JP4039733B2 - 搬送波周波数同期回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、搬送波周波数同期回路に関し、詳細には、直交周波数分割多重されて送信されたマルチキャリア信号を受信して復調する復調器に適用される搬送波周波数同期回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信でビット幅の短い高速データを伝送しようとすると、建物などに反射して受信機に到来する遅延波が数〜数十シンボル遅れて受信される。このため、シンボル間で干渉が生じて周波数選択性フェージングが発生する。周波数選択性フェージングは受信波形を著しく歪ませて伝送特性を大きく劣化させる。このフェージング対策の一つの方式にマルチキャリア伝送と呼ばれる方式がある。
【０００３】
マルチキャリア伝送では、送信側において高速データを直並列変換してビット幅の長い複数の低速データに変換した後に複数の搬送波（サブキャリア）を変調して送信する伝送形態がとられる。受信側では、各サブキャリアの受信信号を復調した後に並直列変換して復調データを得る処理が行われる。これにより、シンボル間干渉の発生が阻止される。ここで、「直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）」と呼ばれる方式は、このマルチキャリア伝送を実現する一つの方式である。
【０００４】
ＯＦＤＭ伝送方式に関しては、文献１“ＯＦＤＭディジタル伝送方式”、中原俊二、ＩＴＵジャーナル、Vol.27、No.1に詳しく記されている。図９には、上記文献１に示されているＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復調器間の関係を表す一般的な構成が示されている。図９において、８はＯＦＤＭ変調器であり、９はＯＦＤＭ復調器である。ＯＦＤＭ変調器８は、直並列変換器８１、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）プロセッサ８２、Ｄ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）８４ａ，８４ｂ、ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器８６、搬送波発振器８７、および、加算器８８を備えている。また、ＯＦＤＭ復調器９は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器９３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂ、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂ、１７はＦＦＴ（高速フーリエ変換）プロセッサ９７、および、並直列変換器９８を備えている。
【０００５】
つづいて、ＯＦＤＭ伝送方式の概要を説明する。図１０には、送信シンボルのフォーマットが示されている。まず、図９に示されたＯＦＤＭ変調器８の構成を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調器８では、図１０（ａ）に示したように、直列に並んだＮ（Ｎは自然数）個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、直並列変換器８１によって並列に並べ替えられる。
【０００６】
このとき、直列に並んだ送信シンボルの幅をＴとすると、直並列変換器８１から出力される並列に並んだシンボルの幅Ｔｓは、図１０（ｂ）に示すように、Ｎ×Ｔとなって、シンボル幅がＮ倍に広がる。ここで、送信シンボルＣK （k=0 〜N-1）は一般的に、ａK ＋ｊｂK の形で表されて、その位相と振幅が送信するデータに応じて変化する。ａK 、ｂK の値は採用する変調方式により異なり、たとえばＱＰＳＫの場合には送信データに応じて±１のいずれかの値をとり、その位相がπ／４、３π／４、−３π／４、−π／４の４とおりをとる。
【０００７】
直並列変換器８１から出力されるＮ個のシンボルＣ0 〜ＣN-1 は、ＩＦＦＴプロセッサ８２によって逆フーリエ変換の処理を施され、その結果、送信ベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとが生成される。ＩＦＦＴプロセッサ８２から出力される同相成分信号Ｉ，直交成分信号Ｑは、それぞれＤ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂによりアナログ信号に変換された後に、ＬＰＦ８４ａ，８４ｂで不要な高調波成分が除去される。ＬＰＦ８４ａ，８４ｂからの出力信号は、それぞれミクサ８５ａ，８５ｂに入力され、それぞれＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号に変換される。
【０００８】
ＬＰＦ８４ａの出力信号は、ミクサ８５ａにおいて、ミクサ８５ａのもう一方の入力端子に入力されている搬送波発振器８７の出力信号と乗積される。ＬＰＦ８４ｂの出力信号は、ミクサ８５ｂにおいて、ミクサ８５ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２移相器８６の出力信号と乗積される。π／２移相器８６は、搬送波発振器８７の出力信号を入力して、その出力信号の位相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミクサ８５ａ，８５ｂから出力された信号は加算器８８で加算される。加算器８８から出力される送信ＩＦ信号は、一般の送信機と同様に、後段の周波数変換回路（図示せず）によって所望のＲＦ（Radio Frequency ）信号に変換された後にアンテナ（図示せず）から送出される。
【０００９】
上述のＯＦＤＭ変調器８の構成において、Ｄ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ８４ａ，８４ｂ、ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器８６、搬送波発振器８７および加算器８８から構成される部分は、一般的な変調器の直交変調部と同一構成である。したがって、ＯＦＤＭ変調器８の特徴的な部分は、直並列変換器８１およびＩＦＦＴプロセッサ８２である。ここで、ＩＦＦＴプロセッサ８２が行う逆フーリエ変換処理は、周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する処理である。
【００１０】
したがって、ＩＦＦＴプロセッサ８２に入力されるＮ個の送信シンボルシンボルＣ0 〜ＣN-1 は、周波数軸上に並んだＮ個の信号と見なすことができる。すなわち、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 によって各Ｎ個の搬送波（サブキャリア）を変調するというマルチキャリア伝送における変調処理を、ＯＦＤＭ方式ではＩＦＦＴプロセッサ８２によって実現している。
【００１１】
図１１はＯＦＤＭ変調器８から出力される送信ＩＦ信号のスペクトルを表す図である。図１１において、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 により変調された各Ｎ個のサブキャリアＷ0 〜ＷN-1 が周波数軸上に並ぶ様子が示されている。ここで、サブキャリアの間隔は１／Ｔｓと小さくなるので、隣接するサブキャリア同士がオーバーラップする点がＯＦＤＭ方式の特徴である。
【００１２】
つぎに、ＯＦＤＭ方式における復調動作を図９に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９の構成を用いて説明する。アンテナ（図示せず）によって受信されたＲＦ信号は、一般の受信機と同様に周波数変換回路（図示せず）によって受信ＩＦ信号に変換される。受信ＩＦ信号はまずＢＰＦ９１に入力される。このＢＰＦ９１は受信ＩＦ信号に含まれる不要な周波数成分を除去する。
【００１３】
ＢＰＦ９１の出力信号は２分岐されて、それぞれミクサ９２ａ，９２ｂに入力される。ＢＰＦ９１から出力後に２分岐された一方の信号は、ミクサ９２ａにおいて、ミクサ９２ａのもう一方の入力端子に入力されている搬送波発振器９４の出力信号と乗積される。ミクサ９２ａの出力信号はＬＰＦ１５ａに入力されて不要な高調波成分が除去されてベースバンド信号の同相成分となる。
【００１４】
また、ＢＰＦ９１の出力後に２分岐されたもう一方の信号は、ミクサ９２ｂにおいて、ミクサ９２ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２移相器９３の出力信号と乗積される。π／２移相器９３は搬送波発振器９４の出力信号を入力して、その出力信号の位相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミクサ９２ｂの出力信号はＬＰＦ９５ｂに入力され、そこで不要な高調波成分が除去されてベースバンド信号の直交成分となる。ＬＰＦ９５ａ，９５ｂの出力信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂに入力されてディジタル信号に変換された後、ＦＦＴプロセッサ９７に入力される。
【００１５】
ＦＦＴプロセッサ９７は、入力された同相成分の信号Ｉおよび直交成分の信号Ｑに対してフーリエ変換処理を行い、Ｎ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 を出力する。ＦＦＴプロセッサ９７から出力された信号すなわち並列に並んだＮ個の復調シンボルは、並直列変換器９８によって直列に並んだＮ個の復調シンボルに変換されてＯＦＤＭ復調器９から出力される。
【００１６】
上述のＯＦＤＭ復調器９の構成において、ＢＰＦ９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器９３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂおよびＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂから構成される部分は、一般的な復調器の準同期検波部としてよく採用される構成と同一である。したがって、ＯＦＤＭ復調器９の特徴的な部分は、ＦＦＴプロセッサ９７および並直列変換器９８である。これら２つの部分によって、ＯＦＤＭ変調器８における直並列変換器８１およびＩＦＦＴプロセッサ８２で行った処理の逆の処理を行い、送信シンボルを再生している。
【００１７】
すなわち、ＩＦＦＴされた信号に対してＦＦＴ処理を施せば、ＦＦＴ処理後の信号はＩＦＦＴする前の元の信号が得られるので、ＦＦＴプロセッサ９７から出力されるＮ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 と一致する。すなわち、Ｎ個の変調波を復調するというマルチキャリア伝送における復調処理を、ＯＦＤＭ方式ではＦＦＴプロセッサ９７によって実現している。
【００１８】
前述のとおり、ＯＦＤＭ方式では、各サブキャリアの周波数間隔は１／Ｔｓであるが、一般に、このサブキャリア間隔１／Ｔｓは数ｋＨｚ程度と小さい。すると、搬送波発振器８７と９４の発振周波数の差（周波数オフセット）が問題となる。搬送波周波数にオフセットが存在すると、ＯＦＤＭ復調器９においてサブキャリア間で干渉が発生する。
【００１９】
すなわち、送信側でサブキャリアｋで送信したシンボルＣK が、搬送波周波数オフセットにより、受信側では、…ｋ−１、ｋ、ｋ＋１、…というように、本来のサブキャリアｋの周辺のサブキャリアにも混入してしまうので、複数の送信シンボルがお互いに干渉して伝送特性が著しく劣化してしまう。したがって、ＯＦＤＭ復調器９では、搬送波発振器９４の発振周波数を搬送波発振器８７の発振周波数すなわち受信ＩＦ信号の搬送波周波数に一致させるための搬送波周波数同期回路が必要となる。
【００２０】
そこで、従来の搬送波周波数同期回路を説明する。図１２は、文献２“ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討”、関 隆史、多賀 昇、石川 達也、テレビジョン学会技術報告、Vol.19、No.38 、pp. 13-18 （1995）に示された、従来の搬送波周波数同期回路を備えたＯＦＤＭ復調器の構成図である。図９に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９と同じ部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２１】
図１２に示したＯＦＤＭ復調器には、前述の搬送波発振器９４に替わって発振周波数を可変にする搬送波発振器９９が設けられるとともに、その搬送波発振器９９の発振周波数を制御電圧に応じて可変させる搬送波周波数同期回路１００が追加される。この搬送波周波数同期回路１００は、入力された信号を１シンボル時間（＝Ｔｓ）だけ遅延して出力する遅延回路１０１、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号と遅延回路１０１の出力信号とを入力し、これらの信号の相関値を求めてその結果を出力する相関器１０２、相関器１０２の出力信号を入力してその信号の位相を検出する位相検出回路１０３、位相検出回路１０３の出力信号をシンボル周期でサンプリングするラッチ１０４、および、ラッチ１０４の出力信号から不要な雑音成分を除去して出力するＬＦ（ループフィルタ）１０５を備えている。ここで、ＬＦ１０５の出力信号は電圧制御搬送波発振器９９の発振周波数を制御する電圧となる。
【００２２】
上記相関器１０２は、入力信号の複素共役を出力する共役回路１０２ｂ、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号と共役回路１０２ｂの出力信号との複素乗算を行いその結果を出力する複素乗算器１０２ａ、および、複素乗算器１０２ａの出力信号の移動平均を求めてその結果を出力する移動平均回路１０２ｃを備えている。
【００２３】
つぎに、上記搬送波周波数同期回路１００の動作を説明する。図１２に示した搬送波周波数同期回路１００では、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号（ディジタル化された受信ベースバンド信号）はそれぞれ２分岐されて、一方の出力信号は相関器１０２に入力され、もう一方は遅延回路１０１に入力されて１シンボル時間（＝Ｔｓ）だけ遅延される。相関器１０２では、共役回路１０２ｂ、複素乗算器１０２ａおよび移動平均回路１０２ｃによって入力信号の相関が求められる。すなわち、現在受信されているベースバンド信号と、Ｔｓ時間前に受信されたベースバンド信号の相関が求められる。
【００２４】
上記搬送波周波数同期回路１００が、送信されるベースバンド信号に繰り返し成分が挿入されていることを利用した回路であることから、ここで、送信されるベースバンド信号に挿入される繰り返し成分について説明を補足する。図１３には、送信ベースバンド信号波形の同相成分が示され、図１４には、受信ベースバンド信号の遅延と相関値との関係が示されている。この同相成分は図９に示したＯＦＤＭ変調器８のＤ／Ａ変換器８３ａの出力信号波形であり、かつ、図１２に示したＯＦＤＭ復調器におけるＡ／Ｄ変換器１６ａの出力を信号変換したものである。
【００２５】
図１３に示すように、送信ベースバンド信号の先頭部分には幅がＴｇのガードインターバルと呼ばれる期間があり、この期間には送信ベースバンド信号の末尾部分の幅Ｔｇの波形と同一波形がコピーされて挿入されている。ガードインターバルを除く部分は有効シンボルと呼ばれている。ガードインターバルは、遅延波の影響を低減する目的のために挿入されるものである。図１２に示した従来の搬送波周波数同期回路１００は、このガードインターバルの波形と、有効シンボルの末尾部分の波形が同一である点を利用して搬送波周波数の同期をとる回路である。
【００２６】
すなわち、受信されたガードインターバルの部分の波形と有効シンボルの末尾部分の波形は同一であるから強い相関を示すので、受信ベースバンド信号を２つに分岐して、片方をＴｓ時間だけ遅延させて相関をとれば、図１４に示すように、Ｔｓ時間毎に大きな相関出力を得ることができる。この相関出力には以下の説明のように搬送波周波数オフセットの成分が含まれている。従来の方式はこの成分を検出して搬送波周波数の同期をとっている。
【００２７】
図１４において、受信ベースバンド信号のガードインターバルの部分Ａ１の信号ｒＡ１（ｔ）を複素数で表現すると次式（１）のように表すことができる。
【００２８】
【数１】
【００２９】
ここで、ρ（ｔ）は包絡線、θ（ｔ）は位相である。一方、Ｔｓ時間後に受信されるＡ２の部分の信号ｒＡ２（ｔ）は、Ａ１の部分と同一波形が搬送波周波数オフセットによって位相回転したものになり、次式（２）のように表すことができる。
【００３０】
【数２】
【００３１】
ここで、Δｆは搬送波周波数オフセットである。上式（１）で表される信号は搬送波周波数同期回路１００の構成における遅延回路１０１の出力信号に対応し、上式（２）で表される信号はＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号に対応している。共役回路１０２ｂの出力は、上式（１）の信号の複素共役信号となるので次式（３）となる。
【００３２】
【数３】
【００３３】
ここで、上式（３）中の＊は複素共役を表す。複素乗算器１０２ａの出力信号は、上式（２）および（３）の積であるから、次式（４）となる。
【００３４】
【数４】
【００３５】
上式（４）には搬送波周波数オフセットΔｆが含まれているので、この搬送波周波数オフセットΔｆが後段の回路で検出される。移動平均回路１０２ｃは、ガードインターバル期間Ｔｇ分の入力信号の平均をとるので、その移動平均回路１０２ｃの出力信号は次式（５）で表される。
【００３６】
【数５】
【００３７】
ここで、Ｙはρ（ｔ）2 がＴｇ時間に渡って平均された値であり、ほぼ一定値となる。位相検出回路１０３では上式（５）で表される信号の位相が検出される。したがって、位相検出回路２４の出力信号は２πΔｆＴｓとなるので、搬送波周波数オフセットΔｆに比例した信号が得られる。この２πΔｆＴｓが搬送波周波数同期のための誤差信号として用いられる。この誤差信号は、図１４に示したように、相関値がピークの時点で得られるので、ラッチ１０４によりシンボル周期でサンプリングされる。
【００３８】
ラッチ１０４の出力信号はＬＦ１０５によって不要な雑音成分が除去されて電圧制御搬送波発振器９９の制御電圧として使われる。電圧制御搬送波発振器９９は、制御電圧が正電圧の場合には出力周波数を小さくし、逆に負電圧の場合には大きくする。よって、Δｆ＞０の場合には発振周波数を小さく補正し、Δｆ＜０の場合には大きく補正することから、上記誤差信号は補正量を表すことになる。このようにして、搬送波周波数オフセットΔｆが０になるように制御が行われ、搬送波周波数の同期が確立される。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】
以上の搬送波周波数回路では、フェージングが発生した場合、受信信号のレベルすなわち受信レベルが変動するため、その受信レベルの大小は周波数毎に異なってくる。この点を図１５を参照して説明する。図１５にはフェージングが発生している伝送路の周波数特性と、受信されたＯＦＤＭ信号のスペクトルとが示されている。ＯＦＤＭでは、フェージングによって各サブキャリアの受信レベルが異なっている。すなわち、図１５において、伝送路の周波数特性が落ち込んでいるサブキャリアで伝送された信号（図中、ａ１，ａ２の位置）は受信レベルが小さくなって、信頼性が低下する。逆に、周波数特性が大きい所の信号は受信レベルが大きくなるので、信頼性は高くなる（図中、ｂ１，ｂ２，ｂ３の位置）。
【００４０】
このような差異を考慮しないで搬送波周波数の同期をとろうとすると、受信レベルの小さい信号が同期特性に悪影響を与える。すなわち、従来の搬送波周波数同期回路では、繰り返し送信される同一波形を用いて搬送波周波数の同期をとっており、その際に、フェージングによる受信信号レベルの大小に留意していないので、フェージングにより同期性能が劣化するという問題があった。
【００４１】
本発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、ＯＦＤＭ復調器用の搬送波周波数同期回路として、フェージング伝送路においても、搬送波周波数の同期を精度良くとることが可能な搬送波周波数同期回路を得ることを目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１個の信号間において前記検出手段で検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の前記基準となる信号を選択する選択手段と、前記選択手段で選択された前記基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４３】
この発明によれば、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出して、その検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００４４】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去された複数の信号間において前記検出手段で検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信号を選択する選択手段と、前記変調除去された複数の信号のうちで前記選択手段で選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４５】
この発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【００４６】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記補正手段は、前記選択手段で選択された信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
【００４７】
この発明によれば、搬送波周波数を補正する際に、加算器では選択によって得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、選択された信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００４８】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１個の信号のうち、前記検出手段で検出された受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段で抽出された前記基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４９】
この発明によれば、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出し、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出して、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００５０】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去された複数の信号のうち、前記検出手段で検出された受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出する抽出手段と、前記変調除去された複数の信号のうちで前記抽出手段で抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５１】
この発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出し、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【００５２】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記補正手段は、前記抽出手段で抽出された信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
【００５３】
この発明によれば、搬送波周波数の補正の際に、加算器では抽出によって得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、抽出された信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００５４】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記抽出手段は、前記検出手段で検出された受信レベルについて一定レベル以上の場合に出力をオンし、一定レベルに満たない場合にオフするスイッチを有したことを特徴とする。
【００５５】
この発明によれば、抽出の際には、スイッチにより一定レベル以上の場合に信号の出力をオンし、一定レベルに満たない場合に信号の出力をオフするようにしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レベルをもつ信号を抽出することが可能である。
【００５６】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１個の信号それぞれに対して前記検出手段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加する重み付け手段と、前記重み付け手段で重み付けされた基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５７】
この発明によれば、基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出し、基準となるＬ１個の信号それぞれに対して検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さくすることができ、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００５８】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号それぞれに対して前記検出手段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加する重み付け手段と、前記重み付け手段で重み付けされた信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５９】
この発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さくして、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【００６０】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記補正手段は、前記重み付け手段で重み付けされた信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
【００６１】
この発明によれば、搬送波周波数の補正の際に、加算器では重み付けで得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００６２】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明に係る搬送波周波数同期回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００６３】
実施の形態１．
まず、構成について説明する。図１は本発明の実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図であり、同図において、１は本実施の形態１のＯＦＤＭ復調器を示している。図１において、従来例と同一部分には同一符号を付し説明を省略する。図１に示したＯＦＤＭ復調器１は、図９のＯＦＤＭ復調器の全体構成において、搬送波周波数同期回路１００に替わる搬送波周波数同期回路１０を有している。この搬送波周波数同期回路１０は、前述した搬送波周波数同期回路１００（図９参照）と同様に、搬送波発振器９９の電圧制御を行って搬送波周波数の同期を確立する。この搬送波周波数同期回路１０は、ＦＦＴプロセッサ９７の出力に接続される点で前述した搬送波周波数同期回路１００とは接続関係が異なる。
【００６４】
具体的に説明すると、ＯＦＤＭ方式では、特定の複数のサブキャリアを用いてパイロット信号（一般には無変調のパイロットシンボル）が伝送される場合がある。無変調のパイロットシンボルとは、全て「０」もしくは全て「１」のように時間的に変化しないデータから成るシンボルを言う。上記搬送波周波数同期回路１０は、これら送信側から送られる複数のパイロット信号を用いて搬送波周波数の同期をとる回路である。図１において、ＦＦＴプロセッサ９７のＮ個の出力のうち、太線で示したＰ１，Ｐ２，…、ＰＬ１までのＬ１個の出力が受信パイロット信号を表している。パイロット信号の数Ｌ１はシステムにより異なるが、通常数個から数十個である。
【００６５】
上記搬送波周波数同期回路１０は、例えば図１に示したように、Ｌ１個のパイロット信号にそれぞれ対応してＬ１個設けられ、Ｌ１個の受信パイロット信号からそれぞれの位相シフト量を検出する位相シフト検出回路１１1 〜１１L1、受信レベルの大きい所定数の位相シフト量を選択する選択器１２、受信パイロット信号から選択器１２が選択すべき位相シフト検出回路の出力を指示する選択制御回路１３、選択位相シフト量を加算する加算器１４、加算位相シフト量から位相を検出する位相検出回路１５、および、検出位相から雑音を除去するＬＦ１６から構成される。なお、各位相シフト検出回路１１1 〜１１L1は、該当する受信パイロット信号の位相シフト量を検出する遅延検波回路１１ａと、該当する受信パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回路１１ｂとにより構成される。
【００６６】
ここで、ＯＦＤＭ方式の伝送フォーマットについて説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式に使用される伝送フレームのフォーマット例を示す図である。伝送フレームのフォーマットは、図２に示したように、ヌルシンボル、データ、パイロットシンボル、データで構成されている。先頭シンボルとして無変調のヌルシンボルが挿入される。この位置は、復調シンボルＣ0 の位置にあたる。それ以降はデータが挿入される。本実施の形態１では、パイロット信号のデータ系列は既知のため、パイロットシンボルの位置は既知である。したがって、パイロットシンボルの位置は復調シンボルＣ1 ，Ｃ4 …ＣN-2 の位置にあたる。復調シンボルＣ1 ，Ｃ4 …ＣN-2 の位置にはそれぞれパイロット信号Ｐ１，Ｐ２…ＰＬ１が該当する。
【００６７】
つぎに、動作について説明する。図１に示した搬送波周波数同期回路において、各位相シフト回路１１1 〜１１L1には、ＦＦＴプロセッサ９７から出力された各パイロット信号が入力され、パイロット信号の位相シフト量がそれぞれ検出されるとともに、各パイロット信号のレベルが検出される。すなわち、遅延検波回路１１ａでは該当する受信パイロット信号から位相シフト量が検出され、レベル検出回路１１ｂでは該当する受信パイロット信号から受信レベルが検出される。
【００６８】
このようにして検出されたＬ１個の位相シフト量は選択器１２に入力される。また、各位相シフト検出回路１１1 〜１１L1のレベル検出回路１１ｂで検出されたＬ１個の受信レベルは選択制御回路１３に入力される。選択制御回路１３は、Ｌ１個の入力信号（受信レベル）のうち、検出レベルの大きい上位Ｌ２個の信号（位相シフト量）を選択するための選択信号を選択器１２へ出力する。ここでは、Ｌ２≦Ｌ１と設定する。
【００６９】
選択器１２では、選択制御回路１３から出力される選択信号に従ってＬ２個の位相シフト量が選択され、後段の加算器１４へ出力される。加算器１４では、入力されたＬ２個の信号（位相シフト量）が加算され、その加算結果が位相検出回路１５へ出力される。位相検出回路１５では、加算器１４の出力信号から位相が検出され、その位相はＬＦ１６によって不要な雑音成分が除去されて電圧制御搬送波発振器９９の制御電圧として使われる。
【００７０】
つづいて、位相シフト検出回路１１1 〜１１L1について具体的に説明する。各位相シフト検出回路１１1 〜１１L1の遅延検波回路１１ａに入力される各パイロット信号Ｐ１，Ｐ２…ＰＬ１を複素数で表すと次式（６）のように表される。ただし、簡単のために伝送路での重畳される雑音は除いて記述してある。
【００７１】
【数６】
【００７２】
ここで、ρｉ，θｉはそれぞれ受信パイロット信号の包絡線と位相である。ρｉは、各パイロット信号の受信レベルを表しており、図１５のようにフェージングの影響があると各パイロット信号で異なる大きさとなる。
【００７３】
そして、遅延検波回路１１ａは１シンボル毎（Ｔｓ時間毎）に入力信号を遅延検波しその結果を出力するので、フェージングによる位相変動が十分小さい状態を仮定すると、遅延検波回路１１ａの出力信号は次式（７）のように表される。
【００７４】
【数７】
【００７５】
上記式（７）から分かるように、各遅延検波回路１１ａの出力信号には、搬送波周波数オフセット成分Δｆが含まれている。このΔｆを検出して搬送波周波数オフセットを補正すれば良いのであるが、前述のように、ρｉの大きさは各パイロット信号毎に異なる。すると、各パイロット毎にＳＮ比（信号対雑音電力比）が異なるために、検出されるΔｆの精度が各パイロット毎に異なることになる。すなわち、ρｉの大きさが小さくＳＮ比が悪い受信パイロット信号を用いるとΔｆの検出精度が低下する。本実施の形態１の回路構成では、このフェージングによる受信レベルの差異に留意して、なるべく受信レベルの大きなパイロット信号のみを使用して周波数を補正することで、フェージングのある伝送路でも搬送波周波数の同期を高精度にとる。
【００７６】
そのために、各位相シフト検出回路１１1 〜１１L1内の各レベル検出器１１ｂは対となる遅延検波回路１１ａの出力信号のレベルρｉ2 （ｉ＝１，２，…，ＰＬ１）を検出する。そこで、選択制御回路１３はρｉ2 （ｉ＝１，２，…，ＰＬ１）の中からレベルの大きい上位Ｌ２個を選択して選択器１２にその選択結果を出力する。選択器１２は、この選択結果に基づいて受信レベルの大きい上位Ｌ２個のパイロット信号に対する遅延検波結果のみを選択して出力する。ここで、Ｌ２とＬ１の関係をＬ２≦Ｌ１に設定することにより、受信レベルが小さくＳＮ比の悪い受信パイロット信号を選択器１２により排除することができる。そして、加算器１４の出力信号は次式（８）となる。
【００７７】
【数８】
【００７８】
ここで、Ｒは選択されたＬ２個の遅延検波結果の大きさρｉ2 を合計した値である。加算器１４後段の位相検出回路１５は上式（８）で表される入力信号から位相２πΔｆＴｓを検出して出力するが、式（８）の加算結果にはフェージングにより受信レベルの落ち込んだパイロット信号が含まれていないので、位相検出回路１５の出力信号のＳＮ比は大きく、周波数オフセットの補正精度が高くなる。
【００７９】
以上説明したように、本実施の形態１によれば、各受信パイロット信号の位相シフトを検出する際に、レベル検出回路によって各受信レベルを検出して、この検出結果に基づいてＳＮ比の大きな受信信号（パイロット信号）のみを選択して同期確立を行うようにしているので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００８０】
また、搬送波周波数を補正する際に、加算器１４では選択器１２の選択によって得られたパイロット信号を加算し、位相検出回路１５では加算器１４の加算結果によるパイロット信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、選択されたパイロット信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００８１】
実施の形態２．
さて、前述した実施の形態１では、位相検出用として選択されるパイロット信号数をＬ２個に固定していたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態２のように、受信レベルに応じて使用されるパイロット信号数を変化させてもよい。
【００８２】
まず、構成について説明する。図３は本発明の実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。図３において、２は本実施の形態２のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器２は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路２０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器２においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【００８３】
搬送波周波数同期回路２０では、前述した搬送波周波数同期回路１０とは、位相シフト検出回路を含めて加算器１４前段の構成が相違する。すなわち、搬送波周波数同期回路２０は、加算器１４の前段から選択器１２および選択制御回路１３を省き、位相シフト検出回路１１1 〜１１L1に替わって位相シフト検出回路２１1 〜２１L1だけを設けている。
【００８４】
位相シフト検出回路２１1 〜２１L1は、前述した位相シフト検出回路１１1 〜１１L1と同様に該当する復調出力すなわちパイロット信号出力に接続される。各位相シフト検出回路２１1 〜２１L1は、例えば図３に示したように、該当する受信パイロット信号の位相シフト量を検出する遅延検波回路２１ａ、該当する受信パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回路２１ｂ、パイロット信号に関して受信レベルに応じてパイロット信号の有効／無効を決定する制御回路２１ｃ、および、制御回路２１ｃの制御に従ってパイロット信号の出力／非出力を切り替えるスイッチ２１ｄにより構成される。ここで、制御回路２１ｃは、レベル検出回路２１ｂが検出したレベルが所定値以上である場合にスイッチ２１ｄをＯＮにするための制御信号を出力し、逆に、所定値未満である場合にはスイッチ２１ｄをＯＦＦにするための制御信号を出力する。
【００８５】
つぎに、前述した実施の形態１と相違する動作についてのみ説明する。図４はフェージング伝送路で小さい受信レベルをもつ受信信号の除去方法を説明する図である。図４には前述した図１５と同じ状態が示されている。搬送波周波数同期回路２０では、遅延検波回路２１ａとレベル検出回路２１ｂの動作は前述した実施の形態１で説明した動作と同じため説明を省略する。制御回路２１ｃは、レベル検出回路１０２の出力およびスイッチ２１ｄの入力に接続され、レベル検出回路１０２の出力信号に基づいてスイッチ２１ｄのＯＮ／ＯＦＦを切り替えるための制御信号を出力する。
【００８６】
図４において、伝送路の周波数特性が落ち込んでいるサブキャリアで伝送された信号（図中、ａ１，ａ２の位置）は受信レベルが小さくなる。このａ１，ａ２位置の部分を含めて同期確立を行う場合には、信頼性が低下してしまうが、あらかじめ所定値としてＴＨを定めておけば、その所定値ＴＨを基準にして制御回路２１ｃがスイッチ２１ｄを切り替え、受信レベルが所定値に達しないパイロット信号（図４中、受信信号Ｃ1 ，ｃ２）を排除することができる。スイッチ２１ｄの出力は加算器１４に入力される。以降の処理は前述した実施の形態１と同一のため説明を省略する。
【００８７】
以上説明したように、本実施の形態２によれば、フェージング下で所定値以上の受信レベルをもつパイロット信号だけを抽出して、所定値以下の受信レベルをもつパイロット信号については同期処理から排除するようにしたので、この場合にも前述した実施の形態１と同様に、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００８８】
また、本実施の形態２は、伝送路特性が大きく変化して、選択するパイロット信号数Ｌ２の値を固定できない場合に有効である。
【００８９】
また、搬送波周波数の補正の際に、加算器１４では位相シフト検出回路２１1 〜２１L1の抽出によって得られた信号を加算し、位相検出回路１５では加算器１４の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、抽出されたパイロット信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００９０】
また、各位相シフト検出回路２１1 〜２１L1において、抽出の際には、スイッチ２１ｄにより所定値以上の場合に信号の出力をオンし、所定値に満たない場合に信号の出力をオフするようにしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レベルをもつ信号を抽出することが可能である。
【００９１】
実施の形態３．
さて、前述した実施の形態１では、位相検出用として選択されるパイロット信号数をＬ２個に固定していたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態３のように、全てのパイロット信号を使用する代わりに、受信レベルに応じてパイロット信号に重みを付加するようにしてもよい。
【００９２】
まず、構成について説明する。図５は本発明の実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。図５において、３は本実施の形態３のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器３は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路３０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器３においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【００９３】
搬送波周波数同期回路３０では、前述した搬送波周波数同期回路１０とは、位相シフト検出回路を含めて加算器１４前段の構成が相違する。すなわち、搬送波周波数同期回路３０は、加算器１４の前段から選択器１２および選択制御回路１３を省き、位相シフト検出回路１１1 〜１１L1に替わって位相シフト検出回路３１1 〜３１L1だけを設けている。
【００９４】
位相シフト検出回路３１1 〜３１L1は、前述した位相シフト検出回路１１1 〜１１L1と同様に該当する復調出力すなわちパイロット信号出力に接続される。各位相シフト検出回路３１1 〜３１L1は、例えば図５に示したように、該当する受信パイロット信号の位相シフト量を検出する遅延検波回路３１ａ、該当する受信パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回路３１ｂ、レベル検出回路３１ｂの出力に接続され、パイロット信号に関して受信レベルに応じてパイロット信号に対する重み係数を設定する係数設定回路３１ｃ、および、係数設定回路３１ｃで設定された重み係数をパイロット信号に掛け合わせる乗算器２１ｄにより構成される。
【００９５】
つぎに、前述した実施の形態１と相違する動作についてのみ説明する。搬送波周波数同期回路３０では、遅延検波回路３１ａとレベル検出回路３１ｂの動作は前述した実施の形態１で説明した動作と同じため説明を省略する。係数設定回路３１ｃは、レベル検出回路３１ｂの出力信号に基づいて乗算器３１ｄにて遅延検波回路３１ａの出力信号に乗積するための重み係数を設定する。具体的には、係数設定回路３１ｃはレベル検出回路３１ｂが検出した受信レベルに比例した重み係数を設定する。すなわち、検出された受信レベルが大きい場合には大きな重み係数を設定し、逆に検出された受信レベルが小さい場合には小さな重み係数を設定する。したがって、受信レベルの大きいパイロット信号に対する遅延検波回路３１ａの出力には大きな重み係数が乗積されるが、受信レベルが小さい場合には小さな重み係数が乗積される。これにより、加算器１４においては、受信レベルが小さいパイロット信号の寄与分が小さくなる。
【００９６】
以上により、乗算器３１ｄでは、遅延検波回路３１ａの出力信号に係数設定回路３１ｃにより設定された重み係数が乗算される。乗算器３１ｄの出力は加算器１４に入力される。以降の処理は前述した実施の形態１と同一であるため説明を省略する。
【００９７】
以上説明したように、本実施の形態３によれば、フェージング下で受信レベルの大きいパイロット信号には大きい重みを付加し、一方、小さいパイロット信号には小さい重みを付加するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響が小さくなり、この場合にも前述した実施の形態１と同様に、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００９８】
また、本実施の形態３は、伝送路特性が大きく変化して、選択するパイロット信号数Ｌ２の値を固定できない場合に有効である。
【００９９】
また、搬送波周波数の補正の際に、加算器１４では位相シフト検出回路３１1 〜３１L1の重み付けで得られたパイロット信号を加算し、位相検出回路１５では加算器１４の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を補正することが可能である。
【０１００】
実施の形態４．
さて、前述した実施の形態１では、既知である複数のパイロット信号から同期確立を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態４のように、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を行うようにしてもよい。
【０１０１】
まず、構成について説明する。図６は本発明の実施の形態４による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。図６において、４は本実施の形態４のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器４は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路４０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器４においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１０２】
搬送波周波数同期回路４０では、前述した搬送波周波数同期回路１０とは、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路１１1 〜１１N の前段にそれぞれ変調除去回路４１1 〜４１N を設けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態１と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の形態４では、パイロット信号だけを同期処理の対象とはせず、すべての受信信号を対象としていることから、位相シフト検出回路は１１1 〜１１N までのＮ個用意される。ただし、位相シフト検出回路１１1 〜１１N に関して、その内部構成および機能については、前述した実施の形態１の位相シフト検出回路と同様である。
【０１０３】
変調除去回路４１1 〜４１N はＦＦＴプロセッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でもよい。このような方法をとることにより、変調除去回路４１1 〜４１N の各出力信号には変調成分が含まれず、位相シフト検出回路１１1 〜１１N の入力信号は無変調信号となって前述した実施の形態１と同じ処理が可能となる。
【０１０４】
以上説明したように、本実施の形態４によれば、前述の実施の形態１と同様の構成からフェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることができることはもちろん、変調除去回路４１1 〜４１N の構成を追加することにより、全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【０１０５】
実施の形態５．
さて、前述した実施の形態２では、既知である複数のパイロット信号から同期確立を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態５のように、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を行うようにしてもよい。
【０１０６】
まず、構成について説明する。図７は本発明の実施の形態５による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。図７において、５は本実施の形態５のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器５は、前述した実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器２と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器２とは搬送波周波数同期回路２０から搬送波周波数同期回路５０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器５においては、ＯＦＤＭ復調器２と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１０７】
搬送波周波数同期回路５０では、前述した搬送波周波数同期回路２０とは、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路２１1 〜２１N の前段にそれぞれ変調除去回路５１1 〜５１N を設けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態２と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の形態５では、パイロット信号だけを同期処理の対象とはせず、すべての受信信号を対象としていることから、位相シフト検出回路は２１1 〜２１N までのＮ個用意される。ただし、位相シフト検出回路２１1 〜２１N に関して、その内部構成および機能については、前述した実施の形態２の位相シフト検出回路と同様である。
【０１０８】
変調除去回路５１1 〜５１N はＦＦＴプロセッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でもよい。このような方法をとることにより、変調除去回路５１1 〜５１N の各出力信号には変調成分が含まれず、位相シフト検出回路２１1 〜２１N の入力信号は無変調信号となって前述した実施の形態２と同じ処理が可能となる。
【０１０９】
以上説明したように、本実施の形態５によれば、前述の実施の形態２と同様の構成からフェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることができることはもちろん、変調除去回路５１1 〜５１N の構成を追加することにより、全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【０１１０】
実施の形態６．
さて、前述した実施の形態３では、既知である複数のパイロット信号から同期確立を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態６のように、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を行うようにしてもよい。
【０１１１】
まず、構成について説明する。図８は本発明の実施の形態６による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。図８において、６は本実施の形態６のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器６は、前述した実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器３と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器３とは搬送波周波数同期回路３０から搬送波周波数同期回路６０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器６においては、ＯＦＤＭ復調器３と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１１２】
搬送波周波数同期回路６０では、前述した搬送波周波数同期回路３０とは、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路３１1 〜３１N の前段にそれぞれ変調除去回路６１1 〜６１N を設けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態３と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の形態６では、パイロット信号だけを同期処理の対象とはせず、すべての受信信号を対象としていることから、位相シフト検出回路は３１1 〜３１N までのＮ個用意される。ただし、位相シフト検出回路３１1 〜３１N に関して、その内部構成および機能については、前述した実施の形態３の位相シフト検出回路と同様である。
【０１１３】
変調除去回路６１1 〜６１N はＦＦＴプロセッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でもよい。このような方法をとることにより、変調除去回路６１1 〜６１N の各出力信号には変調成分が含まれず、位相シフト検出回路３１1 〜３１N の入力信号は無変調信号となって前述した実施の形態３と同じ処理が可能となる。
【０１１４】
以上説明したように、本実施の形態６によれば、前述の実施の形態３と同様の構成からフェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることができることはもちろん、変調除去回路６１1 〜６１N の構成を追加することにより、全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【０１１５】
以上、この発明を実施の形態１〜６により説明したが、この発明の主旨の範囲内で種々の変形が可能であり、これらをこの発明の範囲から排除するものではない。
【０１１６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出して、その検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１１７】
つぎの発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１１８】
つぎの発明によれば、搬送波周波数を補正する際に、加算器では選択によって得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、選択された信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１１９】
つぎの発明によれば、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出し、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出して、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出し、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、搬送波周波数の補正の際に、加算器では抽出によって得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、抽出された信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２２】
つぎの発明によれば、抽出の際には、スイッチにより一定レベル以上の場合に信号の出力をオンし、一定レベルに満たない場合に信号の出力をオフするようにしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レベルをもつ信号を抽出することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２３】
つぎの発明によれば、基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出し、基準となるＬ１個の信号それぞれに対して検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さくすることができ、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２４】
つぎの発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さくして、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２５】
つぎの発明によれば、搬送波周波数の補正の際に、加算器では重み付けで得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図２】 ＯＦＤＭ方式に使用される伝送フレームのフォーマット例を示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図４】 本実施の形態２においてフェージング伝送路で小さい受信レベルをもつ受信信号の除去方法を説明する図である。
【図５】 本発明の実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図６】 本発明の実施の形態４によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態５によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図８】 本発明の実施の形態６によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図９】 従来例によるＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復調器間の関係を表す一般的な構成図である。
【図１０】 送信シンボルを説明する図であり、同図（ａ）は直並列変換前の送信シンボルのフォーマットを示し、同図（ｂ）は直並列変換後の送信シンボルのフォーマットを示している。
【図１１】 ＯＦＤＭ変調器から出力される送信ＩＦ信号のスペクトルを表す図である。
【図１２】 従来例によるＯＦＤＭ復調器を示すブロック図である。
【図１３】 送信ベースバンド信号波形の同相成分を示す図である。
【図１４】 受信ベースバンド信号の遅延と相関値との関係を示す図である。
【図１５】 フェージング伝送路の周波数特性と受信信号のスペクトルとの関係を説明する図である。
【符号の説明】
１，２，３，４，５，６ ＯＦＤＭ復調器、１０，２０，３０，４０，５０，６０ 搬送波周波数同期回路、１１ａ，２１ａ，３１ａ 遅延検波回路、１１ｂ，２１ｂ，３１ｂ レベル検出回路、１１1 〜１１N ，２１1 〜２１N ，３１1 〜３１N 位相シフト検出回路、１２ 選択器、１３ 選択制御回路、１４ 加算器、１５ 位相検出回路、１６ ＬＦ、２１ｃ 制御回路、２１ｄ スイッチ、係数設定回路、３１ｄ 乗算器、４１1 〜４１N ，５１1 〜５１N ，６１1 〜６１N 変調除去回路。
【産業上の利用分野】
本発明は、搬送波周波数同期回路に関し、詳細には、直交周波数分割多重されて送信されたマルチキャリア信号を受信して復調する復調器に適用される搬送波周波数同期回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信でビット幅の短い高速データを伝送しようとすると、建物などに反射して受信機に到来する遅延波が数〜数十シンボル遅れて受信される。このため、シンボル間で干渉が生じて周波数選択性フェージングが発生する。周波数選択性フェージングは受信波形を著しく歪ませて伝送特性を大きく劣化させる。このフェージング対策の一つの方式にマルチキャリア伝送と呼ばれる方式がある。
【０００３】
マルチキャリア伝送では、送信側において高速データを直並列変換してビット幅の長い複数の低速データに変換した後に複数の搬送波（サブキャリア）を変調して送信する伝送形態がとられる。受信側では、各サブキャリアの受信信号を復調した後に並直列変換して復調データを得る処理が行われる。これにより、シンボル間干渉の発生が阻止される。ここで、「直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）」と呼ばれる方式は、このマルチキャリア伝送を実現する一つの方式である。
【０００４】
ＯＦＤＭ伝送方式に関しては、文献１“ＯＦＤＭディジタル伝送方式”、中原俊二、ＩＴＵジャーナル、Vol.27、No.1に詳しく記されている。図９には、上記文献１に示されているＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復調器間の関係を表す一般的な構成が示されている。図９において、８はＯＦＤＭ変調器であり、９はＯＦＤＭ復調器である。ＯＦＤＭ変調器８は、直並列変換器８１、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）プロセッサ８２、Ｄ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）８４ａ，８４ｂ、ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器８６、搬送波発振器８７、および、加算器８８を備えている。また、ＯＦＤＭ復調器９は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器９３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂ、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂ、１７はＦＦＴ（高速フーリエ変換）プロセッサ９７、および、並直列変換器９８を備えている。
【０００５】
つづいて、ＯＦＤＭ伝送方式の概要を説明する。図１０には、送信シンボルのフォーマットが示されている。まず、図９に示されたＯＦＤＭ変調器８の構成を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調器８では、図１０（ａ）に示したように、直列に並んだＮ（Ｎは自然数）個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、直並列変換器８１によって並列に並べ替えられる。
【０００６】
このとき、直列に並んだ送信シンボルの幅をＴとすると、直並列変換器８１から出力される並列に並んだシンボルの幅Ｔｓは、図１０（ｂ）に示すように、Ｎ×Ｔとなって、シンボル幅がＮ倍に広がる。ここで、送信シンボルＣK （k=0 〜N-1）は一般的に、ａK ＋ｊｂK の形で表されて、その位相と振幅が送信するデータに応じて変化する。ａK 、ｂK の値は採用する変調方式により異なり、たとえばＱＰＳＫの場合には送信データに応じて±１のいずれかの値をとり、その位相がπ／４、３π／４、−３π／４、−π／４の４とおりをとる。
【０００７】
直並列変換器８１から出力されるＮ個のシンボルＣ0 〜ＣN-1 は、ＩＦＦＴプロセッサ８２によって逆フーリエ変換の処理を施され、その結果、送信ベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとが生成される。ＩＦＦＴプロセッサ８２から出力される同相成分信号Ｉ，直交成分信号Ｑは、それぞれＤ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂによりアナログ信号に変換された後に、ＬＰＦ８４ａ，８４ｂで不要な高調波成分が除去される。ＬＰＦ８４ａ，８４ｂからの出力信号は、それぞれミクサ８５ａ，８５ｂに入力され、それぞれＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号に変換される。
【０００８】
ＬＰＦ８４ａの出力信号は、ミクサ８５ａにおいて、ミクサ８５ａのもう一方の入力端子に入力されている搬送波発振器８７の出力信号と乗積される。ＬＰＦ８４ｂの出力信号は、ミクサ８５ｂにおいて、ミクサ８５ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２移相器８６の出力信号と乗積される。π／２移相器８６は、搬送波発振器８７の出力信号を入力して、その出力信号の位相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミクサ８５ａ，８５ｂから出力された信号は加算器８８で加算される。加算器８８から出力される送信ＩＦ信号は、一般の送信機と同様に、後段の周波数変換回路（図示せず）によって所望のＲＦ（Radio Frequency ）信号に変換された後にアンテナ（図示せず）から送出される。
【０００９】
上述のＯＦＤＭ変調器８の構成において、Ｄ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ８４ａ，８４ｂ、ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器８６、搬送波発振器８７および加算器８８から構成される部分は、一般的な変調器の直交変調部と同一構成である。したがって、ＯＦＤＭ変調器８の特徴的な部分は、直並列変換器８１およびＩＦＦＴプロセッサ８２である。ここで、ＩＦＦＴプロセッサ８２が行う逆フーリエ変換処理は、周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する処理である。
【００１０】
したがって、ＩＦＦＴプロセッサ８２に入力されるＮ個の送信シンボルシンボルＣ0 〜ＣN-1 は、周波数軸上に並んだＮ個の信号と見なすことができる。すなわち、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 によって各Ｎ個の搬送波（サブキャリア）を変調するというマルチキャリア伝送における変調処理を、ＯＦＤＭ方式ではＩＦＦＴプロセッサ８２によって実現している。
【００１１】
図１１はＯＦＤＭ変調器８から出力される送信ＩＦ信号のスペクトルを表す図である。図１１において、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 により変調された各Ｎ個のサブキャリアＷ0 〜ＷN-1 が周波数軸上に並ぶ様子が示されている。ここで、サブキャリアの間隔は１／Ｔｓと小さくなるので、隣接するサブキャリア同士がオーバーラップする点がＯＦＤＭ方式の特徴である。
【００１２】
つぎに、ＯＦＤＭ方式における復調動作を図９に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９の構成を用いて説明する。アンテナ（図示せず）によって受信されたＲＦ信号は、一般の受信機と同様に周波数変換回路（図示せず）によって受信ＩＦ信号に変換される。受信ＩＦ信号はまずＢＰＦ９１に入力される。このＢＰＦ９１は受信ＩＦ信号に含まれる不要な周波数成分を除去する。
【００１３】
ＢＰＦ９１の出力信号は２分岐されて、それぞれミクサ９２ａ，９２ｂに入力される。ＢＰＦ９１から出力後に２分岐された一方の信号は、ミクサ９２ａにおいて、ミクサ９２ａのもう一方の入力端子に入力されている搬送波発振器９４の出力信号と乗積される。ミクサ９２ａの出力信号はＬＰＦ１５ａに入力されて不要な高調波成分が除去されてベースバンド信号の同相成分となる。
【００１４】
また、ＢＰＦ９１の出力後に２分岐されたもう一方の信号は、ミクサ９２ｂにおいて、ミクサ９２ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２移相器９３の出力信号と乗積される。π／２移相器９３は搬送波発振器９４の出力信号を入力して、その出力信号の位相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミクサ９２ｂの出力信号はＬＰＦ９５ｂに入力され、そこで不要な高調波成分が除去されてベースバンド信号の直交成分となる。ＬＰＦ９５ａ，９５ｂの出力信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂに入力されてディジタル信号に変換された後、ＦＦＴプロセッサ９７に入力される。
【００１５】
ＦＦＴプロセッサ９７は、入力された同相成分の信号Ｉおよび直交成分の信号Ｑに対してフーリエ変換処理を行い、Ｎ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 を出力する。ＦＦＴプロセッサ９７から出力された信号すなわち並列に並んだＮ個の復調シンボルは、並直列変換器９８によって直列に並んだＮ個の復調シンボルに変換されてＯＦＤＭ復調器９から出力される。
【００１６】
上述のＯＦＤＭ復調器９の構成において、ＢＰＦ９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器９３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂおよびＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂから構成される部分は、一般的な復調器の準同期検波部としてよく採用される構成と同一である。したがって、ＯＦＤＭ復調器９の特徴的な部分は、ＦＦＴプロセッサ９７および並直列変換器９８である。これら２つの部分によって、ＯＦＤＭ変調器８における直並列変換器８１およびＩＦＦＴプロセッサ８２で行った処理の逆の処理を行い、送信シンボルを再生している。
【００１７】
すなわち、ＩＦＦＴされた信号に対してＦＦＴ処理を施せば、ＦＦＴ処理後の信号はＩＦＦＴする前の元の信号が得られるので、ＦＦＴプロセッサ９７から出力されるＮ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 と一致する。すなわち、Ｎ個の変調波を復調するというマルチキャリア伝送における復調処理を、ＯＦＤＭ方式ではＦＦＴプロセッサ９７によって実現している。
【００１８】
前述のとおり、ＯＦＤＭ方式では、各サブキャリアの周波数間隔は１／Ｔｓであるが、一般に、このサブキャリア間隔１／Ｔｓは数ｋＨｚ程度と小さい。すると、搬送波発振器８７と９４の発振周波数の差（周波数オフセット）が問題となる。搬送波周波数にオフセットが存在すると、ＯＦＤＭ復調器９においてサブキャリア間で干渉が発生する。
【００１９】
すなわち、送信側でサブキャリアｋで送信したシンボルＣK が、搬送波周波数オフセットにより、受信側では、…ｋ−１、ｋ、ｋ＋１、…というように、本来のサブキャリアｋの周辺のサブキャリアにも混入してしまうので、複数の送信シンボルがお互いに干渉して伝送特性が著しく劣化してしまう。したがって、ＯＦＤＭ復調器９では、搬送波発振器９４の発振周波数を搬送波発振器８７の発振周波数すなわち受信ＩＦ信号の搬送波周波数に一致させるための搬送波周波数同期回路が必要となる。
【００２０】
そこで、従来の搬送波周波数同期回路を説明する。図１２は、文献２“ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討”、関 隆史、多賀 昇、石川 達也、テレビジョン学会技術報告、Vol.19、No.38 、pp. 13-18 （1995）に示された、従来の搬送波周波数同期回路を備えたＯＦＤＭ復調器の構成図である。図９に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９と同じ部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２１】
図１２に示したＯＦＤＭ復調器には、前述の搬送波発振器９４に替わって発振周波数を可変にする搬送波発振器９９が設けられるとともに、その搬送波発振器９９の発振周波数を制御電圧に応じて可変させる搬送波周波数同期回路１００が追加される。この搬送波周波数同期回路１００は、入力された信号を１シンボル時間（＝Ｔｓ）だけ遅延して出力する遅延回路１０１、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号と遅延回路１０１の出力信号とを入力し、これらの信号の相関値を求めてその結果を出力する相関器１０２、相関器１０２の出力信号を入力してその信号の位相を検出する位相検出回路１０３、位相検出回路１０３の出力信号をシンボル周期でサンプリングするラッチ１０４、および、ラッチ１０４の出力信号から不要な雑音成分を除去して出力するＬＦ（ループフィルタ）１０５を備えている。ここで、ＬＦ１０５の出力信号は電圧制御搬送波発振器９９の発振周波数を制御する電圧となる。
【００２２】
上記相関器１０２は、入力信号の複素共役を出力する共役回路１０２ｂ、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号と共役回路１０２ｂの出力信号との複素乗算を行いその結果を出力する複素乗算器１０２ａ、および、複素乗算器１０２ａの出力信号の移動平均を求めてその結果を出力する移動平均回路１０２ｃを備えている。
【００２３】
つぎに、上記搬送波周波数同期回路１００の動作を説明する。図１２に示した搬送波周波数同期回路１００では、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号（ディジタル化された受信ベースバンド信号）はそれぞれ２分岐されて、一方の出力信号は相関器１０２に入力され、もう一方は遅延回路１０１に入力されて１シンボル時間（＝Ｔｓ）だけ遅延される。相関器１０２では、共役回路１０２ｂ、複素乗算器１０２ａおよび移動平均回路１０２ｃによって入力信号の相関が求められる。すなわち、現在受信されているベースバンド信号と、Ｔｓ時間前に受信されたベースバンド信号の相関が求められる。
【００２４】
上記搬送波周波数同期回路１００が、送信されるベースバンド信号に繰り返し成分が挿入されていることを利用した回路であることから、ここで、送信されるベースバンド信号に挿入される繰り返し成分について説明を補足する。図１３には、送信ベースバンド信号波形の同相成分が示され、図１４には、受信ベースバンド信号の遅延と相関値との関係が示されている。この同相成分は図９に示したＯＦＤＭ変調器８のＤ／Ａ変換器８３ａの出力信号波形であり、かつ、図１２に示したＯＦＤＭ復調器におけるＡ／Ｄ変換器１６ａの出力を信号変換したものである。
【００２５】
図１３に示すように、送信ベースバンド信号の先頭部分には幅がＴｇのガードインターバルと呼ばれる期間があり、この期間には送信ベースバンド信号の末尾部分の幅Ｔｇの波形と同一波形がコピーされて挿入されている。ガードインターバルを除く部分は有効シンボルと呼ばれている。ガードインターバルは、遅延波の影響を低減する目的のために挿入されるものである。図１２に示した従来の搬送波周波数同期回路１００は、このガードインターバルの波形と、有効シンボルの末尾部分の波形が同一である点を利用して搬送波周波数の同期をとる回路である。
【００２６】
すなわち、受信されたガードインターバルの部分の波形と有効シンボルの末尾部分の波形は同一であるから強い相関を示すので、受信ベースバンド信号を２つに分岐して、片方をＴｓ時間だけ遅延させて相関をとれば、図１４に示すように、Ｔｓ時間毎に大きな相関出力を得ることができる。この相関出力には以下の説明のように搬送波周波数オフセットの成分が含まれている。従来の方式はこの成分を検出して搬送波周波数の同期をとっている。
【００２７】
図１４において、受信ベースバンド信号のガードインターバルの部分Ａ１の信号ｒＡ１（ｔ）を複素数で表現すると次式（１）のように表すことができる。
【００２８】
【数１】
ここで、ρ（ｔ）は包絡線、θ（ｔ）は位相である。一方、Ｔｓ時間後に受信されるＡ２の部分の信号ｒＡ２（ｔ）は、Ａ１の部分と同一波形が搬送波周波数オフセットによって位相回転したものになり、次式（２）のように表すことができる。
【００３０】
【数２】
ここで、Δｆは搬送波周波数オフセットである。上式（１）で表される信号は搬送波周波数同期回路１００の構成における遅延回路１０１の出力信号に対応し、上式（２）で表される信号はＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号に対応している。共役回路１０２ｂの出力は、上式（１）の信号の複素共役信号となるので次式（３）となる。
【００３２】
【数３】
ここで、上式（３）中の＊は複素共役を表す。複素乗算器１０２ａの出力信号は、上式（２）および（３）の積であるから、次式（４）となる。
【００３４】
【数４】
上式（４）には搬送波周波数オフセットΔｆが含まれているので、この搬送波周波数オフセットΔｆが後段の回路で検出される。移動平均回路１０２ｃは、ガードインターバル期間Ｔｇ分の入力信号の平均をとるので、その移動平均回路１０２ｃの出力信号は次式（５）で表される。
【００３６】
【数５】
ここで、Ｙはρ（ｔ）2 がＴｇ時間に渡って平均された値であり、ほぼ一定値となる。位相検出回路１０３では上式（５）で表される信号の位相が検出される。したがって、位相検出回路２４の出力信号は２πΔｆＴｓとなるので、搬送波周波数オフセットΔｆに比例した信号が得られる。この２πΔｆＴｓが搬送波周波数同期のための誤差信号として用いられる。この誤差信号は、図１４に示したように、相関値がピークの時点で得られるので、ラッチ１０４によりシンボル周期でサンプリングされる。
【００３８】
ラッチ１０４の出力信号はＬＦ１０５によって不要な雑音成分が除去されて電圧制御搬送波発振器９９の制御電圧として使われる。電圧制御搬送波発振器９９は、制御電圧が正電圧の場合には出力周波数を小さくし、逆に負電圧の場合には大きくする。よって、Δｆ＞０の場合には発振周波数を小さく補正し、Δｆ＜０の場合には大きく補正することから、上記誤差信号は補正量を表すことになる。このようにして、搬送波周波数オフセットΔｆが０になるように制御が行われ、搬送波周波数の同期が確立される。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】
以上の搬送波周波数回路では、フェージングが発生した場合、受信信号のレベルすなわち受信レベルが変動するため、その受信レベルの大小は周波数毎に異なってくる。この点を図１５を参照して説明する。図１５にはフェージングが発生している伝送路の周波数特性と、受信されたＯＦＤＭ信号のスペクトルとが示されている。ＯＦＤＭでは、フェージングによって各サブキャリアの受信レベルが異なっている。すなわち、図１５において、伝送路の周波数特性が落ち込んでいるサブキャリアで伝送された信号（図中、ａ１，ａ２の位置）は受信レベルが小さくなって、信頼性が低下する。逆に、周波数特性が大きい所の信号は受信レベルが大きくなるので、信頼性は高くなる（図中、ｂ１，ｂ２，ｂ３の位置）。
【００４０】
このような差異を考慮しないで搬送波周波数の同期をとろうとすると、受信レベルの小さい信号が同期特性に悪影響を与える。すなわち、従来の搬送波周波数同期回路では、繰り返し送信される同一波形を用いて搬送波周波数の同期をとっており、その際に、フェージングによる受信信号レベルの大小に留意していないので、フェージングにより同期性能が劣化するという問題があった。
【００４１】
本発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、ＯＦＤＭ復調器用の搬送波周波数同期回路として、フェージング伝送路においても、搬送波周波数の同期を精度良くとることが可能な搬送波周波数同期回路を得ることを目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１個の信号間において前記検出手段で検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の前記基準となる信号を選択する選択手段と、前記選択手段で選択された前記基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４３】
この発明によれば、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出して、その検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００４４】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去された複数の信号間において前記検出手段で検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信号を選択する選択手段と、前記変調除去された複数の信号のうちで前記選択手段で選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４５】
この発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【００４６】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記補正手段は、前記選択手段で選択された信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
【００４７】
この発明によれば、搬送波周波数を補正する際に、加算器では選択によって得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、選択された信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００４８】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１個の信号のうち、前記検出手段で検出された受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段で抽出された前記基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４９】
この発明によれば、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出し、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出して、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００５０】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去された複数の信号のうち、前記検出手段で検出された受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出する抽出手段と、前記変調除去された複数の信号のうちで前記抽出手段で抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５１】
この発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出し、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【００５２】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記補正手段は、前記抽出手段で抽出された信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
【００５３】
この発明によれば、搬送波周波数の補正の際に、加算器では抽出によって得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、抽出された信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００５４】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記抽出手段は、前記検出手段で検出された受信レベルについて一定レベル以上の場合に出力をオンし、一定レベルに満たない場合にオフするスイッチを有したことを特徴とする。
【００５５】
この発明によれば、抽出の際には、スイッチにより一定レベル以上の場合に信号の出力をオンし、一定レベルに満たない場合に信号の出力をオフするようにしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レベルをもつ信号を抽出することが可能である。
【００５６】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１個の信号それぞれに対して前記検出手段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加する重み付け手段と、前記重み付け手段で重み付けされた基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５７】
この発明によれば、基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出し、基準となるＬ１個の信号それぞれに対して検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さくすることができ、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００５８】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号それぞれに対して前記検出手段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加する重み付け手段と、前記重み付け手段で重み付けされた信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５９】
この発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さくして、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【００６０】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記補正手段は、前記重み付け手段で重み付けされた信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
【００６１】
この発明によれば、搬送波周波数の補正の際に、加算器では重み付けで得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００６２】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明に係る搬送波周波数同期回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００６３】
実施の形態１．
まず、構成について説明する。図１は本発明の実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図であり、同図において、１は本実施の形態１のＯＦＤＭ復調器を示している。図１において、従来例と同一部分には同一符号を付し説明を省略する。図１に示したＯＦＤＭ復調器１は、図９のＯＦＤＭ復調器の全体構成において、搬送波周波数同期回路１００に替わる搬送波周波数同期回路１０を有している。この搬送波周波数同期回路１０は、前述した搬送波周波数同期回路１００（図９参照）と同様に、搬送波発振器９９の電圧制御を行って搬送波周波数の同期を確立する。この搬送波周波数同期回路１０は、ＦＦＴプロセッサ９７の出力に接続される点で前述した搬送波周波数同期回路１００とは接続関係が異なる。
【００６４】
具体的に説明すると、ＯＦＤＭ方式では、特定の複数のサブキャリアを用いてパイロット信号（一般には無変調のパイロットシンボル）が伝送される場合がある。無変調のパイロットシンボルとは、全て「０」もしくは全て「１」のように時間的に変化しないデータから成るシンボルを言う。上記搬送波周波数同期回路１０は、これら送信側から送られる複数のパイロット信号を用いて搬送波周波数の同期をとる回路である。図１において、ＦＦＴプロセッサ９７のＮ個の出力のうち、太線で示したＰ１，Ｐ２，…、ＰＬ１までのＬ１個の出力が受信パイロット信号を表している。パイロット信号の数Ｌ１はシステムにより異なるが、通常数個から数十個である。
【００６５】
上記搬送波周波数同期回路１０は、例えば図１に示したように、Ｌ１個のパイロット信号にそれぞれ対応してＬ１個設けられ、Ｌ１個の受信パイロット信号からそれぞれの位相シフト量を検出する位相シフト検出回路１１1 〜１１L1、受信レベルの大きい所定数の位相シフト量を選択する選択器１２、受信パイロット信号から選択器１２が選択すべき位相シフト検出回路の出力を指示する選択制御回路１３、選択位相シフト量を加算する加算器１４、加算位相シフト量から位相を検出する位相検出回路１５、および、検出位相から雑音を除去するＬＦ１６から構成される。なお、各位相シフト検出回路１１1 〜１１L1は、該当する受信パイロット信号の位相シフト量を検出する遅延検波回路１１ａと、該当する受信パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回路１１ｂとにより構成される。
【００６６】
ここで、ＯＦＤＭ方式の伝送フォーマットについて説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式に使用される伝送フレームのフォーマット例を示す図である。伝送フレームのフォーマットは、図２に示したように、ヌルシンボル、データ、パイロットシンボル、データで構成されている。先頭シンボルとして無変調のヌルシンボルが挿入される。この位置は、復調シンボルＣ0 の位置にあたる。それ以降はデータが挿入される。本実施の形態１では、パイロット信号のデータ系列は既知のため、パイロットシンボルの位置は既知である。したがって、パイロットシンボルの位置は復調シンボルＣ1 ，Ｃ4 …ＣN-2 の位置にあたる。復調シンボルＣ1 ，Ｃ4 …ＣN-2 の位置にはそれぞれパイロット信号Ｐ１，Ｐ２…ＰＬ１が該当する。
【００６７】
つぎに、動作について説明する。図１に示した搬送波周波数同期回路において、各位相シフト回路１１1 〜１１L1には、ＦＦＴプロセッサ９７から出力された各パイロット信号が入力され、パイロット信号の位相シフト量がそれぞれ検出されるとともに、各パイロット信号のレベルが検出される。すなわち、遅延検波回路１１ａでは該当する受信パイロット信号から位相シフト量が検出され、レベル検出回路１１ｂでは該当する受信パイロット信号から受信レベルが検出される。
【００６８】
このようにして検出されたＬ１個の位相シフト量は選択器１２に入力される。また、各位相シフト検出回路１１1 〜１１L1のレベル検出回路１１ｂで検出されたＬ１個の受信レベルは選択制御回路１３に入力される。選択制御回路１３は、Ｌ１個の入力信号（受信レベル）のうち、検出レベルの大きい上位Ｌ２個の信号（位相シフト量）を選択するための選択信号を選択器１２へ出力する。ここでは、Ｌ２≦Ｌ１と設定する。
【００６９】
選択器１２では、選択制御回路１３から出力される選択信号に従ってＬ２個の位相シフト量が選択され、後段の加算器１４へ出力される。加算器１４では、入力されたＬ２個の信号（位相シフト量）が加算され、その加算結果が位相検出回路１５へ出力される。位相検出回路１５では、加算器１４の出力信号から位相が検出され、その位相はＬＦ１６によって不要な雑音成分が除去されて電圧制御搬送波発振器９９の制御電圧として使われる。
【００７０】
つづいて、位相シフト検出回路１１1 〜１１L1について具体的に説明する。各位相シフト検出回路１１1 〜１１L1の遅延検波回路１１ａに入力される各パイロット信号Ｐ１，Ｐ２…ＰＬ１を複素数で表すと次式（６）のように表される。ただし、簡単のために伝送路での重畳される雑音は除いて記述してある。
【００７１】
【数６】
ここで、ρｉ，θｉはそれぞれ受信パイロット信号の包絡線と位相である。ρｉは、各パイロット信号の受信レベルを表しており、図１５のようにフェージングの影響があると各パイロット信号で異なる大きさとなる。
【００７３】
そして、遅延検波回路１１ａは１シンボル毎（Ｔｓ時間毎）に入力信号を遅延検波しその結果を出力するので、フェージングによる位相変動が十分小さい状態を仮定すると、遅延検波回路１１ａの出力信号は次式（７）のように表される。
【００７４】
【数７】
上記式（７）から分かるように、各遅延検波回路１１ａの出力信号には、搬送波周波数オフセット成分Δｆが含まれている。このΔｆを検出して搬送波周波数オフセットを補正すれば良いのであるが、前述のように、ρｉの大きさは各パイロット信号毎に異なる。すると、各パイロット毎にＳＮ比（信号対雑音電力比）が異なるために、検出されるΔｆの精度が各パイロット毎に異なることになる。すなわち、ρｉの大きさが小さくＳＮ比が悪い受信パイロット信号を用いるとΔｆの検出精度が低下する。本実施の形態１の回路構成では、このフェージングによる受信レベルの差異に留意して、なるべく受信レベルの大きなパイロット信号のみを使用して周波数を補正することで、フェージングのある伝送路でも搬送波周波数の同期を高精度にとる。
【００７６】
そのために、各位相シフト検出回路１１1 〜１１L1内の各レベル検出器１１ｂは対となる遅延検波回路１１ａの出力信号のレベルρｉ2 （ｉ＝１，２，…，ＰＬ１）を検出する。そこで、選択制御回路１３はρｉ2 （ｉ＝１，２，…，ＰＬ１）の中からレベルの大きい上位Ｌ２個を選択して選択器１２にその選択結果を出力する。選択器１２は、この選択結果に基づいて受信レベルの大きい上位Ｌ２個のパイロット信号に対する遅延検波結果のみを選択して出力する。ここで、Ｌ２とＬ１の関係をＬ２≦Ｌ１に設定することにより、受信レベルが小さくＳＮ比の悪い受信パイロット信号を選択器１２により排除することができる。そして、加算器１４の出力信号は次式（８）となる。
【００７７】
【数８】
ここで、Ｒは選択されたＬ２個の遅延検波結果の大きさρｉ2 を合計した値である。加算器１４後段の位相検出回路１５は上式（８）で表される入力信号から位相２πΔｆＴｓを検出して出力するが、式（８）の加算結果にはフェージングにより受信レベルの落ち込んだパイロット信号が含まれていないので、位相検出回路１５の出力信号のＳＮ比は大きく、周波数オフセットの補正精度が高くなる。
【００７９】
以上説明したように、本実施の形態１によれば、各受信パイロット信号の位相シフトを検出する際に、レベル検出回路によって各受信レベルを検出して、この検出結果に基づいてＳＮ比の大きな受信信号（パイロット信号）のみを選択して同期確立を行うようにしているので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００８０】
また、搬送波周波数を補正する際に、加算器１４では選択器１２の選択によって得られたパイロット信号を加算し、位相検出回路１５では加算器１４の加算結果によるパイロット信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、選択されたパイロット信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００８１】
実施の形態２．
さて、前述した実施の形態１では、位相検出用として選択されるパイロット信号数をＬ２個に固定していたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態２のように、受信レベルに応じて使用されるパイロット信号数を変化させてもよい。
【００８２】
まず、構成について説明する。図３は本発明の実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。図３において、２は本実施の形態２のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器２は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路２０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器２においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【００８３】
搬送波周波数同期回路２０では、前述した搬送波周波数同期回路１０とは、位相シフト検出回路を含めて加算器１４前段の構成が相違する。すなわち、搬送波周波数同期回路２０は、加算器１４の前段から選択器１２および選択制御回路１３を省き、位相シフト検出回路１１1 〜１１L1に替わって位相シフト検出回路２１1 〜２１L1だけを設けている。
【００８４】
位相シフト検出回路２１1 〜２１L1は、前述した位相シフト検出回路１１1 〜１１L1と同様に該当する復調出力すなわちパイロット信号出力に接続される。各位相シフト検出回路２１1 〜２１L1は、例えば図３に示したように、該当する受信パイロット信号の位相シフト量を検出する遅延検波回路２１ａ、該当する受信パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回路２１ｂ、パイロット信号に関して受信レベルに応じてパイロット信号の有効／無効を決定する制御回路２１ｃ、および、制御回路２１ｃの制御に従ってパイロット信号の出力／非出力を切り替えるスイッチ２１ｄにより構成される。ここで、制御回路２１ｃは、レベル検出回路２１ｂが検出したレベルが所定値以上である場合にスイッチ２１ｄをＯＮにするための制御信号を出力し、逆に、所定値未満である場合にはスイッチ２１ｄをＯＦＦにするための制御信号を出力する。
【００８５】
つぎに、前述した実施の形態１と相違する動作についてのみ説明する。図４はフェージング伝送路で小さい受信レベルをもつ受信信号の除去方法を説明する図である。図４には前述した図１５と同じ状態が示されている。搬送波周波数同期回路２０では、遅延検波回路２１ａとレベル検出回路２１ｂの動作は前述した実施の形態１で説明した動作と同じため説明を省略する。制御回路２１ｃは、レベル検出回路１０２の出力およびスイッチ２１ｄの入力に接続され、レベル検出回路１０２の出力信号に基づいてスイッチ２１ｄのＯＮ／ＯＦＦを切り替えるための制御信号を出力する。
【００８６】
図４において、伝送路の周波数特性が落ち込んでいるサブキャリアで伝送された信号（図中、ａ１，ａ２の位置）は受信レベルが小さくなる。このａ１，ａ２位置の部分を含めて同期確立を行う場合には、信頼性が低下してしまうが、あらかじめ所定値としてＴＨを定めておけば、その所定値ＴＨを基準にして制御回路２１ｃがスイッチ２１ｄを切り替え、受信レベルが所定値に達しないパイロット信号（図４中、受信信号Ｃ1 ，ｃ２）を排除することができる。スイッチ２１ｄの出力は加算器１４に入力される。以降の処理は前述した実施の形態１と同一のため説明を省略する。
【００８７】
以上説明したように、本実施の形態２によれば、フェージング下で所定値以上の受信レベルをもつパイロット信号だけを抽出して、所定値以下の受信レベルをもつパイロット信号については同期処理から排除するようにしたので、この場合にも前述した実施の形態１と同様に、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００８８】
また、本実施の形態２は、伝送路特性が大きく変化して、選択するパイロット信号数Ｌ２の値を固定できない場合に有効である。
【００８９】
また、搬送波周波数の補正の際に、加算器１４では位相シフト検出回路２１1 〜２１L1の抽出によって得られた信号を加算し、位相検出回路１５では加算器１４の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、抽出されたパイロット信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能である。
【００９０】
また、各位相シフト検出回路２１1 〜２１L1において、抽出の際には、スイッチ２１ｄにより所定値以上の場合に信号の出力をオンし、所定値に満たない場合に信号の出力をオフするようにしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レベルをもつ信号を抽出することが可能である。
【００９１】
実施の形態３．
さて、前述した実施の形態１では、位相検出用として選択されるパイロット信号数をＬ２個に固定していたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態３のように、全てのパイロット信号を使用する代わりに、受信レベルに応じてパイロット信号に重みを付加するようにしてもよい。
【００９２】
まず、構成について説明する。図５は本発明の実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。図５において、３は本実施の形態３のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器３は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路３０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器３においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【００９３】
搬送波周波数同期回路３０では、前述した搬送波周波数同期回路１０とは、位相シフト検出回路を含めて加算器１４前段の構成が相違する。すなわち、搬送波周波数同期回路３０は、加算器１４の前段から選択器１２および選択制御回路１３を省き、位相シフト検出回路１１1 〜１１L1に替わって位相シフト検出回路３１1 〜３１L1だけを設けている。
【００９４】
位相シフト検出回路３１1 〜３１L1は、前述した位相シフト検出回路１１1 〜１１L1と同様に該当する復調出力すなわちパイロット信号出力に接続される。各位相シフト検出回路３１1 〜３１L1は、例えば図５に示したように、該当する受信パイロット信号の位相シフト量を検出する遅延検波回路３１ａ、該当する受信パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回路３１ｂ、レベル検出回路３１ｂの出力に接続され、パイロット信号に関して受信レベルに応じてパイロット信号に対する重み係数を設定する係数設定回路３１ｃ、および、係数設定回路３１ｃで設定された重み係数をパイロット信号に掛け合わせる乗算器２１ｄにより構成される。
【００９５】
つぎに、前述した実施の形態１と相違する動作についてのみ説明する。搬送波周波数同期回路３０では、遅延検波回路３１ａとレベル検出回路３１ｂの動作は前述した実施の形態１で説明した動作と同じため説明を省略する。係数設定回路３１ｃは、レベル検出回路３１ｂの出力信号に基づいて乗算器３１ｄにて遅延検波回路３１ａの出力信号に乗積するための重み係数を設定する。具体的には、係数設定回路３１ｃはレベル検出回路３１ｂが検出した受信レベルに比例した重み係数を設定する。すなわち、検出された受信レベルが大きい場合には大きな重み係数を設定し、逆に検出された受信レベルが小さい場合には小さな重み係数を設定する。したがって、受信レベルの大きいパイロット信号に対する遅延検波回路３１ａの出力には大きな重み係数が乗積されるが、受信レベルが小さい場合には小さな重み係数が乗積される。これにより、加算器１４においては、受信レベルが小さいパイロット信号の寄与分が小さくなる。
【００９６】
以上により、乗算器３１ｄでは、遅延検波回路３１ａの出力信号に係数設定回路３１ｃにより設定された重み係数が乗算される。乗算器３１ｄの出力は加算器１４に入力される。以降の処理は前述した実施の形態１と同一であるため説明を省略する。
【００９７】
以上説明したように、本実施の形態３によれば、フェージング下で受信レベルの大きいパイロット信号には大きい重みを付加し、一方、小さいパイロット信号には小さい重みを付加するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響が小さくなり、この場合にも前述した実施の形態１と同様に、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００９８】
また、本実施の形態３は、伝送路特性が大きく変化して、選択するパイロット信号数Ｌ２の値を固定できない場合に有効である。
【００９９】
また、搬送波周波数の補正の際に、加算器１４では位相シフト検出回路３１1 〜３１L1の重み付けで得られたパイロット信号を加算し、位相検出回路１５では加算器１４の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を補正することが可能である。
【０１００】
実施の形態４．
さて、前述した実施の形態１では、既知である複数のパイロット信号から同期確立を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態４のように、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を行うようにしてもよい。
【０１０１】
まず、構成について説明する。図６は本発明の実施の形態４による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。図６において、４は本実施の形態４のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器４は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路４０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器４においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１０２】
搬送波周波数同期回路４０では、前述した搬送波周波数同期回路１０とは、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路１１1 〜１１N の前段にそれぞれ変調除去回路４１1 〜４１N を設けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態１と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の形態４では、パイロット信号だけを同期処理の対象とはせず、すべての受信信号を対象としていることから、位相シフト検出回路は１１1 〜１１N までのＮ個用意される。ただし、位相シフト検出回路１１1 〜１１N に関して、その内部構成および機能については、前述した実施の形態１の位相シフト検出回路と同様である。
【０１０３】
変調除去回路４１1 〜４１N はＦＦＴプロセッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でもよい。このような方法をとることにより、変調除去回路４１1 〜４１N の各出力信号には変調成分が含まれず、位相シフト検出回路１１1 〜１１N の入力信号は無変調信号となって前述した実施の形態１と同じ処理が可能となる。
【０１０４】
以上説明したように、本実施の形態４によれば、前述の実施の形態１と同様の構成からフェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることができることはもちろん、変調除去回路４１1 〜４１N の構成を追加することにより、全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【０１０５】
実施の形態５．
さて、前述した実施の形態２では、既知である複数のパイロット信号から同期確立を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態５のように、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を行うようにしてもよい。
【０１０６】
まず、構成について説明する。図７は本発明の実施の形態５による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。図７において、５は本実施の形態５のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器５は、前述した実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器２と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器２とは搬送波周波数同期回路２０から搬送波周波数同期回路５０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器５においては、ＯＦＤＭ復調器２と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１０７】
搬送波周波数同期回路５０では、前述した搬送波周波数同期回路２０とは、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路２１1 〜２１N の前段にそれぞれ変調除去回路５１1 〜５１N を設けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態２と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の形態５では、パイロット信号だけを同期処理の対象とはせず、すべての受信信号を対象としていることから、位相シフト検出回路は２１1 〜２１N までのＮ個用意される。ただし、位相シフト検出回路２１1 〜２１N に関して、その内部構成および機能については、前述した実施の形態２の位相シフト検出回路と同様である。
【０１０８】
変調除去回路５１1 〜５１N はＦＦＴプロセッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でもよい。このような方法をとることにより、変調除去回路５１1 〜５１N の各出力信号には変調成分が含まれず、位相シフト検出回路２１1 〜２１N の入力信号は無変調信号となって前述した実施の形態２と同じ処理が可能となる。
【０１０９】
以上説明したように、本実施の形態５によれば、前述の実施の形態２と同様の構成からフェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることができることはもちろん、変調除去回路５１1 〜５１N の構成を追加することにより、全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【０１１０】
実施の形態６．
さて、前述した実施の形態３では、既知である複数のパイロット信号から同期確立を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、以下に説明する実施の形態６のように、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を行うようにしてもよい。
【０１１１】
まず、構成について説明する。図８は本発明の実施の形態６による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。図８において、６は本実施の形態６のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器６は、前述した実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器３と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器３とは搬送波周波数同期回路３０から搬送波周波数同期回路６０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器６においては、ＯＦＤＭ復調器３と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１１２】
搬送波周波数同期回路６０では、前述した搬送波周波数同期回路３０とは、ＦＦＴプロセッサ９７の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路３１1 〜３１N の前段にそれぞれ変調除去回路６１1 〜６１N を設けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態３と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の形態６では、パイロット信号だけを同期処理の対象とはせず、すべての受信信号を対象としていることから、位相シフト検出回路は３１1 〜３１N までのＮ個用意される。ただし、位相シフト検出回路３１1 〜３１N に関して、その内部構成および機能については、前述した実施の形態３の位相シフト検出回路と同様である。
【０１１３】
変調除去回路６１1 〜６１N はＦＦＴプロセッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でもよい。このような方法をとることにより、変調除去回路６１1 〜６１N の各出力信号には変調成分が含まれず、位相シフト検出回路３１1 〜３１N の入力信号は無変調信号となって前述した実施の形態３と同じ処理が可能となる。
【０１１４】
以上説明したように、本実施の形態６によれば、前述の実施の形態３と同様の構成からフェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることができることはもちろん、変調除去回路６１1 〜６１N の構成を追加することにより、全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【０１１５】
以上、この発明を実施の形態１〜６により説明したが、この発明の主旨の範囲内で種々の変形が可能であり、これらをこの発明の範囲から排除するものではない。
【０１１６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出して、その検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１１７】
つぎの発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１１８】
つぎの発明によれば、搬送波周波数を補正する際に、加算器では選択によって得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、選択された信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１１９】
つぎの発明によれば、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出し、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出して、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出し、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、搬送波周波数の補正の際に、加算器では抽出によって得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、抽出された信号だけを用いて搬送波周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２２】
つぎの発明によれば、抽出の際には、スイッチにより一定レベル以上の場合に信号の出力をオンし、一定レベルに満たない場合に信号の出力をオフするようにしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レベルをもつ信号を抽出することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２３】
つぎの発明によれば、基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出し、基準となるＬ１個の信号それぞれに対して検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さくすることができ、これにより、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２４】
つぎの発明によれば、送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さくして、フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２５】
つぎの発明によれば、搬送波周波数の補正の際に、加算器では重み付けで得られた信号を加算し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図２】 ＯＦＤＭ方式に使用される伝送フレームのフォーマット例を示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図４】 本実施の形態２においてフェージング伝送路で小さい受信レベルをもつ受信信号の除去方法を説明する図である。
【図５】 本発明の実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図６】 本発明の実施の形態４によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態５によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図８】 本発明の実施の形態６によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図９】 従来例によるＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復調器間の関係を表す一般的な構成図である。
【図１０】 送信シンボルを説明する図であり、同図（ａ）は直並列変換前の送信シンボルのフォーマットを示し、同図（ｂ）は直並列変換後の送信シンボルのフォーマットを示している。
【図１１】 ＯＦＤＭ変調器から出力される送信ＩＦ信号のスペクトルを表す図である。
【図１２】 従来例によるＯＦＤＭ復調器を示すブロック図である。
【図１３】 送信ベースバンド信号波形の同相成分を示す図である。
【図１４】 受信ベースバンド信号の遅延と相関値との関係を示す図である。
【図１５】 フェージング伝送路の周波数特性と受信信号のスペクトルとの関係を説明する図である。
【符号の説明】
１，２，３，４，５，６ ＯＦＤＭ復調器、１０，２０，３０，４０，５０，６０ 搬送波周波数同期回路、１１ａ，２１ａ，３１ａ 遅延検波回路、１１ｂ，２１ｂ，３１ｂ レベル検出回路、１１1 〜１１N ，２１1 〜２１N ，３１1 〜３１N 位相シフト検出回路、１２ 選択器、１３ 選択制御回路、１４ 加算器、１５ 位相検出回路、１６ ＬＦ、２１ｃ 制御回路、２１ｄ スイッチ、係数設定回路、３１ｄ 乗算器、４１1 〜４１N ，５１1 〜５１N ，６１1 〜６１N 変調除去回路。
Claims (6)
- 送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、
前記基準となるＬ１個の信号間において前記検出手段で検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の前記基準となる信号を選択する選択手段と、
前記選択手段で選択された前記基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、
を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段と、
前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、
前記変調除去された複数の信号間において前記検出手段で検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信号を選択する選択手段と、
前記変調除去された複数の信号のうちで前記選択手段で選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、
を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 前記補正手段は、前記選択手段で選択された信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とする請求項１または２に記載の搬送波周波数同期回路。
- 送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、
前記基準となるＬ１個の信号それぞれに対して前記検出手段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加する重み付け手段と、
前記重み付け手段で重み付けされた基準となる信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、
を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段と、
前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信レベルを検出する検出手段と、
前記変調除去手段で変調除去された複数の信号それぞれに対して前記検出手段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加する重み付け手段と、
前記重み付け手段で重み付けされた信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、
を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 前記補正手段は、前記重み付け手段で重み付けされた信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とする請求項４または５に記載の搬送波周波数同期回路。
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