JP2003152817A

JP2003152817A - 受信機及びその搬送波再生方法

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Publication number: JP2003152817A
Application number: JP2001348499A
Authority: JP
Inventors: Tatsuya Uchiki; 達也打木; Toshiharu Kojima; 年春小島
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-11-14
Filing date: 2001-11-14
Publication date: 2003-05-23

Abstract

(57)【要約】【課題】無線通信システムにおいて、受信信号のＳＮ
比が劣化している場合でも、位相精度が高い再生搬送波
信号を得ることが可能な受信機及びその搬送波再生方法
を得ることを目的とする。【解決手段】高速広帯域な受信信号を複数の並列信号
に変換する直列並列変換手段と、前記複数の並列信号に
基づいて、所定の方法により当該並列信号の搬送波信号
を再生する搬送波再生回路と、前記再生搬送波信号に基
づいて前記複数の並列信号をそれぞれ復調処理して復調
信号を得る複数の復調手段と、前記複数の復調信号を並
列直列変換し、伝送対象のデータ系列に対応する復調デ
ータ系列を得る多重化手段とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信システム
の受信機の復調処理に関するものでる。

【０００２】

【従来の技術】例えば、文献「移動通信の基礎」（コロ
ナ社、奥村・進士、電子情報通信学会、１９８６年１０
月１日初版発行）に記載された、従来の受信機における
復調処理方法について、以下図面に従って説明する。な
お、以下従来の受信機の判定処理の説明においては、簡
単のため、変復調方式として２相位相シフトキーイング
変調方式（ＢＰＳＫ：Ｂinary Phase Shift Keying）が
適用されている場合について説明する。

【０００３】図１１は、直列処理型の同期検波方法を採
用した従来の受信機の構成図である。アンテナで受信さ
れた無線周波数の受信信号は、まず低雑音増幅器１で増
幅された後に、ＲＦフィルタ２によって所望の周波数帯
域のみが抽出される。さらに周波数変換器３で中間周波
数帯に周波数変換処理された後、直交検波器４によって
直交検波されてベースバンドに周波数変換処理される。
ベースバンドに周波数変換された受信信号は、ベースバ
ンドフィルタ５によって自局に割当てられた所望の周波
数信号成分のみが濾波された後に、Ａ／Ｄ変換器６によ
ってアナログ信号からデジタル信号に変換される。

【０００４】次に、デジタル信号に変換されたベースバ
ンドの受信信号は、同期検波回路５１によって同期検波
処理される。同期検波回路５１の動作について以下図１
２に従って説明する。図１２は同期検波回路５１の構成
図である。まず、同期検波回路５１に入力されたベース
バンドの受信信号は、搬送波再生回路５３に入力され
る。

【０００５】図１３は、当該搬送波再生回路の構成図で
ある。当該搬送波再生回路５３において、上記受信信号
は２逓倍器５５に入力され２逓倍処理される。ここで、
ＢＰＳＫ変調方式によって変調処理されている受信信号
は、２逓倍処理されることにより、変調成分にかかわら
ず位相が一定の信号に変換される。即ち、ＢＰＳＫ変調
方式では、変調処理前の送信データが「０」であれば変
調信号の位相は０、送信データが「１」であれば変調信
号の位相はπとなるので、２逓倍処理することにより、
これらの信号位相はそれぞれ０、２π（＝０）に変換さ
れ、位相が一定となる。

【０００６】２逓倍器５５の出力は、ローパスフィルタ
５６に入力され、上記受信信号と位相が同期し、信号対
雑音比（以下、ＳＮ比）が高められた信号に整形処理さ
れる。ローパスフィルタ５６の出力は、２分周器５７に
よって２分周処理されて、再生搬送波信号が生成され
る。

【０００７】前記ローパスフィルタ５６には、受信信号
のＳＮ比に応じて所定の時定数が予め設定されている。
当該時定数は、受信信号のＳＮ比が低い場合（雑音成分
の割合が大きい）ほど大きな値に設定される必要があ
る。従って、受信信号に含まれる雑音成分の影響を低減
し、位相精度の高い再生搬送波信号を再生するために
は、受信信号のＳＮ比が低いほど、再生搬送波信号の位
相精度が安定するまでに長い時間を要する。このこと
は、受信信号のＳＮ比が低い場合には、再生搬送波信号
の位相同期確立ため、多数のシンボルを伝送しなければ
ならないことを意味する。

【０００８】上記ベースバンドの受信信号と、前記搬送
波再生回路５３から出力された再生搬送波信号は、判定
回路５２に入力され判定処理される。当該判定回路５２
によって行われる判定処理について図１４に従って説明
する。図１４は、判定回路５２におけるベースバンドの
受信信号の判定処理の様子を信号平面上で示した説明図
である。

【０００９】ＢＰＳＫ変調方式が適用されている通信シ
ステムにおいて前記判定回路５２は、再生搬送波と受信
信号の位相差の絶対値を算出し、当該位相差の絶対値が
π／２以下であれば、受信信号の復号データを「０」と
判定し、π／２より大きければ復号データ「１」と判定
する。

【００１０】ここで、前記搬送波再生回路５３によって
生成された再生搬送波信号に位相偏差が含まれていない
理想的な場合（図１４（ａ））には、受信信号の実際の
搬送波位相ベクトルと再生搬送波信号に基づいて決定さ
れる再生搬送波位相ベクトルとが一致する。この場合に
は、図１４（ａ）中網掛けした信号平面上の領域内（位
相：−π／２〜π／２）にある信号は復号データ「０」
と判定され、それ以外の範囲（位相：−π〜−π／２、
π／２〜π）にある信号は復号データ「１」と判定され
る。

【００１１】送信側でデータ「０」が変調処理され送信
されたと仮定すると、受信信号に雑音成分が付加されな
い理想的な状態では、受信信号の信号点は図１４（ａ）
における理想的な信号点Ｒと一致するが、一般に受信信
号には雑音成分が付加されているので、当該雑音成分の
影響により、実際の受信信号の信号点は、例えば図１４
（ａ）の信号点Ｒ’となる場合がある。しかし、このよ
うな場合であっても、前記搬送波再生回路５３から出力
された再生搬送波信号に位相偏差が含まれておらず、再
生搬送波信号と前記受信信号の搬送波の位相が同期して
いれば、信号点Ｒ’は復号データ「０」と判定される網
掛け領域内に入っているため、ビット誤り率特性は劣化
しない。

【００１２】一方、衛星通信システムあるいは移動体衛
星通信システムのように、受信信号の信号電力が極微で
あって信号電力対雑音電力比（ＳＮ比）が低い場合や、
移動体通信システムのようにフェージング等による位相
変動が存在する場合には、一般に、前記搬送波再生回路
５３によって生成される再生搬送波信号に位相偏差が含
まれ、該再生搬送波信号と受信信号の搬送波とは位相が
完全には同期しない。

【００１３】このような場合に位相偏差を含む再生搬送
波信号に基づき信号判定処理を行うと、再生搬送波信号
に含まれる位相偏差により、信号平面が原点を中心に回
転したのと同様の影響を受け（図１４（ｂ））、受信信
号の実際の搬送波位相ベクトルと再生搬送波信号に基づ
いて決定される再生搬送波位相ベクトルとが一致しな
い。例えば、前述の信号点Ｒ’（データ「０」の変調信
号に誤差成分が付加）は、復号データ「０」と判定され
る図１４（ｂ）中網掛けで示された領域から外れてしま
い、信号点Ｒ’の復号データは誤って「１」と判定され
ることとなり、復調データ系列のビット誤り率特性が劣
化する。以上より、同期検波処理において、前記再生搬
送波信号に含まれる位相偏差をできるだけ抑圧し、位相
精度の高い再生搬送波信号を生成することが、受信機に
おけるビット誤り率特性を改善する上で非常に重要であ
ることが明らかである。

【００１４】ところで、動画像のような大容量のデータ
をリアルタイムで伝送する場合には、伝送する情報量の
増大に伴い情報速度が高速化するため、通信機器の信号
処理素子の動作速度を高速化する必要がある。しかし、
一般に高速に動作可能な信号処理素子は消費電力が大き
くコストが高いといった実装上の問題がある。また、信
号処理素子のスイッチング速度の制約から動作速度の高
速化には限界があり、情報速度の高速化に対応しきれな
くなるといった問題がある。このような情報量の増大に
起因する情報速度の高速化の問題を解決する一般的な技
術手法として、例えば文献「デジタル無線通信の変復
調」（コロナ社、斉藤、電子情報通信学会、１９９６年
２月１０日初版発行）に記載されたマルチキャリア伝送
方式がある。従来のマルチキャリア伝送方式について、
以下図面に従って説明する。

【００１５】図１５は、従来のマルチキャリア伝送方式
を適用した送信機及び受信機の構成図である。まず送信
機において、直列高速信号（伝送速度Ｑ（ｂｉｔ／
秒））を直列並列変換器６１に入力し全ｍ個の並列低速
信号に分割する。分割されたｍ個の並列低速信号の速度
は、前記直列高速信号の１／ｍに減速されてＱ／ｍ（ｂ
ｉｔ／秒）となる。ｍ個の並列低速信号は、それぞれ対
応するｍ個の変調器６２＿１〜６２＿ｍによって、夫々
異なる搬送波周波数の副搬送波信号で、各々別個に変調
処理される。次に、変調器６２＿１〜６２＿ｍから出力
されたｍ個の変調信号は、加算器６３に入力され多重合
成されて受信機に対して送信される。

【００１６】次に受信機において、ｍ個の直交検波器６
４＿１〜６４＿ｍは、それぞれ対応する受信信号を入力
し、各々対応する搬送波周波数のｍ個の局部発振信号で
直交検波処理を行う。次にｍ個の復調器６５＿１〜６５
＿ｍは、それぞれ対応する直交検波器６４＿１〜６４＿
ｍからの検波結果を復調処理してｍ個の並列低速復調信
号を出力する。並列直列変換器６６は、前記並列低速復
調信号を入力し伝送速度Ｑ（ｂｉｔ／秒）の直列高速復
調信号を得る。

【００１７】マルチキャリア伝送方式では送信機におい
て伝送速度Ｑ（ｂｉｔ／秒）の直列高速信号をＱ／ｍ
（ｂｉｔ／秒）並列低速信号に分割して送信し、受信機
において各々別個に復調処理して得られた並列低速復調
信号を、並列直列変換して直列高速復調信号を得る。従
って、送信対象のデータ系列の情報速度が高速な場合で
あっても、受信機の復調器の信号処理素子を高速動作さ
せる必要がなく、消費電力が小さく安価な低速信号処理
素子を採用することができる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、前記マルチキ
ャリア伝送方式では、信号の速度が１／ｍに低速化する
と共に、信号系列の長さも１／ｍに短縮される。図１６
はマルチキャリア伝送方式における、信号系列長の短縮
化の様子を示した説明図である。図１６に示すとおり、
例えば送信対象となる直列高速信号の信号系列長をシン
ボル数Ｌ＝１６とし、マルチキャリア伝送方式における
並列低速信号の分割数をｍ＝４とすると、一つの並列低
速信号の信号系列長は、シンボル数ｌ＝４（ｌ＝Ｌ／ｍ
＝１６／４）となる。したがって、前記従来のマルチキ
ャリア伝送方式に、前述の図１４に示した搬送波再生回
路５３を有する同期検波回路５１を適用すると、当該搬
送波再生回路５３内で再生搬送波信号のＳＮ比を高める
ために十分なシンボル長の搬送波再生用データ系列を確
保することが困難であり、受信信号のＳＮ比が劣化する
ような環境下では、再生搬送波信号と受信信号の搬送波
成分との位相同期が不完全となり、ビット誤り率特性が
劣化するという課題があった。

【００１９】搬送波再生回路５３において位相同期確立
のために十分なシンボル長を確保するために、プリアン
ブルなどの既知系列を挿入する方法が考えられるが、既
知系列の挿入は伝送効率の低下を招くという課題があっ
た。

【００２０】また、上記のような課題は、送信機におい
て伝送対象のデータ系列を複数の低速データ系列に変換
し、各々変調処理して送信するマルチキャリア通信シス
テムに限定して生ずるものではない。例えば、送信機に
おいて、送信対象のデータ系列を、複数の低速データ系
列に変換せずに、直接、高速広帯域な無線信号に変調処
理し、受信機において、当該高速広帯域伝送された無線
信号を、一旦、複数の信号系列に直列並列変換し、それ
ぞれ復調処理して複数の低速データ系列を得てから、こ
れらを並列直列変換して送信対象のデータ系列に対応す
る復調データを生成するような、高速広帯域無線通信シ
ステムであっても同様の課題が生じる。

【００２１】本発明は、前記課題を解決するためになさ
れたものであり、各信号処理素子の信号処理速度が抑圧
されている無線通信システムにおいて、受信信号のＳＮ
比が劣化している場合でも、位相精度が高い再生搬送波
信号を得ることができ、復調性能を高めることが可能な
受信機及びその搬送波再生方法を得ることを目的とす
る。

【００２２】

【課題を解決するための手段】前記の課題を解決し、目
的を達成するために、本発明に係る受信機にあっては、
受信信号を複数の並列信号に変換する直列並列変換手段
と、前記複数の並列信号に基づいて、所定の方法により
当該並列信号の搬送波信号を再生する搬送波再生回路
と、前記再生搬送波信号に基づいて、前記複数の並列信
号をそれぞれ復調処理して復調信号を得る複数の復調手
段と、前記複数の復調信号を並列直列変換し、伝送対象
のデータ系列に対応する復調データ系列を得る多重化手
段とを備える。

【００２３】次の発明に係る受信機にあっては、伝送対
象のデータ系列を、送信機で複数の並列信号に変換し各
々変調処理して送信し、受信機で各並列信号をそれぞれ
復調処理する通信システムの受信機において、前記複数
の並列信号に基づいて、所定の方法により当該並列信号
の搬送波信号を再生する搬送波再生回路と、前記再生搬
送波信号に基づいて、前記複数の並列信号をそれぞれ復
調処理し、前記並列信号に対応する復調信号を得る複数
の復調手段と、前記複数の復調信号を並列直列変換し、
前記伝送対象データ系列に対応する復調データ系列を得
る多重化手段とを備える。

【００２４】次の発明に係る受信機にあっては、搬送波
再生回路は、複数の並列信号をそれぞれ所定の逓倍数だ
け逓倍処理して生成された逓倍信号を各々出力する、複
数の逓倍部と、前記複数の逓倍信号の平均値である平均
化信号を生成する平均化部と、前記平均化信号を前記逓
倍数に対応した所定の分周数で分周処理して再生搬送波
信号を生成する分周部とを備える構成とされる。

【００２５】次の発明に係る受信機にあっては、搬送波
再生回路は、それぞれ対応する逓倍信号を入力し該逓倍
信号を濾波処理して平均化部に出力する、複数のフィル
タ部をさらに備える構成とされる。

【００２６】次の発明に係る受信機にあっては、搬送波
再生回路のフィルタ部は、逓倍信号を所定時間に亘って
記憶する所定段数のシフトレジスタと、前記シフトレジ
スタの各段に記憶された複数の逓倍信号を加算する加算
部と、前記加算部の出力結果を前記加算対象となった逓
倍信号の数で除して、前記逓倍信号の移動平均値を算出
する演算部とを備える構成とされる。

【００２７】次の発明に係る受信機にあっては、受信信
号を複数の並列信号に直列並列変換する直列並列変換手
段と、所定の再生搬送波信号に基づいて、前記複数の並
列信号をそれぞれ復調処理し復調信号を得る、複数の復
調手段と、前記複数の並列信号と、前記各復調手段から
出力された復調信号とに基づいて、所定の方法により当
該並列信号の搬送波信号を再生し、該再生搬送波信号を
前記復調手段各々に対して出力する搬送波再生回路と、
前記複数の復調信号を並列直列変換し、前記伝送対象デ
ータ系列に対応する復調データ系列を得る多重化手段と
を備える。

【００２８】次の発明に係る受信機にあっては、伝送対
象のデータ系列を、送信機で複数の並列信号に変換し各
々変調処理して送信し、受信機で各並列信号をそれぞれ
復調処理する通信システムの受信機において、所定の再
生搬送波信号に基づいて、前記複数の並列信号をそれぞ
れ復調処理し前記並列信号に対応する復調信号を得る複
数の復調手段と、前記複数の並列信号と前記各復調手段
から出力された復調信号とに基づいて、所定の方法によ
り当該並列信号の搬送波信号を再生し、該再生搬送波信
号を前記復調手段各々に対して出力する搬送波再生回路
と、前記複数の復調信号を並列直列変換し、前記伝送対
象データ系列に対応する復調データ系列を得る多重化手
段とを備える。

【００２９】次の発明に係る受信機にあっては、搬送波
再生回路は、複数の並列信号を、それぞれ対応する復調
信号に基づいて決定される所定の位相回転量だけ位相回
転処理する、複数の位相回転部と、前記複数の位相回転
処理済の並列信号の平均値を算出し、該平均値を再生搬
送波信号として前記復調手段に対して出力する平均化部
とを備える構成とされる。

【００３０】次の発明に係る受信機にあっては、搬送波
再生回路は、それぞれ対応する位相回転部の出力信号を
濾波処理して平均化部に出力する複数のフィルタ部をさ
らに備える構成とされる。

【００３１】次の発明に係る搬送波再生方法にあって
は、受信信号を直列並列変換して得られた複数の並列信
号を入力し、当該並列信号をそれぞれ別個に所定の逓倍
数だけ逓倍処理して生成された逓倍信号を各々出力する
逓倍処理工程と、前記複数の逓倍信号の平均値である平
均化信号を生成する平均化処理工程と、前記平均化信号
を前記逓倍数に対応した所定の分周数に従って分周処理
することにより生成された信号を、再生搬送波信号とし
て出力する分周処理工程とを備える。

【００３２】次の発明に係る搬送波再生方法にあって
は、伝送対象のデータ系列を、送信機で複数の並列信号
に変換し各々変調処理して送信し、受信機で各並列信号
をそれぞれ復調処理する通信システムの受信機に適用さ
れる搬送波再生方法において、前記並列信号をそれぞれ
別個に所定の逓倍数だけ逓倍処理して生成された逓倍信
号を各々出力する逓倍処理工程と、前記複数の逓倍信号
の平均値である平均化信号を生成する平均化処理工程
と、前記平均化信号を前記逓倍数に対応した所定の分周
数に従って分周処理することにより生成された信号を、
再生搬送波信号として出力する分周処理工程とを備え
る。

【００３３】次の発明に係る搬送波再生方法にあって
は、受信信号を直列並列変換して得られた複数の並列信
号を入力し、所定の再生搬送波信号に基づいて、前記複
数の並列信号をそれぞれ復調処理し複数の復調信号を得
る復調処理工程と、前記並列信号をそれぞれ対応する復
調信号に基づいて決定される所定の位相回転量だけ位相
回転処理する位相回転処理工程と、前記複数の位相回転
処理済の並列信号の平均値を算出し、該平均値を再生搬
送波信号として前記復調処理工程に対して出力する平均
化処理工程とを備える。

【００３４】次の発明に係る搬送波再生方法にあって
は、伝送対象のデータ系列を、送信機で複数の並列信号
に変換し各々変調処理して送信し、受信機で各並列信号
をそれぞれ復調処理する通信システムの受信機に適用さ
れる搬送波再生方法において、所定の再生搬送波信号に
基づいて、前記複数の並列信号をそれぞれ復調処理し、
前記並列信号に対応する復調信号を得る復調処理工程
と、前記並列信号をそれぞれ対応する復調信号に基づい
て決定される所定の位相回転量だけ位相回転処理する位
相回転処理工程と、前記複数の位相回転処理済の並列信
号の平均値を算出し、該平均値を再生搬送波信号として
前記復調処理工程に対して出力する平均化処理工程とを
備える。

【００３５】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は、本実施の
形態１の受信機の構成を示す構成図であり、図1におい
て１は低雑音増幅器、２はＲＦフィルタ、３は周波数変
換器、４は直交検波器、５はベースバンドフィルタ、６
はＡ／Ｄ変換器、７は直列並列変換器、８は搬送波再生
回路、９＿１〜９＿ｍはｍ個の検波器、１０＿１〜１０
＿ｍはｍ個の判定器、１１は並列直列変換器である。な
お以下では、説明の簡単のため、変調方式として４相位
相シフトキーイング変調方式（ＱＰＳＫ：Quadrature P
hase Shift Keying）が適用されている場合について説
明する。

【００３６】以下、上記の通り構成される本実施の形態
１の受信機の動作について説明する。まず、アンテナか
ら入力された高速広帯域の受信信号は、低雑音増幅器１
によって所定の増幅率で増幅処理され、ＲＦフィルタ２
によって所望の周波数帯域の信号成分のみが濾波され
る。さらに周波数変換器３で所定の中間周波数帯に周波
数変換処理された後、直交検波器４によって直交検波さ
れてベースバンド信号に周波数変換される。当該ベース
バンド信号は、ベースバンドフィルタ５によって所望の
信号成分のみが濾波され波形整形処理される。次に、Ａ
／Ｄ変換器６は、前記濾波処理されたアナログのベース
バンド信号を標本化処理してデジタル信号系列に変換す
る。

【００３７】前記デジタル信号系列は、直列並列変換器
７に入力され、前述した図１６に例示されているよう
に、複数の並列低速信号（＃１〜＃ｍ）に分割される。
直列並列変換器７から出力されたｍ個の並列低速信号
は、それぞれに対応する検波器９＿１〜９＿ｍに出力さ
れると共に、搬送波再生回路８に対しても出力される。

【００３８】次に、搬送波再生回路８における搬送波再
生処理を図２に従って説明する。図２は、搬送波再生回
路８の構成図である。図２において、２１＿１〜２１＿
ｍは前記ｍ個の並列低速信号に各々対応するｍ個の４逓
倍器、２２＿１〜２２＿ｍは前記各並列低速信号に各々
対応するｍ個のローパスフィルタ、２３は加算器、２４
は乗算器、２５は４分周器である。

【００３９】まず、当該搬送波再生回路８に入力された
ｍ個の並列低速信号は、それぞれ対応するｍ個の４逓倍
器２１＿１〜２１＿ｍによって信号位相が４倍に変換さ
れる。当該４逓倍器２１＿１〜２１＿ｍの動作について
図３に従って説明する。図３は、当該４逓倍器における
ベースバンド信号処理の様子を信号平面上で示した説明
図である。なお、図３においては、受信信号の周波数偏
差が０であり初期位相も０であるものと仮定する。伝送
路上で変調信号に付加される雑音成分による影響を考慮
すると、変調方式がＱＰＳＫである場合には並列低速信
号各々の各信号点は図３（ａ）に示す信号平面上の４箇
所の網掛け領域Ａ〜Ｄのいずれかに属する。ここで、各
信号点の位相とＱＰＳＫによる復調処理前の元信号系列
との対応は以下の以下の通りであるものとする。領域Ａ（位相π／４）：元信号系列［０，０］領域Ｂ（位相３π／４）：元信号系列［１，０］領域Ｃ（位相−３π／４）：元信号系列［１，１］領域Ｄ（位相−π／４）：元信号系列［０，１］

【００４０】各並列低速信号が各４逓倍器２１＿１〜２
１＿ｍによって４逓倍処理されると、上記各領域Ａ〜Ｄ
に属していた各信号点は、図３（ｂ）において網掛けで
明示された領域Ｅ内（位相π）に縮退される。ここで、
当該領域Ｅにおける信号点の分布範囲が、前記各領域Ａ
〜Ｄよりも大きくなるのは、信号位相の雑音成分も４倍
に変換されるためである。

【００４１】次に、各々４逓倍処理された並列低速信号
は、それぞれ対応するｍ個のローパスフィルタ２２＿１
〜２２＿ｍによって雑音成分が除去される。図４は、ロ
ーパスフィルタ２２＿１〜２２＿ｍの構成図である。図
４において４１はＮ段のシフトレジスタ（Ｎは任意の自
然数）、４２は加算器、４３は乗算器である。

【００４２】ローパスフィルタ２２＿１〜２２＿ｍに入
力された４逓倍処理済の並列低速信号は、シフトレジス
タ４１に入力される。当該シフトレジスタ４１は、前記
４逓倍器２１＿１〜２１＿ｍから新たな並列低速信号が
入力される毎に当該並列信号をシフト処理し、各並列低
速信号を一定時間記憶する。当該シフトレジスタ４１の
Ｎ個のタップ出力は加算器４２に入力される。加算器４
２は当該Ｎ個のタップ出力を加算して、加算結果を乗算
器４３に対して出力する。乗算器４３は前記タップ出力
の加算結果に１／Ｎ（Ｎは加算器４２において加算対象
となった並列低速信号の数）を乗算することにより、Ｎ
個の連続する４逓倍処理済の並列低速信号の移動平均値
を算出する。

【００４３】図５は前記ローパスフィルタ２２＿１〜２
２＿ｍによる並列低速信号に対する信号処理の様子を信
号平面上に示した説明図である。上述した通り、４逓倍
処理済の並列低速信号の信号点は図５（ａ）の領域Ｅの
内部に分布している。前記ローパスフィルタ２２＿１〜
２２＿ｍは、領域Ｅ内に分布する並列低速信号の各信号
点を連続するＮ個分に亘り移動平均化処理した値を出力
する。このとき、当該移動平均化処理により雑音成分の
影響は低減されるので、前記領域Ｅは図５（ｂ）に網掛
けで明示された、より狭い範囲の領域Ｅ’に狭小化され
る。

【００４４】次に、ｍ個のローパスフィルタ２２＿１〜
２２＿ｍからそれぞれ出力された、ｍ個の移動平均化処
理済の並列低速信号は、加算器２３（図２参照）によっ
て加算処理された後、乗算器２４よって１／ｍが乗算さ
れる。即ち、加算器２３及び乗算器２４は、ｍ個の移動
平均化処理済の並列低速信号を、さらに平均化処理す
る。以下では、乗算器２４の出力信号を「平均化信号」
と呼ぶ。

【００４５】ここで、前記ローパスフィルタ２２＿１〜
２２＿ｍによって移動平均処理されたｍ個の並列低速信
号を、加算器２３及び乗算器２４によってさらに平均化
処理することは、ｍ個の並列低速信号それぞれのＮ個の
連続した信号を平均化することと等価である。即ち、前
記平均化信号は、前述のＡ／Ｄ変換器６から出力された
ベースバンドのデジタル信号系列をＮ×ｍ個のサンプル
で平均化処理した場合と同等の結果を得ることができ、
雑音成分の影響を一層低減することができる。前述の図
５に示す信号平面上において、前記平均化信号の分布す
る領域Ｅ’’は、前記ローパスフィルタ２２＿１〜２２
＿ｍによって移動平均処理された各並列低速信号の分布
する領域Ｅ’よりも、さらに狭小な範囲に狭小化される
（図５（ｃ））。

【００４６】次に４分周器２５は、前記平均化信号を４
分周処理し、信号位相が１／４に変換された信号を再生
搬送波信号として出力する。

【００４７】４分周器２５による再生搬送波信号の生成
処理を図６に従って説明する。図６（ａ）は４分周器２
５における再生搬送波信号生成処理の様子を信号平面上
で示した説明図である。平均化信号（位相π、図５
（ｃ）領域Ｅ’’）を４分周処理して生成された再生搬
送波信号は、前記平均化信号の位相の１／４となる。し
たがって、当該再生搬送波信号は、図６（ａ）の網掛け
された領域Ｐ内に分布しπ／４の位相を有する。

【００４８】以上の通り搬送波再生回路８によって生成
された再生搬送波信号は、各検波器９＿１〜９＿ｍに入
力される。ｍ個の検波器９＿１〜９＿ｍは、前記再生搬
送波信号に基づいて、直列並列変換器７から出力された
並列低速信号を、それぞれ別個に同期検波処理する。

【００４９】ｍ個の検波器９＿１〜９＿ｍは、それぞれ
に対応する並列低速信号の位相（以下φ_ｓｉｇと表す）
と、前記再生搬送波信号の位相（以下φ_ｓｔｄ（≒π／
４）と表す。図６（ａ）参照）とを比較し、検波信号φ
を算出する。ここで検波信号φは、 φ＝φ_ｓｉｇ−φ_ｓｔｄ（但し、-π＜φ≦π）で与えられる。

【００５０】具体的には、各検波器９＿１〜９＿ｍは、
図６（ｂ）に示す通り前記並列低速信号の位相が領域Ａ
（位相π／４）に属する場合には検波信号φ＝０を出力
し、同様に、領域Ｂ（位相３π／４）の場合は検波信号
φ＝π／２、領域Ｃ（位相−３π／４）の場合は検波信
号φ＝π、領域Ｄ（位相−π／４）の場合は検波信号φ
＝−π／２、をそれぞれ出力する。

【００５１】次に、ｍ個の判定器１０＿１〜１０＿ｍ
は、各々対応する検波器９＿１〜９＿ｍから出力された
検波信号φ_ｍ（添え字ｍは検波器９＿１〜９＿ｍ、判定
器１０＿１〜１０＿ｍを特定する文字）をそれぞれ別個
に判定処理し、以下のような復調信号を出力する。 −π／４≦φ_ｍ＜π／４ → 領域Ａ復調信号［０，０］ π／４≦φ_ｍ＜３π／４ → 領域Ｂ復調信号［１，０］３π／４≦φ_ｍ≦π → 領域Ｃ復調信号［１，１］ −π＜φ_ｍ＜−３π／４ → 領域Ｃ復調信号［１，１］ −３π／４≦φ_ｍ＜−π／４ → 領域Ｄ復調信号［０，１］

【００５２】ｍ個の判定器１０＿１〜１０＿ｍからそれ
ぞれ出力された復調信号は、並列直列変換器１１に入力
され、情報速度がｍ倍の高速復調信号に並列直列変換処
理され、復調データ系列として出力される。

【００５３】以上の通り本実施の形態１の受信機では、
直交検波処理後のベースバンド信号のデジタル信号系列
を、直列並列変換器７で複数の並列低速信号に分割する
とともに、搬送波再生回路８により全ての並列低速信号
を用いて一の平均化信号を算出し、当該平均化信号に基
づき再生搬送波信号を生成する。したがって、一つの並
列低速信号のＳＮ比が低い場合であっても、搬送波再生
回路８においてＳＮ比を高めるのに十分なシンボル数を
確保して、位相精度の高い再生搬送波信号を得ることが
でき、信号処理素子の動作速度の増大を抑圧しつつ、復
調処理における誤り率特性の改善を図ることができる。

【００５４】なお前記実施の形態１において、搬送波再
生回路８は、直列並列変換器７から出力される複数の並
列低速信号を入力して再生搬送波信号を生成し、ｍ個の
検波器９＿１〜９＿ｍに対してそれぞれ出力するフィー
ドフォワード型の構成としたが、必ずしもこのような構
成に限定されるものではない。例えば、図７に示すよう
に、各検波器９＿１〜９＿ｍから出力される検波信号φ
_ｍを入力し、当該検波信号φ_ｍに基づいて再生搬送波信
号を生成するようなフィードバック型の構成としてもよ
い。このように、搬送波再生回路８をフィードバック型
の構成とすることで、受信信号に付加される周波数偏差
やフェージング等の影響により、受信信号の位相が変動
する場合であっても安定して復調処理を行うことができ
る。

【００５５】また、前記実施の形態１では変調方式とし
てＱＰＳＫが適用される場合について説明したが、変調
方式はＱＰＳＫに限定されるものではなく、ＢＰＳＫや
他の多相ＰＳＫ変調方式であってもよい。例えば、変調
方式がＢＰＳＫである場合には、前述の図２に示す搬送
波再生回路８の４逓倍器２１＿１〜２１＿ｍを２逓倍器
とし、また、４分周器２５を２分周器とするような構成
とすることで同様の効果を得ることが可能である。

【００５６】さらに、前記実施の形態１では、ローパス
フィルタ２２＿１〜２２＿ｍとして図４に示すＮ段シフ
トレジスタ４１を備えた移動平均フィルタを用いる場合
について説明したが、ローパスフィルタの構成はこれに
限定されるものではなく、逓倍処理済の並列低速信号か
ら雑音成分を除去し、ＳＮ比を向上することが可能な特
性を有する他のフィルタリング手段を適用するような構
成であっても同様の効果を得ることは当然に可能であ
る。

【００５７】また、前記実施の形態１において、搬送波
再生回路８は、ｍ個のローパスフィルタ２２＿１〜２２
＿ｍの出力を加算器２３で加算し乗算器２４で１／ｍを
乗じることにより、全ｍ個の並列低速信号に基づいて一
の平均化信号を算出するような構成としたが、必ずしも
当該平均化信号の算出の対象を全ｍ個の並列低速信号と
する必要はなく、例えばｍ個の並列低速信号のうち、予
め定められたｎ個（＜ｍ）の並列低速信号を用いて、前
記平均化信号を算出するような構成であってもよい。こ
の場合には、４逓倍器やローパスフィルタの個数をｎ個
に削減することができ、搬送波再生回路８の回路規模を
削減し低消費電力化を図ることができる。

【００５８】実施の形態２．前記実施の形態１では、逓
倍型の搬送波再生回路８を用い、複数の並列低速信号に
基づいて一の再生搬送波信号を生成したが、本実施の形
態２では、逓倍型の搬送波再生回路に代えて逆変調型の
搬送波再生回路を適用し、再生搬送波信号を生成する。
なお、本実施の形態２の受信機は、前記実施の形態１の
受信機とは搬送波再生回路による再生搬送波信号生成処
理とこれに関連する処理が異なるものであり、その他の
構成及び信号処理は同様であるため、同一の構成につい
ては同一の符号を付して説明を省略する。

【００５９】図８は逆変調型の搬送波再生回路を用いた
受信機の構成図である。図８において、１２は逆変調型
の搬送波再生回路である。本実施の形態２において搬送
波再生回路１２は、図８に示すように、直列並列変換器
７から出力されたｍ個の並列低速信号と、ｍ個の判定器
１０＿１〜１０＿ｍの判定結果とを入力し、これらに基
づいて再生搬送波信号を生成する。

【００６０】以下で搬送波再生回路１２における再生搬
送波信号生成処理を、該搬送波再生回路１２の構成図９
に従って説明する。図９において、３１＿１〜３１＿ｍ
はｍ個の遅延器、３２＿１〜３２＿ｍはｍ個の位相回転
器である。

【００６１】まず上記直列並列変換器７から出力された
ｍ個の並列低速信号＃１〜＃ｍは、それぞれ対応するｍ
個の遅延器３１＿１〜３１＿ｍに入力され、検波器９＿
１〜９＿ｍ及び判定器１０＿１〜１０＿ｍで生じる信号
処理時間の和に相当する遅延時間Ｔが付加される。当該
遅延器３１＿１〜３１＿ｍで各並列低速信号に遅延時間
Ｔが付加されることにより、該並列低速信号＃１〜＃ｍ
と、前記判定器１０＿１〜１０＿ｍから出力される判定
結果＃１〜＃ｍとの間のタイミングを調整させて、両信
号を同期させることができる。

【００６２】前記遅延時間Ｔが付加された並列低速信号
＃１〜＃ｍ、及び前記判定結果＃１〜＃ｍは、それぞれ
対応する位相回転器３２＿１〜３２＿ｍに入力される。
ｍ個の位相回転器３２＿１〜３２＿ｍは、それぞれに判
定結果＃１〜＃ｍに対応する下記の所定の位相回転量ψ
_ｍ（添え字ｍは前記並列低速信号＃１〜＃ｍを特定する
文字）だけ、前記遅延時間Ｔ付加済みの並列低速信号＃
１〜＃ｍの位相を回転処理する。判定結果［０，０］ → 位相回転量 ψ_ｍ＝０判定結果［１，０］ → 位相回転量 ψ_ｍ＝−π／２判定結果［１，１］ → 位相回転量 ψ_ｍ＝π 判定結果［０，１］ → 位相回転量 ψ_ｍ＝π／２前述の通り前記遅延時間Ｔが付加された並列低速信号＃
１〜＃ｍと前記判定結果＃１〜＃ｍとは同期しており、
同じ信号タイミングで各位相回転器３２＿１〜３２＿ｍ
に入力される。

【００６３】ここで、上記判定結果が［０，０］である
場合には、遅延時間Ｔ付加済みの並列低速信号の信号点
は、信号平面上で前述の図６（ａ）に示す領域Ａに属す
ることが明らかである。この場合には、各位相回転器３
２＿１〜３２＿ｍにおける位相回転量ψ_ｍ＝０であるた
め、当該遅延時間Ｔ付加済みの並列低速信号は位相回転
処理されず、その位相は前記領域Ａに対応するπ／４と
なる。

【００６４】次に、上記判定結果が［１，０］である場
合には、遅延時間Ｔ付加済みの並列低速信号の信号点
は、前記領域Ｂ（図６（ａ）参照）に属する。この場合
には、各位相回転器３２＿１〜３２＿ｍにおける位相回
転量ψ_ｍ＝−π／２であるため、当該遅延時間Ｔ付加済
みの並列低速信号の位相は回転処理処理によって、前記
領域Ａに対応するπ／４となる。

【００６５】同様に、上記判定結果が［１，１］であ
り、遅延時間Ｔ付加済みの並列低速信号の信号点が前記
領域Ｃ（図６（ａ）参照）に属する場合には、前記位相
回転量ψ_ｍ＝πとなり、この場合も、当該遅延時間Ｔ付
加済みの並列低速信号の位相は回転処理処理によって前
記領域Ａに対応するπ／４となる。また、上記判定結果
が［０，１］であり、遅延時間Ｔ付加済みの並列低速信
号の信号点が前記領域Ｄ（図６（ａ）参照）に属する場
合には、前記位相回転量ψ _ｍ＝π／２となり、この場合
も、当該遅延時間Ｔ付加済みの並列低速信号の位相は回
転処理処理によって前記領域Ａに対応するπ／４とな
る。

【００６６】すなわち、どのような元信号系列が変調処
理された場合であっても、位相回転器の出力信号の信号
点は前記領域Ａに属し、その位相はπ／４となる。

【００６７】ｍ個の位相回転器３２＿１〜３２＿ｍの出
力信号は、例えば前述の図４に示す構成を有するｍ個の
ローパスフィルタ２２＿１〜２２＿ｍによってそれぞれ
雑音成分の影響が除去された後、加算器２３によって加
算処理され、さらに乗算器２４によって１／ｍが乗算さ
れて再生搬送波信号が生成される。

【００６８】次に各検波器９＿１〜９＿ｍは、上記の通
り生成された再生搬送波信号に基づいて、ｍ個の並列低
速信号をそれぞれ検波処理し、ｍ個の判定器１０＿１〜
１０＿ｍは前記各検波器９＿１〜９＿ｍの検波処理結果
をそれぞれ判定し判定結果＃１〜＃ｍを出力する。当該
判定結果＃１〜＃ｍは、並列直列変換器１１によって一
の復調データ系列に変換されると共に、前記搬送波再生
回路１２に入力されて前述の搬送波再生処理に使用され
る。

【００６９】以上の通り本実施の形態２の受信機では、
逆変調型の搬送波再生回路１２を用いることにより逓倍
処理に起因する雑音成分の増加を抑圧することができ
る。このため、再生搬送波信号における雑音成分の影響
を低減することができ、一つの並列低速信号のＳＮ比が
低い場合であっても、搬送波再生回路８において位相精
度の高い再生搬送波信号を得ることにより、良好なビッ
ト誤り特性を実現できる。また逓倍器と分周器を用いな
いため受信機の回路規模削減を図ることができる。

【００７０】実施の形態３．前記実施の形態１の受信機
では、高速広帯域な受信信号を直列並列変換器により複
数の低速並列信号に変換し、複数の並列低速信号に基づ
いて再生搬送波信号を生成するような構成としたが、本
実施の形態３では、送信機で複数のサブキャリアを用い
て情報データを変調するマルチキャリア伝送システムの
受信機であって、複数の局部発振信号を用いて各サブキ
ャリアをそれぞれ別個に周波数変換処理するとともに、
複数のサブキャリアのベースバンド信号に基づいて再生
搬送波信号を生成する。なお本実施の形態３の受信機
は、前記実施の形態１の受信機とはマルチキャリア変調
処理された受信信号を入力し、各サブキャリアをそれぞ
れ別個に復調処理する点が異なるものであり、その他の
構成は同様であるため、同一の構成については同一の符
号を付して説明を省略する。

【００７１】図１０は、本実施の形態３の受信機の構成
図である。図１６において、４＿１〜４＿ｍは受信信号
に含まれたｍ個のサブキャリアをそれぞれ別個に検波処
理するｍ個の直交検波器、５＿１〜５＿ｍは各サブキャ
リアに対応したｍ個のベースバンドフィルタ、６＿１〜
６＿ｍは各サブキャリアに対応したｍ個のＡ／Ｄ変換器
である。

【００７２】上記の通り構成される本実施の形態３の受
信機の動作について説明する。ｍ個のサブキャリアから
構成される無線信号は、アンテナで受信された後、前記
実施の形態１と同様に、低雑音増幅器１によって所定の
増幅率で増幅処理され、ＲＦフィルタ２によって所望の
周波数帯域の信号成分のみが濾波される。さらに周波数
変換器３で所定の中間周波数帯の周波数変換処理された
後、各直交検波器４＿１〜４＿ｍに入力される。

【００７３】次に各直交検波器４＿１〜４＿ｍは、それ
ぞれに周波数が異なる局部発振信号で前記周波数変換処
理済の中間周波数信号を直交検波処理し、前記ｍ個のサ
ブキャリア各々に対応したｍ個のベースバンド信号に周
波数変換する。当該ベースバンド信号は、ｍ個のベース
バンドフィルタ５＿１〜５＿ｍによって、各々所望の信
号成分のみが濾波されて波形整形処理された後に、ｍ個
のＡ／Ｄ変換器６＿１〜６＿ｍによって標本化処理され
デジタル信号系列に変換される。

【００７４】次のデジタル信号系列のベースバンド信号
は、それぞれに対応するｍ個の検波器９＿１〜９＿ｍに
出力されると共に、搬送波再生回路８に対しても出力さ
れる。搬送波再生回路８は、前述の実施の形態１と同様
に、複数のベースバンド信号に基づいて再生搬送波信号
を再生する。ｍ個の検波器９＿１〜９＿ｍは、搬送波再
生回路８から出力される再生搬送波信号に基づき、ｍ個
のデジタル信号系列をそれぞれ別個に検波処理する。ｍ
個の検波器９＿１〜９＿ｍから出力された検波信号はｍ
個の判定器１０＿１〜１０＿ｍによって判定処理され、
並列直列変換器１１によって情報速度がｍ倍の復調デー
タ系列に並列直列変換処理される。

【００７５】以上の通り、本実施の形態３では、マルチ
キャリア伝送システムの受信機において、受信信号を各
々周波数が異なる複数の局所発信信号で直交検波して各
サブキャリアに対応するベースバンド信号を得ると共
に、当該複数のベースバンド信号に基づいて再生搬送波
信号を生成する。したがって、マルチキャリア伝送シス
テムの受信機においても、位相精度の高い再生搬送波信
号を得ることができ、信号処理素子の動作速度の増大を
抑圧しつつ、復調処理における誤り率特性の改善を図る
ことができると同時に、前記ベースバンドフィルタ５＿
１〜５＿ｍ及びＡ／Ｄ変換器６＿１〜６＿ｍにおける信
号処理を低速化することで、動作速度が低速で安価な汎
用素子が適用可能となり、また低消費電力化を図ること
ができる。

【００７６】

【発明の効果】以上のように本発明の受信機によれば、
複数の並列信号に基づいて一の再生搬送波信号を生成す
る搬送波再生回路と、当該再生搬送波信号に基づき、前
記複数の並列信号をそれぞれ別個に復調処理する複数の
復調手段と、各復調手段から出力された複数の復調信号
に基づき復調データ系列を生成する並列直列変換手段と
を備える構成としたことにより、位相精度が高い再生搬
送波信号を得ることができ、復調性能を高めることがで
きるといった効果を奏する。

【００７７】また次の発明によれば、前記搬送波再生回
路は、前記各並列信号をそれぞれ別個に逓倍処理して複
数の逓倍信号を生成し、該複数の逓倍信号を平均化し、
当該平均化信号を分周処理することにより一の再生搬送
波信号を生成するような構成としたことにより、位相精
度が高い再生搬送波信号を得ることができ、復調性能を
高めることができるといった効果を奏する。

【００７８】また次の発明によれば、前記搬送波再生回
路は、前記逓倍信号をそれぞれ濾波処理するフィルタ部
をさらに備え、濾波処理後の逓倍信号を平均化処理及び
分周処理して再生搬送波信号を生成するような構成とし
たことにより、より位相精度が高い再生搬送波信号を得
ることができ、復調性能を高めることができるといった
効果を奏する。

【００７９】また次の発明の受信機によれば、所定の再
生搬送波信号に基づき、前記複数の並列信号をそれぞれ
別個に復調処理する複数の復調手段と、前記複数の並列
信号と各々対応する前記復調信号とに基づいて、一の再
生搬送波信号を生成し前記各復調手段に出力する搬送波
再生回路と、各復調手段から出力された複数の復調信号
に基づき復調データ系列を生成する並列直列変換手段と
を備える構成としたことにより、位相精度が高い再生搬
送波信号を得ることができ、復調性能を高めることがで
きるといった効果を奏する。

【００８０】また次の発明によれば、前記搬送波再生回
路は、各々対応する復調信号に依存して決定される位相
回転量だけ、前記各並列信号をそれぞれ別個に位相回転
処理し、当該複数の位相回転処理済の並列信号の平均値
を算出し、該平均値を再生搬送波信号として前記復調手
段に出力する構成としたことにより、簡易な構成で位相
精度が高い再生搬送波信号を得ることができ、受信機の
回路規模を削減しつつ、復調性能を高めることができる
といった効果を奏する。

【００８１】また次の発明によれば、前記搬送波再生回
路は、前記位相回転処理済の並列信号をそれぞれ濾波処
理するフィルタ部をさらに備え、当該濾波処理結果を平
均化処理して再生搬送波信号を生成するような構成とし
たことにより、より位相精度が高い再生搬送波信号を得
ることができ、復調性能を高めることができるといった
効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１の受信機の構成図であ
る。

【図２】本発明の実施の形態１の搬送波再生回路の構
成図である。

【図３】本発明の実施の形態１の４逓倍器における信
号処理の様子を信号平面上で示した説明図である。

【図４】本発明の実施の形態１のローパスフィルタの
構成図である。

【図５】本発明の実施の形態１のローパスフィルタに
よる並列低速信号に対する信号処理の様子を信号平面上
に示した説明図である。

【図６】本発明の実施の形態１の４分周器における再
生搬送波信号生成処理の様子を信号平面上で示した説明
図である。

【図７】本発明の実施の形態１の受信機の他の構成例
を示した構成図である。

【図８】本発明の実施の形態２の受信機の構成図であ
る。

【図９】本発明の実施の形態２の搬送波再生回路の構
成図である。

【図１０】本発明の実施の形態３の受信機の構成図で
ある。

【図１１】従来の無線通信システムの受信機の構成図
である。

【図１２】従来の同期検波回路の構成図である。

【図１３】従来の搬送波再生回路の構成図である。

【図１４】従来の判定回路におけるベースバンド信号
判定処理の様子を信号平面上で示した説明図である。

【図１５】従来のマルチキャリア通信システムの送信
機及び受信機の構成図である。

【図１６】マルチキャリア伝送方式における信号系列
長の短縮化の様子を示した説明図である。

【符号の説明】１低雑音増幅器２ＲＦフィルタ３周波数変換器４、４＿１〜４＿ｍ直交検波器５、５＿１〜５＿ｍベースバンドフィルタ６、６＿１〜６＿ｍＡ／Ｄ変換器７、６１直列並列変換器８、１２、５３搬送波再生回路９＿１〜９＿ｍ検波器１０＿１〜１０＿ｍ判定器１１、６６並列直列変換器２１＿１〜２１＿ｍ４逓倍器２２＿１〜２２＿ｍ、５６ローパスフィルタ２３、４２、６３加算器２４、４３乗算器２５４分周器３１＿１〜３１＿ｍ遅延器３２＿１〜３２＿ｍ位相回転器４１シフトレジスタ５１同期検波回路５２判定回路５５２逓倍器５７２分周器６２＿１〜６２＿ｍ変調器６４＿１〜６４＿ｍ直交検波器６５＿１〜６５＿ｍ復調器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号を複数の並列信号に変換する直
列並列変換手段と、前記複数の並列信号に基づいて、所定の方法により当該
並列信号の搬送波信号を再生する搬送波再生回路と、前記再生搬送波信号に基づいて、前記複数の並列信号を
それぞれ復調処理して復調信号を得る、複数の復調手段
と、前記複数の復調信号を並列直列変換し、伝送対象のデー
タ系列に対応する復調データ系列を得る多重化手段とを
備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２】伝送対象のデータ系列を、送信機で複数
の並列信号に変換し各々変調処理して送信し、受信機で
各並列信号をそれぞれ復調処理する通信システムの受信
機において、前記複数の並列信号に基づいて、所定の方法により当該
並列信号の搬送波信号を再生する搬送波再生回路と、前記再生搬送波信号に基づいて、前記複数の並列信号を
それぞれ復調処理し、前記並列信号に対応する復調信号
を得る、複数の復調手段と、前記複数の復調信号を並列直列変換し、前記伝送対象デ
ータ系列に対応する復調データ系列を得る多重化手段と
を備えたことを特徴とする受信機。
【請求項３】搬送波再生回路は、複数の並列信号をそれぞれ所定の逓倍数だけ逓倍処理し
て生成された逓倍信号を各々出力する、複数の逓倍部
と、前記複数の逓倍信号の平均値である平均化信号を生成す
る平均化部と、前記平均化信号を、前記逓倍数に対応した所定の分周数
で分周処理して再生搬送波信号を生成する分周部とを備
える構成とされたことを特徴とする、請求項１又は２に
記載の受信機。
【請求項４】搬送波再生回路は、それぞれ対応する逓
倍信号を入力し該逓倍信号を濾波処理して平均化部に出
力する、複数のフィルタ部をさらに備える構成とされた
ことを特徴とする、請求項３に記載の受信機。
【請求項５】搬送波再生回路のフィルタ部は、逓倍信号を所定時間に亘って記憶する所定段数のシフト
レジスタと、前記シフトレジスタの各段に記憶された複数の逓倍信号
を加算する加算部と、前記加算部の出力結果を前記加算対象となった逓倍信号
の数で除して、前記逓倍信号の移動平均値を算出する演
算部とを備える構成とされたことを特徴とする、請求項
４に記載の受信機。
【請求項６】受信信号を複数の並列信号に直列並列変
換する直列並列変換手段と、所定の再生搬送波信号に基づいて、前記複数の並列信号
をそれぞれ復調処理し復調信号を得る、複数の復調手段
と、前記複数の並列信号と、前記各復調手段から出力された
復調信号とに基づいて、所定の方法により当該並列信号
の搬送波信号を再生し、該再生搬送波信号を前記復調手
段各々に対して出力する搬送波再生回路と、前記複数の復調信号を並列直列変換し、前記伝送対象デ
ータ系列に対応する復調データ系列を得る多重化手段と
を備えたことを特徴とする受信機。
【請求項７】伝送対象のデータ系列を、送信機で複数
の並列信号に変換し各々変調処理して送信し、受信機で
各並列信号をそれぞれ復調処理する通信システムの受信
機において、所定の再生搬送波信号に基づいて、前記複数の並列信号
をそれぞれ復調処理し前記並列信号に対応する復調信号
を得る、複数の復調手段と、前記複数の並列信号と、前記各復調手段から出力された
復調信号とに基づいて、所定の方法により当該並列信号
の搬送波信号を再生し、該再生搬送波信号を前記復調手
段各々に対して出力する搬送波再生回路と、前記複数の復調信号を並列直列変換し、前記伝送対象デ
ータ系列に対応する復調データ系列を得る多重化手段と
を備えたことを特徴とする受信機。
【請求項８】搬送波再生回路は、複数の並列信号を、それぞれ対応する復調信号に基づい
て決定される所定の位相回転量だけ位相回転処理する、
複数の位相回転部と、前記複数の位相回転処理済の並列信号の平均値を算出
し、該平均値を再生搬送波信号として前記復調手段に対
して出力する平均化部とを備える構成とされたことを特
徴とする、請求項６又は７に記載の受信機。
【請求項９】搬送波再生回路は、それぞれ対応する位
相回転部の出力信号を濾波処理して平均化部に出力する
複数のフィルタ部をさらに備える構成とされたことを特
徴とする、請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】受信信号を直列並列変換して得られた
複数の並列信号を入力し、当該並列信号をそれぞれ別個
に所定の逓倍数だけ逓倍処理して生成された逓倍信号を
各々出力する逓倍処理工程と、前記複数の逓倍信号の平均値である平均化信号を生成す
る平均化処理工程と、前記平均化信号を前記逓倍数に対応した所定の分周数に
従って分周処理することにより生成された信号を、再生
搬送波信号として出力する分周処理工程とを備えたこと
を特徴とする搬送波再生方法。
【請求項１１】伝送対象のデータ系列を、送信機で複
数の並列信号に変換し各々変調処理して送信し、受信機
で各並列信号をそれぞれ復調処理する通信システムの受
信機に適用される搬送波再生方法において、前記並列信号をそれぞれ別個に所定の逓倍数だけ逓倍処
理して生成された逓倍信号を各々出力する逓倍処理工程
と、前記複数の逓倍信号の平均値である平均化信号を生成す
る平均化処理工程と、前記平均化信号を前記逓倍数に対応した所定の分周数に
従って分周処理することにより生成された信号を、再生
搬送波信号として出力する分周処理工程とを備えたこと
を特徴とする搬送波再生方法。
【請求項１２】受信信号を直列並列変換して得られた
複数の並列信号を入力し、所定の再生搬送波信号に基づ
いて、前記複数の並列信号をそれぞれ復調処理し複数の
復調信号を得る復調処理工程と、前記並列信号を、それぞれ対応する復調信号に基づいて
決定される所定の位相回転量だけ位相回転処理する位相
回転処理工程と、前記複数の位相回転処理済の並列信号の平均値を算出
し、該平均値を再生搬送波信号として前記復調処理工程
に対して出力する平均化処理工程とを備えたことを特徴
とする、搬送波再生方法。
【請求項１３】伝送対象のデータ系列を、送信機で複
数の並列信号に変換し各々変調処理して送信し、受信機
で各並列信号をそれぞれ復調処理する通信システムの受
信機に適用される搬送波再生方法において、所定の再生搬送波信号に基づいて、前記複数の並列信号
をそれぞれ復調処理し、前記並列信号に対応する復調信
号を得る復調処理工程と、前記並列信号を、それぞれ対応する復調信号に基づいて
決定される所定の位相回転量だけ位相回転処理する位相
回転処理工程と、前記複数の位相回転処理済の並列信号の平均値を算出
し、該平均値を再生搬送波信号として前記復調処理工程
に対して出力する平均化処理工程とを備えたことを特徴
とする、搬送波再生方法。