JPH11508114A - ディジタル伝送装置の受信機のための低減された状態のシーケンス推定法によるイコライザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、低減された状態のシーケンス推定方法、または低減された状態の単独シンボル推定方法（１１）によって、伝送チャンネルによって歪ませられた受信信号のサンプル値（６）のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボルを推定するためのイコライザを含む、受信機を含むディジタル伝送装置に関する。推定方法の明白な状態−低減と組み合わせられる高い信頼性を持つ受信機を提供するために、最小フェーズないし最小位相代替装置（１４）は、受信された順序でサンプル値（６）のシーケンスにおいて既知のトレーニングシーケンス（２７）の後に受信されたサンプル値を歪ませ、そして最大フェーズ代替装置（１４）は、既知のトレーニングシーケンス（２７）の前に受信されたサンプル値（６）を歪ませ、そして受信信号のための推定ないし推定量（１１）を形成するために逆の順序で処理される。状態−低減によって低減された、そして推定のために用いられるインパルスないしパルスレスポンスの係数の数は推定を不精確にする。増加させる。最小フェーズないし最小位相システム、装置においては、代替装置のインパルスないしパルスレスポンスの第１係数が変動しない周波数レスポンスを持つ最大エネルギーを有している。この方法によって変換されたそれら係数が状態−低減のために用いられるとき、ほとんど全ての情報が推定のために用いられる。このことにより、全ての状態が用いられるときに達成されるのと同様の高いシーケンス推定の信頼性が達成される。

Description

【発明の詳細な説明】 ディジタル伝送装置の受信機のための低減された状態のシーケンス推定法による イコライザ 本発明は、受信機を含むディジタル伝送装置に関するものであり、この受信機は 、低減された状態シーケンス推定方法または、低減された状態の単独シンボル推 定方法を実行することによって、伝送チャンネルで歪ませられた受信信号のサン プル値のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボルを推定するためのイコラ イザを含んでいる。 さらにまた、本発明は、低減された状態シーケンス推定方法または、低減された 状態単独シンボル推定方法を実行することにより、伝送チャンネルによって歪ま せられた受信信号のサンプル値のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボル を推定するためのイコライザを含む受信機に関する。 そのような受信機は、例えばＧＳＭ標準によるディジタル移動無線において用い られている。ＧＳＭ標準によれば、ディジタル信号はＧＭＳＫ変調によってＴＤ ＭＡ方法で伝送される。データ伝送は次に、時間変動伝送チャンネルによって実 行される。さらに特定化すれば、マルチパス伝搬および反射は、受信信号におい て伝送されたディジタルデータシンボルに関する遅延 および位相シフトの差異を決め、そして隣接データシンボルの重なりに導く。デ ータシンボルに関する受信信号が、以前のデータシンボルによって影響されると いう事実は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）として知られている。ここで、ｄは伝送 チャンネルのメモリ深さを規定する整数である。 マルチパス伝搬および、送信端および受信端の帯域制限フィルタ（ＧＭＳＫ信号 の線形復調を持つ固有のインパルスないしパルスノイズ）の結果として線形に歪 ませられた受信信号の等化のために、受信機はデータ再生のために伝送チャンネ ルのそれぞれの時間変動伝送特性に適合されるべきである。このため、この時点 で歪んでいる伝送装置、この装置は伝送チャンネルのみならずＧＭＳＫ変調およ び、受信されたディジタル信号のサンプル値を発生する受信機入力段をも含む、 のそれぞれのインパルスないしパルスレスポンスの推定が行われる。この目的の ために、伝送装置を描写する代替装置が形成され、この助けを得てビテルビアル ゴリズムを通して、さらに明確に言えば、ソフト出力ビテルビアルゴリズムの実 行を通して、最大可能性シーケンス推定（ＭＬＳＥ）方法、または単独シンボル 推定方法によって、推定されたインパルスないしパルスレスポンスデータが推定 される。 この方法を用いると、受信されたシーケンスおよび伝送装置の推定されたインパ ルスないしパルスレスポン スを配慮しながら、全ての可能なデータシーケンスから最も可能性のある伝送シ ーケンスが求められる。さらに特定化すると、ビテルビアルゴリズムはＭＬＳＥ 方法によるデータシンボルを推定するのに適している。ビテルビアルゴリズムは 、１９７３年に発行されたＩＥＥＥ会報第６１巻２６８−２７８ページのＧ．Ｄ ．フォーニーＪｒ．による「ビテルビアルゴリズム」から知られている。データ シンボルのハード判断推定に関する付属的な情報は、ソフト出力ビテルビアルゴ リズムによって発生され、これは例えば１９８９年にダラスのＧＬＯＢＥＣＯＭ １９８９年の会報４７．１．１−４７．１．７によるＪ．ヘージナウアおよびＰ ．ホッファによる、「ソフト判断出力を持つビテルビアルゴリズムとその用途」 から知ることができる。単独シンボル推定を用いると、１９７４年情報理論のＩ ＥＥＥ会報ＩＴ−２０の２８４−２８７ページのＬ．Ｒ．バール、Ｊ．コック、 Ｆ．ジェリネック、およびＪ．ラビブによる、「シンボルエラーレートを最小化 するためのリニアコードの最適デコーディング」または、１９９０年１２月サン ディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の会報８０７．５．１−８０７．５．６の Ｗ．コッホおよびＡ．ベイラによる、「時間変動シンボル間干渉による動乱を受 けた符号化されたデータの最適およびサブ最適検出」に見いだされる、このアル ゴリズムそれぞれの変更により、最適最大後続シンボ ル−シンボルデコーダアルゴリズムが用いられる。受信された信号の推定の等し い値を用いると、第１近似におけるイコライザの製造コストは、２^dだけ比例的 に上昇し、すなわちそれらは伝送チャンネルのメモリの深さｄに指数的に増加す る。完全なまたは低減された状態の数を持つシーケンス推定方法においては、２ 進シンボルによって作用される代替装置、この代替装置は、マルチパス伝搬の結 果としての信号歪みの効果を、そして固有のインパルスないしパルスノイズの効 果を表現する、は、それぞれ有限状態マシンまたは格子コーダと呼ばれるものと 考えられ、それに関連した格子、トレリスダイアグラムにおいては、バイナリシ ンボルシーケンスがパスとして表現されている。例えばこれは、１９９２年ベル リンのスプリンゲル出版社から発行されたＪ．ヒューベルによる、「ディジタル 通信における格子コーディングの基礎研究と応用」に説明されている。シーケン ス推定方法の目的は、受信された信号のサンプル値のシーケンスを基にして、最 も適切に伝送されるバイナリシンボルシーケンスを決めることである。この目的 のために必要な実行支出は、有限状態マシンのメモリ状態の数に比例し、この数 は代替装置の程度と共に、そしてそのため信号のマルチパス伝搬における最大遅 延差異と共に指数的に上昇する。低減された状態の数を持つシーケンス推定方法 のために、状態の数は複数のクラスに細分され、各状 態クラスはシーケンス推定方法に関してハイパーステートと呼ばれるものを形成 する。支出の節減は、すなわちシーケンス推定方法がハイパーステートのための 格子ダイアグラムにおいてのみ実行されることを必要としている。この実施例は 、たとえば、１９９２年ベルリンのスプリンゲル出版社から発行されたＪ．ヒュ ーベルによる、「ディジタル通信における格子コーディングの基礎研究と応用」 の中に含まれている。ハイパーステートへのどのパスが最大の可能性を有してい るかとの判断と共に、ハイパーステートにおけるサブ状態と称される格子コーダ の実際状態が同時に決められる。格子ダイアグラムにおける次のステップに関す る可能性の正確な決定は、メトリックと称されて、この方法において可能となる 。ハイパーステートへの状態を組み合わせることは好都合であり、ここにおいて は、代替装置内に蓄積されたバイナリシンボルが最後のｄ−ｒにおいて、０≦ｒ ＜ｄのレジスタセルたせけ異なっているのみであり、ここにおいてｄは、代替装 置の程度を表示している。この方法においては、状態の数は２^bから２^rハイパー ステートへと減じられており、各ハイパーステートは２^d-rサブ状態を含んでい る。こうして完全な状態の数を持つシーケンス推定に対しての支出は、係数２^{d- r} だけ減じられる。第ＥＰ−０ ４８８ ４５６ Ａ２号から、イコライザ内に おいて減ぜられた状態の数を持つシーケンス推 定をも用いる最大可能性を持つ受信機が知られる。代替装置の短くされたインパ ルスないしパルスレスポンスがシーケンス推定のために用いられるので、推定エ ラーの変動は、バイナリシンボルの推定されたシーケンスに関して増加する。格 子ダイアグラムにおけるパス区別のための低減された状態の数をもってシーケン スが推定されるべきときには、より少ない数の係数が用いられるため、シーケン ス推定の信頼性は、減少する。さらに特定化すれば、状態の数が製造コストの適 切な節減のために必要な程度まで低減されたとき、シーケンス推定の信頼性は不 十分になる。 ＤＥ−Ｚ出版からの、Ｇ．ジンメルマンおよびＷ．ルプレヒトによる１９９４年 ５月−６月のＥＴＴ第５巻第３号の「ディジタル移動無線装置のための適応性受 信機への単純化されたファーノメトリックの適用」６５−７０ページからは、適 応性白色化マッチドフィルタ（ＷＭＦ）を含む受信機が知られる。このＷＭＦは 、変更されたカルマンフィルタにおいて実現される。チャンネルインパルスない しパルスレスポンスの係数がイコライザによって決められた後、新しい最小フェ ーズないし最小位相オーバーオールチャンネルインパルスないしパルスレスポン スが、それぞれ適応されるカルマンフィルタのインパルスないしパルスレスポン スによる時間ドメインにおける回旋または周波数ドメインにおける乗算によって 発生される。しかし、ミッ ドアンブルと呼ばれるものから発散されるこの基本的なインパルスないしパルス レスポンスは、チャンネルプロパティへのレスポンスにおけるバーストの間に変 動し、その結果、インパルスないしパルスレスポンスは、タイムスロットの最初 においても、最後においても知るように推定することができない。等化が前向き および後向き方向に分割されるとき、基本的なインパルスないしパルスレスポン スは、極端な条件において前進サーチに関する最小フェーズないし最小位相を持 ち、一方最大フェーズチャンネルインパルスないしパルスレスポンスは、後向き サーチの間に発生する。低減された状態シーケンス推定においては、このことは 誤った検出に導く。等化が１方向、すなわちバーストの最初からバーストの終わ りに向けて、ミッドアンブルを基にして推定された基本的なインパルスないしパ ルスレスポンスを通してのみにおいて、行われるとき、バーストの開始における 基本的なインパルスないしパルスレスポンスは、反復調節によって未知のインパ ルスないしパルスレスポンスに適合できず、この方法もまた前劣化をもたらす。 本発明の目的は、シーケンス推定方法または単独シンボル推定方法の明白な状態 −低減を提供しながら、信頼性のあるシーケンス推定または単独シンボル推定を 可能とする受信機を提供することである。 本発明によれば、この目的は、推定を形成するために 、受信された順序に従って、サンプル値のシーケンスにおいて既知のトレーニン グシーケンスの後に、最小フェーズないし最小位相代替装置が受け取られたサン プル値を歪ませ、そして既知のトレーニングシーケンスの前に、そして反対の順 序で処理されるように、最大フェーズ代替装置が受け取られたサンプル値を歪ま せることによって達成される。受信された信号に関する推定を形成するために、 バイナリシンボルのシーケンスが、送信チャンネルをコピーする代替装置によっ て歪ませられる。推定のために用いられる状態−低減の結果としてのインパルス ないしパルスレスポンス係数の現知られた数は推定を不正確にしがちである。最 小フェーズないし最小位相システムにおいては、代替装置のインパルスないしパ ルスレスポンスの第１係数は不変の周波数レスポンス値を持つ最大エネルギーを 有している。この方法で変形されたこれら係数が状態−低減のために用いられる とき、ほとんど全ての情報が推定のために用いられる。このことは、推定信頼性 を、全状態の数が用いられた場合と同様にならせる。最大フェーズ代替装置にお いては、代替装置のインパルスないしパルスレスポンスの最終係数は、最大エネ ルギーを有しており、その結果、反対方向における低減された状態のシンボル推 定に関する推定信頼性は全状態の数が用いられたのと同じ程度に達成される。 代替装置が既知のトレーニングシーケンスによって決 められるとき、これはその瞬間においては最大正確度をもって送信チャンネルを コピーする。時間変化伝送特性が変動するので、代替装置もまた判断を基に調節 されるべきである。インパルスないしパルスレスポンスの次の推定までの間にイ ンパルスないしパルスレスポンスの変化によって生ずるシーケンス推定エラーを 最小にするため、最小フェーズないし最小位相代替装置は正方向において、すな わち受け取られたサンプル値がシーケンスの後になるように、開始されたトレー ニングシーケンスを基にして推定を行う。このため、送信チャンネルの描写のた めの情報の多くの部分は代替装置の第１係数に見いだされる。同じ理由によって 、最大フェーズ代替装置は、負方向においてトレーニングシーケンスの推定を提 供し、すなわち前に受け取られたサンプル値は、最大フェーズ代替装置によって 逆の順序で歪ませられる。結果として、送信チャンネルを描写するための情報の 大部分は、代替装置の最後の係数に見いだされ、その結果負方向における低減さ れた状態シーケンス推定における信頼性は完全な状態の数のそれが達成するのと 同様となる。 本発明の改善的な実施例においては、最小または最大フェーズ代替装置を形成す るために、少なくとも１つのオールパスフィルタリングが受け取られたトレーニ ングシーケンスを基に推定された送信チャンネルインパルスないしパルスレスポ ンスに影響するように設け られる。代替装置のインパルスないしパルスレスポンスがトレーニングシーケン スを基に決められたとき、最小または最大フェーズ代替装置における変形は、オ ールパスフィルタリングによって影響される。連続するノイズサンプル値のノイ ズパワーおよび統計的独立は、影響されない。オールパスフィルタリングの近似 を使用することもまた可能である。例えば、オールパスフィルタリングを決める ためにゼロクロス検出の方法を用いることもできる。 本発明のこれらの、そして他の特色は、以下に説明される実施例を参照しながら 明らかにされ、そして説明される。 図面類は、 第１図は、ディジタル伝送装置の、本発明による受信機のブロック回路図であり 、 第２図は、伝送チャンネルを描写する代替装置、この装置はチャンネル推定のた めのインパルスないしパルスレスポンスを発生させる、のブロック回路図であり 、そして 第３図は、チャンネル推定のために必要なトレーニングシーケンスをふくむ、単 独のタイムスロットの構成を持つ、ＧＳＭ移動無線におけるＴＤＭＡフレームの 構造を示す図である。 第１図は、ディジタル伝送装置のための受信機を示している。この受信機におい ては、入力段１は、高周波 セクション２、Ｉ／Ｑ復調器３、帯域制限フィルタ４およびサンプラ５をふくん でいる。サンプル値ｒ_k６は、ディジタルメモリ７内に蓄積される。このディジ タルメモリ７からのデータは、チャンネル推定器８において利用される。チャン ネル推定器８においては、伝送装置のインパルスないしパルスレスポンスが受け 取られた信号の中の既知のトレーニングシーケンスを通して推定される。このイ ンパルスないしパルスレスポンスを基に、オールパス検出９は、推定の正確さを 損なうことなく、最小または最大フェーズシステムにおいてインパルスないしパ ルスレスポンスをオールパスフィルタ１０に変換することを行う。この目的のた めに、オールパスフィルタ１０は、最初にディジタルメモリ７からのサンプル値 ６のシーケンスを取り出し、そしてフィルタされた値を再びディジタルメモリ７ 内に蓄積する。伝送装置のインパルスないしパルスレスポンスの係数、この係数 はチャンネル推定器８の中で求められる、の助けを得て、シンボル推定器１１は ビテルビアルゴリズムを通して最大可能性シーケンス推定（ＭＬＳＥ）方法によ り状態−低減されたシンボル推定を行う。シンボル推定に関する信頼性情報が次 に付加的に形成され、この情報はデコーダ１２内で推定されたデータとともに付 加的に処理される。データシンボル自体だけでなく、それらの補正検出の可能性 もまた利用されるとき、ソフト判断デコーディングが デコーダ１２の中で用いられることができる。伝送されたペイロードデータ１３ がそこから形成される。 送信機と受信機入力段１との間に位置する伝送リンク上で、反射および、ノイズ およびさらに別の動乱信号の重畳によるマルチパス伝搬によって伝送された信号 は歪ませられる。結果として、個別の瞬間ｋにおいて送信されたバイナリ信号ｂ のバイナリディジットｂ_kは、前に送信されたバイナリディジットｂ_k-1、ｂ_k-2 …の遅延された信号部分によって重畳される。この重畳は信号歪みに相当する。 結果的に、伝送されたバイナリディジットに関して受け取られる信号は、明瞭に ロウまたはハイレベルに割り当てられたものではあり得ない。この場合において は、伝送チャンネルはメモリサイズｄを有しており、ここでｄは干渉する隣接シ ンボルの数を表している。メモリサイズｄはまた、伝送チャンネルのチャンネル インパルスないしパルスの長さと、受信信号のビット継続時間マイナス１の商と して規定することもでき、ここではこの結果のより大きな整数がｄを表すものと まる。受信機入力段１から受け取られた信号は、これら重畳の結果としてのアナ ログ信号波形を持ち、この波形は元々送信されたバイナリ値への等化なしでは割 り当てることができない。この目的のために、受信器入力段１において受け取ら れた信号は、等距離の瞬間ｋにおいてサンプラ５によりサンプルされる。 既に送信されたバイナリディジットの影響は、受信器入力段１に遅れて到達した 信号部分の遅延に依存している。伝送チャンネル特性に依存したある時間間隔の 後には、この影響はもはや重大なものではなくなり、そしてそのためもはや等化 のために配慮する必要がなくなる。一般的に、遅延はこの時間間隔内に伝送され るバイナリディジットの数として表現される。これを用いると、瞬間ｋにおいて 伝送されるバイナリディジットｂ_kに割り当てられる事ができる各サンプル値ｒ_k ６は、このサンプル値に割り当てられることができるバイナリディジットｂ_kお よび、このバイナリディジットｂ_kの直前のｄのバイナリディジットｂ_i-1、ｂ_{i- 2} ‥、ｂ_i-dに依存している。 線形有限横断フィルタによる分散伝送チャンネルを近似的に描写するチャンネル モデルは、送信タイムスロットの時間間隔に関して、サンプル値６をチャンネル 推定器８が利用できるようにするディジタルメモリ７によるサンプル値６のシー ケンスの等化を基に形成される。第２図はこの横断フィルタに相当する代替装置 １４のブロック回路図を示している。バイナリ信号１５のｊ^kの乗算１６は、Ｇ ＳＭ標準による移動無線において用いられるπ／２シフト２ＰＳＫ変調に相当し ている。バイナリシンボルの入ってくるシーケンスは、遅延素子１７を通して代 替装置１４のｄメモリセル内に読み込まれる。代替装置１８のフィルタ係数によ って、個々のバイナリシンボルは分解され、そして得られた値は結果的に互いに 加算される。白色の、個別時間の、複合ノイズの加算１９は、受信器入力段１に おける分散伝送チャンネルから実際に回復されたサンプル値６からコピーされた 代替装置１４の出力値を形成する。次に、遅延素子１７の時間は、良好に送られ たバイナリシンボルの等距離に相当している。この方法においては、受信端にお いて伝送チャンネルの伝送特性を、適切なフィルタ係数を通して、コピーするこ とを意図している。例えば、伝送パス上で生じた歪みは記憶されていた線形組み 合わせによる代替装置１４によってコピーされる。伝送チャンネルはそれぞれフ ィルタ係数１８をセッティングすることによりコピーされる。フィルタ係数１８ は次に、伝送チャンネルの推定されたインパルスないしパルスレスポンスのサン プル値６から引き渡すことができる。この目的のために、たとえばトレーニング シーケンスと呼ばれるものが用いられ、これは送信機および受信機の両方に知ら れているバイナリシンボルシーケンスをふくんでいる。トレーニングシーケンス が受け取られるときにはいつも、フィルタ係数１８は、一旦代替装置が横断され たならば、最も少ないエラーを持つ伝送チャンネルのコピーが行われるようにセ ットされる。 第３図はＧＳＭ標準による移動無線で用いられるＴＤＭＡフレーム２０の構造を 示している。４．６１５Ｍ Ｓのの長さを持つフレーム２０は、各々がタイムスロット２１を持つ８の情報チ ャンネルを収容しており、その結果、チャンネルは１５９ビットが送られるかく ０．５７７ｍｓが割り当てられる。タイムスロットのビットシーケンスの中央部 分は、ハウスキーピングビットと呼ばれるフレームである２６ビットを持つミッ ドアンブルと呼ばれる２３を形成する。２つの外側は各々各５７の情報ビットで ある２２および２４を有しており、これはさらにテールと呼ばれる３ビットによ って各々引き継がれる。タイムスロットの終わりには、ガードインターバル２５ が存在する。ミッドアンブル２３は１６ビットを持つトレーニングシーケンスと 呼ばれる２７を中央にふくんでおり、このシーケンスは送信器および受信機の両 方において知られている。ＧＳＭ標準による移動無線におけるトレーニングシー ケンス２７は、両側に５ビットずつ拡張されている。トレーニングシーケンスの 両側における周期的拡張のために、この拡張は知られており、そしてこれは拡張 されたトレーニングシーケンス２６と呼ばれている。本発明による受信機におけ る等化方法、この方法はハードウェアコンポーネントを用いて、そしてソフトウ ェア解法を通して実現される、は以下のコンポーネント、 １．拡張されたチャンネル推定 ２．オールパス検出 ３．オールパスフィルタリング ４．個々のシンボルの信頼性の決定をふくむ低減された状態の数を持つシーケン ス推定をふくんでいる。 第１図は、ＧＳＭ標準による移動無線のための提案された受信機のブロック回路 図を示している。この等化方法は基地局および移動局の両方に適用できる。 受信機入力段１においては、ベースバンドにおける複合サンプル値６のシーケン ス〈ｒ_k〉、ｋ∈（Ｚ）は、現在の技術状態のそれと類似の方法で高周波入力信 号から回復される。ここでｋは２進送信シンボル１５のクロックにおける個別時 間を表している。ＧＳＭのＧＭＳＫ変調方法が普通は用いられているので、受信 端においてπ／２シフト２ＰＳＫ変調が、そしてその結果線形様式において復調 される。振幅係数ｂ_k∈｛−１；＋１｝によってバイポーラ様式で表現される、 バイナリシンボル１５の送信端シーケンス＜ｂ_k〉と、受信端サンプル値６にシ ーケンス〈ｒ_k〉との間の、ＧＭＳＫ変調の効果、線形歪み伝送チャンネル、添 加ノイズ、Ｉ／Ｑ復調、帯域制限およびサンプリングは、程度ｄおよび複合値係 数１８を持つ個別時間代替装置１４および、第２図による個別時間白色複合値ノ イズ１９の付加によって極めて良好にモデル化することができる。第２図におい ては、遅延素子１７におけるＴ_bは、２つのバイナリシンボル間の時間における 距離を表している（Ｔ_b＝１／（２７０．８３３ｋＨ ーケンスの乗算１６は、π／２シフト２ＰＳＫ変調を表している。代替装置１４ は、時間で交番する振幅係数±１および±ｊを含むｄのバイナリメモリセルを含 んでいる。この方法においては、代替装置１４の遅延線の２^dの異なるメモリ状 態は各段階において可能である。 複合サンプル値６のシーケンス〈ｒｋ〉は蓄積され、そしてリアルタイムでオフ ライン処理される。第１図に示されるように、このシーケンスは拡張されたチャ ンネル推定に加えられる。ＧＳＭバーストと呼ばれるものの中央における２６の バイナリシンボルの拡張されたトレーニングシーケンス２６（ミッドアンブル２ ６）を基に、サンプル値の時間位置、第２図に示されるような現在利用できる歪 み代替装置１４の程度ｄ、およびその複合ないし複素値係数１８が求められる。 り表されている。 ユニット「オールパス検出」９においては、２つのオールパスシステムのインパ ルスないしパルスレスポン 小フェーズないし最小位相を、そして 理想的には、結果として得られるシステムの程度は増加しない。必要とされるオ ールパス伝達関数の代わりに、その近似が用いられるときにのみ、（わずかな） 程度の増加が発生するだけである。 信号〈ｒ_k〉６は、システムＡ（ｚ）によって正方向 、バーストの中央部から始められる、こうしてトレーニングシーケンス２７から 開始するようにフィルタされる。チャンネル推定の判断を基にした調節が除かれ るならば、全信号〈ｒ_k〉６のフィルタリングのみが１つのバーストに必要とさ れる。 シンボルシーケンスは、最小フェーズないし最小位相代替装置によって歪ませら れた信号を基に正方向で、そして最大フェーズ代替装置によって歪ませられた信 号を基に負方向で、バーストの中央において開始されることが好都合であるよう な形で、状態−低減を持つシーケンス推定方法で決められる。任意的に、本発明 による状態−低減およびシンボル信頼性１１の検出を持つシーケンス推定方法が 、この目的のために用いられることができ、これはアイテム４を参照する。次に チャンネル推定８の判断指示された調節が現在の技術状態で知られているのと同 じ方法で実行される。 このことが省略されるならば、オールパス伝達関数Ａ ）のみフィルタされたシーケンス〈ｒ_k〉の始め（ま たは負方向の場合においてはその終わり）から開始する１つの方向（正方向であ ることが望ましい）で全バーストの状態−低減１１を持つシンボルシーケンスの 連続的な推定も可能である。拡張されたトレーニングシーケンス２６の既知デー タシンボルもまた信頼性を拡大するためにそれぞれ半分のバーストに関して２つ の方向で（それぞれ優先可能性０または１を用いて）シーケンス推定をするため に同様に用いられる。 １．拡張されたチャンネル推定について 現在の技術的方法においては、チャンネル推定８は程度ｄ＝５を持つ、第２図に 示されている代替装置１４ 推定方法を推定されるべきそれぞれのシステムに適応させることが提案される。 このことは、より高い程度に関して、そして信号のマルチパス伝搬におけるより 大きな遅延差異に関して、単に１つのチャンネル推定が可能となるのみならず、 最大値の後の、すなわち推定エラーの最小の変動を持つどのようなレートのチャ ンネル推定をも可能とする。 拡張されたチャンネル推定は、代替装置１４の可変期待される程度ｃに関するチ ャンネル推定に基づいている。期待される程度ｃを持つシステムのｃ＋１係数は 、 であり、変換、 によって求められる。 ベクトル［ｙ（ｃ）］のｃ＋１コンポーネントｙ_k（ｃ）が続いて、（周期的に 拡張された）トレーニングシーケンス２６〈ａ_k〉の一部の係数を持つ、受信さ れた信号からの複合サンプル値６のシーケンス〈ｒ_k〉の相関によって（通常に ）形成される。 表現の簡単化のために、受信されたシーケンス〈ｒ_k〉におけるトレーニングシ ーケンス２７の期待される開始のために、個別の瞬間ｋ＝０が用いられる。２つ の和限度、加算リミットｋ_u（ｃ、ｋ）およびｋ_o（ｃ、ｋ）は一般的に、程度ｃ の、およびタイムインデックスｋの関数である。それら和限度の可能な選択は、 ｋ_o（ｃ、ｋ）＝２５−ｃ ｋ_u（ｃ、ｋ）＝ｃ， であり、これはすべての瞬間ｋに関する和が多くの素子として影響を与えるとい う点で改善的である。バイナリシンボルのクロックにおける異なる個別の瞬間ｋ に関しては、異なる和限度ないし加算リミットを選択することも賢明であるかも しれない。例えば、拡張されたトレーニングシーケンス２６の始めにおいては、 サンプル値の長いシーケンスが相関され、そして引き 続く瞬間ｋに関しては、より低い和限度ｋ_uが増加することができる。データシ ーケンスと同様、拡張されたトレーニングシーケンス２６に関しても、π／２シ フト２ＰＳＫ変調としてＧＭＳＫの解釈が配慮され、こうしてバイナリの、バイ ポーラ拡張されたトレーニングシーケンス２６のｊ^k倍が乗算１６で行われる。 マトリクスΦ^-1（ｃ）は、（ｃ＋１）ｘ（Ｃ＋１）マトリクスの逆値ないし逆 数値であり、 ここで、各素子は であり、これは拡張されたトレーニングシーケンス２６〈ａ_k〉と短くされたバ ージョンとの間のクロス相関値を表している。マトリクスΦ^-1（ｃ）は、このた め容易に計算される。それらは、提案されている受信機におけるＲＯＭ内に蓄積 されている、ＧＳＭ移動無線において用いられる全部で８のトレーニングシーケ ンスに関して、０≦ｃ≦７であることが望ましい。この方法においては、それら のリアルタイム計算は、排 除される。 ベクトル［ｙ（ｃ）］をマトリクスΦ^-1（ｃ）で乗算することにより、クロス、 相互相関された ψｋ（ｃ） のｋ≠０およびｃ≠５を持つ、フェージングのない影響は、チャンネル推定に用 いられる。ＧＳＭ移動無線におけるトレーニングシーケンスが知られたように選 択され、その結果、特にｃ＝５に関して以下が成り立つ。 Φ^-1（５）＝Φ（５）＝Ｅ₆ ここで、Ｅ₆は６ｘ６ユニットマトリクスを示している。 今日の技術状態におけるチャンネル推定のために独占的に用いられているｃ＝ ５に関する、この特別な場合においてのみ、マトリクス乗算が省かれることがで きる。こうして、用いられているｃ＝５への制限は、以下の不都合の原因と成り うる。 −程度ｃ＝ｄ＝５の最大にまでの代替装置１４の係数のみが推定されることがで きる。こうして、信号のマルチパス伝搬、またはトレーニングシーケンス２７の 実際の開始に対して推定された瞬間ｋ＝０のシフトを持つより高い遅延差異が生 じたとき、チャンネル推定８は正しくない。 −代替装置１４の５よりも小さな程度が実際に示されたとき、推定エラーの変動 は、必要以上に大きなもの となる。 本発明によって蓄積されているマトリクスΦ^-1（ｃ）によりベクトル［ｙ（ｃ） ］を乗算することにより、期待される程度０≦ｃ≦１３に関するチャンネル推定 が可能となる。ｃ＞７に関しては、推定エラーの変動が確かに明確に増加し、そ の結果、０≦ｃ≦７への制限は実際上推薦されるものとなる。 拡張されたチャンネル推定８は以下のようにされることが望ましい。 −最初に高い期待される程度（たとえばｃ＝７）に関するチャンネル推定が計算 され、実際の程度およびゼロ瞬間の位置が求められる。引き続いて推定されるべ き係数に関する１つのウィンドウが決められることができ、その結果、このウィ ンドウの外側の推定される係数の値が推定エラーの計算許容値を越えることはな いと考慮さる（係数クリッピング）。 −第２のチャンネル推定に関しては、第１の試みにおいて求められた期待される 程度ｃおよびゼロ瞬間の最適位置が用いられる。この方法においては、推定エラ ーの変動が最小化される。 推定されるフィルタ係数１８の２重計算のために、ゼロ瞬間およびフィルタリン グの程度に適応するチャンネル推定８が行われる。この目的のために、必要とな る付加的コストは単に第２マトリクス乗算に関するものだけである。 ２．オールパス検出について ては、２つの（またはそれぞれ１つの）オールパスフ して最小および最大フェーズオーバーオールシステムがもたらされる。オールパ ス検出９に関しては、Ｇ（ｚ）・Ｇ^*（ｚ^*-1）の分解のための全ての現在の、そ して以前の提案された方法は、たとえば１９９６年のエレクトロニクスおよびコ ミュニケーションのインターナショナルジャーナル誌（ＡＥＵ）第５０巻（第１ 号）のＷ．ゲルスタッケルによる「有限長制約を持つ最小平均平方エラーないし 最小平均自乗誤差ＤＦＥへの別のアプローチ」または、１９９２年ウィーン、ミ ュンヘンの、オルデンバルグ出版社発行のＡ．Ｖ．オッペンハイムおよびＲ．Ｗ ．シャヘルによる、「時分割信号処理」に示されているような、最小フェーズな いし最小位相および最大フェーズ部分において利用することができる。 セプストラムと呼ばれる、周波数レスポンスの対数から開始する方法は、高度な 利点を提供する。 ３．オールパスフィルタについて オールパスフィルタリング１０は、状態−低減１１を持つシーケンス推定に関し て、データ信号の線形歪みが、それぞれ最小フェーズないし最小位相または最大 フェーズによって発生される、程度ｃを持つ個別時間 代替システム１４を発生させるよう機能する。 格子ダイアグラム内に２つのパスが分割されて確立されているとき、差異信号の エネルギーが最大となるときのみ、その格子、トレリスダイアグラムはシステム １４のためのバイナリ入力シンボルに関して第２図に類似に描かれることができ （たとえば、１９９２年、ベルリンのスプリンゲル出版社発行のＪ．フューベル による、「ディジタル中継技術における格子、トレリスコーディング−基礎と応 用」参照）、それは著しい削減に関してさえ、シーケンス推定における状態−低 減によって生ずる信号対雑音比が無視できる程度に小さいものとなる。 もしチャンネル推定８の何の判断指示される調節もトレーニングシーケンス２７ を基にして行われないのであれば、正方向におけるシーケンス推定は、全てのバ ーストにわたって実行されることができるため、最小フェーズないし最小位相代 替システム１４によって歪ませられる信号を発生するための、システムＡ（ｚ） による全てのシーケンス〈ｒ_k〉のオールパスフィルタリング１０は十分である 。しかし、もしチャンネル推定８の判断指示された調節がシーケンス推定方法の 間に行われるならば、サンプル値６のシーケンス〈ｒ_k〉の部分がシステムＡ（ ｚ）による正方向におけるトレーニングシーケンス２７で開始される、ベースバ ンドへ変換される受信信号からフィルタアウトされる ことができ、その反対に、負方向における部分はシス トレーニングシーケンス２７から開始することにより、シーケンス推定１１はこ の場合、正および負方向で分離的に行われる。いずれの場合においても、オール パスフィルタ１０は、差異信号が格子ダイアグラムにおいて分割されたパスで最 大エネルギーを持つように行われる。オールパスフィルタ１０は、たとえば、Ｆ ＩＲまたはＩＩＲ装置を持つ個別回旋による、または周波数ドメインにおいてア イテム２の下で計算された伝達関数によって乗算される、個別のフーリエ変換、 そして引き続いて逆フーリエ変換による、タイムドメインにおけるディジタル信 号処理において習慣的な線形信号変換方法のいずれかとともに実行されることが できる。 ４．低減された状態の数を持つシーケンス推定について ディジタルパルス振幅変調信号、この信号は歪みによりインパルスないしパルス 干渉によって影響される、のシーケンス推定のための状態の数を低減された全て の現在方法は、たとえば１９８９年のＩＥＥＥコミュニケーション会報第３７巻 第５号の４２８−４３６ページの、Ａ．デュエルホーレンおよびＣ．ヒーガード による、「遅延された判断−フィードバックシーケンス推定」で実施することが できる。そこで論じられた 判断−フィードバックシーケンス推定は、代替装置１４の第１ｃ_oバイナリ遅延 素子の格子ダイアグラムが２^co状態で形成されるようにして用いられることが好 都合である。ビテルビアルゴリズムにおけるメトリックを計算するために、この システムのさらに別の係数１８が格子ダイアグラムにおけるそれぞれの状態にお いてパスレジスタ内のシンボルによって推定される。 引き続くチャンネルデコーディング１２のために、チャンネルシンボルを推定す るだけでなく、それらの信頼性をも推定することは有益であり、ソフト判断デコ ーディングと呼ばれるものを実行することが可能となる。それぞれのシンボルを 決定するのに加えて、この判断が正しいことの確実さもまた決定されることがで きる。状態−低減および、シンボル信頼性の近似計算を持つシーケンス推定方法 は、たとえば１９９０年１２月サンディエゴにおけるＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０ の会報４０１．４．１−４０１．４．６ページにおける、Ｐホッファによる、「 周波数選択フェージングチャンネル上のＴＣＭ：ソフト出力がい然性イコライザ 」に示されている。 ホワイトノイズ１９によって歪ませられたその出力シンボルを考慮しながら、（ 線形的に歪ませる装置１４のこの特定の場合においては）格子コーダの入力シン ボルの後続可能性を計算する最適方法は、バール他に よる後続単独シンボル推定を最大とするためのアルゴリズムであり、これはたと えば１９７４年のＩＥＥＥ情報理論の会報ＩＴ−２０、２８４−２８７ページの 、Ｌ．Ｒ．バール、Ｊ．クック、Ｆ．ジェリネック、およびＪ．ラビフによる、 「シンボルエラーレートを最小にするための線形コードの最適デコーディング」 を参照できる。このアルゴリズムにおいては、こうして観察される格子コード出 力信号_γ−１を考慮しながらステップ_γにおける状態Ｉ＝１，２・・Ｚに関するが い然性α_γ（ｉ）は、前進回帰によって決められ、そして現在ステップ_γにおけ る想定されている状態ｉを持つステップ_γに戻る最後のステップＬの間に見られ る格子コーダ出力シンボルのためのがい然性β_γ（ｉ）は、後退回帰によって決 められ、これはたとえば１９９２年ベルリンのスプリンゲル出版社の、Ｊ．ヒュ ーベルによる、「ディジタル中継技術における格子コーディング−基本と応用」 を参照できる。この方法においては、全ての受信されたシーケンスを考慮して、 ステップ_γにおける状態ｉのための状態がい然性Ψ_γ（ｉ）は、 Ψ_γ（ｉ）＝α_γ（ｉ）β_γ（ｉ） を保つ。用いられている格子コーダによって、シンボルがい然性は直接的に状態 がい然性から引き継がれる。 １９９０年のサンディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９ ９０の会報８０７．５．１−８０７．５．６ページのＷ．コッホおよびＡ．ベイ エルによる、「時間変動シンボル間干渉により分配されたコードデータの最適お よびサブ最適検出」および、１９９０年１２月サンディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ １９９０の会報４０１．４．１−４０１．４．６のＰ．ホッファによる、「周波 数選択フェージングチャンネル上のＴＣＭ：ソフト出力がい然性イコライザの比 較」によれば、バールアルゴリズムは判断フィードバックビテルビアルゴリズム に類似の低減された状態の１つとなりうるものである。α_γ（ｉ）を計算するた めの前進回帰を用いると、パスレジスタは現在の２^coの状態の各々に割り当てら れており、このパスレジスタはＤＦＳＥアルゴリズムとともに各時間ウィンドウ 内で更新され、そして低減された格子のブランチメトリックを計算するために必 要である。ブランチメトリックは蓄積され、そしてβ_γ（ｉ）を決めるために後 退回帰のために再び１度だけ用いられる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ローベルト フィッシャー オランダ国 ＮＬ−5656 アーアー アイ ンドーフェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 ヴォルフガング ゲルシュタッカー オランダ国 ＮＬ−5656 アーアー アイ ンドーフェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 ヨハネス フーバー オランダ国 ＮＬ−5656 アーアー アイ ンドーフェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 ペーター シュラム オランダ国 ＮＬ−5656 アーアー アイ ンドーフェン プロフ ホルストラーン ６ 【要約の続き】 いしパルスレスポンスの第１係数が変動しない周波数レ スポンスを持つ最大エネルギーを有している。この方法 によって変換されたそれら係数が状態−低減のために用 いられるとき、ほとんど全ての情報が推定のために用い られる。このことにより、全ての状態が用いられるとき に達成されるのと同様の高いシーケンス推定の信頼性が 達成される。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信機を有するディジタル伝送装置であって、前記受信機は低減された状態 のシーケンス推定方法または低減された状態の単独シンボル推定方法（１１）を 実行することにより、伝送チャンネルによって歪ませられた受信信号のサンプル 値（６）のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボルを推定するためのイコ ライザを含む受信機を有するディジタル伝送装置において、推定ないし推定量（ １１）を形成するために ―最小フェーズないし最小位相代替装置（１４）が、受信された順序において サンプル値（６）のシーケンス内の既知トレーニングシーケンス（２７）の後に 受信されたサンプル値を歪ませ、そして ―最大フェーズ代替装置（１４）が、既知トレーニングシーケンス（２７）の 前に受信されたサンプル値（６）を歪ませ、そして逆の順序で処理されるように することを特徴とする、ディジタル伝送装置。 ２．最小または最大フェーズ代替装置（１４）を形成するために、少なくとも１ つのオールパスフィルタリング（１０）が、受信されたトレーニングシーケンス （２７）を基に推定された伝送チャンネルインパルスないしパルスレスポンスに 影響を及ぼすような、請求項１に記載のディジタル伝送装置。 ３．低減された状態のシーケンス推定方法または低減された状態の単独シンボル 推定方法（１１）を実行することによって、伝送チャンネルによって歪ませられ た受信信号のサンプル値（６）のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボル を推定するためのイコライザを含む受信機において、推定ないし推定量（１１） を形成するために、 ―最小フェーズないし最小位相代替装置（１４）が、受信された順序でサンプ ル値（６）のシーケンス内の既知のトレーニングシーケンス（２７）の後に受信 されたサンプル値を歪ませ、そして ―最大フェーズ代替装置（１４）が、既知トレーニングシーケンス（２７）の 後に受信されたサンプル値（６）を歪ませ、そして逆の順序で処理されるように することを特徴とする、受信機。