JP2001060935A - 直交周波数分割多重変復調装置及びその方法 - Google Patents
直交周波数分割多重変復調装置及びその方法Info
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- JP2001060935A JP2001060935A JP11236631A JP23663199A JP2001060935A JP 2001060935 A JP2001060935 A JP 2001060935A JP 11236631 A JP11236631 A JP 11236631A JP 23663199 A JP23663199 A JP 23663199A JP 2001060935 A JP2001060935 A JP 2001060935A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交マルチキャリア信号変復調装置に係り、
特に復調器における基準キャリア・サンプリングクロッ
ク再生の同期特性の改善とＡＧＣ回路の引込み特性の改
善に関する。 【解決手段】 直交周波数分割多重変調装置において、
ブロック化された送信データを構成する情報デ−タに基
準パイロット信号を付加して、帯域の中心周波数から対
称な所定の位置に２つの基準パイロット信号を配置する
基準パイロット信号付加手段１０Ａと、前記基準パイロ
ット信号付加手段１０Ａの出力を、キヤリアの位相と振
幅に対応する１個の複素数デ−タに変換し、周波数軸上
の各キヤリアに割り当てるアドレッシング手段１０Ｂ
と、前記アドレッシング手段の出力が供給されるＩＦＦ
Ｔ手段１１と、前記ＩＦＦＴ手段の出力が供給されるガ
ードインターバル付加手段１２と、前記付加手段の出力
をＤ／Ａ変換する手段１３と、前記Ｄ／Ａする手段の出
力と基準キャリア発生手段の出力とが供給されて、ＯＦ
ＤＭ変調信号を出力する乗算手段１５とを備えた。
特に復調器における基準キャリア・サンプリングクロッ
ク再生の同期特性の改善とＡＧＣ回路の引込み特性の改
善に関する。 【解決手段】 直交周波数分割多重変調装置において、
ブロック化された送信データを構成する情報デ−タに基
準パイロット信号を付加して、帯域の中心周波数から対
称な所定の位置に２つの基準パイロット信号を配置する
基準パイロット信号付加手段１０Ａと、前記基準パイロ
ット信号付加手段１０Ａの出力を、キヤリアの位相と振
幅に対応する１個の複素数デ−タに変換し、周波数軸上
の各キヤリアに割り当てるアドレッシング手段１０Ｂ
と、前記アドレッシング手段の出力が供給されるＩＦＦ
Ｔ手段１１と、前記ＩＦＦＴ手段の出力が供給されるガ
ードインターバル付加手段１２と、前記付加手段の出力
をＤ／Ａ変換する手段１３と、前記Ｄ／Ａする手段の出
力と基準キャリア発生手段の出力とが供給されて、ＯＦ
ＤＭ変調信号を出力する乗算手段１５とを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交直交周波数分
割多重（マルチキャリア信号）変復調装置に係り、特に
復調器における基準キャリア・サンプリングクロック再
生の同期特性の改善とＡＧＣ（自動利得制御）回路の引
き込み特性の改善に関する。
割多重（マルチキャリア信号）変復調装置に係り、特に
復調器における基準キャリア・サンプリングクロック再
生の同期特性の改善とＡＧＣ（自動利得制御）回路の引
き込み特性の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来は、１つの基準キャリアに位相や振
幅情報を乗せ、これを必要とするデータ速度で変化させ
ることより入力ディジタル信号を変調していた。一方、
最近では直交周波数を使用した、直交マルチキャリア伝
送方式と呼ばれる変調方式が多数提案されている。この
直交マルチキャリア伝送方式は、伝送帯域内に複数の直
交するキャリア信号を発生させて伝送帯域を分割し、そ
れぞれのキャリア信号を位相変調（ＰＳＫ）または、直
交変調（ＱＡＭ）する伝送方式である。マルチキャリア
無線伝送方式の変調方式として、ＯＦＤＭ（直交周波数
分割多重方式）がある。
幅情報を乗せ、これを必要とするデータ速度で変化させ
ることより入力ディジタル信号を変調していた。一方、
最近では直交周波数を使用した、直交マルチキャリア伝
送方式と呼ばれる変調方式が多数提案されている。この
直交マルチキャリア伝送方式は、伝送帯域内に複数の直
交するキャリア信号を発生させて伝送帯域を分割し、そ
れぞれのキャリア信号を位相変調（ＰＳＫ）または、直
交変調（ＱＡＭ）する伝送方式である。マルチキャリア
無線伝送方式の変調方式として、ＯＦＤＭ（直交周波数
分割多重方式）がある。
【０００３】このＯＦＤＭ方式を直交マルチキャリア無
線伝送方式の代表例として、この概要について説明す
る。ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する多数（数百から数
千）のキャリアをディジタル直交変調し、加算して送信
する変調方式である。このような直交マルチキャリア無
線伝送方式は、多数の直交したキャリアが並列伝送され
るため、シンボル当たりの速度が遅くなる。このこと
は、マルチパス環境下での伝送路で、シンボル時間長に
対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小さくす
ることが可能なことを意味し、さらにガードバンドの付
加により、マルチパス妨害の影響を受けにくい優れた伝
送方式である。
線伝送方式の代表例として、この概要について説明す
る。ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する多数（数百から数
千）のキャリアをディジタル直交変調し、加算して送信
する変調方式である。このような直交マルチキャリア無
線伝送方式は、多数の直交したキャリアが並列伝送され
るため、シンボル当たりの速度が遅くなる。このこと
は、マルチパス環境下での伝送路で、シンボル時間長に
対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小さくす
ることが可能なことを意味し、さらにガードバンドの付
加により、マルチパス妨害の影響を受けにくい優れた伝
送方式である。
【０００４】図５に送信側でＯＦＤＭ変調信号を発生す
る送信装置の基本ブロック構成を示す。図５に示される
送信装置は、ＩＦＦＴ回路５１、ガードインターバル付
加器５２、Ｄ／Ａ変換器５３、基準キャリア発生器５４
及び乗算器５５より構成されている。
る送信装置の基本ブロック構成を示す。図５に示される
送信装置は、ＩＦＦＴ回路５１、ガードインターバル付
加器５２、Ｄ／Ａ変換器５３、基準キャリア発生器５４
及び乗算器５５より構成されている。
【０００５】図５において、送信機に入力された変調デ
ータは、伝送時系列に変換するために、ＩＦＦＴ（逆フ
ーリエ変換）回路５１でＩＦＦＴされ、マルチパス対策
のためのガードインターバルをガードインターバル付加
器５２で付加される。つぎに、ガードインターバル付加
器５２の出力信号は、サンプリングクロックにより、Ｄ
／Ａ変換回路５３でＤ／Ａ変換されベースバンド時系列
になる。更に、基準キャリア発振回路５４で発生される
基準キャリア信号によって、直交変調器５５で直交変調
され、ＯＦＤＭ変調送信信号が生成される。
ータは、伝送時系列に変換するために、ＩＦＦＴ（逆フ
ーリエ変換）回路５１でＩＦＦＴされ、マルチパス対策
のためのガードインターバルをガードインターバル付加
器５２で付加される。つぎに、ガードインターバル付加
器５２の出力信号は、サンプリングクロックにより、Ｄ
／Ａ変換回路５３でＤ／Ａ変換されベースバンド時系列
になる。更に、基準キャリア発振回路５４で発生される
基準キャリア信号によって、直交変調器５５で直交変調
され、ＯＦＤＭ変調送信信号が生成される。
【０００６】受信系では、送信系の逆のプロセスを経
て、受信信号が再生される。図６にＯＦＤＭ変調信号を
復調する従来の受信装置の基本ブロック構成を示す。図
６に示される受信装置は、ＡＧＣ回路６１、基準キャリ
ア発生器６２、乗算器６３、Ａ／Ｄ変換回路６４、ガー
ドインターバル処理器６５、及びＦＦＴ回路６６より構
成されている。図６において、受信されたＯＦＤＭ変調
信号は、ＡＧＣ回路６１で受信状態に応じて利得を変化
させ、常に一定の受信レベルとなるように制御される。
一定レベルとなったＯＦＤＭ変調信号は、基準キャリア
再生回路６２で発生される基準再生信号によって、乗算
器（直交復調器）６３で直交復調される。ベースバンド
時系列に復調されたＯＦＤＭ信号は、再生サンプリング
クロックによりＡ／Ｄ変換回路６４で変換され、ガード
インターバル処理器６５で処理され、ＦＦＴ（フリーエ
変換）回路６６で復調データとして復号される。
て、受信信号が再生される。図６にＯＦＤＭ変調信号を
復調する従来の受信装置の基本ブロック構成を示す。図
６に示される受信装置は、ＡＧＣ回路６１、基準キャリ
ア発生器６２、乗算器６３、Ａ／Ｄ変換回路６４、ガー
ドインターバル処理器６５、及びＦＦＴ回路６６より構
成されている。図６において、受信されたＯＦＤＭ変調
信号は、ＡＧＣ回路６１で受信状態に応じて利得を変化
させ、常に一定の受信レベルとなるように制御される。
一定レベルとなったＯＦＤＭ変調信号は、基準キャリア
再生回路６２で発生される基準再生信号によって、乗算
器（直交復調器）６３で直交復調される。ベースバンド
時系列に復調されたＯＦＤＭ信号は、再生サンプリング
クロックによりＡ／Ｄ変換回路６４で変換され、ガード
インターバル処理器６５で処理され、ＦＦＴ（フリーエ
変換）回路６６で復調データとして復号される。
【０００７】しかしながら、上記構成によるＯＦＤＭ復
調装置には、基準キャリア再生回路６２で得られる基準
発振信号がＯＦＤＭ変調装置側の基準キャリア発振回路
で得られる変調周波数とずれていたり、Ａ／Ｄ変換を行
うサンプリングクロックの周波数が、送信器のＤ／Ａ変
換時のサンプリングクロックに対して周波数がずれてい
ると、ＦＦＴ変換器６６で得られる復調データにサブキ
ャリア間の相互干渉が発生するという問題がある。
調装置には、基準キャリア再生回路６２で得られる基準
発振信号がＯＦＤＭ変調装置側の基準キャリア発振回路
で得られる変調周波数とずれていたり、Ａ／Ｄ変換を行
うサンプリングクロックの周波数が、送信器のＤ／Ａ変
換時のサンプリングクロックに対して周波数がずれてい
ると、ＦＦＴ変換器６６で得られる復調データにサブキ
ャリア間の相互干渉が発生するという問題がある。
【０００８】そのため、従来は、基準発振信号の周波数
及びサンプリングクロック周波数の同期を行うために、
ＯＦＤＭ信号にヌル（０）シンボルやチャープ信号を定
期的に挿入し、それを検出して伝送する方法が考えられ
ている。この方法は、隣接サブキャリアの干渉を受けな
いという利点があるが、この信号を頻繁に伝送するとそ
れだけ伝送効率の低下を招く。しかし、ヌルシンボルな
どの基準信号の伝送頻度を低くしてしまうと、今度は目
標となる同期性能が得られないという矛盾を生じてしま
う。
及びサンプリングクロック周波数の同期を行うために、
ＯＦＤＭ信号にヌル（０）シンボルやチャープ信号を定
期的に挿入し、それを検出して伝送する方法が考えられ
ている。この方法は、隣接サブキャリアの干渉を受けな
いという利点があるが、この信号を頻繁に伝送するとそ
れだけ伝送効率の低下を招く。しかし、ヌルシンボルな
どの基準信号の伝送頻度を低くしてしまうと、今度は目
標となる同期性能が得られないという矛盾を生じてしま
う。
【０００９】このため、ヌルシンボルや基準シンボルを
用いずにＯＦＤＭのデータ変調信号から、基準キャリア
信号や、サンプリングクロックの同期をおこなう方法が
提案されている。（特開平７−１４３０９６号）
用いずにＯＦＤＭのデータ変調信号から、基準キャリア
信号や、サンプリングクロックの同期をおこなう方法が
提案されている。（特開平７−１４３０９６号）
【００１０】この方法は、ＦＦＴを行い、得られた演算
データ列からコンステレーション分析を複数のシンボル
に渡って行い、２つ以上の異なる周波数のサブキャリア
データから得られるコンステレーションの位相回転量を
算出し、直交復調用の基準キャリア発振信号の周波数誤
差とサンプリングクロックの周波数誤差を求め、直交復
調用及びＡ／Ｄ変換用の同期クロックを生成する方法で
ある。
データ列からコンステレーション分析を複数のシンボル
に渡って行い、２つ以上の異なる周波数のサブキャリア
データから得られるコンステレーションの位相回転量を
算出し、直交復調用の基準キャリア発振信号の周波数誤
差とサンプリングクロックの周波数誤差を求め、直交復
調用及びＡ／Ｄ変換用の同期クロックを生成する方法で
ある。
【００１１】また、それとは別に、ＯＦＤＭ受信機のＡ
ＧＣ回路は、通常、直交復調後にＯＦＤＭデータを包絡
線検波し、次に低域ろ波（ＬＰＦ）した出力信号をＡＧ
Ｃ制御信号として用いていた。
ＧＣ回路は、通常、直交復調後にＯＦＤＭデータを包絡
線検波し、次に低域ろ波（ＬＰＦ）した出力信号をＡＧ
Ｃ制御信号として用いていた。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】通常、無線通信装置
は、常に伝送路の変動の影響を受けているため、多値Ｑ
ＡＭ変調を用いたＯＦＤＭ送信機では、振幅・位相基準
パイロットキャリアを用い、受信ＦＦＴの演算結果か
ら、サブキャリア全てのキャリブレーションを行い、伝
送路変動を検出・補正している。
は、常に伝送路の変動の影響を受けているため、多値Ｑ
ＡＭ変調を用いたＯＦＤＭ送信機では、振幅・位相基準
パイロットキャリアを用い、受信ＦＦＴの演算結果か
ら、サブキャリア全てのキャリブレーションを行い、伝
送路変動を検出・補正している。
【００１３】しかし、基準パイロットキャリアを全く用
いず、受信情報データのＦＦＴ演算結果のみを用いた基
準キャリア再生方式は、基準キャリア信号とサンプリン
グクロック信号の周波数のずれた状態からコンステレー
ション分析・演算を行なわなければならない。言い換え
ると、伝送路変動に伴う位相回転と受信再生基準キャリ
アの位相回転が混ざって区別出来ない状態でのコンステ
レーションデータ分析・演算になってしまい、特に６４
ＱＡＭ、２５６ＱＡＭという高多値変調方式の場合、正
しい再生基準キャリア位相変動量の検出が困難になる。
いず、受信情報データのＦＦＴ演算結果のみを用いた基
準キャリア再生方式は、基準キャリア信号とサンプリン
グクロック信号の周波数のずれた状態からコンステレー
ション分析・演算を行なわなければならない。言い換え
ると、伝送路変動に伴う位相回転と受信再生基準キャリ
アの位相回転が混ざって区別出来ない状態でのコンステ
レーションデータ分析・演算になってしまい、特に６４
ＱＡＭ、２５６ＱＡＭという高多値変調方式の場合、正
しい再生基準キャリア位相変動量の検出が困難になる。
【００１４】よって、正確な復調データが得られないた
め、基準キャリア信号とサンプリングクロック信号の周
波数誤差を求めることが困難であった。さらに、複数の
シンボルに渡りコンステレーションを演算する必要があ
るため、通常の変調方式よりもシンボル期間が長いＯＦ
ＤＭ変調方式では、同期確定まで長い時間を要すること
になり、移動受信のような用途には適していない。
め、基準キャリア信号とサンプリングクロック信号の周
波数誤差を求めることが困難であった。さらに、複数の
シンボルに渡りコンステレーションを演算する必要があ
るため、通常の変調方式よりもシンボル期間が長いＯＦ
ＤＭ変調方式では、同期確定まで長い時間を要すること
になり、移動受信のような用途には適していない。
【００１５】また、ＯＦＤＭ復調データを直接包絡線検
波し、ＡＧＣ制御信号として用いる方式は、ピーク値と
平均値の差が大きいＯＦＤＭ変調波に正しく追従出来な
いため、ＡＧＣ回路の非直線性及びＡ／Ｄ変換器の量子
化歪みにより受信データのビット誤り率（ＢＥＲ）の劣
化が発生するなどの問題が生じた。
波し、ＡＧＣ制御信号として用いる方式は、ピーク値と
平均値の差が大きいＯＦＤＭ変調波に正しく追従出来な
いため、ＡＧＣ回路の非直線性及びＡ／Ｄ変換器の量子
化歪みにより受信データのビット誤り率（ＢＥＲ）の劣
化が発生するなどの問題が生じた。
【００１６】本発明は、上記の問題を解決するもので、
ＦＦＴの演算結果を用いずに、２本の基準パイロット信
号から、送信機に周波数同期し、連続した基準キャリア
信号とサンプリングクロックが再生されると同時にＡＧ
Ｃ制御信号も得られるようにすることを目的とする。
ＦＦＴの演算結果を用いずに、２本の基準パイロット信
号から、送信機に周波数同期し、連続した基準キャリア
信号とサンプリングクロックが再生されると同時にＡＧ
Ｃ制御信号も得られるようにすることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は以上の課題を解
決するために、請求項１の発明は、直交マルチキャリア
変調伝送方式を使用して情報を伝送する直交周波数分割
多重変調装置において、ブロック化された送信データを
構成する情報デ−タに基準パイロット信号を付加して、
帯域の中心周波数から対称な所定の位置に２つの基準パ
イロット信号を配置する基準パイロットデータ付加手段
１０Ａと、前記基準パイロットデータ付加手段の出力
を、キヤリアの位相と振幅に対応する１個の複素数デ−
タに変換し、周波数軸上の各キヤリアに割り当てるアド
レッシング手段１０Ｂと、前記アドレッシング手段の出
力が供給される逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）手段１
１と、前記ＩＦＦＴ手段の出力が供給されるガードイン
ターバル付加手段１２と、サンプリングクロック信号が
供給され、前記ガードインターバル付加手段の出力をＤ
／Ａ変換するＤ／Ａ変換手段１３と、前記Ｄ／Ａ変換手
段の出力と基準キャリア発生手段１４の出力とが供給さ
れて、直交周波数分割多重変調信号を出力する乗算手段
１５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変
調装置を提供し、請求項２の発明は、請求項１に記載さ
れた直交周波数分割多重変調装置から送信された直交マ
ルチキャリア変調信号を受信し、基準再生キャリアを用
いた直交検波によって直交マルチキャリア復調信号を得
る直交検波手段２２，２３を有する直交周波数分割多重
復調装置において、前記直交検波手段２２，２３によっ
て、復調された同相信号成分、直交信号成分から、基準
パイロット信号を抽出する手段２８，２９と、前記抽出
された同相、直交の基準パイロット信号の差信号を出力
する手段３０と、前記抽出された同相、直交の基準パイ
ロット信号とその差信号を包絡線検波する手段３２，３
３，３１と、前記包絡線検波された同相、直交の基準パ
イロット信号とその差信号によって送信機の基準キャリ
アと受信機の再生基準キャリアの周波数ずれを検出する
手段３５と、その検出結果に応じて前記再生基準キャリ
アを制御する手段２５とを備えたことを特徴とする直交
周波数分割多重復調装置を提供し、請求項３の発明は、
請求項１に記載された直交周波数分割多重変調装置から
送信された直交マルチキャリア変調信号を受信する直交
検波手段２２，２３と、前記直交検波手段２２，２３の
出力が供給されるＡ／Ｄ変換器２６，２７とを有する直
交周波数分割多重復調装置において、前記直交検波手段
２２によって、復調された同相信号成分から、基準パイ
ロット信号を抽出する手段２８と、前記抽出された同相
の基準パイロット信号の周波数・位相を検出し、その結
果から、前記Ａ／Ｄ変換器へサンプリングクロックを出
力する手段３４とを備えたことを特徴とする直交周波数
分割多重復調装置を提供し、請求項４の発明は、請求項
１に記載された直交周波数分割多重変調装置から送信さ
れた直交マルチキャリア変調信号を受信し、受信レベル
を可変な増幅率で増幅する可変利得増幅手段２１と、基
準再生キャリアを用いた直交検波によって直交マルチキ
ャリア復調信号を得る直交検波手段２２，２３とを有す
る直交周波数分割多重復調装置において、前記直交検波
手段によって、復調された同相信号成分、直交信号成分
から、基準パイロット信号を抽出する手段２８，２９
と、前記抽出された同相、直交の基準パイロット信号を
それぞれ包絡線検波する手段３２，３３と、前記包絡線
検波された同相、直交信号を加算する手段３５と、前記
加算された同相、直交信号と受信機内部の任意のリファ
レンスとレベル比較し、誤差信号を発生する手段３５
と、前記誤差信号を用いて、受信レベルが常に一定にな
るように前記可変利得増幅手段２１の利得を制御する手
段３５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重
復調装置を提供し、請求項５の発明は、直交マルチキャ
リア変調伝送方式を使用して情報を伝送する直交周波数
分割多重変調方法において、ブロック化された送信デー
タを構成する情報デ−タに基準パイロット信号を付加し
て、帯域の中心周波数から対称な所定の位置に２つの基
準パイロット信号を配置する基準パイロットデータ付加
ステップ１０Ａと、前記基準パイロットデータ付加ステ
ップの出力を、キヤリアの位相と振幅に対応する１個の
複素数デ−タに変換し、周波数軸上の各キヤリアに割り
当てるアドレッシングステップ１０Ｂと、前記アドレッ
シングステップの出力が供給される逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）ステップ１１と、前記ＩＦＦＴステップの
出力が供給されるガードインターバル付加ステップ１２
と、サンプリングクロック信号が供給され、前記ガード
インターバル付加ステップの出力をＤ／Ａ変換するＤ／
Ａ変換ステップ１３と、前記Ｄ／Ａ変換ステップの出力
と基準キャリア発生ステップ１４の出力とが供給され
て、直交周波数分割多重変調信号を出力する乗算ステッ
プ１５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重
変調方法を提供し、請求項６の発明は、請求項５に記載
された直交周波数分割多重変調方法により送信された直
交マルチキャリア変調信号を受信し、基準再生キャリア
を用いた直交検波によって直交マルチキャリア復調信号
を得る直交検波ステップ２２，２３を有する直交周波数
分割多重復調方法において、前記直交検波ステップ２
２，２３によって、復調された同相信号成分、直交信号
成分から、基準パイロット信号を抽出するステップ２
８，２９と、前記抽出された同相、直交の基準パイロッ
ト信号の差信号を出力するステップ３０と、前記抽出さ
れた同相、直交の基準パイロット信号とその差信号を包
絡線検波するステップ３２，３３，３１と、前記包絡線
検波された同相、直交の基準パイロット信号とその差信
号によって送信機の基準キャリアと受信機の再生基準キ
ャリアの周波数ずれを検出するステップ３５と、その検
出結果に応じて前記再生基準キャリアを制御するステッ
プ２５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重
復調方法を提供し、請求項７の発明は、請求項５に記載
された直交周波数分割多重変調方法により送信された直
交マルチキャリア変調信号を受信する直交検波ステップ
２２，２３と、前記直交検波ステップ２２，２３の出力
が供給されるＡ／Ｄステップ２６，２７とを有する直交
周波数分割多重復調方法において、前記直交検波ステッ
プ２２によって、復調された同相信号成分から、基準パ
イロット信号を抽出するステップ２８と、前記抽出され
た同相の基準パイロット信号の周波数・位相を検出し、
その結果から、前記Ａ／Ｄ変換ステップへサンプリング
クロックを出力するステップ３４とを備えたことを特徴
とする直交周波数分割多重復調方法を提供し、請求項８
の発明は、請求項５に記載された直交周波数分割多重変
調方法により送信された直交マルチキャリア変調信号を
受信し、受信レベルを増幅率を可変にして増幅する可変
利得増幅ステップ２１と、基準再生キャリアを用いた直
交検波によって直交マルチキャリア復調信号を得る直交
検波ステップ２２，２３とを有する直交周波数分割多重
復調方法において、前記直交検波ステップによって、復
調された同相信号成分、直交信号成分から、基準パイロ
ット信号を抽出するステップ２８，２９と、前記抽出さ
れた同相、直交の基準パイロット信号をそれぞれ包絡線
検波するステップ３２，３３と、前記包絡線検波された
同相、直交信号を加算するステップと、前記加算された
同相、直交信号と受信機内部の任意のリファレンスとレ
ベル比較し、誤差信号を発生するステップ３５と、前記
誤差信号を用いて、受信レベルが常に一定になるように
前記可変利得増幅ステップ２１の利得を制御するステッ
プ３５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重
復調方法を提供するものである。
決するために、請求項１の発明は、直交マルチキャリア
変調伝送方式を使用して情報を伝送する直交周波数分割
多重変調装置において、ブロック化された送信データを
構成する情報デ−タに基準パイロット信号を付加して、
帯域の中心周波数から対称な所定の位置に２つの基準パ
イロット信号を配置する基準パイロットデータ付加手段
１０Ａと、前記基準パイロットデータ付加手段の出力
を、キヤリアの位相と振幅に対応する１個の複素数デ−
タに変換し、周波数軸上の各キヤリアに割り当てるアド
レッシング手段１０Ｂと、前記アドレッシング手段の出
力が供給される逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）手段１
１と、前記ＩＦＦＴ手段の出力が供給されるガードイン
ターバル付加手段１２と、サンプリングクロック信号が
供給され、前記ガードインターバル付加手段の出力をＤ
／Ａ変換するＤ／Ａ変換手段１３と、前記Ｄ／Ａ変換手
段の出力と基準キャリア発生手段１４の出力とが供給さ
れて、直交周波数分割多重変調信号を出力する乗算手段
１５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変
調装置を提供し、請求項２の発明は、請求項１に記載さ
れた直交周波数分割多重変調装置から送信された直交マ
ルチキャリア変調信号を受信し、基準再生キャリアを用
いた直交検波によって直交マルチキャリア復調信号を得
る直交検波手段２２，２３を有する直交周波数分割多重
復調装置において、前記直交検波手段２２，２３によっ
て、復調された同相信号成分、直交信号成分から、基準
パイロット信号を抽出する手段２８，２９と、前記抽出
された同相、直交の基準パイロット信号の差信号を出力
する手段３０と、前記抽出された同相、直交の基準パイ
ロット信号とその差信号を包絡線検波する手段３２，３
３，３１と、前記包絡線検波された同相、直交の基準パ
イロット信号とその差信号によって送信機の基準キャリ
アと受信機の再生基準キャリアの周波数ずれを検出する
手段３５と、その検出結果に応じて前記再生基準キャリ
アを制御する手段２５とを備えたことを特徴とする直交
周波数分割多重復調装置を提供し、請求項３の発明は、
請求項１に記載された直交周波数分割多重変調装置から
送信された直交マルチキャリア変調信号を受信する直交
検波手段２２，２３と、前記直交検波手段２２，２３の
出力が供給されるＡ／Ｄ変換器２６，２７とを有する直
交周波数分割多重復調装置において、前記直交検波手段
２２によって、復調された同相信号成分から、基準パイ
ロット信号を抽出する手段２８と、前記抽出された同相
の基準パイロット信号の周波数・位相を検出し、その結
果から、前記Ａ／Ｄ変換器へサンプリングクロックを出
力する手段３４とを備えたことを特徴とする直交周波数
分割多重復調装置を提供し、請求項４の発明は、請求項
１に記載された直交周波数分割多重変調装置から送信さ
れた直交マルチキャリア変調信号を受信し、受信レベル
を可変な増幅率で増幅する可変利得増幅手段２１と、基
準再生キャリアを用いた直交検波によって直交マルチキ
ャリア復調信号を得る直交検波手段２２，２３とを有す
る直交周波数分割多重復調装置において、前記直交検波
手段によって、復調された同相信号成分、直交信号成分
から、基準パイロット信号を抽出する手段２８，２９
と、前記抽出された同相、直交の基準パイロット信号を
それぞれ包絡線検波する手段３２，３３と、前記包絡線
検波された同相、直交信号を加算する手段３５と、前記
加算された同相、直交信号と受信機内部の任意のリファ
レンスとレベル比較し、誤差信号を発生する手段３５
と、前記誤差信号を用いて、受信レベルが常に一定にな
るように前記可変利得増幅手段２１の利得を制御する手
段３５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重
復調装置を提供し、請求項５の発明は、直交マルチキャ
リア変調伝送方式を使用して情報を伝送する直交周波数
分割多重変調方法において、ブロック化された送信デー
タを構成する情報デ−タに基準パイロット信号を付加し
て、帯域の中心周波数から対称な所定の位置に２つの基
準パイロット信号を配置する基準パイロットデータ付加
ステップ１０Ａと、前記基準パイロットデータ付加ステ
ップの出力を、キヤリアの位相と振幅に対応する１個の
複素数デ−タに変換し、周波数軸上の各キヤリアに割り
当てるアドレッシングステップ１０Ｂと、前記アドレッ
シングステップの出力が供給される逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）ステップ１１と、前記ＩＦＦＴステップの
出力が供給されるガードインターバル付加ステップ１２
と、サンプリングクロック信号が供給され、前記ガード
インターバル付加ステップの出力をＤ／Ａ変換するＤ／
Ａ変換ステップ１３と、前記Ｄ／Ａ変換ステップの出力
と基準キャリア発生ステップ１４の出力とが供給され
て、直交周波数分割多重変調信号を出力する乗算ステッ
プ１５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重
変調方法を提供し、請求項６の発明は、請求項５に記載
された直交周波数分割多重変調方法により送信された直
交マルチキャリア変調信号を受信し、基準再生キャリア
を用いた直交検波によって直交マルチキャリア復調信号
を得る直交検波ステップ２２，２３を有する直交周波数
分割多重復調方法において、前記直交検波ステップ２
２，２３によって、復調された同相信号成分、直交信号
成分から、基準パイロット信号を抽出するステップ２
８，２９と、前記抽出された同相、直交の基準パイロッ
ト信号の差信号を出力するステップ３０と、前記抽出さ
れた同相、直交の基準パイロット信号とその差信号を包
絡線検波するステップ３２，３３，３１と、前記包絡線
検波された同相、直交の基準パイロット信号とその差信
号によって送信機の基準キャリアと受信機の再生基準キ
ャリアの周波数ずれを検出するステップ３５と、その検
出結果に応じて前記再生基準キャリアを制御するステッ
プ２５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重
復調方法を提供し、請求項７の発明は、請求項５に記載
された直交周波数分割多重変調方法により送信された直
交マルチキャリア変調信号を受信する直交検波ステップ
２２，２３と、前記直交検波ステップ２２，２３の出力
が供給されるＡ／Ｄステップ２６，２７とを有する直交
周波数分割多重復調方法において、前記直交検波ステッ
プ２２によって、復調された同相信号成分から、基準パ
イロット信号を抽出するステップ２８と、前記抽出され
た同相の基準パイロット信号の周波数・位相を検出し、
その結果から、前記Ａ／Ｄ変換ステップへサンプリング
クロックを出力するステップ３４とを備えたことを特徴
とする直交周波数分割多重復調方法を提供し、請求項８
の発明は、請求項５に記載された直交周波数分割多重変
調方法により送信された直交マルチキャリア変調信号を
受信し、受信レベルを増幅率を可変にして増幅する可変
利得増幅ステップ２１と、基準再生キャリアを用いた直
交検波によって直交マルチキャリア復調信号を得る直交
検波ステップ２２，２３とを有する直交周波数分割多重
復調方法において、前記直交検波ステップによって、復
調された同相信号成分、直交信号成分から、基準パイロ
ット信号を抽出するステップ２８，２９と、前記抽出さ
れた同相、直交の基準パイロット信号をそれぞれ包絡線
検波するステップ３２，３３と、前記包絡線検波された
同相、直交信号を加算するステップと、前記加算された
同相、直交信号と受信機内部の任意のリファレンスとレ
ベル比較し、誤差信号を発生するステップ３５と、前記
誤差信号を用いて、受信レベルが常に一定になるように
前記可変利得増幅ステップ２１の利得を制御するステッ
プ３５とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重
復調方法を提供するものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明の直交マルチキャリア変調
装置及びその方法の一実施例について、図と共に以下に
説明する。図１に送信側でＯＦＤＭ変調信号を発生する
送信装置の基本ブロック構成を示す。図１に示される送
信装置は、基準パイロットデータ付加回路１０Ａ、アド
レッシング回路１０Ｂ、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦ
Ｔ）回路１１、ガードインターバル付加器１２、Ｄ／Ａ
変換回路１３、基準キャリア発生器１４及び乗算器１５
より構成されている。
装置及びその方法の一実施例について、図と共に以下に
説明する。図１に送信側でＯＦＤＭ変調信号を発生する
送信装置の基本ブロック構成を示す。図１に示される送
信装置は、基準パイロットデータ付加回路１０Ａ、アド
レッシング回路１０Ｂ、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦ
Ｔ）回路１１、ガードインターバル付加器１２、Ｄ／Ａ
変換回路１３、基準キャリア発生器１４及び乗算器１５
より構成されている。
【００１９】図１において、送信機に入力された変調デ
ータは基準パイロットデータ（信号）と共に基準パイロ
ットデータ付加回路１０Ａに供給される。ここで、ブロ
ック化された送信データを構成する情報デ−タに基準パ
イロットデ−タを新たに付加して、帯域の中心周波数か
ら対称な任意の位置に２つの基準パイロット信号を配置
してつぎのアドレッシング回路１０Ｂに供給する。ＯＦ
ＤＭ変調データとは別に、２本の基準パイロットデータ
を占有帯域の中心搬送波から対称な位置に信号点配置を
互いに同相（Ｉ）軸或いは直交（Ｑ）軸に対し対称の位
置に配置されるようにアドレッシング回路１０Ｂでアド
レッシングを行う。アドレッシング回路１０Ｂでは、ブ
ロック化された送信デ−タをキヤリアの位相と振幅に対
応する１個の複素数デ−タに変換し、周波数軸上の各キ
ヤリアに割り当てる。
ータは基準パイロットデータ（信号）と共に基準パイロ
ットデータ付加回路１０Ａに供給される。ここで、ブロ
ック化された送信データを構成する情報デ−タに基準パ
イロットデ−タを新たに付加して、帯域の中心周波数か
ら対称な任意の位置に２つの基準パイロット信号を配置
してつぎのアドレッシング回路１０Ｂに供給する。ＯＦ
ＤＭ変調データとは別に、２本の基準パイロットデータ
を占有帯域の中心搬送波から対称な位置に信号点配置を
互いに同相（Ｉ）軸或いは直交（Ｑ）軸に対し対称の位
置に配置されるようにアドレッシング回路１０Ｂでアド
レッシングを行う。アドレッシング回路１０Ｂでは、ブ
ロック化された送信デ−タをキヤリアの位相と振幅に対
応する１個の複素数デ−タに変換し、周波数軸上の各キ
ヤリアに割り当てる。
【００２０】アドレッシング回路１０Ｂの出力信号は、
伝送時系列に変換するために、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変
換）回路１１でＩＦＦＴされ、マルチパス対策のための
ガードインターバルをガードインターバル付加器１２で
付加され、つぎにサンプリングクロックにより、Ｄ／Ａ
変換回路１３でＤ／Ａ変換されベースバンド時系列にさ
れる。
伝送時系列に変換するために、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変
換）回路１１でＩＦＦＴされ、マルチパス対策のための
ガードインターバルをガードインターバル付加器１２で
付加され、つぎにサンプリングクロックにより、Ｄ／Ａ
変換回路１３でＤ／Ａ変換されベースバンド時系列にさ
れる。
【００２１】更に、基準キャリア発振回路１４で発生さ
れる基準キャリア信号によって、直交変調器１５で直交
変調され、ＯＦＤＭ変調送信信号が生成される。よっ
て、占有帯域の中心搬送波から対称な位置に信号点配置
を互いに同相（Ｉ）軸或いは直交（Ｑ）軸に対し対称の
位置に配置された２本の基準パイロット信号を含むマル
チキャリア変調信号が出力される。
れる基準キャリア信号によって、直交変調器１５で直交
変調され、ＯＦＤＭ変調送信信号が生成される。よっ
て、占有帯域の中心搬送波から対称な位置に信号点配置
を互いに同相（Ｉ）軸或いは直交（Ｑ）軸に対し対称の
位置に配置された２本の基準パイロット信号を含むマル
チキャリア変調信号が出力される。
【００２２】本発明の直交周波数分割多重復調装置の一
実施例について、図と共に以下に説明する。図２は本発
明の直交周波数分割多重復調装置及びその方法の一実施
例を示すブロック図である。図２に示される本発明の直
交周波数分割多重復調装置の一実施例は、ＡＧＣ回路２
１、乗算器２２，２３、９０度移相器２４、再生基準キ
ャリア発生器２５、Ａ／Ｄ変換回路２６，２７、ＢＰＦ
２８，２９、減算器３０、検波回路３１,３２,３３、Ｐ
ＬＬ回路３４、及び周波数ずれ・ＡＧＣ制御回路３５よ
り構成される。
実施例について、図と共に以下に説明する。図２は本発
明の直交周波数分割多重復調装置及びその方法の一実施
例を示すブロック図である。図２に示される本発明の直
交周波数分割多重復調装置の一実施例は、ＡＧＣ回路２
１、乗算器２２，２３、９０度移相器２４、再生基準キ
ャリア発生器２５、Ａ／Ｄ変換回路２６，２７、ＢＰＦ
２８，２９、減算器３０、検波回路３１,３２,３３、Ｐ
ＬＬ回路３４、及び周波数ずれ・ＡＧＣ制御回路３５よ
り構成される。
【００２３】受信されたマルチキャリア変調信号は、Ａ
ＧＣ回路２１で直交復調に必要な受信レベルまで増幅さ
れる。増幅された変調信号は、乗算器２２，２３に入力
され、再生基準キャリアで直交復調され、直交（Ｑ）と
同相（Ｉ）のベースバンド信号が得られる。得られた
Ｉ、Ｑのベースバンド信号は、帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）２８，２９で基準パイロットキャリアのみが抽出さ
れる。また、Ｉ、Ｑのベースバンド信号は、その後は従
来例で示したものと同様であり、ガードインターバル処
理器（図示せず）で処理され、ＦＦＴ（フリーエ変換）
回路（図示せず）により復調データとして復号され、Ｏ
ＦＤＭ復調データが出力される。
ＧＣ回路２１で直交復調に必要な受信レベルまで増幅さ
れる。増幅された変調信号は、乗算器２２，２３に入力
され、再生基準キャリアで直交復調され、直交（Ｑ）と
同相（Ｉ）のベースバンド信号が得られる。得られた
Ｉ、Ｑのベースバンド信号は、帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）２８，２９で基準パイロットキャリアのみが抽出さ
れる。また、Ｉ、Ｑのベースバンド信号は、その後は従
来例で示したものと同様であり、ガードインターバル処
理器（図示せず）で処理され、ＦＦＴ（フリーエ変換）
回路（図示せず）により復調データとして復号され、Ｏ
ＦＤＭ復調データが出力される。
【００２４】抽出されたＩ、Ｑ信号と（Ｉ−Ｑ）の差信
号出力の信号を検波し、３つの検波信号を得る。得られ
た３つの検波信号を周波数ずれ・ＡＧＣ制御回路３５に
入力し、それから発生する２つの制御出力を再生基準キ
ャリア発生器２５の周波数可変入力端子とＡＧＣ回路２
１の利得制御入力端子におのおの入力し、再生基準キャ
リアの周波数が送信機の基準キャリア周波数と一致する
ように制御し、またＡＧＣ回路２１の利得が常に定めら
れた一定値となるように制御する。
号出力の信号を検波し、３つの検波信号を得る。得られ
た３つの検波信号を周波数ずれ・ＡＧＣ制御回路３５に
入力し、それから発生する２つの制御出力を再生基準キ
ャリア発生器２５の周波数可変入力端子とＡＧＣ回路２
１の利得制御入力端子におのおの入力し、再生基準キャ
リアの周波数が送信機の基準キャリア周波数と一致する
ように制御し、またＡＧＣ回路２１の利得が常に定めら
れた一定値となるように制御する。
【００２５】つぎに、周波数ずれ・ＡＧＣ制御回路３５
の基本動作について以下に説明する。図３に、図２に示
すＢＰＦ２８，２９により抽出された基準パイロットキ
ャリアのＢ点における同相（Ｉ）、Ｃ点における直交
（Ｑ）、Ａ点における差分（Ｉ−Ｑ）復調ベースバンド
信号のそれぞれの波形例を示す。この図からわかるよう
に送信機で、占有帯域の中心搬送波から対称な位置
（±）に配置した２本の基準パイロット信号を含む直交
マルチキャリア変調信号で、その２本の基準パイロット
信号の信号点配置を、図４に示したように＋周波数側
を、同相（Ｉ）軸成分を零、直交（Ｑ）軸成分を＋ａ
に、他方の−周波数側を、Ｉ軸成分零、Ｑ軸成分−ａの
位置にそれぞれ信号点を配置する。
の基本動作について以下に説明する。図３に、図２に示
すＢＰＦ２８，２９により抽出された基準パイロットキ
ャリアのＢ点における同相（Ｉ）、Ｃ点における直交
（Ｑ）、Ａ点における差分（Ｉ−Ｑ）復調ベースバンド
信号のそれぞれの波形例を示す。この図からわかるよう
に送信機で、占有帯域の中心搬送波から対称な位置
（±）に配置した２本の基準パイロット信号を含む直交
マルチキャリア変調信号で、その２本の基準パイロット
信号の信号点配置を、図４に示したように＋周波数側
を、同相（Ｉ）軸成分を零、直交（Ｑ）軸成分を＋ａ
に、他方の−周波数側を、Ｉ軸成分零、Ｑ軸成分−ａの
位置にそれぞれ信号点を配置する。
【００２６】そのため、送信機の基準キャリアクロック
と受信機の再生基準キャリアクロックの周波数・位相が
一致しているときは、Ａグループの０°時の波形を示し
て、２ａの振幅を有するＩ信号、０の振幅を有するＱ信
号、２ａの振幅を有する（Ｉ−Ｑ）信号の復調波形が得
られる。
と受信機の再生基準キャリアクロックの周波数・位相が
一致しているときは、Ａグループの０°時の波形を示し
て、２ａの振幅を有するＩ信号、０の振幅を有するＱ信
号、２ａの振幅を有する（Ｉ−Ｑ）信号の復調波形が得
られる。
【００２７】そして、その状態から再生基準キャリアの
周波数・位相がずれて、コンステレーションの軸が反時
計方向に回転をすると、回転量４５°の時Ｂグループに
示すＩ、Ｑ、（Ｉ−Ｑ）の復調信号が、９０°の時Ｃグ
ループに示すＩ、Ｑ、（Ｉ−Ｑ）の復調信号がそれぞれ
得られる。
周波数・位相がずれて、コンステレーションの軸が反時
計方向に回転をすると、回転量４５°の時Ｂグループに
示すＩ、Ｑ、（Ｉ−Ｑ）の復調信号が、９０°の時Ｃグ
ループに示すＩ、Ｑ、（Ｉ−Ｑ）の復調信号がそれぞれ
得られる。
【００２８】逆に、コンステレーション（信号点配置）
の軸が時計方向に回転した場合は、Ｄグループの状態
（ＡグループとＤグループは同じ状態）から、Ｅグルー
プ、Ｆグループに示す復調波形がそれぞれ得られる。
の軸が時計方向に回転した場合は、Ｄグループの状態
（ＡグループとＤグループは同じ状態）から、Ｅグルー
プ、Ｆグループに示す復調波形がそれぞれ得られる。
【００２９】Ａグループ〜Ｆグループにそれぞれ示した
復調波形から、つぎのことがわかる。 （ａ）送信機の基準キャリアクロックと受信機の再生基
準キャリアクロックの周波数・位相が一致しているとき
は、Ｉデータが最大値２ａ、Ｑデータが０を示す。 （ｂ）コンステレーション軸が、９０°まで反時計方向
に回転するときは、（Ｉ−Ｑ）信号は常に一定の最大値
２ａの振幅を有する波形である。 （ｃ）コンステレーション軸が、９０°まで時計方向に
回転するときは、（Ｉ−Ｑ）信号は、回転角度に応じ
て、２ａ〜０〜−２ａと振幅が変化した波形が発生す
る。
復調波形から、つぎのことがわかる。 （ａ）送信機の基準キャリアクロックと受信機の再生基
準キャリアクロックの周波数・位相が一致しているとき
は、Ｉデータが最大値２ａ、Ｑデータが０を示す。 （ｂ）コンステレーション軸が、９０°まで反時計方向
に回転するときは、（Ｉ−Ｑ）信号は常に一定の最大値
２ａの振幅を有する波形である。 （ｃ）コンステレーション軸が、９０°まで時計方向に
回転するときは、（Ｉ−Ｑ）信号は、回転角度に応じ
て、２ａ〜０〜−２ａと振幅が変化した波形が発生す
る。
【００３０】つまり、前記（ａ）のＩの振幅値が最大２
ａかつＱの振幅値が最小０の時が、送信基準キャリアに
対する再生基準キャリアの周波数ずれが０の条件であ
り、伝送路変動などによりコンステレーション軸が回転
した場合は、前記（ｂ）〜（ｃ）の（Ｉ−Ｑ）信号によ
り、その回転方向が判定出来ることがわかる。
ａかつＱの振幅値が最小０の時が、送信基準キャリアに
対する再生基準キャリアの周波数ずれが０の条件であ
り、伝送路変動などによりコンステレーション軸が回転
した場合は、前記（ｂ）〜（ｃ）の（Ｉ−Ｑ）信号によ
り、その回転方向が判定出来ることがわかる。
【００３１】よって、ＢＰＦ２８によって抽出された基
準パイロットキャリアのＩ成分の包絡線検波された振幅
値と、同様にＱの振幅値と（Ｉ−Ｑ）の振幅値とが求ま
れば、送信機の基準キャリアクロックに受信機の再生基
準キャリアクロックの周波数を一致させることが可能と
なる。
準パイロットキャリアのＩ成分の包絡線検波された振幅
値と、同様にＱの振幅値と（Ｉ−Ｑ）の振幅値とが求ま
れば、送信機の基準キャリアクロックに受信機の再生基
準キャリアクロックの周波数を一致させることが可能と
なる。
【００３２】ただし、この方式では、送信機の基準キャ
リアクロックと受信機の再生基準キャリアクロックの位
相差が、０°と１８０°の区別が出来ない。しかし、既
に述べたように、多値ＱＡＭ変調を用いたＯＦＤＭ送信
機では、同期目的とは別に、振幅・位相基準パイロット
キャリアを用いて、受信ＦＦＴの演算結果から、サブキ
ャリア全てのキャリブレーションを行い、伝送路変動を
補正している。そのため、前記基準キャリアクロックの
位相差は、キャリブレーション動作で補正されるため、
周波数が一致していれば問題はない。
リアクロックと受信機の再生基準キャリアクロックの位
相差が、０°と１８０°の区別が出来ない。しかし、既
に述べたように、多値ＱＡＭ変調を用いたＯＦＤＭ送信
機では、同期目的とは別に、振幅・位相基準パイロット
キャリアを用いて、受信ＦＦＴの演算結果から、サブキ
ャリア全てのキャリブレーションを行い、伝送路変動を
補正している。そのため、前記基準キャリアクロックの
位相差は、キャリブレーション動作で補正されるため、
周波数が一致していれば問題はない。
【００３３】また、送信機のＩＦＦＴと受信機のＦＦＴ
の演算開始タイミングを示すシンボルタイミングクロッ
クが別途得られている場合は、図３のＩ、Ｑ、（Ｉ−
Ｑ）復調波形のそれぞれの位相状態が検出出来るため、
図２のＡ点、Ｂ点、Ｃ点の復調出力をＡ／Ｄ変換して信
号処理を行うことにより、再生基準キャリアと、サンプ
リングクロックの周波数・位相同期が行える。
の演算開始タイミングを示すシンボルタイミングクロッ
クが別途得られている場合は、図３のＩ、Ｑ、（Ｉ−
Ｑ）復調波形のそれぞれの位相状態が検出出来るため、
図２のＡ点、Ｂ点、Ｃ点の復調出力をＡ／Ｄ変換して信
号処理を行うことにより、再生基準キャリアと、サンプ
リングクロックの周波数・位相同期が行える。
【００３４】ＡＧＣ制御信号は、Ｉ信号検波出力（Ｂ'
点）とＱ信号検波出力（Ｃ'点）の加算値を利用する。
この加算値は、コンステレーション軸の変動に影響され
ないので、この加算値とリファレンスレベルとを、周波
数ずれ・ＡＧＣ制御回路３５で比較し、その誤差出力を
ＡＧＣ制御信号としてＡＧＣ回路２１を制御することに
より、伝送路特性変動による受信レベル変化を補正する
ことが出来る。
点）とＱ信号検波出力（Ｃ'点）の加算値を利用する。
この加算値は、コンステレーション軸の変動に影響され
ないので、この加算値とリファレンスレベルとを、周波
数ずれ・ＡＧＣ制御回路３５で比較し、その誤差出力を
ＡＧＣ制御信号としてＡＧＣ回路２１を制御することに
より、伝送路特性変動による受信レベル変化を補正する
ことが出来る。
【００３５】つぎに、ＢＰＦ２８で基準パイロットキャ
リアのみを抽出したＩ信号は、送信機のＤ／Ａ変換器の
サンプリング周波数に同期した信号であるので、その信
号をＰＬＬ回路３４に入力することで、受信機のＡ／Ｄ
変換器２６，２７に必要な周波数同期のとれたサンプリ
ングクロックを、ＰＬＬ回路３４から発生することが出
来る。
リアのみを抽出したＩ信号は、送信機のＤ／Ａ変換器の
サンプリング周波数に同期した信号であるので、その信
号をＰＬＬ回路３４に入力することで、受信機のＡ／Ｄ
変換器２６，２７に必要な周波数同期のとれたサンプリ
ングクロックを、ＰＬＬ回路３４から発生することが出
来る。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｆ
ＦＴ演算結果を用いずにこれとは独立して、２本の基準
パイロット信号から送信機に周波数同期し、連続した基
準キャリア信号とサンプリングクロックが再生されると
同時にＡＧＣ制御信号も得られる。
ＦＴ演算結果を用いずにこれとは独立して、２本の基準
パイロット信号から送信機に周波数同期し、連続した基
準キャリア信号とサンプリングクロックが再生されると
同時にＡＧＣ制御信号も得られる。
【図１】本発明の直交周波数分割多重変調装置の一実施
例を示したブロック構成図である。
例を示したブロック構成図である。
【図２】本発明の直交周波数分割多重復調装置の一実施
例を示した図である。
例を示した図である。
【図３】本発明の直交周波数分割多重復調装置の一実施
例の図２に示すＢＰＦ２８，２９により抽出された基準
パイロットキャリアのＢ点における同相（Ｉ）、Ｃ点に
おける直交（Ｑ）、Ａ点における差分（Ｉ−Ｑ）復調ベ
ースバンド信号の波形例を示した図である。
例の図２に示すＢＰＦ２８，２９により抽出された基準
パイロットキャリアのＢ点における同相（Ｉ）、Ｃ点に
おける直交（Ｑ）、Ａ点における差分（Ｉ−Ｑ）復調ベ
ースバンド信号の波形例を示した図である。
【図４】２本の基準パイロット信号の信号点配置を、＋
周波数側を、同相（Ｉ）軸成分を零、直交（Ｑ）軸成分
を＋ａに、他方の−周波数側を、Ｉ軸成分零、Ｑ軸成分
−ａの位置にそれぞれ信号点を配置した図である。
周波数側を、同相（Ｉ）軸成分を零、直交（Ｑ）軸成分
を＋ａに、他方の−周波数側を、Ｉ軸成分零、Ｑ軸成分
−ａの位置にそれぞれ信号点を配置した図である。
【図５】ＯＦＤＭ変調信号を発生する従来の直交周波数
分割多重変調装置の基本ブロック構成を示した図であ
る。
分割多重変調装置の基本ブロック構成を示した図であ
る。
【図６】ＯＦＤＭ変調信号を復調する従来の直交周波数
分割多重復調装置の基本ブロック構成を示した図であ
る。
分割多重復調装置の基本ブロック構成を示した図であ
る。
１０Ａ 基準パイロットデータ（信号）付加回路 １０Ｂ アドレッシング回路 １１ 逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路 １２ ガードインターバル付加器 １３ Ｄ／Ａ変換回路 １４ 基準キャリア発生器 １５，２２，２３ 乗算器 ２１ ＡＧＣ回路 ２４ 90度移相器 ２５ 再生基準キャリア発生器 ２６，２７ Ａ／Ｄ変換回路 ２８，２９ ＢＰＦ ３０ 減算器 ３１,３２,３３ 検波回路 ３４ ＰＬＬ回路 ３５ 周波数ずれ・ＡＧＣ制御回路
Claims (8)
- 【請求項１】直交マルチキャリア変調伝送方式を使用し
て情報を伝送する直交周波数分割多重変調装置におい
て、 ブロック化された送信データを構成する情報デ−タに基
準パイロット信号を付加して、帯域の中心周波数から対
称な所定の位置に２つの基準パイロット信号を配置する
基準パイロットデータ付加手段と、 前記基準パイロットデータ付加手段の出力を、キヤリア
の位相と振幅に対応する１個の複素数デ−タに変換し、
周波数軸上の各キヤリアに割り当てるアドレッシング手
段と、 前記アドレッシング手段の出力が供給される逆高速フー
リエ変換（ＩＦＦＴ）手段と、 前記ＩＦＦＴ手段の出力が供給されるガードインターバ
ル付加手段と、 サンプリングクロック信号が供給され、前記ガードイン
ターバル付加手段の出力をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換手
段と、 前記Ｄ／Ａ変換手段の出力と基準キャリア発生手段の出
力とが供給されて、直交周波数分割多重変調信号を出力
する乗算手段とを備えたことを特徴とする直交周波数分
割多重変調装置。 - 【請求項２】請求項１に記載された直交周波数分割多重
変調装置から送信された直交マルチキャリア変調信号を
受信し、基準再生キャリアを用いた直交検波によって直
交マルチキャリア復調信号を得る直交検波手段を有する
直交周波数分割多重復調装置において、 前記直交検波手段によって、復調された同相信号成分、
直交信号成分から、基準パイロット信号を抽出する手段
と、 前記抽出された同相、直交の基準パイロット信号の差信
号を出力する手段と、 前記抽出された同相、直交の基準パイロット信号とその
差信号を包絡線検波する手段と、 前記包絡線検波された同相、直交の基準パイロット信号
とその差信号によって送信機の基準キャリアと受信機の
再生基準キャリアの周波数ずれを検出する手段と、 その検出結果に応じて前記再生基準キャリアを制御する
手段とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重復
調装置。 - 【請求項３】請求項１に記載された直交周波数分割多重
変調装置から送信された直交マルチキャリア変調信号を
受信する直交検波手段と、前記直交検波手段の出力が供
給されるＡ／Ｄ変換器とを有する直交周波数分割多重復
調装置において、 前記直交検波手段によって、復調された同相信号成分か
ら、基準パイロット信号を抽出する手段と、 前記抽出された同相の基準パイロット信号の周波数・位
相を検出し、その結果から、前記Ａ／Ｄ変換器へサンプ
リングクロックを出力する手段とを備えたことを特徴と
する直交周波数分割多重復調装置。 - 【請求項４】請求項１に記載された直交周波数分割多重
変調装置から送信された直交マルチキャリア変調信号を
受信し、受信レベルを増幅率を可変にして増幅する可変
利得増幅手段と、基準再生キャリアを用いた直交検波に
よって直交マルチキャリア復調信号を得る直交検波手段
とを有する直交周波数分割多重復調装置において、 前記直交検波手段によって、復調された同相信号成分、
直交信号成分から、基準パイロット信号を抽出する手段
と、 前記抽出された同相、直交の基準パイロット信号をそれ
ぞれ包絡線検波する手段と、 前記包絡線検波された同相、直交信号を加算する手段
と、 前記加算された同相、直交信号と受信機内部の任意のリ
ファレンスとレベル比較し、誤差信号を発生する手段
と、 前記誤差信号を用いて、受信レベルが常に一定になるよ
うに前記可変利得増幅手段の利得を制御する手段とを備
えたことを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。 - 【請求項５】直交マルチキャリア変調伝送方式を使用し
て情報を伝送する直交周波数分割多重変調方法におい
て、 ブロック化された送信データを構成する情報デ−タに基
準パイロット信号を付加して、帯域の中心周波数から対
称な所定の位置に２つの基準パイロット信号を配置する
基準パイロットデータ付加ステップと、 前記基準パイロットデータ付加ステップの出力を、キヤ
リアの位相と振幅に対応する１個の複素数デ−タに変換
し、周波数軸上の各キヤリアに割り当てるアドレッシン
グステップと、 前記アドレッシングステップの出力が供給される逆高速
フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ステップと、 前記ＩＦＦＴステップの出力が供給されるガードインタ
ーバル付加ステップと、 サンプリングクロック信号が供給され、前記ガードイン
ターバル付加ステップの出力をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変
換ステップと、 前記Ｄ／Ａ変換ステップの出力と基準キャリア発生ステ
ップの出力とが供給されて、直交周波数分割多重変調信
号を出力する乗算ステップとを備えたことを特徴とする
直交周波数分割多重変調方法。 - 【請求項６】請求項５に記載された直交周波数分割多重
変調方法により送信された直交マルチキャリア変調信号
を受信し、基準再生キャリアを用いた直交検波によって
直交マルチキャリア復調信号を得る直交検波ステップを
有する直交周波数分割多重復調方法において、 前記直交検波ステップによって、復調された同相信号成
分、直交信号成分から、基準パイロット信号を抽出する
ステップと、 前記抽出された同相、直交の基準パイロット信号の差信
号を出力するステップと、 前記抽出された同相、直交の基準パイロット信号とその
差信号を包絡線検波するステップと、 前記包絡線検波された同相、直交の基準パイロット信号
とその差信号によって送信機の基準キャリアと受信機の
再生基準キャリアの周波数ずれを検出するステップと、 その検出結果に応じて前記再生基準キャリアを制御する
ステップとを備えたことを特徴とする直交周波数分割多
重復調方法。 - 【請求項７】請求項５に記載された直交周波数分割多重
変調方法により送信された直交マルチキャリア変調信号
を受信する直交検波ステップと、前記直交検波ステップ
の出力が供給されるＡ／Ｄステップとを有する直交周波
数分割多重復調方法において、 前記直交検波ステップによって、復調された同相信号成
分から、基準パイロット信号を抽出するステップと、 前記抽出された同相の基準パイロット信号の周波数・位
相を検出し、その結果から、前記Ａ／Ｄ変換ステップへ
サンプリングクロックを出力するステップとを備えたこ
とを特徴とする直交周波数分割多重復調方法。 - 【請求項８】請求項５に記載された直交周波数分割多重
変調方法により送信された直交マルチキャリア変調信号
を受信し、受信レベルを増幅率を可変にして増幅する可
変利得増幅ステップと、基準再生キャリアを用いた直交
検波によって直交マルチキャリア復調信号を得る直交検
波ステップとを有する直交周波数分割多重復調方法にお
いて、 前記直交検波ステップによって、復調された同相信号成
分、直交信号成分から、基準パイロット信号を抽出する
ステップと、 前記抽出された同相、直交の基準パイロット信号をそれ
ぞれ包絡線検波するステップと、 前記包絡線検波された同相、直交信号を加算するステッ
プと、 前記加算された同相、直交信号と受信機内部の
任意のリファレンスとレベル比較し、誤差信号を発生す
るステップと、 前記誤差信号を用いて、受信レベルが
常に一定になるように前記可変利得増幅ステップの利得
を制御するステップとを備えたことを特徴とする直交周
波数分割多重復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11236631A JP2001060935A (ja) | 1999-08-24 | 1999-08-24 | 直交周波数分割多重変復調装置及びその方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11236631A JP2001060935A (ja) | 1999-08-24 | 1999-08-24 | 直交周波数分割多重変復調装置及びその方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001060935A true JP2001060935A (ja) | 2001-03-06 |
Family
ID=17003496
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11236631A Pending JP2001060935A (ja) | 1999-08-24 | 1999-08-24 | 直交周波数分割多重変復調装置及びその方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001060935A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002300135A (ja) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Fujitsu General Ltd | Ｏｆｄｍ復調回路における自動利得制御回路 |
| WO2007058219A1 (ja) * | 2005-11-16 | 2007-05-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置及び通信方法 |
| JP2009512285A (ja) * | 2005-10-12 | 2009-03-19 | モナシュ、ユニバーシティ | デジタル信号の光送信のための方法および装置 |
| CN100544337C (zh) * | 2001-09-14 | 2009-09-23 | 英芬能技术公司 | 多载波调制的数据传输方法 |
-
1999
- 1999-08-24 JP JP11236631A patent/JP2001060935A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002300135A (ja) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Fujitsu General Ltd | Ｏｆｄｍ復調回路における自動利得制御回路 |
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| JP4786714B2 (ja) * | 2005-10-12 | 2011-10-05 | オフィディウム、プロプライエタリー、リミテッド | デジタル信号の光送信のための方法および装置 |
| WO2007058219A1 (ja) * | 2005-11-16 | 2007-05-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置及び通信方法 |
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