JP3452735B2 - スペクトル拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置 - Google Patents
スペクトル拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置Info
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
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- H—ELECTRICITY
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
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- H04B1/7097—Interference-related aspects
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動体通信や無線ＬＡ
Ｎ等のためのスペクトラム拡散通信に係り、特に情報信
号の間にパイロット信号が挿入される通信方式のための
パスダイバシティ受信方法および装置に関する。
Ｎ等のためのスペクトラム拡散通信に係り、特に情報信
号の間にパイロット信号が挿入される通信方式のための
パスダイバシティ受信方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散方式の通信において、
受信信号にはフェージングに起因した誤差が含まれるこ
とがあり、レイク合成に際してこの誤差を補正する必要
がある。
受信信号にはフェージングに起因した誤差が含まれるこ
とがあり、レイク合成に際してこの誤差を補正する必要
がある。
【０００３】図５の受信信号において、一定量の情報信
号Ｓ（ｔ）（複数ビットの信号）の前後に既知のパイロ
ット信号Ｐ１、Ｐ２（Ｐ１、Ｐ２は複数ビットの信号、
例えばＮｐビット）が挿入され、このパイロット信号Ｐ
１、Ｐ２に基づいて、パイロット信号Ｐ１、Ｐ２間の一
定量の情報信号Ｓ（ｔ）に対して、フェージングに起因
する位相誤差を推定し、補正する。ここで、１パスの信
号について考え、パイロット信号Ｐ１、Ｐ２の各シンボ
ルを（Ｐ１(k)ｉ＋ｊ・Ｐ１(k)ｑ）、（Ｐ２(k)ｉ＋ｊ
・Ｐ２(k)ｑ）、情報信号Ｓ（ｔ）の各シンボルを（Ｄ
ｉ＋ｊ・Ｄｑ）とし、送信時のパイロット信号Ｐ１、Ｐ
２の各シンボルが全て（１＋ｊ・０）であったとすると
（他のパターンも可能である。）、情報信号Ｓ（ｔ）の
誤差ベクトルの平均Ｅは、
号Ｓ（ｔ）（複数ビットの信号）の前後に既知のパイロ
ット信号Ｐ１、Ｐ２（Ｐ１、Ｐ２は複数ビットの信号、
例えばＮｐビット）が挿入され、このパイロット信号Ｐ
１、Ｐ２に基づいて、パイロット信号Ｐ１、Ｐ２間の一
定量の情報信号Ｓ（ｔ）に対して、フェージングに起因
する位相誤差を推定し、補正する。ここで、１パスの信
号について考え、パイロット信号Ｐ１、Ｐ２の各シンボ
ルを（Ｐ１(k)ｉ＋ｊ・Ｐ１(k)ｑ）、（Ｐ２(k)ｉ＋ｊ
・Ｐ２(k)ｑ）、情報信号Ｓ（ｔ）の各シンボルを（Ｄ
ｉ＋ｊ・Ｄｑ）とし、送信時のパイロット信号Ｐ１、Ｐ
２の各シンボルが全て（１＋ｊ・０）であったとすると
（他のパターンも可能である。）、情報信号Ｓ（ｔ）の
誤差ベクトルの平均Ｅは、
【０００４】
【数１】
で与えられ、これに基づく補正ベクトル（Ｍi＋ｊ・Ｍ
ｑ）が、誤差ベクトルの共役複素数で与えられる。ここ
にＰ１ｉ、Ｐ１ｑ、Ｐ２ｉ、Ｐ２ｑはパイロット信号Ｐ
１、Ｐ２列の平均値であり、ノイズの影響を除去するよ
うになっている。そして、補正係数Ｍは以下のように算
出される。
ｑ）が、誤差ベクトルの共役複素数で与えられる。ここ
にＰ１ｉ、Ｐ１ｑ、Ｐ２ｉ、Ｐ２ｑはパイロット信号Ｐ
１、Ｐ２列の平均値であり、ノイズの影響を除去するよ
うになっている。そして、補正係数Ｍは以下のように算
出される。
【０００５】
【数２】
これを情報信号Ｓ（ｔ）の各シンボルに乗ずることによ
り、フェージングの影響を補正し得る。補正された情報
シンボルをＤｃとすると、
り、フェージングの影響を補正し得る。補正された情報
シンボルをＤｃとすると、
【０００６】
【数３】
【０００７】N個（Ｎは必要に応じて決める。）のパス
の補正後の信号の同相成分、直交成分をそれぞれＤｃｉ
１〜ＤｃｉＮ、Ｄｃｑ１〜ＤｃｑＮとすると、レイク合
成された信号の同相成分Ｄｃｉ、直交成分Ｄｃｑは式
（８）、（９）のように、各パスの信号の積算で与えら
れる。
の補正後の信号の同相成分、直交成分をそれぞれＤｃｉ
１〜ＤｃｉＮ、Ｄｃｑ１〜ＤｃｑＮとすると、レイク合
成された信号の同相成分Ｄｃｉ、直交成分Ｄｃｑは式
（８）、（９）のように、各パスの信号の積算で与えら
れる。
【０００８】
【数４】
【０００９】図６は以上の処理を行うための位相補正回
路ＣＯＲを示す。図６において、受信信号Ｓｉｎはフレ
ーム同期回路ＦＳにおいて適正なタイミングに調整さ
れ、その後２つのパイロット信号保持回路ＳＨＰ１とＳ
ＨＰ２および情報信号保持回路ＳＨＳに入力される。Ｓ
ＨＰ１、ＳＨＰ２によって保持されるパイロット信号Ｐ
１、Ｐ２の各ビットＰ１(k)、Ｐ２(k)は平均値回路Ａ
１、A2により平均化され、パイロット信号Ｐ１、Ｐ２が
算出される。補正係数算出回路ＭＣは、これらパイロッ
ト信号Ｐ１、Ｐ２に基づいて補正係数Ｍを算出する。補
正係数Ｍは乗算回路ＭＵＬに入力され、情報信号Ｄの各
シンボルに乗ぜられ、補正後の信号Ｄｃ (k) が出力され
る。
路ＣＯＲを示す。図６において、受信信号Ｓｉｎはフレ
ーム同期回路ＦＳにおいて適正なタイミングに調整さ
れ、その後２つのパイロット信号保持回路ＳＨＰ１とＳ
ＨＰ２および情報信号保持回路ＳＨＳに入力される。Ｓ
ＨＰ１、ＳＨＰ２によって保持されるパイロット信号Ｐ
１、Ｐ２の各ビットＰ１(k)、Ｐ２(k)は平均値回路Ａ
１、A2により平均化され、パイロット信号Ｐ１、Ｐ２が
算出される。補正係数算出回路ＭＣは、これらパイロッ
ト信号Ｐ１、Ｐ２に基づいて補正係数Ｍを算出する。補
正係数Ｍは乗算回路ＭＵＬに入力され、情報信号Ｄの各
シンボルに乗ぜられ、補正後の信号Ｄｃ (k) が出力され
る。
【００１０】図７は複数のパス（図では例として４パ
ス）の位相補正を含むレイク合成回路を示し、まず入力
信号Ｓｉｎからマルチパス選択回路ＭＵＬＳＥＬによっ
て所定レベル以上のマルチパス信号を選択する。選択さ
れた信号は第１〜第４のパスＳｉｎ１〜Ｓｉｎ４に対応
した、４個の位相補正回路ＣＯＲ１〜ＣＯＲ４に入力さ
れ、これらの出力は遅延回路Ｄ１〜Ｄ４によって適正に
遅延してから積算回路Σに入力されている。積算回路Σ
の出力ＳＣは前記Ｄｃｉ、Ｄｃｑに対応する。
ス）の位相補正を含むレイク合成回路を示し、まず入力
信号Ｓｉｎからマルチパス選択回路ＭＵＬＳＥＬによっ
て所定レベル以上のマルチパス信号を選択する。選択さ
れた信号は第１〜第４のパスＳｉｎ１〜Ｓｉｎ４に対応
した、４個の位相補正回路ＣＯＲ１〜ＣＯＲ４に入力さ
れ、これらの出力は遅延回路Ｄ１〜Ｄ４によって適正に
遅延してから積算回路Σに入力されている。積算回路Σ
の出力ＳＣは前記Ｄｃｉ、Ｄｃｑに対応する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のパスダイバシテ
ィ受信方式においては、情報保持回路において比較的大
きなデータを保持する必要があり、位相補正回路が大型
になるという問題があった。
ィ受信方式においては、情報保持回路において比較的大
きなデータを保持する必要があり、位相補正回路が大型
になるという問題があった。
【００１２】本発明はこのような従来の問題点を解消す
べく創案されたもので、位相補正回路が小型化がはかれ
るパスダイバシティ受信方法および装置を提供すること
を目的とする。
べく創案されたもので、位相補正回路が小型化がはかれ
るパスダイバシティ受信方法および装置を提供すること
を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明に係るスペクトル
拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置は、情
報信号の前の複数個のパイロットブロックの信号あるい
は情報信号直前の１個のパイロットブロックの信号に基
づいて補正係数を算出し、このパイロットブロックの信
号の後の情報信号に対して前記補正係数による補正を施
すものである。
拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置は、情
報信号の前の複数個のパイロットブロックの信号あるい
は情報信号直前の１個のパイロットブロックの信号に基
づいて補正係数を算出し、このパイロットブロックの信
号の後の情報信号に対して前記補正係数による補正を施
すものである。
【００１４】
【実施例】次に本発明に係るパスダイバシティ受信方法
および装置の１実施例を図面に基づいて説明する。
および装置の１実施例を図面に基づいて説明する。
【００１５】図１の信号列において、相前後するパイロ
ット信号（パイロットブロックの信号）Ｐ１、Ｐ２の間
の情報信号（情報信号ブロック）をＳ（ｔ）、その次の
時点の情報信号（情報信号ブロック）をＳ（ｔ＋Δｔ）
とすると、パイロットブロックＰ１、Ｐ２に基づいて算
出された補正係数Ｍは情報信号ブロックＳ（ｔ＋Δｔ）
の補正に使用されている。すなわちある時点のパイロッ
トブロックで仕切られた情報信号ブロックの信号の補正
に、それ以前のパイロット信号のパイロットブロックに
基づく補正係数を使用する。このため保持すべき情報信
号Ｄは補正係数Ｍを乗ずるべきその時点の情報シンボル
（Ｄｉ＋ｊ・Ｄｑ）のみとなる。
ット信号（パイロットブロックの信号）Ｐ１、Ｐ２の間
の情報信号（情報信号ブロック）をＳ（ｔ）、その次の
時点の情報信号（情報信号ブロック）をＳ（ｔ＋Δｔ）
とすると、パイロットブロックＰ１、Ｐ２に基づいて算
出された補正係数Ｍは情報信号ブロックＳ（ｔ＋Δｔ）
の補正に使用されている。すなわちある時点のパイロッ
トブロックで仕切られた情報信号ブロックの信号の補正
に、それ以前のパイロット信号のパイロットブロックに
基づく補正係数を使用する。このため保持すべき情報信
号Ｄは補正係数Ｍを乗ずるべきその時点の情報シンボル
（Ｄｉ＋ｊ・Ｄｑ）のみとなる。
【００１６】図２は同実施例のための位相補正回路であ
り、図６と同一もしくは相当部分には同一符号を付して
示す。図２の回路が従来回路と相違するのは情報信号保
持回路ＳＨＳの存否のみであり、従来１回の情報信号ブ
ロックＳ（ｔ）、例えば３６シンボル（＝７２ビット）
の保持容量が必要であったのに対して、そのような保持
は全く不要である。図７のように４パスの処理を行う場
合には、従来は２８８ビット分の保持容量を要したのに
対し、そのための回路を省略し得る。このように位相補
正回路ＣＯＲの規模が大幅に小型化する。
り、図６と同一もしくは相当部分には同一符号を付して
示す。図２の回路が従来回路と相違するのは情報信号保
持回路ＳＨＳの存否のみであり、従来１回の情報信号ブ
ロックＳ（ｔ）、例えば３６シンボル（＝７２ビット）
の保持容量が必要であったのに対して、そのような保持
は全く不要である。図７のように４パスの処理を行う場
合には、従来は２８８ビット分の保持容量を要したのに
対し、そのための回路を省略し得る。このように位相補
正回路ＣＯＲの規模が大幅に小型化する。
【００１７】図３は第２実施例を示し、１個のパイロッ
トブロックの信号Ｐ１をその直後の情報信号（情報信号
ブロック）Ｓ（ｔ）の補正に使用している。すなわちパ
イロットブロックの信号Ｐ１に基づいて算出された補正
係数Ｍは情報信号ブロックＳ（ｔ）の補正に使用されて
いる。すなわちある時点の情報信号（情報信号ブロッ
ク）の補正に、その直前のパイロットブロックの信号Ｐ
１に基づく補正係数Ｍを使用する。このため情報信号Ｄ
をリアルタイムで補正でき、情報信号の情報信号ブロッ
クＳ（ｔ）の保持は不要になる。
トブロックの信号Ｐ１をその直後の情報信号（情報信号
ブロック）Ｓ（ｔ）の補正に使用している。すなわちパ
イロットブロックの信号Ｐ１に基づいて算出された補正
係数Ｍは情報信号ブロックＳ（ｔ）の補正に使用されて
いる。すなわちある時点の情報信号（情報信号ブロッ
ク）の補正に、その直前のパイロットブロックの信号Ｐ
１に基づく補正係数Ｍを使用する。このため情報信号Ｄ
をリアルタイムで補正でき、情報信号の情報信号ブロッ
クＳ（ｔ）の保持は不要になる。
【００１８】図４は同実施例のための位相補正回路ＣＯ
Ｒであり、図２と同一もしくは相当部分には同一符号を
付して示す。図４において、受信信号Ｓｉｎはフレーム
同期回路ＦＳにおいてパイロットブロックと情報信号ブ
ロックの分離が行われた後に、パイロットブロックの信
号のみを平均値回路Ａ１に入力し、情報信号Ｄを乗算回
路ＭＵＬに入力する。平均値回路Ａ１の出力は補正係数
算出回路ＭＣに入力され、補正係数ＭはＭＣからＭＵＬ
に入力される。このように第１実施例に比較して、サン
プルホールド回路ＳＨＰ１、ＳＨＰ２が不要となり、平
均値回路も１個で足りるので、全体回路は著しく簡略化
される。
Ｒであり、図２と同一もしくは相当部分には同一符号を
付して示す。図４において、受信信号Ｓｉｎはフレーム
同期回路ＦＳにおいてパイロットブロックと情報信号ブ
ロックの分離が行われた後に、パイロットブロックの信
号のみを平均値回路Ａ１に入力し、情報信号Ｄを乗算回
路ＭＵＬに入力する。平均値回路Ａ１の出力は補正係数
算出回路ＭＣに入力され、補正係数ＭはＭＣからＭＵＬ
に入力される。このように第１実施例に比較して、サン
プルホールド回路ＳＨＰ１、ＳＨＰ２が不要となり、平
均値回路も１個で足りるので、全体回路は著しく簡略化
される。
【００１９】
【発明の効果】前述のとおり、本発明に係るスペクトル
拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置は、情
報信号（情報信号ブロック）の前の複数個のパイロット
ブロックの信号あるいは情報信号直前の１個のパイロッ
トブロックの信号に基づいて補正係数を算出し、情報信
号に対して前記補正係数による補正を施すので、位相補
正回路が小型であるという優れた効果を有する。
拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置は、情
報信号（情報信号ブロック）の前の複数個のパイロット
ブロックの信号あるいは情報信号直前の１個のパイロッ
トブロックの信号に基づいて補正係数を算出し、情報信
号に対して前記補正係数による補正を施すので、位相補
正回路が小型であるという優れた効果を有する。
【図１】本発明に係るパスダイバシティ受信方式の第１
実施例を示す概念図である。
実施例を示す概念図である。
【図２】同実施例のための位相補正回路を示すブロック
図である。
図である。
【図３】本発明の第２実施例を示す概念図である。
【図４】同実施例のための位相補正回路を示すブロック
図である。
図である。
【図５】従来方式を示す概念図である。
【図６】従来の位相補正回路を示すブロック図である。
【図７】パスダイバシティ受信装置を示すブロック図で
ある。
ある。
Ａ１、Ａ２．．．平均値回路
ＣＯＲ、ＣＯＲ１、ＣＯＲ２、ＣＯＲ３、ＣＯＲ
４．．．位相補正回路 ＦＳ．．．フレーム同期回路 ＳＨＰ１、ＳＨＰ２．．．パイロット信号保持回路 ＳＨＳ．．．情報信号保持回路 ＭＣ．．．補正係数算出回路 ＭＵＬ．．．乗算回路 ＭＵＬＳＥＬ．．．マルチパス選択回路 Σ．．．積算回路。 5ＹＺ１９９６０１２Ａ
４．．．位相補正回路 ＦＳ．．．フレーム同期回路 ＳＨＰ１、ＳＨＰ２．．．パイロット信号保持回路 ＳＨＳ．．．情報信号保持回路 ＭＣ．．．補正係数算出回路 ＭＵＬ．．．乗算回路 ＭＵＬＳＥＬ．．．マルチパス選択回路 Σ．．．積算回路。 5ＹＺ１９９６０１２Ａ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 周 旭平
東京都世田谷区北沢３−５−18鷹山ビル
株式会社鷹山内
(72)発明者 佐和橋 衛
東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エ
ヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社内
(72)発明者 安達 文幸
東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エ
ヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社内
(56)参考文献 特開 平７−154129（ＪＰ，Ａ)
国際公開96／000470（ＷＯ，Ａ１)
国際公開96／000471（ＷＯ，Ａ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 1/02 - 1/06
H04B 7/02 - 7/12
H04B 1/69 - 1/713
H04J 13/00 - 13/06
Claims (5)
- 【請求項１】 自局あての受信信号から既知のパイロッ
ト信号を抽出し、このパイロット信号に基づいて情報信
号を位相補正するスペクトル拡散通信のパスダイバシテ
ィ受信方法であって、情報信号ブロックの前後にパイロ
ットブロックが挿入された信号を受信し、複数個のパイ
ロットブロックの信号に基づいて補正係数を算出し、該
複数個のパイロットブロックの信号のうち、最後のパイ
ロットブロックの信号に続く情報信号ブロックに対して
前記補正係数による補正を施すことを特徴とするスペク
トル拡散通信のパスダイバシティ受信方法。 - 【請求項２】 自局あての受信信号から既知のパイロッ
ト信号を抽出し、このパイロット信号に基づいて情報信
号を位相補正するスペクトル拡散通信のパスダイバシテ
ィ受信方法であって、１個のパイロットブロックの信号
に基づいて補正係数を算出し、該１個のパイロットブロ
ックの信号に続く情報信号に対して前記補正係数による
補正を施すことを特徴とするスペクトル拡散通信のパス
ダイバシティ受信方法。 - 【請求項３】 パイロットブロックの信号毎に誤差ベク
トルを算出し、複数個のパイロットブロックの信号につ
いての誤差ベクトルの平均値を算出し、この平均値に基
づいて補正係数を算出する請求項１記載のスペクトル拡
散通信のパスダイバシティ受信方法。 - 【請求項４】 相前後するパイロットブロックの信号を
保持する１対のパイロットブロックの信号保持回路と、
これらパイロット信号に基づいて補正係数を算出する補
正係数算出回路と、前記補正係数を、前記パイロットブ
ロック後の情報信号１シンボル毎に乗ずる乗算回路とを
備えたスペクトル拡散通信のパスダイバシティ受信装
置。 - 【請求項５】 １個のパイロットブロックの信号に基づ
いて補正係数を算出する補正係数算出回路と、前記補正
係数を、前記パイロットブロックに続く情報信号１シン
ボル毎に乗ずる乗算回路とを備えたスペクトル拡散通信
のパスダイバシティ受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22755496A JP3452735B2 (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | スペクトル拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置 |
| EP19970113313 EP0823795B1 (en) | 1996-08-09 | 1997-08-01 | Path-diversity method and system for spread spectrum receivers |
| DE1997625796 DE69725796T2 (de) | 1996-08-09 | 1997-08-01 | Verfahren und System zur Weg-Diversity für Spreizspektrumempfänger |
| US08/908,919 US6240148B1 (en) | 1996-08-09 | 1997-08-08 | Path-diversity receiving method and system of spread spectrum communication |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22755496A JP3452735B2 (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | スペクトル拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1056442A JPH1056442A (ja) | 1998-02-24 |
| JP3452735B2 true JP3452735B2 (ja) | 2003-09-29 |
Family
ID=16862730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22755496A Expired - Fee Related JP3452735B2 (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | スペクトル拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6240148B1 (ja) |
| EP (1) | EP0823795B1 (ja) |
| JP (1) | JP3452735B2 (ja) |
| DE (1) | DE69725796T2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007180875A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Kyocera Corp | 無線通信装置 |
| US7848438B2 (en) * | 2006-02-14 | 2010-12-07 | Motorola Mobility, Inc. | Method and apparatus for pilot signal transmission |
| RU2491717C2 (ru) * | 2010-05-04 | 2013-08-27 | Попик Павел Иванович | Способ повышения уровня (отношения) сигнал-шум при применении "принципа затухания помехи" |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4313211A (en) * | 1979-08-13 | 1982-01-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Single sideband receiver with pilot-based feed forward correction for motion-induced distortion |
| US5140615A (en) * | 1990-06-12 | 1992-08-18 | Motorola, Inc. | Maximal ratio diversity combining technique |
| SE513657C2 (sv) * | 1993-06-24 | 2000-10-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Sätt och anordning att vid digital signalöverföring estimera överförda symboler hos en mottagare |
| JP2655068B2 (ja) * | 1993-12-30 | 1997-09-17 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散受信機 |
| JP2938337B2 (ja) * | 1994-03-09 | 1999-08-23 | 三菱電機株式会社 | スペクトル拡散通信用データ復調回路 |
| DE69534987T2 (de) * | 1994-06-23 | 2006-09-21 | Ntt Docomo Inc. | CDMA Demodulationsschaltung und Demodulationsverfahren |
-
1996
- 1996-08-09 JP JP22755496A patent/JP3452735B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-08-01 DE DE1997625796 patent/DE69725796T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-08-01 EP EP19970113313 patent/EP0823795B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-08-08 US US08/908,919 patent/US6240148B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0823795A3 (en) | 2000-04-26 |
| DE69725796D1 (de) | 2003-12-04 |
| DE69725796T2 (de) | 2004-05-13 |
| EP0823795A2 (en) | 1998-02-11 |
| US6240148B1 (en) | 2001-05-29 |
| EP0823795B1 (en) | 2003-10-29 |
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