JPH05327785A - 自動車のデジタルセル受信装置内の等化器を基準とする最大尤度シーケンス推定 - Google Patents

自動車のデジタルセル受信装置内の等化器を基準とする最大尤度シーケンス推定

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JPH05327785A
JPH05327785A JP4194891A JP19489192A JPH05327785A JP H05327785 A JPH05327785 A JP H05327785A JP 4194891 A JP4194891 A JP 4194891A JP 19489192 A JP19489192 A JP 19489192A JP H05327785 A JPH05327785 A JP H05327785A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、フェージナグのあるデジタルセル
電話受信機においてタイムスロット内で送信されるデー
タのブロックに関連されるチャンネルから受信されたサ
ンプルの処理特性を簡単な構成で向上させることを目的
とする。 【構成】 送信されたデータの推定を生成するための予
め選択された最大尤度シーケンス推定過程を使用してタ
イムスロットの第１の受信されたサンプルによって開始
され、最終的に受信されたサンプルを越えて続行してサ
ンプルを処理し、最大尤度シーケンス推定過程において
使用されるチャンネルのインパルス応答特性の推定を同
時に生成し、送信されたデータに関して最終決定を生成
するために２つの処理ステップの結果を使用するステッ
プを含むことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタルセル通信に関
し、特に自動車のデジタルセル受信装置において使用す
るための等化手段を基準とする最大尤度シーケンス推定
に関する。
【０００２】
【従来の技術】セル環境における通信チャンネルは、送
信された信号に歪みをもたらす結合を強要する。信号の
認められたパワーレベルが広い領域にわたって上昇し、
急速に降下するレイリーフェーディングは、少なくとも
波長の分数のかなりの量（例えばセル間で約３０ｃｍ）
によって長さの相違する通路を横断した信号の結合から
生ずる。シンボルを送信するために必要な時間にほぼ等
しい通路の送信時間における差は、第２の問題である遅
延の広がりを生ずる。
【０００３】遅延の広がりは、送信された信号の多重遅
延レプリカの受信を生ずる。各レイリーフェーディング
レプリカは振幅および位相が任意に分布し、この複素数
の量が変化する割合は自動車の速度に関連されるドップ
ラー帯域によって制限される。周波数の非選択的環境に
おいて、受信機の整合フィルタのサンプルされた出力は
送信されたデータの相関されない推定を供給する。この
ように不連続の時間サンプルによって、チャンネルはデ
ルタ関数に比例するインパルス応答を示する。一方、遅
延の広がりによって不連続の時間チャンネルのインパル
ス応答は多くのシンボル時間にエネルギを生ずるように
広げられる。送信された信号におけるチャンネルの効果
は、チャンネルのインパルス応答による送信された情報
の回旋として見られる。故に、チャンネルは回旋符号処
理に匹敵する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】これは、回旋符号の一
般的な復調に類似する方法の使用による送信された情報
を推定する可能性、すなわち最大尤度シーケンス推定技
術を導く。さらに幅広く適用される前方エラー補正復調
環境とは異なり、反転エラー補正復調環境における符号
化処理の詳細は受信機の従来技術においては知られてい
ない。符号化処理の形をとって推定することの必要性は
本発明によって解決される。
【０００５】システムの複雑さを減少し、フェーディン
グチャンネルよりも良い特性を提供する自動車電話にお
いて使用される等化器による処理特性を向上することが
所望される。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、デジタルセル
自動車電話の受信機の心臓部を形成することのできる等
化方法を提供する。それは、ビツトエラー率の特性を顕
著に増加する「時間反転」等化を与え、利用する非実時
間動作モードと、最大尤度シーケンス推定の使用と、送
信チャンネルのインパルス応答の推定中に追跡する可変
係数の最小２乗平均の使用と、および積分されたシンボ
ルタイミング調整とキャリア追跡アルゴリズムの使用と
を含んでいる多くの利点を提供する。
【０００７】特に、本発明は既知のプレアンブルデータ
および送信されたデータを含む受信されたシンボルを処
理する方法に関し、その方法は周波数選択フェーディン
グチャンネルによって生ずるパワーフェーディングの効
果を補償する。本発明の特別な観点は、遅延の広がった
フェーディングチャンネルから受信されるサンプルを処
理する方法を具備し、そのサンプルはタイムスロット内
に送信されるデータのブロックに関連される。また、そ
の方法はデータを決定するために適合され、次のステッ
プを具備する。（１）タイムスロット中に受信されるサ
ンプルを蓄積する。（２）送信チャンネルのインパルス
応答における最大のフェーディングの深さの時間内の位
置を決定することによって決定エラーの可能性が最も大
きい時間内の位置を推定する。（３）蓄積されたサンプ
ルを処理し、第１の受信されたサンプルによって開始
し、最大のフェーディングの深さの位置を越えて処理
し、送信されたデータの推定を生ずるために予め決めら
れた最大尤度シーケンス推定過程を使用する。（４）蓄
積されたサンプルを処理し、最終的に受信されたサンプ
ルによって開始し、上記の決められた位置を越えてサン
プルが蓄積される時間シーケンスに対して反対方向に続
行し、送信されたデータの推定を発生するために最大尤
度シーケンス推定処理を使用する。（５）上記２つの処
理ステップと同時に最大尤度シーケンス推定処理におい
て使用される送信チャンネルインパルス応答特性の推定
を発生する。（６）データ決定を発生するるためのステ
ップを生ずる前記推定の出力を処理する。
【０００８】チャンネルインパルス応答の推定を発生す
るステップは通常可変タップの係数の使用を含み、それ
は実際の受信されたサンプルと推定されたチャンネルを
通り既知の送信された信号を送ることによって合成され
るサンプルの間の差の平方を最小化することによって推
定されたチャンネルのインパルス応答内のタップ設定を
推定することによって決定される。処理は、チャンネル
インパルス応答の以前の推定と最新の情報に基づいた新
たな推定とを組合わせ、タイムスロット内の位置の関数
として以前の推定と新しい推定と比率を変化することに
よってる反復的に行われる。
【０００９】方法は、次のステップを具備しているシン
ボルタイミングの適合処置をさらに含む。（１）タイム
スロット中に受信されるサンプルの部分集合を使用し、
実際のチャンネルインパルス応答を整合する推定された
チャンネルインパルス応答に対する度合いの測定を含む
エラー測定を生成する。（２）異なる時間オフセットを
有する同時に記録されたサンプルを使用する複数の同様
の測定を生成し、それにおける１以上のサンプルは早め
られ、１つのサンプルは上記測定に関連して時間的に遅
延される。（３）上記エラー測定を最小化するビツト時
間設定を検索し、新たに決められたビツト時間設定を反
映するためにサンプリングを調整する。
【００１０】方法は、次のステップを具備しているキャ
リアオフセット追跡方法をさらに含む。（１）等化処理
中にタイムスロット内の選択されたシンボル位置内にお
ける推定されたチャンネルインパルス応答内の１以上の
タップの２つ以上のサンプルを記録する。（２）２つ以
上のサンプルの間の各タイムスロットの位相差を監視す
ることによって複数のタイムスロットのそれぞれに周波
数オフセット推定を発生する。（３）正確な周波数オフ
セット推定を生ずるために瀘波処理を使用することによ
って複数の周波数オフセット推定を結合する。（４）正
確な周波数オフセット推定を補償するために制御可能な
周波数源を調整する。
【００１１】さらに、本発明はデータ決定に適合される
遅延の広がったフェーディングチャンネルから受信され
るサンプルを処理する前方の最大尤度推定方法を使用す
る。この方法は次のステップを具備する。タイムスロッ
ト中に受信されたサンプルを蓄積し、蓄積されたサンプ
ルを処理し、第１に受信されたサンプルによって開始
し、送信されたデータの推定を発生するために予め決め
られた最大尤度シーケンス推定過程を使用するタイムス
ロットの最後に受信されたサンプルを越えて処理を続行
し、上記処理と同時に最大尤度シーケンス推定処理にお
いて使用される送信チャンネルのインパルス応答特性の
推定を発生させ、データ決定を発生するために前記ステ
ップの出力を処理する。
【００１２】最大尤度シーケンス推定方法は、例えば決
定フィードバック等化器のような代りの等化オプション
と比較される時に顕著な動作利点を提供する。フェーデ
ィングの環境において使用されるデジタルセル電話の特
性の標準が定められる産業会議に関して、本発明の最大
尤度シーケンス推定処理を組み込んでいる等化器の動作
は卓越している。現在のデジタルセル自動車電話の規格
に一致する、あるいは近づけることが可能である唯一の
処理である。時間反転動作は特性をさらに向上し、標準
の自動車受信機の複雑さが合理的な程度で実現されるこ
とができる。
【００１３】
【実施例】図１を参照すると、フェーディングチャンネ
ルを有する自動車環境における受信に関連した問題を示
す。図１は、水平軸上の時間に対して垂直軸上の通常の
フェーディングチャンネルからの受信パワーレベルを示
すグラフである。パワーフェーディングＦの位置は、通
常のタイムスロットに関連して示される。グラフの下の
ダイアグラムは、同じ時間軸に対してフェーディングチ
ャンネルのフレーム構造を示す。フレーム構造の下のタ
イムスロットは拡大して示され、プレアンブルＰＲおよ
び符号化したデジタル確認カラーコードフィールド（Ｃ
ＤＶＣＣ）を含み、それは本発明の等化器を使用する受
信システムを初期化するために使用される既知のデータ
から構成される。これに続いて、チャンネルの次の記号
に対するプレアンブルであるポスタンブルＰＯがある。
図１の最低部分で、本発明に従った等化処理は矢印
「Ａ」および「Ｂ」で示され、本発明の等化器は本発明
の目的を達成するために前方に処理し、パワーフェーデ
ィングの位置を通って時間反転計算をする。これは、図
２および図３に関連して以下に詳細に記載される。
【００１４】図２は、本発明の原理に従った最大尤度シ
ーケンス推定装置として機能する等化器21を組込んでい
るデジタルセル自動車電話受信システム20のブロック図
である。システム20は増幅器22を具備し、その出力は周
波数源23およびミキサ24を具備している下降変換器によ
ってアナログフィルタ25に結合される。アナログ対デジ
タル変換器26は、下降変換されたデータをデジタル化す
るためにアナログフィルタ25に結合される。整合フィル
タ27は、アナログ対デジタル変換器26と本発明の等化器
21との間に結合される。等化器21は、メモリ30、最大尤
度シーケンス推測定基準の計算に適合される４状態等化
トレリス31、チャンネルインパルス応答推定装置32およ
び等化制御回路33を具備する。
【００１５】直列結合したＡＧＣ回路35および利得制御
回路38は増幅器22に結合される。等化制御回路33は整合
フィルタ27の出力に結合され、周波数源23の１入力に結
合されている。記号サンプリング時間（ビットタイミン
グ）制御回路37は、等化制御回路33および捕捉回路36に
結合され、アナログ対デジタル変換器26に制御信号を供
給する。整合フィルタ27の出力は、ＡＧＣ回路35および
捕捉回路36に結合され、周波数源23を制御し、また等化
器21の初期化に使用される訓練データを供給するために
使用される等化制御回路33に結合される。
【００１６】動作において、８５．０５ＭＨｚの中心周
波数を有する部分的にフィルタされたＩＦ信号は、利得
制御可能な増幅器22に入力する。結果的に得られた信号
は、周波数源23およびミキサ24を使用して４６１．７ｋ
Ｈｚに下方変換される。この信号は、重要な３０ｋＨｚ
帯域の外側で受信された信号の多くを排除するために狭
いアナログフィルタ25を使用して瀘波される。その結果
の信号はサンプリングされ、アナログ対デジタル（Ａ／
Ｄ）変換器26を使用して８ビットのデジタルサンプルに
変換される。１６タップの僅かの間隔のデジタルＦＩＲ
フィルタ27は、等化器21に入力される記号の間隔を有す
るサンプルを生成するために整合フィルタ処理を実行す
る。整合フィルタ27と実質的に同様な一時的なオフセッ
ト整合フィルタ34は、等化制御回路33を介してビットタ
イミング制御回路37によって使用される。
【００１７】最大尤度シーケンス推定の基本原理は良く
知られており、Viterbi 復調に基いている。最大尤度シ
ーケンス推定処理は、以下に略述される。チャンネル
は、Ｎ個のシンボルである相当のエネルギを含んでいる
インパルス応答を有する。送信機は、Ｎ個よりずっと長
い記号のシンボルのシーケンスを送信すると仮定する。
送信されたシーケンスは状態間の転移として記載され、
それにおける各状態はＮ−１個の送信された記号の１グ
ループに対応する。それ故に、状態は送信される記号の
重複するグループに相当する。結果的な状態において、
１構成記号の全ては同じであり、状態間の可能である転
移は相応じて制限される。各サンプルが受信されるとき
に、評価されるチャンネルインパルス応答を有するシー
ケンスが回旋することによって等化トレリス31はその値
に影響されるＮ個の記号の全ての可能なシーケンスを熟
考する。各仮のシーケンスに関して、回旋の結果は、い
くつかの方法（測定基準が仮定される統計値によって定
められる）において測定されるサンプルに相当し、ある
いは相当しない。それぞれの基準による測定されたサン
プルの最適な適合（最良の測定基準）の仮のシーケンス
は、送信されることが最適である。しかしながら、ある
状態のみの転移が可能である多くのサンプルにわたっ
て、強制される最小累積測定基準による通路（状態のシ
ーケンス）は復調器が選択する最大尤度を有する。
【００１８】システム20は、送信機に使用される符号器
の従来の技術を有さない。それ故等化器21の動作は、符
号器の状態の推定の正確さおよびチャンネルインパルス
応答（ＣＩＲ）に依存する。図２はまた、チャンネルイ
ンパルス応答の推定に使用される信号を示す。目的は、
送信された情報記号の入力として採取し、整合フィルタ
｛ｚ（ｎ）｝から得られるサンプルをその出力として生
成するトランスバーサル有限インパルス応答フィルタの
形態を推定することである。プレアンブルおよび符号化
デジタル確認カラーコードの送信中に、受信機は｛ａ
（ｎ）｝の値を得る。しかしながら、他の時間には推定
された値｛ａd （ｎ）｝のみがチャンネルインパルス応
答推定処理において使用可能である。これは、実質的な
性能低下をもたらす。決定エラーが等化器から生じ、こ
れらがチャンネルインパルス応答の推定を更新するため
に使用される場合、決定エラーはさらなる決定エラーお
よび等化処理の破断に循環的にさらに誘導する。この現
象は「チャンネルインパルス応答追跡破壊」と呼ばれ
る。このような困難さは、最小の信号対雑音比の周期に
おいて、あるいは受信信号パワーがスロットの受信中に
最小である時に生じ易い。
【００１９】北アメリカのデジタルセルシステムの自動
車および基地装置間のインターフェイスはＩＳ−５４の
規準内に記載され、各情報のタイムスロットはプレアン
ブルとして指定された既知のシーケンスによって先行さ
れる。それ故、受信器によって見られるようにタイムス
ロット中の情報はこのタイムスロットのプレアンブルお
よび次のスロットのプレアンブルの既知のシーケンスに
よって両側で境界を定められる。したがって、この等化
器21はチャンネル衝撃追跡破壊の影響を緩和するために
適合される。問題が生ずる最も可能性のある瞬間を見付
けることによって、等化器の動作は前方および時間反転
方向の両方からその瞬間に近づき、その両方は訓練に効
果的である既知の情報シーケンスによって始める。チャ
ンネル印パルス応答追跡破壊が生ずると仮定すると、こ
の方法は故障を予測し、この点を越える等化を避けるこ
とによって影響される記号の数を最小化する。
【００２０】ＩＳ−５５は最大速度１００ｋｍ／ｈｒを
特定し、それには自動車の最小特性要求が記載され、フ
ェード間の平均時間は約１２ミリ秒である。タイムスロ
ットの継続時間を約６．７ミリセカンドとすると、タイ
ムスロット内に２つの顕著なフェードの生ずる可能性は
小さい。しかしながら、スロットの中心付近は符号化し
たデジタル確認カラーコードフィールドである。チャン
ネルインパルス応答追跡破壊の後であっても、チャンネ
ルインパルス応答推定器32は送信されたデータの確実性
により符号化したデジタル確認カラーコードの処理中に
再生される。多重フェーディングが基礎をなす周期は、
約３．５ミリセカンドである。この時間中に生ずる２以
上の深いフェーディングの可能性は非常に低い。したが
って、時間反転の等化は、デジタルセルの環境における
ビットエラー率特性を改善する。
【００２１】本発明の等化器21はＮ＝２に相当する４段
階の技術を使用し、ここでＮは推定されたチャンネルイ
ンパルス応答の長さである。この選択はチャンネルのイ
ンパルス応答の２つ（間隔のあいた記号）のサンプルに
おけるエネルギが占めることを想定する。チャンネルイ
ンパルス応答追跡破壊の問題を避けるため、反転等化は
受信されるタイムスロットの最小パワーを導くそれらの
記号に対して使用される。
【００２２】特に図３は、図２の最大尤度シーケンス推
定に基いた等化器21における処理を示す。第１のステッ
プは、記号番号によってパワーフェーディングの位置を
見付けることを含む（枠51）。処理はパワーフェーディ
ングの位置に向って前進方向で開始する。そして記号番
号は０（枠52）と設定され、それから増分される（枠5
3）。次に処理された記号がトレーニング記号（枠54）
であるか否かを決定する。記号がトレーニング記号であ
った場合、トレーニングデータが挿入される（枠57）。
トレーニング記号が処理されない場合、等化トレリスが
測定基準を生ずるように使用され、可能な場合決定する
（枠55）。これは、以下に略述される等化の使用して達
成する。そして、それは決定されたか否かを決定する
（枠56）。決定がされた場合、チャンネルインパルス応
答の推定が生ずる（枠58）。決定されない場合、あるい
は１度チャンネルインパルス応答の推定が生じた場合、
記号番号は付加的記号（枠59）の予め決められた番号を
加えるパワーフェーディングの位置と比較される。処理
は記号番号（枠53）を段階的に増加することによって繰
返され、付加的な記号の予め決められた番号を加えるフ
ェーディング位置に到達するまでの反復ステップが行わ
れる。
【００２３】所望の記号位置が達成される時（枠59）、
処理は、例えば次のタイムスロットすなわち記号番号が
１７７のプレアンブルによって開始する反転方向におい
て実行される。記号番号は１７８（枠62）に設定され段
階的に減少される（枠63）。そして、処理される記号が
トレーニング記号（枠64）であるか否かを決定する。記
号がトレーニング記号であった場合、トレーニングデー
タは挿入される（枠67）。トレーニング記号が処理され
ない場合、等化トレリスは分岐する測定基準を生成する
ために使用され、決定する（枠65）。これは以下に略述
される等化の使用を達成する。そして、それは決定され
た場合（枠66）に決定する。決定された場合、チャンネ
ルインパルス応答の推定が生ずる（枠68）。決定されな
い場合、あるいは１度チャンネルインパルス応答の推定
が生じた場合、記号番号は付加的な記号（枠69）の予め
決められた番号よりも小さいパワーフェーディングの位
置と比較される。処理は記号番号（枠63）の段階的減少
を示すことによって繰返され、付加的な記号の予め決め
られた番号よりも小さいフェーディング位置に到達する
まで反復ステップ（枠64乃至69）が行われる。
【００２４】特に動作において、等化器21に入力するサ
ンプルをｚ（ｎ）とし、出力決定はａ（ｎ）とする。ａ
（ｎ）の正確さの確率はバースト内の位置に依存する。
ａ（ｎ）が確実に得られる時のａt （ｎ）で表されるａ
（ｎ）の数値はトレーニングのためにチャンネルインパ
ルス応答推定器32によって使用される。そうでない時の
ａ（ｎ）の最適な推定はａd （ｎ）で表される等化トレ
リス31のトレースバック決定処理の出力である。
【００２５】等化トレリス31は以下のように動作する。
等化は、プレアンブルの開始から最小パワー記号の後の
Ｍ記号までの前方方向において生ずる。反転方向におい
ても、最小パワーポイントを越えるＭ記号を連続して処
理することによって同様に生ずる。この重複は、全ての
尤度におけるトレリスによるトレースバックが最小のパ
ワーポイントによって単一路に集めることを確実にす
る。
【００２６】実際の決定のためのトレースバックは、等
化処理の完了まで生じない。しかしながら、最終的なト
レースバックに加えて、電流を維持するためにチャンネ
ルインパルス応答推定のためのデータ推定を供給するこ
とは等化中の仮の決定に必要である。これらの仮決定に
おけるトレードオフは、（ａ）情報が最新であるほどチ
ャンネルのインパルス応答推定は更新され（チャンネル
が高速度で不変でないため）、さらに（ｂ）仮決定がな
される前に検討された記号の数が多いほど、決定が正確
であり、したがってエラーチャンネルインパルス応答推
定に導かれる確率は低くなる。
【００２７】４状態等化の場合に導入された遅延の制限
長の数に対する感度は非常に低い。分岐する測定基準
は、以下の式を使用して等化器21において計算される。
【００２８】
【数１】 ここで、 app- state(l)は電位入力データと共同する仮
定状態を表し、 ah (l,n) は相当する送信信号（配列位
置）であり、Ｃはチャンネルのインパルス応答の現在の
推定を表し、ｚは整合フィルタ27の測定した出力であ
る。
【００２９】チャンネル推定器32は、チャンネルの推定
である横断フィルタ27の係数を決定する２次最小２乗平
均アルゴリズムを使用する。
【００３０】
【数２】 ここで、Ｃ0 （ｋ）およびＣ1 （ｋ）は見込まれたチャ
ンネルインパルス応答タップの複素数の値であり、Ｃso
（ｋ）およびＣn （ｋ）は２次動作を認める見込まれた
チャンネルインパルス応答タップに対する複素数の中間
値であり、Ｋ1 およびＫ2 はチャンネルインパルス応答
推定処理の追跡率を制御する実際の利得値であり、ｚ
（ｋ）はフィルタが整合される受信機の複素数の記号の
間隔のあいたサンプル出力であり、ａ（ｋ）は推定され
た複素数あるいは送信された記号の値である。
【００３１】これらの式における値Ｋ1 およびＫ2 は適
合割合、および雑音および決定エラーに対する感度を制
御する。したがって、エラー率を最小にするために、チ
ャンネルにおける変化を追跡する能力と不十分な入力情
報のための特性における劣化の間のトレードオフは、Ｋ
1 およびＫ2 の値を最適にすることが必要とされる。Ｋ
1 およびＫ2 の最適な値は雑音率に対する瞬間の信号の
関数であり、したがってフェードの深さの関数として変
化する。故に、各バースト中の値を変えるアルゴリズム
は、一定の設定によって達成される特性におけるかなり
の改善によって評価される。
【００３２】Ｋ1 およびＫ2 の値を変化するための方法
は、以下のような良好な特性を与える。
【００３３】１．Ｋ1-フェードである最も深いフェード
に相当するように決定される記号に供給するＫ1 および
Ｋ2 の値を設定する。
【００３４】２．フェード位置で選ばれた値に到達する
ために各値（予め設定したスロープＫ1-スロープおよび
Ｋ2-スロープ）を調節する。
【００３５】前進方向処理前−初期化 Ｋ1 ＝Ｋ1-フェード−Ｋ1-スロープ・フェード- 位置 Ｋ2 ＝Ｋ2-フェード−Ｋ2-スロープ・フェード- 位置 反転処理前−初期化 Ｋ1 ＝Ｋ1-フェード−Ｋ1-スロープ・（１７７−）フェ
ード- 位置 Ｋ2 ＝Ｋ2-フェード−Ｋ2-スロープ・（１７７−）フェ
ード- 位置 処理中−各記号が処理される Ｋ1 ＝Ｋ1 ＋Ｋ1-スロープ Ｋ2 ＝Ｋ2 ＋Ｋ2-スロープ ここで、Ｋ1-フェードは最大の推定されたフェードの深
さを有する記号のＫ1 の実際の値であり、Ｋ2-フェード
は最大の推定されたフェードの深さを有する記号のＫ2
の実際の値であり、Ｋ1-スロープは各記号の処理中に供
給されるＫ1 における実際の増分であり、Ｋ2-スロープ
は各記号の処理中に供給されるＫ2 における実際の増分
であり、フェード- 位置は最大の推定されたフェードの
深さラスト- 位置記号番号であり、ラスト- 位置は最終
記号の記号番号である。
【００３６】パワーフェードの位置の推定は整合フィル
タ27から受信された記号の使用を必要とし、ＡＧＣ回路
35の設定はそれらの記号の受信中に活性である。ＡＧＣ
回路設定に対する増幅器22の応答が瞬間的に有効である
ので、この情報の利用における初期の遅延が整合フィル
タ27において生ずる。このフィルタ27は線形位相フィル
タ（一定の遅延）であり、有効な入力情報はエンベロー
プパワーの正確な推定に容易に変換される。このエンベ
ロープは、優れた特性を有する記号の約１０倍以上の長
方形のＦＩＲフィルタによって平均される。
【００３７】捕捉完了後、キャリア周波数のオフセット
は２００Ｈｚ以下であるべきである。悪影響なしに動作
するためにこのオフセットは約２０Ｈｚ以下であるべき
である。このように、キャリアオフセットの推定および
補正は、捕捉後に続行しなければならない。使用される
方法は、周波数オフセットが生ずるという事実を利用
し、チャンネルインパルス応答のタップはオフセットに
比例した割合で一貫して回転する。それ故固定された周
期にわたるタップ位相における変化は、周波数制御に適
用する注目すべき特性を供給する。変化の一貫した割合
に加えてランダムな位相変化が生じ、フィルタは周波数
オフセットを抽出するために使用されることに注意すべ
きである。実際に、捕捉後の最大の推定オフセットは２
００Ｈｚであるが、約１０００Ｈｚのオフセットが分析
される。使用される方法は以下の通りである。
【００３８】１．各バーストの受信中の最も深いフェー
ドが含まれないバーストの半分が追跡するために選択さ
れる。これは、低い信号振幅による転移を一般的に伴う
位相における変化の非常に高い割合の回避のためであ
る。
【００３９】２．２つの推定されたチャンネルインパル
ス応答タップのそれぞれ２つのサンプルは、プレアンブ
ルの直後（あるいはフェードがスロットの第１の半分の
間に生ずる場合のポスタンブル中に誘導する）、および
２０のシンボルの後（あるいは２０のシンボルより早
く）に記録される。毎秒２４３０００シンボルの記号速
度で１００Ｈｚのオフセットは２０のシンボル期間中に
２９．６度の平均回転を生ずる。１８０度を超過する回
転に関して、認められた回転は１８０度以下であるが反
対方向である。この疑似信号は、約３００Ｈｚ以上の周
波数オフセットの特性に影響を与える。しかしながら、
通常の動作において、このような疑似信号から生ずる特
性に対する損害は、追跡における疑似排除フィルタによ
って最小であることが知られている。２０の記号のサン
プリング窓の選択は、この疑似信号に基づく。一方、長
い窓は雑音不感性を改善する。
【００４０】３．ビットタイミングの最適な調整中に決
定される情報から、主タップが選択される。このタップ
の記録された設定を使用して位相変化が計算され、周波
数オフセットの推定が得られる。
【００４１】４．これらの推定は、ドップラーオフセッ
トのランダムな（平均ゼロ）存在のため初期に生ずる
「雑音」およびガウスの雑音を減少するために多くのバ
ーストにわたって瀘波される。フィルタ出力はキャリア
オフセットの推定を提供し、周波数制御ハードウェアを
直接更新するために使用される。オフセットは次の式で
与えられる。
【００４２】ｆ- オフセット- 推定k+1 =(1-Ｋfo)f- オ
フセット- 推定k+Ｋfo認められた周波数 ここで、認められた周波数は認められた位相変化から生
じ、定数Ｋfoはの推定処理の集中率を制御し、ｆ- オフ
セット- 推定k はフレーム「ｋ」で推定された周波数オ
フセットであり、Ｋfoは周波数追跡の変換率を制御する
定数である。ｆ-オフセット- 推定は周波数源の分解能
の半分に達する場合、周波数におけるステップが供給さ
れる。例えば、分解能が２０Ｈｚであり、ｆ- オフセッ
ト- 推定が１０Ｈｚである場合に基準における２０Ｈｚ
の変化が与えられる。同時にｆ- オフセット- 推定が再
び初期化される。
【００４３】図５を参照すると、キャリア周波数オフセ
ットの補償を実行するための等化器20による処理を示す
フロー図が示している。すでに位置されたフェードを使
用し、周波数オフセット推定のための受信されたスロッ
トの第１または第２の半分を使用するかどうかが決定さ
れる（枠100 ）。この決定に基づいて、スロットの適当
な半分（枠101,102 ）に２０の記号のサンプルが得られ
る。選択された場合、個々のタップは比較され、大きい
方が選択される（決定103,104 ）。選択された２回で選
ばれたタップの位相は、「認められた周波数」およびオ
フセットの雑音推定を生成するために減ぜられる（枠10
5 乃至108 ）。これは、オフセットの正確な推定を生ず
るために瀘波される（枠109 ）。周波数制御の設定にお
ける調節がこのオフセットを減少する場合、そのように
決定され（枠110 ）、その決定が実行される（111 ）。
【００４４】等化器は、ビットタイミングにおけるエラ
ーに適度に無反応である。しかしながら、次の理由のた
め、記号のタイミングの調節は等化器の動作中続行す
る。捕捉によって生ずる初期の推定は、特性が調節から
得るため最適なタイミングとかなり相違する。送信およ
び受信記号のタイミングクロックは、約５ｐｐｍだけ相
違し、１フレーム当り約０．１μＳ（あるいは８秒ごと
に１記号）のドリフトを生ずる。このドリフトは補償さ
れなければならない。実際に、個々の独立に遅延された
信号路は平均強度においてランダムに増減し、異なる記
号のタイミングによって最良に応じられる状況を生ず
る。最適な記号タイミングは、これらの変化する状況を
追跡する能力に依存する。
【００４５】記号タイミングの制御の動作は次の通りで
ある。方法は、直接シーケンススプレッドスペクトル受
信機においてしばしば使用される早いまたは遅いゲート
組織に類似性を有する。各バーストが受信されるので、
予期されたプレアンブルと実際に受信されたプレアンブ
ルの間のエラーが測定される。加えて、代りのフレーム
によって同じ入力サンプルの進めたまたは遅れた形態に
ついて同時に類似する測定が行われる。タイミングの調
節が必要でない場合、存在するタイミングによって生ず
るエラーは別のエラーよりも小さくなければならない
（平均に対して）。これはその場合でないとき、あるい
は早いまたは遅いエラー推定の間に一貫した格差がある
ときに調節される。この処理は、図４に示されるように
エラー統計を最小にするビットタイミングの検索を容易
にする。使用される制御ループは、送信機に対するドリ
フトに相当するタイミングにおける一貫した変化の推定
器を含む。約１０ｐｐｍ程度のドリフトは、このループ
によって補償される。
【００４６】この最小値の検索は、できるだけ局部的
（非全体的）な最小値の存在によって妨げられる可能性
がある。事実、この統計に関する２つの最小値の存在が
普通（図１に見られる等化器構造に含まれる２つのタッ
プに相当する）である。次のように矛盾を解決する方法
が採用される。さらに新しい最小値は好ましいサンプリ
ング時間に推定される。多重最小値は、例えば１０μＳ
以下の低レベルの遅延が存在するときに一般に生ずる。
このような状態によって（記号空間）チャンネルインパ
ルス応答における推定された通路の割合は、さらに遅延
する最小値の領域からのさらに早い最小値の領域におい
てかなり相違する。タップの割合は、選択された適当な
最小値の適合性を決定するために統計を供給する。
【００４７】図６のａおよびｂを参照すると、ビットタ
イミングを制御する等化器20による処理のフロー図が示
されている。入力（枠80）は、時間内あるいは時間オフ
セットのサンプル（ｚ（ｎ）およびｚオフセット
（ｎ））および時間オフセットの決定を示すためのフラ
ッグを含む。時間内のサンプルは、それらが通常のトレ
ーニング83中であるような等化器20に与えられる。同様
に、時間オフセットのサンプルは等化器20（枠84）に与
えられる。両方の場合において、分岐する測定基準（既
知の正しい通路の）は、サンプルの整合の推定の度合い
の尺度（エラーcum およびエラーオフセットcum ）を与
えるための後者の記号に累積される。
【００４８】分割処理において、トレーニング処理の端
部でチャンネルインパルス応答として推定される２つの
タップのそれぞれの大きさが計算される（枠85）。フレ
ームの番号を超えるこれらのタップの割合の平均化（枠
86乃至89）は、ビットタイミングが不適当で局部的な最
小値を選択するかについて判断を行う。しきい値（枠9
0）が達成される場合、ビットタイミングは十分な記号
時間（枠91）によって早められる。サンプルが得られる
相対時間を考慮し（枠92）、エラーcum およびエラーオ
フセットcum 測定は適当な時間調節（枠93,94 ）の雑音
推定を生成するために結合される。この推定は、実際の
タイミングオフセットの調節を生ずるために瀘波（枠9
5）される。一貫したドリフトを補償するために、付加
的な用語「drift - est 」は、この効果のために監視お
よび補償する。
【００４９】このように自動車デジタルセル受信機で利
用するための等化方法に基づいた最大尤度シーケンス推
定方法が記載されている。上記実施例は、本発明の原理
の応用を表す多くの特定の実施例のうちのいくつかを単
に示すことが理解される。明らかに、多くのおよび別の
変化は本発明の技術的範囲内から逸脱することなしに当
業者によって容易に工夫されることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】時間に対するフェーディングチャンネルの振幅
のグラフおよびチャンネルにおける信号図。
【図２】本発明の原理に従った等化器を基準とする最大
尤度シーケンス推定を組込んでいるデジタルセル自動車
電話受信機のブロック図。
【図３】図２の等化器を基準とする最大尤度シーケンス
推定における処理を示すフロー図。
【図４】本発明の通常の受信信号の水平軸のビットタイ
ミングオフセットに対する縦軸の相対エラーのグラフ。
【図５】キャリア周波数オフセット補償を実行するため
の本発明の等化器による処理を示しているフロー図。
【図６】ビットタイミングを実行するための本発明の等
化器による処理を示しているフロー図。
【図７】ビットタイミングを実行するための本発明の等
化器による処理を示しているフロー図。
【符号の説明】
21…最大尤度シーケンス推定用等化器、23…周波数源、
24…ミキサ、26…アナログ対デジタル変換器、27…整合
フィルタ、30…メモリ、31…等化トレリス、32…インパ
ルス応答推定装置、33…等化制御装置、37…時間制御回
路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョン・エル・ワトソン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92008、カールスバード、ナンバービー、 ビレッジ・ドライブ 525 (72)発明者 ティー・ジー・ビシュワナス アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92126、サンディエゴ、エイダーマン・ア ベニュー・ナンバー15 10626

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 デジタルセル受信機においてタイムスロ
    ット内で送信されるデータのブロックに関連されるチャ
    ンネルから受信されたサンプルの処理方法において、 送信されたデータの推定を生成するための予め選択され
    た最大尤度シーケンス推定過程を使用してタイムスロッ
    トの第１の受信されたサンプルによって開始され、最終
    的に受信されたサンプルを越えて続行してサンプルを処
    理し、 最大尤度シーケンス推定過程において使用されるチャン
    ネルのインパルス応答特性の推定を同時に生成し、 送信されたデータに関して最終決定を生成するために２
    つの処理ステップの結果を使用するステップを具備して
    いることを特徴とする受信されたサンプルの処理方法。
  2. 【請求項２】 サンプルが送信チャンネルのタイムスロ
    ット内において連続的に受信されるデジタル通信受信機
    におけるサンプリングタイミングの調整方法おいて、 時間的に連続してタイムスロット中に受信されるサンプ
    ルを蓄積し、 送信チャンネルインパルス応答の推定値を生成し、 タイムスロット中に受信されるサンプルの部分集合を使
    用し、実際のチャンネルインパルス応答と整合する推定
    されたチャンネルインパルス応答の度合いの第１の測定
    を含むエラー測定を生成し、 第１の測定に対して時間的に１以上のサンプルが早めら
    れ、１つのサンプルが遅延される異なる時間オフセット
    を有する同時に記録されたサンプルを使用する複数の同
    様な測定を生成し、 複数のこのような測定の瀘波し、上記エラー測定を最小
    化するビツト時間を設定し、および新たに決定されたビ
    ツト時間設定を反映するようにサンプリングを調整する
    ことによって決定するステップを具備していることを特
    徴とするサンプリングタイミング調整方法。
  3. 【請求項３】 プレアンブルおよびポスタンブルを含む
    サンプルが送信チャンネルのタイムスロット内で順次受
    信されるデジタル通信受信機におけるキャリアオフセッ
    ト追跡方法において、 時間連続的にタイムスロット中で受信されるサンプルを
    蓄積し、 最大のフェーディングの深さのタイムスロット内の位置
    を推定し、 送信チャンネルのインパルス応答の推定を発生し、 各タイムスロットの受信中に、最大のフェーディングの
    深さの推定した位置を含まないタイムスロットの半分を
    選択し、 ２つの推定されたチャンネルのインパルス応答タップの
    それぞれ２つのサンプル、最大のフェーディングの深さ
    の推定された位置に依存するプレアンブルの直後または
    ポスタンブルの第１の、および最大のフェーディングの
    深さの推定された位置に依存する遅いあるいは早いシン
    ボルの第２の予め決められた数を記録し、 ビツトタイミング中に決定される情報から主タップを選
    択し、 選択された主タップの記録した設定を使用し、位相変化
    を計算し、周波数オフセットの推定を生成し、 キャリア追跡を調整するためにフィードバック信号とし
    て使用するのに適合されるキャリアオフセットの推定を
    生成する多くのバーストにわたって周波数オフセットの
    推定を瀘波するステップを具備していることを特徴とす
    るキャリアオフセット追跡方法。
JP4194891A 1991-06-27 1992-06-29 自動車のデジタルセルラー受信装置内の等化器に基づく最大尤度シーケンス推定 Expired - Lifetime JPH0828751B2 (ja)

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