JP3514811B2 - Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
Description
【０００１】［発明の目的］
【産業上の利用分野】本発明は、等化性能を向上させる
ようにしたＯＦＤＭ伝送方法、ＯＦＤＭ送信装置及びＯ
ＦＤＭ受信装置に関する。
ようにしたＯＦＤＭ伝送方法、ＯＦＤＭ送信装置及びＯ
ＦＤＭ受信装置に関する。
【０００２】近年、映像信号又は音声信号の伝送におい
て、高品質で周波数利用効率が高いディジタル変調が開
発されている。特に、移動体通信においては、マルチパ
ス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ［or
thogonal frequency division multiplex ］という）変
調の採用が検討されている。更に、ＯＦＤＭを用いたデ
ィジタルテレビジョン（ＴＶ）放送も研究されている。
このＯＦＤＭについては、文献「ＯＦＤＭを用いた移動
体ディジタル音声放送」（ＮＨＫ発行、ＶＩＥＷ １９
９３年５月）等に詳述されている。
て、高品質で周波数利用効率が高いディジタル変調が開
発されている。特に、移動体通信においては、マルチパ
ス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ［or
thogonal frequency division multiplex ］という）変
調の採用が検討されている。更に、ＯＦＤＭを用いたデ
ィジタルテレビジョン（ＴＶ）放送も研究されている。
このＯＦＤＭについては、文献「ＯＦＤＭを用いた移動
体ディジタル音声放送」（ＮＨＫ発行、ＶＩＥＷ １９
９３年５月）等に詳述されている。
【０００３】ＯＦＤＭは、伝送ディジタルデータを互い
に直交する多数（約２５６乃至１０２４）の搬送波（以
下、サブキャリアという）に分散し、夫々変調する方式
である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響を受けにくい
という特徴の外に、周波数利用効率が高く、また、他に
妨害を与えにくいという利点も有する。
に直交する多数（約２５６乃至１０２４）の搬送波（以
下、サブキャリアという）に分散し、夫々変調する方式
である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響を受けにくい
という特徴の外に、周波数利用効率が高く、また、他に
妨害を与えにくいという利点も有する。
【０００４】ＯＦＤＭの各サブキャリアはＱＰＳＫ又は
多値ＱＡＭ等のシンボルデータによって変調される。こ
の変調は逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ）回路に
より行われ、各サブキャリアに夫々対するＮ個のシンボ
ルデータをＩＦＦＴ演算することでＯＦＤＭ被変調波の
１シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルともいう）が作成
される。
多値ＱＡＭ等のシンボルデータによって変調される。こ
の変調は逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ）回路に
より行われ、各サブキャリアに夫々対するＮ個のシンボ
ルデータをＩＦＦＴ演算することでＯＦＤＭ被変調波の
１シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルともいう）が作成
される。
【０００５】ＯＦＤＭシンボルを伝送する場合には、受
信側における誤り訂正を考慮して、複数のＯＦＤＭシン
ボルによって伝送フレームを構成し、フレーム単位で伝
送路特性補正用の基準となるＯＦＤＭシンボル（以下、
基準シンボルという）を挿入して伝送する。
信側における誤り訂正を考慮して、複数のＯＦＤＭシン
ボルによって伝送フレームを構成し、フレーム単位で伝
送路特性補正用の基準となるＯＦＤＭシンボル（以下、
基準シンボルという）を挿入して伝送する。
【０００６】図８はこのフレーム単位の伝送方式を説明
するための説明図であり、「Le Floch et al, "Digital
Sound Broadcasting to Mobile Receivers", IEEE Tra
nsactios on Consumer Electronics, Vol.35, No.3, p
p.493-530 1989.」に記載されたものである。
するための説明図であり、「Le Floch et al, "Digital
Sound Broadcasting to Mobile Receivers", IEEE Tra
nsactios on Consumer Electronics, Vol.35, No.3, p
p.493-530 1989.」に記載されたものである。
【０００７】図８に示すように、ＯＦＤＭの伝送フレー
ムは周波数方向（キャリア単位）及び時間方向（ＯＦＤ
Ｍシンボル単位）の組みのデータによって構成される。
フレームの各時間スロットは各ＯＦＤＭシンボルを示し
ている。１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数は４４８
であり、１フレームのＯＦＤＭシンボル数は３００であ
る。なお、サブキャリアの数は使用するＩＦＦＴ回路の
ポイント数によって決定される。図８では、１フレーム
は周波数方向に４４８個で、時間方向に３００個のデー
タによって構成される。
ムは周波数方向（キャリア単位）及び時間方向（ＯＦＤ
Ｍシンボル単位）の組みのデータによって構成される。
フレームの各時間スロットは各ＯＦＤＭシンボルを示し
ている。１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数は４４８
であり、１フレームのＯＦＤＭシンボル数は３００であ
る。なお、サブキャリアの数は使用するＩＦＦＴ回路の
ポイント数によって決定される。図８では、１フレーム
は周波数方向に４４８個で、時間方向に３００個のデー
タによって構成される。
【０００８】フレームの１番目の時間スロットのＯＦＤ
Ｍシンボルは受信同期用のヌルシンボルであり、４４８
個の全サブキャリアが振幅０のシンボルデータによって
変調されて作成される。２番目の時間スロットは各サブ
キャリアの位相基準となる基準シンボルであり、３番目
の時間スロットのＯＦＤＭシンボルは伝送制御用の固定
データである。４番目以降の時間スロットのＯＦＤＭシ
ンボル（情報シンボル）によって情報シンボルデータが
伝送される。
Ｍシンボルは受信同期用のヌルシンボルであり、４４８
個の全サブキャリアが振幅０のシンボルデータによって
変調されて作成される。２番目の時間スロットは各サブ
キャリアの位相基準となる基準シンボルであり、３番目
の時間スロットのＯＦＤＭシンボルは伝送制御用の固定
データである。４番目以降の時間スロットのＯＦＤＭシ
ンボル（情報シンボル）によって情報シンボルデータが
伝送される。
【０００９】なお、情報シンボルデータについては周波
数方向及び時間方向でインターリーブを行うことがあ
る。インターリーブによって、特定の周波数スロット及
び時間スロットが妨害を受けた場合でも連続的なデータ
の誤りを防止することができ、受信側における誤り訂正
により、データを復元することができる可能性が高くな
る。
数方向及び時間方向でインターリーブを行うことがあ
る。インターリーブによって、特定の周波数スロット及
び時間スロットが妨害を受けた場合でも連続的なデータ
の誤りを防止することができ、受信側における誤り訂正
により、データを復元することができる可能性が高くな
る。
【００１０】次に、ＯＦＤＭの等化技術について説明す
る。
る。
【００１１】ＯＦＤＭ伝送においては、マルチパスによ
る符号間干渉を防止するためにガード期間が設けられて
いる。図９はＯＦＤＭ信号のガード期間を説明するため
の説明図である。図９においては、説明を簡略化するた
めに１つのサブキャリアによるＯＦＤＭ信号を示してあ
る。
る符号間干渉を防止するためにガード期間が設けられて
いる。図９はＯＦＤＭ信号のガード期間を説明するため
の説明図である。図９においては、説明を簡略化するた
めに１つのサブキャリアによるＯＦＤＭ信号を示してあ
る。
【００１２】図９に示すように、ＯＦＤＭの１シンボル
の信号は、ガード期間と有効シンボル期間とによって構
成される。ガード期間は有効シンボル期間の後半の信号
が巡回的に複写されて形成される。マルチパス干渉の遅
延時間がガード期間以内である場合には、復調時におい
て有効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅延
した隣接シンボルによる符号間干渉を防止することがで
きる。
の信号は、ガード期間と有効シンボル期間とによって構
成される。ガード期間は有効シンボル期間の後半の信号
が巡回的に複写されて形成される。マルチパス干渉の遅
延時間がガード期間以内である場合には、復調時におい
て有効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅延
した隣接シンボルによる符号間干渉を防止することがで
きる。
【００１３】図１０はこのようなガード期間による等化
を説明するための説明図である。
を説明するための説明図である。
【００１４】いま、図１０（ａ）に示すＯＦＤＭシンボ
ルの直接波の信号波形に対して、マルチパス干渉波の信
号波形の遅延時間が図１０（ｂ）に示すようにガード期
間内であるものとする。受信側では図１０（ａ）のＯＦ
ＤＭシンボルと図１０（ｂ）の干渉波との和信号が得ら
れる（図１０（ｃ））。この場合には、干渉波の遅延時
間がガード期間以内であるので、有効シンボル期間にお
ける受信信号（和信号）は、ＯＦＤＭシンボルと同一周
波数で位相及び振幅が変化したものとなる。即ち、図１
０（ａ）のＯＦＤＭシンボルが例えば図１１のシンボル
データＳ0 によって変調されたものである場合には、受
信信号を復調すると、例えば図１１のシンボルデータＳ
1 が得られることを示している。
ルの直接波の信号波形に対して、マルチパス干渉波の信
号波形の遅延時間が図１０（ｂ）に示すようにガード期
間内であるものとする。受信側では図１０（ａ）のＯＦ
ＤＭシンボルと図１０（ｂ）の干渉波との和信号が得ら
れる（図１０（ｃ））。この場合には、干渉波の遅延時
間がガード期間以内であるので、有効シンボル期間にお
ける受信信号（和信号）は、ＯＦＤＭシンボルと同一周
波数で位相及び振幅が変化したものとなる。即ち、図１
０（ａ）のＯＦＤＭシンボルが例えば図１１のシンボル
データＳ0 によって変調されたものである場合には、受
信信号を復調すると、例えば図１１のシンボルデータＳ
1 が得られることを示している。
【００１５】即ち、予め位相及び振幅が既知の基準シン
ボルを復調し、元のシンボルデータと復調シンボルデー
タとの位相及び振幅の変化分（オフセット）を相殺する
ように、復調シンボルデータを補正することにより、マ
ルチパス干渉の影響を受けないデータ伝送が可能とな
る。なお、マルチパス干渉の影響は各サブキャリア毎に
相違するので、基準シンボルは各サブキャリア毎に設定
されている。なお、サブキャリア毎に補正のための係数
を切換えることにより、オフセットの補正は１個の複素
乗算器によって実現することができる。
ボルを復調し、元のシンボルデータと復調シンボルデー
タとの位相及び振幅の変化分（オフセット）を相殺する
ように、復調シンボルデータを補正することにより、マ
ルチパス干渉の影響を受けないデータ伝送が可能とな
る。なお、マルチパス干渉の影響は各サブキャリア毎に
相違するので、基準シンボルは各サブキャリア毎に設定
されている。なお、サブキャリア毎に補正のための係数
を切換えることにより、オフセットの補正は１個の複素
乗算器によって実現することができる。
【００１６】しかし、受信状態によっては遅延時間がガ
ード期間を越えるようなマルチパスが存在することが考
えられる。マルチパスの遅延時間がガード期間を越える
と、基準シンボルを用いても復調シンボルを等化するこ
とができない。図１２はこの問題点を説明するための説
明図である。
ード期間を越えるようなマルチパスが存在することが考
えられる。マルチパスの遅延時間がガード期間を越える
と、基準シンボルを用いても復調シンボルを等化するこ
とができない。図１２はこの問題点を説明するための説
明図である。
【００１７】図１２（ａ），（ｂ）に示すように、マル
チパス干渉波の遅延時間がガード期間を越えると、所定
のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル期間に隣接した前Ｏ
ＦＤＭシンボルの後半の部分がマルチパスとして加えら
れ、復調出力に符号間干渉がが生じる。従って、基準シ
ンボルを用いてもマルチパスを完全に除去することはで
きない。更に、マルチパスの遅延時間がガード期間を越
えた場合には、等化用の基準シンボルも符号間干渉によ
って劣化することから、等化後の復調シンボルの劣化が
大きくなってしまう。基準シンボルは１フレームに１回
しか伝送されないので、基準シンボルが妨害を受けた場
合には復調信号が極めて劣化してしまうという問題があ
った。
チパス干渉波の遅延時間がガード期間を越えると、所定
のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル期間に隣接した前Ｏ
ＦＤＭシンボルの後半の部分がマルチパスとして加えら
れ、復調出力に符号間干渉がが生じる。従って、基準シ
ンボルを用いてもマルチパスを完全に除去することはで
きない。更に、マルチパスの遅延時間がガード期間を越
えた場合には、等化用の基準シンボルも符号間干渉によ
って劣化することから、等化後の復調シンボルの劣化が
大きくなってしまう。基準シンボルは１フレームに１回
しか伝送されないので、基準シンボルが妨害を受けた場
合には復調信号が極めて劣化してしまうという問題があ
った。
【００１８】なお、ガード期間を長く設定することによ
り等化範囲を拡大することができるが、伝送レートが低
下してしまうという欠点がある。なお、図１２の例で
は、１シンボル期間を８０μ秒とすると、ガード期間は
１６μ秒に設定されている。
り等化範囲を拡大することができるが、伝送レートが低
下してしまうという欠点がある。なお、図１２の例で
は、１シンボル期間を８０μ秒とすると、ガード期間は
１６μ秒に設定されている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来、ガ
ード期間を越える遅延時間のマルチパスが発生した場合
には、復調信号の劣化が著しいという問題点があった。
ード期間を越える遅延時間のマルチパスが発生した場合
には、復調信号の劣化が著しいという問題点があった。
【００２０】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、ＯＦＤＭの伝送フレーム中に２シンボル以
上連続して基準シンボルを伝送することにより、等化後
の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた
場合の悪影響を抑制することができるＯＦＤＭ伝送方法
を提供することを目的とする。
のであって、ＯＦＤＭの伝送フレーム中に２シンボル以
上連続して基準シンボルを伝送することにより、等化後
の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた
場合の悪影響を抑制することができるＯＦＤＭ伝送方法
を提供することを目的とする。
【００２１】また、本発明は、ＯＦＤＭの伝送フレーム
中に２シンボル以上連続して基準シンボルを伝送するこ
とにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボ
ルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができる
ＯＦＤＭ送信装置を提供することを目的とする。
中に２シンボル以上連続して基準シンボルを伝送するこ
とにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボ
ルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができる
ＯＦＤＭ送信装置を提供することを目的とする。
【００２２】また、本発明は、ＯＦＤＭの伝送フレーム
中に２シンボル以上連続して基準シンボルを伝送するこ
とにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボ
ルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができる
ＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
中に２シンボル以上連続して基準シンボルを伝送するこ
とにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボ
ルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができる
ＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
ＯＦＤＭ伝送方法は、複数のサブキャリアを用いた直交
周波数分割多重変調によって作成される伝送路特性補正
用の基準シンボルを１伝送フレーム中で２基準シンボル
以上連続させると共に、前記１伝送フレーム中の隣接す
る基準シンボル間で波形を連続させることを特徴とする
ものであり、本発明の請求項２に係るＯＦＤＭ伝送方法
は、複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変
調によって作成される伝送路特性補正用の基準シンボル
を１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連続させるも
ので、前記基準シンボルは、ガード期間と有効シンボル
期間とを有し、各サブキャリア周波数と有効シンボル期
間及びガード期間の長さとに基づいて各サブキャリアの
位相及び振幅を設定することにより前記１伝送フレーム
中の隣接する基準シンボル間で波形を連続させることを
特徴とするものであり、本発明の請求項３に係るＯＦＤ
Ｍ伝送方法は、複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基
準シンボルを、隣接するシンボル間で波形を連続させな
がら、１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連続させ
て伝送する手順と、伝送された１伝送フレームのうち最
後に伝送された基準シンボルを用いて等化を行う等化手
順とを具備したことを特徴とするものである。本発明の
請求項５に係るＯＦＤＭ送信装置は、２以上の基準デー
タ及び情報シンボルデータが入力され、前記基準データ
を連続させて伝送フレームを構成するようにデータ配列
を行う配列手段と、この配列手段からのデータによって
複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調すること
により、連続した基準シンボルと情報シンボルとによっ
て構成される伝送フレームを作成する変調手段とを具備
し、前記２以上の基準データは、前記連続した基準シン
ボルの波形が連続するように設定されていることを特徴
とするものであり、本発明の請求項６に係るＯＦＤＭ送
信装置は、２以上の基準データ及び情報シンボルデータ
が入力され、前記基準データを連続させて伝送フレーム
を構成するようにデータ配列を行う配列手段と、この配
列手段からのデータによって複数のサブキャリアを直交
周波数分割多重変調することにより、連続した基準シン
ボルと情報シンボルとによって構成される伝送フレーム
を作成する変調手段と、この変調手段の変調出力にガー
ド期間を付加して各基準シンボルを有効シンボル期間と
ガード期間とによって構成するガード期間付加手段と、
前記基準シンボルの各サブキャリア周波数、前記有効シ
ンボル期間及びガード期間に基づいて前記各基準データ
を設定することにより、前記連続した基準シンボルの波
形を連続させる入力手段とを具備したことを特徴とする
ものであり、本発明の請求項７に係るＯＦＤＭ受信装置
は、２以上の基準データ及び情報シンボルデータに対す
る複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調
によって、情報シンボルと１伝送フレーム中に２以上連
続した基準シンボルとを有する伝送フレームが作成され
て伝送され、この伝送フレームを直交周波数分割多重復
調して前記情報シンボルデータ及び基準データを得る復
調手段と、前記復調手段の復調出力のうち最も劣化が小
さい基準シンボルに対する復調出力を用いて前記各サブ
キャリアの振幅及び位相ずれを検出する検出手段と、こ
の検出手段の検出結果に基づいて前記情報シンボルデー
タの振幅及び位相ずれを補正する補正手段とを具備した
ことを特徴とするものである。
ＯＦＤＭ伝送方法は、複数のサブキャリアを用いた直交
周波数分割多重変調によって作成される伝送路特性補正
用の基準シンボルを１伝送フレーム中で２基準シンボル
以上連続させると共に、前記１伝送フレーム中の隣接す
る基準シンボル間で波形を連続させることを特徴とする
ものであり、本発明の請求項２に係るＯＦＤＭ伝送方法
は、複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変
調によって作成される伝送路特性補正用の基準シンボル
を１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連続させるも
ので、前記基準シンボルは、ガード期間と有効シンボル
期間とを有し、各サブキャリア周波数と有効シンボル期
間及びガード期間の長さとに基づいて各サブキャリアの
位相及び振幅を設定することにより前記１伝送フレーム
中の隣接する基準シンボル間で波形を連続させることを
特徴とするものであり、本発明の請求項３に係るＯＦＤ
Ｍ伝送方法は、複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基
準シンボルを、隣接するシンボル間で波形を連続させな
がら、１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連続させ
て伝送する手順と、伝送された１伝送フレームのうち最
後に伝送された基準シンボルを用いて等化を行う等化手
順とを具備したことを特徴とするものである。本発明の
請求項５に係るＯＦＤＭ送信装置は、２以上の基準デー
タ及び情報シンボルデータが入力され、前記基準データ
を連続させて伝送フレームを構成するようにデータ配列
を行う配列手段と、この配列手段からのデータによって
複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調すること
により、連続した基準シンボルと情報シンボルとによっ
て構成される伝送フレームを作成する変調手段とを具備
し、前記２以上の基準データは、前記連続した基準シン
ボルの波形が連続するように設定されていることを特徴
とするものであり、本発明の請求項６に係るＯＦＤＭ送
信装置は、２以上の基準データ及び情報シンボルデータ
が入力され、前記基準データを連続させて伝送フレーム
を構成するようにデータ配列を行う配列手段と、この配
列手段からのデータによって複数のサブキャリアを直交
周波数分割多重変調することにより、連続した基準シン
ボルと情報シンボルとによって構成される伝送フレーム
を作成する変調手段と、この変調手段の変調出力にガー
ド期間を付加して各基準シンボルを有効シンボル期間と
ガード期間とによって構成するガード期間付加手段と、
前記基準シンボルの各サブキャリア周波数、前記有効シ
ンボル期間及びガード期間に基づいて前記各基準データ
を設定することにより、前記連続した基準シンボルの波
形を連続させる入力手段とを具備したことを特徴とする
ものであり、本発明の請求項７に係るＯＦＤＭ受信装置
は、２以上の基準データ及び情報シンボルデータに対す
る複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調
によって、情報シンボルと１伝送フレーム中に２以上連
続した基準シンボルとを有する伝送フレームが作成され
て伝送され、この伝送フレームを直交周波数分割多重復
調して前記情報シンボルデータ及び基準データを得る復
調手段と、前記復調手段の復調出力のうち最も劣化が小
さい基準シンボルに対する復調出力を用いて前記各サブ
キャリアの振幅及び位相ずれを検出する検出手段と、こ
の検出手段の検出結果に基づいて前記情報シンボルデー
タの振幅及び位相ずれを補正する補正手段とを具備した
ことを特徴とするものである。
【００２４】
【作用】本発明の請求項１において、伝送路特性補正用
の基準シンボルは１伝送フレーム中で２以上連続して伝
送される。これにより、基準シンボルについては等化性
能を高くして、マルチパスの影響による復調シンボルの
劣化を抑制する。
の基準シンボルは１伝送フレーム中で２以上連続して伝
送される。これにより、基準シンボルについては等化性
能を高くして、マルチパスの影響による復調シンボルの
劣化を抑制する。
【００２５】本発明の請求項４においては、隣接する基
準シンボル間で波形を連続させながら、１伝送フレーム
中で２以上の基準シンボルを連続させて伝送する。等化
手順においては、最後に伝送された基準シンボルを用い
て等化が行われる。基準シンボルの波形が連続している
ので、遅延時間が長いマルチパスが発生した場合でも、
最後に伝送された基準シンボルについては確実な等化が
可能であり、復調シンボルの劣化が抑制される。
準シンボル間で波形を連続させながら、１伝送フレーム
中で２以上の基準シンボルを連続させて伝送する。等化
手順においては、最後に伝送された基準シンボルを用い
て等化が行われる。基準シンボルの波形が連続している
ので、遅延時間が長いマルチパスが発生した場合でも、
最後に伝送された基準シンボルについては確実な等化が
可能であり、復調シンボルの劣化が抑制される。
【００２６】本発明の請求項６においては、配列手段に
よって２以上の基準データを連続させて伝送フレームが
構成される。変調手段は配列手段の出力を直交周波数分
割多重変調する。これにより、伝送フレーム中に基準シ
ンボルが連続する。
よって２以上の基準データを連続させて伝送フレームが
構成される。変調手段は配列手段の出力を直交周波数分
割多重変調する。これにより、伝送フレーム中に基準シ
ンボルが連続する。
【００２７】本発明の請求項８においては、配列手段に
よって２以上の基準データを連続させて伝送フレームが
構成され、変調手段によって直交周波数分割多重変調さ
れる。この変調手段の変調出力にはガード期間付加手段
によってガード期間が付加される。入力手段は、基準シ
ンボルの各サブキャリア周波数、有効シンボル期間及び
ガード期間に基づいて各基準データを設定しており、隣
接した基準シンボル間の波形を連続させる。
よって２以上の基準データを連続させて伝送フレームが
構成され、変調手段によって直交周波数分割多重変調さ
れる。この変調手段の変調出力にはガード期間付加手段
によってガード期間が付加される。入力手段は、基準シ
ンボルの各サブキャリア周波数、有効シンボル期間及び
ガード期間に基づいて各基準データを設定しており、隣
接した基準シンボル間の波形を連続させる。
【００２８】本発明の請求項９において、復調手段は、
波形が連続した２以上の基準シンボルを有する伝送フレ
ームを直交周波数分割多重復調する。検出手段は復調出
力のうち最後に伝送された基準シンボルに対する復調出
力を用いて各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出す
る。補正手段は検出結果を用いて情報シンボルデータの
振幅及び位相ずれを補正する。マルチパスの遅延時間が
長い場合でも、最後に伝送された基準シンボルはマルチ
パスの影響を受けにくい。これにより、復調シンボルの
劣化が抑制される。
波形が連続した２以上の基準シンボルを有する伝送フレ
ームを直交周波数分割多重復調する。検出手段は復調出
力のうち最後に伝送された基準シンボルに対する復調出
力を用いて各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出す
る。補正手段は検出結果を用いて情報シンボルデータの
振幅及び位相ずれを補正する。マルチパスの遅延時間が
長い場合でも、最後に伝送された基準シンボルはマルチ
パスの影響を受けにくい。これにより、復調シンボルの
劣化が抑制される。
【００２９】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ伝送方法の一
実施例を示す説明図である。なお、図１では、１乃至Ｍ
の各時間スロットは各ＯＦＤＭシンボルを示している。
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ伝送方法の一
実施例を示す説明図である。なお、図１では、１乃至Ｍ
の各時間スロットは各ＯＦＤＭシンボルを示している。
【００３０】１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数はＮ
である。ＯＦＤＭの伝送フレームはＭ個のＯＦＤＭシン
ボルによって構成される。即ち、１伝送フレームは、周
波数方向にＮ個で時間方向にＭ個のデータによって構成
される。
である。ＯＦＤＭの伝送フレームはＭ個のＯＦＤＭシン
ボルによって構成される。即ち、１伝送フレームは、周
波数方向にＮ個で時間方向にＭ個のデータによって構成
される。
【００３１】図１に示すように、伝送フレームの先頭の
時間スロットは受信同期用のヌルシンボルであり、全サ
ブキャリアに振幅０のシンボルデータが割当てられる。
本実施例においては、第２及び第３番目の時間スロット
は、各サブキャリアの等化基準信号として基準シンボル
Ａ、基準シンボルＢが割当てられている。４番目の時間
スロット以降は情報シンボルが割当てられている。
時間スロットは受信同期用のヌルシンボルであり、全サ
ブキャリアに振幅０のシンボルデータが割当てられる。
本実施例においては、第２及び第３番目の時間スロット
は、各サブキャリアの等化基準信号として基準シンボル
Ａ、基準シンボルＢが割当てられている。４番目の時間
スロット以降は情報シンボルが割当てられている。
【００３２】図２は図１中の基準シンボルＡ，Ｂの具体
的な伝送方法を示す説明図である。なお、図２では、説
明を簡略化するために、１つのサブキャリアのみの波形
を示している。
的な伝送方法を示す説明図である。なお、図２では、説
明を簡略化するために、１つのサブキャリアのみの波形
を示している。
【００３３】基準シンボルＡはガード期間Ｇ1 及び有効
シンボル期間Ｒ1 を有している。ガード期間Ｇ1 は有効
シンボル期間Ｒ1 の後半部分の波形が複写されたもので
ある。また、基準シンボルＢはガード期間Ｇ2 及び有効
シンボル期間Ｒ2 を有している。ガード期間Ｇ2 は有効
シンボル期間Ｒ2 の後半部分の波形が複写されたもので
ある。本実施例においては、図２に示すように、基準シ
ンボルＡの終端の波形に基準シンボルＢの波形が連続す
るように、有効シンボル期間Ｒ1 、Ｒ2 の波形の振幅及
び位相を設定するようになっている。これにより、これ
らの２つの基準シンボルＡ，Ｂは、等価的にガード期間
が長くなった１つの基準シンボルとみなすことができ
る。
シンボル期間Ｒ1 を有している。ガード期間Ｇ1 は有効
シンボル期間Ｒ1 の後半部分の波形が複写されたもので
ある。また、基準シンボルＢはガード期間Ｇ2 及び有効
シンボル期間Ｒ2 を有している。ガード期間Ｇ2 は有効
シンボル期間Ｒ2 の後半部分の波形が複写されたもので
ある。本実施例においては、図２に示すように、基準シ
ンボルＡの終端の波形に基準シンボルＢの波形が連続す
るように、有効シンボル期間Ｒ1 、Ｒ2 の波形の振幅及
び位相を設定するようになっている。これにより、これ
らの２つの基準シンボルＡ，Ｂは、等価的にガード期間
が長くなった１つの基準シンボルとみなすことができ
る。
【００３４】ところで、各サブキャリアは直交条件を満
足しているので、各サブキャリアの波数は有効シンボル
期間において整数となる。例えば、図２に示すサブキャ
リアは、有効シンボル期間の波数が２であることが示さ
れている。従って、基準シンボルＢを基準シンボルＡに
連続させるためには、ガード期間の長さに対応する位相
だけ基準シンボルＡ，Ｂの開始位相をずらせばよい。例
えば、図２では、ガード期間Ｇ1 ，Ｇ2 の長さが有効シ
ンボル期間Ｒ1 ，Ｒ2 の１／４であるので、基準シンボ
ルＡ，Ｂの相互の開始位相を１８０度ずらせばよい。
足しているので、各サブキャリアの波数は有効シンボル
期間において整数となる。例えば、図２に示すサブキャ
リアは、有効シンボル期間の波数が２であることが示さ
れている。従って、基準シンボルＢを基準シンボルＡに
連続させるためには、ガード期間の長さに対応する位相
だけ基準シンボルＡ，Ｂの開始位相をずらせばよい。例
えば、図２では、ガード期間Ｇ1 ，Ｇ2 の長さが有効シ
ンボル期間Ｒ1 ，Ｒ2 の１／４であるので、基準シンボ
ルＡ，Ｂの相互の開始位相を１８０度ずらせばよい。
【００３５】いま、図３に示すように、ＯＦＤＭシンボ
ルのＮ本のサブキャリアのキャリア番号ｋを周波数順に
−Ｎ／２〜０〜（Ｎ／２）−１とする。また、有効シン
ボル期間の長さを１とした場合におけるガード期間の長
さをｘとする。そうすると、ｋ番目のサブキャリアにお
けるガード期間分の位相差Δθk は下記（１）式によっ
て表わされる。
ルのＮ本のサブキャリアのキャリア番号ｋを周波数順に
−Ｎ／２〜０〜（Ｎ／２）−１とする。また、有効シン
ボル期間の長さを１とした場合におけるガード期間の長
さをｘとする。そうすると、ｋ番目のサブキャリアにお
けるガード期間分の位相差Δθk は下記（１）式によっ
て表わされる。
【００３６】
Δθk ＝ｘ・ｋ・２π …（１）
ｋ番目のキャリアにおける基準シンボルＡ，Ｂの位相を
夫々θ1k，θ2kとすると、２つの基準シンボルＡ，Ｂを
連続させるためには、下記（２）式を満足する必要があ
る。
夫々θ1k，θ2kとすると、２つの基準シンボルＡ，Ｂを
連続させるためには、下記（２）式を満足する必要があ
る。
【００３７】θ1k＝θ2k−Δθk
＝θ2k−ｘ・ｋ・２π …（２）
なお、基準シンボルＡ，Ｂの振幅は等しくする。
【００３８】例えば、図４では、有効シンボル期間の波
数が１のサブキャリアについて示してある。即ち、ｋ＝
１である。また、ガード期間の間隔は有効シンボル期間
の１／４に設定されている。従って、これらの条件を上
記（２）式に代入すると、下記（３）式が得られる。
数が１のサブキャリアについて示してある。即ち、ｋ＝
１である。また、ガード期間の間隔は有効シンボル期間
の１／４に設定されている。従って、これらの条件を上
記（２）式に代入すると、下記（３）式が得られる。
【００３９】θ1k＝θ2k−１／４・１・２π
＝θ2k−π／２ …（３）
この（３）式から明らかなように、この場合には、基準
シンボルＢの位相を基準シンボルＡよりも９０度だけ進
めればよい（図４参照）。
シンボルＢの位相を基準シンボルＡよりも９０度だけ進
めればよい（図４参照）。
【００４０】次に、本実施例のＯＦＤＭ伝送方法の作用
について説明する。
について説明する。
【００４１】１ＯＦＤＭシンボルはＮ本のサブキャリア
を有している。各サブキャリアは例えば０シンボルデー
タ、所定の基準データ又は情報シンボルデータによって
変調される。Ｍ個のＯＦＤＭシンボルによって伝送フレ
ームを構成する。０シンボルデータで変調されたＯＦＤ
Ｍシンボル（ヌルシンボル）は伝送フレームの先頭の時
間スロットにおいて伝送される。各時間スロットはガー
ド期間及び有効シンボル期間によって構成されており、
ガード期間の波形は有効シンボル期間の後半の波形が複
写されたものである。
を有している。各サブキャリアは例えば０シンボルデー
タ、所定の基準データ又は情報シンボルデータによって
変調される。Ｍ個のＯＦＤＭシンボルによって伝送フレ
ームを構成する。０シンボルデータで変調されたＯＦＤ
Ｍシンボル（ヌルシンボル）は伝送フレームの先頭の時
間スロットにおいて伝送される。各時間スロットはガー
ド期間及び有効シンボル期間によって構成されており、
ガード期間の波形は有効シンボル期間の後半の波形が複
写されたものである。
【００４２】次の２番目の時間スロットでは、サブキャ
リアが所定の基準データによって変調された基準シンボ
ルＡが伝送される。次の３番目の時間スロットにおいて
は、基準シンボルＢが伝送される。基準シンボルＢの位
相は基準シンボルＡの位相に対して上記（３）式を満足
する。これにより、各サブキャリア毎に、基準シンボル
Ａのガード期間Ｇ1 及び有効シンボル期間Ｒ1 の波形に
連続して基準シンボルＢのガード期間Ｇ2 及び有効シン
ボル期間Ｒ2 の波形が伝送される。即ち、基準シンボル
Ｂのガード期間が等価的にガード期間Ｇ1 ＋有効シンボ
ル期間Ｒ1 ＋ガード期間Ｇ2 だけ長くなったことに相当
する。４乃至Ｍ番目の時間スロットでは、情報シンボル
データによって変調された情報シンボルが伝送される。
リアが所定の基準データによって変調された基準シンボ
ルＡが伝送される。次の３番目の時間スロットにおいて
は、基準シンボルＢが伝送される。基準シンボルＢの位
相は基準シンボルＡの位相に対して上記（３）式を満足
する。これにより、各サブキャリア毎に、基準シンボル
Ａのガード期間Ｇ1 及び有効シンボル期間Ｒ1 の波形に
連続して基準シンボルＢのガード期間Ｇ2 及び有効シン
ボル期間Ｒ2 の波形が伝送される。即ち、基準シンボル
Ｂのガード期間が等価的にガード期間Ｇ1 ＋有効シンボ
ル期間Ｒ1 ＋ガード期間Ｇ2 だけ長くなったことに相当
する。４乃至Ｍ番目の時間スロットでは、情報シンボル
データによって変調された情報シンボルが伝送される。
【００４３】いま、マルチパス干渉波の遅延時間がガー
ド期間よりも長いものとする。しかし、この場合でも、
遅延時間がガード期間Ｇ1 ＋有効シンボル期間Ｒ1 ＋ガ
ード期間Ｇ2 よりも短い場合には、基準シンボルＢの有
効シンボル期間Ｒ2 におけるマルチパス干渉波は、有効
シンボル期間Ｒ2 と同一波形となる。従って、この場合
の受信波は、基準シンボルＢと同一周波数で位相及び振
幅が変化したものとなる。基準シンボルＢの位相及び振
幅は既知であるので、復調信号を変化分だけ補正するこ
とによって、マルチパスの影響を受けない基準データを
再生することができる。
ド期間よりも長いものとする。しかし、この場合でも、
遅延時間がガード期間Ｇ1 ＋有効シンボル期間Ｒ1 ＋ガ
ード期間Ｇ2 よりも短い場合には、基準シンボルＢの有
効シンボル期間Ｒ2 におけるマルチパス干渉波は、有効
シンボル期間Ｒ2 と同一波形となる。従って、この場合
の受信波は、基準シンボルＢと同一周波数で位相及び振
幅が変化したものとなる。基準シンボルＢの位相及び振
幅は既知であるので、復調信号を変化分だけ補正するこ
とによって、マルチパスの影響を受けない基準データを
再生することができる。
【００４４】次に、復調した基準データを用いて、情報
シンボルの復調シンボルを各サブキャリア毎に等化す
る。基準信号がマルチパスの影響を受けていないので、
復調シンボルの劣化を抑制することができる。
シンボルの復調シンボルを各サブキャリア毎に等化す
る。基準信号がマルチパスの影響を受けていないので、
復調シンボルの劣化を抑制することができる。
【００４５】このように、本実施例においては、連続し
た２つの時間スロットにおいて基準シンボルを伝送する
と共に、これらの基準シンボルの位相及び振幅を調整す
ることにより、２つの基準シンボルが連続するように設
定しており、等価的にガード期間を十分に延長すること
ができる。このため、基準シンボルについてはマルチパ
スの影響を受けない復調が可能であり、マルチパスによ
る復調シンボルの劣化を抑制することができる。
た２つの時間スロットにおいて基準シンボルを伝送する
と共に、これらの基準シンボルの位相及び振幅を調整す
ることにより、２つの基準シンボルが連続するように設
定しており、等価的にガード期間を十分に延長すること
ができる。このため、基準シンボルについてはマルチパ
スの影響を受けない復調が可能であり、マルチパスによ
る復調シンボルの劣化を抑制することができる。
【００４６】なお、基準シンボルＡのガード期間として
基準シンボルＢのガード期間Ｇ2 及び有効シンボル期間
Ｒ2 を用いることができるので、前ゴーストにも対応す
ることができるという利点もある。
基準シンボルＢのガード期間Ｇ2 及び有効シンボル期間
Ｒ2 を用いることができるので、前ゴーストにも対応す
ることができるという利点もある。
【００４７】図５は本発明に係るＯＦＤＭ送信装置の一
実施例を示すブロック図である。
実施例を示すブロック図である。
【００４８】入力端子１を介して入力された２ビットの
情報データはＳ／Ｐ変換回路２に与えられる。Ｓ／Ｐ変
換回路２はシリアルデータをパラレルデータに変換して
シンボルマッピング回路３に与える。シンボルマッピン
グ回路３は、例えばＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調等によっ
て、情報データを情報シンボルデータ（Ｉデータ，Ｑデ
ータ）に変換する。シンボルマッピング回路３からの情
報シンボルデータはマルチプレクス回路４に与えられ
る。
情報データはＳ／Ｐ変換回路２に与えられる。Ｓ／Ｐ変
換回路２はシリアルデータをパラレルデータに変換して
シンボルマッピング回路３に与える。シンボルマッピン
グ回路３は、例えばＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調等によっ
て、情報データを情報シンボルデータ（Ｉデータ，Ｑデ
ータ）に変換する。シンボルマッピング回路３からの情
報シンボルデータはマルチプレクス回路４に与えられ
る。
【００４９】マルチプレクス回路４にはＲＯＭ５，６，
７の出力も与えられるようになっている。ＲＯＭ５，
６，７には夫々０シンボルデータ、基準データＡ及び基
準データＢが格納されている。なお、基準データＡ，Ｂ
はこれらの基準データＡ，Ｂに基づいて作成されたＯＦ
ＤＭシンボル（基準シンボルＡ，Ｂ）の波形が連続する
ように、値が設定されている。マルチプレクス回路４は
シンボルマッピング回路３の出力及びＲＯＭ５乃至７の
出力を伝送フレームの各時間スロットに対応して選択し
てインターリーブ回路８に出力する。インターリーブ回
路８は、入力されたデータをインターリーブさせてＩＦ
ＦＴ回路９に出力する。
７の出力も与えられるようになっている。ＲＯＭ５，
６，７には夫々０シンボルデータ、基準データＡ及び基
準データＢが格納されている。なお、基準データＡ，Ｂ
はこれらの基準データＡ，Ｂに基づいて作成されたＯＦ
ＤＭシンボル（基準シンボルＡ，Ｂ）の波形が連続する
ように、値が設定されている。マルチプレクス回路４は
シンボルマッピング回路３の出力及びＲＯＭ５乃至７の
出力を伝送フレームの各時間スロットに対応して選択し
てインターリーブ回路８に出力する。インターリーブ回
路８は、入力されたデータをインターリーブさせてＩＦ
ＦＴ回路９に出力する。
【００５０】ＩＦＦＴ回路９は入力されたＮ個のデータ
を用いてＩＦＦＴ処理することにより、ＯＦＤＭ被変調
波（ＯＦＤＭシンボル）を作成してガード期間付加回路
10に出力する。
を用いてＩＦＦＴ処理することにより、ＯＦＤＭ被変調
波（ＯＦＤＭシンボル）を作成してガード期間付加回路
10に出力する。
【００５１】ガード期間付加回路10はマルチパスの影響
を低減するために、ＯＦＤＭ被変調波にガード期間を付
加し、Ｉ軸，Ｑ軸の信号を夫々Ｄ／Ａ変換器11，12に出
力する。Ｄ／Ａ変換器11，12は入力されたディジタル信
号をアナログ信号に変換してローパスフィルタ（以下、
ＬＰＦという）13，14に出力する。ＬＰＦ13，14は夫々
入力信号出力の高調波成分を除去して直交変調回路15の
乗算器18，19に出力する。
を低減するために、ＯＦＤＭ被変調波にガード期間を付
加し、Ｉ軸，Ｑ軸の信号を夫々Ｄ／Ａ変換器11，12に出
力する。Ｄ／Ａ変換器11，12は入力されたディジタル信
号をアナログ信号に変換してローパスフィルタ（以下、
ＬＰＦという）13，14に出力する。ＬＰＦ13，14は夫々
入力信号出力の高調波成分を除去して直交変調回路15の
乗算器18，19に出力する。
【００５２】直交変調回路15は、局部発振器16、移相器
17、乗算器18、19及び加算器20によって構成されてい
る。局部発振器16は所定周波数のキャリアを発生して移
相器17に出力すると共に、乗算器18に同相軸キャリアと
して出力する。移相器17は局部発振器16の発振出力を９
０度移相させて直交軸キャリアを作成して乗算器19に出
力する。乗算器18はＬＰＦ13の出力と同相軸キャリアと
の乗算によって同相軸変調出力を得て加算器20に出力す
る。乗算器19はＬＰＦ14の出力と直交軸キャリアとの乗
算によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。
加算器20は乗算器18，19の出力を加算して、直交変調出
力を周波数変換回路21に出力する。
17、乗算器18、19及び加算器20によって構成されてい
る。局部発振器16は所定周波数のキャリアを発生して移
相器17に出力すると共に、乗算器18に同相軸キャリアと
して出力する。移相器17は局部発振器16の発振出力を９
０度移相させて直交軸キャリアを作成して乗算器19に出
力する。乗算器18はＬＰＦ13の出力と同相軸キャリアと
の乗算によって同相軸変調出力を得て加算器20に出力す
る。乗算器19はＬＰＦ14の出力と直交軸キャリアとの乗
算によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。
加算器20は乗算器18，19の出力を加算して、直交変調出
力を周波数変換回路21に出力する。
【００５３】周波数変換回路21はバンドパスフィルタ
（以下、ＢＰＦという）22、増幅器23、乗算器24、局部
発振器25及びＢＰＦ26によって構成されている。直交変
調出力はＢＰＦ22に与えられ、ＢＰＦ22は直交変調出力
を帯域制限して増幅器23を介して乗算器24に与える。局
部発振器22は中間周波数帯に周波数変換するための所定
周波数の局部発振出力を乗算器24に与える。乗算器24は
増幅器23の出力と局部発振出力との乗算によってＯＦＤ
Ｍ被変調波の直交変調出力を高周波数帯に変換してＢＰ
Ｆ26に出力する。ＢＰＦ26は乗算器24の出力を帯域制限
してＲＦ信号として出力する。
（以下、ＢＰＦという）22、増幅器23、乗算器24、局部
発振器25及びＢＰＦ26によって構成されている。直交変
調出力はＢＰＦ22に与えられ、ＢＰＦ22は直交変調出力
を帯域制限して増幅器23を介して乗算器24に与える。局
部発振器22は中間周波数帯に周波数変換するための所定
周波数の局部発振出力を乗算器24に与える。乗算器24は
増幅器23の出力と局部発振出力との乗算によってＯＦＤ
Ｍ被変調波の直交変調出力を高周波数帯に変換してＢＰ
Ｆ26に出力する。ＢＰＦ26は乗算器24の出力を帯域制限
してＲＦ信号として出力する。
【００５４】なお、入力端子27を介してタイミング回路
28にクロックが供給されるようになっている。タイミン
グ回路28は、入力されたクロックに基づいて、所定周波
数のクロックを発生すると共に、各種タイミング信号を
発生して各回路に供給する。
28にクロックが供給されるようになっている。タイミン
グ回路28は、入力されたクロックに基づいて、所定周波
数のクロックを発生すると共に、各種タイミング信号を
発生して各回路に供給する。
【００５５】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。
について説明する。
【００５６】入力端子１を介して入力された情報データ
はＳ／Ｐ変換器２によってパラレルデータに変換された
後、シンボルマッピング回路３によってＩデータ及びＱ
データから成る情報シンボルデータに変換される。シン
ボルマッピング回路３からの情報シンボルデータはマル
チプレクス回路４に供給される。マルチプレクス回路４
にはＲＯＭ５，６，７から夫々０シンボルデータ、基準
データＡ及び基準データＢも入力されており、マルチプ
レクス回路４は、図１の伝送フレームの各時間スロット
に対応させて情報シンボルデータ、０シンボルデータ及
び基準データＡ，Ｂを切換えてインターリーブ回路８に
与える。インターリーブ回路８は入力されたデータをイ
ンターリーブした後ＩＦＦＴ回路９に出力する。
はＳ／Ｐ変換器２によってパラレルデータに変換された
後、シンボルマッピング回路３によってＩデータ及びＱ
データから成る情報シンボルデータに変換される。シン
ボルマッピング回路３からの情報シンボルデータはマル
チプレクス回路４に供給される。マルチプレクス回路４
にはＲＯＭ５，６，７から夫々０シンボルデータ、基準
データＡ及び基準データＢも入力されており、マルチプ
レクス回路４は、図１の伝送フレームの各時間スロット
に対応させて情報シンボルデータ、０シンボルデータ及
び基準データＡ，Ｂを切換えてインターリーブ回路８に
与える。インターリーブ回路８は入力されたデータをイ
ンターリーブした後ＩＦＦＴ回路９に出力する。
【００５７】なお、入力端子27にはクロックが入力され
ており、タイミング回路28はこのクロックに基づいて所
定周波数のクロック及び各種タイミング信号を発生して
各回路に供給している。
ており、タイミング回路28はこのクロックに基づいて所
定周波数のクロック及び各種タイミング信号を発生して
各回路に供給している。
【００５８】ＩＦＦＴ回路９は、入力されたＮ個のシン
ボルを用いてＩＦＦＴ演算を行う。これにより、Ｎ個の
シンボルに対するＯＦＤＭ変調が行われて、ＯＦＤＭ被
変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍがガード期間付加回路10
に出力される。
ボルを用いてＩＦＦＴ演算を行う。これにより、Ｎ個の
シンボルに対するＯＦＤＭ変調が行われて、ＯＦＤＭ被
変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍがガード期間付加回路10
に出力される。
【００５９】マルチプレクス回路４がＲＯＭ５を選択す
ることにより、ＩＦＦＴ回路９からはヌルシンボルが出
力される。また、マルチプレクス回路４がＲＯＭ６，７
を選択することにより、夫々基準シンボルＡ，ＢがＩＦ
ＦＴ回路９から出力される。同様に、マルチプレクス回
路４がシンボルマッピング回路３の出力を選択すること
により、情報シンボルが得られる。マルチプレクス回路
４が図１の伝送フレームの時間スロットに対応して選択
を行うことにより、ＩＦＦＴ回路９からは図１に示す伝
送フレームが出力される。
ることにより、ＩＦＦＴ回路９からはヌルシンボルが出
力される。また、マルチプレクス回路４がＲＯＭ６，７
を選択することにより、夫々基準シンボルＡ，ＢがＩＦ
ＦＴ回路９から出力される。同様に、マルチプレクス回
路４がシンボルマッピング回路３の出力を選択すること
により、情報シンボルが得られる。マルチプレクス回路
４が図１の伝送フレームの時間スロットに対応して選択
を行うことにより、ＩＦＦＴ回路９からは図１に示す伝
送フレームが出力される。
【００６０】ガード期間付加回路10は入力されたＯＦＤ
Ｍ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍに夫々マルチパスの
影響を低減するためのガード期間を付加して、Ｄ／Ａ変
換器11，12に出力する。基準データＡ，Ｂは、サブキャ
リア周波数及びガード期間の長さに基づいて設定されて
おり、基準シンボルＡのガード期間及び有効シンボル期
間の波形に連続して基準シンボルＢのガード期間及び有
効シンボル期間の波形が続く。
Ｍ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍに夫々マルチパスの
影響を低減するためのガード期間を付加して、Ｄ／Ａ変
換器11，12に出力する。基準データＡ，Ｂは、サブキャ
リア周波数及びガード期間の長さに基づいて設定されて
おり、基準シンボルＡのガード期間及び有効シンボル期
間の波形に連続して基準シンボルＢのガード期間及び有
効シンボル期間の波形が続く。
【００６１】Ｄ／Ａ変換器11，12は入力された信号をア
ナログ信号に変換して夫々ＬＰＦ13，14に与え、ＬＰＦ
13，14はＯＦＤＭシンボルを帯域制限して夫々直交変調
回路15の乗算器18、19に出力する。局部発振器16は所定
周波数のキャリアを発生しており、移相器17はこのキャ
リアを９０度移相させる。局部発振器16からの発振出力
は同相軸キャリアとして乗算器18に供給され、乗算器18
は同相軸キャリアとＬＰＦ13の出力との乗算によって同
相軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗算器19は移
相器17からの直交軸キャリアとＬＰＦ14の出力との乗算
によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗
算器18、19の出力は加算器20によって加算されて直交変
調出力が得られる。
ナログ信号に変換して夫々ＬＰＦ13，14に与え、ＬＰＦ
13，14はＯＦＤＭシンボルを帯域制限して夫々直交変調
回路15の乗算器18、19に出力する。局部発振器16は所定
周波数のキャリアを発生しており、移相器17はこのキャ
リアを９０度移相させる。局部発振器16からの発振出力
は同相軸キャリアとして乗算器18に供給され、乗算器18
は同相軸キャリアとＬＰＦ13の出力との乗算によって同
相軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗算器19は移
相器17からの直交軸キャリアとＬＰＦ14の出力との乗算
によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗
算器18、19の出力は加算器20によって加算されて直交変
調出力が得られる。
【００６２】直交変調回路15の直交変調出力は、周波数
変換回路21のＢＰＦ22によって帯域制限された後、増幅
器23によって増幅されて乗算器24に与えられる。乗算器
24には局部発振器25から局部発振出力が与えられてお
り、乗算器24は直交変調出力を高周波数（ＲＦ）帯の信
号に周波数変換する。乗算器24の出力はＢＰＦ26によっ
て帯域制限されてＲＦ信号として出力される。
変換回路21のＢＰＦ22によって帯域制限された後、増幅
器23によって増幅されて乗算器24に与えられる。乗算器
24には局部発振器25から局部発振出力が与えられてお
り、乗算器24は直交変調出力を高周波数（ＲＦ）帯の信
号に周波数変換する。乗算器24の出力はＢＰＦ26によっ
て帯域制限されてＲＦ信号として出力される。
【００６３】このように、本実施例においては、伝送フ
レームを構成する場合に、２番目の時間スロットで基準
シンボルＡを伝送し、次いで３番目の時間スロットで基
準シンボルＢを伝送するようにしている。基準シンボル
Ａ，Ｂの各サブキャリアを変調する基準データＡ，Ｂ
は、各サブキャリア周波数及びガード期間付加回路10に
よるガード期間の長さに基づいて設定されており、基準
シンボルＡ，Ｂは各サブキャリア毎に波形が連続する。
レームを構成する場合に、２番目の時間スロットで基準
シンボルＡを伝送し、次いで３番目の時間スロットで基
準シンボルＢを伝送するようにしている。基準シンボル
Ａ，Ｂの各サブキャリアを変調する基準データＡ，Ｂ
は、各サブキャリア周波数及びガード期間付加回路10に
よるガード期間の長さに基づいて設定されており、基準
シンボルＡ，Ｂは各サブキャリア毎に波形が連続する。
【００６４】図６は本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の一
実施例を示すブロック図である。
実施例を示すブロック図である。
【００６５】入力端子31にはＮ本のサブキャリアを有す
るＯＦＤＭ被変調波（ＯＦＤＭシンボル）が伝送フレー
ム単位で入力される。伝送フレームの先頭の時間スロッ
トではヌルシンボルが伝送され、２番目の時間スロット
では基準シンボルＡが伝送され、３番目の時間スロット
では基準シンボルＢが伝送される。４乃至Ｍ番目の時間
スロットにおいて情報シンボルが伝送されるようになっ
ている。また、基準シンボルＡ，Ｂは連続した波形とな
っている。これらのＯＦＤＭシンボルは、所定のキャリ
ア周波数で直交変調された後にＲＦ帯に周波数変換され
て入力されるようになっている。
るＯＦＤＭ被変調波（ＯＦＤＭシンボル）が伝送フレー
ム単位で入力される。伝送フレームの先頭の時間スロッ
トではヌルシンボルが伝送され、２番目の時間スロット
では基準シンボルＡが伝送され、３番目の時間スロット
では基準シンボルＢが伝送される。４乃至Ｍ番目の時間
スロットにおいて情報シンボルが伝送されるようになっ
ている。また、基準シンボルＡ，Ｂは連続した波形とな
っている。これらのＯＦＤＭシンボルは、所定のキャリ
ア周波数で直交変調された後にＲＦ帯に周波数変換され
て入力されるようになっている。
【００６６】このＲＦ帯のＯＦＤＭシンボルはＢＰＦ32
に供給される。ＢＰＦ32は帯域外の雑音を除去して増幅
器33に出力する。増幅器33はＢＰＦ32の出力を増幅して
乗算器34に出力する。局部発振器35はＲＦ帯の信号を周
波数変換するための局部発振出力を乗算器34に出力す
る。乗算器34は増幅器33の出力と局部発振出力との乗算
によってＯＦＤＭ被変調波を所定の周波数に周波数変換
してＢＰＦ36に出力する。ＢＰＦ36はＯＦＤＭシンボル
の高調波成分を除去して利得可変増幅器37に出力する。
に供給される。ＢＰＦ32は帯域外の雑音を除去して増幅
器33に出力する。増幅器33はＢＰＦ32の出力を増幅して
乗算器34に出力する。局部発振器35はＲＦ帯の信号を周
波数変換するための局部発振出力を乗算器34に出力す
る。乗算器34は増幅器33の出力と局部発振出力との乗算
によってＯＦＤＭ被変調波を所定の周波数に周波数変換
してＢＰＦ36に出力する。ＢＰＦ36はＯＦＤＭシンボル
の高調波成分を除去して利得可変増幅器37に出力する。
【００６７】利得可変増幅器37は後述するエンベロープ
検出回路50に制御されて、ＢＰＦ36の出力を一定振幅に
変換して直交検波回路38に出力する。直交検波回路38は
乗算器39，40、局部発振器41及び移相器42によって構成
されている。局部発振器41は後述するキャリア再生回路
43に制御されて、所定周波数の再生キャリアを発生して
乗算器39及び移相器42に出力するようになっている。局
部発振器41の出力は同相軸キャリアとして乗算器39に供
給される。移相器42は局部発振出力を９０度移相して直
交軸キャリアを再生して乗算器40に与える。乗算器39は
可変利得増幅器37の出力に同相軸キャリアを乗算して同
相軸検波出力を得、乗算器40は可変利得増幅器37の出力
に直交軸キャリアを乗算して直交軸検波出力を得る。乗
算器39，40の出力は夫々ＬＰＦ44，45に与えられる。
検出回路50に制御されて、ＢＰＦ36の出力を一定振幅に
変換して直交検波回路38に出力する。直交検波回路38は
乗算器39，40、局部発振器41及び移相器42によって構成
されている。局部発振器41は後述するキャリア再生回路
43に制御されて、所定周波数の再生キャリアを発生して
乗算器39及び移相器42に出力するようになっている。局
部発振器41の出力は同相軸キャリアとして乗算器39に供
給される。移相器42は局部発振出力を９０度移相して直
交軸キャリアを再生して乗算器40に与える。乗算器39は
可変利得増幅器37の出力に同相軸キャリアを乗算して同
相軸検波出力を得、乗算器40は可変利得増幅器37の出力
に直交軸キャリアを乗算して直交軸検波出力を得る。乗
算器39，40の出力は夫々ＬＰＦ44，45に与えられる。
【００６８】ＬＰＦ44，45は夫々乗算器39，40の直交検
波出力であるベースバンドのＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒ
ｅ及び虚部Ｉｍの帯域を制限してＡ／Ｄ変換器46，47に
出力する。Ａ／Ｄ変換器46，47は夫々ＬＰＦ44，45の出
力をディジタル信号に変換してガード期間除去回路48に
出力する。ガード期間除去回路48はガード期間の信号を
除去してＦＦＴ回路49に出力する。ＦＦＴ回路49は、ガ
ード期間除去回路48からのＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処
理することによりＯＦＤＭ復調を行って、Ｎ本のサブキ
ャリアから０シンボルデータ、基準データＡ，Ｂ及び情
報シンボルデータのＩ，Ｑデータを得る。ＦＦＴ回路49
からのＩデータ及びＱデータは等化回路55に出力される
と共に、キャリア再生回路43にも出力される。
波出力であるベースバンドのＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒ
ｅ及び虚部Ｉｍの帯域を制限してＡ／Ｄ変換器46，47に
出力する。Ａ／Ｄ変換器46，47は夫々ＬＰＦ44，45の出
力をディジタル信号に変換してガード期間除去回路48に
出力する。ガード期間除去回路48はガード期間の信号を
除去してＦＦＴ回路49に出力する。ＦＦＴ回路49は、ガ
ード期間除去回路48からのＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処
理することによりＯＦＤＭ復調を行って、Ｎ本のサブキ
ャリアから０シンボルデータ、基準データＡ，Ｂ及び情
報シンボルデータのＩ，Ｑデータを得る。ＦＦＴ回路49
からのＩデータ及びＱデータは等化回路55に出力される
と共に、キャリア再生回路43にも出力される。
【００６９】キャリア再生回路43は復調されたＩデータ
及びＱデータが与えられ、キャリアを再生して直交検波
回路38の局部発振器41に出力する。これにより、局部発
振器41の発振出力に基づいてキャリア同期が得られるよ
うになっている。また、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力は、
同期再生回路51にも入力される。同期再生回路51はＡ／
Ｄ変換器46，47の出力からヌルシンボルを検出すること
によりフレーム同期及びシンボル同期のための信号を再
生してタイミング回路52に出力する。タイミング回路52
は入力された信号に基づいて、所定周波数のクロック及
び各回路へのタイミング信号を発生するようになってい
る。また、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力はエンベロープ検
出回路50にも与えられる。エンベロープ検出回路50はＡ
／Ｄ変換器46，47の出力のエンベロープを検出して可変
利得増幅器37の利得を調整して一定振幅が得られるよう
にしている。
及びＱデータが与えられ、キャリアを再生して直交検波
回路38の局部発振器41に出力する。これにより、局部発
振器41の発振出力に基づいてキャリア同期が得られるよ
うになっている。また、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力は、
同期再生回路51にも入力される。同期再生回路51はＡ／
Ｄ変換器46，47の出力からヌルシンボルを検出すること
によりフレーム同期及びシンボル同期のための信号を再
生してタイミング回路52に出力する。タイミング回路52
は入力された信号に基づいて、所定周波数のクロック及
び各回路へのタイミング信号を発生するようになってい
る。また、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力はエンベロープ検
出回路50にも与えられる。エンベロープ検出回路50はＡ
／Ｄ変換器46，47の出力のエンベロープを検出して可変
利得増幅器37の利得を調整して一定振幅が得られるよう
にしている。
【００７０】等化回路55は基準データ検出回路56、誤差
検出回路57、ＲＯＭ58、複素乗算器59、メモリ60及び平
均回路61によって構成されている。ＦＦＴ回路49の復調
出力は基準データ検出回路56に入力される。基準データ
検出回路56は復調シンボルから基準データＢを検出して
誤差検出回路57に出力する。誤差検出回路57にはＲＯＭ
58に格納されているデータも与えられる。ＲＯＭ58には
送信側の基準データＢと同一データが格納されており、
誤差検出回路57はマルチパス及び雑音によって発生した
各サブキャリアの振幅及び位相のずれによる復調基準デ
ータＢの振幅及び位相誤差を検出して平均回路61に出力
する。平均回路61は数フレームに亘って誤差検出回路57
の出力を平均化することにより、雑音による誤差分を除
去してＳ／Ｎを改善し、マルチパスによる誤差を誤差信
号としてメモリ60に出力する。メモリ60は誤差信号を各
サブキャリア毎に記憶し、記憶した誤差信号を複素乗算
器59に出力する。複素乗算器59はＦＦＴ回路49からの復
調シンボルとメモリ60からの誤差信号とを複素乗算する
ことにより、マルチパスによる誤差を補正してデインタ
ーリーブ回路62に出力する。
検出回路57、ＲＯＭ58、複素乗算器59、メモリ60及び平
均回路61によって構成されている。ＦＦＴ回路49の復調
出力は基準データ検出回路56に入力される。基準データ
検出回路56は復調シンボルから基準データＢを検出して
誤差検出回路57に出力する。誤差検出回路57にはＲＯＭ
58に格納されているデータも与えられる。ＲＯＭ58には
送信側の基準データＢと同一データが格納されており、
誤差検出回路57はマルチパス及び雑音によって発生した
各サブキャリアの振幅及び位相のずれによる復調基準デ
ータＢの振幅及び位相誤差を検出して平均回路61に出力
する。平均回路61は数フレームに亘って誤差検出回路57
の出力を平均化することにより、雑音による誤差分を除
去してＳ／Ｎを改善し、マルチパスによる誤差を誤差信
号としてメモリ60に出力する。メモリ60は誤差信号を各
サブキャリア毎に記憶し、記憶した誤差信号を複素乗算
器59に出力する。複素乗算器59はＦＦＴ回路49からの復
調シンボルとメモリ60からの誤差信号とを複素乗算する
ことにより、マルチパスによる誤差を補正してデインタ
ーリーブ回路62に出力する。
【００７１】デインターリーブ回路62は等化された復調
シンボルをデインターリーブしてデマルチプレクス回路
63に出力する。デマルチプレクス回路63は入力された復
調シンボルをデマルチプレクスして、情報シンボルデー
タをシンボルデマッピング回路64に出力する。シンボル
デマッピング回路64は情報シンボルデータを復調して情
報データをＰ／Ｓ変換器65に出力し、Ｐ／Ｓ変換器65は
入力されたパラレルデータを２ビットのシリアルデータ
に変換して出力するようになっている。
シンボルをデインターリーブしてデマルチプレクス回路
63に出力する。デマルチプレクス回路63は入力された復
調シンボルをデマルチプレクスして、情報シンボルデー
タをシンボルデマッピング回路64に出力する。シンボル
デマッピング回路64は情報シンボルデータを復調して情
報データをＰ／Ｓ変換器65に出力し、Ｐ／Ｓ変換器65は
入力されたパラレルデータを２ビットのシリアルデータ
に変換して出力するようになっている。
【００７２】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。
について説明する。
【００７３】入力端子31を介して入力されたＲＦ信号は
ＢＰＦ32によって帯域外の雑音が除去され、増幅器33に
よって増幅された後乗算器34に供給される。乗算器34は
局部発振器35からの局部発振出力との乗算によって、Ｒ
Ｆ帯の信号を所定周波数に周波数変換してＢＰＦ36に出
力する。乗算器34の出力はＢＰＦ36によって高調波成分
が除去された後、可変利得増幅器37によって一定振幅に
制御されて直交検波回路38の乗算器39，40に与えられ
る。
ＢＰＦ32によって帯域外の雑音が除去され、増幅器33に
よって増幅された後乗算器34に供給される。乗算器34は
局部発振器35からの局部発振出力との乗算によって、Ｒ
Ｆ帯の信号を所定周波数に周波数変換してＢＰＦ36に出
力する。乗算器34の出力はＢＰＦ36によって高調波成分
が除去された後、可変利得増幅器37によって一定振幅に
制御されて直交検波回路38の乗算器39，40に与えられ
る。
【００７４】乗算器39は局部発振器41からの同相軸再生
キャリアとの乗算によって同相軸検波出力を得てＬＰＦ
44に出力し、乗算器40は移相器42からの直交軸再生キャ
リアとの乗算によって直交軸検波出力を得てＬＰＦ45に
出力する。こうして、直交検波回路38からベースバンド
のＯＦＤＭ被変調波が得られる。
キャリアとの乗算によって同相軸検波出力を得てＬＰＦ
44に出力し、乗算器40は移相器42からの直交軸再生キャ
リアとの乗算によって直交軸検波出力を得てＬＰＦ45に
出力する。こうして、直交検波回路38からベースバンド
のＯＦＤＭ被変調波が得られる。
【００７５】直交検波回路38からの同相検波軸出力及び
直交検波軸出力は、夫々ＬＰＦ44、45によって帯域制限
された後、Ａ／Ｄ変換器46，47によってディジタル信号
に変換される。ディジタル信号に変換されたＯＦＤＭ被
変調波は、ガード期間除去回路48によってガード期間の
信号が除去されて、有効シンボル期間の信号のみがＦＦ
Ｔ回路49に与えられる。ＦＦＴ回路49はＯＦＤＭ被変調
波をＦＦＴ処理することにより、Ｎ個の復調シンボルを
得る。復調シンボルは等化回路55に与えられる。
直交検波軸出力は、夫々ＬＰＦ44、45によって帯域制限
された後、Ａ／Ｄ変換器46，47によってディジタル信号
に変換される。ディジタル信号に変換されたＯＦＤＭ被
変調波は、ガード期間除去回路48によってガード期間の
信号が除去されて、有効シンボル期間の信号のみがＦＦ
Ｔ回路49に与えられる。ＦＦＴ回路49はＯＦＤＭ被変調
波をＦＦＴ処理することにより、Ｎ個の復調シンボルを
得る。復調シンボルは等化回路55に与えられる。
【００７６】なお、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力は、同期
再生回路51にも入力されており、同期再生回路51によっ
てフレーム同期及びシンボル同期のための信号が再生さ
れる。同期再生回路51の出力はタイミング回路52に供給
され、タイミング回路52は所定周波数のクロック及び各
回路へのタイミング信号を生成する。また、ＦＦＴ回路
49の出力はキャリア再生回路43にも与えられており、キ
ャリア再生回路43の出力に基づいて局部発振器41が局部
発振出力を出力することによりキャリア同期が得られ
る。
再生回路51にも入力されており、同期再生回路51によっ
てフレーム同期及びシンボル同期のための信号が再生さ
れる。同期再生回路51の出力はタイミング回路52に供給
され、タイミング回路52は所定周波数のクロック及び各
回路へのタイミング信号を生成する。また、ＦＦＴ回路
49の出力はキャリア再生回路43にも与えられており、キ
ャリア再生回路43の出力に基づいて局部発振器41が局部
発振出力を出力することによりキャリア同期が得られ
る。
【００７７】ＦＦＴ回路49からの復調シンボルは等化回
路55の複素乗算器59及び基準データ検出回路56に与えら
れる。基準データ検出回路56によって復調シンボルのう
ちの基準データＢが検出されて誤差検出回路57に供給さ
れる。一方、誤差検出回路57にはＲＯＭ58に予め格納さ
れている基準データＢのデータも入力される。誤差検出
回路57は復調シンボルのうちの基準データＢについて、
マルチパスの影響による振幅及び位相のずれを示す誤差
信号（複素信号）を検出して平均回路61に出力する。平
均回路61によって誤差信号は数フレームに亘って平均化
され、これにより誤差信号のＳ／Ｎが改善されてメモリ
60に供給される。
路55の複素乗算器59及び基準データ検出回路56に与えら
れる。基準データ検出回路56によって復調シンボルのう
ちの基準データＢが検出されて誤差検出回路57に供給さ
れる。一方、誤差検出回路57にはＲＯＭ58に予め格納さ
れている基準データＢのデータも入力される。誤差検出
回路57は復調シンボルのうちの基準データＢについて、
マルチパスの影響による振幅及び位相のずれを示す誤差
信号（複素信号）を検出して平均回路61に出力する。平
均回路61によって誤差信号は数フレームに亘って平均化
され、これにより誤差信号のＳ／Ｎが改善されてメモリ
60に供給される。
【００７８】メモリ60は各サブキャリア毎の誤差信号を
格納すると共に、複素乗算器59に出力する。複素乗算器
59はＦＦＴ回路49の出力と誤差信号とを複素乗算する。
これにより、復調シンボルはマルチパスによる誤差分だ
け位相が回転すると共に振幅が補正され、マルチパスの
影響を受けていない復調シンボルがデインターリーブ回
路62に出力される。
格納すると共に、複素乗算器59に出力する。複素乗算器
59はＦＦＴ回路49の出力と誤差信号とを複素乗算する。
これにより、復調シンボルはマルチパスによる誤差分だ
け位相が回転すると共に振幅が補正され、マルチパスの
影響を受けていない復調シンボルがデインターリーブ回
路62に出力される。
【００７９】送信側において、基準シンボルＡ，Ｂは連
続した波形となっているので、基準シンボルＢについて
は等価的にガード期間が長くなっており、基準データＢ
については略確実にマルチパスの影響を受けない復調デ
ータを得ることができる。
続した波形となっているので、基準シンボルＢについて
は等価的にガード期間が長くなっており、基準データＢ
については略確実にマルチパスの影響を受けない復調デ
ータを得ることができる。
【００８０】等化回路55からの復調シンボルは、デイン
ターリーブ回路62によってデインターリーブ処理され、
デマルチプレクス回路63によってデマルチプレクスされ
て、情報シンボルデータがシンボルデマッピング回路64
に入力される。情報シンボルデータは、シンボルデマッ
ピング回路64によって復調され、Ｐ／Ｓ変換器65によっ
て２ビットのシリアルデータに変換されて情報データと
して出力される。
ターリーブ回路62によってデインターリーブ処理され、
デマルチプレクス回路63によってデマルチプレクスされ
て、情報シンボルデータがシンボルデマッピング回路64
に入力される。情報シンボルデータは、シンボルデマッ
ピング回路64によって復調され、Ｐ／Ｓ変換器65によっ
て２ビットのシリアルデータに変換されて情報データと
して出力される。
【００８１】このように、本実施例においては、ガード
期間が等価的に長くなった基準データＢを等化回路によ
って等化しており、基準データＢについては略確実な等
化を可能であることから、復調シンボルのマルチパスに
よる影響を抑制することができる。
期間が等価的に長くなった基準データＢを等化回路によ
って等化しており、基準データＢについては略確実な等
化を可能であることから、復調シンボルのマルチパスに
よる影響を抑制することができる。
【００８２】図７は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。本実施例は等化回路のみが図６の実施例と異
なる。図７において図６と同一の構成要素には同一符号
を付して説明を省略する。
図である。本実施例は等化回路のみが図６の実施例と異
なる。図７において図６と同一の構成要素には同一符号
を付して説明を省略する。
【００８３】ＦＦＴ回路からの復調シンボルは複素乗算
器59に与えられると共に、基準データ検出回路70にも与
えられる。基準データ検出回路70は復調シンボルから基
準データＡ，Ｂを検出して誤差検出回路73及びパワー検
出回路71に出力する。本実施例においては、基準データ
Ｂを格納するＲＯＭ58の外に、基準データＡと同一デー
タを格納するＲＯＭ74も設けられている。誤差検出回路
73にはこれらのＲＯＭ58，74からの基準データＡ，Ｂが
与えられるようになっている。
器59に与えられると共に、基準データ検出回路70にも与
えられる。基準データ検出回路70は復調シンボルから基
準データＡ，Ｂを検出して誤差検出回路73及びパワー検
出回路71に出力する。本実施例においては、基準データ
Ｂを格納するＲＯＭ58の外に、基準データＡと同一デー
タを格納するＲＯＭ74も設けられている。誤差検出回路
73にはこれらのＲＯＭ58，74からの基準データＡ，Ｂが
与えられるようになっている。
【００８４】パワー検出回路71は基準データ検出回路70
によって検出された基準データＡ，Ｂの全サブキャリア
のパワーを検出して合計を求める。これにより、パワー
検出回路71は、基準データＡ，Ｂが例えばインパルス雑
音により劣化していないかを検出する。パワー検出回路
71の出力は基準データ選択回路72に供給される。基準デ
ータ選択回路72は、パワーの検出結果を所定の基準値と
比較することにより、基準データＡ，Ｂのうちいずれの
基準データを用いて等化を行ったほうがよいかを判断
し、一方の基準データを選択するための選択信号を誤差
検出回路73に出力する。例えば、基準データ選択回路72
は、２つの基準データのいずれも妨害を受けていない場
合には基準データＢを選択し、２つの基準データの一方
が妨害を受けている場合には妨害を受けていない基準デ
ータを選択し、２つの基準データのいずれも妨害を受け
ている場合には、いずれの基準データも選択しない。
によって検出された基準データＡ，Ｂの全サブキャリア
のパワーを検出して合計を求める。これにより、パワー
検出回路71は、基準データＡ，Ｂが例えばインパルス雑
音により劣化していないかを検出する。パワー検出回路
71の出力は基準データ選択回路72に供給される。基準デ
ータ選択回路72は、パワーの検出結果を所定の基準値と
比較することにより、基準データＡ，Ｂのうちいずれの
基準データを用いて等化を行ったほうがよいかを判断
し、一方の基準データを選択するための選択信号を誤差
検出回路73に出力する。例えば、基準データ選択回路72
は、２つの基準データのいずれも妨害を受けていない場
合には基準データＢを選択し、２つの基準データの一方
が妨害を受けている場合には妨害を受けていない基準デ
ータを選択し、２つの基準データのいずれも妨害を受け
ている場合には、いずれの基準データも選択しない。
【００８５】誤差検出回路73は選択信号によって指定さ
れた基準データをＲＯＭ58，74から読出し、基準データ
検出回路70からの基準データとの誤差を求めて平均回路
71に出力するようになっている。なお、基準データ選択
回路72によっていずれの基準データも選択されない場合
には、誤差検出回路73は前回の誤差検出結果を出力す
る。
れた基準データをＲＯＭ58，74から読出し、基準データ
検出回路70からの基準データとの誤差を求めて平均回路
71に出力するようになっている。なお、基準データ選択
回路72によっていずれの基準データも選択されない場合
には、誤差検出回路73は前回の誤差検出結果を出力す
る。
【００８６】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。
について説明する。
【００８７】図６の実施例においては、遅延時間がガー
ド期間を越えるマルチパスが存在する場合においても基
準データを等化するために、基準データＢを誤差検出に
用いている。しかし、マルチパスの遅延時間がガード期
間以内である場合には、基準データＡを用いても同様の
効果を得ることができる。また、マルチパスの遅延時間
がガード期間を越えた場合に基準データＡを用いても、
ある程度の等化は可能である。この理由から、本実施例
においては、基準データＢが劣化を受けた場合、例え
ば、基準データＢがインパルス雑音等によって妨害を受
けた場合に、基準データＢに代えて基準データＡを用い
て等化を行うことを可能にしたものである。
ド期間を越えるマルチパスが存在する場合においても基
準データを等化するために、基準データＢを誤差検出に
用いている。しかし、マルチパスの遅延時間がガード期
間以内である場合には、基準データＡを用いても同様の
効果を得ることができる。また、マルチパスの遅延時間
がガード期間を越えた場合に基準データＡを用いても、
ある程度の等化は可能である。この理由から、本実施例
においては、基準データＢが劣化を受けた場合、例え
ば、基準データＢがインパルス雑音等によって妨害を受
けた場合に、基準データＢに代えて基準データＡを用い
て等化を行うことを可能にしたものである。
【００８８】基準データ検出回路70は、復調シンボルか
ら基準データＡ及び基準データＢを検出する。パワー検
出回路71は、基準データＡ，Ｂについて、全サブキャリ
アのパワーの合計を求める。パワー検出回路71のパワー
検出結果は、基準データ選択回路72に入力されて、所定
の基準値と比較される。
ら基準データＡ及び基準データＢを検出する。パワー検
出回路71は、基準データＡ，Ｂについて、全サブキャリ
アのパワーの合計を求める。パワー検出回路71のパワー
検出結果は、基準データ選択回路72に入力されて、所定
の基準値と比較される。
【００８９】いま、基準データＢのパワー検出結果が基
準値よりも大きいものとする。この場合には、基準デー
タ選択回路72からは基準データＢを選択するための選択
信号が誤差検出回路73に出力され、誤差検出回路73は、
ＲＯＭ58から読出したデータと基準データ検出回路70が
検出した基準データＢとの誤差を求める。即ち、この場
合には、図６の実施例と同様の動作となる。
準値よりも大きいものとする。この場合には、基準デー
タ選択回路72からは基準データＢを選択するための選択
信号が誤差検出回路73に出力され、誤差検出回路73は、
ＲＯＭ58から読出したデータと基準データ検出回路70が
検出した基準データＢとの誤差を求める。即ち、この場
合には、図６の実施例と同様の動作となる。
【００９０】一方、基準データＢのパワー検出結果が基
準値よりも小さく、基準データＡのパワー検出結果が基
準値よりも大きい場合には、基準データ選択回路72は基
準データＡを選択するための選択信号を出力する。これ
により、誤差検出回路73はＲＯＭ74のデータを読出し
て、基準データ検出回路70が検出した基準データＡとの
誤差を求める。
準値よりも小さく、基準データＡのパワー検出結果が基
準値よりも大きい場合には、基準データ選択回路72は基
準データＡを選択するための選択信号を出力する。これ
により、誤差検出回路73はＲＯＭ74のデータを読出し
て、基準データ検出回路70が検出した基準データＡとの
誤差を求める。
【００９１】他の作用は図６の実施例と同様である。
【００９２】このように、本実施例においては、基準デ
ータＢがインパルス雑音等によって妨害を受けた場合
に、基準データＡを用いて等化を行うようになってお
り、インパルス雑音等による誤差信号の誤検出によって
等化性能が劣化することを防止している。
ータＢがインパルス雑音等によって妨害を受けた場合
に、基準データＡを用いて等化を行うようになってお
り、インパルス雑音等による誤差信号の誤検出によって
等化性能が劣化することを防止している。
【００９３】なお、上記各実施例においては、基準シン
ボルを２シンボル連続して伝送する例を示したが、基準
シンボルを３シンボル以上連続して伝送してもよいこと
は明らかである。
ボルを２シンボル連続して伝送する例を示したが、基準
シンボルを３シンボル以上連続して伝送してもよいこと
は明らかである。
【００９４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｏ
ＦＤＭの伝送フレーム中に２シンボル以上連続して基準
シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボル
の劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を
抑制することができるという効果を有する。
ＦＤＭの伝送フレーム中に２シンボル以上連続して基準
シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボル
の劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を
抑制することができるという効果を有する。
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ伝送方法の一実施例を示
す説明図。
す説明図。
【図２】実施例を説明するための説明図。
【図３】２つの基準シンボルを連続させる条件を説明す
るための説明図。
るための説明図。
【図４】２つの基準シンボルを連続させる条件を説明す
るための説明図。
るための説明図。
【図５】本発明に係るＯＦＤＭ送信装置の一実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図６】本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の一実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図７】本発明の他の実施例を示すブロック図。
【図８】従来のＯＦＤＭ伝送方法を説明するための説明
図。
図。
【図９】ガード期間を説明するための説明図。
【図１０】等化を説明するための説明図。
【図１１】等化を説明するための説明図。
【図１２】従来例の問題点を説明するための説明図。
Ａ，Ｂ…基準シンボル
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平１−196924（ＪＰ，Ａ)
特表 平６−504178（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
Claims (7)
- 【請求項１】 複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基
準シンボルを１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連
続させると共に、前記１伝送フレーム中の隣接する基準
シンボル間で波形を連続させることを特徴とするＯＦＤ
Ｍ伝送方法。 - 【請求項２】 複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基
準シンボルを１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連
続させるもので、前記基準シンボルは、ガード期間と有
効シンボル期間とを有し、各サブキャリア周波数と有効
シンボル期間及びガード期間の長さとに基づいて各サブ
キャリアの位相及び振幅を設定することにより前記１伝
送フレーム中の隣接する基準シンボル間で波形を連続さ
せることを特徴とするＯＦＤＭ伝送方法。 - 【請求項３】 複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基
準シンボルを、隣接するシンボル間で波形を連続させな
がら、１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連続させ
て伝送する手順と、 伝送された１伝送フレームのうち最後に伝送された基準
シンボルを用いて等化を行う等化手順とを具備したこと
を特徴とするＯＦＤＭ伝送方法。 - 【請求項４】 前記等化手順に代えて、伝送された１伝
送フレームのうち最も劣化が小さい基準シンボルを用い
て等化を行う等化手順を用いることを特徴とする請求項
３に記載のＯＦＤＭ伝送方法。 - 【請求項５】 ２以上の基準データ及び情報シンボルデ
ータが入力され、前記基準データを連続させて伝送フレ
ームを構成するようにデータ配列を行う配列手段と、 この配列手段からのデータによって複数のサブキャリア
を直交周波数分割多重変調することにより、連続した基
準シンボルと情報シンボルとによって構成される伝送フ
レームを作成する変調手段とを具備し、 前記２以上の基準データは、前記連続した基準シンボル
の波形が連続するように設定されていることを特徴とす
るＯＦＤＭ送信装置。 - 【請求項６】 ２以上の基準データ及び情報シンボルデ
ータが入力され、前記基準データを連続させて伝送フレ
ームを構成するようにデータ配列を行う配列手段と、 この配列手段からのデータによって複数のサブキャリア
を直交周波数分割多重変調することにより、連続した基
準シンボルと情報シンボルとによって構成される伝送フ
レームを作成する変調手段と、 この変調手段の変調出力にガード期間を付加して各基準
シンボルを有効シンボル期間とガード期間とによって構
成するガード期間付加手段と、 前記基準シンボルの各サブキャリア周波数、前記有効シ
ンボル期間及びガード期間に基づいて前記各基準データ
を設定することにより、前記連続した基準シンボルの波
形を連続させる入力手段とを具備したことを特徴とする
ＯＦＤＭ送信装置。 - 【請求項７】 ２以上の基準データ及び情報シンボルデ
ータに対する複数のサブキャリアを用いた直交周波数分
割多重変調によって、情報シンボルと１伝送フレーム中
に２以上連続した基準シンボルとを有する伝送フレーム
が作成されて伝送され、この伝送フレームを直交周波数
分割多重復調して前記情報シンボルデータ及び基準デー
タを得る復調手段と、 前記復調手段の復調出力のうち最も劣化が小さい基準シ
ンボルに対する復調出力を用いて前記各サブキャリアの
振幅及び位相ずれを検出する検出手段と、 この検出手段の検出結果に基づいて前記情報シンボルデ
ータの振幅及び位相ずれを補正する補正手段とを具備し
たことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08788594A JP3514811B2 (ja) | 1994-03-31 | 1994-03-31 | Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08788594A JP3514811B2 (ja) | 1994-03-31 | 1994-03-31 | Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003409432A Division JP3688697B2 (ja) | 2003-12-08 | 2003-12-08 | Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07273741A JPH07273741A (ja) | 1995-10-20 |
| JP3514811B2 true JP3514811B2 (ja) | 2004-03-31 |
Family
ID=13927334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08788594A Expired - Fee Related JP3514811B2 (ja) | 1994-03-31 | 1994-03-31 | Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3514811B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| KR100226698B1 (ko) * | 1996-12-28 | 1999-10-15 | 전주범 | 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치 |
| EP2254301B1 (en) | 1998-01-06 | 2013-06-19 | Mosaid Technologies Incorporated | Multicarrier modulation system with variable symbol rates |
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| JP2000036801A (ja) * | 1998-07-21 | 2000-02-02 | Nec Corp | ダイバーシティ受信機 |
| GB9828373D0 (en) * | 1998-12-22 | 1999-02-17 | Northern Telecom Ltd | A power line communication system and method of operation thereof |
| US7027464B1 (en) | 1999-07-30 | 2006-04-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | OFDM signal transmission scheme, and OFDM signal transmitter/receiver |
| KR100896684B1 (ko) * | 2004-01-27 | 2009-05-14 | 삼성전자주식회사 | 수신 성능이 향상된 디지털 방송 송수신 시스템 및 그의신호처리방법 |
| CN101103572B (zh) | 2005-01-20 | 2011-03-23 | 松下电器产业株式会社 | 发送装置、接收装置及无线通信方法 |
| JP4893635B2 (ja) * | 2008-01-10 | 2012-03-07 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | デジタル放送受信装置 |
-
1994
- 1994-03-31 JP JP08788594A patent/JP3514811B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4042648A4 (en) * | 2019-10-07 | 2023-10-25 | Locaila, Inc. | METHOD FOR TRANSMITTING REFERENCE SIGNALS AND DEVICE THEREOF |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07273741A (ja) | 1995-10-20 |
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