JPH10327204A - 等化器を用いた位相同期ループ回路 - Google Patents
等化器を用いた位相同期ループ回路Info
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- JPH10327204A JPH10327204A JP9135454A JP13545497A JPH10327204A JP H10327204 A JPH10327204 A JP H10327204A JP 9135454 A JP9135454 A JP 9135454A JP 13545497 A JP13545497 A JP 13545497A JP H10327204 A JPH10327204 A JP H10327204A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
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- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
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- H04L25/00—Baseband systems
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- H04L2027/0055—Closed loops single phase
Abstract
(57)【要約】
【課題】 挟帯域変調方式でプリアンブル期間中に伝送
路特性を求めて受信信号の等化を行う方式の無線データ
通信端末において、周波数選択性マルチパスフェージン
グの環境下でも位相誤差の影響を補正する。 【解決手段】 等化器１４で伝送路特性を求め、その伝
送路特性より求まるタップ係数の値を等化器１４とレプ
リカ信号発生部１５にセットし、等化器１４によるデー
タの復調を開始する。復調されたデータをレプリカ信号
発生部１５に順次入力していき、復調データとタップ係
数より等化器１４に入力したＩ，Ｑの信号成分を再生す
る。再生されたＩ，Ｑの信号成分と、タイミング調整さ
れた等化器１４に入る前のＩ，Ｑの信号の位相差を位相
差検出部１７で求める。除算部１８で任意の重み付けを
行う。積分回路１９でシンボル単位に積分後、ベクトル
変換部２０で受信信号成分に変換し、位相回転部１３に
入力し、位相誤差の補正を行う。
路特性を求めて受信信号の等化を行う方式の無線データ
通信端末において、周波数選択性マルチパスフェージン
グの環境下でも位相誤差の影響を補正する。 【解決手段】 等化器１４で伝送路特性を求め、その伝
送路特性より求まるタップ係数の値を等化器１４とレプ
リカ信号発生部１５にセットし、等化器１４によるデー
タの復調を開始する。復調されたデータをレプリカ信号
発生部１５に順次入力していき、復調データとタップ係
数より等化器１４に入力したＩ，Ｑの信号成分を再生す
る。再生されたＩ，Ｑの信号成分と、タイミング調整さ
れた等化器１４に入る前のＩ，Ｑの信号の位相差を位相
差検出部１７で求める。除算部１８で任意の重み付けを
行う。積分回路１９でシンボル単位に積分後、ベクトル
変換部２０で受信信号成分に変換し、位相回転部１３に
入力し、位相誤差の補正を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＧＭＳＫ変調方式
等の挟帯域変調方式でプリアンブル期間中に伝送路特性
を求めて受信信号の等化を行う方式の無線データ通信端
末の受信信号受信中における位相ずれの影響を補正する
位相同期ループ回路に関する。
等の挟帯域変調方式でプリアンブル期間中に伝送路特性
を求めて受信信号の等化を行う方式の無線データ通信端
末の受信信号受信中における位相ずれの影響を補正する
位相同期ループ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線の周波数を発生させるために用いる
シンセサイザや水晶発振器等は、コスト、大きさの制限
等により、発振精度の良いものを使えない場合が多い。
このため、通常は無線部またはベースバンド部で位相同
期ループ回路を用いて位相誤差の制御をしながら通信を
行う。
シンセサイザや水晶発振器等は、コスト、大きさの制限
等により、発振精度の良いものを使えない場合が多い。
このため、通常は無線部またはベースバンド部で位相同
期ループ回路を用いて位相誤差の制御をしながら通信を
行う。
【０００３】図４はＢＰＳＫ変調の場合の位相同期ルー
プ回路の従来例の構成図である。この位相同期ループ回
路は受信入力信号と再変調された信号との位相を比較す
る位相比較回路４１と、ループフィルタ４２と、可変周
波数発振器４３と、復調された信号を再変調する再変調
回路４４で構成される。
プ回路の従来例の構成図である。この位相同期ループ回
路は受信入力信号と再変調された信号との位相を比較す
る位相比較回路４１と、ループフィルタ４２と、可変周
波数発振器４３と、復調された信号を再変調する再変調
回路４４で構成される。
【０００４】ＢＰＳＫ変調信号入力をＣＯＳ（２πｆｔ
＋ａπ）とする（ｆ：搬送周波数、ａ：送信デジタル信
号）。一方、可変周波数発振器４３の出力をＣＯＳ（２
πｆｔ＋ａπ＋ΔΦ）とし、これを受信デジタル信号ｂ
で変調すると、ＣＯＳ（２πｆｔ＋ΔΦ＋ｂπ）とな
る。この２つの信号を位相比較器４１で位相比較する
と、位相比較器出力は、 （２πｆｔ＋ｂ）−（２πｆｔ＋ΔΦ＋ａπ）＝（ｂ−
ａ）π−ΔΦ となる。受信デジタル信号に誤りがなければａ＝ｂであ
るから、位相比較器出力は−ΔΦとなり、位相比較器４
１は可変周波数発振器４３の位相誤差ΔΦを消すように
働く。
＋ａπ）とする（ｆ：搬送周波数、ａ：送信デジタル信
号）。一方、可変周波数発振器４３の出力をＣＯＳ（２
πｆｔ＋ａπ＋ΔΦ）とし、これを受信デジタル信号ｂ
で変調すると、ＣＯＳ（２πｆｔ＋ΔΦ＋ｂπ）とな
る。この２つの信号を位相比較器４１で位相比較する
と、位相比較器出力は、 （２πｆｔ＋ｂ）−（２πｆｔ＋ΔΦ＋ａπ）＝（ｂ−
ａ）π−ΔΦ となる。受信デジタル信号に誤りがなければａ＝ｂであ
るから、位相比較器出力は−ΔΦとなり、位相比較器４
１は可変周波数発振器４３の位相誤差ΔΦを消すように
働く。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の位相同
期ループ回路は、周波数選択性マルチパスフェージング
の影響を受ける環境下では、周波数スペクトラムが崩れ
たり、非対称になるため正常に変調信号を受信すること
ができず、位相誤差を求めることができないという問題
点がある。
期ループ回路は、周波数選択性マルチパスフェージング
の影響を受ける環境下では、周波数スペクトラムが崩れ
たり、非対称になるため正常に変調信号を受信すること
ができず、位相誤差を求めることができないという問題
点がある。
【０００６】本発明の目的は、挟帯域変調方式でプリア
ンブル期間中に伝送路特性を求めて受信信号の等化を行
う方式の無線データ通信端末において、周波数選択性マ
ルチパスフェージングの環境下でも位相誤差の影響を補
正することが可能な位相同期ループ回路を提供すること
である。
ンブル期間中に伝送路特性を求めて受信信号の等化を行
う方式の無線データ通信端末において、周波数選択性マ
ルチパスフェージングの環境下でも位相誤差の影響を補
正することが可能な位相同期ループ回路を提供すること
である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の位相同期ループ
回路は、等化器にセットされたタップ係数と、等化器で
復調されたデータをもとに復調前の受信信号である実数
部振幅値と虚数部振幅値を再生する受信信号再生手段
と、受信信号を遅延させ再生した受信信号とタイミング
を合わせるタイミング手段と、再生した受信信号と復調
前の遅延させた受信信号の位相差を検出する位相差検出
手段と、ノイズ等の歪みの影響を除くため、任意の割合
で重み付けを行う重み付け手段と、シンボル単位で位相
差を積分する積分手段と、積分された値より余弦値と正
弦値に変換するベクトル変換手段と、求められた余弦値
と正弦値より、復調された受信信号の位相の補正をする
位相補正手段とを有する。
回路は、等化器にセットされたタップ係数と、等化器で
復調されたデータをもとに復調前の受信信号である実数
部振幅値と虚数部振幅値を再生する受信信号再生手段
と、受信信号を遅延させ再生した受信信号とタイミング
を合わせるタイミング手段と、再生した受信信号と復調
前の遅延させた受信信号の位相差を検出する位相差検出
手段と、ノイズ等の歪みの影響を除くため、任意の割合
で重み付けを行う重み付け手段と、シンボル単位で位相
差を積分する積分手段と、積分された値より余弦値と正
弦値に変換するベクトル変換手段と、求められた余弦値
と正弦値より、復調された受信信号の位相の補正をする
位相補正手段とを有する。
【０００８】本発明は、プリアンブル期間中に伝送路特
性を求め、その伝送路特性を元に受信信号を等化器に入
力して復調を行う無線データ通信端末において、等化器
で求まった復調データを等化器用に求めたタップ係数を
元に等化器に入る前の受信信号を再生し、再生された信
号と等化器に入力される前の信号成分を比較することに
より位相差を求め、位相の補正を行う。このため周波数
選択性マルチパスフェージングの環境下でも位相制御が
可能である。
性を求め、その伝送路特性を元に受信信号を等化器に入
力して復調を行う無線データ通信端末において、等化器
で求まった復調データを等化器用に求めたタップ係数を
元に等化器に入る前の受信信号を再生し、再生された信
号と等化器に入力される前の信号成分を比較することに
より位相差を求め、位相の補正を行う。このため周波数
選択性マルチパスフェージングの環境下でも位相制御が
可能である。
【０００９】本発明の実施態様によれば、受信信号再生
手段が、等化器で復号された復調データを１シンボル単
位にシフトして記憶する、伝送路特性のシンボル数分の
段数の第１、第２のシフトレジスタと、伝送路特性より
求まる実数部タップ係数、虚数部タップ係数がそれぞれ
格納される第１、第２のタップ係数格納部と、第１のシ
フトレジスタから並列出力された各復調データと第１の
タップ係数格納部の各タップ係数をそれぞれ乗算する第
１の乗算器群と、第１の乗算器群の各乗算結果を加算す
る第１の加算器と、第２のシフトレジスタから並列出力
された各復調と第２のタップ係数格納の各タップ係数を
それぞれ乗算する第２の乗算器群と、第２の乗算器群の
各乗算結果を加算する第２の加算器を含む。
手段が、等化器で復号された復調データを１シンボル単
位にシフトして記憶する、伝送路特性のシンボル数分の
段数の第１、第２のシフトレジスタと、伝送路特性より
求まる実数部タップ係数、虚数部タップ係数がそれぞれ
格納される第１、第２のタップ係数格納部と、第１のシ
フトレジスタから並列出力された各復調データと第１の
タップ係数格納部の各タップ係数をそれぞれ乗算する第
１の乗算器群と、第１の乗算器群の各乗算結果を加算す
る第１の加算器と、第２のシフトレジスタから並列出力
された各復調と第２のタップ係数格納の各タップ係数を
それぞれ乗算する第２の乗算器群と、第２の乗算器群の
各乗算結果を加算する第２の加算器を含む。
【００１０】本発明の実施態様によれば、位相差検出手
段が、タイミング手段の出力信号の実数部振幅値、虚数
部振幅値とそれぞれ受信信号再生手段の虚数部振幅値、
実数部振幅値を乗算する第１、第２の乗算器と、第１の
乗算器の乗算結果と第２の乗算器の乗算結果の減算を行
う減算器を含む。
段が、タイミング手段の出力信号の実数部振幅値、虚数
部振幅値とそれぞれ受信信号再生手段の虚数部振幅値、
実数部振幅値を乗算する第１、第２の乗算器と、第１の
乗算器の乗算結果と第２の乗算器の乗算結果の減算を行
う減算器を含む。
【００１１】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００１２】図１は本発明の一実施形態の、等化器を用
いた位相同期ループ回路を含む無線データ通信端末の構
成図である。
いた位相同期ループ回路を含む無線データ通信端末の構
成図である。
【００１３】無線データ通信端末は、受信機側から送信
された電波を受信するアンテナ１と、受信された信号か
ら必要な帯域の信号を取り出す帯域通過フィルタ２と、
帯域通過フィルタ２を通過した信号を必要なレベルまで
増幅する増幅器３と、必要な周波数まで落とすミキサ４
と、必要な周波数を発生させる発振器５と、さらに必要
なレベルまで増幅する増幅器６と、直交復調を行うミキ
サ７、８と、０／９０度位相発生器９と、発振器１０
と、直交復調された実数部振幅値と虚数部振幅値の信号
をそれぞれＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１１、１２
と、受信信号の位相を必要な位相分回転させる、位相補
正手段である位相回転部１３と、等化に必要なタップ係
数を求め、そのタップ係数を元に、受信信号の復調を行
う等化器１４と、復調されたデータから復調前の受信信
号を再生する、受信信号再生手段であるレプリカ信号発
生部１５と、等化器１４入力前の受信信号を、レプリカ
信号発生器１５の出力信号のタイミングにシンボル単位
で合わせるために遅延させる、タイミング手段である信
号遅延部１６と、等化器入力前の受信信号とレプリカ信
号発生部１５出力信号の位相差を求める、位相差検出手
段である位相差検出部１７と、ノイズ等の歪みの影響を
除くために任意の割合で位相差の重み付けを行う、重み
付け手段である除算部１８と、重み付けされた値をシン
ボン単位で積分する、積分手段である積分回路１９と、
積分回路１９の出力を余弦値と正弦値に変換する、ベク
トル変換手段であるベクトル変換部２０から構成され
る。ここで、レプリカ信号発生部１５と信号遅延部１６
と位相差検出部１７と除算器１８と積分回路９とベクト
ル変換部２０と位相回転部１３は位相同期ループ回路を
構成している。
された電波を受信するアンテナ１と、受信された信号か
ら必要な帯域の信号を取り出す帯域通過フィルタ２と、
帯域通過フィルタ２を通過した信号を必要なレベルまで
増幅する増幅器３と、必要な周波数まで落とすミキサ４
と、必要な周波数を発生させる発振器５と、さらに必要
なレベルまで増幅する増幅器６と、直交復調を行うミキ
サ７、８と、０／９０度位相発生器９と、発振器１０
と、直交復調された実数部振幅値と虚数部振幅値の信号
をそれぞれＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１１、１２
と、受信信号の位相を必要な位相分回転させる、位相補
正手段である位相回転部１３と、等化に必要なタップ係
数を求め、そのタップ係数を元に、受信信号の復調を行
う等化器１４と、復調されたデータから復調前の受信信
号を再生する、受信信号再生手段であるレプリカ信号発
生部１５と、等化器１４入力前の受信信号を、レプリカ
信号発生器１５の出力信号のタイミングにシンボル単位
で合わせるために遅延させる、タイミング手段である信
号遅延部１６と、等化器入力前の受信信号とレプリカ信
号発生部１５出力信号の位相差を求める、位相差検出手
段である位相差検出部１７と、ノイズ等の歪みの影響を
除くために任意の割合で位相差の重み付けを行う、重み
付け手段である除算部１８と、重み付けされた値をシン
ボン単位で積分する、積分手段である積分回路１９と、
積分回路１９の出力を余弦値と正弦値に変換する、ベク
トル変換手段であるベクトル変換部２０から構成され
る。ここで、レプリカ信号発生部１５と信号遅延部１６
と位相差検出部１７と除算器１８と積分回路９とベクト
ル変換部２０と位相回転部１３は位相同期ループ回路を
構成している。
【００１４】無線部（アンテナ１、高域通過フィルタ
２、増幅器３、ミキサ４、発振器５、増幅器６、幹さ
７、８、位相発生器９、発振器１０、Ａ／Ｄ変換器１
１、１２）で直交復調されたＩ，Ｑの信号成分（実数部
振幅値と虚数部振幅値）で、プリアンブル期間中に等化
器１４で伝送路特性を求め、その伝送路特性より求まる
タップ係数の値を等化器１４とレプリカ信号発生部１５
にセットし、等化器１４によるデータの復調を開始す
る。等化器１４で復調されたデータをレプリカ信号発生
部１５に順次入力していき、復調データとタップ係数よ
り等化器１４に入力したＩ，Ｑの信号成分を再生する。
再生されたＩ，Ｑの信号成分と、信号遅延部１６でタイ
ミング調整された等化器１４に入る前のＩ，Ｑの信号成
分は、時間的に差があるため位相誤差を求めることがで
きる。そこで両信号を位相差検出部１７に入力し、位相
差（Δθ）を求める。ここで、シンボル単位の位相差が
求まる。除算部１８で、ループ利得を決定するために任
意の重み付けを行う。ループ利得が大きければ応答は速
くなるが、雑音の影響は大きくなる。ループ利得が小さ
ければ応答は遅くなるが雑音の影響は小さくなる。求ま
った位相差を周波数に変換するために積分回路１９でシ
ンボル単位に積分後、ベクトル変換部２０で受信信号成
分（余弦値と正弦値）に変換し、位相回転部１３に入力
し位相を回転させて、位相を制御し、位相誤差の補正を
行う。ベクトル変換は、例えば、ＲＯＭを使用して求め
ることができる。
２、増幅器３、ミキサ４、発振器５、増幅器６、幹さ
７、８、位相発生器９、発振器１０、Ａ／Ｄ変換器１
１、１２）で直交復調されたＩ，Ｑの信号成分（実数部
振幅値と虚数部振幅値）で、プリアンブル期間中に等化
器１４で伝送路特性を求め、その伝送路特性より求まる
タップ係数の値を等化器１４とレプリカ信号発生部１５
にセットし、等化器１４によるデータの復調を開始す
る。等化器１４で復調されたデータをレプリカ信号発生
部１５に順次入力していき、復調データとタップ係数よ
り等化器１４に入力したＩ，Ｑの信号成分を再生する。
再生されたＩ，Ｑの信号成分と、信号遅延部１６でタイ
ミング調整された等化器１４に入る前のＩ，Ｑの信号成
分は、時間的に差があるため位相誤差を求めることがで
きる。そこで両信号を位相差検出部１７に入力し、位相
差（Δθ）を求める。ここで、シンボル単位の位相差が
求まる。除算部１８で、ループ利得を決定するために任
意の重み付けを行う。ループ利得が大きければ応答は速
くなるが、雑音の影響は大きくなる。ループ利得が小さ
ければ応答は遅くなるが雑音の影響は小さくなる。求ま
った位相差を周波数に変換するために積分回路１９でシ
ンボル単位に積分後、ベクトル変換部２０で受信信号成
分（余弦値と正弦値）に変換し、位相回転部１３に入力
し位相を回転させて、位相を制御し、位相誤差の補正を
行う。ベクトル変換は、例えば、ＲＯＭを使用して求め
ることができる。
【００１５】図２はレプリカ信号発生部１５の一例を示
すブロック図である。本例では、伝送路特性を４シンボ
ル分とする。レプリカ信号発生部１５は、等化器１４で
復調されたデータを一シンボル単位にシフトして記憶す
るシフトレジスタ２１、２５と、伝送路特性より求まる
タップ係数を格納する実数部用タップ係数格納部２２、
虚数部用タップ係数格納部２６と、各タップ係数と各復
調データの乗算を行う乗算器２３、２７と、各乗算の結
果を加算する加算器２４、２８から構成される。また、
図３は、位相差検出部１７の一例を示す詳細なブロック
図である。位相差検出部１７は信号遅延部１６からの信
号とレプリカ信号発生部１５からの信号を乗算する乗算
器３１、３２と、２つの乗算結果の減算を行う減算器３
３より構成される。
すブロック図である。本例では、伝送路特性を４シンボ
ル分とする。レプリカ信号発生部１５は、等化器１４で
復調されたデータを一シンボル単位にシフトして記憶す
るシフトレジスタ２１、２５と、伝送路特性より求まる
タップ係数を格納する実数部用タップ係数格納部２２、
虚数部用タップ係数格納部２６と、各タップ係数と各復
調データの乗算を行う乗算器２３、２７と、各乗算の結
果を加算する加算器２４、２８から構成される。また、
図３は、位相差検出部１７の一例を示す詳細なブロック
図である。位相差検出部１７は信号遅延部１６からの信
号とレプリカ信号発生部１５からの信号を乗算する乗算
器３１、３２と、２つの乗算結果の減算を行う減算器３
３より構成される。
【００１６】まず、レプリカ信号発生部１５の動作を説
明する。伝送路特性より求められた実数部、虚数部の各
タップ係数をタップ係数格納部２２、２６（今回の例は
４タップ）に格納する。シンボル単位に格納された各タ
ップ係数とシフトレジスタ２１、２５に入力された各復
調データを乗算器２３、２７で乗算し、加算器２４、２
８で各乗算結果を加算することにより、復調前の実数部
と虚数部の振幅値を再生することができる。
明する。伝送路特性より求められた実数部、虚数部の各
タップ係数をタップ係数格納部２２、２６（今回の例は
４タップ）に格納する。シンボル単位に格納された各タ
ップ係数とシフトレジスタ２１、２５に入力された各復
調データを乗算器２３、２７で乗算し、加算器２４、２
８で各乗算結果を加算することにより、復調前の実数部
と虚数部の振幅値を再生することができる。
【００１７】次に、位相差検出部１７の動作を説明す
る。信号遅延部１６からの出力Ｉ、Ｑをそれぞれｒ１ｓ
ｉｎθ１、ｒ１ｃｏｓθ１、レプリカ信号発生部１５か
らの出力Ｉ、Ｑをそれぞれｒ２ｓｉｎθ２、ｒ２ｃｏｓ
θ２とする。減算器３３の減算結果はｒ１ｓｉｎθ１ｒ
２ｃｏｓθ２−ｒ１ｃｏｓθ１ｒ２ｓｉｎθ２＝ｒ１ｒ
２ｓｉｎ（θ１−θ２）となる。θ１とθ２がほぼ同じ
値ならばｓｉｎ（θ１−θ２）＝θ１−θ２とみなすこ
とができるので、位相差であるθ１−θ２を求めること
ができる。
る。信号遅延部１６からの出力Ｉ、Ｑをそれぞれｒ１ｓ
ｉｎθ１、ｒ１ｃｏｓθ１、レプリカ信号発生部１５か
らの出力Ｉ、Ｑをそれぞれｒ２ｓｉｎθ２、ｒ２ｃｏｓ
θ２とする。減算器３３の減算結果はｒ１ｓｉｎθ１ｒ
２ｃｏｓθ２−ｒ１ｃｏｓθ１ｒ２ｓｉｎθ２＝ｒ１ｒ
２ｓｉｎ（θ１−θ２）となる。θ１とθ２がほぼ同じ
値ならばｓｉｎ（θ１−θ２）＝θ１−θ２とみなすこ
とができるので、位相差であるθ１−θ２を求めること
ができる。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
挟帯域変調方式でプリアンブル期間中に伝送路特性を求
めて受信信号の等化を行う方式の無線データ通信端末の
位相ずれの影響を補正する等化器を用いた位相同期ルー
プ回路において、周波数選択性マルチパスフェージング
の環境下でも、受信中の位相制御を行うことができ、コ
ストダウン、通信環境の拡大等の効果がある。
挟帯域変調方式でプリアンブル期間中に伝送路特性を求
めて受信信号の等化を行う方式の無線データ通信端末の
位相ずれの影響を補正する等化器を用いた位相同期ルー
プ回路において、周波数選択性マルチパスフェージング
の環境下でも、受信中の位相制御を行うことができ、コ
ストダウン、通信環境の拡大等の効果がある。
【図１】本発明の一実施形態の位相同期ループ回路を含
む無線データ通信端末のブロック図である。
む無線データ通信端末のブロック図である。
【図２】図１中のレプリカ信号発生部１５の詳細を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】図１中の位相差検出部１７の詳細を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】従来例の位相同期ループ回路を示すブロック図
である。
である。
１ アンテナ ２ 帯域通過フィルタ ３ 増幅器 ４ ミキサ ５ 発振器 ６ 増幅器 ７ ミキサ ８ ミキサ ９ ０／９０度位相信号発生器 １０ 発振器 １１ Ａ／Ｄコンバータ １２ Ａ／Ｄコンバータ １３ 位相回転部 １４ 等化器部 １５ レプリカ信号発生部 １６ 信号遅延部 １７ 位相差検出部 １８ 除算器 １９ 積分回路 ２０ ベクトル変換部 ２１ シフトレジスタ ２２ タップ係数格納部 ２３ 乗算器 ２４ 加算器 ２５ シフトレジスタ ２６ タップ係数格納部 ２７ 乗算器 ２８ 加算器 ３１，３２ 乗算器 ３３ 減算器 ４１ 位相比較器 ４２ ループフィルタ ４３ 可変周波数発振器 ４４ 再変調回路
Claims (3)
- 【請求項１】 挟帯域変調方式でプリアンブル期間中に
伝送路特性を求めて受信信号の等化を行う方式の無線デ
ータ通信端末の位相誤差の影響を補正する等化器を用い
た位相同期ループ回路において、 前記等化器にセットされたタップ係数と、前記等化器で
復調されたデータをもとに復調前の受信信号である実数
部振幅値と虚数部振幅値を再生する受信信号再生手段
と、 受信信号を遅延させ再生した受信信号とタイミングを合
わせるタイミング手段と、 再生した受信信号と復調前の遅延させた受信信号の位相
差を検出する位相差検出手段と、 ノイズ等の歪みの影響を除くため、任意の割合で重み付
けを行う重み付け手段と、 シンボル単位で位相差を積分する積分手段と、 積分された値を余弦値と正弦値に変換するベクトル変換
手段と、 求められた余弦値と正弦値より、復調された受信信号の
位相の補正をする位相補正手段とを有することを特徴と
する、等化器を用いた位相同期ループ回路。 - 【請求項２】 前記受信信号再生手段が、前記等化器で
復号された復調データを１シンボル単位にシフトして記
憶する、伝送路特性のシンボル数分の段数の第１、第２
のシフトレジスタと、伝送路特性より求まる実数部タッ
プ係数、虚数部タップ係数がそれぞれ格納される第１、
第２のタップ係数格納部と、第１のシフトレジスタから
並列出力された各復調データと第１のタップ係数格納部
の各タップ係数をそれぞれ乗算する第１の乗算器群と、
第１の乗算器群の各乗算結果を加算する第１の加算器
と、第２のシフトレジスタから並列出力された各復調デ
ータと第２のタップ係数格納の各タップ係数をそれぞれ
乗算する第２の乗算器群と、第２の乗算器群の各乗算結
果を加算する第２の加算器を含む、請求項１記載の位相
同期ループ回路。 - 【請求項３】 前記位相差検出手段が、前記タイミング
手段の出力信号の実数部振幅値、虚数部振幅値とそれぞ
れ前記受信信号再生手段の虚数部振幅値、実数部振幅値
を乗算する第１、第２の乗算器と、第１の乗算器の乗算
結果と第２の乗算器の乗算結果の減算を行う減算器を含
む、請求項１記載の位相同期ループ回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9135454A JPH10327204A (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 等化器を用いた位相同期ループ回路 |
| US09/083,342 US6144708A (en) | 1997-05-26 | 1998-05-22 | Phase-locked loop circuit with equalizer and phase locking method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9135454A JPH10327204A (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 等化器を用いた位相同期ループ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10327204A true JPH10327204A (ja) | 1998-12-08 |
Family
ID=15152098
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9135454A Pending JPH10327204A (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 等化器を用いた位相同期ループ回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6144708A (ja) |
| JP (1) | JPH10327204A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6294960B1 (en) * | 1998-12-04 | 2001-09-25 | Nec Corporation | Phase lock loop circuit using signal estimator |
| US6473470B1 (en) | 1998-05-11 | 2002-10-29 | Nec Corp. | Phase-locked loop circuits for communication system |
| JP2007325163A (ja) * | 2006-06-05 | 2007-12-13 | Japan Radio Co Ltd | 信号分解装置および信号増幅システム |
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| JP3237827B2 (ja) * | 1998-04-22 | 2001-12-10 | 日本電気株式会社 | 無線データ通信端末 |
| JP3206574B2 (ja) * | 1998-12-17 | 2001-09-10 | 日本電気株式会社 | 信号推定装置及びプログラムを記憶した記憶媒体 |
| JP3344353B2 (ja) * | 1999-03-16 | 2002-11-11 | 日本電気株式会社 | 位相同期ループ回路と受信システム |
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1997
- 1997-05-26 JP JP9135454A patent/JPH10327204A/ja active Pending
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1998
- 1998-05-22 US US09/083,342 patent/US6144708A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
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|---|---|
| US6144708A (en) | 2000-11-07 |
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