当将上述说明认为是本发明原理的示范，而非限制本发明，本发明由随后的权利要求定义。

Claims (18)

1.一种码分多址(CDMA)接收机，包括：接收机输入，用于耦合到N_rx个接收天线的信号输出，该信号输出每个符号或码片采样N_s个采样；匹配滤波器；以及白化滤波器，用于将接收机输入耦合到匹配滤波器的输入，所述白化滤波器包括N_sN_rx个并行白化滤波器w_j，k，个体的白化滤波器w_j，k在各个符号间隔I期间通过信号连接矩阵接收N_sN_rx个新信号采样，从而第一个体白化滤波器接收新采样之一，第二个体白化滤波器接收和第一个体白化滤波器相同的新采样以及一个附加新采样，并且第n个个体白化滤波器接收和前n-1个个体白化滤波器相同的n-1个新采样加上一个附加的新采样，所述白化滤波器包括N_rx个输出，用于输出已滤波信号采样，从而在N_rx个输出出现的已滤波信号采样与在N_rx个输出出现的任意其他已滤波信号采样不相关。

2.如权利要求1所述的CDMA接收机，进一步包括延迟线，由多个串行耦合的延迟线元件组成，这些元件中的每一个都具有一个符号间隔的延迟，所述延迟线具有耦合到所述信号连接矩阵输出的输入，并给N_sN_rx个并行白化滤波器w_i，k提供所述信号采样的延迟版本。

3.如权利要求2所述的CDMA接收机，其中，对于符号间隔i以及N_sN_rx＝4来自延迟线元件的信号向量输出可定义为：

$r(i-1)=\left(\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{1,1}}(i-1)\\ r_{\mathrm{1,2}}(i-1)\\ r_{\mathrm{2,1}}(i-1)\\ r_{\mathrm{2,2}}(i-1)\end{array}\right),$

其中在r_n，m(i)项中，符号n和m分别表示天线和符号采样索引，对于个体白化滤波器w_n，m任意之一的输入信号向量用r_n，m表示，信号连接矩阵在到个体白化滤波器w_n，m的输入处导致产生输入信号向量：

$r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{1,1}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{2,1}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{2,1}}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{2,2}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r\left(i\right)\end{array}\right).$

4.如权利要求3所述的CDMA接收机，其中，在直接形式解中，取其中一个信号向量，信号模型表述为：

$r_{n,m}\left(i\right)=\mathrm{Gb}+n=\left(\begin{array}{c}H\\ h^T\end{array}\right)b+n,$

其中(·)^T表示转置，G是信道矩阵，可能包括发射机和接收机滤波器的影响，b是符号向量，以及n是噪声向量，以及向量h^T是G的底端行，对应个体白化滤波器w_n，m的输出则是

$g_{n,m}\left(i\right)=w_{n,m}^H\left(i\right)r_{n,m}\left(i\right),$

其中(·)^H表示共轭转置。

5.如权利要求4所述的CDMA接收机，其中，通过使用线性最小均方误差(LMMSE)准则获得个体白化滤波器w_n，m：

$w_{n,m}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}-\mathrm{\α}{C}_{n,m}^{-1}{\mathrm{Hh}}^{*}\\ 1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}-u_{n,m}\\ 1\end{array}\right),$

其中(·)^-1表示矩阵求逆，(·)^*表示复共轭，符号α是实数标度因子，以及r_n，m(i)的协方差矩阵是

$C_{n,m}=\mathrm{Expectation}\left\{{\tilde{r}}_{n,m}\left(i\right){\tilde{r}}_{n,m}^H\left(i\right)\right\},$

其中向量r_n，m(i)上的代字号表示排除原始向量底部元素的操作。

6.如权利要求5所述的CDMA接收机，其中，白化滤波器的非固定部分u_n，m根据 $u_{n,m}\←u_{n,m}+\mathrm{\μ}\left\{g_{n,m}^{*}\left(i\right){\tilde{r}}_{n,m}\left(i\right)\right\}$ 进行自适应，其中参数μ是步长因子。

7.如权利要求1所述的CDMA接收机，其中，所述白化滤波器是使用形成网格滤波器的串行耦合网格级实现的。

8.一种用于操作码分多址(CDMA)接收机的方法，包括：

将接收机输入耦合到N_rx个接收天线的信号输出，该信号输出以每符号N_s个采样而采样，

白化该信号输出；以及

用匹配滤波器对该白化的信号输出滤波，其中

白化使用包括N_sN_rx个并行的白化滤波器w_j，k的白化滤波器，个体的白化滤波器w_j，k在各个符号间隔i期间通过信号连接矩阵接收N_sN_rx个新信号采样，从而第一个体白化滤波器仅接收新采样之一，第二个体白化滤波器接收和第一个体白化滤波器相同的采样以及一个附加采样，并且第n个个体白化滤波器接收和前n-1个个体白化滤波器相同的n-1个采样加上剩余采样之一，在N_rx个输出上从所述白化滤波器输出已滤波信号采样，从而在N_rx输出出现的已滤波信号采样与在N_rx输出出现的任意其他已滤波信号采样不相关。

9.如权利要求8所述的方法，进一步包括操作延迟线，该延迟线由多个串行耦合的延迟线元件组成，这些元件中的每一个都具有一个符号间隔的延迟，所述延迟线具有耦合到所述信号连接矩阵输出的输入，并给N_sN_rx个并行白化滤波器w_j，k提供所述信号采样的延迟版本。

10.如权利要求9所述的方法，其中，对于符号间隔为i以及N_sN_rx＝4，来自延迟线元件的信号向量输出可定义为：

$r(i-1)=\left(\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{1,1}}(i-1)\\ r_{\mathrm{1,2}}(i-1)\\ r_{\mathrm{2,1}}(i-1)\\ r_{\mathrm{2,2}}(i-1)\end{array}\right),$

其中，在r_n，m(i)项中，符号n和m分别表示天线和符号采样索引，对于个体白化滤波器w_n，m任意之一的输入信号向量用r_n，m表示，信号连接矩阵在到个体白化滤波器w_n，m的输入处导致产生输入信号向量：

$r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{1,1}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{2,1}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{1,2}}\left(i\right)\\ r_{\mathrm{2,1}}\left(i\right)\end{array}\right);r_{\mathrm{2,2}}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}\·\\ \·\\ \·\\ r(i-2)\\ r(i-1)\\ r\left(i\right)\end{array}\right).$

11.如权利要求10所述的方法，其中，在直接形式解中，取其中一个信号向量，信号模型表述为：

$r_{n,m}\left(i\right)=\mathrm{Gb}+n=\left(\begin{array}{c}H\\ h^T\end{array}\right)b+n,$

其中(·)^T表示转置，G是信道矩阵，可能包括发射机和接收机滤波器的影响，b是符号向量，以及n是噪声向量，以及向量h^T是G的底端行，对应个体白化滤波器w_n，m的输出则是

$g_{n,m}\left(i\right)=w_{n,m}^H\left(i\right)r_{n,m}\left(i\right),$

其中(·)^H表示共轭转置。

12.如权利要求11所述的方法，其中，通过使用线性最小均方误差(LMMSE)准则获得个体白化滤波器w_n，m，

$w_{n,m}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}-\mathrm{\α}{C}_{n,m}^{-1}{\mathrm{Hh}}^{*}\\ 1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}-u_{n,m}\\ 1\end{array}\right),$

其中(·)^-1表示矩阵求逆，(·)^*表示复共轭，符号α是实数标度因子，以及r_n，m(i)的协方差矩阵是

$C_{n,m}=\mathrm{Expectation}\left\{{\tilde{r}}_{n,m}\left(i\right){\tilde{r}}_{n,m}^H\left(i\right)\right\},$

其中向量r_n，m(i)上的代字号表示排除原始向量底部元素的操作。

13.如权利要求12所述的方法，其中，白化滤波器的非固定部分u_n，m根据 $u_{n,m}\←u_{n,m}+\mathrm{\μ}\left\{g_{n,m}^{*}\left(i\right){\tilde{r}}_{n,m}\left(i\right)\right\}$ 进行自适应，其中参数μ是步长因子。

14.如权利要求7所述的方法，其中，所述白化滤波器是使用形成网格滤波器的串行耦合网格级实现的。

15.一种码分多址(CDMA)移动站，所述移动站包括耦合到N_rx个接收天线的接收机，并进一步包括用于以每符号或码片采样N_s个采样来采样所述N_rx个接收机天线的信号输出的基带电路，所述基带电路进一步包括多天线RAKE接收机以及用于将采样信号耦合到所述多天线RAKE接收机输入的白化滤波器，所述白化滤波器包括N_sN_rx个并行白化滤波器w_j，k，个别的白化滤波器w_j，k在各个符号间隔I期间通过信号连接矩阵接收N_sN_rx个新信号采样，从而第一个体白化滤波器接收新采样之一，第二个体白化滤波器接收和第一个体白化滤波器相同的新采样以及一个附加新采样，并且第n个个体白化滤波器接收和前n-1个个体白化滤波器相同的n-1个新采样加上一个附加的新采样，进一步包括由多个串行耦合延迟线元件组成的延迟线，每个延迟线元件都具有一个符号间隔的延迟，所述延迟线具有耦合到所述信号连接矩阵输出的输入，并给N_sN_rx个并行白化滤波器w_j，k提供所述信号采样的延迟版本，所述白化滤波器包括N_rx个输出，用于输出已白化滤波信号采样到所述多天线RAKE接收机。

16.如权利要求15所述的CDMA移动站，其中，所述白化滤波器以及所述多天线RAKE接收机一起包括线性(最小均方误差)信道均衡器。

17.如权利要求15所述的CDMA移动站，其中，所述白化滤波器以及所述多天线RAKE接收机一起包括多天线空-时均衡器，该均衡器最佳地执行波束成形，同时抑制小区间干扰。

18.如权利要求15所述的CDMA移动站，其中，所述相同的白化滤波器用于在软切换过程期间从多个基站接收传输。

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