JP2818148B2 - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ復調装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ復調装置
に関し、特に周波数同期化技術に関する。
に関し、特に周波数同期化技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、地上テレビジョン放送システムの
デジタル化の研究が盛んであるが、特に直交周波数分割
多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divisio
n Multiplex ）という）変調方式が有力な伝送方式とし
て注目されている。このＯＦＤＭ方式は、広帯域信号を
互いに直交する多数の搬送波（以下、サブキャリアとい
う）で伝送することにより、マルチパス伝搬路における
耐遅延干渉特性を改善できる等の特長がある。以下にＯ
ＦＤＭ方式の概要について説明する。
デジタル化の研究が盛んであるが、特に直交周波数分割
多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divisio
n Multiplex ）という）変調方式が有力な伝送方式とし
て注目されている。このＯＦＤＭ方式は、広帯域信号を
互いに直交する多数の搬送波（以下、サブキャリアとい
う）で伝送することにより、マルチパス伝搬路における
耐遅延干渉特性を改善できる等の特長がある。以下にＯ
ＦＤＭ方式の概要について説明する。
【０００３】図２０は、送信側に用いられるＯＦＤＭ変
調装置の構成を示すブロック回路図である。このＯＦＤ
Ｍ変調装置には、例えば、多値（１６ＱＡＭ、６４ＱＡ
Ｍなど）変調された信号である送信データが供給され
る。この送信データはシリアル／パラレル変換部１１に
供給されて低速な複数の伝送サブシンボルから成るパラ
レルデータに変換される。１パラレルデータの伝送サブ
シンボル数はサブキャリア数に等しい。このパラレルデ
ータはＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１２に供給さ
れる。
調装置の構成を示すブロック回路図である。このＯＦＤ
Ｍ変調装置には、例えば、多値（１６ＱＡＭ、６４ＱＡ
Ｍなど）変調された信号である送信データが供給され
る。この送信データはシリアル／パラレル変換部１１に
供給されて低速な複数の伝送サブシンボルから成るパラ
レルデータに変換される。１パラレルデータの伝送サブ
シンボル数はサブキャリア数に等しい。このパラレルデ
ータはＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１２に供給さ
れる。
【０００４】このＩＦＦＴ部１２は、図示しない伝送シ
ンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝送シン
ボルタイミング同期（以下、伝送シンボル同期という）
信号に従って、有効シンボル単位で入力パラレルデータ
の各伝送サブシンボルをそれぞれ隣接間で相互に直交す
るサブキャリアに割り当ててＩＦＦＴ演算を施すこと
で、周波数領域の伝送データを時間領域の伝送データに
変換する。これによって有効シンボル期間のＯＦＤＭ変
調信号が得られる。ここで、サブキャリアの数は使用す
るＩＦＦＴ部１２のポイント数によって設定される。Ｉ
ＦＦＴ部１２によってＯＦＤＭ変調された伝送データは
ガード期間付加部１３に供給される。
ンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝送シン
ボルタイミング同期（以下、伝送シンボル同期という）
信号に従って、有効シンボル単位で入力パラレルデータ
の各伝送サブシンボルをそれぞれ隣接間で相互に直交す
るサブキャリアに割り当ててＩＦＦＴ演算を施すこと
で、周波数領域の伝送データを時間領域の伝送データに
変換する。これによって有効シンボル期間のＯＦＤＭ変
調信号が得られる。ここで、サブキャリアの数は使用す
るＩＦＦＴ部１２のポイント数によって設定される。Ｉ
ＦＦＴ部１２によってＯＦＤＭ変調された伝送データは
ガード期間付加部１３に供給される。
【０００５】このガード期間付加部１３は、上記伝送シ
ンボル同期信号に従ってＩＦＦＴ部１２から供給された
伝送データの有効シンボル期間の後部をガード期間とし
て、伝送シンボル毎に有効シンボル期間に対して巡回的
に前置きし、ベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。こ
のガード期間付加部１３で得られたベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号のフォーマットを図２１に示す。ガード期間を付
加されたベースバンドＯＦＤＭ信号は直交変調部１４に
供給される。
ンボル同期信号に従ってＩＦＦＴ部１２から供給された
伝送データの有効シンボル期間の後部をガード期間とし
て、伝送シンボル毎に有効シンボル期間に対して巡回的
に前置きし、ベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。こ
のガード期間付加部１３で得られたベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号のフォーマットを図２１に示す。ガード期間を付
加されたベースバンドＯＦＤＭ信号は直交変調部１４に
供給される。
【０００６】この直交変調部１４は、上記ガード期間付
加部１３で得られたベースバンドＯＦＤＭ信号に局部発
振器１５で得られる発振周波数を中心周波数として直交
変調を施し、中間周波数帯域（以下、ＩＦ帯という）ま
たは無線周波数帯域（以下、ＲＦ帯という）に周波数変
換し、ＯＦＤＭ送信信号として図示しない伝送路に出力
する。
加部１３で得られたベースバンドＯＦＤＭ信号に局部発
振器１５で得られる発振周波数を中心周波数として直交
変調を施し、中間周波数帯域（以下、ＩＦ帯という）ま
たは無線周波数帯域（以下、ＲＦ帯という）に周波数変
換し、ＯＦＤＭ送信信号として図示しない伝送路に出力
する。
【０００７】図２２は、受信側に用いられるＯＦＤＭ復
調装置の構成を示すブロック回路図である。このＯＦＤ
Ｍ復調装置には、伝送路を通じて図２０に示した送信側
のＯＦＤＭ変調装置によって生成されたＯＦＤＭ送信信
号の受信信号が入力されるものとする。
調装置の構成を示すブロック回路図である。このＯＦＤ
Ｍ復調装置には、伝送路を通じて図２０に示した送信側
のＯＦＤＭ変調装置によって生成されたＯＦＤＭ送信信
号の受信信号が入力されるものとする。
【０００８】図２２において、直交復調部１６は上記Ｏ
ＦＤＭ受信信号を入力し、局部発振器１７で得られる発
振周波数によって直交復調することで、ＩＦ帯またはＲ
Ｆ帯のＯＦＤＭ受信信号からベースバンドＯＦＤＭ信号
に周波数変換する。このＯＦＤＭ信号はガード期間除去
部１８に供給される。
ＦＤＭ受信信号を入力し、局部発振器１７で得られる発
振周波数によって直交復調することで、ＩＦ帯またはＲ
Ｆ帯のＯＦＤＭ受信信号からベースバンドＯＦＤＭ信号
に周波数変換する。このＯＦＤＭ信号はガード期間除去
部１８に供給される。
【０００９】このガード期間除去部１８は、図示しない
伝送シンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝
送シンボル同期信号に従って、直交復調部１６でベース
バンドに変換されたＯＦＤＭ信号からガード期間を除去
し、有効シンボル期間の信号のみを抽出する。この有効
シンボル期間の信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）部１
９に供給される。
伝送シンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝
送シンボル同期信号に従って、直交復調部１６でベース
バンドに変換されたＯＦＤＭ信号からガード期間を除去
し、有効シンボル期間の信号のみを抽出する。この有効
シンボル期間の信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）部１
９に供給される。
【００１０】このＦＦＴ部１９は、上記伝送シンボル同
期信号に従って、有効シンボル期間の信号にＦＦＴ演算
を施して時間領域の伝送データを周波数領域の伝送デー
タに変換することで、複数の復調伝送サブシンボルを得
る。ＦＦＴ部１９からの復調出力はパラレル／シリアル
変換部２０によってシリアルデータに変換されて受信デ
ータとして出力される。
期信号に従って、有効シンボル期間の信号にＦＦＴ演算
を施して時間領域の伝送データを周波数領域の伝送デー
タに変換することで、複数の復調伝送サブシンボルを得
る。ＦＦＴ部１９からの復調出力はパラレル／シリアル
変換部２０によってシリアルデータに変換されて受信デ
ータとして出力される。
【００１１】ここで、上記構成による受信側のＯＦＤＭ
復調装置では、局部発振器で得られる発振周波数が送信
側のＯＦＤＭ変調装置の局部発振器で得られる発振周波
数とずれていると、サブキャリア間の直交性が崩れ、こ
れによってキャリア間干渉（ＩＣＩ）が発生し、ＦＦＴ
部で得られる復調伝送サブシンボルの劣化が生じるとい
う問題がある。
復調装置では、局部発振器で得られる発振周波数が送信
側のＯＦＤＭ変調装置の局部発振器で得られる発振周波
数とずれていると、サブキャリア間の直交性が崩れ、こ
れによってキャリア間干渉（ＩＣＩ）が発生し、ＦＦＴ
部で得られる復調伝送サブシンボルの劣化が生じるとい
う問題がある。
【００１２】そこで、従来では、受信側の局部発振器の
周波数同期を行うために、図２３に示すように、送信側
でＯＦＤＭ信号に電力を抑圧したヌルシンボルや、特定
の既知の信号から成る基準シンボルを定期的に付加して
伝送する方法が考えられている。
周波数同期を行うために、図２３に示すように、送信側
でＯＦＤＭ信号に電力を抑圧したヌルシンボルや、特定
の既知の信号から成る基準シンボルを定期的に付加して
伝送する方法が考えられている。
【００１３】ところが、このような伝送方法では、局部
発振器の周波数同期精度が向上するが、ヌルシンボルや
基準シンボルを頻繁に伝送することによって伝送効率が
低下してしまう。一方、伝送効率を低下させないために
ヌルシンボルや基準シンボルを伝送する頻度を抑えてし
まうと、局部発振器１７の周波数同期精度が劣化してし
まうという問題がある。
発振器の周波数同期精度が向上するが、ヌルシンボルや
基準シンボルを頻繁に伝送することによって伝送効率が
低下してしまう。一方、伝送効率を低下させないために
ヌルシンボルや基準シンボルを伝送する頻度を抑えてし
まうと、局部発振器１７の周波数同期精度が劣化してし
まうという問題がある。
【００１４】この問題を解決するために、ヌルシンボル
や基準シンボルを用いずに受信側の局部発振器の周波数
同期を行う方法が特開平７−１４３０９７号公報に開示
されている。以下、上記公報に開示されている従来のＯ
ＦＤＭ復調装置について、図２４に示すブロック回路図
を参照しながら説明する。
や基準シンボルを用いずに受信側の局部発振器の周波数
同期を行う方法が特開平７−１４３０９７号公報に開示
されている。以下、上記公報に開示されている従来のＯ
ＦＤＭ復調装置について、図２４に示すブロック回路図
を参照しながら説明する。
【００１５】このＯＦＤＭ復調装置のＯＦＤＭ信号復調
部は、図２２に示したＯＦＤＭ信号復調部と同様の構成
であり、ガード期間除去部２２、ＦＦＴ部２３及びパラ
レル／シリアル変換部２４によって構成されている。
部は、図２２に示したＯＦＤＭ信号復調部と同様の構成
であり、ガード期間除去部２２、ＦＦＴ部２３及びパラ
レル／シリアル変換部２４によって構成されている。
【００１６】図２４において、直交検波部２１は送信側
からのＯＦＤＭ送信信号を入力し、後で説明する周波数
誤差検出部２５からの誤差信号によって、直交検波部２
１に内蔵されている図示しない局部発振器の周波数同期
を取って直交復調することで、ＩＦ帯またはＲＦ帯のＯ
ＦＤＭ受信信号からベースバンドＯＦＤＭ信号に周波数
変換する。このＯＦＤＭ信号はガード期間除去部２２に
供給される。
からのＯＦＤＭ送信信号を入力し、後で説明する周波数
誤差検出部２５からの誤差信号によって、直交検波部２
１に内蔵されている図示しない局部発振器の周波数同期
を取って直交復調することで、ＩＦ帯またはＲＦ帯のＯ
ＦＤＭ受信信号からベースバンドＯＦＤＭ信号に周波数
変換する。このＯＦＤＭ信号はガード期間除去部２２に
供給される。
【００１７】このガード期間除去部２２は、図示しない
伝送シンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝
送シンボル同期信号に従って、直交検波部２１でベース
バンドに変換されたＯＦＤＭ信号からガード期間を除去
し、有効シンボル期間の信号のみを抽出する。この有効
シンボル期間の信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２
３に供給される。
伝送シンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝
送シンボル同期信号に従って、直交検波部２１でベース
バンドに変換されたＯＦＤＭ信号からガード期間を除去
し、有効シンボル期間の信号のみを抽出する。この有効
シンボル期間の信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２
３に供給される。
【００１８】このＦＦＴ部２３は、上記伝送シンボル同
期信号に従って、有効シンボル期間の信号にＦＦＴ演算
を施して時間領域の伝送データを周波数領域の伝送デー
タに変換することで、複数の復調伝送サブシンボルを得
る。ＦＦＴ部２３からの復調出力はパラレル／シリアル
変換部２４によってシリアルデータに変換されて受信デ
ータとして出力される。
期信号に従って、有効シンボル期間の信号にＦＦＴ演算
を施して時間領域の伝送データを周波数領域の伝送デー
タに変換することで、複数の復調伝送サブシンボルを得
る。ＦＦＴ部２３からの復調出力はパラレル／シリアル
変換部２４によってシリアルデータに変換されて受信デ
ータとして出力される。
【００１９】図２５に周波数誤差検出部２５の内部構成
を示して、その動作について説明する。図２５におい
て、周波数誤差検出部２５には、上記直交検波部２１に
より有効シンボル期間とこの有効シンボル期間の後部に
一致した波形であるガード期間とを有するＯＦＤＭ受信
信号の直交変調波を直交復調して得られたベースバンド
ＯＦＤＭ信号が供給される。
を示して、その動作について説明する。図２５におい
て、周波数誤差検出部２５には、上記直交検波部２１に
より有効シンボル期間とこの有効シンボル期間の後部に
一致した波形であるガード期間とを有するＯＦＤＭ受信
信号の直交変調波を直交復調して得られたベースバンド
ＯＦＤＭ信号が供給される。
【００２０】このベースバンドＯＦＤＭ信号は、ベース
バンドＯＦＤＭ信号の同相検波軸（以下、Ｉ軸という）
信号ＳI と直交検波軸（以下、Ｑ軸という）信号ＳQ か
ら生成されるＳI ＋ｊＳQ （ｊは虚数を表す）という複
素データで表せる。この複素データＳI ＋ｊＳQ は、有
効シンボル期間遅延部２５１に供給される。
バンドＯＦＤＭ信号の同相検波軸（以下、Ｉ軸という）
信号ＳI と直交検波軸（以下、Ｑ軸という）信号ＳQ か
ら生成されるＳI ＋ｊＳQ （ｊは虚数を表す）という複
素データで表せる。この複素データＳI ＋ｊＳQ は、有
効シンボル期間遅延部２５１に供給される。
【００２１】有効シンボル期間遅延部２５１は、上記複
素データを有効シンボル期間だけ遅延した複素データＳ
ID＋ｊＳQDを生成し、さらに、複素共役データＳID−ｊ
ＳQDに変換する。この複素共役データＳID−ｊＳQDは複
素乗算器２５２の一方の入力端に供給される。また、上
記複素データＳI ＋ｊＳQ は複素データＳI ＋ｊ０に変
換されて、複素乗算器２５２の他方の入力端に供給され
る。
素データを有効シンボル期間だけ遅延した複素データＳ
ID＋ｊＳQDを生成し、さらに、複素共役データＳID−ｊ
ＳQDに変換する。この複素共役データＳID−ｊＳQDは複
素乗算器２５２の一方の入力端に供給される。また、上
記複素データＳI ＋ｊＳQ は複素データＳI ＋ｊ０に変
換されて、複素乗算器２５２の他方の入力端に供給され
る。
【００２２】この複素乗算器２５２は、両複素データに
ついて複素乗算演算を施して、 (ＳI ＋ｊ０)(ＳID−ｊＳQD) ＝ＳI ＳID−ｊＳI ＳQD なる演算結果を得る。この複素乗算演算結果は加算平均
演算部２５３に供給される。
ついて複素乗算演算を施して、 (ＳI ＋ｊ０)(ＳID−ｊＳQD) ＝ＳI ＳID−ｊＳI ＳQD なる演算結果を得る。この複素乗算演算結果は加算平均
演算部２５３に供給される。
【００２３】この加算平均演算部２５３は、ガード期間
の加算平均演算を施し、結果として上記複素データＳI
＋ｊ０と上記有効シンボル期間だけ遅延した複素データ
ＳID＋ｊＳQDとの相関演算結果ＳII−ｊＳIQを出力す
る。
の加算平均演算を施し、結果として上記複素データＳI
＋ｊ０と上記有効シンボル期間だけ遅延した複素データ
ＳID＋ｊＳQDとの相関演算結果ＳII−ｊＳIQを出力す
る。
【００２４】アークタンジェント（ｔａｎ-1）演算部２
５４は、加算平均演算部２５３から供給された相関演算
結果の位相回転角の演算を施す。ここで、［（送信側の
局部発振器の発振周波数）−（受信側の局部発振器の発
振周波数）］／（ＯＦＤＭ送信信号のサブキャリア間
隔）をキャリア周波数誤差Δｆとすると、シンボルタイ
ミングにおける上記アークタンジェントの演算結果は、
キャリア周波数誤差Δｆの関数となる。このアークタン
ジェントの演算結果を用いることで−０．５＜Δｆ＜
０．５の範囲においてキャリア周波数誤差Δｆ＝０とな
るように制御ができる。
５４は、加算平均演算部２５３から供給された相関演算
結果の位相回転角の演算を施す。ここで、［（送信側の
局部発振器の発振周波数）−（受信側の局部発振器の発
振周波数）］／（ＯＦＤＭ送信信号のサブキャリア間
隔）をキャリア周波数誤差Δｆとすると、シンボルタイ
ミングにおける上記アークタンジェントの演算結果は、
キャリア周波数誤差Δｆの関数となる。このアークタン
ジェントの演算結果を用いることで−０．５＜Δｆ＜
０．５の範囲においてキャリア周波数誤差Δｆ＝０とな
るように制御ができる。
【００２５】このアークタンジェントの演算結果の出力
は保持部２５５に供給され、図示しないシンボルタイミ
ング同期信号発生部で生成される信号（以下、シンボル
同期信号という）によりシンボルタイミングで保持さ
れ、シンボルタイミングで動作するループフィルタ２５
６に供給される。このループフィルタ２５６によりノイ
ズ成分を除去することで、受信側の局部発振器に対する
発振周波数の制御信号が得られる。
は保持部２５５に供給され、図示しないシンボルタイミ
ング同期信号発生部で生成される信号（以下、シンボル
同期信号という）によりシンボルタイミングで保持さ
れ、シンボルタイミングで動作するループフィルタ２５
６に供給される。このループフィルタ２５６によりノイ
ズ成分を除去することで、受信側の局部発振器に対する
発振周波数の制御信号が得られる。
【００２６】以上述べたように、上記構成によるＯＦＤ
Ｍ復調装置では、周波数誤差検出部２５により、ヌルシ
ンボルや基準シンボルを用いずに受信側の直交検波部２
５における局部発振器の周波数同期を高精度に行うこと
が可能となる。
Ｍ復調装置では、周波数誤差検出部２５により、ヌルシ
ンボルや基準シンボルを用いずに受信側の直交検波部２
５における局部発振器の周波数同期を高精度に行うこと
が可能となる。
【００２７】しかしながら、上記構成によるＯＦＤＭ復
調装置では、周波数同期の同期引込み完了時間がＯＦＤ
Ｍ信号のシンボルに換算して数１００〜１０００シンボ
ル程度の時間を要する。この時間は、例えば、ＦＦＴポ
イント数８１９２、有効キャリア数５６６４、有効シン
ボル長１ｍｓ、ガード期間長２５０μｓのシステムにお
いて、約０．１３〜１．３秒の時間に相当し、周波数同
期の同期引込み完了時間が非常に長いという問題があ
る。
調装置では、周波数同期の同期引込み完了時間がＯＦＤ
Ｍ信号のシンボルに換算して数１００〜１０００シンボ
ル程度の時間を要する。この時間は、例えば、ＦＦＴポ
イント数８１９２、有効キャリア数５６６４、有効シン
ボル長１ｍｓ、ガード期間長２５０μｓのシステムにお
いて、約０．１３〜１．３秒の時間に相当し、周波数同
期の同期引込み完了時間が非常に長いという問題があ
る。
【００２８】この問題を解決するために、上記周波数同
期の同期引込み完了時間の高速化を図る方法が電子通信
学会技術研究報告書ＲＣＳ（１９９６−１）の「マルチ
キャリア変調信号の最尤シンボルタイミング・ 周波数オ
フセット推定方式」に記載されている。以下、上記報告
書に記載されている従来のＯＦＤＭ復調装置について、
図２６に示すブロック回路図を参照しながら説明する。
期の同期引込み完了時間の高速化を図る方法が電子通信
学会技術研究報告書ＲＣＳ（１９９６−１）の「マルチ
キャリア変調信号の最尤シンボルタイミング・ 周波数オ
フセット推定方式」に記載されている。以下、上記報告
書に記載されている従来のＯＦＤＭ復調装置について、
図２６に示すブロック回路図を参照しながら説明する。
【００２９】このＯＦＤＭ復調装置のＯＦＤＭ信号復調
部は、図２２に示したＯＦＤＭ信号復調部と同様の構成
であり、ガード期間除去部５３、ＦＦＴ部５４及びパラ
レル／シリアル変換部５５によって構成されている。
部は、図２２に示したＯＦＤＭ信号復調部と同様の構成
であり、ガード期間除去部５３、ＦＦＴ部５４及びパラ
レル／シリアル変換部５５によって構成されている。
【００３０】図２６において、直交検波部５１は送信側
からのＯＦＤＭ送信信号を入力し直交復調することで、
ＩＦ帯またはＲＦ帯のＯＦＤＭ受信信号からベースバン
ドＯＦＤＭ信号に周波数変換する。このＯＦＤＭ信号は
複素乗算器５２及び後で説明する周波数誤差検出部５６
に供給される。
からのＯＦＤＭ送信信号を入力し直交復調することで、
ＩＦ帯またはＲＦ帯のＯＦＤＭ受信信号からベースバン
ドＯＦＤＭ信号に周波数変換する。このＯＦＤＭ信号は
複素乗算器５２及び後で説明する周波数誤差検出部５６
に供給される。
【００３１】複素乗算器５２は、後で説明する周波数誤
差検出部５６からの誤差信号によって周波数が制御され
る発振器５７からの信号により、上記ＯＦＤＭ信号の周
波数誤差を補正する。この周波数誤差が補正されたＯＦ
ＤＭ信号は、ガード期間除去部５３に供給される。
差検出部５６からの誤差信号によって周波数が制御され
る発振器５７からの信号により、上記ＯＦＤＭ信号の周
波数誤差を補正する。この周波数誤差が補正されたＯＦ
ＤＭ信号は、ガード期間除去部５３に供給される。
【００３２】このガード期間除去部５３は、図示しない
伝送シンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝
送シンボル同期信号に従って、複素乗算器５２で周波数
誤差が補正されたＯＦＤＭ信号からガード期間を除去
し、有効シンボル期間の信号のみを抽出する。この有効
シンボル期間の信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）部５
４に供給される。
伝送シンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝
送シンボル同期信号に従って、複素乗算器５２で周波数
誤差が補正されたＯＦＤＭ信号からガード期間を除去
し、有効シンボル期間の信号のみを抽出する。この有効
シンボル期間の信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）部５
４に供給される。
【００３３】このＦＦＴ部５４は、上記伝送シンボル同
期信号に従って、有効シンボル期間の信号にＦＦＴ演算
を施して時間領域の伝送データを周波数領域の伝送デー
タに変換することで、複数の復調伝送サブシンボルを得
る。ＦＦＴ部５４からの復調出力はパラレル／シリアル
変換部５５によってシリアルデータに変換されて受信デ
ータとして出力される。
期信号に従って、有効シンボル期間の信号にＦＦＴ演算
を施して時間領域の伝送データを周波数領域の伝送デー
タに変換することで、複数の復調伝送サブシンボルを得
る。ＦＦＴ部５４からの復調出力はパラレル／シリアル
変換部５５によってシリアルデータに変換されて受信デ
ータとして出力される。
【００３４】図２７に周波数誤差検出部５６の内部構成
を示して、その動作について説明する。図２７におい
て、周波数誤差検出部５６には、上記直交検波部５１に
よりＯＦＤＭ受信信号の直交変調波を直交復調して得ら
れたベースバンドＯＦＤＭ信号が供給される。
を示して、その動作について説明する。図２７におい
て、周波数誤差検出部５６には、上記直交検波部５１に
よりＯＦＤＭ受信信号の直交変調波を直交復調して得ら
れたベースバンドＯＦＤＭ信号が供給される。
【００３５】このベースバンドＯＦＤＭ信号は、ベース
バンドＯＦＤＭ信号のＩ軸信号ＳIとＱ軸信号ＳQ から
生成されるＳI ＋ｊＳQ （ｊは虚数を表す）という複素
データで表せる。この複素データＳI ＋ｊＳQ は、有効
シンボル期間遅延部５６１に供給される。
バンドＯＦＤＭ信号のＩ軸信号ＳIとＱ軸信号ＳQ から
生成されるＳI ＋ｊＳQ （ｊは虚数を表す）という複素
データで表せる。この複素データＳI ＋ｊＳQ は、有効
シンボル期間遅延部５６１に供給される。
【００３６】有効シンボル期間遅延部５６１は、上記複
素データを有効シンボル期間だけ遅延した複素データＳ
ID＋ｊＳQDを生成し、さらに、複素共役データＳID−ｊ
ＳQDに変換する。この複素共役データＳID−ｊＳQDは複
素乗算器５６２の一方の入力端に供給される。また、上
記複素データＳI ＋ｊＳQ は複素乗算器５６２の他方の
入力端に供給される。
素データを有効シンボル期間だけ遅延した複素データＳ
ID＋ｊＳQDを生成し、さらに、複素共役データＳID−ｊ
ＳQDに変換する。この複素共役データＳID−ｊＳQDは複
素乗算器５６２の一方の入力端に供給される。また、上
記複素データＳI ＋ｊＳQ は複素乗算器５６２の他方の
入力端に供給される。
【００３７】この複素乗算器５６２は、両複素データに
ついて複素乗算演算を施して、 (ＳI ＋ｊＳQ )(ＳID−ｊＳQD) ＝ＳI ＳID＋ＳQ ＳQD
−ｊ (ＳI ＳQD−ＳQ ＳID) なる演算結果を得る。この複素乗算演算結果は加算平均
演算部５６３に供給される。
ついて複素乗算演算を施して、 (ＳI ＋ｊＳQ )(ＳID−ｊＳQD) ＝ＳI ＳID＋ＳQ ＳQD
−ｊ (ＳI ＳQD−ＳQ ＳID) なる演算結果を得る。この複素乗算演算結果は加算平均
演算部５６３に供給される。
【００３８】この加算平均演算部５６３は、ガード期間
の加算平均演算を施し、結果として上記複素データＳI
＋ｊＳQ と上記有効シンボル期間だけ遅延した複素デー
タＳID＋ｊＳQDとの相関演算結果ＳII＋ＳQQ−ｊ（ＳIQ
−ＳQI）を出力する。
の加算平均演算を施し、結果として上記複素データＳI
＋ｊＳQ と上記有効シンボル期間だけ遅延した複素デー
タＳID＋ｊＳQDとの相関演算結果ＳII＋ＳQQ−ｊ（ＳIQ
−ＳQI）を出力する。
【００３９】アークタンジェント（ｔａｎ-1）演算部５
６４は、加算平均演算部２５３から供給された相関演算
結果の位相回転角の演算を施す。ここで、［（送信側の
局部発振器の発振周波数）−（受信側の局部発振器の発
振周波数）］／（ＯＦＤＭ送信信号のサブキャリア間
隔）をキャリア周波数誤差Δｆとすると、シンボルタイ
ミングにおける上記アークタンジェントの演算結果は、
キャリア周波数誤差Δｆの関数となる。このアークタン
ジェントの演算結果を用いることで−０．５＜Δｆ＜
０．５の範囲においてキャリア周波数誤差Δｆ＝０とな
るように制御ができる。
６４は、加算平均演算部２５３から供給された相関演算
結果の位相回転角の演算を施す。ここで、［（送信側の
局部発振器の発振周波数）−（受信側の局部発振器の発
振周波数）］／（ＯＦＤＭ送信信号のサブキャリア間
隔）をキャリア周波数誤差Δｆとすると、シンボルタイ
ミングにおける上記アークタンジェントの演算結果は、
キャリア周波数誤差Δｆの関数となる。このアークタン
ジェントの演算結果を用いることで−０．５＜Δｆ＜
０．５の範囲においてキャリア周波数誤差Δｆ＝０とな
るように制御ができる。
【００４０】このアークタンジェントの演算結果の出力
は保持部５６５に供給される。保持部５６５において、
シンボル同期信号によりアークタンジェント演算部５６
４の演算結果の出力がシンボルタイミングで保持された
結果はシンボル加算平均演算部５６７に供給される。こ
のシンボル加算平均演算部５６７は、加算平均演算部５
６７１及び保持部５６７２により構成される。
は保持部５６５に供給される。保持部５６５において、
シンボル同期信号によりアークタンジェント演算部５６
４の演算結果の出力がシンボルタイミングで保持された
結果はシンボル加算平均演算部５６７に供給される。こ
のシンボル加算平均演算部５６７は、加算平均演算部５
６７１及び保持部５６７２により構成される。
【００４１】加算平均演算部５６７１は、シンボルタイ
ミングで動作し、保持部５６５からの結果に加算平均演
算を施す。この演算結果は保持部５６７２に供給され
る。この保持部５６７２は、図示しない制御信号発生部
により供給される制御信号により制御され、加算平均演
算部５６７１で得られた複数シンボル分の加算平均演算
結果を保持するもので、その保持された結果は発振器５
７に対して発振周波数の制御信号として出力される。上
記構成によるＯＦＤＭ復調装置の周波数誤差検出部５６
によれば、周波数同期の同期引込み完了時間の高速化を
図ることが可能となる。
ミングで動作し、保持部５６５からの結果に加算平均演
算を施す。この演算結果は保持部５６７２に供給され
る。この保持部５６７２は、図示しない制御信号発生部
により供給される制御信号により制御され、加算平均演
算部５６７１で得られた複数シンボル分の加算平均演算
結果を保持するもので、その保持された結果は発振器５
７に対して発振周波数の制御信号として出力される。上
記構成によるＯＦＤＭ復調装置の周波数誤差検出部５６
によれば、周波数同期の同期引込み完了時間の高速化を
図ることが可能となる。
【００４２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成によるＯＦＤＭ復調装置は、開ループ系制御を行って
いるので周波数同期の同期引込み完了時間の高速化は図
れるが、アークタンジェント演算部５６４の性質より、
キャリア周波数誤差｜Δｆ｜＝０．５付近では、低Ｃ／
Ｎ時に周波数同期精度の劣化が生じ、その結果、ＯＦＤ
Ｍ復調信号の劣化が生じるという問題がある。
成によるＯＦＤＭ復調装置は、開ループ系制御を行って
いるので周波数同期の同期引込み完了時間の高速化は図
れるが、アークタンジェント演算部５６４の性質より、
キャリア周波数誤差｜Δｆ｜＝０．５付近では、低Ｃ／
Ｎ時に周波数同期精度の劣化が生じ、その結果、ＯＦＤ
Ｍ復調信号の劣化が生じるという問題がある。
【００４３】例えば、ＦＦＴポイント数１０２４、有効
シンボル長１７１μｓ、ガード期間長１１μｓのシステ
ムにおいて、初期キャリア周波数誤差Δｆ0 ＝０．４
９、上記シンボル加算平均演算部２５７の加算平均シン
ボル回数＝５の条件下で、Ｃ／Ｎ＝０dB、Ｃ／Ｎ＝５d
B、Ｃ／Ｎ＝１０dB時の引込み後のキャリア周波数誤差
Δｆはそれぞれ約０．２、約０．１８、約０．１であ
る。
シンボル長１７１μｓ、ガード期間長１１μｓのシステ
ムにおいて、初期キャリア周波数誤差Δｆ0 ＝０．４
９、上記シンボル加算平均演算部２５７の加算平均シン
ボル回数＝５の条件下で、Ｃ／Ｎ＝０dB、Ｃ／Ｎ＝５d
B、Ｃ／Ｎ＝１０dB時の引込み後のキャリア周波数誤差
Δｆはそれぞれ約０．２、約０．１８、約０．１であ
る。
【００４４】また、この周波数同期精度の劣化を緩和し
精度の向上を図るためには、複数（数１００〜１００
０）シンボルにわたりシンボル加算平均演算部にて加算
平均演算させる必要があり、周波数同期の同期引込み完
了時間の高速化を図ることが不可能となる。
精度の向上を図るためには、複数（数１００〜１００
０）シンボルにわたりシンボル加算平均演算部にて加算
平均演算させる必要があり、周波数同期の同期引込み完
了時間の高速化を図ることが不可能となる。
【００４５】本発明の課題は、上記の問題を解決し、雑
音に影響されることなく周波数同期精度を高精度に維持
すると同時に、周波数同期の同期引込み完了時間の高速
化を図ることのできるＯＦＤＭ復調装置を提供すること
にある。
音に影響されることなく周波数同期精度を高精度に維持
すると同時に、周波数同期の同期引込み完了時間の高速
化を図ることのできるＯＦＤＭ復調装置を提供すること
にある。
【００４６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に第１の発明は、１シンボル期間の構成が、有効シンボ
ル期間の信号の後部をガード期間として、シンボル毎に
有効シンボル期間に対して巡回的に前置きした構成であ
る直交周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力
し、このＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の変調伝送デ
ータを復調するＯＦＤＭ復調装置であって、局部発振信
号を発生する局部発振手段を備え、この手段で発生され
る局部発振信号により前記ＯＦＤＭ信号を直交検波して
複素データとして出力し、当該複素データが表す周波数
を周波数誤差補正信号に基づいて補正する周波数補正手
段を備える直交検波手段と、この直交検波手段で得られ
た複素データを前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間遅
延させる遅延手段と、前記直交検波手段で得られた複素
データと前記遅延手段で得られた複素遅延データとの相
関データを得る相関演算手段と、前記相関演算手段で得
られた相関データの位相回転角を求める位相回転角演算
手段と、この位相回転角演算手段で得られた位相回転角
について互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数
の加算平均演算手段と、前記複数の加算平均演算手段の
いずれか１つを順に選択して前記位相回転角演算手段か
らの演算結果を出力する１入力複数出力の第１の切換え
手段と、前記複数の加算平均演算手段の演算結果のいず
れか１つを順に選択して、前記周波数誤差補正信号とし
て前記周波数補正手段に出力する複数入力１出力の第２
の切換え手段とを具備するようにした。
に第１の発明は、１シンボル期間の構成が、有効シンボ
ル期間の信号の後部をガード期間として、シンボル毎に
有効シンボル期間に対して巡回的に前置きした構成であ
る直交周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力
し、このＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の変調伝送デ
ータを復調するＯＦＤＭ復調装置であって、局部発振信
号を発生する局部発振手段を備え、この手段で発生され
る局部発振信号により前記ＯＦＤＭ信号を直交検波して
複素データとして出力し、当該複素データが表す周波数
を周波数誤差補正信号に基づいて補正する周波数補正手
段を備える直交検波手段と、この直交検波手段で得られ
た複素データを前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間遅
延させる遅延手段と、前記直交検波手段で得られた複素
データと前記遅延手段で得られた複素遅延データとの相
関データを得る相関演算手段と、前記相関演算手段で得
られた相関データの位相回転角を求める位相回転角演算
手段と、この位相回転角演算手段で得られた位相回転角
について互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数
の加算平均演算手段と、前記複数の加算平均演算手段の
いずれか１つを順に選択して前記位相回転角演算手段か
らの演算結果を出力する１入力複数出力の第１の切換え
手段と、前記複数の加算平均演算手段の演算結果のいず
れか１つを順に選択して、前記周波数誤差補正信号とし
て前記周波数補正手段に出力する複数入力１出力の第２
の切換え手段とを具備するようにした。
【００４７】上記課題を解決するために第２の発明は、
１シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号の後
部をガード期間として、シンボル毎に有効シンボル期間
に対して巡回的に前置きした構成である直交周波数分割
多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間の変調伝送データを復調するＯ
ＦＤＭ復調装置であって、局部発振信号を発生する局部
発振手段を備え、この手段で発生される局部発振信号に
より前記ＯＦＤＭ信号を直交検波して複素データとして
出力し、当該複素データが表す周波数を周波数誤差補正
信号に基づいて補正する周波数補正手段を備える直交検
波手段と、この直交検波手段で得られた複素データを上
記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段
と、前記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延
手段で得られた複素遅延データとの相関データを得る相
関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関データ
の位相回転角を求める位相回転角演算手段と、この位相
回転角演算手段で得られた位相回転角について互いに異
なるゲインで加算平均演算を行う複数の加算平均演算手
段と、前記位相回転角演算手段で得られた位相回転角の
符号を検出する符号検出手段と、この符号検出手段で得
られた符号検出結果を基に、前記複数の加算平均演算手
段のいずれか１つを順に選択して前記位相回転角演算手
段の演算結果を出力する１入力複数出力の第１の切換え
手段と、前記符号検出手段で得られた符号検出結果を基
に、正、及び負の回数をそれぞれ数え、その結果を基に
前記複数の加算平均演算手段の動作を制御する符号カウ
ント手段と、この符号カウント手段で得られた結果を基
に、前記複数の加算平均演算手段の演算結果のいずれか
１つを順に選択して、前記周波数誤差補正信号として前
記周波数補正手段に出力する複数入力１出力の第２の切
換え手段とを具備するようにした。
１シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号の後
部をガード期間として、シンボル毎に有効シンボル期間
に対して巡回的に前置きした構成である直交周波数分割
多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間の変調伝送データを復調するＯ
ＦＤＭ復調装置であって、局部発振信号を発生する局部
発振手段を備え、この手段で発生される局部発振信号に
より前記ＯＦＤＭ信号を直交検波して複素データとして
出力し、当該複素データが表す周波数を周波数誤差補正
信号に基づいて補正する周波数補正手段を備える直交検
波手段と、この直交検波手段で得られた複素データを上
記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段
と、前記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延
手段で得られた複素遅延データとの相関データを得る相
関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関データ
の位相回転角を求める位相回転角演算手段と、この位相
回転角演算手段で得られた位相回転角について互いに異
なるゲインで加算平均演算を行う複数の加算平均演算手
段と、前記位相回転角演算手段で得られた位相回転角の
符号を検出する符号検出手段と、この符号検出手段で得
られた符号検出結果を基に、前記複数の加算平均演算手
段のいずれか１つを順に選択して前記位相回転角演算手
段の演算結果を出力する１入力複数出力の第１の切換え
手段と、前記符号検出手段で得られた符号検出結果を基
に、正、及び負の回数をそれぞれ数え、その結果を基に
前記複数の加算平均演算手段の動作を制御する符号カウ
ント手段と、この符号カウント手段で得られた結果を基
に、前記複数の加算平均演算手段の演算結果のいずれか
１つを順に選択して、前記周波数誤差補正信号として前
記周波数補正手段に出力する複数入力１出力の第２の切
換え手段とを具備するようにした。
【００４８】上記課題を解決するために第３の発明は、
１シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号の後
部をガード期間として、シンボル毎に有効シンボル期間
に対して巡回的に前置きした構成である直交周波数分割
多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間の変調伝送データを復調するＯ
ＦＤＭ復調装置であって、局部発振信号を発生する局部
発振手段を備え、この手段で発生される局部発振信号に
より前記ＯＦＤＭ信号を直交検波して複素データとして
出力し、当該複素データが表す周波数を周波数誤差補正
信号に基づいて補正する周波数補正手段を備える直交検
波手段と、この直交検波手段で得られた複素データを前
記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段
と、前記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延
手段で得られた複素遅延データとの相関データを得る相
関演算手段と、この相関演算手段で得られた演算結果に
ついて互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数の
第１加算平均演算手段群と、前記複数の第１加算平均演
算手段群の演算結果又は前記相関演算手段の演算結果か
ら得られたデータの位相回転角を求める位相回転角演算
手段と、この位相回転角演算手段で得られた位相回転角
について互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数
の第２加算平均演算手段群と、前記複数の第１加算平均
演算手段群又は前記位相回転角演算手段のいずれか１つ
を順に選択して出力する１入力複数出力の第１の切換え
手段と、前記複数の第１加算平均演算手段群の演算結果
又は前記相関演算手段の演算結果のいずれか１つを順に
選択して前記位相回転角演算手段に出力する複数入力１
出力の第２の切換え手段と、前記複数の第２加算平均演
算手段群又は前記局部発振手段のいずれか１つを順に選
択して出力する１入力複数出力の第３の切換え手段と、
前記複数の第２加算平均演算手段群の演算結果又は前記
位相回転角演算手段の演算結果のいずれか１つを順に選
択して、前記周波数誤差補正信号として前記周波数補正
手段に出力する複数入力１出力の第４の切換え手段とを
具備するようにした。
１シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号の後
部をガード期間として、シンボル毎に有効シンボル期間
に対して巡回的に前置きした構成である直交周波数分割
多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間の変調伝送データを復調するＯ
ＦＤＭ復調装置であって、局部発振信号を発生する局部
発振手段を備え、この手段で発生される局部発振信号に
より前記ＯＦＤＭ信号を直交検波して複素データとして
出力し、当該複素データが表す周波数を周波数誤差補正
信号に基づいて補正する周波数補正手段を備える直交検
波手段と、この直交検波手段で得られた複素データを前
記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段
と、前記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延
手段で得られた複素遅延データとの相関データを得る相
関演算手段と、この相関演算手段で得られた演算結果に
ついて互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数の
第１加算平均演算手段群と、前記複数の第１加算平均演
算手段群の演算結果又は前記相関演算手段の演算結果か
ら得られたデータの位相回転角を求める位相回転角演算
手段と、この位相回転角演算手段で得られた位相回転角
について互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数
の第２加算平均演算手段群と、前記複数の第１加算平均
演算手段群又は前記位相回転角演算手段のいずれか１つ
を順に選択して出力する１入力複数出力の第１の切換え
手段と、前記複数の第１加算平均演算手段群の演算結果
又は前記相関演算手段の演算結果のいずれか１つを順に
選択して前記位相回転角演算手段に出力する複数入力１
出力の第２の切換え手段と、前記複数の第２加算平均演
算手段群又は前記局部発振手段のいずれか１つを順に選
択して出力する１入力複数出力の第３の切換え手段と、
前記複数の第２加算平均演算手段群の演算結果又は前記
位相回転角演算手段の演算結果のいずれか１つを順に選
択して、前記周波数誤差補正信号として前記周波数補正
手段に出力する複数入力１出力の第４の切換え手段とを
具備するようにした。
【００４９】上記課題を解決するために第４の発明は、
１シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号の後
部をガード期間として、シンボル毎に有効シンボル期間
に対して巡回的に前置きした構成である直交周波数分割
多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間の変調伝送データを復調するＯ
ＦＤＭ復調装置であって、少なくとも前記ＯＦＤＭ信号
を直交検波し、複素データとして出力する直交検波手段
と、この直交検波手段で得られた複素データを前記ＯＦ
ＤＭ信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段と、前
記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延手段で
得られた複素遅延データとの相関データを得る相関演算
手段と、前記相関演算手段で得られた相関データの位相
回転角を求める位相回転角演算手段と、この手段で得ら
れた位相回転角に基づいて前記複素データが表す周波数
を補正することで周波数同期を確立する周波数同期手段
と、前記位相回転角演算手段で得られた信号を被比較信
号とし、基準信号と比較を行うことで周波数同期はずれ
を検出する周波数同期はずれ検出手段とを具備するよう
にした。
１シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号の後
部をガード期間として、シンボル毎に有効シンボル期間
に対して巡回的に前置きした構成である直交周波数分割
多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間の変調伝送データを復調するＯ
ＦＤＭ復調装置であって、少なくとも前記ＯＦＤＭ信号
を直交検波し、複素データとして出力する直交検波手段
と、この直交検波手段で得られた複素データを前記ＯＦ
ＤＭ信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段と、前
記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延手段で
得られた複素遅延データとの相関データを得る相関演算
手段と、前記相関演算手段で得られた相関データの位相
回転角を求める位相回転角演算手段と、この手段で得ら
れた位相回転角に基づいて前記複素データが表す周波数
を補正することで周波数同期を確立する周波数同期手段
と、前記位相回転角演算手段で得られた信号を被比較信
号とし、基準信号と比較を行うことで周波数同期はずれ
を検出する周波数同期はずれ検出手段とを具備するよう
にした。
【００５０】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図１９を用いて本
発明の実施の形態を詳細に説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本発明に係る第１の実施
の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック
図である。
発明の実施の形態を詳細に説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本発明に係る第１の実施
の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック
図である。
【００５１】図１において、直交検波部２６は、図示し
ない伝送路を通過してくるＯＦＤＭ受信信号を入力し、
後で説明する周波数誤差補正信号によって、直交検波部
２６に内蔵されている図示しない局部発振器の周波数同
期をとり直交復調することで、ＩＦ帯またはＲＦ帯のＯ
ＦＤＭ受信信号からベースバンドＯＦＤＭ信号に周波数
変換する。このとき、ベースバンドＯＦＤＭ信号とし
て、同相検波（以下、Ｉ軸という）信号と直交検波（以
下、Ｑ軸という）信号とから複素データを生成する。こ
の複素データによるベースバンドＯＦＤＭ信号は有効シ
ンボル期間遅延部２７に供給される。
ない伝送路を通過してくるＯＦＤＭ受信信号を入力し、
後で説明する周波数誤差補正信号によって、直交検波部
２６に内蔵されている図示しない局部発振器の周波数同
期をとり直交復調することで、ＩＦ帯またはＲＦ帯のＯ
ＦＤＭ受信信号からベースバンドＯＦＤＭ信号に周波数
変換する。このとき、ベースバンドＯＦＤＭ信号とし
て、同相検波（以下、Ｉ軸という）信号と直交検波（以
下、Ｑ軸という）信号とから複素データを生成する。こ
の複素データによるベースバンドＯＦＤＭ信号は有効シ
ンボル期間遅延部２７に供給される。
【００５２】この有効シンボル期間遅延部２７は、上記
複素データを有効シンボル期間だけ遅延させ、この複素
遅延データの複素共役をとって複素共役データを生成す
る。この複素共役データは複素乗算器２８の一方の入力
端に供給される。また、上記直交検波部２６から出力さ
れる複素データは、複素乗算器２８の他方の入力端に供
給される。
複素データを有効シンボル期間だけ遅延させ、この複素
遅延データの複素共役をとって複素共役データを生成す
る。この複素共役データは複素乗算器２８の一方の入力
端に供給される。また、上記直交検波部２６から出力さ
れる複素データは、複素乗算器２８の他方の入力端に供
給される。
【００５３】この複素乗算器２８は、上記複素データと
複素共役データとの複素乗算演算を施すもので、その演
算結果は加算平均演算部２９に供給される。この加算平
均演算部２９は、ガード期間の加算平均演算を施し、結
果として、上記複素データと有効シンボル期間遅延され
た複素遅延データとの相関演算を施す。この演算結果は
アークタンジェント（ｔａｎ-1）演算部３０に供給され
る。
複素共役データとの複素乗算演算を施すもので、その演
算結果は加算平均演算部２９に供給される。この加算平
均演算部２９は、ガード期間の加算平均演算を施し、結
果として、上記複素データと有効シンボル期間遅延され
た複素遅延データとの相関演算を施す。この演算結果は
アークタンジェント（ｔａｎ-1）演算部３０に供給され
る。
【００５４】アークタンジェント演算部３０は、上記相
関演算結果の（虚数部）／（実数部）のアークタンジェ
ント演算を施すもので、その結果は保持部３１に供給さ
れる。この保持部３１は、図示しないシンボルタイミン
グ同期信号発生部で生成されるシンボル同期信号によ
り、シンボルタイミングで入力データを保持するもの
で、その保持結果は切換えスイッチ３２に供給される。
関演算結果の（虚数部）／（実数部）のアークタンジェ
ント演算を施すもので、その結果は保持部３１に供給さ
れる。この保持部３１は、図示しないシンボルタイミン
グ同期信号発生部で生成されるシンボル同期信号によ
り、シンボルタイミングで入力データを保持するもの
で、その保持結果は切換えスイッチ３２に供給される。
【００５５】切換えスイッチ３２は、１入力３出力の構
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ１に基づいて、入力信号を３出力端子３２
ａ、３２ｂ、３２ｃのうちの１つを選択して出力する動
作を行う。上記制御信号Ｓ１に基づいて出力端子３２
ａ、３２ｂ、３２ｃのいずれかから出力される信号は、
それぞれ加算平均演算部３３、３４、３５に供給され
る。
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ１に基づいて、入力信号を３出力端子３２
ａ、３２ｂ、３２ｃのうちの１つを選択して出力する動
作を行う。上記制御信号Ｓ１に基づいて出力端子３２
ａ、３２ｂ、３２ｃのいずれかから出力される信号は、
それぞれ加算平均演算部３３、３４、３５に供給され
る。
【００５６】ここで、加算平均演算部３３、３４は広範
囲周波数同期引込み用、加算平均演算部３５はトラッキ
ング（狭範囲周波数同期引込み）用である。ここでいう
狭範囲とは、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．０１未
満をいう。
囲周波数同期引込み用、加算平均演算部３５はトラッキ
ング（狭範囲周波数同期引込み）用である。ここでいう
狭範囲とは、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．０１未
満をいう。
【００５７】加算平均演算部３３、３４、３５における
加算平均演算結果は、それぞれ切換えスイッチ３６の入
力端子３６ａ、３６ｂ、３６ｃに供給される。この切換
えスイッチ３６は、３入力１出力の構成であり、切換え
スイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される制御信号Ｓ２に基
づいて、３入力端子３６ａ、３６ｂ、３６ｃの各入力信
号のうちの１つを選択して出力する動作を行う。この切
換えスイッチ３６の出力は、直交検波部２６に供給さ
れ、直交検波部２６に内蔵されている図示しない局部発
振器の発振周波数の制御を行う周波数誤差補正信号とな
る。
加算平均演算結果は、それぞれ切換えスイッチ３６の入
力端子３６ａ、３６ｂ、３６ｃに供給される。この切換
えスイッチ３６は、３入力１出力の構成であり、切換え
スイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される制御信号Ｓ２に基
づいて、３入力端子３６ａ、３６ｂ、３６ｃの各入力信
号のうちの１つを選択して出力する動作を行う。この切
換えスイッチ３６の出力は、直交検波部２６に供給さ
れ、直交検波部２６に内蔵されている図示しない局部発
振器の発振周波数の制御を行う周波数誤差補正信号とな
る。
【００５８】上記直交検波部２６は、例えば、図２に示
すような構成である。図２において、直交検波部２６に
入力されたＯＦＤＭ受信信号は、ＢＰＦ（帯域通過フィ
ルタ）２６１によって通過帯域以外の雑音を除去され、
乗算器２６２、２６３に供給される。
すような構成である。図２において、直交検波部２６に
入力されたＯＦＤＭ受信信号は、ＢＰＦ（帯域通過フィ
ルタ）２６１によって通過帯域以外の雑音を除去され、
乗算器２６２、２６３に供給される。
【００５９】一方、局部発振器２６４は、上記周波数誤
差補正信号によって局部発振周波数が制御される発振器
で構成される。局部発振器２６４の出力信号は、乗算器
２６２と移相器２６５に供給される。この移相器２６５
は、局部発振器２６４の出力信号を９０度移相するもの
で、その出力は乗算器２６２に供給される。
差補正信号によって局部発振周波数が制御される発振器
で構成される。局部発振器２６４の出力信号は、乗算器
２６２と移相器２６５に供給される。この移相器２６５
は、局部発振器２６４の出力信号を９０度移相するもの
で、その出力は乗算器２６２に供給される。
【００６０】乗算器２６３は、ＢＰＦ２６１からの出力
信号と局部発振器２６４からの出力信号との乗算演算を
行うもので、その出力は、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）
２６７に供給され、高調波成分が除去される。これによ
り、ＬＰＦ２６７から局部発振器２６４の出力信号に対
して同相成分の検波（Ｉ軸）信号が得られる。
信号と局部発振器２６４からの出力信号との乗算演算を
行うもので、その出力は、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）
２６７に供給され、高調波成分が除去される。これによ
り、ＬＰＦ２６７から局部発振器２６４の出力信号に対
して同相成分の検波（Ｉ軸）信号が得られる。
【００６１】一方、乗算器２６２はＢＰＦ２６１からの
出力信号と移相器２６５で９０度移相された局部発振器
２６４の出力信号との乗算演算を行うもので、その出力
はＬＰＦ２６６に供給され、高調波成分が除去される。
これにより、ＬＰＦ２６６から局部発振器２６４の出力
信号に対して直交成分の検波（Ｑ軸）信号が得られる。
出力信号と移相器２６５で９０度移相された局部発振器
２６４の出力信号との乗算演算を行うもので、その出力
はＬＰＦ２６６に供給され、高調波成分が除去される。
これにより、ＬＰＦ２６６から局部発振器２６４の出力
信号に対して直交成分の検波（Ｑ軸）信号が得られる。
【００６２】このようにして得られたＩ軸信号とＱ軸信
号はそれぞれＡ／Ｄ変換部２６８、２６９で図示しない
サンプリングクロック発生部から供給されるサンプリン
グクロック毎に量子化され、複素データに変換されて、
直交検波部２６から出力される。
号はそれぞれＡ／Ｄ変換部２６８、２６９で図示しない
サンプリングクロック発生部から供給されるサンプリン
グクロック毎に量子化され、複素データに変換されて、
直交検波部２６から出力される。
【００６３】尚、直交検波部２６に図２に示す構成を用
いる場合、周波数誤差補正信号は一度Ｄ／Ａ変換して、
局部発振器２６４の周波数誤差補正信号として供給する
必要がある。
いる場合、周波数誤差補正信号は一度Ｄ／Ａ変換して、
局部発振器２６４の周波数誤差補正信号として供給する
必要がある。
【００６４】また、上記直交検波部２６は、例えば、図
３に示すような構成でも実現できる。尚、図３におい
て、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここで
は重複する説明を省略する。
３に示すような構成でも実現できる。尚、図３におい
て、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここで
は重複する説明を省略する。
【００６５】すなわち、図３の構成では、局部発振器２
６４の発振周波数を固定とし、代わってＡ／Ｄ変換部２
６８，２６９の出力ＳQ ，ＳI を加算して得られた複素
データＳI ＋ＳQ を乗算器２６１０に入力し、ＮＣＯ
（数値制御発振器）２６１１で発生される周波数データ
と乗算演算する。そして、周波数誤差補正信号によりＮ
ＣＯ２６１１の周波数値を制御することで、複素データ
が表す周波数を補正する。この構成によっても図２と同
様の処理を実現できる。
６４の発振周波数を固定とし、代わってＡ／Ｄ変換部２
６８，２６９の出力ＳQ ，ＳI を加算して得られた複素
データＳI ＋ＳQ を乗算器２６１０に入力し、ＮＣＯ
（数値制御発振器）２６１１で発生される周波数データ
と乗算演算する。そして、周波数誤差補正信号によりＮ
ＣＯ２６１１の周波数値を制御することで、複素データ
が表す周波数を補正する。この構成によっても図２と同
様の処理を実現できる。
【００６６】上記加算平均演算器２９は、例えば、図４
に示すような構成である。図４において、上記乗算器２
８から出力された信号は、ゲインアンプ２９１に供給さ
れる。このゲインアンプ２９１は入力信号をα倍するも
ので、その出力はＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィ
ルタ部２９２に供給される。
に示すような構成である。図４において、上記乗算器２
８から出力された信号は、ゲインアンプ２９１に供給さ
れる。このゲインアンプ２９１は入力信号をα倍するも
ので、その出力はＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィ
ルタ部２９２に供給される。
【００６７】このＦＩＲフィルタ部２９２は、ガード期
間の積分を行い出力する。このＦＩＲフィルタ部２９２
の窓関数を図５に示す。図５において、縦軸は窓関数ｗ
(n)を、横軸はサンプル数ｎを表す。ガード期間のキャ
リア数をＮg とすると、このＦＩＲフィルタは、タップ
数がＮg で、各タップの重みが全て等しい構成である。
間の積分を行い出力する。このＦＩＲフィルタ部２９２
の窓関数を図５に示す。図５において、縦軸は窓関数ｗ
(n)を、横軸はサンプル数ｎを表す。ガード期間のキャ
リア数をＮg とすると、このＦＩＲフィルタは、タップ
数がＮg で、各タップの重みが全て等しい構成である。
【００６８】上記加算平均演算器３３、３４、３５は、
例えば、図６に示すような構成である。図６において、
上記切換えスイッチ３２から出力された信号は、ゲイン
アンプ３３１に供給される。このゲインアンプ３３１は
入力信号をβ倍するもので、その出力は加算器３３２及
び保持部３３３から成る積分器に供給される。
例えば、図６に示すような構成である。図６において、
上記切換えスイッチ３２から出力された信号は、ゲイン
アンプ３３１に供給される。このゲインアンプ３３１は
入力信号をβ倍するもので、その出力は加算器３３２及
び保持部３３３から成る積分器に供給される。
【００６９】保持部３３３は、上記シンボル同期信号に
より保持される。その結果、加算器３３２及び保持部３
３３により構成される積分器は、シンボル同期周期で積
分動作を行うことになる。その結果は保持部３３４に供
給される。この保持部３３４は、図示しない制御信号発
生部から供給される保持信号に基づいて保持動作を行
う。
より保持される。その結果、加算器３３２及び保持部３
３３により構成される積分器は、シンボル同期周期で積
分動作を行うことになる。その結果は保持部３３４に供
給される。この保持部３３４は、図示しない制御信号発
生部から供給される保持信号に基づいて保持動作を行
う。
【００７０】次に、本第１の実施の形態の具体的な動作
例を説明する。尚、説明を簡単にするため、上記シンボ
ル同期信号のタイミング周期は送信側のタイミング周期
に一致しているものとする。また、熱雑音等の雑音も無
いものとする。まず、有効シンボル期間ＴS とこの有効
シンボル期間の後部に一致した信号をガード期間Ｔg と
して、有効シンボルに前置きをした構成であるベースバ
ンドＯＦＤＭ受信信号ｓ(T) は、次式のように書ける。
例を説明する。尚、説明を簡単にするため、上記シンボ
ル同期信号のタイミング周期は送信側のタイミング周期
に一致しているものとする。また、熱雑音等の雑音も無
いものとする。まず、有効シンボル期間ＴS とこの有効
シンボル期間の後部に一致した信号をガード期間Ｔg と
して、有効シンボルに前置きをした構成であるベースバ
ンドＯＦＤＭ受信信号ｓ(T) は、次式のように書ける。
【００７１】
【数１】 ここで、Ｄk （＝Ｘk ＋ｊＹk ）は、サブキャリアｆk
の複素伝送シンボルである。説明の簡単化のために、上
記ｓ(T) を次式のように書き換えることが可能である。
の複素伝送シンボルである。説明の簡単化のために、上
記ｓ(T) を次式のように書き換えることが可能である。
【００７２】
【数２】 ここで、送受信機間にキャリア周波数誤差が生じたとき
を考える。キャリア周波数誤差Δｆを［（送信側の局部
発振器の発振周波数）−（受信側の局部発振器の発振周
波数）］／（ＯＦＤＭ送信信号のサブキャリア間隔）と
定義すると、送受信機間にΔｆが存在するとき、上記式
（２）は次式のように表すことができる。
を考える。キャリア周波数誤差Δｆを［（送信側の局部
発振器の発振周波数）−（受信側の局部発振器の発振周
波数）］／（ＯＦＤＭ送信信号のサブキャリア間隔）と
定義すると、送受信機間にΔｆが存在するとき、上記式
（２）は次式のように表すことができる。
【００７３】
【数３】 式（３）は、上記直交検波部２６により直交復調された
複素データを表す。この複素データを有効シンボル期間
だけ遅延させ、さらに複素共役をとった、有効シンボル
期間遅延部２７の出力である有効シンボル期間遅延複素
共役データｓ* (T+Ts)は次式のように表される。
複素データを表す。この複素データを有効シンボル期間
だけ遅延させ、さらに複素共役をとった、有効シンボル
期間遅延部２７の出力である有効シンボル期間遅延複素
共役データｓ* (T+Ts)は次式のように表される。
【００７４】
【数４】 複素データｓ(T) と有効シンボル期間遅延複素共役デー
タｓ* (T+Ts)は、複素乗算器２８により複素乗算演算を
施され、−Ｔg ≦Ｔ≦０のときの乗算結果Ｍ(T)は次式
のように表される。
タｓ* (T+Ts)は、複素乗算器２８により複素乗算演算を
施され、−Ｔg ≦Ｔ≦０のときの乗算結果Ｍ(T)は次式
のように表される。
【００７５】
【数５】 上記乗算結果Ｍ(T) は、加算平均演算部２９により−Ｔ
g ≦Ｔ≦０期間の加算平均演算が行われ、結果として、
複素データｓ(T) と有効シンボル期間遅延複素データｓ
(T+Ts)の相関演算が行われる。
g ≦Ｔ≦０期間の加算平均演算が行われ、結果として、
複素データｓ(T) と有効シンボル期間遅延複素データｓ
(T+Ts)の相関演算が行われる。
【００７６】ＯＦＤＭ信号の複素伝送シンボルＤk の
Ｉ、Ｑ軸成分Ｘk 、Ｙk は互いに独立であるので、中心
極限定理によりｘ(T) 及びｙ(T) はガウス分布に従う。
よって、相関結果ｃ(T) は次式のように表される。
Ｉ、Ｑ軸成分Ｘk 、Ｙk は互いに独立であるので、中心
極限定理によりｘ(T) 及びｙ(T) はガウス分布に従う。
よって、相関結果ｃ(T) は次式のように表される。
【００７７】
【数６】 式（６）から理解できるように、相関結果ｃ(T) はキャ
リア周波数誤差Δｆの関数であることが分かる。そこ
で、アークタンジェント演算部３０により相関結果ｃ
(T) の位相回転を求める（アークタンジェントの演算を
行う）ことにより、キャリア周波数誤差Δｆを求めるこ
とが可能となる。
リア周波数誤差Δｆの関数であることが分かる。そこ
で、アークタンジェント演算部３０により相関結果ｃ
(T) の位相回転を求める（アークタンジェントの演算を
行う）ことにより、キャリア周波数誤差Δｆを求めるこ
とが可能となる。
【００７８】上記アークタンジェント演算部３０により
得られた結果は、雑音耐性を良好にするために、シンボ
ル同期信号によるシンボルタイミングで保持部３１にて
保持される。保持部３１からの保持出力は、制御信号Ｓ
１に基づいて切換わる切換えスイッチ３２によって、加
算平均演算部３３、３４、３５のいずれかに選択的に供
給される。
得られた結果は、雑音耐性を良好にするために、シンボ
ル同期信号によるシンボルタイミングで保持部３１にて
保持される。保持部３１からの保持出力は、制御信号Ｓ
１に基づいて切換わる切換えスイッチ３２によって、加
算平均演算部３３、３４、３５のいずれかに選択的に供
給される。
【００７９】制御信号Ｓ1 は、切換えスイッチ３２に信
号が供給された時刻を０、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS （＝ＴS ＋Ｔg ）とし、Ｍ1 、Ｍ2 （Ｍ1 ＜Ｍ
2 ）を正の数とすると、０≦Ｔ＜（Ｍ1 ＋１）ＴS 、
（Ｍ1 ＋１）ＴS ≦Ｔ＜（Ｍ2＋１）ＴS 、（Ｍ2 ＋
１）ＴS ≦Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ３２の入
力端子を出力端子３２ａ、３２ｂ、３２ｃへと順に切換
え接続する制御を行う。
号が供給された時刻を０、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS （＝ＴS ＋Ｔg ）とし、Ｍ1 、Ｍ2 （Ｍ1 ＜Ｍ
2 ）を正の数とすると、０≦Ｔ＜（Ｍ1 ＋１）ＴS 、
（Ｍ1 ＋１）ＴS ≦Ｔ＜（Ｍ2＋１）ＴS 、（Ｍ2 ＋
１）ＴS ≦Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ３２の入
力端子を出力端子３２ａ、３２ｂ、３２ｃへと順に切換
え接続する制御を行う。
【００８０】出力端子３２ａ、３２ｂ、３２ｃにそれぞ
れ接続されている加算平均演算部３３、３４、３５のゲ
インアンプのゲイン値は、加算平均演算部３３、３４が
広範囲周波数同期引込み動作を、加算平均演算部３５が
トラッキング（狭範囲周波数同期引込み）動作をそれぞ
れ最適に行えるような値に設定されている。
れ接続されている加算平均演算部３３、３４、３５のゲ
インアンプのゲイン値は、加算平均演算部３３、３４が
広範囲周波数同期引込み動作を、加算平均演算部３５が
トラッキング（狭範囲周波数同期引込み）動作をそれぞ
れ最適に行えるような値に設定されている。
【００８１】加算平均演算部３３、３４の保持部を制御
する保持信号をそれぞれ保持信号Ｌ１、Ｌ２とすると、
それぞれＭ1 ＴS ≦Ｔ、Ｍ2 ＴS ≦Ｔの時刻において保
持動作を行うように制御する。また、加算平均演算部３
５の保持部は、保持動作を行わない。
する保持信号をそれぞれ保持信号Ｌ１、Ｌ２とすると、
それぞれＭ1 ＴS ≦Ｔ、Ｍ2 ＴS ≦Ｔの時刻において保
持動作を行うように制御する。また、加算平均演算部３
５の保持部は、保持動作を行わない。
【００８２】加算平均演算部３３、３４、３５の演算結
果は、それぞれ、制御信号Ｓ２に基づいて切換わる切換
えスイッチ３６によって、上記直交検波部２６の局部発
振器２６４またはＮＣＯ２６１１に周波数誤差補正信号
として選択的に供給され、これによって複素データの持
つ周波数を制御する。制御信号Ｓ2 は、０≦Ｔ＜Ｍ2ＴS
、Ｍ2 ＴS ≦Ｔ＜（Ｍ2 ＋１）ＴS 、（Ｍ2 ＋１）ＴS
≦Ｔの時刻にそれぞれ、切換えスイッチ３６に対して
入力端子３６ａ、３６ｂ、３６ｃを順に出力端子に切換
え接続する制御を行う。
果は、それぞれ、制御信号Ｓ２に基づいて切換わる切換
えスイッチ３６によって、上記直交検波部２６の局部発
振器２６４またはＮＣＯ２６１１に周波数誤差補正信号
として選択的に供給され、これによって複素データの持
つ周波数を制御する。制御信号Ｓ2 は、０≦Ｔ＜Ｍ2ＴS
、Ｍ2 ＴS ≦Ｔ＜（Ｍ2 ＋１）ＴS 、（Ｍ2 ＋１）ＴS
≦Ｔの時刻にそれぞれ、切換えスイッチ３６に対して
入力端子３６ａ、３６ｂ、３６ｃを順に出力端子に切換
え接続する制御を行う。
【００８３】尚、上記説明において、加算平均演算部、
保持部等による遅延量、及び回路制作時に生じる回路遅
延量は考慮していないので、実際の設計においては、十
分考慮する必要がある。
保持部等による遅延量、及び回路制作時に生じる回路遅
延量は考慮していないので、実際の設計においては、十
分考慮する必要がある。
【００８４】図７に、具体的な動作例を示す。図７にお
いて、縦軸はキャリア周波数誤差｜Δｆ｜、横軸は時刻
Ｔを表している。図７から明らかなように、上記構成の
ＯＦＤＭ復調装置は、低Ｃ／Ｎ時に初期キャリア周波数
誤差が０．５付近であっても、加算平均演算部３３によ
りキャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．５より非常に小さ
くなるように初期引込みを行い、その後、加算平均演算
部３４により本引込みを行う。よって、キャリア周波数
誤差｜Δｆ｜＝０．５付近における、低Ｃ／Ｎ時の周波
数同期精度の劣化が解消される。また、加算平均演算部
３５にてトラッキング動作を行うので周波数同期完了後
も非常に安定した動作が得られる。
いて、縦軸はキャリア周波数誤差｜Δｆ｜、横軸は時刻
Ｔを表している。図７から明らかなように、上記構成の
ＯＦＤＭ復調装置は、低Ｃ／Ｎ時に初期キャリア周波数
誤差が０．５付近であっても、加算平均演算部３３によ
りキャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．５より非常に小さ
くなるように初期引込みを行い、その後、加算平均演算
部３４により本引込みを行う。よって、キャリア周波数
誤差｜Δｆ｜＝０．５付近における、低Ｃ／Ｎ時の周波
数同期精度の劣化が解消される。また、加算平均演算部
３５にてトラッキング動作を行うので周波数同期完了後
も非常に安定した動作が得られる。
【００８５】これにより、雑音に影響されることなく周
波数同期精度を維持すると同時に、周波数同期の同期引
込み完了時間の高速化を図ることができる。尚、本実施
の形態において、３つの加算平均演算部３３、３４、３
５を用いたが、１つ又は２つ又は４つ以上の加算平均演
算部を用いても同様の効果を得ることができることは言
うまでもない。また、保持部３１が無い場合においても
同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
波数同期精度を維持すると同時に、周波数同期の同期引
込み完了時間の高速化を図ることができる。尚、本実施
の形態において、３つの加算平均演算部３３、３４、３
５を用いたが、１つ又は２つ又は４つ以上の加算平均演
算部を用いても同様の効果を得ることができることは言
うまでもない。また、保持部３１が無い場合においても
同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
【００８６】（第２の実施の形態）図８は、本発明に係
る第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置を示すブ
ロック図である。
る第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置を示すブ
ロック図である。
【００８７】この実施の形態の全体構成は、図1 に示し
た第1 の実施の形態の構成と、切換えスイッチ３２、加
算平均演算部３３、３４、３５、切換えスイッチ３６に
より構成される部分以外の構成は同じである。また、動
作も同じであるので、同一部分に同一符号を付してその
説明を省略し、上記切換えスイッチ３２、加算平均演算
部３３、３４、３５、切換えスイッチ３６により構成さ
れる部分と置き替わる部分及び追加部分のみを説明す
る。
た第1 の実施の形態の構成と、切換えスイッチ３２、加
算平均演算部３３、３４、３５、切換えスイッチ３６に
より構成される部分以外の構成は同じである。また、動
作も同じであるので、同一部分に同一符号を付してその
説明を省略し、上記切換えスイッチ３２、加算平均演算
部３３、３４、３５、切換えスイッチ３６により構成さ
れる部分と置き替わる部分及び追加部分のみを説明す
る。
【００８８】保持部３１に保持された出力は、切換えス
イッチ３７及び符号検出部４１に供給される。切換えス
イッチ３７は、１入力３出力の構成であり、符号検出部
４１で生成される制御信号に基づいて、入力端子に供給
される信号を、３出力端子３７ａ、３７ｂ、３７ｃのう
ちの１つを選択して出力する動作を行う。
イッチ３７及び符号検出部４１に供給される。切換えス
イッチ３７は、１入力３出力の構成であり、符号検出部
４１で生成される制御信号に基づいて、入力端子に供給
される信号を、３出力端子３７ａ、３７ｂ、３７ｃのう
ちの１つを選択して出力する動作を行う。
【００８９】符号検出部４１は、保持部３１の出力の符
号を検出し、その符号検出結果に応じて上記切換えスイ
ッチ３７を制御すると共に、符号検出結果を符号カウン
ト部４２に供給する。上記符号検出部４１からの制御信
号に基づいて出力端子３７ａ、３７ｂ、３７ｃから出力
される信号は、それぞれ加算平均演算部３８、３９、４
０に供給される。
号を検出し、その符号検出結果に応じて上記切換えスイ
ッチ３７を制御すると共に、符号検出結果を符号カウン
ト部４２に供給する。上記符号検出部４１からの制御信
号に基づいて出力端子３７ａ、３７ｂ、３７ｃから出力
される信号は、それぞれ加算平均演算部３８、３９、４
０に供給される。
【００９０】ここで、加算平均演算部３８、３９は広範
囲周波数同期引込み用、加算平均演算部４０はトラッキ
ング（狭範囲周波数同期引込み）用である。ここでいう
狭範囲とは、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．０１未
満を考えている。
囲周波数同期引込み用、加算平均演算部４０はトラッキ
ング（狭範囲周波数同期引込み）用である。ここでいう
狭範囲とは、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．０１未
満を考えている。
【００９１】上記符号カウント部４２は、上記符号検出
部４１からの符号検出結果を基に、保持部３１の出力結
果の正、及び負の回数をカウントし、そのカウント結果
を基に、切換えスイッチ４３に供給する制御信号及び上
記加算平均演算部３８、３９、４０の図示しない可変ゲ
インアンプのゲインを制御する信号を生成する。
部４１からの符号検出結果を基に、保持部３１の出力結
果の正、及び負の回数をカウントし、そのカウント結果
を基に、切換えスイッチ４３に供給する制御信号及び上
記加算平均演算部３８、３９、４０の図示しない可変ゲ
インアンプのゲインを制御する信号を生成する。
【００９２】上記加算平均演算部３８、３９、４０にお
ける加算平均演算結果は、それぞれ切換えスイッチ４３
の入力端子４３ａ、４３ｂ、４３ｃに供給される。切換
えスイッチ４３は、３入力１出力の構成であり、上記符
号カウント部４２で生成される制御信号に基づいて、３
入力端子４３ａ、４３ｂ、４３ｃのうちの１つを選択し
て出力端子から出力する動作を行う。この切換えスイッ
チ４３の出力は、直交検波部２６に供給され、直交検波
部２６に内蔵されている図示しない局部発振器またはＮ
ＣＯの発振周波数の制御を行う周波数誤差補正信号とな
る。
ける加算平均演算結果は、それぞれ切換えスイッチ４３
の入力端子４３ａ、４３ｂ、４３ｃに供給される。切換
えスイッチ４３は、３入力１出力の構成であり、上記符
号カウント部４２で生成される制御信号に基づいて、３
入力端子４３ａ、４３ｂ、４３ｃのうちの１つを選択し
て出力端子から出力する動作を行う。この切換えスイッ
チ４３の出力は、直交検波部２６に供給され、直交検波
部２６に内蔵されている図示しない局部発振器またはＮ
ＣＯの発振周波数の制御を行う周波数誤差補正信号とな
る。
【００９３】上記加算平均演算器３８、３９、４０は、
例えば、図９に示すような構成である。図９において、
上記切換えスイッチ３７から出力された信号は、加算器
３８２及び保持部３８３により構成される積分器に供給
される。
例えば、図９に示すような構成である。図９において、
上記切換えスイッチ３７から出力された信号は、加算器
３８２及び保持部３８３により構成される積分器に供給
される。
【００９４】保持部３８３は、図示しないシンボルタイ
ミング同期信号発生部で生成されるシンボル同期信号に
より保持される。その結果、加算器３８２、保持部３８
３により構成される積分器はシンボル同期信号の周期で
積分動作を行う。この積分結果は保持部３８４に供給さ
れる。
ミング同期信号発生部で生成されるシンボル同期信号に
より保持される。その結果、加算器３８２、保持部３８
３により構成される積分器はシンボル同期信号の周期で
積分動作を行う。この積分結果は保持部３８４に供給さ
れる。
【００９５】この保持部３８４は、図示しない制御信号
発生部から供給される保持部制御信号により保持動作を
行う。この保持結果は可変ゲインアンプ３８１に供給さ
れる。この可変ゲインアンプ３８１は、符号カウント部
４２から供給されるゲイン制御信号により設定されるゲ
インγにより、入力信号をγ倍する。
発生部から供給される保持部制御信号により保持動作を
行う。この保持結果は可変ゲインアンプ３８１に供給さ
れる。この可変ゲインアンプ３８１は、符号カウント部
４２から供給されるゲイン制御信号により設定されるゲ
インγにより、入力信号をγ倍する。
【００９６】次に、本第２の実施の形態の具体的な動作
例を説明する。いま、切換えスイッチ３７に信号が供給
された時刻を０、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間をＴS
とし、Ｍ3 を正の数とする。この場合、符号検出部４１
は、０≦Ｔ＜（Ｍ3 ＋１）ＴS の時刻において、保持部
３１にてシンボルタイミングで保持される保持出力の符
号を監視し、切換えスイッチ３７に対して制御信号を出
力し、符号が正の場合には出力端子３７ａを選択するよ
うに、負の場合には出力端子３７ｂを選択するように、
時刻（Ｍ3 ＋１）ＴS ≦Ｔで出力端子３７ｃを選択する
ように制御する。
例を説明する。いま、切換えスイッチ３７に信号が供給
された時刻を０、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間をＴS
とし、Ｍ3 を正の数とする。この場合、符号検出部４１
は、０≦Ｔ＜（Ｍ3 ＋１）ＴS の時刻において、保持部
３１にてシンボルタイミングで保持される保持出力の符
号を監視し、切換えスイッチ３７に対して制御信号を出
力し、符号が正の場合には出力端子３７ａを選択するよ
うに、負の場合には出力端子３７ｂを選択するように、
時刻（Ｍ3 ＋１）ＴS ≦Ｔで出力端子３７ｃを選択する
ように制御する。
【００９７】一方、符号カウント部４２は、符号検出部
４１からの符号検出信号が正または負であることを認識
し、０≦Ｔ＜（Ｍ3 ＋１）ＴS の時刻において、シンボ
ル周期で正及び負の回数をそれぞれカウントする。
４１からの符号検出信号が正または負であることを認識
し、０≦Ｔ＜（Ｍ3 ＋１）ＴS の時刻において、シンボ
ル周期で正及び負の回数をそれぞれカウントする。
【００９８】ここで、正のカウント結果をＣp とし、負
のカウント結果をＣm とする。このとき、符号カウント
部４２は、加算平均演算部３８、３９、４０にそれぞれ
ゲイン制御信号を送り、時刻Ｍ3 Ｔs ≦Ｔに加算平均演
算部３８の可変ゲインアンプのゲインを１／Ｃp に、加
算平均演算部３９の可変ゲインアンプのゲインを１／Ｃ
m に、加算平均演算部４０の可変ゲインアンプのゲイン
はトラッキング（狭範囲周波数同期引込み）動作が最適
に行えるような値に設定する。
のカウント結果をＣm とする。このとき、符号カウント
部４２は、加算平均演算部３８、３９、４０にそれぞれ
ゲイン制御信号を送り、時刻Ｍ3 Ｔs ≦Ｔに加算平均演
算部３８の可変ゲインアンプのゲインを１／Ｃp に、加
算平均演算部３９の可変ゲインアンプのゲインを１／Ｃ
m に、加算平均演算部４０の可変ゲインアンプのゲイン
はトラッキング（狭範囲周波数同期引込み）動作が最適
に行えるような値に設定する。
【００９９】また、符号カウント部４２は、切換えスイ
ッチ４３に対して制御信号を送り、Ｔ＝Ｍ3 ＴS の時刻
において上記カウント数がＣp ＞Ｃm のときに入力端子
４３ａを選択するように、上記カウント数がＣp ＜Ｃm
のときに入力端子４３ｂを選択するように、時刻（Ｍ3
＋１）ＴS ≦Ｔで入力端子４３ｃを選択するような制御
を行う。
ッチ４３に対して制御信号を送り、Ｔ＝Ｍ3 ＴS の時刻
において上記カウント数がＣp ＞Ｃm のときに入力端子
４３ａを選択するように、上記カウント数がＣp ＜Ｃm
のときに入力端子４３ｂを選択するように、時刻（Ｍ3
＋１）ＴS ≦Ｔで入力端子４３ｃを選択するような制御
を行う。
【０１００】また、符号カウント部４２は、加算平均演
算部３８、３９の保持部３８４に対して、Ｍ3 ＴS ≦Ｔ
の時刻において保持動作を行うように保持信号を出力す
る。尚、加算平均演算部３８、３９、４０の保持部３８
４は、Ｍ3 ＴS ＞Ｔにおいては、リセット状態であり、
出力０である。
算部３８、３９の保持部３８４に対して、Ｍ3 ＴS ≦Ｔ
の時刻において保持動作を行うように保持信号を出力す
る。尚、加算平均演算部３８、３９、４０の保持部３８
４は、Ｍ3 ＴS ＞Ｔにおいては、リセット状態であり、
出力０である。
【０１０１】尚、上記説明において、加算平均演算部、
保持部等による遅延量、及び回路制作時に生じる回路遅
延量は考慮していないので、実際の設計においては、十
分考慮する必要がある。
保持部等による遅延量、及び回路制作時に生じる回路遅
延量は考慮していないので、実際の設計においては、十
分考慮する必要がある。
【０１０２】図１０に、具体的な動作例を示す。図１０
において、縦軸はキャリア周波数誤差｜Δｆ｜、横軸は
時刻Ｔを表している。図１０から明らかなように、上記
構成のＯＦＤＭ復調装置は、低Ｃ／Ｎ時に初期キャリア
周波数誤差が０．５付近であっても、加算平均演算部３
８または３９により同期精度の劣化となる要因を取り除
いて引込みを行うので、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜＝
０．５付近における、低Ｃ／Ｎ時の周波数同期精度の劣
化が解消される。また、加算平均演算部４０にてトラッ
キング動作を行うので、周波数同期完了後も非常に安定
した動作が得られる。
において、縦軸はキャリア周波数誤差｜Δｆ｜、横軸は
時刻Ｔを表している。図１０から明らかなように、上記
構成のＯＦＤＭ復調装置は、低Ｃ／Ｎ時に初期キャリア
周波数誤差が０．５付近であっても、加算平均演算部３
８または３９により同期精度の劣化となる要因を取り除
いて引込みを行うので、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜＝
０．５付近における、低Ｃ／Ｎ時の周波数同期精度の劣
化が解消される。また、加算平均演算部４０にてトラッ
キング動作を行うので、周波数同期完了後も非常に安定
した動作が得られる。
【０１０３】これにより、雑音に影響されることなく周
波数同期精度を維持すると同時に、周波数同期の同期引
込み完了時間の高速化を図ることができる。尚、本実施
の形態において、３つの加算平均演算部３８、３９、４
０を用いたが、１つ又は２つ又は４つ以上の加算平均演
算部を用いても同様の効果を得ることができることは言
うまでもない。また、保持部３１が無い場合においても
同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
波数同期精度を維持すると同時に、周波数同期の同期引
込み完了時間の高速化を図ることができる。尚、本実施
の形態において、３つの加算平均演算部３８、３９、４
０を用いたが、１つ又は２つ又は４つ以上の加算平均演
算部を用いても同様の効果を得ることができることは言
うまでもない。また、保持部３１が無い場合においても
同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
【０１０４】（第３の実施の形態）図１１は、本発明に
係る第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置を示す
ブロック図である。
係る第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置を示す
ブロック図である。
【０１０５】この実施の形態の全体構成は、図１に示し
た第１の実施の形態の構成と、直交検波部２６、有効シ
ンボル期間遅延部２７、複素乗算器２８、加算平均演算
部２９により構成される部分の構成は同じである。ま
た、動作も同じであるので、同一部分に同一符号を付し
てその説明を省略し追加部分のみを説明する。
た第１の実施の形態の構成と、直交検波部２６、有効シ
ンボル期間遅延部２７、複素乗算器２８、加算平均演算
部２９により構成される部分の構成は同じである。ま
た、動作も同じであるので、同一部分に同一符号を付し
てその説明を省略し追加部分のみを説明する。
【０１０６】加算平均演算部２９による演算結果は保持
部４４に供給される。保持部４４は、図示しないシンボ
ルタイミング同期信号発生部で生成されるシンボル同期
信号により、シンボルタイミングで入力データを保持す
るもので、その保持結果は切換えスイッチ６７に供給さ
れる。
部４４に供給される。保持部４４は、図示しないシンボ
ルタイミング同期信号発生部で生成されるシンボル同期
信号により、シンボルタイミングで入力データを保持す
るもので、その保持結果は切換えスイッチ６７に供給さ
れる。
【０１０７】切換えスイッチ６７は、１入力２出力の構
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ７に基づいて、入力信号を２出力端子６７
ａ，６７ｂのうちの１つを選択して出力する動作を行
う。上記制御信号に基づいて出力端子６７ａ，６７ｂの
いずれかから出力される信号は、それぞれ加算平均演算
部４５、切換えスイッチ６６の一方の入力端子６６ｂに
供給される。
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ７に基づいて、入力信号を２出力端子６７
ａ，６７ｂのうちの１つを選択して出力する動作を行
う。上記制御信号に基づいて出力端子６７ａ，６７ｂの
いずれかから出力される信号は、それぞれ加算平均演算
部４５、切換えスイッチ６６の一方の入力端子６６ｂに
供給される。
【０１０８】加算平均演算部４５における加算平均演算
結果は、切換えスイッチ６６の一方の入力端子６６ａに
供給される。この切換えスイッチ６６は、２入力１出力
の構成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成さ
れる制御信号Ｓ８に基づいて、２入力端子６６ａ，６６
ｂの各入力信号のうちの１つを選択して出力する動作を
行う。この切換えスイッチ６６の出力は、アークタンジ
ェント演算部（ｔａｎ-1）３０に供給される。
結果は、切換えスイッチ６６の一方の入力端子６６ａに
供給される。この切換えスイッチ６６は、２入力１出力
の構成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成さ
れる制御信号Ｓ８に基づいて、２入力端子６６ａ，６６
ｂの各入力信号のうちの１つを選択して出力する動作を
行う。この切換えスイッチ６６の出力は、アークタンジ
ェント演算部（ｔａｎ-1）３０に供給される。
【０１０９】アークタンジェント演算部３０は、上記切
換えスイッチ６６の出力の（虚数部）／（実数部）のア
ークタンジェント演算を施すもので、その結果は切換え
スイッチ６４に供給される。
換えスイッチ６６の出力の（虚数部）／（実数部）のア
ークタンジェント演算を施すもので、その結果は切換え
スイッチ６４に供給される。
【０１１０】切換えスイッチ６４は、１入力２出力の構
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ９に基づいて、入力信号を２出力端子６４
ａ、６４ｂのうちの１つを選択して出力する動作を行
う。上記制御信号Ｓ９に基づいて出力端子６４ａ、６４
ｂのいずれかから出力される信号は、それぞれ２入力１
出力の構成である切換えスイッチ６５の一方の入力端子
６５ａ、加算平均演算部４６に供給される。
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ９に基づいて、入力信号を２出力端子６４
ａ、６４ｂのうちの１つを選択して出力する動作を行
う。上記制御信号Ｓ９に基づいて出力端子６４ａ、６４
ｂのいずれかから出力される信号は、それぞれ２入力１
出力の構成である切換えスイッチ６５の一方の入力端子
６５ａ、加算平均演算部４６に供給される。
【０１１１】加算平均演算部４６は、上記切換えスイッ
チ６４の出力の加算平均演算を施すもので、その結果
は、上記切換えスイッチ６５の他方の入力端子６５ｂに
供給される。
チ６４の出力の加算平均演算を施すもので、その結果
は、上記切換えスイッチ６５の他方の入力端子６５ｂに
供給される。
【０１１２】上記切換えスイッチ６５は、切換えスイッ
チ制御部ＣＯＮＴで生成される制御信号Ｓ１０に基づい
て、２入力端子６５ａ、６５ｂの各入力信号のうちの１
つを選択して出力する動作を行う。この切換えスイッチ
６５の出力は、直交検波部２６に供給され、直交検波部
２６に内蔵されている図示しない局部発振器またはＮＣ
Ｏの発振周波数の制御を行う周波数誤差補正信号とな
る。
チ制御部ＣＯＮＴで生成される制御信号Ｓ１０に基づい
て、２入力端子６５ａ、６５ｂの各入力信号のうちの１
つを選択して出力する動作を行う。この切換えスイッチ
６５の出力は、直交検波部２６に供給され、直交検波部
２６に内蔵されている図示しない局部発振器またはＮＣ
Ｏの発振周波数の制御を行う周波数誤差補正信号とな
る。
【０１１３】ここで、加算平均演算部４５は、広範囲周
波数同期引込み用、加算平均演算部４６はトラッキング
（狭範囲周波数同期引込み）用である。ここでいう狭範
囲とは、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．０１未満を
考えている。
波数同期引込み用、加算平均演算部４６はトラッキング
（狭範囲周波数同期引込み）用である。ここでいう狭範
囲とは、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．０１未満を
考えている。
【０１１４】上記加算平均演算部４５、４６は、例え
ば、図６に示すような構成であり、上記で動作の説明済
みなので説明を省く。次に、本第３の実施の形態の具体
的な動作例を説明する。
ば、図６に示すような構成であり、上記で動作の説明済
みなので説明を省く。次に、本第３の実施の形態の具体
的な動作例を説明する。
【０１１５】上記加算平均演算部２９により得られた演
算結果は、雑音耐性を良好にするために、シンボル同期
信号によるシンボルタイミングで保持部４４にて保持さ
れる。この保持部４４からの保持出力は、制御信号Ｓ７
に基づいて切換わる切換えスイッチ６７によって、加算
平均演算部４５、切換えスイッチ６６の一方の入力端子
６６ｂに供給される。
算結果は、雑音耐性を良好にするために、シンボル同期
信号によるシンボルタイミングで保持部４４にて保持さ
れる。この保持部４４からの保持出力は、制御信号Ｓ７
に基づいて切換わる切換えスイッチ６７によって、加算
平均演算部４５、切換えスイッチ６６の一方の入力端子
６６ｂに供給される。
【０１１６】制御信号Ｓ７は、切換えスイッチ６７に信
号が供給された時刻を０、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS とし、Ｍ4 を正の数とすると、０≦Ｔ≦Ｍ4 Ｔ
S 、Ｍ4 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ６７
の入力端子を出力端子６７ａ，６７ｂへと順に切換え接
続する制御を行う。
号が供給された時刻を０、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS とし、Ｍ4 を正の数とすると、０≦Ｔ≦Ｍ4 Ｔ
S 、Ｍ4 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ６７
の入力端子を出力端子６７ａ，６７ｂへと順に切換え接
続する制御を行う。
【０１１７】出力端子６６ａに接続されている加算平均
演算部４５のゲインアンプのゲイン値は、加算平均演算
部４５が広範囲周波数同期引込み動作を最適に行えるよ
うな値に設定されている。
演算部４５のゲインアンプのゲイン値は、加算平均演算
部４５が広範囲周波数同期引込み動作を最適に行えるよ
うな値に設定されている。
【０１１８】加算平均演算部４５の保持部を制御する保
持信号を保持信号Ｈ１とすると、Ｍ4 ＴS ≦Ｔの時刻に
おいて保持動作を行うように制御する。また、０＜Ｔ＜
Ｍ4Ｔs においては、リセット状態であり、保持部の出
力は０である。
持信号を保持信号Ｈ１とすると、Ｍ4 ＴS ≦Ｔの時刻に
おいて保持動作を行うように制御する。また、０＜Ｔ＜
Ｍ4Ｔs においては、リセット状態であり、保持部の出
力は０である。
【０１１９】加算平均演算部４５の演算結果と上記保持
部４４の出力は、制御信号Ｓ８に基づいて切換わる切換
えスイッチ６６によって、上記アークタンジェント演算
部３０に選択的に供給される。制御信号Ｓ８は、０≦Ｔ
≦Ｍ4 ＴS 、Ｍ4 Ｔs ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイ
ッチ６６に対して入力端子６６ａ，６６ｂを順に出力端
子に切換え接続する制御を行う。この切換えスイッチ６
６の出力は、アークタンジェント演算部３０に供給され
る。
部４４の出力は、制御信号Ｓ８に基づいて切換わる切換
えスイッチ６６によって、上記アークタンジェント演算
部３０に選択的に供給される。制御信号Ｓ８は、０≦Ｔ
≦Ｍ4 ＴS 、Ｍ4 Ｔs ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイ
ッチ６６に対して入力端子６６ａ，６６ｂを順に出力端
子に切換え接続する制御を行う。この切換えスイッチ６
６の出力は、アークタンジェント演算部３０に供給され
る。
【０１２０】アークタンジェント演算部３０により得ら
れた結果は、制御信号Ｓ９に基づいて切換わる切換えス
イッチ６４によって、切換えスイッチ６５の一方の端子
６５ａ、加算平均演算部４６のいずれかに選択的に供給
される。
れた結果は、制御信号Ｓ９に基づいて切換わる切換えス
イッチ６４によって、切換えスイッチ６５の一方の端子
６５ａ、加算平均演算部４６のいずれかに選択的に供給
される。
【０１２１】制御信号Ｓ９は、０≦Ｔ≦Ｍ4 ＴS 、Ｍ4
ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ６４の入力端
子を出力端子６４ａ，６４ｂへと順に切換え接続する制
御を行う。
ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ６４の入力端
子を出力端子６４ａ，６４ｂへと順に切換え接続する制
御を行う。
【０１２２】出力端子６４ｂに接続されている加算平均
演算部４６のゲインアンプのゲイン値は、加算平均演算
部４６がトラッキング（狭範囲周波数同期引込み）動作
を最適に行えるような値に設定されている。また、加算
平均演算部４６の保持部は、保持動作を行わない。
演算部４６のゲインアンプのゲイン値は、加算平均演算
部４６がトラッキング（狭範囲周波数同期引込み）動作
を最適に行えるような値に設定されている。また、加算
平均演算部４６の保持部は、保持動作を行わない。
【０１２３】上記アークタンジェント演算部３０の演算
結果と加算平均演算部４６の演算結果は、制御信号Ｓ１
０に基づいて切換わる切換えスイッチ６５によって、上
記直交検波部２６の局部発振器２６４またはＮＣＯ２６
１１に周波数誤差補正信号として選択的に供給され、局
部発振周波数または周波数値を制御する。制御信号Ｓ１
０は、０≦Ｔ≦Ｍ4 ＴS 、Ｍ4 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞ
れ切換えスイッチ６５に対して入力端子６５ａ，６５ｂ
を順に出力端子に切換え接続する制御を行う。
結果と加算平均演算部４６の演算結果は、制御信号Ｓ１
０に基づいて切換わる切換えスイッチ６５によって、上
記直交検波部２６の局部発振器２６４またはＮＣＯ２６
１１に周波数誤差補正信号として選択的に供給され、局
部発振周波数または周波数値を制御する。制御信号Ｓ１
０は、０≦Ｔ≦Ｍ4 ＴS 、Ｍ4 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞ
れ切換えスイッチ６５に対して入力端子６５ａ，６５ｂ
を順に出力端子に切換え接続する制御を行う。
【０１２４】尚、上記説明において、加算平均演算部、
アークタンジェント演算部等による遅延量、及び回路制
作時に生じる回路遅延量は考慮していないので、実際の
設計においては、十分考慮する必要がある。
アークタンジェント演算部等による遅延量、及び回路制
作時に生じる回路遅延量は考慮していないので、実際の
設計においては、十分考慮する必要がある。
【０１２５】図１２に、具体的な動作例を示す。図１２
において、縦軸はキャリア周波数誤差｜Δｆ｜、横軸は
時刻Ｔを表している。図１２から明らかなように、上記
構成のＯＦＤＭ復調装置は、低Ｃ／Ｎ時に初期キャリア
周波数誤差が０．５付近であっても、加算平均演算部４
５により高精度な引込みを行うことで、キャリア周波数
誤差｜Δｆ｜＝０．５付近における、低Ｃ／Ｎ時の周波
数同期精度の劣化が解消される。また、加算平均演算部
４６にてトラッキング動作を行うので周波数同期完了後
も非常に安定した動作が得られる。
において、縦軸はキャリア周波数誤差｜Δｆ｜、横軸は
時刻Ｔを表している。図１２から明らかなように、上記
構成のＯＦＤＭ復調装置は、低Ｃ／Ｎ時に初期キャリア
周波数誤差が０．５付近であっても、加算平均演算部４
５により高精度な引込みを行うことで、キャリア周波数
誤差｜Δｆ｜＝０．５付近における、低Ｃ／Ｎ時の周波
数同期精度の劣化が解消される。また、加算平均演算部
４６にてトラッキング動作を行うので周波数同期完了後
も非常に安定した動作が得られる。
【０１２６】これにより、雑音に影響されることなく周
波数同期精度を維持すると同時に、周波数同期の同期引
込み完了時間の高速化を図ることができる。本実施の形
態において、２つの加算平均演算部４５、４６を用いた
が、３つ以上の加算平均演算部を用いても同様の効果を
得ることができることは言うまでもない。また、保持部
４４が無い場合においても同様の効果を得ることができ
ることは言うまでもない。
波数同期精度を維持すると同時に、周波数同期の同期引
込み完了時間の高速化を図ることができる。本実施の形
態において、２つの加算平均演算部４５、４６を用いた
が、３つ以上の加算平均演算部を用いても同様の効果を
得ることができることは言うまでもない。また、保持部
４４が無い場合においても同様の効果を得ることができ
ることは言うまでもない。
【０１２７】（第４の実施の形態）図１３は、本発明に
係る第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置を示す
ブロック図である。
係る第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置を示す
ブロック図である。
【０１２８】この実施の形態の全体構成は、図１に示し
た第１の実施の形態の構成と、直交検波部２６、有効シ
ンボル期間遅延部２７、複素乗算器２８、加算平均演算
部２９により構成される部分の構成は同じである。ま
た、動作も同じであるので、同一部分に同一符号を付し
てその説明を省略し追加部分のみを説明する。
た第１の実施の形態の構成と、直交検波部２６、有効シ
ンボル期間遅延部２７、複素乗算器２８、加算平均演算
部２９により構成される部分の構成は同じである。ま
た、動作も同じであるので、同一部分に同一符号を付し
てその説明を省略し追加部分のみを説明する。
【０１２９】加算平均演算部２９による演算結果は保持
部４４に供給される。保持部４４は、図示しないシンボ
ルタイミング同期信号発生部で生成されるシンボル同期
信号により、シンボルタイミングで入力データを保持す
るもので、その保持結果は切換えスイッチ６０に供給さ
れる。
部４４に供給される。保持部４４は、図示しないシンボ
ルタイミング同期信号発生部で生成されるシンボル同期
信号により、シンボルタイミングで入力データを保持す
るもので、その保持結果は切換えスイッチ６０に供給さ
れる。
【０１３０】切換えスイッチ６０は、１入力２出力の構
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ３に基づいて、入力信号を２出力端子６０
ａ，６０ｂのうちの１つを選択して出力する動作を行
う。上記制御信号に基づいて出力端子６０ａ，６０ｂの
いずれかから出力される信号は、それぞれ切換えスイッ
チ６１の一方の入力端子６１ａ、加算平均演算部４７に
供給される。
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ３に基づいて、入力信号を２出力端子６０
ａ，６０ｂのうちの１つを選択して出力する動作を行
う。上記制御信号に基づいて出力端子６０ａ，６０ｂの
いずれかから出力される信号は、それぞれ切換えスイッ
チ６１の一方の入力端子６１ａ、加算平均演算部４７に
供給される。
【０１３１】加算平均演算部４７における加算平均演算
結果は、切換えスイッチ６１の一方の入力端子６１ｂに
供給される。この切換えスイッチ６１は、２入力１出力
の構成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成さ
れる制御信号Ｓ４に基づいて、２入力端子６１ａ，６１
ｂの各入力信号のうちの１つを選択して出力する動作を
行う。この切換えスイッチ６１の出力は、アークタンジ
ェント演算部３０に供給される。
結果は、切換えスイッチ６１の一方の入力端子６１ｂに
供給される。この切換えスイッチ６１は、２入力１出力
の構成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成さ
れる制御信号Ｓ４に基づいて、２入力端子６１ａ，６１
ｂの各入力信号のうちの１つを選択して出力する動作を
行う。この切換えスイッチ６１の出力は、アークタンジ
ェント演算部３０に供給される。
【０１３２】アークタンジェント演算部３０は、上記切
換えスイッチ６６の出力の（虚数部）／（実数部）のア
ークタンジェント演算を施すもので、その結果は切換え
スイッチ６２に供給される。
換えスイッチ６６の出力の（虚数部）／（実数部）のア
ークタンジェント演算を施すもので、その結果は切換え
スイッチ６２に供給される。
【０１３３】切換えスイッチ６２は、１入力３出力の構
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ５に基づいて、入力信号を３出力端子６２
ａ、６２ｂ，６２ｃのうちの１つを選択して出力する動
作を行う。上記制御信号Ｓ５に基づいて出力端子６２
ａ、６２ｂ，６２ｃのいずれかから出力される信号は、
それぞれ加算平均演算部４８、切換えスイッチ６３の入
力端子６３ｂ、加算平均演算部４９に供給される。
成であり、切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴで生成される
制御信号Ｓ５に基づいて、入力信号を３出力端子６２
ａ、６２ｂ，６２ｃのうちの１つを選択して出力する動
作を行う。上記制御信号Ｓ５に基づいて出力端子６２
ａ、６２ｂ，６２ｃのいずれかから出力される信号は、
それぞれ加算平均演算部４８、切換えスイッチ６３の入
力端子６３ｂ、加算平均演算部４９に供給される。
【０１３４】加算平均演算部４８、４９は、上記切換え
スイッチ６２の出力の加算平均演算を施すもので、その
結果は、それぞれ上記切換えスイッチ６３の入力端子６
３ａ、６３ｃに供給される。
スイッチ６２の出力の加算平均演算を施すもので、その
結果は、それぞれ上記切換えスイッチ６３の入力端子６
３ａ、６３ｃに供給される。
【０１３５】上記切換えスイッチ６３は、切換えスイッ
チ制御部ＣＯＮＴで生成される制御信号Ｓ６に基づい
て、３入力端子６３ａ、６３ｂ、６３ｃの各入力信号の
うちの１つを選択して出力する動作を行う。この切換え
スイッチ６３の出力は、直交検波部２６に供給され、直
交検波部２６に内蔵されている図示しない局部発振器ま
たはＮＣＯの発振周波数または周波数値の制御を行う周
波数誤差補正信号となる。
チ制御部ＣＯＮＴで生成される制御信号Ｓ６に基づい
て、３入力端子６３ａ、６３ｂ、６３ｃの各入力信号の
うちの１つを選択して出力する動作を行う。この切換え
スイッチ６３の出力は、直交検波部２６に供給され、直
交検波部２６に内蔵されている図示しない局部発振器ま
たはＮＣＯの発振周波数または周波数値の制御を行う周
波数誤差補正信号となる。
【０１３６】ここで、加算平均演算部４７、４８は、広
範囲周波数同期引込み用、加算平均演算部４９はトラッ
キング（狭範囲周波数同期引込み）用である。ここでい
う狭範囲とは、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．０１
未満を考えている。
範囲周波数同期引込み用、加算平均演算部４９はトラッ
キング（狭範囲周波数同期引込み）用である。ここでい
う狭範囲とは、キャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．０１
未満を考えている。
【０１３７】上記加算平均演算器４７、４８、４９は、
例えば、図６に示すような構成であり、上記で動作の説
明済みなので説明を省く。次に、本第４の実施の形態の
具体的な動作例を説明する。
例えば、図６に示すような構成であり、上記で動作の説
明済みなので説明を省く。次に、本第４の実施の形態の
具体的な動作例を説明する。
【０１３８】上記加算平均演算部２９により得られた演
算結果は、雑音耐性を良好にするために、シンボル同期
信号によるシンボルタイミングで保持部４４にて保持さ
れる。この保持部４４からの保持出力は、制御信号Ｓ３
に基づいて切換わる切換えスイッチ６０によって、切換
えスイッチ６１の一方の入力端子６１ａ、加算平均演算
部４７に供給される。
算結果は、雑音耐性を良好にするために、シンボル同期
信号によるシンボルタイミングで保持部４４にて保持さ
れる。この保持部４４からの保持出力は、制御信号Ｓ３
に基づいて切換わる切換えスイッチ６０によって、切換
えスイッチ６１の一方の入力端子６１ａ、加算平均演算
部４７に供給される。
【０１３９】制御信号Ｓ３は、切換えスイッチ６０に信
号が供給された時刻を０、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS とし、Ｍ5 、Ｍ6 （Ｍ5 ＜Ｍ6 ）を正の数とす
ると、０≦Ｔ＜Ｍ5 ＴS 、Ｍ5 ＴS ≦Ｔ≦Ｍ6 ＴS 、Ｍ
6 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ６０の入力
端子を出力端子６０ａ，６０ｂ、６０ａへと順に切換え
接続する制御を行う。
号が供給された時刻を０、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS とし、Ｍ5 、Ｍ6 （Ｍ5 ＜Ｍ6 ）を正の数とす
ると、０≦Ｔ＜Ｍ5 ＴS 、Ｍ5 ＴS ≦Ｔ≦Ｍ6 ＴS 、Ｍ
6 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ６０の入力
端子を出力端子６０ａ，６０ｂ、６０ａへと順に切換え
接続する制御を行う。
【０１４０】出力端子６０ｂに接続されている加算平均
演算部４７のゲインアンプのゲイン値は、加算平均演算
部４７が広範囲周波数同期引込み動作を最適に行えるよ
うな値に設定されている。
演算部４７のゲインアンプのゲイン値は、加算平均演算
部４７が広範囲周波数同期引込み動作を最適に行えるよ
うな値に設定されている。
【０１４１】加算平均演算部４７の保持部を制御する保
持信号を保持信号Ｈ１とすると、Ｍ6 ＴS ≦Ｔの時刻に
おいて保持動作を行うように制御する。上記保持部４４
の出力と加算平均演算部４７の演算結果は、制御信号Ｓ
４に基づいて切換わる切換えスイッチ６１によって、上
記アークタンジェント演算部３０に選択的に供給され
る。制御信号Ｓ４は、０≦Ｔ＜Ｍ6 ＴS 、Ｍ6 ＴS ＝
Ｔ、Ｍ6 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ６１
に対して入力端子６１ａ，６１ｂ、６１ａを順に出力端
子に切換え接続する制御を行う。この切換えスイッチ６
０の出力は、アークタンジェント演算部３０に供給され
る。
持信号を保持信号Ｈ１とすると、Ｍ6 ＴS ≦Ｔの時刻に
おいて保持動作を行うように制御する。上記保持部４４
の出力と加算平均演算部４７の演算結果は、制御信号Ｓ
４に基づいて切換わる切換えスイッチ６１によって、上
記アークタンジェント演算部３０に選択的に供給され
る。制御信号Ｓ４は、０≦Ｔ＜Ｍ6 ＴS 、Ｍ6 ＴS ＝
Ｔ、Ｍ6 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッチ６１
に対して入力端子６１ａ，６１ｂ、６１ａを順に出力端
子に切換え接続する制御を行う。この切換えスイッチ６
０の出力は、アークタンジェント演算部３０に供給され
る。
【０１４２】アークタンジェント演算部３０により得ら
れた結果は、制御信号Ｓ５に基づいて切換わる切換えス
イッチ６２によって、それぞれ加算平均演算部４８、切
換えスイッチ６３の入力端子６３ｂ、加算平均演算部４
９のいずれかに選択的に供給される。
れた結果は、制御信号Ｓ５に基づいて切換わる切換えス
イッチ６２によって、それぞれ加算平均演算部４８、切
換えスイッチ６３の入力端子６３ｂ、加算平均演算部４
９のいずれかに選択的に供給される。
【０１４３】制御信号Ｓ５は、０≦Ｔ＜Ｍ6 ＴS 、Ｍ6
ＴS ＝Ｔ、Ｍ6 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッ
チ６２の入力端子を出力端子６２ａ，６２ｂ、６２ｃへ
と順に切換え接続する制御を行う。
ＴS ＝Ｔ、Ｍ6 ＴS ＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイッ
チ６２の入力端子を出力端子６２ａ，６２ｂ、６２ｃへ
と順に切換え接続する制御を行う。
【０１４４】加算平均演算部４８のゲインアンプのゲイ
ン値は、加算平均演算部４８が広範囲周波数同期引込み
動作を最適に行えるような値に設定されている。また、
加算平均演算部４９のゲインアンプのゲイン値は、加算
平均演算部４９がトラッキング（狭範囲周波数同期引込
み）動作を最適に行えるような値に設定されている。
ン値は、加算平均演算部４８が広範囲周波数同期引込み
動作を最適に行えるような値に設定されている。また、
加算平均演算部４９のゲインアンプのゲイン値は、加算
平均演算部４９がトラッキング（狭範囲周波数同期引込
み）動作を最適に行えるような値に設定されている。
【０１４５】加算平均演算部４８の保持部を制御する保
持信号を保持信号Ｈ２とすると、（Ｍ5 −１）ＴS ≦Ｔ
の時刻において保持動作を行うように制御する。また、
加算平均演算部４９の保持部は、保持動作を行わない。
持信号を保持信号Ｈ２とすると、（Ｍ5 −１）ＴS ≦Ｔ
の時刻において保持動作を行うように制御する。また、
加算平均演算部４９の保持部は、保持動作を行わない。
【０１４６】加算平均演算部４８の演算結果、アークタ
ンジェント演算部３０の演算結果及び加算平均演算部４
９の演算結果は、制御信号Ｓ６に基づいて切換わる切換
えスイッチ６３によって、上記直交検波部２６の局部発
振器２６４またはＮＣＯ２６１１に周波数誤差補正信号
として選択的に供給され、局部発振周波数または周波数
値を制御する。制御信号Ｓ６は、０≦Ｔ＜Ｍ6 ＴS 、Ｍ
6 ＴS ＝Ｔ、Ｍ6 ＴS＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイ
ッチ６３に対して入力端子６３ａ，６３ｂ、６３ｃを順
に出力端子に切換え接続する制御を行う。
ンジェント演算部３０の演算結果及び加算平均演算部４
９の演算結果は、制御信号Ｓ６に基づいて切換わる切換
えスイッチ６３によって、上記直交検波部２６の局部発
振器２６４またはＮＣＯ２６１１に周波数誤差補正信号
として選択的に供給され、局部発振周波数または周波数
値を制御する。制御信号Ｓ６は、０≦Ｔ＜Ｍ6 ＴS 、Ｍ
6 ＴS ＝Ｔ、Ｍ6 ＴS＜Ｔの時刻にそれぞれ切換えスイ
ッチ６３に対して入力端子６３ａ，６３ｂ、６３ｃを順
に出力端子に切換え接続する制御を行う。
【０１４７】尚、上記説明において、加算平均演算部、
アークタンジェント演算部等による遅延量、及び回路制
作時に生じる回路遅延量は考慮していないので、実際の
設計においては、十分考慮する必要がある。
アークタンジェント演算部等による遅延量、及び回路制
作時に生じる回路遅延量は考慮していないので、実際の
設計においては、十分考慮する必要がある。
【０１４８】図１４に、具体的な動作例を示す。図１４
において、縦軸はキャリア周波数誤差｜Δｆ｜、横軸は
時刻Ｔを表している。図１４から明らかなように、上記
構成のＯＦＤＭ復調装置は、低Ｃ／Ｎ時に初期キャリア
周波数誤差が０．５付近であっても、加算平均演算部４
８によりキャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．５より小さ
くなるように初期引込みを行い、その後、加算平均演算
部４７により本引込みを行う。よって、キャリア周波数
誤差｜Δｆ｜＝０．５付近における、低Ｃ／Ｎ時の周波
数同期精度の劣化が解消される。また、加算平均演算部
４９にてトラッキング動作を行うので周波数同期完了後
も非常に安定した動作が得られる。
において、縦軸はキャリア周波数誤差｜Δｆ｜、横軸は
時刻Ｔを表している。図１４から明らかなように、上記
構成のＯＦＤＭ復調装置は、低Ｃ／Ｎ時に初期キャリア
周波数誤差が０．５付近であっても、加算平均演算部４
８によりキャリア周波数誤差｜Δｆ｜が０．５より小さ
くなるように初期引込みを行い、その後、加算平均演算
部４７により本引込みを行う。よって、キャリア周波数
誤差｜Δｆ｜＝０．５付近における、低Ｃ／Ｎ時の周波
数同期精度の劣化が解消される。また、加算平均演算部
４９にてトラッキング動作を行うので周波数同期完了後
も非常に安定した動作が得られる。
【０１４９】これにより、雑音に影響されることなく周
波数同期精度を維持すると同時に、周波数同期の同期引
込み完了時間の高速化を図ることができる。尚、本実施
の形態において、３つの加算平均演算部４７、４８、４
９を用いたが、４つ以上の加算平均演算部を用いても同
様の効果を得ることができることは言うまでもない。ま
た、保持部４４が無い場合においても同様の効果を得る
ことができることは言うまでもない。
波数同期精度を維持すると同時に、周波数同期の同期引
込み完了時間の高速化を図ることができる。尚、本実施
の形態において、３つの加算平均演算部４７、４８、４
９を用いたが、４つ以上の加算平均演算部を用いても同
様の効果を得ることができることは言うまでもない。ま
た、保持部４４が無い場合においても同様の効果を得る
ことができることは言うまでもない。
【０１５０】上記、第１、第２、第３及び第４の実施の
形態を用いて構成したＯＦＤＭ復調装置は、周波数同期
引込み完了後の実動作状態において、何らかの影響で周
波数同期がはずれる場合がある。トラッキング動作を行
っているので多少の周波数同期はずれには対応できる
が、トラッキング動作で対応できない周波数同期はずれ
に対応するためには、周波数同期はずれを検出して、引
込み動作を最初から行う必要がある。この周波数同期は
ずれを検出する周波数同期はずれ検出部について説明す
る。
形態を用いて構成したＯＦＤＭ復調装置は、周波数同期
引込み完了後の実動作状態において、何らかの影響で周
波数同期がはずれる場合がある。トラッキング動作を行
っているので多少の周波数同期はずれには対応できる
が、トラッキング動作で対応できない周波数同期はずれ
に対応するためには、周波数同期はずれを検出して、引
込み動作を最初から行う必要がある。この周波数同期は
ずれを検出する周波数同期はずれ検出部について説明す
る。
【０１５１】図１５は、周波数同期はずれ検出部につい
て示したブロック図である。この周波数同期はずれ検出
部は、上記、第１、第２、第３及び第４の実施の形態の
構成におけるアークタンジェント演算部の出力の信号を
監視することで周波数同期はずれを検出する動作を行
う。
て示したブロック図である。この周波数同期はずれ検出
部は、上記、第１、第２、第３及び第４の実施の形態の
構成におけるアークタンジェント演算部の出力の信号を
監視することで周波数同期はずれを検出する動作を行
う。
【０１５２】図１５において、アークタンジェント演算
部の出力から得られた信号は、比較部７０の被比較信号
入力端子７０ａに供給される。また、基準信号発生部７
１により得られた信号は、基準信号入力端子７０ｂに供
給される。比較部７０は、上記被比較信号と基準信号を
比較して、被比較信号の絶対値が基準信号より大きい場
合は、引込み動作を最初から行うように切換えスイッチ
に制御信号を送る。一方、被比較信号の絶対値が基準信
号より小さい場合は、切換えスイッチが現状の状態を保
つように制御信号を送る。
部の出力から得られた信号は、比較部７０の被比較信号
入力端子７０ａに供給される。また、基準信号発生部７
１により得られた信号は、基準信号入力端子７０ｂに供
給される。比較部７０は、上記被比較信号と基準信号を
比較して、被比較信号の絶対値が基準信号より大きい場
合は、引込み動作を最初から行うように切換えスイッチ
に制御信号を送る。一方、被比較信号の絶対値が基準信
号より小さい場合は、切換えスイッチが現状の状態を保
つように制御信号を送る。
【０１５３】尚、基準信号発生部７１により得られる信
号は、トラッキング動作を行うことができなくなるとき
のアークタンジェント演算部の出力値に設定されてい
る。また、上記説明では、被比較信号の絶対値と基準信
号を比較しているが、被比較信号の自乗と基準信号の自
乗を比較しても同様の効果が得られることは言うまでも
ない。
号は、トラッキング動作を行うことができなくなるとき
のアークタンジェント演算部の出力値に設定されてい
る。また、上記説明では、被比較信号の絶対値と基準信
号を比較しているが、被比較信号の自乗と基準信号の自
乗を比較しても同様の効果が得られることは言うまでも
ない。
【０１５４】さらに、上記説明では、アークタンジェン
ト演算部の出力からの信号を監視したが、上記、第１、
第２、第３及び第４の実施の形態の構成における、複素
乗算器の虚数部出力からアークタンジェント演算部の虚
数部入力まで、アークタンジェント演算部の出力から直
交検波部の周波数誤差補正信号の入力までの間のどの部
分の信号を監視しても同様の効果が得られることは言う
までもない。
ト演算部の出力からの信号を監視したが、上記、第１、
第２、第３及び第４の実施の形態の構成における、複素
乗算器の虚数部出力からアークタンジェント演算部の虚
数部入力まで、アークタンジェント演算部の出力から直
交検波部の周波数誤差補正信号の入力までの間のどの部
分の信号を監視しても同様の効果が得られることは言う
までもない。
【０１５５】具体的な適用例を図１１に示す。図１１に
示す例では、周波数同期はずれ検出回路に、被比較信号
として、切換えスイッチ６５から出力される周波数誤差
補正信号を入力する場合、アークタンジェント演算部３
０の出力を入力する場合、加算平均演算部２９から出力
を入力する場合を示している。いずれの場合も前述の回
路構成により同期はずれを検出できる。
示す例では、周波数同期はずれ検出回路に、被比較信号
として、切換えスイッチ６５から出力される周波数誤差
補正信号を入力する場合、アークタンジェント演算部３
０の出力を入力する場合、加算平均演算部２９から出力
を入力する場合を示している。いずれの場合も前述の回
路構成により同期はずれを検出できる。
【０１５６】同期はずれを検出したときには、リセット
信号を切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴに与え、初期状態
に戻すことで再引き込み動作に移行させることができ
る。ところで、上記、第１、第２、第３及び第４の実施
の形態において、加算平均演算部２９は、例えばＦＩＲ
フィルタを用いて実現できるが、ＯＦＤＭ信号のガード
期間のキャリア数が、数１００〜数１０００である場
合、ＦＩＲフィルタを用いる加算平均演算部では回路規
模が増大する可能性がある。この場合、例えば図１６に
示す構成の加算平均演算部を用いるとよい。
信号を切換えスイッチ制御部ＣＯＮＴに与え、初期状態
に戻すことで再引き込み動作に移行させることができ
る。ところで、上記、第１、第２、第３及び第４の実施
の形態において、加算平均演算部２９は、例えばＦＩＲ
フィルタを用いて実現できるが、ＯＦＤＭ信号のガード
期間のキャリア数が、数１００〜数１０００である場
合、ＦＩＲフィルタを用いる加算平均演算部では回路規
模が増大する可能性がある。この場合、例えば図１６に
示す構成の加算平均演算部を用いるとよい。
【０１５７】図１６において、上記乗算器２８から出力
された信号は、ゲインアンプ２９３に供給される。ゲイ
ンアンプ２９３は入力信号をα倍するもので、その出力
は加算器２９４及び保持部２９５により構成される積分
器に供給される。
された信号は、ゲインアンプ２９３に供給される。ゲイ
ンアンプ２９３は入力信号をα倍するもので、その出力
は加算器２９４及び保持部２９５により構成される積分
器に供給される。
【０１５８】保持部２９５は、上記シンボル同期信号に
より保持される。その結果、加算器２９４及び保持部２
９５により構成される積分器はシンボル同期信号の周期
で積分動作を行う。その積分結果はガード期間遅延部２
９６と減算器２９７の一方の入力端子に供給される。
より保持される。その結果、加算器２９４及び保持部２
９５により構成される積分器はシンボル同期信号の周期
で積分動作を行う。その積分結果はガード期間遅延部２
９６と減算器２９７の一方の入力端子に供給される。
【０１５９】上記ガード期間遅延部２９６は、上記積分
結果の信号をガード期間だけ遅延させ、減算器２９７の
他方の入力端子に出力する。減算器２９７は、上記積分
結果の信号から上記ガード期間遅延部２９６で遅延され
た積分結果の信号を差し引いて出力する。
結果の信号をガード期間だけ遅延させ、減算器２９７の
他方の入力端子に出力する。減算器２９７は、上記積分
結果の信号から上記ガード期間遅延部２９６で遅延され
た積分結果の信号を差し引いて出力する。
【０１６０】尚、この加算平均演算部の構成では、例え
ば本装置の電源投入時など、最初に加算平均演算部に信
号が入力されるタイミングが、シンボル同期タイミング
を挟んだ前後ガード期間以外である必要がある。
ば本装置の電源投入時など、最初に加算平均演算部に信
号が入力されるタイミングが、シンボル同期タイミング
を挟んだ前後ガード期間以外である必要がある。
【０１６１】以上により、ガード期間のキャリア数が数
１００〜数１０００である場合においても、回路規模が
増大せずに、上記第１、第２、第３及び第４の実施の形
態と全く同じ効果が得られる。
１００〜数１０００である場合においても、回路規模が
増大せずに、上記第１、第２、第３及び第４の実施の形
態と全く同じ効果が得られる。
【０１６２】（第５の実施の形態）次に、本発明に係る
第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置を説明す
る。本発明は、上記で説明した第１及び第２の実施の形
態において、加算平均演算部２９が図３で示される構成
であったときのＦＩＲフィルタ部の窓関数のみが下記図
１７から図１９で示すものになることを特徴とするもの
で、その他の構成は同じであり、その動作及び効果は第
１または第２の実施の形態と同じであるので説明を省略
する。
第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置を説明す
る。本発明は、上記で説明した第１及び第２の実施の形
態において、加算平均演算部２９が図３で示される構成
であったときのＦＩＲフィルタ部の窓関数のみが下記図
１７から図１９で示すものになることを特徴とするもの
で、その他の構成は同じであり、その動作及び効果は第
１または第２の実施の形態と同じであるので説明を省略
する。
【０１６３】図１７は、図３におけるＦＩＲフィルタ部
２９２の窓関数を示す。図１７において、縦軸は窓関数
ｗ(n) を、横軸はサンプル数ｎを表す。ガード期間のキ
ャリア数をＮg とすると、このＦＩＲフィルタは、タッ
プ数Ｎが１より大きくＮg 未満で、各タップの重みが全
て等しい矩形窓の構成である。このような構成の窓関数
を用いることにより、上記加算平均演算部２９の回路規
模が削減でき、低コスト化が可能となる。
２９２の窓関数を示す。図１７において、縦軸は窓関数
ｗ(n) を、横軸はサンプル数ｎを表す。ガード期間のキ
ャリア数をＮg とすると、このＦＩＲフィルタは、タッ
プ数Ｎが１より大きくＮg 未満で、各タップの重みが全
て等しい矩形窓の構成である。このような構成の窓関数
を用いることにより、上記加算平均演算部２９の回路規
模が削減でき、低コスト化が可能となる。
【０１６４】また、上記ＦＩＲフィルタ部２９２は、例
えば図１８又は図１９に示すように、窓関数を矩形窓以
外にするものも考えられる。図１８は、図３におけるＦ
ＩＲフィルタ部２９２の窓関数を示す。図１８におい
て、縦軸は窓関数ｗ(n) を、横軸はサンプル数ｎを表
す。ガード期間のキャリア数をＮg とすると、このＦＩ
Ｒフィルタは、タップ数Ｎが１以上Ｎg 以下で、各タッ
プの重みを図に示すような台形窓になるよう設定した構
成である。
えば図１８又は図１９に示すように、窓関数を矩形窓以
外にするものも考えられる。図１８は、図３におけるＦ
ＩＲフィルタ部２９２の窓関数を示す。図１８におい
て、縦軸は窓関数ｗ(n) を、横軸はサンプル数ｎを表
す。ガード期間のキャリア数をＮg とすると、このＦＩ
Ｒフィルタは、タップ数Ｎが１以上Ｎg 以下で、各タッ
プの重みを図に示すような台形窓になるよう設定した構
成である。
【０１６５】図１９は、図３におけるＦＩＲフィルタ部
２９２の窓関数を示す。図１９において、縦軸は窓関数
ｗ(n) を、横軸はサンプル数ｎを表す。ガード期間のキ
ャリア数をＮg とすると、このＦＩＲフィルタは、タッ
プ数Ｎが１以上Ｎg 以下で、各タップの重みを図に示す
ような三角形窓になるよう設定した構成である。さら
に、上記ＦＩＲフィルタ部２９２は、タップ数Ｎが１以
上Ｎg 以下で窓関数をハニング窓、ハミング窓などにす
ることも考えられる。
２９２の窓関数を示す。図１９において、縦軸は窓関数
ｗ(n) を、横軸はサンプル数ｎを表す。ガード期間のキ
ャリア数をＮg とすると、このＦＩＲフィルタは、タッ
プ数Ｎが１以上Ｎg 以下で、各タップの重みを図に示す
ような三角形窓になるよう設定した構成である。さら
に、上記ＦＩＲフィルタ部２９２は、タップ数Ｎが１以
上Ｎg 以下で窓関数をハニング窓、ハミング窓などにす
ることも考えられる。
【０１６６】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、雑音に影
響されることなく周波数同期精度を維持すると同時に、
周波数同期の同期引込み完了時間の高速化を図ることの
できるＯＦＤＭ復調装置を提供することができる。
響されることなく周波数同期精度を維持すると同時に、
周波数同期の同期引込み完了時間の高速化を図ることの
できるＯＦＤＭ復調装置を提供することができる。
【図１】本発明に係る第１の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置乃構成を示すブロック回路図。
Ｍ復調装置乃構成を示すブロック回路図。
【図２】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の直交変調部の一
例を示すブロック回路図。
例を示すブロック回路図。
【図３】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の直交変調部の他
の一例を示すブロック回路図。
の一例を示すブロック回路図。
【図４】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の加算平均演算部
の一例を示すブロック回路図。
の一例を示すブロック回路図。
【図５】図４に示す加算平均演算部のＦＩＲフィルタの
窓関数を示す特性図。
窓関数を示す特性図。
【図６】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の加算平均演算部
の一例を示すブロック回路図。
の一例を示すブロック回路図。
【図７】本発明に係る第１の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の具体的な動作例を示す特性図。
Ｍ復調装置の具体的な動作例を示す特性図。
【図８】本発明に係る第２の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック回路図。
Ｍ復調装置の構成を示すブロック回路図。
【図９】図８に示すＯＦＤＭ復調装置の加算平均演算部
の一例を示すブロック回路図。
の一例を示すブロック回路図。
【図１０】本発明に係る第２の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の具体的な動作例を示す特性図。
ＤＭ復調装置の具体的な動作例を示す特性図。
【図１１】本発明に係る第３の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック回路図。
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック回路図。
【図１２】本発明に係る第３の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の具体的な動作例を示す特性図。
ＤＭ復調装置の具体的な動作例を示す特性図。
【図１３】本発明に係る第４の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック回路図。
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック回路図。
【図１４】本発明に係る第４の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の具体的な動作例を示す特性図。
ＤＭ復調装置の具体的な動作例を示す特性図。
【図１５】本発明に係る第１、第２、第３及び第４の実
施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の周波数同期はずれ
検出部の構成を示すブロック回路図。
施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の周波数同期はずれ
検出部の構成を示すブロック回路図。
【図１６】図１及び図８に示すＯＦＤＭ復調装置の加算
平均演算部の一例を示すブロック回路図。
平均演算部の一例を示すブロック回路図。
【図１７】図４に示す加算平均演算部のＦＩＲフィルタ
の矩形の窓関数を示す特性図。
の矩形の窓関数を示す特性図。
【図１８】図４に示す加算平均演算部のＦＩＲフィルタ
の台形の窓関数を示す特性図。
の台形の窓関数を示す特性図。
【図１９】図４に示す加算平均演算部のＦＩＲフィルタ
の三角形の窓関数を示す特性図。
の三角形の窓関数を示す特性図。
【図２０】従来のＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロッ
ク回路図。
ク回路図。
【図２１】ＯＦＤＭ信号のフォーマットを表す図。
【図２２】従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロッ
ク回路図。
ク回路図。
【図２３】従来のＯＦＤＭ信号の送信フォーマットを表
す図。
す図。
【図２４】図２２の構成を改善した従来のＯＦＤＭ復調
装置の構成を示すブロック回路図。
装置の構成を示すブロック回路図。
【図２５】図２４の従来のＯＦＤＭ復調装置の周波数誤
差検出部の構成を示すブロック回路図。
差検出部の構成を示すブロック回路図。
【図２６】図２４の構成を改善した従来のＯＦＤＭ復調
装置の構成を示すブロック回路図。
装置の構成を示すブロック回路図。
【図２７】図２５の構成を改善した従来のＯＦＤＭ復調
装置の周波数誤差検出部の構成を示すブロック回路図。
装置の周波数誤差検出部の構成を示すブロック回路図。
１１…シリアル／パラレル変換部 １２…ＩＦＦＴ部 １３…ガード期間付加部 １４…直交変調部 １５…局部発振器 １６…直交復調部 １７…局部発振器 １８…ガード期間除去部 １９…ＦＦＴ部 ２０…パラレル／シリアル変換部 ２１…直交検波部 ２２…ガード期間除去部 ２３…ＦＦＴ部 ２４…パラレル／シリアル変換部 ２５…周波数誤差検出部 ２５１…有効シンボル期間遅延部 ２５２…乗算器 ２５３…加算平均演算部 ２５４…アークタンジェント演算部 ２５５…保持部 ２５６…ループフィルタ ２６…直交検波部 ２６１…ＢＰＦ ２６２、２６３…乗算器 ２６４…局部発振器 ２６５…移相器 ２６６、２６７…ＬＰＦ ２６８、２６９…Ａ／Ｄ変換部 ２６１０…乗算器 ２６１１…数値制御発振器 ２７…有効シンボル期間遅延部 ２８…複素乗算器 ２９…加算平均演算部 ２９１…ゲインアンプ ２９２…ＦＩＲフィルタ部 ２９３…ゲインアンプ ２９４…加算器 ２９５…保持部 ２９６…ガード期間遅延部 ２９７…減算器 ３０…アークタンジェント演算部 ３１…保持部 ３２…切換えスイッチ ３２ａ、３２ｂ、３２ｃ…出力端子 ３３、３４、３５…加算平均演算部 ３３１…ゲインアンプ ３３２…加算器 ３３３、３３４…保持部 ３６…切換えスイッチ ３６ａ、３６ｂ、３６ｃ…入力端子 ３７…切換えスイッチ ３７ａ、３７ｂ、３７ｃ…出力端子 ３８、３９、４０…加算平均演算部 ３８１…可変ゲインアンプ ３８２…加算器 ３８３、３８４…保持部 ４１…符号検出部 ４２…符号カウント部 ４３…切換えスイッチ ４３ａ、４３ｂ、４３ｃ…入力端子 ４４…保持部 ４５、４６、４７、４８、４９…加算平均演算部 ５１…直交検波部 ５２…複素乗算器 ５３…ガード期間除去部 ５４…ＦＦＴ部 ５５…パラレル／シリアル変換部 ５６…周波数誤差検出部 ５６１…有効シンボル期間遅延部 ５６２…乗算器 ５６３…加算平均演算部 ５６４…アークタンジェント演算部 ５６５…保持部 ５６７…シンボル加算平均演算部 ５６７１…加算平均部 ５６７２…保持部 ５７…発振器 ６０…切換えスイッチ ６０ａ、６０ｂ…出力端子 ６１…切換えスイッチ ６１ａ、６１ｂ…入力端子 ６２…切換えスイッチ ６２ａ、６２ｂ、６２ｃ…出力端子 ６３…切換えスイッチ ６３ａ、６３ｂ、６３ｃ…入力端子 ６４…切換えスイッチ ６４ａ、６４ｂ…出力端子 ６５…切換えスイッチ ６５ａ、６５ｂ…入力端子 ６６…切換えスイッチ ６６ａ、６６ｂ…入力端子 ６７…切換えスイッチ ６７ａ、６７ｂ…出力端子 ７０…比較部 ７１…基準信号発生部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−143097（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−83152（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−244818（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−99486（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−237218（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−265292（ＪＰ，Ａ) 特公 昭59−53732（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 11/00 H04L 27/38
Claims (17)
- 【請求項１】１シンボル期間の構成が、有効シンボル期
間の信号の後部をガード期間として、シンボル毎に有効
シンボル期間に対して巡回的に前置きした構成である直
交周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、
このＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の変調伝送データ
を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、 局部発振信号を発生する局部発振手段を備え、この手段
で発生される局部発振信号により前記ＯＦＤＭ信号を直
交検波して複素データとして出力し、当該複素データが
表す周波数を周波数誤差補正信号に基づいて補正する周
波数補正手段を備える直交検波手段と、 この直交検波手段で得られた複素データを前記ＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段と、 前記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延手段
で得られた複素遅延データとの相関データを得る相関演
算手段と、 前記相関演算手段で得られた相関データの位相回転角を
求める位相回転角演算手段と、 この位相回転角演算手段で得られた位相回転角について
互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数の加算平
均演算手段と、 前記複数の加算平均演算手段のいずれか１つを順に選択
して前記位相回転角演算手段からの演算結果を出力する
１入力複数出力の第１の切換え手段と、 前記複数の加算平均演算手段の演算結果のいずれか１つ
を順に選択して、前記周波数誤差補正信号として前記周
波数補正手段に出力する複数入力１出力の第２の切換え
手段とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項２】前記複数の加算平均演算部は、それぞれ演
算結果を保持して出力する保持手段を備え、 前記第１の切換え手段は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS とし、Ｍ1 、Ｍ2 （Ｍ1 ＜Ｍ2 ）を正の数とす
るとき、０以上（Ｍ1 ＋１）ＴS 未満の時刻において第
１番目の加算平均演算部を選択し、（Ｍ1 ＋１）ＴS 以
上（Ｍ2 ＋１）ＴS 未満の時刻において第２番目の加算
平均演算部を選択して前記位相回転角演算手段の出力を
入力するように切り換わり、 前記第１番目の加算平均演算部の保持手段は、Ｍ1 ＴS
以上の時刻において保持動作を行い、 前記第２番目の加算平均演算部の保持手段は、Ｍ2 ＴS
以上の時刻において保持動作を行い、 前記第２の切換え手段は、０以上Ｍ2 ＴS 未満の時刻に
おいて第１番目の加算平均演算部を選択し、Ｍ2 ＴS 以
上（Ｍ2 ＋１）ＴS 未満の時刻において第２番目の加算
平均演算部を選択して、それぞれの加算平均演算部の出
力を前記周波数誤差補正信号として前記周波数補正手段
に出力するように切り換わることを特徴とする請求項１
に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項３】前記複数の加算平均演算手段として第３番
目以降の加算平均演算手段を備えるとき、 前記第１の切換え手段は、（Ｍ2 ＋１）ＴS 以上の時刻
において第３番目の加算平均演算部以降を選択して前記
位相回転角演算手段からの演算結果を出力するように切
り換わり、 前記第３番目以降の加算平均演算手段の保持手段は、全
ての時刻において保持動作を行わず、 前記第２の切換え手段は、（Ｍ2 ＋１）ＴS 以上の時刻
において第３番目以降の加算平均演算部を選択して、そ
の出力を前記周波数誤差補正信号として前記周波数補正
手段に出力するように切り換わることを特徴とする請求
項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項４】１シンボル期間の構成が、有効シンボル期
間の信号の後部をガード期間として、シンボル毎に有効
シンボル期間に対して巡回的に前置きした構成である直
交周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、
このＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の変調伝送データ
を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、 局部発振信号を発生する局部発振手段を備え、この手段
で発生される局部発振信号により前記ＯＦＤＭ信号を直
交検波して複素データとして出力し、当該複素データが
表す周波数を周波数誤差補正信号に基づいて補正する周
波数補正手段を備える直交検波手段と、 この直交検波手段で得られた複素データを上記ＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段と、 前記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延手段
で得られた複素遅延データとの相関データを得る相関演
算手段と、 前記相関演算手段で得られた相関データの位相回転角を
求める位相回転角演算手段と、 この位相回転角演算手段で得られた位相回転角について
互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数の加算平
均演算手段と、 前記位相回転角演算手段で得られた位相回転角の符号を
検出する符号検出手段と、 この符号検出手段で得られた符号検出結果を基に、前記
複数の加算平均演算手段のいずれか１つを順に選択して
前記位相回転角演算手段の演算結果を出力する１入力複
数出力の第１の切換え手段と、 前記符号検出手段で得られた符号検出結果を基に、正、
及び負の回数をそれぞれ数え、その結果を基に前記複数
の加算平均演算手段の動作を制御する符号カウント手段
と、 この符号カウント手段で得られた結果を基に、前記複数
の加算平均演算手段の演算結果のいずれか１つを順に選
択して、前記周波数誤差補正信号として前記周波数補正
手段に出力する複数入力１出力の第２の切換え手段とを
具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項５】前記複数の加算平均演算部は、それぞれ演
算結果を保持して出力する保持手段を備え、 前記符号検出手段は、前記位相回転角演算手段で得られ
た位相回転角の符号を監視し、０以上（Ｍ3 ＋１）ＴS
未満の時刻において、符号が正の場合には第１番目の加
算平均演算部を選択し、符号が負の場合には第２番目の
加算平均演算部を選択するように前記１入力複数出力の
第１の切換え手段を制御し、 前記複数の加算平均演算部の保持手段は、Ｍ3 ＴS 以下
の時刻において出力０を出力し、Ｍ3 ＴS 以上の時刻に
おいて保持動作を行い、 前記符号カウント手段は、０以上（Ｍ3 ＋１）ＴS 未満
の時刻において、シンボル毎に前記位相回転角の符号の
回数を数え、Ｍ3 ＴS の時刻において、前記符号の回数
のうち正が多い場合には第１番目の加算平均演算部を選
択し、負が多い場合には第２番目の加算平均演算部を選
択するように前記複数入力１出力の第２の切換え手段を
制御することを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ復
調装置。 - 【請求項６】前記複数の加算平均演算手段として第３番
目以降の加算平均演算手段を備えるとき、 前記符号検出手段は、（Ｍ3 ＋１）ＴS 以上の時刻にお
いて第３番目の加算平均演算部を選択するように上記１
入力複数出力の第１の切換え手段を制御し、 前記第３番目以降の加算平均演算手段の保持手段は、Ｍ
3 ＴS 以下の時刻において出力０を出力し、Ｍ3 ＴS 以
上の時刻において保持動作を行わず、 前記符号カウント手段は、（Ｍ3 ＋１）ＴS 以上の時刻
において第３番目以降の加算平均演算部を選択するよう
に前記複数入力１出力の第２の切換え手段を制御するこ
とを特徴とする請求項５のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項７】１シンボル期間の構成が、有効シンボル期
間の信号の後部をガード期間として、シンボル毎に有効
シンボル期間に対して巡回的に前置きした構成である直
交周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、
このＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の変調伝送データ
を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、 局部発振信号を発生する局部発振手段を備え、この手段
で発生される局部発振信号により前記ＯＦＤＭ信号を直
交検波して複素データとして出力し、当該複素データが
表す周波数を周波数誤差補正信号に基づいて補正する周
波数補正手段を備える直交検波手段と、 この直交検波手段で得られた複素データを前記ＯＦＤＭ
信号の有効シンボル期間遅延させる遅延手段と、 前記直交検波手段で得られた複素データと前記遅延手段
で得られた複素遅延データとの相関データを得る相関演
算手段と、 この相関演算手段で得られた演算結果について互いに異
なるゲインで加算平均演算を行う複数の第１加算平均演
算手段群と、 前記複数の第１加算平均演算手段群の演算結果又は前記
相関演算手段の演算結果から得られたデータの位相回転
角を求める位相回転角演算手段と、 この位相回転角演算手段で得られた位相回転角について
互いに異なるゲインで加算平均演算を行う複数の第２加
算平均演算手段群と、 前記複数の第１加算平均演算手段群又は前記位相回転角
演算手段のいずれか１つを順に選択して出力する１入力
複数出力の第１の切換え手段と、 前記複数の第１加算平均演算手段群の演算結果又は前記
相関演算手段の演算結果のいずれか１つを順に選択して
前記位相回転角演算手段に出力する複数入力１出力の第
２の切換え手段と、 前記複数の第２加算平均演算手段群又は前記局部発振手
段のいずれか１つを順に選択して出力する１入力複数出
力の第３の切換え手段と、 前記複数の第２加算平均演算手段群の演算結果又は前記
位相回転角演算手段の演算結果のいずれか１つを順に選
択して、前記周波数誤差補正信号として前記周波数補正
手段に出力する複数入力１出力の第４の切換え手段とを
具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項８】前記複数の第１、第２加算平均演算手段群
は、それぞれ演算結果を保持して出力する保持手段を備
え、 前記第１の切換え手段は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS とし、Ｍ4 を正の数とするとき、０以上Ｍ4 Ｔ
S 以下の時刻において前記複数の第１加算平均演算手段
群の第１番目の加算平均演算部を選択し、（Ｍ4 ＋１）
ＴS 以上の時刻において前記位相回転角演算手段を選択
して前記相関演算手段の出力を入力するように切換わ
り、 前記複数の第１加算平均演算手段群の第１番目の加算平
均演算部の保持手段は、（Ｍ4 −１）ＴS 以下の時刻に
おいて０を出力し、Ｍ4 ＴS 以上の時刻において保持動
作を行い、 前記第２の切換え手段は、０以上Ｍ4 ＴS 以下の時刻に
おいて前記複数の第１加算平均演算手段群の第１番目の
加算平均演算部を選択し、（Ｍ4 ＋１）ＴS 以上の時刻
において前記相関演算手段を選択して、前記加算平均演
算部又は前記相関演算手段の出力を前記位相回転角演算
手段に出力するように切換わり、 前記第３の切換え手段は、０以上Ｍ4 ＴS 以下の時刻に
おいて前記複数の第２加算平均演算手段群の第１番目の
加算平均演算部を選択し、（Ｍ4 ＋１）ＴS 以上の時刻
において前記周波数補正手段を選択して、前記位相回転
角演算手段の出力を入力するように切換わり、 前記複数の第２加算平均演算手段群の第１番目の加算平
均演算部の保持手段は保持動作を行わず、 前記第４の切換え手段は、０以上Ｍ4 ＴS 以下の時刻に
おいて前記複数の第２加算平均演算手段群の第１番目の
加算平均演算部を選択し、（Ｍ4 ＋１）ＴS 以上の時刻
において前記位相回転角演算手段を選択して、前記加算
平均演算部又は前記位相回転角演算手段の出力を前記周
波数誤差補正信号として前記周波数補正手段に出力する
ように切換わることを特徴とする請求項７に記載のＯＦ
ＤＭ復調装置。 - 【請求項９】前記複数の第１、第２加算平均演算手段群
は、それぞれ演算結果を保持して出力する保持手段を備
え、 前記第１の切換え手段は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期
間をＴS とし、Ｍ5 、Ｍ6 （Ｍ5 ＜Ｍ6 ）を正の数とす
るとき、０以上Ｍ5 ＴS 未満の時刻において前記位相回
転角演算手段を選択し、Ｍ5 ＴS 以上の時刻において前
記複数の第１加算平均演算手段群の第１番目の加算平均
演算部を選択し、（Ｍ6 ＋１）ＴS 以上の時刻において
前記位相回転角演算手段を選択して前記相関演算手段の
出力を入力するように切換わり、 前記複数の第１加算平均演算手段群の第１番目の加算平
均演算部の保持手段は、Ｍ6 ＴS 以上の時刻において保
持動作を行い、 前記第２の切換え手段は、０以上Ｍ6 ＴS 未満の時刻に
おいて前記相関演算手段を選択し、Ｍ6 ＴS の時刻にお
いて前記複数の第１加算平均演算手段群の第１番目の加
算平均演算部を選択し、（Ｍ6 ＋１）ＴS 以上の時刻に
おいて前記相関演算手段を選択して、前記加算平均演算
部又は前記相関演算手段の出力を前記位相回転角演算手
段に出力するように切換わり、 前記第３の切換え手段は、０以上Ｍ6 ＴS 未満の時刻に
おいて前記複数の第２加算平均演算手段群の第１番目の
加算平均演算部を選択し、Ｍ6 ＴS の時刻において前記
周波数補正手段を選択し、（Ｍ6 ＋１）ＴS 以上の時刻
において前記複数の第２加算平均演算手段群の第２番目
の加算平均演算部を選択して、前記位相回転角演算手段
の出力を入力するように切換わり、 前記複数の第２加算平均演算手段群の第１番目の加算平
均演算部の保持手段は、（Ｍ5 −１）ＴS 以上の時刻に
おいて保持動作を行い、 前記複数の第２加算平均演算手段群の第２番目の加算平
均演算部の保持手段は保持動作を行わず、 前記第４の切換え手段は、０以上Ｍ6 ＴS 未満の時刻に
おいて前記複数の第２加算平均演算手段群の第１番目の
加算平均演算部を選択し、Ｍ6 ＴS の時刻において前記
位相回転角演算手段を選択し、（Ｍ6 ＋１）ＴS 以上の
時刻において前記複数の第２加算平均演算手段群の第２
番目の加算平均演算部を選択して、前記加算平均演算部
又は前記位相回転角演算手段の出力を前記周波数誤差補
正信号として前記周波数補正手段に出力するように切換
わることを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ復調装
置。 - 【請求項１０】前記局部発振手段は、前記局部発振信号
の周波数が可変であり、 前記周波数補正手段は、前記周波数誤差補正信号によっ
て前記局部発振手段の局部発振周波数が制御されるよう
にしたことを特徴とする請求項１、４、７に記載のＯＦ
ＤＭ復調装置。 - 【請求項１１】前記前記周波数補正手段は、前記周波数
誤差補正信号に応じて周波数値が変化する数値制御発振
器と、 この発振器で発生される周波数値を前記複素データに乗
算する乗算器とを備えることを特徴とする請求項１、
４、７に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項１２】さらに、前記周波数誤差補正信号を被比
較信号とし、基準信号と比較を行うことで周波数同期は
ずれを検出する周波数同期はずれ検出手段を備えること
を特徴とする請求項１、４、７いずれかに記載のＯＦＤ
Ｍ復調装置。 - 【請求項１３】さらに、前記位相回転角演算手段で得ら
れた信号を被比較信号とし、基準信号と比較を行うこと
で周波数同期はずれを検出する周波数同期はずれ検出手
段を備えることを特徴とする請求項１、４、７いずれか
に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項１４】前記位相回転角演算手段への入力データ
である相関データは複素データであり、この複素データ
の虚数データを前記被比較信号としたことを特徴とする
請求項１、４、７いずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項１５】前記相関演算手段は、乗算器と有限長イ
ンパルス応答フィルタにより構成され、この有限長イン
パルス応答フィルタは、タップ数が１より大きくガード
期間のキャリア数よりも小さいことを特徴とする請求項
１、４、７いずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項１６】前記有限長インパルス応答フィルタは、
タップ内の各重みが互いに等しいことを特徴とする請求
項１６に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項１７】前記相関演算手段は、乗算器と有限長イ
ンパルス応答フィルタにより構成され、この有限長イン
パルス応答フィルタは、タップ内の両側の重みを小さく
して窓関数が矩形窓以外となるようにしたことを特徴と
する請求項１、４、７いずれかに記載のＯＦＤＭ復調装
置。
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|---|---|---|---|
| JP8290800A JP2818148B2 (ja) | 1996-08-23 | 1996-10-31 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22263696 | 1996-08-23 | ||
| JP8-222636 | 1996-08-23 | ||
| JP8290800A JP2818148B2 (ja) | 1996-08-23 | 1996-10-31 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
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|---|---|
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| JP2818148B2 true JP2818148B2 (ja) | 1998-10-30 |
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ID=26524981
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|---|---|---|---|
| JP8290800A Expired - Fee Related JP2818148B2 (ja) | 1996-08-23 | 1996-10-31 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
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| JP (1) | JP2818148B2 (ja) |
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