JPH06311195A - Ａｐｓｋ変調信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 遅延検波方式で復調誤り率特性を改善する。 【構成】 受信された変調信号は直交検波され、ディジ
タル信号とされて遅延手段１０１へ供給され、順次１シ
ンボルずれた遅延信号Ｚｎ−１〜Ｚｎ−Ｌが出力され
る。演算手段１０４，１０５からは現在の相対位相判定
値Δφ_n ′、相対振幅判定値Δｒ_n ′がそれぞれ遅延手
段１０２へ供給され、これより順次１シンボルずれた判
定値Δφ_n-1 ′〜Δφ_n-L+1 ′，Δｒ_n-1 ′〜Δｒ
_n-L+1 ′が出力される。出力は演算手段１０３の演算結
果Ｓexp とＺｎと、取り得る各Δφ_n とについて演算手
段１０４で演算がなされ、最大となるΔφ_n ′とＳexp
とＺｎと取り得る各Δｒ_n について演算手段１０５で最
小となるΔｒ_n をΔｒ_n ′とし、Δｒ_n ′，Δφ_n ′に
より演算手段１０６のＲＯＭを読出して復号データを得
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ディジタル無線通
信、特に移動無線通信において振幅成分と位相成分とに
独立に伝送情報をのせたＡＰＳＫ（ＱＡＭ^* ) 変調信号
を復調する装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】現在の自動車電話では、アナログＦＭ変
調方式で音声伝送が行なわれており、次期のディジタル
移動通信方式では、変調方式としてπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調が用いられることが決まっている。今後一層の周
波数利用効率の向上のためには、信号空間上の多値化を
図り、周波数軸上での狭帯域化を図る方法が１つの有力
な解決方法である。伝送信号の多値化の方法としては位
相変調方式（ＰＳＫ) の多相化を図った多相位相変調方
式（ＭＰＳＫ) のように単に位相を多相化するよりは、
振幅と位相に独立の情報を持たせた振幅位相変調方式の
方が受信側で同じ誤り率特性を得るのに所要ＣＮＲが低
くてすみ、送信側の送信電力を低減することができ有利
である。

【０００３】ＡＰＳＫ変調の信号マッピングは、Ｃｉｒ
ｃｕｌａｒ型、Ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ型、Ｒｅｃｔａｎ
ｇｕｌａｒ型、Ｈｅｘａｇｏｎａｌ型に分類することが
できる。ＡＰＳＫ変調のシンボル誤り率はＣｉｒｃｕｌ
ａｒ型、Ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ型、Ｔｒｉａｎｇｕｌ
ａｒ型、Ｈｅｘａｇｏｎａｌ型の順に劣化していく。こ
の点と、変調器及び復調器の実現の容易さから、従来の
固定無線等ではＲｅｃｔａｎｇｕｌａｒ型の振幅位相変
調方法が用いられている。ここでＭ＝１６であるＲｅｃ
ｔａｎｇｕｌａｒ型ＱＡＭの信号マッピングを図５Ａに
示す。以下この変調方法をＳｑｕａｒｅ１６値ＱＡＭと
呼ぶ。なお図５Ａ中の４ビットの符号は差動符号化して
いない自然符号値を示す。

【０００４】図６に従来の固定無線に用いられるＳｑｕ
ａｒｅ１６値ＱＡＭの同期検波器のブロック構成を示
す。図において入力端子１０からの受信変調信号は、２
分配用のハイブリッド１１、ミクサ１２，１３、９０度
移相器１４で構成される直交検波器１５において局部発
振器１６により同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号と
の２チャネルのベースバンド信号に変換され、これらは
低域通過フィルタ１７，１８によりそれぞれ高調波成分
が除去された後Ａ／Ｄ変換器１９，２１でそれぞれディ
ジタル値に変換される。復号識別回路２２でこのベース
バンド信号からシンボルタイミングが再生され、この再
生クロックによりデータ識別が行なわれて出力端子２３
へ出力される。加算回路２４、減算回路２５、掛算回路
２６，２７、加算回路２８からなる４逓倍回路２９、位
相判定回路３１はＡＭ処理回路３２とともに搬送波再生
回路を構成する。４逓倍回路２９は４逓倍することによ
り変調信号成分を除去するためのもので、位相判定回路
３１、ＡＭ処理回路３２はＩ，Ｑ軸からの距離が等しく
ないマッピング点を検出、除去するためのものである。
入力変調信号の位相と局部発振器１６（ＶＣＯ) の出力
信号との位相誤差を検出してループフィルタ３３で平滑
後、制御電圧として局部発振器１６へ帰還させることに
より、局部発振器１６からは位相同期した搬送波信号が
生成される。この同期検波器を移動通信に適用すると局
部発振器１６の制御ループがフェージングに伴う受信信
号レベル変動に起因する受信ベースバンド信号の位相回
転に追従できなくなり、受信特性が劣化する。

【０００５】従ってＳｑｕａｒｅ１６値ＱＡＭを移動通
信のレイリーフェージング環境下で適用する場合には、
例えば電子情報通信学会誌７２−Ｂ−２，Ｎｏ．１で発
表されている「陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージン
ク歪み補償方式」が適用される。図７は、ここに示され
ている従来のＳｑｕａｒｅ１６値ＱＡＭの準同期検波器
の構成を示し、図６と対応する部分に同一符号を付けて
ある。局部発振器１６は周波数同期制御を行わない周波
数固定とされる。Ａ／Ｄ変換器１９，２１の各出力から
クロック位相同期回路３４で入力信号と同期したクロッ
クが作られ、またフレーム同期回路３５により入力信号
と同期したフレームが作られる。またＡ／Ｄ変換器１
９，２２の各出力はそれぞれタップ付き遅延回路３６，
３７へ供給され、これら各遅延回路３６，３７の各タッ
プ出力に対し、重み付け係数ＲＯＭ３８からの重み係数
がそれぞれ乗算器３９により重み付けられ、加算器４
１，４２で加算され、これら加算出力からそれぞれ最適
利得が回路４３，４４で算出される。

【０００６】このフェージンク歪み補償方式では、位相
既知のパイロット信号を一定周期でデータ信号の中に挿
入し、回路３６乃至４４においてパイロット信号時点で
のフェージンク歪みを検出してフェージング歪み補正分
を計算し、各情報点では複数のパイロット信号でのフェ
ージング歪み補償成分を内挿して各情報信号点での複素
ランダム信号ｃ（ｋ) を求め、これにより遅延回路４
５，４６でタイミングを合せたＡ／Ｄ変換器１９，２１
の出力の各情報信号点のフェージング歪みをフェージン
グ歪み補償部４７で補償する。情報シンボル（Ｎ−１)
個毎に１個の伝送路測定用パイロットシンボルを挿入す
るが、そのパイロットシンボルとしては、最大振幅を有
するマッピング点、例えば図５Ａ中の信号点“１１１
１”を用いる。サンプリング点ｋにおける受信ベースバ
ンド信号ｕ（ｋ) は、フェージング歪みによる複素ラン
ダム信号をｃ（ｋ) 、受信複素ベースバンド信号をｚ
（ｔ）、白色ガウス雑音をｎ（ｋ）とすると、 ｕ（ｋ）＝ｃ（ｋ）・ｚ（ｔ）＋ｎ（ｋ） と表される。ここで信号マッピングの中心からのＩ軸方
向、Ｑ軸方向への各最大振幅を３とすると、ｕ（ｋ) ＝
ｃ（ｋ）・（３＋３ｊ) ＋ｎ（ｋ) （ｊは虚数を示す)
となる。この時 Ｃ（ｋ）＝ｕ（ｋ）／（３＋３ｊ) とすると、 Ｃ（ｋ）＝ｃ（ｋ）＋ｎ（ｋ）／（３＋３ｊ) となり、雑音成分が加わったＣ（ｋ) をｃ（ｋ) の推定
値として用いる。フレーム同期回路３４の出力によりパ
イロットシンボルの時のみ、Ａ／Ｄ変換器１９，２１の
出力がそれぞれ遅延回路３６，３７に入力され、このパ
イロットシンボルにおける推定値Ｃ（ｋ）を用いてパイ
ロットシンボル間の情報シンボルにおけるフェージング
歪み補償成分を上述した回路で内挿して求める。フェー
ジング歪みが補償されたディジタル信号は識別回路４８
でデータ識別が行われる。

【０００７】一般に同期検波は、遅延検波に比べて同じ
ＣＮＲに対する平均誤り率特性が優れている。これは、
雑音成分の少ないＣＮＲの高い搬送は周波数成分を搬送
波再生回路で抽出して参照信号とするからである。しか
し、同期検波では再生回路で基準搬送波を再生する必要
があり、移動通信のようにフェージングで受信信号レベ
ルの変動が大きい場合には、受信レベルが低い時に搬送
波再生で同期はずれが生じ、誤り率特性が劣化すること
がある。また、バースト信号に対しては高速同期が必要
であり、移動通信では、高速同期特性、回路の安易さの
面から、遅延検波が用いられることが多い。

【０００８】遅延検波が可能な振幅の異なる多相ＰＳＫ
を重ねた型の変調方法としてＡＰＳＫ（ＱＡＭ^* とも云
う) 変調がある。１６値ＡＰＳＫ変調の信号マッピング
を図５Ｂに示す。これは８ＰＳＫ×２型のＡＰＳＫであ
り、例えば情報ビット４ビットのうち第１ビットを振幅
ビットとし、第２、３、４ビットを位相ビットとする。
図中の例では、外側のマッピング点では第１ビットは
０、内側のマッピング点では第１ビットは１に絶対値で
対応させている。しかし、移動通信のようにレイリーフ
ェージング下で受信信号レベルが変動する環境下では、
位相成分よりも振幅成分の誤りが大きくなる。従ってレ
イリーフェージングによる振幅成分の変動にかかわら
ず、復調器に入力する信号振幅を一定にする自動利得制
御（ＡＧＣ)増幅器が必要になる。

【０００９】特願平４−１７２９５１では、ＡＰＳＫ変
調の移動通信への適用において振幅成分のフェージング
に対する耐力をもった復調器構成法を示している。図８
にこの復調器を示す。Ａ／Ｄ変換器１９，２１の各出力
はそれぞれシフトレジスタ５１，５２でそれぞれ１シン
ボル遅延され、Ａ／Ｄ変換器１９，２１の出力Ｉ_n ，Ｑ
_n によりＲＯＭ５３からＲ_n ² が読出され、シフトレジ
スタ５１，５２の各出力Ｉ_n-1 ，Ｑ_n-1 によりＲＯＭ５
４からＲ_n-1 ² が読出され、これらＲ_n ² 、Ｒ _n-1 ²はそ
れぞれラッチ５５，５６にラッチされ、これらラッチ５
５，５６の出力でＲＯＭの除算器５７からＲ_n ² ／Ｒ
_n-1 ²＝αが読出される。ＲＯＭ５３乃至除算器５７はデ
ィジタルデータの１シンボル前のデータと現ディジタル
データとの相対振幅を計算する相対振幅検出部５８を構
成しており、この相対振幅は識別回路５９で、Ｉ，Ｑ平
面上で所定の円周で示されるしきい値の内外のいづれに
あるかの判定がなされる。Ｉ_n ，Ｉ_n-1 ，Ｑ_n ，Ｑ_n-1
から１シンボル前のデータとの位相差が位相差検出遅延
演算回路６１で演算され、その出力の一部はデータ識別
に用いる再生クロックを生成するクロック位相同期回路
３４へ供給され、また位相差を識別する回路６２へ供給
され、その識別位相差を回路５９から相対振幅の識別値
とが復号回路７３へ供給されてデータが復号される。

【００１０】この方法では送信側では情報ビットを連続
するシンボルの相対振幅、相対位相（位相差) に分けて
送信する。受信側では振幅成分と位相成分とを独立に検
出し、１シンボル前あるいは数シンボル前のシンボルと
の相対振幅で振幅ビットを検出し、位相ビットについて
は遅延演算を行なって位相情報を検出する。受信のディ
ジタルデータＩ_n ＝Ｒ_n ・cos(φ_n ) 、Ｑ_n ＝Ｒ_n ・si
n(φ_n ) は、シフトレジスタ５１，５２で１タイムスロ
ット遅延してＩ_n-1 ＝Ｒ_n-1 ・cos(φ_n-1 ) 、Ｑ_n-1 ＝
Ｒ_n-1 ・sin(φ_n-1 ) となる。時系列ｎの現在の相対振
幅αは、α＝Ｒ _n ² ／Ｒ_n-1 ²となり、相対振幅検出部５
８で検出され、この相対振幅αは識別回路５９でしきい
値を設けて識別判定される。つまり、このしきい値をｋ
とすると例えばｋ−１＜α＜ｋの場合には振幅符号ビッ
ト＝０、α＜ｋあるいはｋ−１＜αの場合に、振幅符号
ビット＝１という規則で振幅ビットを判定する。一方位
相差検出遅延演算回路６１では、 cos（φ_n −φ_n-1 ) ＝（Ｉ_n ² ・Ｉ_n-1 ²＋Ｑ_n ² ・Ｑ_n-1 ²) ／（Ｒ_n ・Ｒ_n-1 ) sin（φ_n −φ_n-1 ) ＝（Ｑ_n ² ・Ｉ_n-1 ²−Ｉ_n ² ・Ｑ_n-1 ²) ／（Ｒ_n ・Ｒ_n-1 ) の演算を行なって位相差データの計算を行なう。この
際、ＡＧＣ増幅器のダイナミックレンジが受信信号のレ
ベル変化に追従できなくて、仮にＲ_n-1 のレベルが落ち
込んだ場合でも通常はＲ_n で同様にレベルが落ち込むの
で、相対振幅で符号の変化を判定すればＡＧＣ増幅器の
ダイナミックレンジ等に十分な性能が得られなくてもフ
ェージングの影響を軽減することができる。

【００１１】遅延検波においては通常１シンボル前のデ
ータを参照信号として遅延検波演算を行なう。Ｚｎを時
点ｎにおける受信複素データ、Δφ_n を遅延検波出力と
すると、 Δφ_n ＝Ｚｎ・Ｚｎ−１^* で表される。ここで＊は共役複素数を表す。移動通信の
様なレイリーフェージングによるレベル変動が存在する
環境下では、この１シンボル前のデータは干渉成分や熱
雑音を含んだ信号となっている。一方同期検波では、フ
ィルタにより雑音成分が十分除去された信号を直交検波
の参照信号としている。このため、前述のように遅延検
波では本質的に同期検波に比較して受信特性が劣化す
る。

【００１２】そこで従来の遅延検波のように１シンボル
前の信号を参照信号とするのではなく、現在のシンボル
からＬシンボル前（Ｌは２以上の整数) の全てのデータ
を用いて、信号対雑音比（ＳＮＲ) の高い参照信号を生
成する方法が提案されている。論文誌ＩＥＥＥ Ｔｒａ
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎｓ Ｖｏｌ．４０，Ｎｏ．３，ｐｐ４５７−４６０，
Ｍａｒｃｈ １９９２に掲載されている。「Ｂｉｔ Ｅ
ｒｒｏｒ Ｒａｔｅ ｏｆ Ｂｉｎａｒｙ ａｎｄ Ｑ
ｕａｔｅｒｎａｒｙ ＤＰＳＫ Ｓｉａｇｎａｌｓ ｗ
ｉｔｈ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ
Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」にＰＳＫ変
調信号に対する判定帰還型の遅延検波器が提案されてい
る。図９にこの判定帰還型遅延検波器を示す。つまり入
力信号Ｚｎは乗算器６４，６５，６６へ供給されると共
に、遅延回路６７，６８，６９で順次１シンボル（１タ
イムスロット) 遅延され、遅延回路６７の出力Ｚｎ−１
は共役回路７１、乗算器７２へ供給される。データ識別
回路７３の出力データは出力端子２３へ出力されると共
に遅延回路７４，７５で順次１シンボル遅延され、遅延
回路７４の出力は乗算器７２へ供給されると共に乗算器
７６で遅延回路６９の出力と乗算される。遅延回路７５
の出力は乗算器７７で乗算器７６の出力と乗算され、乗
算器７２，７７の出力は共役回路７８，７９でそれぞれ
複素共役とされる。共役回路７１，７８，７９の各出力
はそれぞれ乗算器６４，６５，６６へ供給され、乗算器
６４，６５，６６の出力は加算器８１で加算されてデー
タ識別回路７３へ供給される。

【００１３】前述のように受信複素信号ＺｎをＺｎ＝Ｒ
_n ・exp 〔ｊφ_n 〕と表わす。ここでＲ_n は、干渉、熱
雑音等の影響で変化する振幅成分、φ_n は、干渉、熱雑
音等の影響で変化する受信位相成分を表す。Ｅｄｂａｕ
ｅｒの方法は、Ｌシンボル前、図９では３シンボル前ま
での判定位相情報を用いて、次式の遅延演算により現在
の位相判定値Δφ_n ′が最大になるように、Δφ_n ′を
決定する。

【００１４】 Ｒe 〔Ｚｎ（Ｚｎ−１) ^* exp （ｊΔφ_n ′) 〕 ここで、参照信号は次のように表わされる。 （Ｚｎ−１) ＝Ｚｎ−１＋ΣＺｎ−１exp （−ｊΣΔφ_n-m ′) 最初のΣはｉ＝２からＬまで、次のΣはｍ＝１からｊ−
１まで （Ｚｎ−１) ＝Ｚｎ−１＋Ｚｎ−２exp （ｊΔ
φ_n-1 ′) ＋ … ＋Ｚｎ−１exp （ｊΣΔφ_n-m ′) Σはｍ＝１からＬ−１まで、図９では乗算器７２の出力
参照信号はＺｎ−２exp （ｊΔφ_n-1 ) となり、乗算器
７７の出力参照信号はＺｎ−３exp （ｊΔφ_n-1 ＋ｊΔ
φ_n-2 ) となる。このように参照信号はＬシンボル前ま
での判定位相情報と入力情報を用いているので非常に信
号対雑音比（ＳＮＲ) の高い参照信号を生成することが
でき、受信特性を従来の遅延検波より改善することがで
きる。判定帰還のシンボル数を無限にとれば受信誤り率
特性は差動符号化を行なった場合の同期検波と同等の特
性となる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】一般に前述の様に絶対
同期検波では、同じＣＮＲに対する誤り率特性が遅延検
波より良好であるが、参照信号の位相の不確定性から復
調信号の絶対位相を求めることは通常困難であり、絶対
同期検波する場合には、情報データの一定周期毎に送受
間で位相が既知のパイロット信号を挿入する方法がとら
れる。しかしこの方法は冗長ビットを付加するためにフ
レーム効率即ち信号の伝送効率が下がる。従って一般的
には、送るべき情報を絶対位相に対応させるのではな
く、位相差に対応させる差動符号化を用いることによ
り、参照波引き込み位相の不確定性の問題を解決してい
る。一方前述の振幅成分と位相成分とに独立に伝送情報
をのせる多値変調方式であるＡＰＳＫ変調波は相対振
幅、相対位相を検出するために、参照信号がフェージン
グの影響を受け雑音成分を含む信号であるために受信誤
り率特性が同期検波に比較して本質的に劣る。

【００１６】この発明は、移動通信システムへの適用し
た場合において、高速同期特性、実現回路の容易さ等の
利点を持った遅延検波演算が適用できるＡＰＳＫ多値変
調方式において、差動符号化した同期検波と同等の特性
を有する復調装置を提供することを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれ
ば、図１に示すように、入力信号は第１遅延手段１０１
により順次１シンボルずれたＬシンボル前（Ｌは２以上
の整数) までの、入力信号Ｚｎ−ｐ（ｐ＝１，２，…，
Ｌ) が生成され、また第２遅延手段１０２により順次１
シンボルずれたＬ−１シンボル前までの、相対振幅判定
値Δｒ_n-p 、相対位相判定値Δφ_n-p ′（ｐ＝１，２，
…，Ｌ−１) が生成され、第１、第２遅延手段１０１，
１０２から出力する信号Ｚｎ−ｐ、Δｒ_n-p ′、Δφ
_n-p ′より第１演算手段１０３で次の演算が行なわれて
参照信号Ｓexp （ｊψ) が得られる。 Ｓexp(ｊψ) ＝ΣＺｎ−ｐ（Π（１／Δｒ_n-i ′) exp（ｊΔφ_n-i ′) ) ／Σ（Π（１／Δｒ′_n-1 ²) ) （１) Σはｐ＝１からＬまで、Πはｉ＝１からｐ−１までこの
第１演算手段１０３の出力参照信号Ｓexp(ｊψ) と現在
の入力信号Ｚｎ＝ｒ _n exp （ｊφ_n ) とから次の演算が
このＡＰＳＫ変調信号がとり得る各Δφ_n ＝φ_n −φ
_p-1 について第２演算手段１０４で行なわれる。

【００１８】 Ｒe 〔（Ｚｎ／Ｓexp(ｊψ) ) ・exp(−ｊΔφ_n ) 〕 （２) その最大のΔφ_n ′となるΔφ_n を現在の相対位相の判
定値Δφ_n ′とされる。第１演算手段１０３の出力参照
信号Ｓexp （ｊψ) と、第２演算手段１０４の出力であ
る現在の相対位相の判定値Δφ_n ′と、現在の入力信号
Ｚｎ＝ｒ_n exp （ｊφ_n ) とから第３演算手段１０５に
より次の演算がＡＰＳＫ変調信号がとり得る各Δｒ_n ＝
ｒ_n ／ｒ_n-1 について行なわれ、その最小となるΔｒ_n
が現在の相対振幅の判定値Δｒ_n ′とされる。

【００１９】 ｜Δｒ_n −Ｒｅ〔（Ｚｎ/(Ｓexp(jψ))）exp(−ｊΔφ_n ′) 〕｜² …（３) 第２、第３演算手段１０４，１０５により判定した相対
振幅Δｒ_n ′、相対位相Δφ_n ′から送信データ第４演
算手段１０６により再生される。第２、第３演算手段１
０４，１０５の演算結果は第２遅延手段１０２へも供給
される。

【００２０】請求項２の発明はｑ系列（ｑは２以上の整
数) の受信部からのＡＰＳＫ入力信号をダイバーシチ合
成する復調装置において、図２に示すように第１乃至第
ｑ判定帰還推定手段１０８₁ 〜１０８_q にそれぞれ対応
入力端子１０₁ 〜１０_q からの入力信号Ｚｎ１〜Ｚｎｑ
と、現在の振幅判定値Δｒ_n ′及び位相判定値Δφ_n′
とが入力されて各系列の参照信号Ｓ₁ exp(ｊψ₁ ) 〜Ｓ
_q exp(ｊψ_q ) がそれぞれ生成される。判定帰還手段１
０８₁ は入力端子１０₁ からの入力信号Ｚｎ１が請求項
１の発明の第１遅延手段１０１によりＬシンボル前まで
順次１シンボルずれた信号Ｚｎ−ｐが生成され、またΔ
ｒ_n ′Δφ_n ′が第２遅延手段１０２に入力されて、順
次１シンボルずれたＬ−１シンボル前までの相対振幅判
定値Δｒ _n-p ′、相対位相判定値Δφ_n-p ′が生成さ
れ、これら第１、第２遅延手段１０１，１０２からの出
力信号Ｚｎ−ｐ、Δｒ_n-p ′、Δφ_n-p ′より第１演算
手段１０３で（１) 式の演算が行われて参照信号Ｓ₁ ex
p(ｊψ₁ ) が生成される。他の判定帰還手段についても
同様な手法によりそれぞれ対応する参照信号が生成され
る。

【００２１】これら判定帰還手段１０８₁ 〜１０８_q で
求めた参照信号Ｓ₁ exp(ｊψ₁ ) 〜ｓ_q exp(ｊψ_q )
と、入力信号Ｚｎ１〜Ｚｎｑとから、この各受信系列の
振幅成分に対し重み付けして合成する次式の演算が第５
演算手段１０９でなされる。 Ｘ＝｛Ｓ₁ Ｚｎ１ exp（−ｊψ₁ ) ＋Ｓ₂ Ｚｎ２ exp
（−ｊψ₂ ) ＋…＋Ｓ_q Ｚｎｑ exp（−ｊψ_q ) ｝／
（Ｓ₁ ²＋Ｓ₂ ²＋…＋Ｓ_q ² ) …（４) の演算結果は第６演算手段１１０で請求項１の発明の第
２第３演算手段１０４，１０５におけるＺｎ（Ｓexp(ｊ
ψ) ) として供給されて式（２) （３) がそれぞれ計算
され、現在の位相判定値ｊφ_n ′と現在の振幅判定値Δ
ｒ_n ′とがそれぞれ請求項１の発明中の第４演算手段１
０６へ出力されると共に判定帰還手段１０８₁ 〜１０８
_q へ出力される。

【００２２】

【実施例】図３に請求項１の発明の実施例を示す。図に
示していないが、受信信号は直交検波されてＩ，Ｑ２チ
ャネルのベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器で
ディジタル値に変換されて現在のデータ（入力信号) が
Ｚｎ＝ｒ_n exp(ｉφ_n ) （Ｉ_n ＝ｒ_n cos φ_n ，Ｑ_n ＝
ｒ_n sin φ_n ) として入力端子１００に入力される。こ
の入力信号が、遅延量１シンボル周期の遅延素子１１１
がＬ個直列接続されたタップ付遅延手段１０１へ供給さ
れる。この遅延手段１０１から順次１シンボルずれたＬ
シンボル前までの入力信号Ｚｎ−１，Ｚｎ−２，…，Ｚ
ｎ−Ｌが検出される。一方後述するように実部演算回路
１１２から現在の相対位相判定値Δφ _n ′が得られ、こ
れが第４演算手段１０６へ供給されると共に遅延手段１
０２ａへ供給され、また自乗器１１３から現在の相対振
幅Δｒ_n ′が得られ、これが第４演算手段１０６へ供給
されると共に、遅延手段１０２ｂへ供給される。遅延手
段１０２ａ，１０２ｂは共に１シンボル周期遅延を行う
遅延素子１１１がＬ−１個直列接続されて構成され、順
次１シンボルずれたＬ−１シンボル前までの相対位相判
定値Δφ_n-1 ′，Δφ_n-2 ′…，Δφ_n-L+1 ′、相対振
幅判定値Δｒ_n-1′，Δｒ_n-2 ′，…，Δｒ_n-L+1 ′が
それぞれ取出される。

【００２３】これらΔｒ_n-1 ′，Δｒ_n-2 ′，…，Δｒ
_n-L+1 ′はそれぞれ、逆数回路１１４で逆数が演算さ
れ、１／Δｒ_n-1 ′，１／Δｒ_n-2 ′，…，１／Δｒ
_n-L+1 ′が得られる。また前記遅延相対振幅判定値はそ
れぞれ自乗逆数回路１１５で自乗の逆数が演算され、そ
れぞれ１／（Δｒ_n-1 ′) ² ，１／（Δｒ_n-2 ′)
² …，１／（Δｒ_n-L+1 ′) ² が得られる。乗算器１１
６₁ でｚ_n-2 ・（１／Δｒ_n-1′) ・exp(Δφ_n-1 ′)
が演算され、乗算器１１６₂ でＺｎ−３・（１／Δｒ_n-
1 ′) ・（１／Δｒ_n-2 ′) ・exp(Δφ_n-1 ′) ・exp
(Δφ_n-2 ′) 、乗算器１１６_L-1 でＺｎ−Ｌ・｛（１
／Δｒ_n-1 ′) ・（１／Δｒ_n-2 ′) …（１／Δｒ
_n-L+1 ′) ｝・｛exp(Δφ_n-1 ′) ・exp(Δφ_n-2 ′)
…exp(Δφ_n-L+1 ′) ｝が演算される。図に示していな
いが、乗算器１１６₃ 〜１１６_L-1 でも同様な演算がな
される。これら乗算器１１６₁ 〜１１６_L-1 の乗算出力
とＺｎ−１とが加算器１１７で加算されて（１) 式の分
子の演算結果が得られる。

【００２４】乗算器１１８₁ で（Δｒ_n-1 ′) ^-2・（Δ
ｒ_n-2 ′) ^-2が演算され、乗算器１１８_L-2 で（Δｒ
_n-1 ′) ^-2・（Δｒ_n-2 ′) ^-2・ … ・（Δ
ｒ_n-L+1 ′) ^-2が除算される。図に示していないが、乗
算器１１８₂ 〜１１８_L-3 においても同様の乗算がなさ
れる。これら乗算器１１８₁ 〜１１８_L-2 の乗算結果と
（Δｒ_{n- 1} ′) ^-2と１とが加算器１１９で加算されて
（１) 式の分母の演算結果が得られる。従って除算回路
１２１で加算器１１９の出力により加算器１１７の出力
を割算することにより（１) 式の演算結果、つまり参照
信号Ｓexp （ｊψ) が得られる。この参照信号で現入力
信号Ｚｎの割算が除算回路１２２が行われる。

【００２５】一方、例えば図５Ｂに示した１６値ＡＰＳ
Ｋ変調信号においてはΔφ_n ＝φ_n−φ_n-1 がとり得る
値は±π／４、±π／２、±３π／４、±３π／２、±
πの何れかであり、これらの値が相対位相メモリ１２３
ａに記憶されてあり、また１６値ＡＰＳＫ変調信号にお
いてΔｒ_n ＝ｒ_n ／ｒ_n-1 がとり得る値は０．５，１，
２の何れかであり、これらの値が相対振幅メモリ１２３
ｂに記憶されてある。

【００２６】乗算器１２４で相対位相メモリ１２３ａ内
の各記憶相対位相exp(−ｊΔφ_n )と除算回路１２２の
出力との乗算それぞれが行われ、その各出力の実部が実
部演算回路１１２で演算されると共にその実部が最大と
なるΔφ_n が、現在の相対位相値と判定値Δφ_n ′とさ
れる。除算回路１２２の出力は実部演算回路１２５でそ
の実部が演算され、その演算結果と実部演算回路１１２
の出力exp(−ｊΔφ_n′) との乗算が乗算器１２６で行
われ、この乗算結果が相対振幅メモリ１２３ｂの各記憶
相対振幅Δｒ_n からそれぞれ減算器１２７で引算されそ
の各引算結果が自乗器１１３で自乗されると共にその値
が最小値となるΔｒ_n が現在の相対振幅Δｒ_n ′として
出力される。Δｒ_n ′，Δφ_n ′による演算手段１０６
における演算は、例えばΔｒ_n ′，Δφ_n ′により、図
５Ｂの符号と振幅、位相との関係を記憶したＲＯＭを読
出して復号データを得る。

【００２７】現在の相対振幅の判定はＲ_e 〔（Ｚｎ／
（Ｓexp （ｊψ) ) ) exp （−ｊΔφ _n ′）〕＝αの値
に対してしきい値を設けて判定するとよい。例えば振幅
ビットが１ビットの場合のしきい値をｋとすると、ｋ−
１＜α＜ｋは振幅符号ビットを０とし、α＜ｋあるいは
ｋ−１＜αの場合は振幅符号ビットを１とする判定を行
えばよい。図３中の逆数回路１１４、自乗逆数回路１１
５、除算回路１２１、１２２などはＲＯＭで構成でき
る。また図３に示した処理は逐次的に行うのでＤＳＰ
（ディジタル信号処理器) で実現することもできる。

【００２８】図４に請求項２の発明の実施例を示す。こ
の実施例は２系列の受信部にこの発明を適用した場合で
ある。二つの受信系からの受信入力信号はそれぞれ直交
検波されて入力端子１０₁ ，１０₂ からそれぞれＡＧＣ
増幅器１３１₁ ，１３１₂ へ供給され、これら増幅出力
はそれぞれＡ／Ｄ変換器１３２₁ ，１３２₂ によりディ
ジタル値に変換されて除算回路１３３₁ ，１３３₂ へ供
給される。この入力信号はそれぞれＺｎ１＝ｒ_n1 exp
（ｊφ_n1) 、Ｚｎ２＝ｒ_n2 exp（ｊφ_n2) と表わされ
る。演算手段１１０で得られた現在の相対位相判定値Δ
φ_n ′、相対接続判定値Δｒ_n ′は演算手段１０６へ供
給されると共に判定帰還推定手段１０８₁ ，１０８₂ へ
も供給される。判定帰還推定手段１０８₁ において図１
中の遅延手段１０１にＡ／Ｄ変換器１３２₁ の出力が遅
延手段１０２にΔｒ_n ′，Δφ_n ′がそれぞれ入力さ
れ、これら遅延手段１０１，１０２の出力が演算手段１
０３へ供給されて（１) 式の演算がなされて参照信号Ｓ
₁ exp （ｊψ₁ ) が出力される。同様に判定帰還推定手
段１０８₂ においてＡ／Ｄ変換器１３２₂ の出力とΔφ
_n′，Δｒ_n ′とから参照信号Ｓ₂ exp （ｊψ₁ ) が演
算される。

【００２９】除算回路１３３₁ ，１３３₂ において、Ｚ
ｎ１，Ｚｎ２がそれぞれ参照信号Ｓ ₁ exp(ｊψ₁ ) 、Ｓ
₂ exp(ｊψ₂ ) で割算される。両参照信号は重み演算回
路１３４₁ ，１３４₂ にも供給され、それぞれ、各参照
信号の振幅成分の重みＳ₁ ²／（Ｓ₁ ²＋Ｓ₂ ²) 、Ｓ₂ ²／
（Ｓ₁ ²＋Ｓ₂ ²) が演算され、これらが乗算器１３５₁ ，
１３５₂ で除算回路１３３₁ ，１３３₂ の出力に対し乗
算がなされて受信レベルに応じた重み付けがなされ、そ
の乗算出力は加算器１３６で加算され、（４) 式の演算
結果Ｘが得られる。演算手段１１０において、（２) 式
中の（Ｚｎ／（Ｓexp （ｊψ) ) ）を前記Ｘとして
（２) 式の演算がなされ、前述したように現在の相対位
相判定結果Δφ_n ′が得られる。また同様に（３) 式中
の（Ｚｎ／（Ｓexp （ｊφ′) ））を前記Ｘとして
（３) 式の演算がなされ、前述したように現在の相対振
幅判定値Δｒ_n ′が得られる。

【００３０】入力端子１０₁ ，１０₂ の各信号はそれぞ
れレベル検出器１３７₁ ，１３７₂で信号レベルが検出
され、その検出レベルの自乗和が回路１３８で演算さ
れ、その演算結果がＡＧＣ増幅器１３１₁ ，１３１₂ に
制御信号として供給され、両ＡＧＣ増幅器１３１₁ ，１
３１₂ の出力信号のレベルの２乗和が一定になるように
される。

【００３１】

【発明の効果】１６ＡＰＳＫ変調方式で熱雑音（ＡＷＧ
Ｎ) 存在下における誤り率特性の計算機シミュレーショ
ン結果を図１０に示す。横軸は１ビット当たりの信号電
力対雑音電力比（Ｅ_b ／Ｎ₀ ) 、縦軸は誤り率ＢＥＲ
（Ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ) パラメータは判定帰
還数（遅延段数) Ｌである。例えば、誤り率１×１０^-3
の場合、判定帰還数Ｌ＝８で従来の装置（Ｌ＝１) より
受信Ｅ_b ／Ｎ_o 特性を１．５改善することができ、差動
符号化した同期検波（Ｌ＝無限大) との差は０．１ｄＢ
になる。このように判定帰還数Ｌ＝８で、差動符号化し
た同期検波とほぼ同等の特性となる。

【００３２】以上説明したように、この発明の復調装置
ではＬシンボル前までの入力データと識別後の振幅情報
と位相情報とを用いて参照信号を生成するので、従来の
１シンボル前の参照信号を用いる復号装置に比較して復
調誤り率特性を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１の発明の基本構成を示すブロック図。

【図２】請求項２の発明の基本構成を示すブロック図。

【図３】請求項１の発明の実施例を示すブロック図。

【図４】請求項２の発明の実施例を示すブロック図。

【図５】Ａは従来のＳｑｕａｒｅ型１６値ＱＡＭの信号
マッピングを示す図、Ｂは１６値ＡＰＳＫの信号マッピ
ングを示す図である。

【図６】従来のＳｑｕａｒｅ型１６値ＱＡＭの同期検波
器を示すブロック構成図。

【図７】従来のフェージング歪みを補償するＳｑｕａｒ
ｅ型１６値ＱＡＭ絶対同期検波器の構成例を示すブロッ
ク図。

【図８】先に提案した１６値ＡＰＳＫの復調器を示すブ
ロック図。

【図９】Ｅｄｂａｕｅｒの判定帰還型遅延検波器を示す
ブロック図。

【図１０】この発明の復調装置の効果を示す誤り率特性
図。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 振幅成分と位相成分に独立に伝送情報を
   のせる多値変調（ＡＰＳＫ) 信号の復調装置において、 現在の受信信号Ｚｎ＝ｒ_n exp φ_n が入力され、Ｌシン
   ボル前（Ｌは２以上の整数) までの順次１シンボルずれ
   た遅延信号Ｚ_n-p （ｐ＝１，２，…，Ｌ) を生成する第
   １遅延手段と、 現在の相対振幅判定値Δｒ_n ′、相対位相判定値Δ
   φ_n ′が入力され（Ｌ−１) 、Ｌシンボル前までの順次
   １シンボルずれた相対振幅判定値Δｒ_n-p 、相対位相判
   定値Δφ_n-p ′（ｐ＝１，２，…Ｌ−１) を生成する第
   ２遅延手段と、 前記第１、第２遅延手段から出力する遅延信号Ｚ_n-p と
   判定値Δｒ_n-p 及びΔφ_n-p ′を用いて次の演算、 Ｓexp (jψ) ＝ΣＺｎ−ｐ( Π（Δｒ_n-i ) ^-1・exp(ｊΔφ′_n-i ) ) ／Σ（Π（Δｒ_n-i ′) ^-2) Σはｐ＝１からＬまで、Πはｉ＝１からｐ−１まで、 を行ない、参照信号信号Ｓexp （ｊψ) を生成する第１
   演算手段と、 その第１演算手段の出力信号と、前記受信信号Ｚｎとか
   ら前記ＡＰＳＫ変調信号で決まる取り得るΔφ_n ＝φ_n
   −φ_n-1 について次の演算、 Ｒｅ〔（Ｚｎ／（Ｓexp （ｊψ) ）・exp(−ｊΔφ_n ) 〕 を行い、その最大となるΔφ_n を、前記現在の相対位相
   の判定値Δφ_n ′とする第２演算手段と、 前記第１演算手段の出力信号と前記第２演算手段の出力
   Δφ_n ′と、Ｚｎとから前記ＡＰＳＫ変調信号が取り得
   るΔｒ＝ｒ_n ／ｒ_n-1 について次の演算、 ｜Δｒ_n −Ｒｅ〔（Ｚｎ／Ｓexp(ｊψ))・exp(−ｊΔφ_n ′) 〕｜² を行い、その最小となるΔｒ_n を現在の相対振幅の判定
   値Δｒ_n ′する第３演算手段と、 前記判定した相対振幅Δｒ_n ′、相対位相Δφ_n ′から
   送信データを再生する第４演算手段と、 から構成されることを特徴とするＡＰＳＫ変調信号復調
   装置。
2. 【請求項２】 ｑ系列（ｑ：２以上の自然数) の受信信
   号Ｚｎｉ（ｉ＝１，２，…，ｑ) と、現在の相対振幅判
   定値Δｒ_n ′及び相対位相判定値Δφ_n ′とからそれぞ
   れ前記第１演算手段によりそれぞれｑ個の参照信号Ｓ_i
   exp(ｊψ_i )（ｉ＝１，２，…，ｑ) を生成する判定帰
   還推定手段と、 前記各系列の受信信号Ｚｎｉと前記判定帰還推定手段で
   求めた参照信号Ｓ_i exp(ｊψ_i ) とから、この各系列の
   振幅成分Ｓ_i に重み付けされた信号Ｘを次の演算 Ｘ＝（Ｓ₁ Ｚｎ１ exp（−ｊψ₁ ) ＋Ｓ₂ Ｚｎ２ exp
   （−ｊψ₂ ) ＋…＋Ｓ_n Ｚｎｑ exp（−ｊψ_q ) ) ／
   （Ｓ₁ ²＋Ｓ₂ ²＋…＋Ｓ_q ² ) より生成する第５演算手段と、 第５演算手段よりの信号Ｘを前記第２演算手段、前記第
   ３演算手段の各Ｚｎ／（Ｓexp(ｊψ) ）として前記各演
   算を行ってそれぞれ前記判定値Δφ_n ′と、Δｒ_n ′と
   を求める第５演算手段と、 を具備することを特徴とする請求項１記載のＡＰＳＫ変
   調信号復調装置。