JPH09289529A - デジタル通信装置 - Google Patents
デジタル通信装置Info
- Publication number
- JPH09289529A JPH09289529A JP9037302A JP3730297A JPH09289529A JP H09289529 A JPH09289529 A JP H09289529A JP 9037302 A JP9037302 A JP 9037302A JP 3730297 A JP3730297 A JP 3730297A JP H09289529 A JPH09289529 A JP H09289529A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital data
- states
- baseband signal
- detection
- differential detection
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03184—Details concerning the metric
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03401—PSK
- H04L2025/03407—Continuous phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 十分な確度で送信するためにＣＰＭ変調を使
用できるようにするとともに、必要なハードウェアのコ
ストを低減することである。 【解決の手段】 連続位相変調に従ってデジタルデータ
（１２）により変調された無線周波数（ＲＦ）を発生す
る送信手段（１０）と、受信した無線周波数信号（Ｒ
Ｆ）をベースバンド信号（ＢＢ）に変換するための変換
手段（２１）を備える受信手段（２０）と、ベースバン
ド信号の連続位相変調を検波するための検波手段（２
４）と、ベースバンド信号からデジタルデータを取り出
すための逐次復号手段（２９）とを備えるデジタル通信
装置（５）である。この装置は差動検波（１２）を行
い、かつ、差動検波により生じさせられた記号間干渉を
ビタービ復号（２９）を介して補償する。縮小ビタービ
復号により処理される状態の数を減少することによりひ
き起こされる計算の不確実さを小さくする帰還ループ
（ＦＢ）を含む縮小ビタービ復号に関する。
用できるようにするとともに、必要なハードウェアのコ
ストを低減することである。 【解決の手段】 連続位相変調に従ってデジタルデータ
（１２）により変調された無線周波数（ＲＦ）を発生す
る送信手段（１０）と、受信した無線周波数信号（Ｒ
Ｆ）をベースバンド信号（ＢＢ）に変換するための変換
手段（２１）を備える受信手段（２０）と、ベースバン
ド信号の連続位相変調を検波するための検波手段（２
４）と、ベースバンド信号からデジタルデータを取り出
すための逐次復号手段（２９）とを備えるデジタル通信
装置（５）である。この装置は差動検波（１２）を行
い、かつ、差動検波により生じさせられた記号間干渉を
ビタービ復号（２９）を介して補償する。縮小ビタービ
復号により処理される状態の数を減少することによりひ
き起こされる計算の不確実さを小さくする帰還ループ
（ＦＢ）を含む縮小ビタービ復号に関する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、連続位相変調に従
ってデジタルデータにより変調された無線周波数を発生
するための変調手段により構成された送信手段と、受信
した無線周波数信号をベースバンド信号に変換するため
の変換手段により構成された受信手段と、ベースバンド
信号の連続位相変調を検波するための検波手段と、ベー
スバンド信号からデジタルデータを取り出すための逐次
復号手段とを備えるデジタル通信装置に関するものであ
る。
ってデジタルデータにより変調された無線周波数を発生
するための変調手段により構成された送信手段と、受信
した無線周波数信号をベースバンド信号に変換するため
の変換手段により構成された受信手段と、ベースバンド
信号の連続位相変調を検波するための検波手段と、ベー
スバンド信号からデジタルデータを取り出すための逐次
復号手段とを備えるデジタル通信装置に関するものであ
る。
【０００２】この装置は衛星通信、とくに低速衛星通信
において、または高周波通信、とくに低速高周波通信に
おいて使用できる。
において、または高周波通信、とくに低速高周波通信に
おいて使用できる。
【０００３】本発明は同様に、連続位相変調によりデジ
タル送信された信号を検出するための受信器にも関する
ものである。
タル送信された信号を検出するための受信器にも関する
ものである。
【０００４】
【従来の技術】連続位相変調においては情報は位相によ
り運ばれる。それらの変調はそれのスペクトル効果、ス
ペクトル電力、および一定振幅のために興味がある。し
たがって、それらの変調は飽和領域付近で動作する電力
増幅器で使用できる。
り運ばれる。それらの変調はそれのスペクトル効果、ス
ペクトル電力、および一定振幅のために興味がある。し
たがって、それらの変調は飽和領域付近で動作する電力
増幅器で使用できる。
【０００５】連続位相変調（ＣＰＭと略する）の例が、
ＩＥＥ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ−１、１３８巻、４
号、１９９１年、２５６〜２６８ページ所載の、Ａ．Ｓ
ＷＥＮＳＳＯＮの論文「部分応答連続位相変調の状態減
少逐次検波（ＲｅｄｕｃｅｄＳｔａｔｅ Ｓｅｑｕｅｎ
ｃｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ＰａｒｔｉａｌＲｅ
ｓｐｏｎｓｅ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｐｈａｓｅ Ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）」に記載されている。この論文は
受信端において行われる信号の処理に関するものであ
る。受信手段はベースバンド信号の相関検波を行う検波
器と、その後に続くビタービデコーダとを備える。その
検波により受信端において記号間干渉が生ずることはな
い。ビタービデコーダは設けられて、送信端において生
ずる不完全さを訂正するために使用されるだけである。
しかし、そのような装置には種々の欠点がある。まず、
相関検波は非常に正確な発振器が受信端に存在すること
を必要とするが、そうするとハードウェアが複雑になっ
て、ハードウェアのコストが上昇する。更に、相関検波
によって達成される正確さはある用途には不十分であ
る。これは、たとえば、衛星リンクのための低速伝送
（たとえば、数Ｍｂｉｔｓ／ｓ）および高周波伝送（た
とえば、数ＧＨｚ）の場合である。周波数／伝送速度比
が、たとえば、１０４より高くなると、前記論文に記載
されている技術は不十分になる。
ＩＥＥ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ−１、１３８巻、４
号、１９９１年、２５６〜２６８ページ所載の、Ａ．Ｓ
ＷＥＮＳＳＯＮの論文「部分応答連続位相変調の状態減
少逐次検波（ＲｅｄｕｃｅｄＳｔａｔｅ Ｓｅｑｕｅｎ
ｃｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ＰａｒｔｉａｌＲｅ
ｓｐｏｎｓｅ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｐｈａｓｅ Ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）」に記載されている。この論文は
受信端において行われる信号の処理に関するものであ
る。受信手段はベースバンド信号の相関検波を行う検波
器と、その後に続くビタービデコーダとを備える。その
検波により受信端において記号間干渉が生ずることはな
い。ビタービデコーダは設けられて、送信端において生
ずる不完全さを訂正するために使用されるだけである。
しかし、そのような装置には種々の欠点がある。まず、
相関検波は非常に正確な発振器が受信端に存在すること
を必要とするが、そうするとハードウェアが複雑になっ
て、ハードウェアのコストが上昇する。更に、相関検波
によって達成される正確さはある用途には不十分であ
る。これは、たとえば、衛星リンクのための低速伝送
（たとえば、数Ｍｂｉｔｓ／ｓ）および高周波伝送（た
とえば、数ＧＨｚ）の場合である。周波数／伝送速度比
が、たとえば、１０４より高くなると、前記論文に記載
されている技術は不十分になる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、十分
な確度で前記送信のためにＣＰＭ変調を使用できるよう
にするとともに、必要なハードウェアのコストを低減す
ることである。
な確度で前記送信のためにＣＰＭ変調を使用できるよう
にするとともに、必要なハードウェアのコストを低減す
ることである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的は、検波手段が
差動検波を行い、逐次復号手段が、差動検波により発生
された記号間干渉を受信端において訂正するようなもの
である装置により達成される。
差動検波を行い、逐次復号手段が、差動検波により発生
された記号間干渉を受信端において訂正するようなもの
である装置により達成される。
【０００８】したがって、差動検波により非常に高い検
波確度を得ることが可能にされ、しかもハードウェアの
コストがかなり低減される。なお、差動検波によりひき
起こされた記号間干渉を受信端で補償するための特定の
逐次復号手段を工夫する必要がある。逐次復号手段は受
信した記号列に対して作用する。本発明に従って、逐次
復号手段はビタービアルゴリズムを実行するビタービデ
コーダを備えることが好ましい。
波確度を得ることが可能にされ、しかもハードウェアの
コストがかなり低減される。なお、差動検波によりひき
起こされた記号間干渉を受信端で補償するための特定の
逐次復号手段を工夫する必要がある。逐次復号手段は受
信した記号列に対して作用する。本発明に従って、逐次
復号手段はビタービアルゴリズムを実行するビタービデ
コーダを備えることが好ましい。
【０００９】更に詳しくいえば、差動検波により、種々
の可能な遷移状態を採用できる差位相が得られ、逐次復
号手段は、減少させられた数の状態を含む状態格子に対
して作用するビタービデコーダを備え、ビタービデコー
ダはメトリックスの計算における、状態数の減少に基づ
く計算の不正確さを減少するための帰還ループを備え
る。
の可能な遷移状態を採用できる差位相が得られ、逐次復
号手段は、減少させられた数の状態を含む状態格子に対
して作用するビタービデコーダを備え、ビタービデコー
ダはメトリックスの計算における、状態数の減少に基づ
く計算の不正確さを減少するための帰還ループを備え
る。
【００１０】帰還ループが縮小ビタービ復号（ｒｅｄｕ
ｃｅｄ Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）の結果で
ある単一の２進データを残存状態ごとに生じさせること
が好ましい。
ｃｅｄ Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）の結果で
ある単一の２進データを残存状態ごとに生じさせること
が好ましい。
【００１１】本発明は、送信端において連続位相変調に
従ってデジタルデータにより変調された無線周波数を受
信するための受信器であって、受信した無線周波数信号
をベースバンド信号に変換するための変換手段と、ベー
スバンド信号の連続位相変調を検波するための検波手段
と、ベースバンド信号からデジタルデータを取り出すた
めの逐次復号手段とを備える受信器において、検波手段
は差動検波を行い、逐次復号手段は、差動検波により発
生された記号間干渉を受信端部において逐次復号手段が
訂正するようなものであることを特徴とする受信器にも
関するものである。
従ってデジタルデータにより変調された無線周波数を受
信するための受信器であって、受信した無線周波数信号
をベースバンド信号に変換するための変換手段と、ベー
スバンド信号の連続位相変調を検波するための検波手段
と、ベースバンド信号からデジタルデータを取り出すた
めの逐次復号手段とを備える受信器において、検波手段
は差動検波を行い、逐次復号手段は、差動検波により発
生された記号間干渉を受信端部において逐次復号手段が
訂正するようなものであることを特徴とする受信器にも
関するものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は通信装置５のブロック図で
ある。この通信装置は送信手段ＴＲＡＮＳ１０と受信手
段ＲＥＣＥＩＶＥ２０とにより構成される。送信手段と
受信手段は通信チャネルＣＨＡにより通信する。送信器
はデジタルデータ源ＤＡＴＡ１２を含む。そのデータ源
は搬送波を変調手段ＭＯＤ１４（図２）で変調して無線
周波数信号ＲＦを発生する。その信号ＲＦはチャネルに
供給される。本発明に従って、使用する変調は連続位相
変調ＣＰＭである。
ある。この通信装置は送信手段ＴＲＡＮＳ１０と受信手
段ＲＥＣＥＩＶＥ２０とにより構成される。送信手段と
受信手段は通信チャネルＣＨＡにより通信する。送信器
はデジタルデータ源ＤＡＴＡ１２を含む。そのデータ源
は搬送波を変調手段ＭＯＤ１４（図２）で変調して無線
周波数信号ＲＦを発生する。その信号ＲＦはチャネルに
供給される。本発明に従って、使用する変調は連続位相
変調ＣＰＭである。
【００１３】図３はＣＰＭ変調デジタルデータを取り出
すために受信端で用いる手段すなわち受信器２０に関す
るものである。受信器２０は受信した無線周波数信号Ｒ
Ｆを、２つの直角成分を含む複雑なベースバンド信号Ｂ
Ｂに変換するための変換手段２１を有する。図４は変換
手段２１の実施例のブロック図である。その変換手段は
低域フィルタ２１０を含む。そのフィルタの出力端子は
混合器２１２に接続される。局部発振器２１４が２つの
直角信号を混合器２１２に供給するから、２つの直角成
分を含む複雑なベースバンド信号ＢＢがその出力端子に
発生される。
すために受信端で用いる手段すなわち受信器２０に関す
るものである。受信器２０は受信した無線周波数信号Ｒ
Ｆを、２つの直角成分を含む複雑なベースバンド信号Ｂ
Ｂに変換するための変換手段２１を有する。図４は変換
手段２１の実施例のブロック図である。その変換手段は
低域フィルタ２１０を含む。そのフィルタの出力端子は
混合器２１２に接続される。局部発振器２１４が２つの
直角信号を混合器２１２に供給するから、２つの直角成
分を含む複雑なベースバンド信号ＢＢがその出力端子に
発生される。
【００１４】ベースバンド信号の成分は低域フィルタ２
２により濾波され、その後で標本化器２３（図３）によ
り標本化される。標本化されたベースバンド信号ＢＢ
は、その後で検波手段２４で差動検波され、その後に差
位相が位相計２５で決定される。
２により濾波され、その後で標本化器２３（図３）によ
り標本化される。標本化されたベースバンド信号ＢＢ
は、その後で検波手段２４で差動検波され、その後に差
位相が位相計２５で決定される。
【００１５】図５はＣＰＭ変調を検波するための差動検
波手段２４の実施例を示す。ｎにより決定される連続す
る時刻に標本化器２３を出る標本化されたベースバンド
信号ＢＢｓ（ｎ）は２つの経路に沿って、一方では混合
器２４２に到達し、他方では遅延手段２４０に到達す
る。その遅延手段は信号を２進持続時間Ｔのｋ倍だけ遅
延させる。整数ｋの値は装置組立体の複雑さと性能とに
影響を及ぼす。更に詳しくいえば、ｋの値は計算すべき
メトリックの方程式中に生ずる。遅延手段２４０の出力
端子は変換手段２４４に接続される。その変換手段はそ
れの入力端子に加えられた信号を共役信号に変換する。
位相計２５で遅延させられた共役信号に遅延されていな
い入力信号が乗ぜられる。その位相計は位相差の測定値
を生ずる。信号の位相とは独立であるその測定値は差動
記号を形成する。
波手段２４の実施例を示す。ｎにより決定される連続す
る時刻に標本化器２３を出る標本化されたベースバンド
信号ＢＢｓ（ｎ）は２つの経路に沿って、一方では混合
器２４２に到達し、他方では遅延手段２４０に到達す
る。その遅延手段は信号を２進持続時間Ｔのｋ倍だけ遅
延させる。整数ｋの値は装置組立体の複雑さと性能とに
影響を及ぼす。更に詳しくいえば、ｋの値は計算すべき
メトリックの方程式中に生ずる。遅延手段２４０の出力
端子は変換手段２４４に接続される。その変換手段はそ
れの入力端子に加えられた信号を共役信号に変換する。
位相計２５で遅延させられた共役信号に遅延されていな
い入力信号が乗ぜられる。その位相計は位相差の測定値
を生ずる。信号の位相とは独立であるその測定値は差動
記号を形成する。
【００１６】差動検波器を用いることの利点は、搬送波
信号の位相を回復するためには必要でないという事実に
存する。そうすると相関検波を行うために必要な局部発
振器よりも性能が低い局部発振器を使用することが可能
にされる。
信号の位相を回復するためには必要でないという事実に
存する。そうすると相関検波を行うために必要な局部発
振器よりも性能が低い局部発振器を使用することが可能
にされる。
【００１７】差動記号は量子化器２６で量子化される。
その量子化器はｐビットで量子化されたΔθ（ｎ）を生
ずる。しかし、量子化器を出たデータは直接は使用でき
ない。その理由は差動検波により記号間干渉が生じさせ
られるからである。その記号間干渉は訂正しなければな
らない。この干渉は遅延経路の存在によりひき起こされ
る。その訂正は、ビタービアルゴリズムを逐次復号手段
２９を介して加えることによって行われる。したがっ
て、逐次復号手段はメトリック計算手段２７と、それに
続くビタービデコーダ２８とを含む。ビタービ復号によ
り可能な状態のうちから一連の状態を生ずる。それらの
可能な状態は状態格子の形で表すことができる。まず、
装置は状態の間で可能な遷移メトリックスを計算し、そ
の後で装置はメトリックスが最小である状態を結ぶ経路
を選択する。確かに、格子をカバーするために最適な経
路を決定するように、状態を分離する分岐のメトリック
スを計算する必要がある。メトリックスの計算はメトリ
ックス計算手段２７で行う。その後でそれらのメトリッ
クスはビタービデコーダ２８により処理されるから、見
積り
その量子化器はｐビットで量子化されたΔθ（ｎ）を生
ずる。しかし、量子化器を出たデータは直接は使用でき
ない。その理由は差動検波により記号間干渉が生じさせ
られるからである。その記号間干渉は訂正しなければな
らない。この干渉は遅延経路の存在によりひき起こされ
る。その訂正は、ビタービアルゴリズムを逐次復号手段
２９を介して加えることによって行われる。したがっ
て、逐次復号手段はメトリック計算手段２７と、それに
続くビタービデコーダ２８とを含む。ビタービ復号によ
り可能な状態のうちから一連の状態を生ずる。それらの
可能な状態は状態格子の形で表すことができる。まず、
装置は状態の間で可能な遷移メトリックスを計算し、そ
の後で装置はメトリックスが最小である状態を結ぶ経路
を選択する。確かに、格子をカバーするために最適な経
路を決定するように、状態を分離する分岐のメトリック
スを計算する必要がある。メトリックスの計算はメトリ
ックス計算手段２７で行う。その後でそれらのメトリッ
クスはビタービデコーダ２８により処理されるから、見
積り
【００１８】
【数１】 が送信端から来るデジタルデータｂｎで発生される。
【００１９】メトリックスは理論的な位相差を考慮に入
れることにより計算される。それらの位相差は、動作中
の装置に実際に存在するノイズおよび位相差なしに機能
する差動検波器で得られる。
れることにより計算される。それらの位相差は、動作中
の装置に実際に存在するノイズおよび位相差なしに機能
する差動検波器で得られる。
【００２０】理論的な位相差は次のように書くことがで
きる。
きる。
【００２１】
【数２】 ここにｂｎ−ｉは値＋１と−１を取ることができ、Ｃｉ
は重み係数である。装置のメモリがＬビット
（ｂｎ−Ｌ，．．．，ｂｎ−２，ｂｎ−１，ｂｎ）にわ
たって拡張したとすると、ビタービデコーダは２Ｌ個の
状態を持つ。各状態は先行するビット
（ｂｎ−Ｌ，．．．，ｂｎ−２，ｂｎ−１）により決定
される係数ｎを持つ。
は重み係数である。装置のメモリがＬビット
（ｂｎ−Ｌ，．．．，ｂｎ−２，ｂｎ−１，ｂｎ）にわ
たって拡張したとすると、ビタービデコーダは２Ｌ個の
状態を持つ。各状態は先行するビット
（ｂｎ−Ｌ，．．．，ｂｎ−２，ｂｎ−１）により決定
される係数ｎを持つ。
【００２２】格子の全ての状態に対して働きかける従来
のビタービアルゴリズムの場合には、メトリックスを状
態
のビタービアルゴリズムの場合には、メトリックスを状
態
【００２３】
【数３】 へ向かう状態
【００２４】
【数４】 の各遷移について計算される。
【００２５】この距離は次式により与えられる。
【００２６】
【数５】 ここに、
【００２７】
【数６】 であり、Δθ（ｎ）は差動検波器の出力について測定し
た位相差、Θはモジュロ−２π差記号、記号
た位相差、Θはモジュロ−２π差記号、記号
【００２８】
【数７】 はそれらが見積もられたビットであることを示す。
【００２９】図５に示す差動検波手段２４の出力信号Ｄ
（ｎ）は、次の関係により入力信号ＢＢｓ（ｎ）の関数
として表される。
（ｎ）は、次の関係により入力信号ＢＢｓ（ｎ）の関数
として表される。
【００３０】
【数８】 すなわち、
【００３１】
【数９】 例により、ＣＰＭ変調の特定の種類である連続位相周波
数変調ＴＦＭ（時間周波数変調）について考えることに
する。この場合には、最適標本化時刻ｔ０を選択する
と、標本化された位相差は先行するビットの一次関数と
して表される。
数変調ＴＦＭ（時間周波数変調）について考えることに
する。この場合には、最適標本化時刻ｔ０を選択する
と、標本化された位相差は先行するビットの一次関数と
して表される。
【００３２】１つの遅延セル２４０が存在する場合、す
なわち、ｋ＝１である場合には、
なわち、ｋ＝１である場合には、
【００３３】
【数１０】 が得られる。２つの遅延セル２４０が存在する場合、す
なわち、ｋ＝２である場合には、
なわち、ｋ＝２である場合には、
【００３４】
【数１１】 が得られる。一般的なやり方では、ｋの任意の値に対し
て、位相の変化は次のように書かれる。
て、位相の変化は次のように書かれる。
【００３５】
【数１２】 差動検波の例により、遅延ｋＴが２Ｔに等しい３ビット
差動検波器の場合について考えることにする。検波器の
出力における理論的な差位相は〔数７〕の式のそれであ
る。検波器により発生される理論的な差位相は、ｎによ
り定められる所与の時刻に受けたビットｂｎに依存する
が、その時刻より前に受けたビットｂｎ −３，
ｂｎ−２，ｂｎ−１にも依存することに気がつくであろ
う。それら３つの先行するビットは図７に示す８状態格
子を構成する。左側にはビットｂｎ−３，ｂｎ−２，ｂ
ｎ−１により決定される状態Ｋが表され、右側には状態
Ｋの後で生ずる状態Ｓが表されている。状態Ｓは、３つ
の先行するビットの後で来るビットｂｎ−２，
ｂｎ−１，ｂｎの状態により定められる。したがって、
状態
差動検波器の場合について考えることにする。検波器の
出力における理論的な差位相は〔数７〕の式のそれであ
る。検波器により発生される理論的な差位相は、ｎによ
り定められる所与の時刻に受けたビットｂｎに依存する
が、その時刻より前に受けたビットｂｎ −３，
ｂｎ−２，ｂｎ−１にも依存することに気がつくであろ
う。それら３つの先行するビットは図７に示す８状態格
子を構成する。左側にはビットｂｎ−３，ｂｎ−２，ｂ
ｎ−１により決定される状態Ｋが表され、右側には状態
Ｋの後で生ずる状態Ｓが表されている。状態Ｓは、３つ
の先行するビットの後で来るビットｂｎ−２，
ｂｎ−１，ｂｎの状態により定められる。したがって、
状態
【００３６】
【数１３】 は、ｂｎ＝−１である時に状態
【００３７】
【数１４】 またはｂｎ＝＋１である時に状態
【００３８】
【数１５】 になる。したがって、この例では、８個の可能な状態Ｓ
と、決定すべき１６個のメトリックスがある。各値に対
してｂｎはある位相差に対応する。たとえば、ｂｎ＝−
１に対してΔΦ＝−π、ｂｎ＝＋１に対してΔΦ＝−３
π／４である。他の状態に対しては、位相差ΔΦは図の
左側に示されている。
と、決定すべき１６個のメトリックスがある。各値に対
してｂｎはある位相差に対応する。たとえば、ｂｎ＝−
１に対してΔΦ＝−π、ｂｎ＝＋１に対してΔΦ＝−３
π／４である。他の状態に対しては、位相差ΔΦは図の
左側に示されている。
【００３９】本発明に従って、状態、すなわち、所与の
例（Ｌ＝３）の場合には格子の８つの状態の全て、を定
めるＬビットの全てを考慮に入れながらビタービ復号を
適用することが可能である。本発明に従って、ビタービ
デコーダ２８（図３）は減少した数のビットＬ′＜Ｌ、
すなわち、例の場合にはＬ′＝２、で動作する。そうす
ると格子は４つの状態まで減少させられる。更に、状態
の数の減少によりひき起こされる劣化を減少するため
に、本発明に従って帰還ループＦＢが用いられる。それ
は以前の残存状態のビット、すなわち、脇に置かれたビ
ット、を考慮に入れる。そうすると格子を減少すること
になる。
例（Ｌ＝３）の場合には格子の８つの状態の全て、を定
めるＬビットの全てを考慮に入れながらビタービ復号を
適用することが可能である。本発明に従って、ビタービ
デコーダ２８（図３）は減少した数のビットＬ′＜Ｌ、
すなわち、例の場合にはＬ′＝２、で動作する。そうす
ると格子は４つの状態まで減少させられる。更に、状態
の数の減少によりひき起こされる劣化を減少するため
に、本発明に従って帰還ループＦＢが用いられる。それ
は以前の残存状態のビット、すなわち、脇に置かれたビ
ット、を考慮に入れる。そうすると格子を減少すること
になる。
【００４０】縮小ビタービ復号の場合には、状態Ｋから
状態Ｓへの遷移は
状態Ｓへの遷移は
【００４１】
【数１６】 により定められる状態Ｋ′から
【００４２】
【数１７】 により定められる状態Ｓ′への遷移になる。状態Ｋ′か
ら状態Ｓ′への遷移は次式のように書かれる。
ら状態Ｓ′への遷移は次式のように書かれる。
【００４３】
【数１８】 ここに、
【００４４】
【数１９】 である。ビット
【００４５】
【数２０】 ｉ＝｛Ｌ′＋１，．．．，Ｌ）は状態Ｋ′の残存したも
のにより定められる。
のにより定められる。
【００４６】ＴＦＭ変調の例の場合には、差動検波器が
〔数１１〕の式に従って動作していると、相関検波と比
較して、２進誤差率１０−５に対して信号対ノイズ比の
低下は僅かに０．７ｄＢである。
〔数１１〕の式に従って動作していると、相関検波と比
較して、２進誤差率１０−５に対して信号対ノイズ比の
低下は僅かに０．７ｄＢである。
【００４７】ビタービ復号については、減少した数の状
態に働きかけるビタービ復号と、全ての数の状態に働き
かけるビタービ復号とを比較するために、８状態格子ま
で減少させられる１６状態格子を基にした例について考
えることにする。縮小ビタービ復号には帰還ループＦＢ
が組合わされている。
態に働きかけるビタービ復号と、全ての数の状態に働き
かけるビタービ復号とを比較するために、８状態格子ま
で減少させられる１６状態格子を基にした例について考
えることにする。縮小ビタービ復号には帰還ループＦＢ
が組合わされている。
【００４８】この場合に３ビット差動検波器について考
えることにする。検波器の出力についての理論的な差位
相は次式のように書かれる。
えることにする。検波器の出力についての理論的な差位
相は次式のように書かれる。
【００４９】
【数２１】 ΔΦ＝π／８（ｂｎ−４＋３ｂｎ−３＋４ｂｎ−２＋３
ｂｎ−１＋ｂｎ） したがって、状態Ｓ′のビットｂｎはビットｂｎ−４、
ｂｎ−３、ｂｎ−２、ｂｎ−１により決定される。格子
をＬ＝４からＬ′＝３まで減少することにより、式９と
１０は次のようになる。
ｂｎ−１＋ｂｎ） したがって、状態Ｓ′のビットｂｎはビットｂｎ−４、
ｂｎ−３、ｂｎ−２、ｂｎ−１により決定される。格子
をＬ＝４からＬ′＝３まで減少することにより、式９と
１０は次のようになる。
【００５０】
【数２２】 ここに、
【００５１】
【数２３】 である。ここに、
【００５２】
【数２４】 は遷移
【００５３】
【数２５】 によって影響されるビットである。
【００５４】項
【００５５】
【数２６】 は帰還ループにより行われる修正を特徴づける。
【００５６】ＴＦＭ変調の場合には、そのような３ビッ
ト差動位相検波器と帰還ループを含む縮小ビタービ復号
との組合わせ含む受信器は、通常のビタービ復号を行う
相関検波器の性能と同じ性能を実際に有する。これは信
号対ノイズ比が高くなるにつれてますます明らかにな
る。
ト差動位相検波器と帰還ループを含む縮小ビタービ復号
との組合わせ含む受信器は、通常のビタービ復号を行う
相関検波器の性能と同じ性能を実際に有する。これは信
号対ノイズ比が高くなるにつれてますます明らかにな
る。
【００５７】〔数５〕、〔数１８〕または〔数２２〕に
より定められるメトリックスは実時間で計算できるが、
予め計算しておいて、結果をルックアップ・テーブルの
形でメモリに保存する方が好ましい。図６はメトリック
ス計算手段２７の実施例を示す。予め計算したメトリッ
クスを保存するために手段２７０ないし２７Ｎを使用す
ることが好ましい。それらの手段はＮ個のメモリＭＥＭ
（Ｎ個の状態に対して）、たとえば、ＰＲＯＭメモリ、
のバンクを有する。それらのメモリは量子化器ＱＵＡＮ
Ｔ２６から来るｐ個のビットと、帰還ループからくるビ
ットとによってアドレスされる。帰還ループは１個のビ
ット、すなわち、ビット
より定められるメトリックスは実時間で計算できるが、
予め計算しておいて、結果をルックアップ・テーブルの
形でメモリに保存する方が好ましい。図６はメトリック
ス計算手段２７の実施例を示す。予め計算したメトリッ
クスを保存するために手段２７０ないし２７Ｎを使用す
ることが好ましい。それらの手段はＮ個のメモリＭＥＭ
（Ｎ個の状態に対して）、たとえば、ＰＲＯＭメモリ、
のバンクを有する。それらのメモリは量子化器ＱＵＡＮ
Ｔ２６から来るｐ個のビットと、帰還ループからくるビ
ットとによってアドレスされる。帰還ループは１個のビ
ット、すなわち、ビット
【００５８】
【数２７】 により各メモリをアドレスすることが好ましい。したが
って、帰還ループはＮ個のビットを含む。それらのビッ
トは各メモリにそれぞれ割当てられる。したがって、メ
モリはｐ＋１ビットによりアドレスされる。各メトリッ
クはｍビットに保存される。各ビットは、状態ごとに２
つのメトリックを生ずるために、２ｐ＋１．２ｍの容量
をおのおの有するメモリを求める。メトリックスはビタ
ービデコーダ２８により通常のやり方で処理される。メ
モリは小容量を維持する。たとえば、メモリの容量はｐ
＝６ビットにわたって量子化されるデータに対して、１
２８×１２＝１５３６ビットであり、メトリックスは６
ビットで符号化される。
って、帰還ループはＮ個のビットを含む。それらのビッ
トは各メモリにそれぞれ割当てられる。したがって、メ
モリはｐ＋１ビットによりアドレスされる。各メトリッ
クはｍビットに保存される。各ビットは、状態ごとに２
つのメトリックを生ずるために、２ｐ＋１．２ｍの容量
をおのおの有するメモリを求める。メトリックスはビタ
ービデコーダ２８により通常のやり方で処理される。メ
モリは小容量を維持する。たとえば、メモリの容量はｐ
＝６ビットにわたって量子化されるデータに対して、１
２８×１２＝１５３６ビットであり、メトリックスは６
ビットで符号化される。
【００５９】１つの状態が１つのメモリに割当てられ
る。したがって、、このメモリを帰還モードでアドレス
するビット
る。したがって、、このメモリを帰還モードでアドレス
するビット
【００６０】
【数２８】 はこの状態に依存し、更に詳しくいえば、一時的に保持
されていた残存状態に依存する。図８は残存状態の線図
表現である。所与の時刻に、ビタービデコーダは状態
Ｋ′から状態Ｓ′までの遷移を決定する。減少格子が
Ｌ′個の状態を含むとすると、４次の残存状態は、〔数
２１〕の式で生ずる送信されるビットｂｎ−４の見積も
りであるビット
されていた残存状態に依存する。図８は残存状態の線図
表現である。所与の時刻に、ビタービデコーダは状態
Ｋ′から状態Ｓ′までの遷移を決定する。減少格子が
Ｌ′個の状態を含むとすると、４次の残存状態は、〔数
２１〕の式で生ずる送信されるビットｂｎ−４の見積も
りであるビット
【００６１】
【数２９】 を含む。ビタービデコーダがたとえば、１ビット（Ｌ−
Ｌ′＝１）を捨てることによりＬ′に働きかけるとする
と、帰還ループは、一時的に脇に置かれて以前の残存状
態にあるビット
Ｌ′＝１）を捨てることによりＬ′に働きかけるとする
と、帰還ループは、一時的に脇に置かれて以前の残存状
態にあるビット
【００６２】
【数３０】 を利用する。各状態に対して、脇に置かれたビット
【００６３】
【数３１】 を含む残存状態がこのようにして存在する。したがっ
て、Ｎ個のメモリ２７０ないし２７Ｎの１つを個々にア
ドレスするために残存状態の全てのビット
て、Ｎ個のメモリ２７０ないし２７Ｎの１つを個々にア
ドレスするために残存状態の全てのビット
【００６４】
【数３２】 を用いる。
【００６５】縮小ビタービ復号（８つの状態）、それは
帰還ループにより形成される、で達成される性能は、状
態の数（１６の状態）を減少することがない通常のビタ
ービ復号により達成される性能と明らかに同じである
が、８つの状態まで減少されないビタービ復号の性能よ
りはるかに高いことに注目される。他方、ハードウェア
の減少は非常に著しい。
帰還ループにより形成される、で達成される性能は、状
態の数（１６の状態）を減少することがない通常のビタ
ービ復号により達成される性能と明らかに同じである
が、８つの状態まで減少されないビタービ復号の性能よ
りはるかに高いことに注目される。他方、ハードウェア
の減少は非常に著しい。
【００６６】差動検波および縮小ビタービ復号を帰還ル
ープに組合わせる受信器はまた性能が向上し、ある使用
条件に対しては相関検波を行う受信器の性能よりも高
い。しかし、それの使用はかなり複雑で、性能があまり
良くない発振機を必要とするだけである。たとえば、発
振器は性能を低くでき、かつ位相ノイズを更に４０ｄＢ
までにできる。そうしないと装置の動作が面倒になる。
ープに組合わせる受信器はまた性能が向上し、ある使用
条件に対しては相関検波を行う受信器の性能よりも高
い。しかし、それの使用はかなり複雑で、性能があまり
良くない発振機を必要とするだけである。たとえば、発
振器は性能を低くでき、かつ位相ノイズを更に４０ｄＢ
までにできる。そうしないと装置の動作が面倒になる。
【図１】送信器と受信器で構成された通信装置の線図を
示す。
示す。
【図２】送信器の線図を示す。
【図３】本発明の差動検波器を含む受信器の線図を示
す。
す。
【図４】無線周波数信号をベースバンド信号に変換する
変換手段の線図を示す。
変換手段の線図を示す。
【図５】位相差を決定する差動検波器の線図を示す。
【図６】メトリックス計算手段の実施例の線図を示す。
【図７】差動２ビット検波のための８状態格子を示す。
【図８】縮小格子から来る残存状態の線図的表現であ
る。
る。
５ 通信装置 １０ 送信手段 １４ 変調手段 ２０ 受信手段 ２１、２４４ 変換手段 ２３ 標本化器 ２４ 検波手段 ２５ 位相計 ２７ メトリック計算手段 ２８ ビタービ復号器 ２９ 逐次復号手段 ２１０ 低域フィルタ ２１２、２４２ 混合器 ２１４ 局部発振器 ２４０ 遅延手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アメリコ、ブラジャル フランス国ビルヌーブ‐ル‐ロワ、リュ、 ジャン‐ジャック、ルソー、54 (72)発明者 ヨセプ、カサルス、カスターネ フランス国パリ、リュ、ド、サントンジュ 12
Claims (6)
- 【請求項１】連続位相変調に従ってデジタルデータ（１
２）により変調された無線周波数（ＲＦ）を発生するた
めの変調手段（１４）により構成された送信手段（１
０）と、受信した無線周波数信号（ＲＦ）をベースバン
ド信号（ＢＢ）に変換するための変換手段（２１）によ
り構成された受信手段（２０）と、ベースバンド信号の
連続位相変調を検波するための検波手段（２４）と、ベ
ースバンド信号からデジタルデータを取り出すための逐
次復号手段（２９）とを備えるデジタル通信装置（５）
であって、検波手段は差動検波を行い、逐次復号手段
は、差動検波により発生された記号間干渉を受信端にお
いて訂正するようなものであることを特徴とするデジタ
ル通信装置。 - 【請求項２】請求項１記載の装置であって、差動検波に
より、種々の可能な遷移状態を採用できる差位相が得ら
れ、逐次復号手段（２９）は、減少させられた数の状態
を含む状態格子に対して作用するビタービ（Ｖｉｔｅｒ
ｂｉ）デコーダ（２８）を備え、ビタービデコーダはメ
トリックス（２７）の計算における、状態数の減少に基
づく計算の不正確さを減少するための帰還ループ（Ｆ
Ｂ）を備えることを特徴とする装置。 - 【請求項３】請求項２記載の装置であって、メトリック
スを計算するために、ビタービデコーダは、取って置か
れて格子の数を減少するデジタルデータを帰還ループが
取り出す対象である残存状態を取って置くことを特徴と
する装置。 - 【請求項４】送信端において連続位相変調に従ってデジ
タルデータ（１２）により変調された無線周波数（Ｒ
Ｆ）を受信するための受信器（２０）であって、受信し
た無線周波数信号（ＲＦ）をベースバンド信号（ＢＢ）
に変換するための変換手段（２１）と、ベースバンド信
号の連続位相変調を検波するための検波手段（２４）
と、ベースバンド信号からデジタルデータを取り出すた
めの逐次復号手段（２９）とを備える受信器（２０）に
おいて、検波手段は差動検波を行い、逐次復号手段は、
差動検波により発生された記号間干渉を受信端において
訂正するようなものであることを特徴とする受信器。 - 【請求項５】請求項４記載の装置であって、差動検波に
より、種々の可能な遷移状態を採用できる差位相が得ら
れ、逐次復号手段（２９）は、減少させられた数の状態
を含む状態格子に対して作用するビタービ（Ｖｉｔｅｒ
ｂｉ）デコーダ（２８）を備え、ビタービデコーダはメ
トリックス（２７）の計算における、状態数の減少に基
づく計算の不正確さを減少するための帰還ループ（Ｆ
Ｂ）を備えることを特徴とする装置。 - 【請求項６】請求項５記載の装置であって、メトリック
スを計算するために、ビタービデコーダは、取って置か
れて格子の数を減少するデジタルデータを帰還ループが
取り出す対象である残存状態を問って置くことを特徴と
する装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9602148 | 1996-02-21 | ||
| FR9602148A FR2745139A1 (fr) | 1996-02-21 | 1996-02-21 | Systeme de transmissions numeriques a modulation a phase continue |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09289529A true JPH09289529A (ja) | 1997-11-04 |
Family
ID=9489440
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9037302A Withdrawn JPH09289529A (ja) | 1996-02-21 | 1997-02-21 | デジタル通信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5910968A (ja) |
| EP (1) | EP0792053A1 (ja) |
| JP (1) | JPH09289529A (ja) |
| FR (1) | FR2745139A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100462131B1 (ko) * | 2001-10-10 | 2004-12-17 | 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼 | 정보 기록 재생 장치 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GR1003430B (el) * | 1999-03-17 | 2000-09-07 | �.�. �������� ���������� ��������������� & ����������... | Δομη δεκτη για διαφορικη μεταθετικη διαμορφωση μετατοπισης φασης σε ορθογωνισμο |
| US6546237B1 (en) * | 1999-08-31 | 2003-04-08 | Lucent Technologies Inc. | Differential FM detector for radio receivers |
| US6999521B1 (en) * | 1999-12-23 | 2006-02-14 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for shortening the critical path of reduced complexity sequence estimation techniques |
| US7656959B2 (en) | 2001-04-13 | 2010-02-02 | Agere Systems Inc. | Pipelined decision-feedback unit in a reduced-state viterbi detector with local feedback |
| US20050264906A1 (en) * | 2004-05-25 | 2005-12-01 | Haratsch Erich F | Method and apparatus for reduced-state Viterbi detection in a read channel of a magnetic recording system |
| US6940927B2 (en) * | 2001-07-17 | 2005-09-06 | Lockheed Martin Corporation | Simplified symbol timing tracking circuit for a CPM modulated signal |
| US7653154B2 (en) * | 2004-05-25 | 2010-01-26 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for precomputation and pipelined selection of intersymbol interference estimates in a reduced-state Viterbi detector |
| US7487432B2 (en) * | 2004-05-25 | 2009-02-03 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for multiple step Viterbi detection with local feedback |
| US7380199B2 (en) * | 2004-05-25 | 2008-05-27 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for precomputation and pipelined selection of branch metrics in a reduced-state Viterbi detector |
| RU2673069C1 (ru) * | 2017-06-08 | 2018-11-22 | федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военная академия связи имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации | Способ фазовой модуляции сигналов для передачи дискретной информации |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH065016A (ja) * | 1992-06-18 | 1994-01-14 | Canon Inc | データ検出装置 |
| KR960011125B1 (ko) * | 1993-01-30 | 1996-08-20 | 삼성전자 주식회사 | 시분할 다중 통신 채널용 디지탈 복조 회로 |
| JP2643792B2 (ja) * | 1993-09-14 | 1997-08-20 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| US5761243A (en) * | 1993-09-16 | 1998-06-02 | U.S. Philips Corporation | Digital receiver with noise filter which also serves as a feedback filter providing intersymbol interference reduction |
| US5706313A (en) * | 1994-11-01 | 1998-01-06 | Motorola, Inc. | Soft decision digital communication method and apparatus |
-
1996
- 1996-02-21 FR FR9602148A patent/FR2745139A1/fr active Pending
-
1997
- 1997-02-13 EP EP97200396A patent/EP0792053A1/fr not_active Withdrawn
- 1997-02-18 US US08/800,447 patent/US5910968A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-02-21 JP JP9037302A patent/JPH09289529A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100462131B1 (ko) * | 2001-10-10 | 2004-12-17 | 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼 | 정보 기록 재생 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5910968A (en) | 1999-06-08 |
| EP0792053A1 (fr) | 1997-08-27 |
| FR2745139A1 (fr) | 1997-08-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5142551A (en) | Signal weighting system for digital receiver | |
| KR950003666B1 (ko) | 지엠에스케이신호복조방법 및 그 장치 | |
| US4899367A (en) | Multi-level quadrature amplitude modulator system with fading compensation means | |
| JPH10327204A (ja) | 等化器を用いた位相同期ループ回路 | |
| JP2634319B2 (ja) | コヒーレント無線受信機の周波数制御方法及びその方法を実施する装置 | |
| JPH09289529A (ja) | デジタル通信装置 | |
| US4603393A (en) | Demodulator for constant envelope and continuous phase signals which are angle modulated by a train of binary symbols | |
| KR940023067A (ko) | 자동주파수 제어방법 및 장치 | |
| US6148040A (en) | Precoded gaussian minimum shift keying carrier tracking loop | |
| US6721366B1 (en) | Phase tracking apparatus and method for continuous phase modulated signals | |
| US7039132B1 (en) | Differential detection of GFSK signal using decision feedback and preamble for carrier, clock and frame synchronization | |
| JPH11163955A (ja) | デジタル送信信号の受信機のためのサンプリング制御ループ | |
| US6456671B1 (en) | Decision feedback phase tracking demodulation | |
| US7130360B2 (en) | Apparatus and method for receiving digital signal | |
| US6990160B1 (en) | Reception apparatus and method | |
| JPH09307380A (ja) | Ａｇｃ機能を備えた無線通信装置 | |
| US5774508A (en) | Data synchronizer phase detector and method of operation thereof | |
| JP2934800B2 (ja) | 多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線通信システム | |
| JPH01273464A (ja) | オフセット四分割位相シフトキーイング用同期回路 | |
| US6396884B1 (en) | Automatic frequency control circuit | |
| CN1853340B (zh) | 用于ofdm系统的锁相环 | |
| US6940927B2 (en) | Simplified symbol timing tracking circuit for a CPM modulated signal | |
| JPH0614071A (ja) | 伝送装置 | |
| JP2739318B2 (ja) | 最尤受信機 | |
| US7092467B2 (en) | Method for estimating symbol timing in feed-forward manner |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040220 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20041209 |