JPH05504458A - 適応性位相同期ループ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 １．発明の名称　適応性位相同期ループ２、発明の説明 ［発明の分野］ 本発明は、ライン信号の位相ジッタと周波数偏差を探知するための位相同期ルー プの分野に関するものである。

［背景技術］ 一定の帯域幅で送信することのできる情報量を最大にするため、多くの送信方法 が用いられている。一般に用いられている変調法は２つあり、直交位相シフトキ ー（Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ　：　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　Ｋ ｅｙ）及び直交振幅変ＩＩ（ＣＡＭ。

Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　１ｌｌｏｄｕｌａｔｉｏｎ）　（ この場合、変調された正弦波キャリア信号の位相と振幅が情報伝達に利用される ）として知られている。ＱＰＳＫ送信方法の例が第１図に示されている。ＱＰＳ Ｋ信号は、ｔ　／　２ラジアンにより搬送波の位相をシフトすることによって生 じる。ＱＰＳＫｍ号は４つ位相のうちの一つを有し、各位相は４組の２進数（０ ０，０１，１０，１１）の−っを示す。ＱＰＳＫ波は次の式によって定義される ： ５１ｆｔｌ＝＝ｃｏｓ　（ωｃｔ＋ｉ）この種の送信は多くの場合、直交位相送 信と呼ばれ、互いに対して直交位相内にある２つのキャリア（ＣＯＳωａｔとｓ ｉｎωｃｔ）を同一チャンネル上で同時に送信するものである。

第１図の、ａｌと記された水平軸は、「同相」軸と呼ばれている。ｂ２と記され た垂直の輪は、「直交位相」軸と呼ばれている。第２図の４つの象限内の信号点 は、信号の「配列」を示している。

ａｌ及びす、に倍数を当てはめると、直交振幅変調（ＣＡＭ）として知られる多 レベル信号が発生する。ＱＡＭ法には、各直交位相キャリアに別個に適用される 多レベル振幅変調が含まれている。従って、第２図に示したように、１６の配列 ができる。第１図のＱＰＳＫ変調法の各点はＱＡＭ法の４つの点に当たることに なり、１６個の点はすべてＣＡＭ配列に定義される。一般的なＣＡＭ信号は、次 の式によって与えられる： Ｓ＋（ｔｌ　＝ｒ、ｃｏｓ　（ωｃｔ＋θｌ）振幅ｒ＋は、（ａ、、ｂ＋）の適 当な組合せによって得られる。次に、位相検知器と振幅レベル検知器の組合せが ディジタル情報をめるために用いられる。

ＱＰＳＫ法とＱＡＭ法では両方とも、信号の復調が行えるよう位相情報をめる必 要がある。別の言い方をすれば、情報信号を正確に解読するためには、入力信号 の周波数と位相の両方が復調器によって合わせられなければならない。

送信された複素数信号にエラーが生じることがあり、それによって信号の振幅と 位相に影響が及び、送信エラーが起こることがある。振幅エラーは、自動利得１ １＋６１（ＡＧＣ）回路を用いることによって最小限に抑えることができる０位 相エラーは、「ジッター」としても知られているが、符号の大きさを変えない送 信符号の回転である。これによって受信信号が送信した信号と異なるものになる ことがあり、その結果リカバリエラーとなる。

第３図は、複素数入力信号に起こる可能性のあるジッターエラーを示している。

第３図では、水平軸は複素数理の実数部分の変化を、垂直軸は複素数１号の虚数 部分の変化を示している。第３図では、配列点ＡとＤが、それぞれ第一象限と第 二象限に記されている。これらの配列点Ａ及びＤは、その原点が座標系の原点と 一致するベクトルの終点を表している。移相のエラーによって、移相の方向に角 度θだけベクトル変換が起こり、実際の配列点がＡとＤから、それぞれＡｏとＤ ゛に移動する。ＡとＡｏでの振幅は等しい、しかし、水平軸に対する角度は、θ だけ変化している。この位相偏差エラー、すなわちジッターエラーは、多くの場 合、先行技術では位相同期ループを用いることによって補正される。

位相エンコード信号からジッターを除去しようと試みる一つの先行技術が、１９ ９０年８月２８日付けの米国特許Ｎｏ、４．９５３．１８６に述べられており、 これは、本出願の譲受人５ｉｌｉｃｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍｓ社に譲渡されている。

この先行技術は、決定方向エラー信号をフィードバックループへの入力として用 いている。エラー信号は濾過され、ジッター追跡周波数範囲（たとえば、５５［ １ｚ）の中央に位置調節した位相同期ループに結合される。ジッタートラッカー は一定の周波数範囲に制限されるため、追跡能力が限られる。

ジブタートラッカーに対する動的捕捉範囲調整を行う先行技術が、米国特許第４ ．６８９．８０４号に述べられている。この特許゛８０４では、トレーニングシ ーケンス中、位相同期ループの捕捉範囲が動的に変化し、広い範囲のジッター周 波数を捕捉することができる。トレーニングシーケンス中、ループの減衰率は徐 々に変化し、一度ジッターを取得するとループの捕捉範囲と反応時間がかなり低 下する。この結果、鍵音性能が高まる。

トレーニングシーケンスが開始されるときは、捕捉範囲は約３００ＥＩｚとされ る。

トレーニングシーケンス中、捕捉範囲は約２０日ｚまで徐々に低下するため、鍵 音帯域幅は非常に狭い、ジッターが２０Ｈｚの範囲を越えて増大する場合は、多 数のエラーが起きるため、再度トレーニングシーケンスが開始されて捕捉範囲を 広くする。

３、概要 本発明の位相ジッター１−ラッカーは、高速データ送信装置のためのライン信号 の位相ジッターと周波数偏差を追跡することができるような効率のよい位相同期 ループを用いている。適応性ＰＬＬのフィルターは、エラー信号を最小限に抑え るよう自動的に調整される係数を有している。適応性ＰＬＬの第一ブロックは、 入力信号の周波数偏差と位相偏差を除去するために用いる移相器である。移相器 の出力は、補正信号を推定するスライサーによって受信される０次に、スライサ ーの入力と出力の差をスライサーの出力値に乗算する。その結果の虚数部分が、 位相エラーの推定値として用いられる。振幅制限器を通ったあと、適応性係数を 有する有限インパルス応答（Ｆ　Ｉ　Ｒ）フィルターにその信号が送られる。傾 斜法を用いて平均２乗位相エラーを最小限に抑えるようＦＩＲ係数が調整される 。これらの係数は、各ポーごとに更新される。ライン信号にある周波数偏差を追 跡するため二次ループが加えられる。その信号はｓｉｎ／ｃｏｓ表を通り移相器 に戻る。

図面の簡単な説明 第１図　ＱＰＳＫの４点配列を表す図。

第２図　ＣＡＭの１６６点配を表す図。

第３図　配列点に対するジッターの影響を表す図。

第４図　本発明の適応性位相同期ループの好ましい実施例を示す構成図。

第５図　本発明の適応性位相同期ループのＦ４Ｒフィルター係数を更新するＩＩ 制御ブロックを示す構成図。

５、発明の詳細な説明 大酒データ信号からジッターを除去するための改良型位相同期ループについて説 明する０周波数範囲、係数の数などの多くの特定事項の詳細について、本発明を 完全に記述するため、以下に詳しく説明する。しかし、技術精通者には、これら の特定事項の詳細がなくても本発明を実施できることは明白である。その他の点 では、不必要に本発明がわかりにくくならないよう、公知の特徴については詳し く説明しない。

本発明では、適応性ＰＬＬはライン信号の位相ジッターの特性を追跡するよう、 自分自身で構成することができる。結果として、従来のＰＬＬに比べて残留位相 エラーが大きく削減される０本発明はＱＰＳＫまたはＱＡＭ信号送信方法を用い る送信系での位相ジッターの影響を除去または削減するために使用される。

本発明は、送信された信号を受信し、その信号を実数及び虚数成分を有する複素 数に変換する。受信信号は理想値と比較されて、差分信号を発する０次に、この 差分信号をスライサー出力の共役値と相関させる。この演算結果の虚数成分は位 相エラーにほぼ等しい。

この予測位相エラーを、ＦＩＲフィルターに入力する。

ＦＩＲフィルターには複数の係数が含まれており、その係数は傾斜法によって平 均２乗位相エラーを最小限にするよう！ＩＮされる。ＦＩＲフィルターの出力は 、ｇｉｎ／ｃｏｓ表に入力される。ｓｉｎ／ｃｏｓ表の出力は、位相エラー補正 を行うために入力信号へのフィードバックループに結合されたエラー補正値であ る。

好ましい実施例では、本発明はモデムの受信チャンネルに使用される０本発明の 好ましい実施例を第４図に示した。第４図は、適応性位相同期ループの構成図で ある。この例では、入力信号は直交振幅変調（ＱＡＭ）信号となっているが、本 発明はＱＰＳＫ信号にも適用できる。

ライン信号ＩＯが復調器１１に入力される。復調器（ＤＥＭ）１１の出力が移相 器１３に結合されたイコライザ（ＥＱ）１２に送られる。移相器１３の出力がス ライサー１４及び加算器１６の正入力端子に入力される。スライサー１４の出力 が加算１１１６の負入力端子に入力され、また共役器（ＣＯＮＪ）１５にも入力 される。共役器１５と加算器１６の出力の両方が乗算器１７に入力され、乗算器 １７の出力が虚数処理部（ＩＭＡＧ）１８の入力に結合され、その複素積の虚数 部分がめされる。ＩＭＡＧ１８からの出力は位相エラーの予測値であり、これが 振幅制限器（ＬＩＭ）１９に入力される。ｍ限器１９の出力がＦＩＲフィルター ２０に入力される。ＦＩＲフィルター２０は予測位相エラーに適応するよう可変 係数を備えている。ノード３０でのＦＩＲフィルター２０の出力が２個の個別の 乗算１９２１と２２に入力される１乗算器２１にはゲインＧ１３１も入力される 。

乗算Ｗ２２にはゲインＧ、３２６入力される０乗算器２２の出力が加算器２４に 入力される。加算器２４の出力が加算器２５に結合され、またフィードバック法 で遅延ブロック２３に結合される０乗算器２１の出力も加算器２５の入力に結合 される。加算！Ｉ２５の出力がｓｉｎ／ｃｏｓ表２７に結合され、フィードバッ ク法で遅延ブロック２６に結合される。ｓｉｎ／ｃｏｓ表２７の出力が移相器１ ３に入力される。

操作中、第４図の回路はライン信号１０を受信し、復調器１１がそれを虚数及び 実数成分内の２次元複素数行号に変換する。復調器の出力が符号量干渉のために 信号を補正するイコライザに結合される０等化され、１真されたイコライザ１２ の出力部が位相補正を行う移相器に結合される。移相器１３は位相エラー補償信 号３４を入力として受信する。

移相！１１３の出力３６をスライサー（量子化器）１４に入力する。スライサー １４は、受信した複素数信号３６から最も理想的と思われる配列点を予測し、こ の理想配列を出力３８として送信する。この理想信号３８は加算器１６で受信信 号３６から差引かれて、エラー信号４０を発する。

スライサー１４の理想出力３８は共役ブロック１５に供給される。兵役ブロック １５は理想信号３８の共役値を決定し、この値をエラー信号４０とともに乗算器 １７に供給する０乗算器１１７の出力４２がＩＭＡＧブロック１８に入力され、 虚数部分が出力４４として準備される。出力４４は、入力信号の予測位相エラー である６位相エラー予測値４４は制限ブロック１９で振幅を制限され、制限ブロ ック１９の出力ｅ０がタップ遅延回路２０に入力される。

位相エラーは、ＰＬＬにより、スライサー１４の入力と出力の差にスライサー１ ４の出力の共役値を乗算することによって定まる。この結果値が乗算器１７の出 力である。この結果値の虚数部分はライン信号の予測位相エラーである。ループ が不安定になるのを防止するためこの予測位相エラーが振幅制限器に入力される 。制限器１９を通したあと、過去の位相エラーｅｌ＋　６ｚ＋　ｅｘ＋　ｅａｒ 　ｅａｒ　ｅａを保存している有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター２０（ タップ遅延回路として実行）に、この位相エラー００が供給される。各タップを 、それ自体の重み係数Ｒ，，Ｒ２，Ｒ３＋　Ｒ，、Ｒａ、Ｒｅを通してノード３ ０に結合する。平均２乗位相エラーを最小限に抑えるため、傾斜法によりＦＩＲ 係数を調整する。ＦＩＲ係数は、下の式に従って各ボーごとに更新される：Ｒ＋ 　”　’　＝Ｒ、”−”　＋　Ｋ　ｅｏ　ｅ＋ここで、Ｒ１’”）は更新された ｉ番目の係数であり、Ｒ％ｎ−１１は、ｉ番目の係数の前の値であり、Ｋは、正 の定数である。

第５図は、本発明の好ましい実施例でのフィルター２０のＦＩＲ係数のための、 第４図に表されていない、更新過程を示している。第５図の構成図で、入力位相 エラーｅ０と保存されている過去の位相エラーｅ、はともに乗算器５０に入力さ れる０乗算器５０からの出力信号５１は、定数にとともに乗算器５２に入力され る。

乗算器５２からの出力信号５３は、加算器５４に入力される。加算器５４の出力 は、ｉ番目の係数の前の値Ｒ，ｌ＋＋−ＩＩをフィードバックする遅延ブロック ５６からフィードバック法により結合される。加算器５４はｉ番目の係数の前の 値に信号５３を加え、その結果１番目の係数Ｒ１’”１を更新する。従って、第 ５図は、本発明の適応性位相同期ループで、第４図のフィルター２０がどのよう にしてＦＩＲ係数を更新するかについて詳細に示したものである。

第４図を見てわかるように、ＦＩＲフィルター２０の出力によって、遅延され重 みを加えられた入力信号の重畳（和）からなる出力信号が得られる。この和は、 ノード３０でのΣｅ　、　Ｒ＋である。この出力信号は増幅する必要があり、従 って、ゲインＧ１３１とＧ２３２によって、それぞれ乗算器２１と２２で乗算さ れる。ゲインＧ、３１は次の式に従って適応性にすることもできる：Ｇ　ｌ　” ’　＝　Ｇ　ｌ　″′−目十Ｋ　ｌｅｏΣｅｌ　、Ｒ＋乗算器２１の出力４６は 位相補正信号であり、またこれは加算！ｉ２５への入力となる。

ノード３０でのＦＩＲの出力も、乗算器２２の二次ループに結合される。ノード ３５での二次ループの出力は、加算器２５の入力の一つとなる９乗算器２１の出 力３６も、加算器２５に結合される。ノード３３での出力は、遅延ブロック２６ を通してフィードバックループで加算器２５の入力部に結合される。ノード３３ での加算器２５の出力は、位相エラー信号である。

ノード３３で得られる加算器２５からの位相エラー信号は、ｓｉｎ／ｃｏｓ見取 表２７に送られ、位相エラー信号３３のｓｉｎ及びＣＯＳとして出力される。

５ｉｎＺｃｏｓ表２７から移相器１３に送られ、移相器１３に角度が入力される 。

イコライザ１２の出力値にこの角度を乗算し、位相ジッターエラーに関して入力 信号を補正する。

瞬間エラーｅ０は、信号内にある冥護の位相ひずみと第４図の乗算器の出力４６ との間の差、あるいは１位相ひずみＰの導関数とＦＩＲフィルターの出力Ｇ。

ｅ、Ｒ，との間の差である。非常に小さなゲインＧ、３２を有する二次ループを 無視すれば、瞬間エラー００をめる式は次のようになる：ｅ０＝Ｐ−Ｇ１Σｅ　 ＋　Ｒ。

次に、ｅｏを２乗すると、 ｅｏ”＝　（Ｐ−ＧＩＸｅ、Ｒ，）’ エラーｅ０は正の振幅のエラーにするために２乗される０位相ひずみＰの実際の 導ｒｌＪ＠は初めはわからないが、適応性位相同期ループを通して数回循環させ た後にはＰの値を断定することができる。ループを通して循環するごとにｅｏが 発生し、続いてＧ１Σｅ　、Ｒｌの新しい値が得られる。従って、エラー信号ｅ 、は徐々に低下して最小になり、ＧＩＸｅ、Ｒ１の値は最終的にＰに近い値とな るため、Ｐの値を予測することができる。このようにして、Ｐはエラー信号の過 去の値に基づいて予測することができる。

ｅｏ’の勾配なＲ７に関してめ、ｅｏ”の値を最小にする。導関数をめることに よって、新しい値は次のようになる：信号対雑音比が固定されている場合、Ｇ１ は比較的一定である。可変係数をごくわずかな増加で：Ｉｌ！Ｉすることが望ま しいため、振幅値−２Ｇ、をさらに小さな定数に置き換える。従ってＲ１は次の ように調整される：Ｒ＋”’＝Ｒ＋”−”＋Ｋｅｏｅ＋ ここで、Ｋは、およそ０．００１の定数である。ライン信号の雑音障害による発 散を防止するようゆっくりと調整するために、比較的一定の値Ｇ１はさらに小さ な定数にで置き換えられる。前の可変係数に勾配の端数だけを加えることによっ て可変係数は！ＩＩＮされる。

このように発散を避けながらゆっくりと収束するのと同様の考え方を、ゲインＧ 、を更新するときに用いる。またＧ１に関して２乗エラー信号の部分導関数を上 に述べたのと同様の規則に従い： に、”’＝に、”−”＋　Ｋ＋ｅｏΣｅ　＋　Ｒ。

ここで、Ｋ１はおよそ０．０１の定数である。従ってエラーｅ０が最小になると き、Ｇ、とＲ，の最新の値はその前の値に等しくなる。

本発明の、この適応性位相同期ループは、広範囲の周波数に対応することができ 、先行技術の場合のように特定周波数に対して最適となるものではない、従って 、本発明を高速でのデータモデム送信に用いても、性能は低下しない。

以上、ジッターを追跡し、除去するための新しい方法について述べた。

Ｉ際調査報告

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. １．入力信号の周波数偏差と位相ジッターを検出し、除去するための回路であっ て： 前記入力信号を受信し、理想信号を発生させるための受信手段と：差分信号を発 生させるために前記入力信号と前記理想信号に結合される差分発生手段と； 第一位相エラー信号を発生させるために、前記差分信号と前記理想信号の共役値 に結合される第一位相エラー発生手段と；前記第一位相エラー信号の虚数成分に 結合されるフィルター手段であって、前記フィルター手段が、入力される前記第 一位相エラー信号の前記虚数成分を保存し、前記フィルター手段が、前記第一位 相エラー信号の現虚数成分と、前回に発生させた位相エラー信号の、前回に保存 された虚数成分に基づいて、第二位相エラー信号を発生させるフィルター手段と ：フィルター手段と前記入力信号に結合される位相補正手段であって、前記位相 補正手段が、前記第一エラー信号に基づきエラー補正信号を発生させるための、 また前記エラー補正信号を前記入力信号と合わせるための手段、とによって構成 されている。
2. ２．前記受信手段が量子化器を含む、特許請求の範囲第１項記載の回路。
3. ３．前記位相エラーの振幅を制限するために前記差分発生手段及び前記フィルタ ー手段に結合される制限手段を含む、特許請求の範囲第１項記載の回路。
4. ４．前記差分発生手段が、前記入力信号と前記理想信号を受信し、第一出力信号 を発信するための減算手段を含み、また前記位相エラー信号を発生させるため前 記理想信号の共役値を前記第一出力信号に乗算するため、前記減算手段に結合さ れる減算手段を含む、特許請求の範囲第１項記載の回路。
5. ５．前記第一エラー信号を第一スケーリングファクタに乗算するため前記フィル ター手段に結合される第一スケーリング手段を含む、特許請求の範囲第１項記載 の回路。
6. ６．第二出力信号を発生させるため第二スカーリングファクタを前記第一エラー 信号に乗算するため前記フィルター手段に結合される第二スカーリング手段を含 む、特許請求の範囲第５項記載の回路。
7. ７．前記第二出力信号に結合される二次ループで、前記二次ループが前記入力信 号の周波数偏差を補償する特許請求の範囲第６項記載の回路。
8. ８．前記フィルター手段がタップ遅延回路を含む特許請求の範囲第１項記載の回 路。
9. ９．前記タップ遅延回路が前記入力信号の発生ごとに更新されるＲ１，Ｒ２，Ｒ ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６などの多数の係数を有する、特許請求の範囲第８項記載の 回路。
10. １０．前記係数が次の式に従って更新される特許請求の範囲第９項記載の回路： ▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、Ｒ１（ｎ）は、更新されたｉ番目の係数であり、Ｒ１（ｎ−１）は、ｉ 番目の係数の前の値であり、Ｋは定数である。
11. １１．前記第一スケーリング手段で、次の式に従って調整されたスケーリング値 を得るために可変係数を供給する、特許請求の範囲第１０項記載の回路：▲数式 、化学式、表等があります▼ ここで、 Ｇ１（ｎ−１）は、更新されたｉ番目の第一スケーリング手段であり、Ｇ１（ｎ −１）は第一スケーリング手段の前の値であり、Ｋ１は、定数である。
12. １２．入力信号の位相ジッターと周波数偏差を検出し、除去するためのフィード バックループ回路であって： 前記入力信号を受信し、第一出力信号を発生させ、前記第一出力信号が無ジッタ ー入力信号の予測値になるようにする量子化手段と；前記量子化手段と前記入力 信号に結合され、前記ライン信号と前記第一出力信号と間の位相差分を定めるた め第二出力信号を発生させる第一加算手段と；前記第一出力信号の共役値を発生 させるために前記量子化手段に結合される第三出力信号を発生させるための第一 変換手段と；積分のために前記第二出力信号と第三出力信号を受信し、第四出力 信号を発生させる積分手段と： 前記第四出力信号の虚数成分を定めるため前記第四出力信号に結合され、第五出 力信号を発生させる第二変換手段と；ループの不安定性を防止するために前記第 五出力信号に結合され、第六出力信号を発生させる振幅制限手段と； 前記第六出力信号の位相エラーを最小限に抑えるために前記第六出力信号に結合 され、第七出力信号を発生させる可変係数を有するフィルタリング手段と；所定 の第一スケーリングファクタを前記第七出力信号に乗算するために前記第七出力 信号に待合され、第八出力信号を発生させるための第一スケーリング手段と； 所定の第二スカーリングファクタを前記第七出力信号に乗算するために前記第七 出力信号に結合され、第九出力信号を発生させるための第二スカーリング手段と ； 前記第九出力信号に存在する周波数偏差を補正するために前記第九出力信号に結 合され、第十出力信号を発生させる二次ループと；前記第八出力信号と第十出力 信号を加算するために前記第八出力信号と第十出力信号に結合され、第十一出力 信号を発生させる第二加算手段と；補正のため前記入力信号に乗算する位相角度 を定めるために前記第十一出力信号に結合され、第十二出力信号を発生させる第 三変換手段ヒ；前記入力信号の位相偏差を除去するため前記入力信号と前記第十 二出力信号に結合され、前記量子化手段に結合される第十三出力信号を発生させ る移相手段、とによって構成される。
13. １３．前記第三変換手段がｓｉｎ／ｃｏｓ対照表である、特許請求の範囲第１２ 項記載の回路。
14. １４．前記フィルタリング手段が前記第六出力信号によってボーごとに連続的に 更新される、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４．Ｒ５，Ｒ６などの多数の係数を有する、 特許請求の範囲第１３項記載の回路。
15. １５．前記フィルタリング手段の出力が各可変係数の生成値とその保存されたエ ラー信号の和に等しい、特許請求の範囲第１４項記載の回路。
16. １６．前記フィルタリング手段の可変係数が、傾斜法により平均２乘エラーを最 小限に抑えるよう調整されることを特徴とする、特許請求の範囲第１５項記載の 回路。
17. １７．前記第一スケーリング手段がまた、次の式に従って、調整されたスケーリ ング値を得るよう可変係数を供給する、特許請求の範囲第１６項記載の回路。 ▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、 Ｇ１（ｎ−１）は、更新されたｉ番目の第一スケーリング手段であり、Ｇ１（ｎ −１）は、第一スケーリング手段の前の値であり、Ｋ１は、定数である。