SE462943B - Saett och anordning foer frekvensstyrning av en koherent radiomottagare - Google Patents

Description

15 25 .f> GN. b: xD 4> (N 2 sakligen bestäms av den nämnda flervägsutbredningen. Datasekvensen ana- lyseras i Viterbi-analysatorn för att utskilja innehållet i den ursprungliga sända signalen.

I en artikel i IEEE/IEICE Global Communications Conference, Tokyo, Nov 15-18, 1987 av Franz Edbauer: "Coded B-DPSK Modulation with Differentially Coherent Detection - An Efficient Modulation Scheme for F ading Channels" beskrivs en radiomottagare med en Viterbi-analysator. Med hjälp av denna analysator åstadkommas en frekvensstyrning av en mottagen signal. Viterbi- analysatorn enligt artikeln är fast inställda och kan ej adapteras vid exempelvis skiftande kanalförhållanden.

En närmare beskrivning av Viterbi-algoritmen, som tillämpas i Viterbi-analysa- torn ovan, återfinns i Richard E. Blahut: "Theory and practice of error control codes", kap 12, Addison-Wesley 1983.

REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN I den ovannämnda artikeln i tidskriften Telektronikk nämnes att det under signalöverföringen kan uppstå en liten frekvensdrift, vilken uppträder som en successiv fasförskjutning av bitarna hos mottagaren. Om denna fasförskjutning är liten behöver den inte kompenseras. Om fasförskjutningen emellertid når ett visst värde föreligger risk att det uppstår felbeslut i Viterbi-analysatorn vid analysen av datasekvensen. Till grund för föreliggande uppfinning ligger idén att utnyttja de tillstànd som uppstår vid Viterbi-analysen för att åstadkomma en fasjustering av den för Viterbi-analysen avsedda signalen. Härvid utnyttjas ett preliminärt beslut på uttagna data, vilket uttages från Viterbi-analysatorns vägminne med en viss tidsfördröjning. De uttagna värdena för varje tillstånd jämföres med den för Viterbi-analysen avsedda signalen för att åstadkomma den nämnda fasjusteringen. Uppfinningen har de kännetecken som framgår av bifogade patentkrav.

FIGURFÖRTECKNING En utföringsform av uppfinningen skall beskrivas nedan i anslutning till figu- rerna l t o m 7 av vilka 10 15 20 30 .Il s CW i' D ND (JJ 3 Figur l schematiskt visar ett blockschema över en radiomottagare Figur 2 visar ett diagram med ett format för signalsekvenser i ett tidsdelat överföringssystem, Figur 3 visar ett komplext talplan med signalmodulation, Figur 4 visar ett diagram med tidsförskjutna bitföljder, Figur 5 visar ett blockschema över den uppfinningsenliga radiomottagaren, Figur 6 visar ett komplext talplan med signalpunkter och Figur 7 visar ett diagram över ytterligare ett format för signalsekvenser.

FÖREDRAGEN UTFÖRINGSFORM I figur 1 visas schematiskt en radiomottagare avsedd för ett system med tidsdelad överföring av information i digital form. En mottagen signal S nedblandas på känt sätt i ett mottagarsteg 1 med ett lågfrekvens- och ett mellanfrekvenssteg. Mottagarsteget l erhåller en högfrekvens- och en mellan- frekvenssignal från en lokaloscillator 2, exempelvis en frekvenssyntetisator.

Den nedblandade signalen, basbandssignalen, analog-digitalomvandlas och läg- ges i ett minne i en buffert 3. Från bufferten avges en signal till ett block 4, i vilket ingår en utjämnare samt organ för beräkning av ett frekvensfel. Detta organ kan bestå av en beräkningsenhet i vilken frekvensfelet beräkas med ledning av den mottagna signalens successivt ändrade faslägen i förhållande till signalens förväntade faslägen. Uppgift om frekvensfelet tillföres en styr- processor 5 som beräknar en styrsignal för korrigering av lokaloscillatorns frekvens. Denna styrsignal är digital och omvandlas i en D/A omvandlare 6 innan den tillföres lokaloscillatorn 2. Den blandningssignal som alstras där ändras i små steg beroende på att D/A omvandlaren 2 omvandlar endast ett begränsat antal bitar. Detta resulterar i ett kvarstående frekvensfel som kan orsaka fel i den överförda signalen. Även i mottagare med mera noggrann frekvensstyrning kan ett sådant frekvensfel uppträda.

Blocket 4 avger en signal Sl, svarande mot den mottagna signalen S. Signalen Sl avges till ett block 7 omfattande kanalavkodare och en talavkodare samt anordning för att omvandla den avkodade signalen Sl till en analog talsignal.

Talsignalen tillföres en högtalare 8. 10 15 2D 4 Radiomottagare av den ovan schematiskt beskrivna typen kan ingå i ett system med tidsdelad signalöverföring. Systemet har tidsskilda kanaler som är N till antalet så som visas i figur 2. Varje användare tilldelas en bestämd tidlucka n under vilken en signalsekvens överföres. Varje signalsekvens omfattar en synkroniseringssekvens SO samt datasekvens DO vilken innehåller den informa- tion man önskar förmedla. De signaler i signalsekvenserna som kommer i fraga vid föreliggande uppfinning är koherenta och ett exempel pà en sådan koherent signal visas i figur 3. Signalen representeras av en vektor V0 i ett komplext talplan med den reella axeln betecknad I och den komplexa axeln betecknad Q.

En överförd "l" motsvarar en fasvridning i positiv led ett kvars varv, en överförd "Û" fasvridning i negativ led ett kvarts varv mellan punkter A, B, C och D. Vektorn V0 kan på gängse sätt anges genom sin reella och imaginära del eller i polära koordinater genom sin längd och sin vinkel till den positiva I- axeln.

Varje överförd "l" och "0" upptar ett visst tidsintervall i signalsekvensen, den s k bittiden. I figur 4 visas schematiskt ett signaldiagram, i vilket T betecknar tiden och tÛ är bittiden. Sà som nämnts ovan kan den överförda signalen nå mottagaren via en direkt väg mellan sändaren och mottagaren och via en eller flera vägar med signalreflexioner mot berg, hus och liknande. De reflekterade signalerna har längre väg att gå än den direkta signalen vilket medför en tidsförskjutning tl mellan direkt och reflekterad signal. Tidsförkjutningen tl kan uppgå till flera bittider och förorsakar intersymbolinterferens hos den mottagna signalen S enligt figur 1. Ju kortare bittiden är desto fler bitar ryms inom tidsförskjutningen och desto allvarligare blir intersymbolinterferensen.

Så som inledningsvis nämndes har mottagaren i figur l en utjämnare. I utjämnaren behandlas den inkommande nedblandade och digitaliserade signalen för att ur denna signal kunna urskilja innehållet i den ursprungligen sända signalen. I en uppfinningsenlig mottagare enligt figur 5 utgöres på känt sätt' utjämnaren av en adaptiv Viterbi-analysator lD, vilken enligt uppfinningen uttnyttjas för att styra frekvensen hos den till Viterbi-analysator inkommande signalen. Viterbi-analysatorn använd såsom adaptiv utjämnare finns beskriven i den ovannämnda artikeln i tidskriften Telektronikk och skall översiktligt beskrivas nedan. Viterbi-analysatorn är via en multiplikator ansluten till buffer- ten 3 enligt figur l. Till bufferten är också ansluten en korrelatorkrets 12 vilken 10 15 20 4> I \ FJ xí) »P5 (JJ 5 i sin tur är ansluten till en fiiterkrets 13. Filterkretsen är med sin utgång ansluten till Viterbi-analysatorn. Denna är utförd med ett önskat antal tillstånd M=2rn, m = 2,3 soon o Viterbi-analysatorn adapteras till de kanalförhållanden som råder under en signalsekvens på följande sätt. Den mottagna signalsekevensen innehåller enligt figur 2 synkroniseringssekvensen S0, vilken korrelator 12 mottar från bufferten 3. I korrelatorn finns den kända synkroniseringssekvensen lagrad, och korrela- torn jämför bitmönstret för den kända synkroniseringssekvensen med den mottagna synkroniseringssekvensens vågform. Korrelatorn avger en signal F till filterkretsen 13, i vilken ett filter bygges upp för att motsvara kanalens överföringsegenskaper under den just mottagna signalsekvensen, så kallad estimering av kanalen. Viterbi-analysatorn l0 mottar datasekvensen DU från bufferten 3 och kan med hjälp av en signal G från filterkretsen 13 genom ett stort antal traditionella Viterbi-beräkningar bestämma innehållet i datasekven- sen D0. Antag exempelvis att en av de av Viterbi-analysator 10 mottagna signalpunkterna i D0 ligger i en punkt El såsom visas i figur 6. Läget av denna punkt beror bland annat av hur väl sändare och mottagare är synkroniserade.

Efter en fullständig analys i Viterbi-analysatorn 10 bestäms en slutlig bitföljd som sändes med signalen Sl för omvandling till en talsignal enligt figur l. Det kan för den fortsatta förklaringen av uppfinningen vara instruktivt att tänka sig bitföljden omräknad till en signalpunkt E2.

Såsom nämnts inledningsvis kan det uppstå en successiv fasförskjutning av de mettagna bitarna, vilken i ogynnsamma fall kan vara så stor att bitarna inte med stor sannolikhet kan hänföras till någon av punkterna A, B, C eller D i figur 3. Detta problem löses enligt uppfinningen genom att tillstånden i Viterbi- analysatorn 10 utnyttjas för att beräkna en signalpunkt och med hjälp av denna styra frekvensen hos den mottagna signalsekvensen. Denna frekvensstyrning motsvarar en successiv förskjutning av fasläget hos de mottagna signalpunk- terna.

Den slutliga bitföljden enligt ovan bestämdes genom ett stort antal beräk- ningssteg i Viterbi-analysatorns 10 vägminne. Antalet beräkningssteg beror av längden på det valda vägminnet. Dessa beräkningar tar relativt lång tid, d v s många bittider, att utföra då många bitar skall inmatas i vägminnet innan 1D 15 20 35 6 beräkningarna kan avslutas. Det medför en relativt stor tidsfördröjning att utnyttja signalpunktens E2 läge för frekvensstyrningen, men det är dock inom ramen för uppfinningen att utnyttja denna signalpunkt. För att erhålla en relativt liten tidsfördröjning uttages, enligt en fördelaktig utföríngsform av uppfinningen, bitar ur Viterbi-analysatorn 10 efter ett fåtal beräkningssteg i vägminnet, svarande mot en tidsfördröjning TE. Härvid uttages m+l bitar, motsvarande ett tillstånd samt en bit för den aktuella övergången. Bitarna uttages av en beräkningskrets 14 vilken genom en signal H erhåller filtervär- dena i filterkretsen 13. Med hjälp av filtervärdena omräknas de uttagna bitarna till en signalpunkt E3 enligt figur 6. Signalpunkten E3 utgör en uppskattning av signalpunktens slutliga läge i punkten E2 och det uppskattade läget E3 skiljer sig från den mottagna signalpunktens El läge genom en vinkel Det uppskattade läget E3 jämföres med det mottagna värdet El i en jämförelsekrets 15. Denna erhåller dels den uppskattade signalpunkten E3:s läge från beräk- ningskretsen 14, dels den mottagna signalpunkten Elzs läge före Viterbi- analysatorns 1D ingång. Värdena för signalpunktens El läge tidsfördröjes tids- intervallet TE i en fördröjningskrets 16 för att kunna jämföras med de i Viterbi- analysatorn 10 tidsfördröjda värdena för den uppskattade signalpunkten E3.

Signalpunkt efter signalpunkt i datasekvensen DU uttages så som beskrivits ovan och punkternas mottagna och uppskattade lägen jämföres efter hand i jämförel- sekretsen 15. De härvid erhållna värdena, svarande mot vinkelnßyl signalbe- handlas i en filter- och integratorkrets 17 till en vinkelförskjutningssignal V.

Signalbehandlingen, som utföres enligt kända reglertekniska metoder, omfattar lagpassfiltrering och integrering och kan också innefatta prediktering av vinkelförskjutningssignalen V. Lågpassfiltreringen utföres för att minska in- verkan av snabbt varierande störningar orsakade av exempelvis brus. De làgpassfiltrerade och integrerade värdena V tillföres multiplikatorn ll, i vilken en komplexmultiplikation utföres. Denna komplexmultiplikation motsvarar en successiv vinkelförskjutning av signalpunkterna. Härigenom frekvensjusteras den till Viterbi-analysatorn förda signalen, datasekvensen DD. Det slutliga* värdet av V till multiplikatorn ll efter en hel signalsekvens S0, DO kan lagras för att utnyttjas vid beräkning av ett startvärde för frekvensstyrningen i nästkommande signalsekvens i användarens tidlucka med nummer n. Om signal- punkten E2 utnyttjas för beräkning av vinkelförskjutningssignalen V erhalles en relativt langsam frekvensstyrning och tidsintervallet TE motsvarar tiden för en fullständig viterbi-analys av den mottagna signalpunkten El. 10 15 20 30 62 943 l--r 7 Det bör noteras att i exemplet ovan signalpunkterna har angivits i ett komplext talplan med koordinaterna LO. Detta har i figur 5 markerats genom att kretsarna är förbundna genom dubbla signalvägar, en för vardera koordinaten.

Signalpunkterna, exempelvis signalpunkten E i figur 6, kan anges genom en radie R och en vinkel 99 . Om signalbehandlingen sker med dessa storheter kommer en krets motsvarande multiplikatorn ll att utgöras av en additionskrets för att addera det làgpassfiltrerade och integrerade värdet, svarande mot vinkelför- skjutningssignalen V, direkt till signalernas faslägen.

Uppfinningen enligt det beskrivna utföringsexemplet kan utnyttjas vid signal- överföring så snart en Viterbi-analysator kan utnyttjas. Exempel på modula- tionsformer som kan utnyttjas är OAM-modulation, Gadrature Amplitude Modu- lation, eller GMSK-modulation, Gaussian Minimum Shift Keying.

GMSK-modulatíonen beskrivs närmare i Conference Proceedings, Digital Cellular Radio Conference, October 12-14 1988, Hagen, Westphalia FRG genom en artikel av Ulrich Langewellpott: "Modulation, Coding and Performance".

Ovan har beskrivits en uppfinningsenlíg anordning för att fasstyra den till en Viterbi-analysator inkommande signalen. Uppfinningen omfattar också ett sätt för frekvensstyrning vilket utnyttjas i den ovan beskrivna anordningen. Ett uppfinningsenligt sätt omfattar följande kända steg: Den mottagna signalsekvensen S nedblandas med en känd frekvens till en basbandssignal. Denna signal analog/digitalomvandlas till signalpunkter (LO) vilka lagras. Den mottagna signalen är utsatt för störningar under signalöver- föringen, exempelvis pa grund av flervägsutbredning, och datahastigheten är relativt stor varför intersymbolinterferens kan uppträda. Den mottagna signalen utjämnas därför, vilket enligt det uppfinningsenliga sättet sker med hjälp av en känd Viterbi-algoritm med ett vägminne av önskad längd. Denna aigoritm anpassas på känt sätt med hjälp av synkroniseringssekvensen SO till de rådande kanalförhàllandena. Den överförda datasekvensen DO Viterbí-analyseras genom ett relativt stort, av vägminnets längd bestämt antal beräkningssteg för att urskilja datasekvensens bitföljd. Uppfinningen omfattar följande ytterligare steg: 10 vi 462 943 8 Efter ett antal beräkningssteg utförda pa den mottagna signalpunkten El uttages en bitföljd. Antalet beräkningssteg begränsas av vägminnets längd och bitföljden bestäms av den i vägminnet valda vägen. Den uttagna signalpunkten E3 beräknas, vilken motsvarar den uttagna bitföljden. Den uttagna signalpunk- ten E3 är fördröjd tidsintervallet TE i förhållande till den mottagna signalpunk- ten El beroende pa att signalpunkterna inkommer i en bestämd takt för att Viterbi-analyseras. Den mottagna signalpunkten El uppdelas före Viterbi- analysen och den avgrenade signalpunkten El fördröjes tidsintervallet TE. Dess läge jämföres med läget för den uttagna signalpunkten E3 och den mot signalpunkternas fasskillnad svarande vinkelstorheten A§13 beräknas. Pa sam- ma sätt beräknas en följd av vinkelstorheter för konsekutiva signalpunkter efter El. Vinkelstorheterna signalbehandlas, omfattande lagpassfiltrering och integrering till en förskjutningssignal, vinkelförskjutningssignalen V, genom vilken de inkommande signalpunkterna vinkelförskjutes före Viterbi-analysen.

Enligt ett föredraget sätt utföres ett fatal beräkningssteg pa signalpunkten El innan bitföljden uttages. Härigenom blir tidsintervallet TE kort och en relativt snabb frekvensstyrning erhålles.

I anslutning till figur 2 beskrevs ett format för den överförda signalsekvensen med en synkroniseringssekvens SO och en efterföljande datasekvens DD. For- matet har synkroniseringssekvensen SO i mitten av signalsekvensen omgiven av datasekvenser Dl och D2 sa som visas i figur 7. En uppfinningsenlig mottagare kan anordnas att vid demodulering av denna senare signalsekvens frekvensstyra mottagaren pa följande sätt.

Viterbi-analysatorn adapteras genom synkroniseringssekevensen SO sa som beskrivits ovan. Demoduleringen av Dl börjar vid en punkt Dll och slutar vid en punkt D12. Demoduleringen av D2, som vidtar därefter, börjar vid en punkt D21 och slutar vid en punkt D22. Härvid beräknas successivt vinklar svarande mot Afb' för datasekvensen Dl och vinklarna filtreras och integreras som ovan.

Därefter göres motsvarande beräkningar för datasekevensen D2 varvid slut- värdet för vinkelförskjutningssignalen i Dl kan utgöra startvärde för D2. Det är ocksa möjligt att under behandlingen av en signalsekvens successivt adaptera filterkonstanterna i filter- och integratorkretsen 17. Denna adaptering sker efterhand som antaletarialyserade signalpunkter ökar och värdet av vinkelför 10 15 .Va (;\ F.) \O .tå VN 9 skjutningssignalenV förändras. Slutvärdet för vinkelförskjutningssignalen i D2 för den avslutade signalsekvensen kan, så som nämnts ovan, utnyttjas för att beräkna ett startvärde för vinkelförskjutningssignalen i nästföljande signal- sekvens. Även vad gäller filterkonstanterna kan det värde på vinkelförskjut- ningssignalen V. som erhållits för en signalsekvens utnyttjas för att adaptera filterkonstanterna i nästföljande signalsekvens. Det bör noteras att om den överförda signalsekvensen har format enligt figur 7 så mäste den mottagna signalen lagras i ett minne, lämpligen efter A/D-omvandlingen. Någon sådan lagring är inte nödvändig för ett signalformat enligt figur 2.

I utföringsexemplen ovan har den överförda signalsekvensen SO, DO varit binärt modulerad så som beskrivits i anslutning till figur 3. Viterbianalysatorn 10, som utnyttjats för demodulation av signalsekvensen, har två möjliga övergångar mellan tillstånden, svarande mot de två nivåerna i den binära koden. Det är möjligt att utnyttja uppfinningen även då den överförda signalsekvensen ha, flera modulationsnivåer, vilket ofta är fallet då signalen är modulerad enligt den nämnda QAM-modulationen. Den Viterbi-analysator som härvid uttnyttjas för demodulation och den uppfinningsenliga frekvensstyrningen har flera möjliga övergångar mellan tillstånden. Antalet övergångar är närmare bestämt lika med antalet modulationsnivåer för den valda modulationsformen.

Claims (8)

10 15 20 25 50 10 PA TENTKRAV

1. Sätt för frekvensstyrning av en koherent radiomottagare som via en för störningar utsatt kanal mottar signalsekvenser med minst en synkroniserings- sekvens och minst en datasekvens, vilket sätt omfattar följande signalbehand- lingssteg: - en mottagen signalsekvens omvandlas till en basbandssignal - basbandssignalen A/D-omvandlas till för analys avsedda signalpunkter i ett signalplan, - en Viterbi-alogritm med ett önskat antal tillstànd och ett vägminne med önskad längd anpassas till de rådande störningarna hos kanalen med hjälp av en ur synkroniseringssekvensen erhallen anpassningssignal och - de för analys avsedda signalpunkterna i datasekvensen Viterbi-analyseras var och en genom ett relativt stort, av vägminnets längd bestämt antal beräknings- steg för att slutligt bestämma bítföljden hos signalpunkterna k ä n n e t e c k n a t därav att sättet ytterligare omfattar följande signal- behandlingssteg: - vid Viterbi-analysen uttages för var och en av signalpunkterna, med en fördröjning ett tidsíntervall (TE), en bitföljd som erhållits efter ett önskat antal beräkningssteg, vilket antal begränsas av det valda vägminnents längd, - en mot den uttagna bitföljden svarande uttagen signalpunkt (EB) beräknas, - den mot den uttagna signalpunkten (EB) svarande, för analys avsedda signal- punkten (El), avgrenas och fördröjes det nämnda tidsintervallet (TE), - den tidsfördröjda (TE), avgrenade signalpunkten (El) jämföres (15) med den uttagna signalpunkten (EB) och en mot de jämförde signalpunkternas (El, E3) fasskillnad svarande vinkelstorhet (Å f3) beräknas, - motsvarande vinkelstorheter beräknas för de konsekutiva signalpunkterna i datasekvensen (DO), - vínkelstorheterna (Afß) lagpassfiltreras med valda filterkonstanter och inte- greras till en vinkelförskjutningssignal (V) och - de för analys avsedda signalpunkterna vinkelförskjutes successivt i motsvarig- het till vinkelförskjutningssignalen (V) före avgreningen och tidsfördröjningen (TE). 10 15 20 _47; çn P J \D 'EN ll

2. Sätt enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a t därav att bitföljden, som uttages vid Viterbi-analysen (10), uttages efter ett fatal beräkningssteg i vägminnet före den slutliga bestämningen av signalpunktens (El) bitföljd.

3. Sätt enligt patentkrav l eller 2 k ä n n e t e c k n a t därav att, vid làgpassfiltreringen (17) av vinkelstorheten ( 3), filterkonstanterna successivt förändras i beroende av antalet analyserade signalpunkter.

4. Sätt enligt patentkrav 1, 2 eller 3 k ä n n e t e c k n a t därav att vinkel- förskjutningssignalens (V) storlek vid avslutad analys av en sígnalsekvens (SO, DO) utnyttjas för beräkning av ett startvärde för vinkelförskjutningssignalen vid analysen av nästföljande signalsekvens.

5. Sätt enligt patentkrav l, 2, 3 eller 4 k ä n n e t e c k n a t därav att, vid lågpassfiltreringen (17) av vinkelstorheterna ( 3) i en signalsekvens (SO, DO), filterkonstanterna beräknas i beroende av värdet på vinkelförskjutningssignalen (V) i föregående signalsekvens.

6. Sätt enligt patentkrav l, 2, 3, 4 eller 5, varvid signalsekvensen betstàr av i tidsföljd en datasekvens, synkroniseringssekvensen och ytterligare en data- sekvens och varvid signalsekvensen lagras före Viterbi-analysen kän ne- tecknat därav att vinkelförskjutningssignalens (V) Storlek vid avslutad analys av den ena datasekvensen (Dl) utgör startvärde vid analysen av den andra datasekvensen (D2).

7. Anordning för utövande av sättet enligt patentkrav 1 med en koherent radiomottagare vilken via en för störningar utsatt kanal mottar signalsekvenser med minst en synkroniseringssekvens och minst en datasekevens, vilken anord- ning omfattar I - ett mottagarsteg för signalmottagning och omvandling av en mottagen signalsekvens till en basbandssignal, - en till mottagarsteget ansluten A/D-omvandlare, vilken omvandlar basbands- signalen till för analys avsedda signalpunkter, - en till A/D-omvandlaren ansluten adaptív Viterbi-analysator med adaptions- kretsar, vilken Viterbi-analysator har ett önskat antal tillstånd och ett väg- minne av önskad längd och adapteras till rådande störningar hos kanalen genom 10 15 Lš62 943 12 en anpassningssignal vilken adaptionskretsarna härleder ur synkroniserings- sekvensen, varvid den adapterade Viterbi-analysatorn genom ett relativt stort, av vägminnets längd bestämt antal beräkningssteg behandlar de för analys avsedda signalpunkterna i datasekvensen och därigenom slutligt bestämmer datasekvensens bitföljd k ä n n e t e c k n a d därav att anordningen ytterligare omfattar - en beräkningskrets (14) vilken är ansluten till Viterbi-analysatorns (10) väg- minne och till adaptionskretsarna (l2,l3) och vilken dels ur vägminnet uttar en bitföljd som hör till en signalpunkt (El) och som erhållits efter ett önskat, av vägminnets längd begränsat antal beräkningssteg, svarande mot en fördröjning ett tidsintervall (TE), dels beräknar en mot bitföljden svarande uttagen signal- punkt (EB) med hjälp av en signal (H) fran adaptionskretsarna, - en fördröjningskrets (16) vilken är ansluten till Viterbi-analysatorns ingång och avgrenar samt fördröjer det nämnda tidsintervallet (TE) den av de för analys avsedda signalpunkterna (El) som svarar mot den uttagna signalpunkten (Ez), - en jämförelsekrets (15) vilken är ansluten till beräkningskretsen (14) och fördröjningskretsen (16) och vilken jämför den tidsfördröjda signalpunkten (El) med den uttagna signalpunkten (E3) och beräknar en mot de jämförde signal- punkternas (El, EZ) fasskillnad svarande vinkelstorhet (A93), - en filter- och integratorkrets (17) vilken är ansluten till jämförelsekretsen (15) och vilken lagpassfiltrerar och integrerar den beräknade vinkelstorheten (Å?3) med motsvarande vinkelstorheter för konsekutiva, av de för analys avsedda signalpunkterna till en vinkelförskjutningssignal (V) och - en vinkelförskjutande krets (ll) vilken är ansluten till filter- och integra- torkretsen (17) och till Viterbi-analysatorns ingång och vilken vinkelförskjuter (V) de för analys avsedda signalpunkterna (El) före avgreningen till tidsfördröj- ningskretsen (16).

8. Anordning enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a d därav att beräknings- kretsen (14) uttar bitföljden ur vägminnet efter ett fatal beräkningssteg i vägminnet, före den slutliga bestämningen av datasekvensens bitföljd (S1).