CN101015127B - 供通信系统选择信道滤波器的方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种信号接收机，它被配置成在多个滤波器分支中的每一分支中处理接收信号的一部分，并确定每一分支的质量度量。接着根据所确定的质量度量，执行第二滤波器的配置，以处理完整的接收信号。

Description

供通信系统选择信道滤波器的方法及装置

背景技术

在蜂窝通信系统中，不同的用户需要共用相同的接入介质，例如大气。由于多个用户共用同一个接入介质，所以他们的信号会相互干扰。产生的干扰程度以及相应的对链路质量的影响取决于网络拓朴结构和所运用的介质接入技术。例如，在E-GPRS系统(又称：EDGE-增强型数据速率GSM演进技术)中，时分多址(TDMA)机制被用于多路复用不同用户的信息。每一个射频被分为8个时隙，这8个时隙潜在地可用于8个用户。频谱也被分为若干以200kHZ为间隔的载频，它们可被分配给网络中不同的蜂窝单元，但在地理基础上可以重复使用。对于系统中任何给定的用户，来自使用相同载频的其他用户的信号会产生增强的噪声级(至少在第一个用户的接收区域内是这样)。这种干扰源被称为共信道干扰(CCI)。然而，这不是性能下降的唯一起源。来自使用相邻载频的用户的信号，即相邻载频，也会产生干扰。这种类型的干扰被称为邻信道干扰(ACI)。

接收机对干扰信号的顺应性的一个重要因素在于接收机中应用不同接收滤波器的设计。图1所示为典型的接收机中可见的不同级。应注意，这些不同的级代表对接收信号执行的处理，但是并不是必须对应实际接收机的实现。还应注意，总的滤波分成混合信号抽取滤波器104和作为解调处理107的一部分所执行的任何滤波操作。

众所周知，在存在白噪声的情况下，能使信噪比(SNR)最大化的接收滤波器是匹配滤波器。然而，这种匹配滤波方法会受到一些不利因素的影响。

首先，如果发送与匹配滤波器的组合不满足奈奎斯特脉冲准则，则会产生码元间干扰(ISI)。在E-GPRS系统就是这种情况。图2所示为遵循E-GPRS标准的发送信号的功率谱密度(PSD)。从中可见由于相邻脉冲的交叠，该系统中使用的脉冲整形功能不能允许满足奈奎斯特准则的接收匹配滤波器实现无ISI的接收。因此，尽管匹配滤波提供最佳信噪比(SNR)，还需要解调单元运用能应对ISI的技术。这将增加解调处理的复杂性。

而且，从图2中还可看到，与发送脉形匹配的滤波器将不会提供很高的邻信道信号抑制。因此，接收滤波器通常不与发送脉形匹配。取而代之的是，接收滤波器的设计取决于对于接收机在存在频带内干扰(即CCI)情况下的性能相对频带外干扰(即ACI)主导噪声状况时的性能之间的权衡。在存在ACI的情况下，为了尽可能多地抑制干扰，需要一种具有低截止频率的接收滤波器。另一方面，当噪声由CCI主导时，为了避免所需信号的畸变，滤波器的通带应该尽可能的宽。

当使用复杂性降低的解调技术时，接收机滤波器的优化进一步复杂化。由发送、接收滤波器和传播介质的组合产生的ISI级将影响总体性能。提供良好干扰抑制的滤波器如果产生了不能被准确均衡的ISI，则可能在总的接收机性能的意义上不是最优的。均衡是指在存在ISI、来自频谱的其他用户和噪声的情况下从接收码元估计发送码元的处理。这个处理‘逆转’或‘均衡’因无线电信道和发送(Tx)/接收(Rx)滤波产生的畸变。

均衡技术的复杂性关键取决于所均衡的信道中的抽头的数目(L)。当均衡技术是基于最大后验(MAP)准则(见Optimum and sub-optimum detection of codeddata disturbed by time-varying intersymbol interference [applicable to digital mobileradio receivers](受时变码元间干扰影响的编码数据的最优和次最优检测[应用于数字移动无线电接收机])，Koch，W、Baier，A.，全球电信会议，1990；和“通信：连接未来”展览，GLOBECOM’90.，IEEE，1990年12月2-5日，第三卷，1679-1684页)或基于最大似然序列估计(MLSE-见Maximum-likelihood sequenceestimation of digital sequence in the presence of intersymbol interference(存在码元间干扰的情况下数字序列的最大似然序列估计)，Forney，G.，Jr.；IEEE信息理论学报，第十八卷，第3期，363-378页，1972年5月)，该复杂性随信道全长上传输码元的可能状态的数目而变化。如果可能的码元数为N，则状态的数目为N^(L-1)。例如，在E-EPRS系统中，信息可以用8PSK(相移键控)调制来传输，即，N＝8。在这种情形中，使用基于最大后验(MAP)准则或最大似然序列估计(MLSE)技术的解调接收机的状态数目会非常大，除非传播状况有非常低的延迟扩展(即，很小的L)。在任何现实环境中，状态的数目太大以至于要在移动接收机中实现不太可能。因此，诸如延迟判决反馈序列估计(DDFSE)或缩减状态序列估计(RSSE)等复杂性降低的技术经常被使用。这些技术的性能对接收机所见的整个信道的频率响应非常敏感。因此，如果产生的ISI不能被准确均衡，则即使滤波器可提供非常好的干扰抑制，总的解调性能也可能不会太好。

美国专利第6,470,047B1号公开了一种在通信接收机中降低干扰的装置和方法。接收信号首先由一接收滤波器滤波以抑制诸如热噪声等频带外噪声。接着一干扰检测器分析经滤波的信号以标识存在于接收信号中的干扰的类型。在此标识的基础上，选择另一个滤波器以抑制该干扰。两个特征被用于标识干扰类型：功率谱和自相关序列系数。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种如权利要求1所述的滤波器装置。

根据本发明的第二方面，提供了一种如权利要求15所述的接收信号的滤波方法。

因此可提供一种通过根据噪声状况自适应滤波策略来提高解调单元的性能的接收机架构。这是通过在接收机中储存两组滤波器配置来实现的。每一组存储数个滤波器配置。首先使用第一个组中定义的不同滤波器配置来估计接收机的性能。利用对该解调处理的准确度的这些估计，从储存的第二组配置中选择一个滤波器，并将其应用于接收信号。然后所得样本可用于估计发送码元序列。值得注意的是，这两组储存的滤波器配置可以是完全相同的。作为另一个选择，也可使用不同的滤波器配置。

对于每个接收脉冲串，最适合当前状况的滤波器从这组预定配置中选取。应注意，不需要从噪声估计为接收信号的每一个单个脉冲串计算应用于接收信号的滤波器。因此，使用本发明的实施例的接收机的复杂性低于先前所提出的方法的复杂性。而且，因为并非试图直接试探和估计信号中的噪声样本，所以滤波级可以保持与发送码元序列的估计分离。因此，无论使用什么技术来进行码元估计，该滤波选择方法都能被容易地加入任何解调接收机中。

在本发明的实施例中，预定滤波配置的数目能容易被调整。对此数目的选择是一方面的适应不同噪声状况的性能与能力和另一方面的实现复杂性和对存储器之间的权衡。

一些不同的用于最合适的滤波器配置的选择的度量可被应用于接收信号。

一些不同的技术也可用于最佳滤波器配置的选择。在一个实施例中，最佳度量和默认配置相关度量之间的归一化差值被用于滤波器的选择。这个方法能使滤波器选择逼近一个优选的配置。

在接收机架构的来自第一组的滤波器配置之一对应单冲激(即，“直通”路径)的另一个实施例中，通过在与其他配置相关联的计算中直接重复使用该单冲激滤波器的信道冲激响应估计，可以降低与接收机质量计算相关联的复杂性。

在本发明的实施例中，判决所要选择的滤波器不要求估计噪声和/或干扰的功率谱密度。可以只使用冗余功率的估计来执行对要应用于接收信号流的滤波器的选择。因此，计算复杂性比前述技术显著降低。此外，因为选择要应用于接收信号的滤波器不要求对噪声和/或干扰的功率谱密度进行估计，所以所建议的接收机架构可用在波特率上的解调操作来实现。

本发明的实施例中的装置完全适应于在逐脉冲串基础上对所要应用的滤波器作出的判决。接收机不需要对先前的判决使用存储器也能处理接收信号的当前脉冲串。这是有利的，因为在蜂窝网络中，传播状况可能变化得非常快，并且希望能在不同的滤波策略之间切换以便与这些变化匹配。

有利地，本发明的实施例能独立于通信系统中使用的调制机制单独应用。因此，使用本发明的接收机架构尤其适合于使用多种调制格式的通信系统。

使用本发明实施例的接收机架构能很好的适应使用TDMA机制的数字蜂窝通信系统。例如，使用该接收机架构的E-GPRS接收机能获得显著的性能提高。

在本发明的一个应用于E-GPRS系统的实施例中，公开了一种旨在降低实现复杂性的技术。运用该技术，不需要测试来自第一组已定义值的所有可能的滤波器配置就能选择要应用于接收信号的滤波器。

附图说明

仅作为示例，现在将参考附图对本发明的某些实施例进行说明，附图中：

图1示出现有数字通信接收机中可见的不同组件；

图2示出根据E-GPRS格式传输的信号的功率谱密度的示例；

图3示出为依据本发明的一个实施例的具有自适应滤波处理的接收机架构；

图4示出图3的自适应滤波架构的不同处理步骤；

图5示出图4中所示的接收机质量估计单元；

图6示出根据本发明的一个实施例的在滤波器配置判决单元中执行的方法步骤；以及

图7示出根据本发明的另一个实施例的在滤波器配置判决单元中执行的方法步骤。

具体实施方式

本申请说明了一种考虑提供良好干扰抑制和准确ISI均衡的接收滤波器的不同的且潜在冲突的设计要求的策略。这是通过在接收机内的解调单元的输入端处引入一个滤波级来实现的。该用于整形接收信号的滤波器是根据噪声和/或干扰状况为最好的性能而选择的。

为使该滤波策略适应于噪声状况，要求接收机能选择最适合的滤波配置。一种可能的选择所应用的滤波器的公知方法是基于接收信号的功率谱估计。例如，可使用检测滤波器以试探和估计接收功率中是否有显著的分量位于由采样率设定的频率带宽的边缘处。这可用来检测ACI信号的存在。如果存在ACI信号，则接收滤波接着被设计为提供良好的频带外抑制。然而，当解调单元在波特率上运行时，该方法经常不能很好地执行。参考图1，因为抽取滤波器104需要提供采样频率外的信号分量的良好抑制，所以当ACI信号进入数字信号处理单元106时它已经被显著地衰减。这使解调单元107难以标识ACI信号的存在。这个问题如图2所示。为了避免在抽取单元105中的混叠，抽取滤波器104需要衰减135kHZ以上的频率分量。然而，在所示例中，该ACI信号的中心在200k HZ附近。因此，在接收信号中留下了足以显著的降低解调性能、但又不足以准确检测它的存在的ACI。对于使用接收信号的功率谱分布所作的选择，对在混合信号单元102的输出端处的信号以高于波特率速度采样是有利的。但这将会对接收机的功耗以及数字信号处理单元106的存储器产生负面的影响。

在本发明的各实施例中，接收滤波器的选择不依赖于接收信号的功率谱估计。因此，当数字信号处理单元106在波特率上运行时，所提出的接收机能可靠地选择最佳配置。

图3示出本发明的第一实施例。与图1中相同的单元由相同的参考标号标示。数字样本由混合信号处理单元102生成，并被储存在接收信号缓冲器单元301中。这些样本随即被解调单元107取得，以估计发送比特序列。解调单元107中的第一处理级是自适应滤波单元302，该自适应滤波单元302根据噪声和干扰状况调节接收信号。所得的经滤波信号接着被输入码元估计单元303，该码元估计单元303根据传输所用的调制格式解调该信号。

由于所提出的自适应滤波单元302在码元估计单元303之前工作，所以接收机架构不受可用解调技术的范围所限制。例如，在ISI使传输信号畸变的数字蜂窝通信系统中，可以使用诸如MAP，MLSE，DDFSE或RSSE此类的均衡技术。

值得注意的是，接收滤波器的自适应是在数字信号处理单元106中执行，数字信号处理单元106中包括信号缓冲器、自适应滤波单元和码元估计单元。在混合信号处理单元102中工作的抽取单元105因而不需要适应于传播状况。

接收信号缓冲器301的大小很大程度上由所使用的传输格式决定。例如，在E-GPRS系统中，信息以156.25码元的块来传输。这些信息块也被称为脉冲串。因此将缓冲器的大小设为可储存一个完整脉冲串是有利的，但不是必需的。在这种情形中，接收信号缓冲器的大小将随着由抽取单元105投放的每码元样本数线性增长。在该接收机的一个优选实施例中，抽取单元105在输出端以每码元一个样本来工作，因此将接收信号缓冲器301的存储器要求最小化。

图4更详细地示出图3的自适应滤波单元302中的不同处理级。该自适应滤波单元302包括存储不同的滤波器配置的存储器区401。这些不同滤波器配置的设计和选择将在后文中进一步讨论。这些滤波器配置由不同的滤波单元406、407和408使用。值得注意的是，这些滤波单元中的每一个的配置都会不同。这些滤波器使用来自接收信号缓冲器301的样本作为输入，并且所得的经滤波序列接着由接收质量估计单元403、404和405处理。应注意，一个接收机质量估计单元与一相关联的滤波单元的组合可被称为一个滤波假设分支。例如单元403和406即构成这样一个分支。接收质量估计单元为这三个不同的经滤波序列中的每一个生成一个质量度量。这些单元的操作的更多细节将会在后文描述。利用与三个不同滤波器假设分支相关联的这些质量度量，滤波器配置判决单元402选择储存在存储器区401中的滤波器配置，该滤波器配置将由一滤波器单元409使用来对储存于接收信号缓冲器301中的完整的样本序列进行滤波。

在图4所示的接收机架构中，滤波假设分支的数目等于三个。因此，用于最终滤波单元409的滤波器可以从一组三个预定义的配置中来选择。然而，本领域技术人员将可理解，该接收机能容易地修改为在任何数目的滤波假设分支下工作。

可用于对单元409中使用的滤波器的选择的滤波器组合的数目应少于或等于滤波器假设分支的数目。由滤波单元409使用的滤波器配置组的大小最大等于滤波器假设支数的数目。然而，这不是所提议的接收机架构的工作所必须的。而且，即使是在这种情况下，滤波器假设分支和最终滤波单元409之间也不是必需要有直接对应。滤波器假设分支使用的配置完全可能与最终滤波单元409所使用的这组配置不同。

在假设滤波器分支和最终滤波单元409中执行的滤波操作能运用任何合需的技术来实现。这些滤波操作能在频域中执行，或可直接在时域中执行。而且，所提出的接收机架构对所使用的滤波器结构不作任何要求。例如可使用有限冲激响应(FIR)或者无限冲激响应(IIR)。甚至不要求不同的滤波器配置遵循相同的结构。可使滤波器假设分支或最终滤波单元409中使用的一些滤波器为单冲激的。

有利的是，在如E-GPRS等发送机可使用多种调制格式的通信系统中，对于不同的调制方案，不要求使用相同的滤波器配置。对于不同的调制格式，可使用不同的滤波器配置组。

在本发明的一些实施例中，当冲激响应具备某些规定的特征时，复杂性降低技术被用于滤波器假设分支中的不同滤波器的实现中。例如：如果两个初始滤波单元的冲激响应H₁(f)和H₂(f)是 $H_1\left(f\right)=H_2^{*}(-f),$ 则这两个滤波器的时域滤波器系数将互为复共轭(标记*表示复共轭)。由此可利用这种关系以避免在这两个滤波单元中的一些计算重复。如果其中一个滤波单元使用另一个的中间计算的一些结果，则可降低接收机的总的执行复杂性。

在滤波器假设分支和最终滤波单元409中执行的滤波操作在逻辑上是相同的。然而，它们的实现可能不同。例如，最终滤波单元409只需要对接收脉冲串中将由码元估计单元303使用的部分进行操作。例如，GSM脉冲串包含被数据运载码元包围的26个训练码元(先验已知的)的中央核心。这就意味着不同的滤波器假设分支只需要对中心训练序列进行处理(因此对整个脉冲串执行滤波的情形相比降低了复杂性)。作为对比，最终滤波级409的输出被用于码元估计。因此，只有码元估计所需的码元需要被处理。这就意味着可避免在最终滤波级409滤波训练序列，因为训练码元不需要被估计，它们在设计时即已知。这里的优点又是在于降低了复杂性。总而言之，这两个不同滤波级只处理每个特定级所需的处理。

然而滤波器假设分支中的滤波器可与最终滤波单元409对脉冲串的相同部分进行处理。在这种配置中，可以通过在滤波器假设分支和最终滤波单元409中使用相同的一组滤波器来降低自适应滤波的计算复杂性。在滤波器假设分支中由不同滤波器生成的样本可以被储存。由此，最终滤波单元409不要求任何滤波操作。所储存的对应于由滤波器配置判决单元402选择的滤波器配置的样本可以直接从所储存的这组经滤波抽样取得。

图5示出图4中所示的接收器质量估计单元403、404和405的优选实现。该实现非常适合于如E-GPRS系统中那样传输格式包括已知信息比特序列的通信系统，其中如上所述26个固定且已知码元的训练序列被插入信息码元的脉冲串中。对应于训练序列的信息比特被单独储存在接收机的训练比特存储501存储器区中。

训练比特在调制单元502中以发射机所用的格式被调制。所得的已调制码元与来自滤波单元406的样本被一起输入到信道冲激响应估计单元506。在一替换实施例中，已调制码元有可被直接储存在存储器区501中。这样可通过消除调制计算来降低接收机的计算复杂性。然而，这需要与增加存储器区501的储存要求进行权衡。

信道冲激响应估计单元506的输出是整个传输链路的信道冲激响应(CIR)的估计，即一个零带宽且振幅无限大的冲激在信道上的发送和接收效果。该信道冲激响应估计包括在发送和接收方的不同滤波器的效果，以及传播信道所引入的畸变。可以理解，一些不同的算法可被用于信道冲激响应估计。此类技术的一个例子是已调制训练序列和接收信号的相关。一种可能的替换方案是使用接收训练序列的最小二乘(LS)近似来估计信道冲激响应。

在这些滤波器假设分支中的滤波器之一为一单冲激滤波器的情形中，可以为其他滤波器假设分支降低与CIR的推导相关联的计算复杂性。在该配置中，首先为使用该单冲激滤波器的该滤波器假设分支估计CIR。可使用先前所述的那些计算来执行此处理。然后可通过以这些滤波器假设分支中使用的不同的滤波器对这个初始的CIR进行滤波来导出要用于其他滤波器假设分支中的CIR估计。由此，无需从接收信号估计即可直接导出CIR。

继续参阅图5，在CIR应用单元503中，由CIR估计单元506确定的CIR被应用于从调制单元502输出的已调制训练序列。假设该CIR估值是完美的，则该已调制和经滤波的训练序列对应于没有任何噪声或干扰的接收训练序列。因此，对包括噪声及干扰作用的残余信号的估计通过计算接收训练序列样本和由CIR应用单元503生成的估计训练序列样本之差导出。该过程由码元差计算单元504执行。然而，可以理解，CIR估计总是不完美的，且因此由CIR应用单元503生成的训练序列会被噪声影响，然而，在参考训练序列码元中的噪声的功率经常显著低于残余信号的功率。因此，来自码元差计算单元503的输出能提供残余信号的可靠估计。

由码元差计算单元504生成的估计残余样本作为输入提供给残余功率计算单元505，该残余功率计算单元505计算接收信号中的残余信号的功率估计。该残余功率估计单元505可被设置成计算不同样本的振幅平方和。该残余功率估计接着由滤波器配置决定单元402用作衡量使用该滤波器假设分支中的滤波器的接收信号的解调性能的度量。本领域技术人员可理解，可从估计的噪声样本推导出其他接收机质量度量。其他适宜的质量度量的例子包括残余的经滤波版本，例如确定残余是否包括共信道干扰(CCI)、邻信道干扰(ACI)或白噪声的高通和低通、或是估计的信噪比等。

本发明的各实施例的优点在于不需要估计接收信号中噪声的频谱分布。选择要应用于接收脉冲串的滤波器只需估计对噪声总功率。因此，本发明的各实施例的实现复杂性非常低。

另一个优点在于残余功率估计不只包括噪声的作用，还包括任何干扰的作用。这包括解调处理中未考虑到的由于多径回声所产生的干扰。实际上，残余功率估计包括导致降低解调处理的准确度的接收信号畸变的根源。因此，这个值是估计对经滤波接收信号执行的码元估计处理的质量的非常好的度量。

另外，对于接收机质量度量的推导，在每个滤波器假设分支中执行的滤波操作只需应用于接收信号中相应于训练序列的部分。因此，整个接收脉冲串不需要由每个滤波器假设分支处理。

如上所述，图5只示出了接收机质量估计单元多个可能的实施例之一。在另一个替换实施例中，可从接收信号为不同的滤波器假设分支估计相应于发送的训练序列的码元。接着解调处理的质量的度量通过计算训练序列中的码元、比特或错误的数目来导出。或者，如果接收信号中没有训练序列，则可应用为发送比特序列生成后验概率的码元估计技术来。这些后验概率可被组合以导出接收机质量度量。事实上，任何生成与解调过程的准确度相关的度量的处理技术都可用于接收机质量估计单元。

在自适应滤波单元302包括N个假设滤波器分支的情形中，如图4所示，N个接收机质量度量被输入滤波器配置判决单元402。这N个度量被记为λ_i，i∈{0，...N-1}。在滤波器配置单元402的一个实施例中，提供最佳接收机质量度量的滤波器假设分支被选择。最佳接收机质量度量是对应于具有最大还是最小值的那一个取决于这些度量是与码元估计过程的准确度正相关还是负相关。

滤波器配置判决单元402的一种替换的优选模式如图6所示。这些滤波器假设分支的滤波器配置之一与一个要在最终滤波单元409中使用的默认配置相关联。不失一般性，假定与默认配置相关联的接收机质量度量等于λ₀。首先，由第一单元601从这组N个不同的值中找到具最小接收机质量的滤波器假设分支。如果由第二单元602确定，该具有最小接收机质量度量的滤波器假设分支是与最终滤波单元409的默认配置相关联的分支(或这样的分支之一)，则这个默认配置被选择。如果另一方面，在第二单元602中执行的测试的结果指示最佳滤波器假设分支不与该默认配置相关联，则第三单元603计算下面的度量差：

$\mathrm{\δ}=\frac{{\mathrm{\λ}}_0-\underset{i\∈\{1,...,N\}}{\min \left({\mathrm{\λ}}_i\right)}}{{\mathrm{\λ}}_0+\underset{i\∈\{1,...,N\}}{\min \left({\mathrm{\λ}}_i\right)}}$

接着在比较单元604中将该度量差δ与预定义阈值T相比较。如果该度量差δ比预定阈值T小，则将该默认滤波器配置用于最终滤波单元409。但是若非如此，则选择与最佳滤波器假设分支相关联的滤波器配置。因为实现这个阈值比较不需要执行任何除法运算，所以操作的复杂性被降低。并且，判决阈值T不要求是常量。可使滤波器选择阈值适应传播状况。还可以理解，虽然参考图6将包括滤波器配置判决单元402在内的各单元描述为分开的实体，但是它们也可以等同地实现为诸如微处理器之类的一个或多个集成的单元。

在与图6相应的对滤波器配置判决单元402的操作模式的描述中，认为码元估计处理的准确度与接收机质量度量是负相关的。然而，可以理解，该度量也可等同地与该码元估计处理的质量正相关。

回到图3和4，一旦在单元402中选择了最终滤波器配置，就从缓冲器301取得接收信号并在单元409中对其进行滤波。所得信号随后可在单元303中用于估计发送码元序列。

根据本发明的实施例的接收机的性能取决于所使用的不同滤波器配置。以下对应用于E-GPRS系统的可能的一组滤波器配置的推导进行说明。将可理解，所提出的这组滤波器组合仅仅是可用于E-GPRS接收机的许多可能的滤波器组合之一。

在所提出的在E-GPRS系统中应用该接收机构造的情况下，设置三个滤波器假设分支。其中两个分支被配置以对存在频带外噪声的情况下的接收信号整形。与默认配置相关联的最后一个滤波假设分支被设计供接收机在存在频带内噪声的情况下进行工作。

供存在频带外噪声的情况下工作的相同滤波器配置被用于滤波器假设分支和最终滤波单元409中。然而，当主要噪声和/或干扰源与期望信号处于同一带宽中时，两个不同的配置可以交替使用。在这些情况下，用于该滤波器假设分支的默认滤波器配置是一个单冲激滤波器。用于最终滤波单元409的默认配置校正在混合信号滤波操作104期间引入的衰减。

用于在存在频带外干扰的情况下对信号进行整形的两个滤波器被设计用来消除接收脉冲串中第一个邻信道信号的影响。这两个滤波器的响应使得每个滤波器消除期望信号带宽一侧上的干扰。其中一个滤波器的滤波器系数等于另一个的滤波器系数的复共轭。因此，通过在两个滤波器假设分支间共用一些滤波器计算，整个接收机实现的复杂性降低了。

现在将对用于消除频带外干扰的滤波器之一的推导进行说明。令G(z)表示传输机使用的调制脉形调制的z变换。用于消除频带外干扰的滤波器被设置成使相关联的z变换等于：

δ(z-Δ)-α×G(ze^2jπfT)

其中f表示期望信号的波载频率和要消除的干扰信号的频率之差；T表示数字信号处理单元106中执行处理的采样率，Δ是任意延迟值，而α是用于控制从接收信号切除的干扰的量的权值。α的值可根据传播状况而改变。

也可使这些滤波器的频率响应使得在干扰相对两侧上的由抽取滤波器104引入的任何衰减可以被补偿。此外，由于应用于接收信号的这些滤波器是只使用干扰的平均频率响应的知识来设计，而不要求干扰的暂态频率特性的知识或估计，故该接收机的复杂性相较于之前提出的方法有显著的降低。

在另一个实施例中，无需接收机生成与频带内噪声状况相关联的配置的接收机质量度量也可执行最终滤波单元409中应用于接收信号的滤波器的选择。由此，可避免与默认滤波假设分支相关联的计算。在该实施例中，滤波器配置判决单元402如图7所示地配置。以与参考图6所述操作模式类似的方式，首先由度量评估单元701标识出对应最佳接收机质量度量的滤波器假设分支。这两个接收机质量度量之差由差值计算单元702计算如下：

$\mathrm{\δ}=\frac{|{\mathrm{\λ}}_1-{\mathrm{\λ}}_2|}{{\mathrm{\λ}}_1+{\mathrm{\λ}}_2}$

接着在比较单元703中将该差值与阈值T₂相比较。如果该差值δ比阈值T₂小，则为最终滤波单元409选择默认滤波器配置。另一方面，如果该度量差比阈值T₂大，则选择与具最佳接收机质量度量的滤波器假设分支相关联的滤波器配置。与图6所示实施例相同，各个单元可以分开实现，也可以实现为一个或多个集成的单元。

因此，根据本发明的各实施例或其显而易见的变体，可提供一种性能提高且复杂性降低的接收机。

Claims (16)

1.一种在通信信号接收机中使用的滤波器装置，所述滤波器装置包括：

接收信号缓冲器，设置成储存接收信号的一部分；

多个滤波器评估分支，其中每一滤波器评估分支包括设置成对储存在所述接收信号缓冲器中的所述接收信号的一部份进行滤波的第一滤波器；其中每一滤波器评估分支还包括滤波器质量估计单元，设置成接收相对应第一滤波器的输出，以生成指示所述滤波器性能的质量度量；以及

滤波器选择单元，设置成接收每一滤波器评估分支的输出，并在所述输出的基础上从一组滤波器中选择第二滤波器以对所述接收信号进行滤波。

2.如权利要求1所述的滤波器装置，其特征在于，每一滤波器评估分支的所述第一滤波器具有互不相同的配置。

3.如权利要求1或2所述的滤波器装置，其特征在于，供从中选择所述第二滤波器的所述组中的滤波器的数目等于或少于所述滤波器评估分支的数目。

4.如权利要求1或2所述的滤波器装置，其特征在于，所选择的第二滤波器与所述滤波器评估分支之一中的所述第一滤波器具有相同配置。

5.如权利要求1或2所述的滤波器装置，其特征在于，所选择的第二滤波器包括所述滤波器评估分支之一中的所述第一滤波器。

6.如权利要求1所述的滤波器装置，其特征在于，所述滤波器选择单元被设置成用于确定对应具有最佳滤波器性能的滤波器评估分支的质量度量。

7.如权利要求6所述的滤波器装置，其特征在于，供从中选择所述第二滤波器的所述一组滤波器中包括一默认滤波器，所述默认滤波器对应于所述滤波器评估分支的第一滤波器之一，并且所述滤波器选择单元还被设置成用于在相应的滤波器评估分支具有最佳滤波器性能时选择所述默认滤波器。

8.如权利要求1所述的滤波器装置，其特征在于，所述质量度量包括所述接收信号的残余功率的估计。

9.如权利要求8所述的滤波器装置，其特征在于，所述滤波器质量估计单元包括一信道冲激响应估计单元，所述信道冲激响应估计单元被设置成生成信号传输信道的冲激响应的估计，并将所估计的信道冲激响应作用于一储存信号，而所述储存信号实质等同于原始发送信号的至少一部分。

10.如权利要求9所述的滤波器装置，其特征在于，所述滤波器质量估计单元还包括一残余信号功率计算单元，所述残余信号功率计算单元被设置成确定经滤波的接收信号与已作用了所估计的冲激响应的所述储存信号之间的差值，并计算所确定的差值的信号功率。

11.一种在通信系统中对接收信号进行滤波的方法，所述方法包括：

储存接收信号的至少一部分；

将所存储的接收信号的至少一部分提供给多个滤波器评估分支，其中每一滤波器评估分支包括一第一滤波器配置；

评估每一滤波器评估分支的经滤波信号的质量；

依据所述滤波器质量评估从一组滤波器配置中选择一第二滤波器配置；以及

将所述接收信号施加于所述第二滤波器配置。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，每一滤波器评估分支的所述第一滤波器配置具有互不相同的配置。

13.如权利要求11或12所述的方法，其特征在于，供从中选择所述第二滤波器配置的所述组中的滤波器配置的数目少于或等于所述滤波器评估分支的数目。

14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，供从中选择所述第二滤波器配置的所述组中的每个滤波器配置与所述第一滤波器配置之一具有相同配置。

15.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

将所述一组滤波器配置之一指定为默认第二滤波器配置，所述默认第二滤波器配置对应于所述滤波器评估分支之一；

为每一所述滤波器评估分支生成一滤波器性能值；

如果所述默认第二滤波器配置所对应的滤波器评估分支具有最佳滤波器性能值，则选择所述默认第二滤波器配置。

16.如权利要求11至15中任一项所述的方法，其特征在于，所述评估每一滤波器评估分支的经滤波信号的质量的步骤包括：

生成通信信道的冲激响应的估计；

将所估计的信道冲激响应作用于一储存信号，所述储存信号实质等同于原始发送信号的至少一部分；

确定已作用了所估计的信道冲激响应的所述储存信号与来自所述第一滤波器配置的输出信号之间的差值；以及

计算所确定的差值的信号功率，所述信号功率指示所述滤波器性能。

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