JP4893635B2 - デジタル放送受信装置 - Google Patents

Description

本発明はデジタル放送受信装置に係り、特に低ＣＮ比（Carrier to Noise ratio;キャリア対雑音比）下のフェージング障害の影響を受けているＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重)方式地上波デジタル放送受信地域において、受信信号に対してフェージング補償処理を行って良好にＯＦＤＭ方式地上波デジタル放送を受信するデジタル放送受信装置に関する。

図４は従来のデジタル放送受信装置の要部の一例の回路系統図を示す。なお、以降の説明においては、このデジタル放送受信装置の要部のみをデジタル放送受信装置と呼ぶ場合がある。同図において、従来のデジタル放送受信装置１００は、ＯＦＤＭデジタルチューナ部２００と、ＯＦＤＭ復調ＩＣ３００とよりなる。

ＯＦＤＭデジタルチューナ部２００は、ＴＶアンテナ１に接続されたＲＦアンプ（ＡＭＰ:Amplifier）２、電圧制御発振器（ＶＣＯ;Voltage Controlled Oscillator）３、フィルタ４、ＩＦアンプ５、制御回路６、バリキャップダイオードＤ１及びＤ２などからなる。

制御回路６は、チャージポンプ回路７、チャージポンプ電流制御部８、図示しない位相比較器（ＰＤ:Phase Detecter）などからなる。この制御回路６は、ＶＣＯ３の出力信号を制御回路６内のＰＤに供給し、ここで基準信号との位相誤差に応じて生成した位相誤差電圧をバリキャップダイオードＤ１及びＤ２のカソード共通接続点に印加して、ＶＣＯ３の出力信号の発振周波数を上記の位相誤差が所定値になるように可変制御する位相同期ループ（ＰＬＬ:Phase Locked Loop）を構成している。上記の基準信号の周波数は選局チャンネルに応じて変化し、ＶＣＯ３の出力信号の発振周波数は選局チャンネルに応じた局部発振周波数となる。

チャージポンプ回路７は、バリキャップダイオードＤ１及びＤ２のカソード共通接続点にチャージポンプ電流を供給してＶＣＯ３の出力信号の位相雑音を改善する。

チャージポンプ電流制御部８には、電気的に消去可能なメモリであるＥＥＰＲＯＭ（Electronically Erasable and Programmable Read Only Memory）１８から出力される選局チャンネルに応じた制御データが、ＩＣインターフェース１９を介して供給される。そして、チャージポンプ電流制御部８は、チャージポンプ回路７から出力されるチャージポンプ電流を選局チャンネルに応じて予め設定された値になるように制御する。

ＯＦＤＭ復調ＩＣ３００は、プログラムアンプ（ＰＧＡ）１０、ＡＤ変換・ＩＱ復調器１１及び逆離散フーリエ変換器１２を通して供給された受信ＯＦＤＭ信号（ここでは、地上波デジタル放送信号）を入力として受け、所定のフェージング処理を行うフェージング補償部４００を内蔵した集積回路（ＩＣ）である。フェージング補償部４００は、シンボル閾値判定部１３、フェージング検出部１４、ベースバンド等化器１５、データ検出部１６からなり、フェージング補償処理した受信ＯＦＤＭ信号をデータ復調器１７に供給する。

次に、この従来のデジタル放送受信装置の動作について、図５のフローチャートを併せ参照して説明する。

ＯＦＤＭデジタルチューナ部２００は、１系統のＴＶアンテナ１で受信した、例えばＤＶＢ−Ｔ方式地上波デジタル放送波を、ＯＦＤＭデジタルチューナ部２００内のＲＦアンプ２で増幅した後、選局チャンネルに応じてＶＣＯ３で生成した局部発振周波数の信号と混合して中間周波数（ＩＦ周波数）のＩＦ信号に変換した後、フィルタ４により不要周波数成分を除去する。フィルタ４は例えば、弾性表面波フィルタである。そして、フィルタ４から出力したＩＦ信号を、ＩＦアンプ５で増幅してＯＦＤＭ復調ＩＣ３００へ出力する（以上、ステップＳ２１）。

ＯＦＤＭ復調ＩＣ３００は、まず、入力されたＩＦ信号のレベルをＰＧＡ１０で最適化する（ステップＳ２２）。そして、そのＩＦ信号を、ＡＤ変換・ＩＱ復調器１１でデジタルデータに変換後ＩＱ復調し、その復調した信号の電圧をＡＧＣ制御電圧として、ＲＦアンプ２及びＩＦアンプ５にそれぞれ供給して自動利得制御（ＡＧＣ制御）を行うと共に（ステップＳ２３）、その復調した信号を逆離散フーリエ変換器１２に供給して逆離散フーリエ変換を行う（ステップＳ２４）。逆離散フーリエ変換器１２で逆離散フーリエ変換して得たベースバンド化された受信ＯＦＤＭ信号は、フェージング補償部４００に供給される。

フェージング補償部４００は、シンボル閾値判定部１３にて受信ＯＦＤＭ信号の１フレーム当たりのパケットに含まれるシンボル数を検出し（ステップＳ２５）、検出したシンボル数が補償可能な閾値より大であるか否かを判定し（ステップＳ２６）、閾値より大であり補償可能と判断された場合は、フェージング検出部１４によりマルチパス信号を検出することでフェージングを検出し（ステップＳ２７）、ベースバンド等化部１５によりベースバンド等化処理を行う（ステップＳ２８）。

そして、データ検出部１６は、ベースバンド等化部１５から出力されたベースバンド等化処理された信号のデータの有無検出を行い、データがあるか否かを判定し（ステップＳ２９）、データが有る場合はデータ復調器１７に入力信号を供給してデータ復調させ（ステップＳ３０）、データ検出ができない場合は信号無し（No Signal）とする（ステップＳ３１）。また、ステップＳ２６で検出したシンボル数が補償可能な閾値未満と判定された場合は、補正限界を超えているため上記のステップＳ２７及びＳ２８のフェージングアルゴリズムは実行せず、信号無し（No Signal）とし（ステップＳ３１）、受信を断念する。

ここで、従来のＯＦＤＭ方式地上波デジタル放送受信装置１００に採用されているフェージング補償部４００では、ＯＦＤＭ波の変調信号をＩＱ復調後に逆離散フーリエ変換して得たベースバンド化された受信ＯＦＤＭ信号を入力として受け、この受信ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭ波の各キャリアをキャリア再生するなどの上記のフェージング補償処理を行って受信データとして取り出す。

各キャリアのキャリア再生化においては、逆離散フーリエ変換後に各キャリアの変調信号に含まれるシンボル数をシンボル閾値判定部１３でカウントし、ベースバンド等化器１５でベースバンド等化してキャリア再生する。このベースバンド等化器１５での等化方式として、現在その多くは適応等化方式が用いられる。適応等化方式の種類としては判定帰還型等化方式（ＤＦＥ:Decision Feedback Equalizer）、判定帰還系列推定方式（ＤＦＳＥ:Delayed decision Feedback Sequence Estimation）、最尤系列推定方式（ＭＬＳＥ:Maximum Likelihood Sequence Estimation）の３種類が挙げられる。

上記の判定帰還型等化方式は、マルチパス信号が含まれる伝送路特性を元の送信信号の形に戻す方式である。この判定帰還型等化方式では、マルチパス信号が含まれる受信信号波に対し、既知インパルス応答波にマルチパス信号波を重ね合わせる原理を使い、波形等化をＦＦ(Feed Forward)フィルタとＦＢ(Feed Back)フィルタで行い、マルチパス信号成分を除去し主信号を取り出す方式である。

また、上記の判定帰還系列推定方式は、判定帰還型等化方式がマルチパス成分を消去することにより主信号を取り出す方式であるのに対し、一部のマルチパス信号も利用して送信信号を推定する方式であり、受信信号の全エネルギーを用いる方式である。原理としては、既知インパルス応答に従って生き残りパスを推定するものである。生き残りパスの推定には、ビタビアルゴリズムのトレリスダイアグラムを用いる。更に、生き残りパスのそれぞれの真実性を向上させるため、比較選択回路を用いて生き残りパスのビット判定を行うものである。しかし、判定帰還系列推定方式では、真値として判定された、あるインパルス応答時点の４つの状態に２本のパスとも誤りである可能性があり、この場合、ビット誤りの伝播が生じ、著しく誤り特性を悪化させてしまう可能性があった。

最尤系列推定方式は、トランスバーサルフィルタでモデル化した推定伝送路を本当の伝送路に並列に配置し、推定伝送路のタップ係数とインパルス応答とが等しくなるように適応アルゴリズムを設定し、次に、可能性のある全ての送信信号系列と受信系列との差をとり、系列長にわたっての２乗和を求め、これが最小となる送信系列候補を判定する方式である。この最尤系列推定方式は、先に述べた２方式に比べ最も誤り率の低い方式であることが知られている。しかし、ハードウェアが大規模となる短所はあるが、有効な適応等化方式であり、現在最も多くフェージング補償装置として用いられている。

従来のフェージング補償装置としては、例えば特許文献１のようなものがある。

特開平１１−２２０４５１号公報

ところで、今後、地上波ＴＶ放送のデジタル化が進み、これに伴って各地方のＴＶ中継局から送出されるデジタル放送波の電力の増加が考えられる。国内の地上波デジタル放送は、ＳＦＮ(単一周波数ネットワーク:Single Frequency Network)で運用される。ＳＮＦとは、一つの放送局のサービスエリア内の全てのＴＶ中継局で送受信する放送波を同一周波数とするものである。そのため、ＴＶ中継局から送出されるデジタル放送波の電力が増加すると、各地でマルチパス等によるフェージング障害が増えると推測できる。

従来のデジタル放送受信装置に採用されているフェージング補償部４００は、十分にＣＮ比が確保されている場合であれば、上記で述べたベースバンド波形の適応型等化処理アルゴリズムでフェージング補償を行って、ロングエコーも含め良好に障害を除去できる。

しかし、サービスエリアから離れた地域の場合では、フェージング補償部４００は、低ＣＮ比下でのＳＦＮ環境となる。そして、著しい低ＣＮ比下におけるマルチパス等のフェージング障害が発生すると各キャリアの変調信号に含まれるシンボル数の読み値が著しく悪化し、シンボル数が激減するため、シンボル数がフェージング補償部４００で定められた閾値以下になる。

ここで、低ＣＮ比下におけるマルチパス等のフェージング障害がある受信信号と送信信号との関係式を最尤系列推定方式の例で表すと次式となる。

ただし、上式中、ｒ_nは受信信号、ｈ_kはインパルス応答、ｘ_n-kは送信信号、ｗ_nは白色ガウス雑音である。ここで、通常、ｗ_nは小さいものとして考えると、近似的に次式が成立し、適応型等化処理アルゴリズムを可能としている。

しかし、低ＣＮ比下では、白色ガウス雑音ｗ_nが増加し、次式

の関係に至った場合は、（２）式が成立せず、適応型等化処理アルゴリズムとしての機能が働かず、フェージング補償が正常にできない。従って、低ＣＮ比のＳＮＦ環境下においては、適応型等化処理アルゴリズムが働かないため、キャリア再生ができない。このことは低ＣＮ比のＳＮＦ環境下におけるフェージング補償装置としては従来のフェージング補償部４００は不向きであることを意味する。

本発明は以上の点に鑑みなされたもので、低ＣＮ比のＳＮＦ環境下においてＣＮ比（以下、単にＣ／Ｎと記す）を改善することにより、適応型等化処理アルゴリズムによるフェージング補償を可能としたデジタル放送受信装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、第１の発明は、ＯＦＤＭ信号で構成されたデジタル放送波を受信する受信手段と、受信手段から出力される受信デジタル放送波信号と、供給されるチャージポンプ電流により出力位相が制御される電圧制御発振手段からの局部発振周波数信号とを混合して所望チャンネルのデジタル放送波の中間周波信号を出力する選局手段と、中間周波信号をＩＱ復調した後、逆離散フーリエ変換してベースバンド化された受信信号を生成するベースバンド受信信号生成手段と、ベースバンド化された受信信号の所定期間毎のシンボル数を第１の閾値と比較し、第１の閾値より大であるシンボル数のベースバンド化された受信信号に対して、適応等化方式を用いた所定のフェージング補償処理を行うフェージング補償手段と、フェージング補償手段によりシンボル数が第１の閾値以下と判定されたベースバンド化された受信信号のシンボル数が、第１の閾値よりも小なる第２の閾値より大であるベースバンド化された受信信号を検出する検出手段と、検出手段により検出されたベースバンド化された受信信号のシンボル数に応じて、チャージポンプ電流の大きさを制御するための設定値を求めるチャージポンプ電流設定手段と、設定値と所望チャンネルに対応した選局信号とに基づいて、チャージポンプ電流を制御すると共に、この制御したチャージポンプ電流を選局手段内の電圧制御発振手段に供給して、その電圧制御発振手段から出力される局部発振周波信号の位相雑音を低減するチャージポンプ電流供給手段とを有することを特徴とする。

この発明では、ベースバンド化された受信信号のシンボル数に応じて、チャージポンプ電流を設定することで局部発振周波信号の位相雑音を低減させることにより、Ｃ／Ｎを向上させることができる。

また、上記の目的を達成するため、第２の発明は、ＯＦＤＭ信号で構成されたデジタル放送波を受信する受信手段と、受信手段から出力される受信デジタル放送波信号と、供給されるチャージポンプ電流により出力位相が制御される電圧制御発振手段からの局部発振周波数信号とを混合して所望チャンネルのデジタル放送波の中間周波信号を出力する選局手段と、中間周波信号をＩＱ復調した後、逆離散フーリエ変換してベースバンド化された受信信号を生成するベースバンド受信信号生成手段と、ベースバンド受信信号生成手段によりＩＱ復調して得られた復調電圧に基づいて、選局手段に供給される受信デジタル放送波信号を増幅する第１のアンプと、ベースバンド受信信号生成手段に供給される中間周波信号を増幅する第２のアンプとのうち、少なくとも一方のアンプの利得を制御して、第１及び第２のアンプの出力信号レベルを一定とする自動利得制御手段と、ベースバンド化された受信信号の所定期間毎のシンボル数を第１の閾値と比較し、第１の閾値より大であるシンボル数のベースバンド化された受信信号に対して、適応等化方式を用いた所定のフェージング補償処理を行うフェージング補償手段と、フェージング補償手段によりシンボル数が第１の閾値以下と判定されたベースバンド化された受信信号のシンボル数が、第１の閾値よりも小なる第２の閾値より大であるベースバンドバンド化された受信信号を検出する検出手段と、検出手段により検出されたベースバンド化された受信信号を離散フーリエ変換して得られる複数のインパルス波のうち、最も電力レベルが大であるインパルス波を最良のキャリア対雑音比の最良インパルスとして判定する最良インパルス判定手段と、最良インパルス判定手段から供給される最良インパルス情報と最良のキャリア対雑音比情報とを用いて複数のインパルス毎に所定回数分の最良のキャリア対雑音比を積算して、最も大きな積算電力値を検出するレベル検出器と、最も大きい積算電力値を、自動利得制御手段に制御電圧として印加して、第１及び第２のアンプの出力信号レベルを一定とするように制御する制御電圧調整手段とを有することを特徴とする。この発明では、ＯＦＤＭ帯域の最良Ｃ／Ｎのキャリア（最良インパルス）の積算電力値に基づくキャリアレベルを向上することができるため、Ｃ／Ｎを改善することができる。

また、上記の目的を達成するため、第３の発明は第１の発明と第２の発明とを組み合わせた構成である。

本発明によれば、低ＣＮ比のＳＮＦ環境下においてＣＮ比を改善することにより、適応型等化処理アルゴリズムによるフェージング補償を可能とし、良好にデジタル放送を受信できる。

次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。

図１は本発明になるデジタル放送受信装置の一実施の形態の回路系統図を示す。同図中、図４と同一構成部分には同一符号を付してある。図１に示す本実施の形態のデジタル放送受信装置５００は、ＯＦＤＭデジタルチューナ部２００と、ＯＦＤＭ復調ＩＣ６００とよりなる。

ＯＦＤＭ復調ＩＣ６００は、プログラムアンプ（ＰＧＡ）１０、ＡＤ変換・ＩＱ復調器１１、逆離散フーリエ変換器１２、データ復調器１７、及び所定のフェージング処理を行うフェージング補償部４００からなる従来のＯＦＤＭ復調ＩＣ３００の回路部に加えて、低Ｃ／Ｎフェージング検出部２１、シンボルカウンタメモリ２２、最適チャージポンプ電流設定部２３、ＩＣインターフェース２４、離散フーリエ変換器３０、各インパルス波Ｃ／Ｎ値メモリ２５、最良Ｃ／Ｎインパルス判定器２６、最良Ｃ／Ｎインパルスレベル検出器２７、ＤＡ変換器２８及びＲＦ／ＩＦ ＡＧＣ制御調整部２９からなる回路部を追加した構成の集積回路（ＩＣ）である。

低Ｃ／Ｎフェージング検出部２１は、フェージング補償部４００内のシンボル閾値判定部１３により通常判定値以下であると判定されたとき出力される信号（シンボル数）を入力として受け、その入力シンボル数を予め設定した閾値と比較し、その比較結果に応じた信号を出力する。この低Ｃ／Ｎフェージング検出部２１の出力信号は２分岐され、一方は、シンボルカウンタメモリ２２、最適チャージポンプ電流設定部２３、ＩＣインターフェース２４の経路を経由してチャージポンプ電流制御部８に供給され、他方は、離散フーリエ変換器３０、各インパルス波Ｃ／Ｎ値メモリ２５、最良Ｃ／Ｎインパルス判定器２６、最良Ｃ／Ｎインパルスレベル検出器２７、ＤＡ変換器２８、及びＲＦ／ＩＦ ＡＧＣ制御調整部２９の経路を経由してＡＧＣ制御電圧としてＲＦアンプ２及びＩＦアンプ５に供給される。

なお、ＩＣインターフェース２４は、入力信号がＥＥＰＲＯＭ１８からの固定制御データだけでなく、最適チャージポンプ電流設定部２３から出力されたチャージポンプ設定用データも含まれる点で、従来のＯＦＤＭ復調ＩＣ３００内に設けられているＩＣインターフェース１９と異なる。

次に、本実施の形態の動作について、図２のフローチャート及び図３のテーブル等を併せ参照して説明する。なお、図２の各ステップ中、図５と同一処理のステップは同一符号を付し、その説明を省略する。

図１において、まず、ＯＦＤＭデジタルチューナ部２００によるチューナ動作が行われる（ステップＳ１１）。このチューナ動作では、ＯＦＤＭデジタルチューナ部２００は、１系統のＴＶアンテナ１で受信した、例えばＤＶＢ−Ｔ方式地上波デジタル放送波をＲＦアンプ２で増幅した後、選局チャンネルに応じてＶＣＯ３で生成した局部発振周波数の信号と混合して中間周波数（ＩＦ周波数）のＩＦ信号に変換した後、フィルタ４により不要周波数成分を除去し、更に、ＩＦアンプ５で増幅してＯＦＤＭ復調ＩＣ６００へ出力する。

ＯＦＤＭ復調ＩＣ６００は、入力されたＩＦ信号に対して従来と同様に、ＰＧＡ１０によるレベルの最適化（ステップＳ２２）、ＡＤ変換・ＩＱ復調器１１によるデジタルデータ変換とＩＱ復調、その復調信号の逆離散フーリエ変換器１２による逆離散フーリエ変換（ステップＳ２４）を順次行う。逆離散フーリエ変換器１２で逆離散フーリエ変換して得たベースバンド化された受信ＯＦＤＭ信号を、フェージング補償部４００に供給する。

フェージング補償部４００は、従来と同様の構成であり、シンボル閾値判定部１３にて受信ＯＦＤＭ信号の１フレーム当たりのパケットに含まれるシンボル数を検出し（ステップＳ２５）、検出したシンボル数が補償可能な閾値より大であるか否かを判定する（ステップＳ２６）。検出したシンボル数が上記閾値より大である通常判定値の場合は、補償可能と判断し、従来と同様のフェージング補償処理を行う（ステップＳ２７〜Ｓ２９、Ｓ３０又はＳ３１）。

一方、ステップＳ２６で検出したシンボル数が上記閾値以下である（通常判定値以下である）と判定したときは、低Ｃ／Ｎフェージング検出部２１は、そのときのシンボル数が予め設定した閾値である低Ｃ／Ｎ判定値より大であるか否かを検出する（ステップＳ１２）。なお、この低Ｃ／Ｎ判定値は、フェージング補償部４００によるフェージング補償可能かどうかの判定に用いる閾値よりも更に小なる値に設定しておく。低Ｃ／Ｎフェージング検出部２１は、入力シンボル数が低Ｃ／Ｎ判定値以下のときは、補償限界を超えたと判断しフェージングアルゴリズムは行わず、信号無し（No Signal）とし受信を断念する（ステップＳ１３）。

他方、低Ｃ／Ｎフェージング検出部２１は、入力シンボル数が低Ｃ／Ｎ判定値より大のときは、シンボル数がフェージング補償部４００によるフェージング補償可能かどうかの判定に用いる閾値以下であるが、低Ｃ／Ｎ判定値よりも大であるので、本実施の形態の低Ｃ／Ｎ下フェージング障害補償ができると判断し、シンボルカウンタメモリ２２と各インパルス波Ｃ／Ｎ値メモリ２５へ検出結果であるシンボル数を出力する。これにより、本実施の形態では、今までフェージング補償が不可能であった低Ｃ／Ｎ下フェージング障害でも補償が可能となる。

シンボルカウンタメモリ２２は、低Ｃ／Ｎフェージング検出部２１から出力された検出結果であるシンボル数を一時記憶する（ステップＳ１４）。最適チャージポンプ電流設定部２３は、予め記憶している図３に示すようなテーブルを用いてシンボルカウンタメモリ２２から読み出したシンボル数に対応するチャージポンプ設定データを選択し出力する（ステップＳ１５）。

すなわち、最適チャージポンプ電流設定部２３は、図３に示すように、入力シンボル数がａであるときは、最適チャージポンプ電流設定値Ａをチャージポンプ設定データとして選択し、出力する。同様に、入力シンボル数がｂ（ｂ＞ａ）であるときは、最適チャージポンプ電流設定値Ｂ（Ｂ＜Ａ）を、入力シンボル数がｃ（ｃ＞ｂ＞ａ）であるときは、最適チャージポンプ電流設定値Ｃ（Ｃ＜Ｂ＜Ａ）をチャージポンプ設定データとして選択し、出力する。また、入力シンボル数が上記のａ、ｂ、ｃと異なる値のときは、線形補間などにより入力シンボル数に応じた最適チャージポンプ電流設定値を算出し、チャージポンプ設定データとして出力する。

ＩＣインターフェース２４は、ＥＥＰＲＯＭ１８から出力された選局チャンネルに応じた制御データに、上記のチャージポンプ設定データを加えてチューナデータとしてチャージポンプ電流制御部８に供給する。

チャージポンプ電流制御回路８は、供給されたチューナデータに基づいて、チャージポンプ回路７からＶＣＯ３に接続されているバリキャップダイオードＤ１、Ｄ２に流入するチャージポンプ電流値を最適化する。

これにより、ＶＣＯ３の出力信号の位相雑音を低減でき、Ｃ／Ｎを向上させることができる。Ｃ／Ｎが向上すると、ＡＤ変換・ＩＱ復調器１１によるＩＱ復調のアイ開口率を改善することができ、その結果、シンボル閾値判定部１３で判定するシンボル数が増加するので、従来のフェージング補償部４００で補償できる確率が高くなる。

なお、図３には、最適チャージポンプ電流設定値Ａ、Ｂ、ＣのときのＶＣＯ３の位相雑音量が、それぞれα、β、γ（ただし、α＜β＜γ）になることも示している。ＶＣＯ３の位相雑音量は、小さいほどＣ／Ｎが向上するので、シンボル数の値に関係なく最小の位相雑音量が得られる最適チャージポンプ電流値Ａに常に設定することも考えられる。

しかし、チャージポンプ電流値を極端に変化させると、チャンネル切替時の過渡応答によるオーバーシュートなどが発生する。また、本実施の形態の目的は、Ｃ／Ｎを向上させることで、フェージング補償部４００で補償できる確率を高くすることにあるので、常に最小の位相雑音量に制御するのではなく、図３に示したようにシンボル数の値に応じて極端に変化しない最適チャージポンプ電流値を設定するようにしている。

表１は、第６６チャンネルと第６７チャンネルにおいてフェージング補償部４００で補償するのに必要な所要Ｃ／Ｎ値を得るときの従来のチャージポンプ電流の値と本実施の形態のチャージポンプ電流の値とを対比して示したものである。従来はチャージポンプ電流が１２０μＡのときの所要Ｃ／Ｎ値が第６６チャンネルでは２０.５ｄＢ、第６７チャンネルでは３５.２ｄＢ必要であった。しかし、同じエラーレートの場合、本実施の形態では、チャージポンプ電流を６５０μＡとすることで所要Ｃ／Ｎ値を第６６チャンネル及び第６７チャンネルのいずれの場合も１６.３ｄＢとすることができ、従来よりもより低Ｃ／Ｎでも補償することができることを示している。

表２は、第６６チャンネルと第６７チャンネルのチャージポンプ電流とフェージング保護比との関係を従来と本実施の形態と対比して示したものである。従来はチャージポンプ電流が１２０μＡのときのフェージング保護比が、第６６チャンネルでは８.９ｄＢ、第６７チャンネルでは８.６ｄＢであったのに対し、本実施の形態では、チャージポンプ電流を６５０μＡとすることで、フェージング保護比を第６６チャンネルでは６.２ｄＢ、第６７チャンネルでは６.１ｄＢとすることができる。

ところで、上記のようにＶＣＯ３の出力信号の位相雑音を低減させることにより、Ｃ／Ｎを向上しても、フェージング補償部４００で補償できない場合もあり得る。これは、ＯＦＤＭ帯域内の複数のキャリアのうちの一部の部分のＣ／Ｎが低いため、キャリア再生不能に陥る箇所が生じ、フェージング補償アルゴリズムが働かないと推測できる。

また、従来は復調ＩＣの前段に具備したＰＧＡ１０のＯＦＤＭ波の積算電力値をＡＤ変換・ＩＱ復調器１１で復調し、その復調電圧を基にＯＦＤＭデジタルチューナ部２００のＲＦアンプ２、ＩＦアンプ５のＡＧＣ制御を行っているが、その復調ではＡＧＣ制御をＯＦＤＭ帯域全体の積算電力値を用いて行うため、ＯＦＤＭ帯域内の一部分にＣ／Ｎが低いキャリアが存在してもこのキャリアは反映されないＡＧＣ制御になっていた。

そこで、本実施の形態では、以上の点に鑑み、逆離散フーリエ変換器１２によって一旦ベースバンド化（周波数軸化）された信号を再度、離散フーリエ変換器３０によって時間軸上の信号であるインパルス波に戻す。そして、各インパルス波の中で、最も良好なＣ／Ｎ値のインパルス波を用いてその積算電力値を基にＡＧＣ制御するものである。具体的には、ＶＣＯ３の出力信号の位相雑音量を低減する処理を行ってＣ／Ｎを改善しても、フェージング補償部４００で補償できない場合は、まず、離散フーリエ変換器３０によってベースバンド化されている信号（シンボル数に対応）を時間軸上のインパルス波に戻す。次に、各インパルス波Ｃ／Ｎ値メモリ２５が、離散フーリエ変換器３０から入力された各インパルス波毎のＣ／Ｎ値と時間情報とを一時記憶する（ステップＳ１６）。

続いて、最良Ｃ／Ｎインパルス判定器２６は、各インパルス波Ｃ／Ｎ値メモリ２５から読み出した各インパルス波のＣ／Ｎ値の中から最良なＣ／Ｎ値のインパルス波を判定し、この判定したインパルス波のＣ／Ｎ値と時間情報とを出力する（ステップＳ１７）。最良Ｃ／Ｎインパルスレベル検出器２７は、最良Ｃ／Ｎインパルス判定器２６から所定周期毎に供給される最良なＣ／Ｎ値であると判定したインパルス波のＣ／Ｎ値を時間情報毎に積算した積算電力値を検出し（ステップＳ１８）、その積算電力値をＤＡ変換器２８でアナログ信号に変換した後（ステップＳ１９）、ＲＦ／ＩＦ ＡＧＣ制御調整部２９に供給する。

図６は、以上で説明したインパルス波（離散フーリエ変換器の出力）の所定周期（フィールド）での様子を示したものである。横軸が時間、縦軸が電力レベルを示す。

同図では、Ｔ＝０、Ｔ＝ｔ１、Ｔ＝ｔ２にインパルス波が存在する。Ｔ＝０のインパルス波が所謂基本波であり、Ｔ＝ｔ１、Ｔ＝ｔ２のインパルス波が所謂マルチパス波である。通常の場合は、このうちのＴ＝０の基本波が最も電力レベルが高く、この電力レベルによるフェージング補償を行う。同図では点線のインパルスにあたる。

同図で、基本波のレベルが実線のように低いのは、予めシンボル閾値判定部１３により、この基本波にあたる部分の電力が小さい信号のみが離散フーリエ変換器３０に供給されるからである。

そして、同図では電力レベルＣ２が一番大きいので、最良Ｃ／Ｎインパルス判定器２６では、このＣ２に対応するインパルス波が最もＣ／Ｎが良いと判断し、このＣ２の値と、このインパルス波を示す時間情報ｔ１とを最良Ｃ／Ｎインパルスレベル検出器２７へ供給する。なお、厳密にはＣ／Ｎと電力レベルは１対１に対応しないが、ここでは電力レベルの大きさはＣ／Ｎの大きさと比例するものとして扱う。

最良Ｃ／Ｎインパルスレベル検出器２７では、最良Ｃ／Ｎインパルス判定器２６から供給される電力レベルを、予め決まった回数分、各時間情報（インパルス波）ごとに積算し、もっとも積算電力値の大きいものを最良インパルスレベルとして検出する。

ＲＦ／ＩＦ ＡＧＣ制御調整部２９は、ＡＤ変換・ＩＱ復調器１１からの復調電圧と、ＤＡ変換器２８からの最良なＣ／Ｎ値であると判定したインパルスの積算電力値とに基づいて、ＡＧＣ電圧を生成してＲＦアンプ２及びＩＦアンプ５に供給してＡＧＣ制御を行う（ステップＳ２０）。このようにしてＡＧＣ制御を行うことにより、ＯＦＤＭデジタルチューナ部２００のＲＦアンプ２とＩＦアンプ５のＮＦ(Noise Figure)値を下げることができ、Ｃ／Ｎを改善することができる。その結果、シンボル閾値判定部１３で判定するシンボル数が増加するので、従来のフェージング補償部４００で補償できる確率が高くなる。

このように、本実施の形態では、ＶＣＯ３で生成する出力信号の位相雑音を低減させることにより、Ｃ／Ｎを向上させる第１のフェージング補償回路部と、ＯＦＤＭ帯域の最良Ｃ／Ｎのインパルスの積算電力値に基づくキャリアレベルの向上によりＣ／Ｎを改善する第２のフェージング補償回路部とを設けることにより、従来のＯＦＤＭ復調ＩＣのフェージング補償部４００の動作限界のＣ／Ｎより低Ｃ／Ｎの環境下においても、Ｃ／Ｎを向上させることでＯＦＤＭ復調ＩＣのフェージング補償部４００で補償できる確率を高くすることができ、その結果、フェージング補償効果を大幅に改善することができる。これにより、従来であればフェージング補償部４００で補償できない低Ｃ／Ｎの環境の地域であっても、本実施の形態によればフェージング補償部４００で補償できる確率が高くなり、良好にＴＶ受信できる。

なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、例えば、ＡＧＣはＲＦアンプ２及びＩＦアンプ５のうち、少なくとも一方のアンプの出力信号レベルを一定とするような構成でも原理的には可能である。また、上記の２つのフェージング補償回路部の一方だけ動作させるようにしても、従来よりもフェージング補償効果を改善することができる。

本発明のデジタル放送受信装置の一実施の形態の回路系統図である。 図１の動作説明用フローチャートである。 図１中の要部のテーブル等を示す図である。 従来のデジタル放送受信装置の一例の回路系統図である。 図４の動作説明用フローチャートである。 インパルス波が存在しているフィールドの様子を示す図である。

符号の説明

１ ＴＶアンテナ
２ ＲＦアンプ
３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
４ フィルタ
５ ＩＦアンプ
６ 制御回路
７ チャージポンプ回路
８ チャージポンプ電流制御部
１０ プログラムゲインアンプ（ＰＧＡ）
１１ ＡＤ変換・ＩＱ復調器
１２ 逆離散フーリエ変換器
１３ シンボル閾値判定部
１４ フェージング検出部
１５ ベースバンド等化器
１６ データ検出部
１７ データ復調部
２１ 低Ｃ／Ｎフェージング検出部
２２ シンボルカウンタメモリ
２３ 最適チャージポンプ電流設定部
２４ ＩＣインターフェース
２５ 各インパルス波Ｃ／Ｎ値メモリ
２６ 最良Ｃ／Ｎインパルス判定器
２７ 最良Ｃ／Ｎインパルスレベル検出器
２８ ＤＡ変換器
２９ ＲＦ／ＩＦ ＡＧＣ制御調整部
３０ 離散フーリエ変換器
２００ ＯＦＤＭデジタルチューナ部
４００ ＯＦＤＭ復調ＩＣのフェージング補償部
５００ 本発明の一実施の形態のデジタル放送受信装置
６００ 本発明の一実施の形態のＯＦＤＭ復調ＩＣ

Claims (3)

1. ＯＦＤＭ信号で構成されたデジタル放送波を受信する受信手段と、
   前記受信手段から出力される受信デジタル放送波信号と、供給されるチャージポンプ電流により出力位相が制御される電圧制御発振手段からの局部発振周波数信号とを混合して所望チャンネルのデジタル放送波の中間周波信号を出力する選局手段と、
   前記中間周波信号をＩＱ復調した後、逆離散フーリエ変換してベースバンド化された受信信号を生成するベースバンド受信信号生成手段と、
   前記ベースバンド化された受信信号の所定期間毎のシンボル数を第１の閾値と比較し、該第１の閾値より大であるシンボル数の前記ベースバンド化された受信信号に対して、適応等化方式を用いた所定のフェージング補償処理を行うフェージング補償手段と、
   前記フェージング補償手段によりシンボル数が前記第１の閾値以下と判定された前記ベースバンド化された受信信号のシンボル数が、前記第１の閾値よりも小なる第２の閾値より大であるベースバンド化された受信信号を検出する検出手段と、
   前記検出手段により検出されたベースバンド化された受信信号のシンボル数に応じて、前記チャージポンプ電流の大きさを制御するための設定値を求めるチャージポンプ電流設定手段と、
   前記設定値と前記所望チャンネルに対応した選局信号とに基づいて、前記チャージポンプ電流を制御すると共に、この制御したチャージポンプ電流を前記選局手段内の前記電圧制御発振手段に供給して、その電圧制御発振手段から出力される局部発振周波信号の位相雑音を低減するチャージポンプ電流供給手段と
   を有することを特徴とするデジタル放送受信装置。
2. ＯＦＤＭ信号で構成されたデジタル放送波を受信する受信手段と、
   前記受信手段から出力される受信デジタル放送波信号と、供給されるチャージポンプ電流により出力位相が制御される電圧制御発振手段からの局部発振周波数信号とを混合して所望チャンネルのデジタル放送波の中間周波信号を出力する選局手段と、
   前記中間周波信号をＩＱ復調した後、逆離散フーリエ変換してベースバンド化された受信信号を生成するベースバンド受信信号生成手段と、
   前記ベースバンド受信信号生成手段により前記ＩＱ復調して得られた復調電圧に基づいて、前記選局手段に供給される前記受信デジタル放送波信号を増幅する第１のアンプと、前記ベースバンド受信信号生成手段に供給される前記中間周波信号を増幅する第２のアンプとのうち、少なくとも一方のアンプの利得を制御して、前記第１及び第２のアンプの出力信号レベルを一定とする自動利得制御手段と、
   前記ベースバンド化された受信信号の所定期間毎のシンボル数を第１の閾値と比較し、該第１の閾値より大であるシンボル数の前記ベースバンド化された受信信号に対して、適応等化方式を用いた所定のフェージング補償処理を行うフェージング補償手段と、
   前記フェージング補償手段によりシンボル数が前記第１の閾値以下と判定された前記ベースバンド化された受信信号のシンボル数が、前記第１の閾値よりも小なる第２の閾値より大であるベースバンド化された受信信号を検出する検出手段と、
   前記検出手段により検出されたベースバンド化された受信信号を離散フーリエ変換して得られる複数のインパルス波のうち、最も電力レベルが大であるインパルス波を最良のキャリア対雑音比の最良インパルスとして判定する最良インパルス判定手段と、
   前記最良インパルス判定手段から供給される最良インパルス情報と最良のキャリア対雑音比情報とを用いて前記複数のインパルス毎に所定回数分の前記最良のキャリア対雑音比を積算して、最も大きな積算電力値を検出するレベル検出器と、
   前記最も大きい積算電力値を、前記自動利得制御手段に制御電圧として印加して、前記第１及び第２のアンプの出力信号レベルを一定とするように制御する制御電圧調整手段と
   を有することを特徴とするデジタル放送受信装置。
3. ＯＦＤＭ信号で構成されたデジタル放送波を受信する受信手段と、
   前記受信手段から出力される受信デジタル放送波信号と、供給されるチャージポンプ電流により出力位相が制御される電圧制御発振手段からの局部発振周波数信号とを混合して所望チャンネルのデジタル放送波の中間周波信号を出力する選局手段と、
   前記中間周波信号をＩＱ復調した後、逆離散フーリエ変換してベースバンド化された受信信号を生成するベースバンド受信信号生成手段と、
   前記ベースバンド受信信号生成手段により前記ＩＱ復調して得られた復調電圧に基づいて、前記選局手段に供給される前記受信デジタル放送波信号を増幅する第１のアンプと、前記ベースバンド受信信号生成手段に供給される前記中間周波信号を増幅する第２のアンプとのうち、少なくとも一方のアンプの利得を制御して、前記第１及び第２のアンプの出力信号レベルを一定とする自動利得制御手段と、
   前記ベースバンド化された受信信号の所定期間毎のシンボル数を第１の閾値と比較し、該第１の閾値より大であるシンボル数の前記ベースバンド化された受信信号に対して、適応等化方式を用いた所定のフェージング補償処理を行うフェージング補償手段と、
   前記フェージング補償手段によりシンボル数が前記第１の閾値以下と判定された前記ベースバンド化された受信信号のシンボル数が、前記第１の閾値よりも小なる第２の閾値より大であるベースバンド化された受信信号を検出する検出手段と、
   前記検出手段により検出されたベースバンド化された受信信号のシンボル数に応じて、前記チャージポンプ電流の大きさを制御するための設定値を求めるチャージポンプ電流設定手段と、
   前記設定値と前記所望チャンネルに対応した選局信号とに基づいて、前記チャージポンプ電流を制御すると共に、この制御したチャージポンプ電流を前記選局手段内の前記電圧制御発振手段に供給して、その電圧制御発振手段から出力される局部発振周波信号の位相雑音を低減するチャージポンプ電流供給手段と、
   前記検出手段により検出されたベースバンド化された受信信号を離散フーリエ変換して得られる複数のインパルス波のうち、最も電力レベルが大であるインパルス波を最良のキャリア対雑音比の最良インパルスとして判定する最良インパルス判定手段と、
   前記最良インパルス判定手段から供給される最良インパルス情報と最良のキャリア対雑音比情報とを用いて前記複数のインパルス毎に所定回数分の前記最良のキャリア対雑音比を積算して、最も大きな積算電力値を検出するレベル検出器と、
   前記最も大きい積算電力値を、前記自動利得制御手段に制御電圧として印加して、前記第１及び第２のアンプの出力信号レベルを一定とするように制御する制御電圧調整手段と
   を有することを特徴とするデジタル放送受信装置。

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