JPH09153882A - 直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ｉ信号、Ｑ信号の振幅特性差、位相特性差な
どは符号誤りの直接の原因となり、より一層の精度の向
上を図るには一定の限界がある。また、参照信号が伝送
されていない期間中の特性変化は補正できない。 【解決手段】 送信側では、ＯＦＤＭ信号を構成する複
数の搬送波のうち特定の搬送波で既知の参照信号を送信
すると共に、既知の参照信号を送信する搬送波を所定の
搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期
間毎に順次巡回的に変更して送信する。受信側では、復
号回路311で参照信号を復調し、検出回路312により伝送
路特性を検出する。第１の補正式導出保持回路313は検
出した伝送路特性から第１の補正式を算出して記憶す
る。第１の補正回路314はこの補正式を用いて信号を復
号する。更に、この補正回路314の出力信号に対して、
新たに第２の補正式を算出して補正することにより、高
速変化特性を補正できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は直交周波数分割多重
信号伝送方式、送信装置及び受信装置に係り、特に符号
化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域
の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequen
cy Division Multiplex）信号に変換して送受信する直
交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】符号化されたディジタル映像信号などを
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５
６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modul
ation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方
式が、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利
用効率が比較的良いなど特長から従来より知られてい
る。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配置
し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する
方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、隣
接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置
で零になることを意味する。

【０００３】このＯＦＤＭ波を送信する送信装置では、
送信するデータを逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演
算して得られたディジタルベースバンドの複数の同相信
号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）を、Ｄ／Ａ変換器、
低域フィルタ（ＬＰＦ）をそれぞれ通過させた後、直交
変調器により中間周波数（ＩＦ）に変換合成し、更にそ
の後、周波数変換器でＲＦ信号帯に周波数変換し、帯域
フィルタ（ＢＰＦ）で不要周波数成分を除去し、送信部
で電力増幅して、送信アンテナより電波発射する。

【０００４】一方、受信装置においては、周波数変換器
で受信ＲＦ信号の中間周波数への周波数変換を行って増
幅器で中間周波増幅を行い、ＢＰＦで不要周波数成分を
除去した後、直交復調器によりＩ信号とＱ信号に分離す
る。その後、分離したＩ信号とＱ信号をＬＰＦ、Ａ／Ｄ
変換器及び離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）回路、ＱＡＭ
復号回路をそれぞれ通してＱＡＭ復号等を施し、データ
を復元する。

【０００５】これらのＯＦＤＭ信号伝送過程において、
送信装置、受信装置ともに、Ｉ信号とＱ信号に分離され
ている時点で、互いの系の間に相対的な振幅特性差、位
相特性差があると、あるいは、直交変調器、直交復調器
に正確な９０度位相差の変調波あるいは復調波が供給さ
れないと、符号誤りを生じてしまう。すなわち、自身の
周波数の振幅変化と位相変化、および、対称な反対側の
周波数へのクロストーク（イメージ成分）の発生が起こ
る。

【０００６】そこで、従来より上記の符号誤りの発生を
防止するために、Ｉ信号とＱ信号に分離されている時点
での振幅特性差、位相特性差、あるいは、直交変調器、
直交復調器に正確な９０度位相差の変復調波が供給され
ないという、Ｉ信号及びＱ信号相互間の特性差（誤差）
をなくすための方法が種々提案されている（例えば、特
開平６−３５０６５８号、特開平３−７６６２３号、特
開平５−２２７２３９号、特開平５−１１０３６９号、
特開平３−５３７３５号、特開平６−１８８９３２号、
特開平４−２９０３３７号）。

【０００７】また、Ｉ信号及びＱ信号自体の周波数振幅
特性や周波数位相特性を規定の特性とするための補正も
従来より提案されており、例えば送信装置においてはＩ
信号、Ｑ信号の周波数振幅特性と周波数位相特性、直交
変調波の位相、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周
波数位相特性、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周
波数位相特性、また、受信装置においてもＩ信号、Ｑ信
号の周波数振幅特性と周波数位相特性、直交復調波の位
相、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特
性、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特
性、更に電波伝搬のマルチパス環境下における周波数振
幅特性と周波数位相特性などの、各種特性のいずれか一
つ又は二以上の特性を補正する提案もなされている（特
開平６−３１１１３４号、特開平５−２１９０２１号各
公報）。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
の従来の補正方法は、いずれも回路構成の複雑さからコ
ストアップとなり、精度にも限度がある。すべての誤差
を補正するにはさらに複雑となる。また、ＯＦＤＭ信号
用については適当でないものもある。更に送受信機で直
交性のズレを補償している従来方法（特開平６−１８８
９３２号公報）はＩ信号、Ｑ信号の振幅のズレは補償し
ていなかったり、送信機において、Ｄ／Ａ変換器の前段
にディジタル直交変調器を配置して、送信系の誤差を原
理的になくすようにした従来方法（特開平４−２９０３
３７号公報）では、Ｄ／Ａ変換器の動作速度とビット幅
の制約から使用できる装置が限定されるなどの問題があ
る。

【０００９】このように、従来はＩ信号、Ｑ信号の振幅
特性差、位相特性差、直交性誤差は、送受信信号の符号
誤りの直接の原因となり、これら誤差の除去若しくは補
償が行われているが、より一層の精度の向上を図るには
一定の限界がある。更に、周波数特性の補償等、ＯＦＤ
Ｍ信号への対応まで考慮したものは従来なかった。

【００１０】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
誤差を許容して誤差を補正することにより、回路構成を
複雑にすることなく、符号誤りの発生を防止し得る直交
周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置を
提供することを目的とする。

【００１１】また、本発明の他の目的は誤差のほかに、
周波数による特性を補正することによりＯＦＤＭ信号伝
送に適用して好適な直交周波数分割多重信号伝送方式、
送信装置及び受信装置を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の直交周波数分割多重信号伝送方式は、送信
側では、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれ
を、各搬送波に割り当てられた伝送すべき情報信号から
それぞれ得た同相信号と直交信号で別々に変調し、か
つ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成
してシンボル単位で送信し、受信側では周波数分割多重
信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ
同相信号と直交信号に復号した後情報信号を復調する直
交周波数分割多重信号伝送方式において、送信側では、
複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の
正の搬送波と低域側の負の搬送波の組で既知の参照信号
を送信すると共に、既知の参照信号を送信する正負の搬
送波の組を特定の搬送波あるいは伝送パラメータで伝送
するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡
回的に変更して送信し、受信側では、受信した周波数分
割多重信号からシンボル番号に基づいて参照信号を復号
し、この参照信号から正の搬送波の実数部と虚数部、負
の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をも
とに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から補正
式を算出して記憶し、補正式を用いて復号した同相信号
と直交信号を補正するようにしたものである。

【００１３】また、本発明の周波数分割多重信号伝送方
式では、参照信号を、所定のシンボル単位で交互に切り
替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号
と２組目の参照信号とし、正の搬送波で送信された参照
信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、
負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値
がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波
の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及び
ｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と
虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’であるとき、受信側
は伝送路特性として次式

【００１４】

【数８】 で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を、受信参照信号を既知の参
照信号から算出し、補正式として次式

【００１５】

【数９】 （ただし、H0=+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S
5S6)、H1=+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S
6)、H2=+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)、H
3=+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)、H4=+S
2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)、H5=+S3(S4
S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)、H6=+S6(S0S0+S
1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)、H7=+S7(S0S0+S1S1)
-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)、det A = S0×H0+S1×H1
+S4×H2+S5×H3）で算出された値を記憶保持し、補正式
を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式

【００１６】

【数１０】 （ただし、上式中、ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に
割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、
ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正
後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記
正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’
及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部
と虚数部）の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ
及びｄを得るようにしたものである。

【００１７】ここで、参照信号は、所定のシンボル単位
で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組
目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、正負の搬
送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部
の各値と負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、
１組目の参照信号は、正の搬送波で伝送する実数部又は
虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれ
ゼロとし、２組目の参照信号は、負の搬送波で伝送する
実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値
をそれぞれゼロとすることが、伝送路特性の係数算出に
おいて計算が容易になり、望ましい。

【００１８】同様に、参照信号は、所定のシンボル単位
で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組
目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、正負の搬
送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部
の各値と負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、
１組目の参照信号は、正の搬送波で伝送する実数部及び
虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれ
ぞれゼロとし、２組目の参照信号は、負の搬送波で伝送
する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、か
つ、他の値をそれぞれゼロとするようにしても、伝送路
特性の係数算出において計算が容易になる。

【００１９】また、前記目的達成のため、本発明の直交
周波数分割多重信号送信装置は、複素数で表される伝送
すべきディジタル情報信号が複数の実数部入力端子と虚
数部入力端子にそれぞれ入力されて逆離散的フーリエ変
換し、互いに周波数の異なる複数の搬送波でそれぞれ伝
送される同相信号と直交信号をシンボル単位で発生する
演算部と、伝送すべきディジタル情報信号のシンボル毎
に値が変化するシンボル番号を発生して演算部の特定の
入力端子に入力するシンボル番号計数回路と、複数の搬
送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送
波で伝送されるディジタル情報信号が入力される演算部
の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、低域側の負の
搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される演
算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子の組に参照信
号をそれぞれ入力すると共に、参照信号を入力する実数
部入力端子及び虚数部入力端子の組を一定時間毎に切り
替える参照信号挿入手段と、演算部の出力同相信号及び
直交信号を一時記憶する出力バッファと、出力バッファ
の出力同相信号及び直交信号をそれぞれ直交周波数分割
多重信号に変換する変換手段と、直交周波数分割多重信
号を送信する送信手段とを有する構成としたものであ
る。

【００２０】更に、前記目的達成のため、本発明の直交
周波数分割多重信号受信装置は、互いに周波数の異なる
複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送す
ると共に、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称
な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知
の参照信号が挿入され、参照信号を送信する正負の搬送
波の組を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定
し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更してなる直交
周波数分割多重信号を受信する受信手段と、受信手段か
らの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、それ
ぞれ複素数で表される同相信号及び直交信号とシンボル
番号及び参照信号を得る復調手段と、復調手段からの前
記同相信号及び直交信号とシンボル番号及び参照信号を
それぞれ離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を
復号すると共に、シンボル番号及び参照信号を復号する
復号手段と、復号手段よりの前記シンボル番号から参照
信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部と
虚数部、負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏
洩成分をもとに伝送路特性を検出する検出手段と、検出
手段により検出した伝送路特性から補正式を算出して記
憶する補正式算出及び保持手段と、記憶された補正式を
用いて復号手段からの同相信号及び直交信号の復号信号
を補正する補正回路とから構成したものである。

【００２１】直交周波数分割多重信号伝送方式で発生す
る同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）誤差の発
生は送受信装置において、Ｉ信号、Ｑ信号間の振幅特性
差、位相特性差、直交性誤差が原因となる。送信装置で
Ｉ信号、Ｑ信号が合成された後から、受信装置でＩ信
号、Ｑ信号が分離されるまでは、誤差は発生しない。ま
た、従来の技術の項でも述べたように、Ｉ信号及びＱ信
号相互間の特性差（誤差）をなくすような補正やＩ信号
Ｑ信号それ自体の特性を規定値にするための補正では一
定の制約があり、十分な補正ができない。

【００２２】本発明は上記の点に鑑み、「誤差を発生さ
せない」ための補正を行う従来の周波数分割多重信号伝
送方式、送信装置及び受信装置とは異なり、「誤差を許
容」して誤差を補正するようにしたものである。すなわ
ち、本発明では、送信側で既知の基準データとして参照
信号を周波数分割多重信号中に挿入して送信し、受信側
でこの参照信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号の誤差を示
す伝送路特性を検出し、補正式を求めて検出した伝送路
特性を補正するようにしたものである。

【００２３】ここで、伝送路特性の係数を１６個として
４つの参照信号の送受信で伝送路特性を検出するように
してもよいが、時々刻々と変化する伝送路特性に対する
追従速度が遅くなるので、本発明では、複数の搬送波の
うちの中心搬送波に対してクロストークの影響のある、
互いに対称な、高域側の一の正の搬送波と、低域側の一
の負の搬送波を組としてこれらの搬送波で参照信号を伝
送する。更に、本発明では参照信号を挿入する正負の搬
送波をシンボル番号で指定し、かつ、正負の搬送波の組
を一定時間毎に切り替えることにより、すべての搬送波
についての伝送路特性をも検出できるようにしたもので
ある。

【００２４】これにより、本発明では、前述したＩ信号
及びＱ信号自体の周波数特性を従来と同様に補正できる
と共に、これに加えて、送信装置のそれぞれの周波数で
Ｉ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれ
ぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、
送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞ
れの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受
信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対
位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの
特性誤差をも補正することができる。

【００２５】また、本発明は前記目的達成のため、送信
側では、それぞれ割り当てられた伝送すべき情報信号で
変調された互いに周波数の異なる複数の搬送波と、参照
信号を周期的に伝送する特定の搬送波とを周波数分割多
重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信
側では直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変
調された搬送波をそれぞれ復調した後情報信号を復号す
る直交周波数分割多重信号伝送方式において、受信側で
は受信した直交周波数分割多重信号から参照信号を復号
し、この参照信号から伝送路特性を検出し、検出した伝
送路特性から第１の補正式を算出して記憶し、復号した
情報信号を第１の補正式を用いて補正し、この補正後の
情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に、参照
信号の伝送周期よりも変化の速い伝送路の高速変化成分
を検出し、この検出した伝送路の高速変化成分から第２
の補正式を算出して記憶し、第２の補正式を用いて補正
後の情報信号を更に補正することを特徴とする。

【００２６】すなわち、この発明では、従来と同様の方
法で第１の補正式により補正した受信信号に対して、更
に第２の補正式により補正することにより、参照信号の
伝送周期よりも変化の速い伝送路の高速変化成分を考慮
した補正ができる。

【００２７】ここで、送信側は、既知の参照信号で変調
された特定の搬送波を、所定の搬送波で伝送するシンボ
ル番号若しくは特定のパラメータ情報又は同期シンボル
情報に基づいて指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的
に変更して送信する。

【００２８】また、本発明は、送信側では、伝送すべき
情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ
別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これら
の同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬
送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送
波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数
分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信
し、受信側では直交周波数分割多重信号を受信してそれ
ぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号
に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信
号伝送方式において、送信側では前記複数の搬送波のう
ち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その
所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信
し、受信側では受信した直交周波数分割多重信号から参
照信号を復号し、この参照信号から所定の搬送波の実数
部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検
出した伝送路特性から第１の補正式を算出して記憶し、
復号した情報信号を第１の補正式を用いて補正し、この
補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基
に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した伝送路の高
速変化成分から第２の補正式を算出して記憶し、第２の
補正式を用いて補正後の情報信号を更に補正するするこ
とを特徴とする。

【００２９】これにより、本発明では、第１の補正式に
より、受信装置のそれぞれの周波数で、Ｉ、Ｑ信号間で
の相対振幅・位相特性差や受信装置の直交復調器の直交
性誤差などの特性誤差と、送信装置のＩＦ、ＲＦ波帯信
号処理の周波数振幅・位相特性、受信装置のＲＦ、ＩＦ
波帯信号処理の周波数振幅・位相特性、受信装置のＩ、
Ｑ信号それぞれの周波数振幅・位相特性、緩やかに変化
する電波伝搬下における周波数振幅・位相特性、送受信
機の直交変復調波の位相などの周波数特性を補正でき
る。更に加えてこの発明では、第２の補正式を用いた補
正により、高速に変化する電波伝搬下における周波数振
幅・位相特性を補正できる。

【００３０】

【発明の実施の形態】次に、本発明の各実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。

【００３１】図１は本発明伝送方式の送信装置である直
交周波数分割多重信号送信装置の第１の実施の形態のブ
ロック図を示す。同図において、入力端子１には伝送す
べきディジタルデータが入力される。このディジタルデ
ータとしては、例えばカラー動画像符号化方式であるＭ
ＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映
像信号や音声信号などである。この入力ディジタルデー
タは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符
号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて
行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よ
りの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間
周波数に同期したクロックを発生する。

【００３２】誤り訂正符号が付加されたディジタルデー
タは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部
４は本実施例の要部を構成する回路で、入力回路２より
のディジタルデータを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）
演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を
生成すると共に、後述するようにシンボル番号計数回路
５よりのシンボル番号及び参照信号挿入回路６よりの参
照信号もそれぞれ所定の入力端子に供給されてＩＤＦＴ
演算する。

【００３３】演算部４は一例としてデータ系列Ｎが２５
６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリ
ングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる。このとき
の演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順
番に番号をふると、次のようになる。

【００３４】 ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。

【００３５】 ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。

【００３６】 ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。

【００３７】すなわち、演算部４の入力端子数は実数部
（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番
目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番
目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１
２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番
目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信
号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には
直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／
４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例え
ばパイロット信号のための固定電圧が入力される。

【００３８】演算部４は、このように１番目から１２７
番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子
に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ
入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目
の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番
目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍
オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同
相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ
信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるた
めのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ
７へ出力する。

【００３９】ここで、１番目から１２８番目までの計１
２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入
力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側
（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正
のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、
３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子
の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域
側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャ
リア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１
２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号
はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の
周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、
残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入
力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発
生しないようにされる（データ伝送には用いない）。

【００４０】出力バッファ７は、演算部４の出力演算結
果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が
５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バ
ースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の
回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一
定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整す
るために設けられている。

【００４１】図１のクロック分周器３からのクロックに
基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩ
ＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器
・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロッ
ク分周器３からのクロックをサンプリングクロックとし
てアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周
波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変
調器９へそれぞれ供給される。

【００４２】直交変調器９は中間周波数発振器１０より
の１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、か
つ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９
０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送
波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力さ
れたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調
（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心
搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成
する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波
数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周
波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理
を受けて図示しないアンテナより放射される。

【００４３】図２はこのＯＦＤＭ信号の周波数スペクト
ラムの一例を示す。ここで、”−２５６”と”＋２５
６”は演算部４の２５６番目（ｎ＝Ｍ／２）の入力端子
に入力された信号（ただし、この実施の形態では使用し
ない）が伝送される正負一組の搬送波周波数で、”−１
２８”は｛（３Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された
信号が伝送される負の搬送波周波数で、”＋１２８”は
｛（Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送
される正の搬送波周波数で、これらは正負一組の搬送波
を構成している。

【００４４】上記の送信されたＯＦＤＭ信号は例えば図
３に示す如き構成の周波数分割多重信号受信装置により
受信される。この周波数分割多重信号受信装置は後述す
るように、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴が
ある。図３において、空間伝送路を介して入力されたＯ
ＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して
受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２に
より中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３
により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直
交復調器４４に供給される。

【００４５】キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリ
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キ
ャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回
路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シン
ボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤ
Ｍ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報
伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れてお
り、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離
れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けない
ように、選択度の高い回路が必要となる。

【００４６】そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路
を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場
合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が
隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程
度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回
路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬ
ＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数
の低いＬＰＦを用いる。

【００４７】キャリア抽出及び直交復調器２４により抽
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２
５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。

【００４８】これにより、キャリア抽出及び直交復調器
２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入
力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分
割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回
路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８
によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数
帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されて
ディジタル信号に変換される。

【００４９】ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力
信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期
信号発生回路２７によりパイロット信号より生成され
た、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信
号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号は
サンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定さ
れており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプ
ルクロックのタイミングを得る。

【００５０】同期信号発生回路２７は、復調アナログ信
号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボ
ル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位
相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生す
るサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発
生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信
号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル
同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、こ
れらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生するシステムクロック発生回路部とより
なる。

【００５１】Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供
給される。

【００５２】ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７より
のシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガ
ードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波
数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。

【００５３】これにより得られた各周波数毎の実数部、
虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２によ
り並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ
出力される。

【００５４】上記の図１に示した周波数分割多重信号送
信装置と図３に示した周波数分割多重信号受信装置から
なる周波数分割多重信号伝送方式は、Ｉ信号とＱ信号に
着目した場合、図４に示す如くに書き改めることができ
る。

【００５５】図４において、信号処理部４１及び４２は
それぞれ図１に示したＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８及び図１
では図示を省略した増幅器等からなる回路部分であり、
乗算器４３、４４及び加算器４５は図１に示した直交変
調器９を構成する回路部分であり、伝送系回路４６は図
１に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路
の特性、図３に示した受信部２１、帯域フィルタ（図示
せず）、周波数変換器２２、中間周波増幅器２３などか
らなる伝送路に相当する伝送系の構成部分であり、乗算
器４７及び４８は図３に示したキャリア抽出及び直交復
調器２４の回路部分であり、信号処理部４９及び５０は
図３に示したＬＰＦ２８、Ａ／Ｄ変換器２９からなる回
路部分にそれぞれ相当する。

【００５６】ここで、ある搬送波周波数＋Ｗ_ｎに割り当
てられた複素数（ｐ＋ｊｑ）と、中心周波数Ｆ０に対し
て搬送波周波数＋Ｗ_ｎに対称な負の搬送波周波数−Ｗ_ｎ
に割り当てられた複素数（ｒ＋ｊｕ）は、前記演算部４
によるＩＤＦＴ演算によりそれぞれ次式に示す時間軸波
形のＩ信号とＱ信号として生成される。

【００５７】 Ｉ信号＝Ａｃｏｓ（Ｗ_ｎｔ＋ａ） （１） Ｑ信号＝Ａｓｉｎ（Ｗ_ｎｔ＋ａ） （２） Ｉ信号＝Ｂｃｏｓ（−Ｗ_ｎｔ＋ｂ） （３） Ｑ信号＝Ｂｓｉｎ（−Ｗ_ｎｔ＋ｂ） （４） ただし、Ａ＝√（ｐ^２＋ｑ^２）、ａ＝ｔａｎ^−１（ｑ／
ｐ）、Ｂ＝√（ｒ^２＋ｕ^２）、ｂ＝ｔａｎ^−１（ｕ／
ｒ）。

【００５８】（１）式と（２）式はそれぞれ周波数＋Ｗ
_ｎのＩ信号とＱ信号で、（３）式と（４）式はそれぞれ
周波数−Ｗ_ｎのＩ信号とＱ信号である。（１）式及び
（３）式で表されるＩ信号がそれぞれ図４の信号処理部
４１に入力されると、振幅変化Ｘ₁と位相変化ｃ１を受
けて、（５）式及び（７）式で表されるＩ信号とされて
取り出される。一方、（２）式及び（４）式で表される
Ｑ信号がそれぞれ図４の信号処理部４２に入力される
と、ここで振幅変化Ｘ２と位相変化ｃ２を受けて（６）
式及び（８）式で表されるＱ信号とされて取り出され
る。

【００５９】 Ｉ信号＝Ｘ₁Ａｃｏｓ（＋Ｗ_nｔ＋ａ＋ｃ１） （５） Ｑ信号＝Ｘ₂Ａｓｉｎ（＋Ｗ_nｔ＋ａ＋ｃ２） （６） Ｉ信号＝Ｘ₁Ｂｃｏｓ（−Ｗ_nｔ＋ｂ＋ｃ１） （７） Ｑ信号＝Ｘ₂Ｂｓｉｎ（−Ｗ_nｔ＋ｂ＋ｃ２） （８） これらのＩ信号、Ｑ信号はそれぞれ直交変調器９を構成
する乗算器４３、４４で乗算されて次式で表されるＩ信
号、Ｑ信号とされる。ここで、直交性の誤差をｃ４と
し、変調波をＩ信号ではＸ₃ｃｏｓ（Ｗ₀ｔ＋ｃ３＋ｃ
４）、Ｑ信号では−Ｘ₄ｓｉｎ（Ｗ₀ｔ＋ｃ３）とする。
これにより、乗算器４３からは次式の＋Ｗ_nから生成さ
れるＩ信号、−Ｗ_nから生成されるＩ信号が出力され
る。

【００６０】 Ｉ信号＝X₁Acos(W_nt+a+c1)×(+X₃cos(W₀t+c3+c4)) ＝(1/2)X₁X₃A{cos((W₀+W_n)t+a+c1+c3+c4)+cos((W₀-W_n)t-a-c1+c3+c4)} Ｉ信号＝X₁Bcos(-W_nt+b+c1)×(X₃cos(W₀t+c3+c4)) ＝(1/2)X₁X₃B{cos((W₀-W_n)t+b+c1+c3+c4)+cos((W₀+W_n)t-b-c1+c3+c4)} となる。同様に、乗算器４４からは次式で表される＋Ｗ
_nから生成されるＱ信号、−Ｗ_nから生成されるＱ信号が
出力される。

【００６１】 Ｑ信号＝X₂Asin(W_nt+a+c2)×(-X₄sin(W₀t+c3)) ＝(1/2)X₂X₄A{cos((W₀+W_n)t+a+c2+c3)-cos((W₀-W_n)t-a-c2+c3)} Ｑ信号＝X₂Bsin(-W_nt+b+c2)×(-X₄sin(W₀t+c3)) ＝(1/2)X₂X₄B{cos((W₀-W_n)t+b+c2+c3)-cos((W₀+W_n)t-b-c2+c3)} これらのＩ信号及びＱ信号は加算器４５により合成され
る。この合成された信号を、（Ｗ₀＋Ｗ_n）成分と（Ｗ₀
−Ｗ_n）成分に分けると、次式で表される。ただし、振
幅変化、位相変化がある場合、振幅変化をＩ信号ではＸ
₁（又はＸ₃）、Ｑ信号ではＸ₂（又はＸ₄）に、位相変化
をＩ信号ではｃ３＋ｃ４、Ｑ信号ではｃ３に含める。 （Ｗ₀＋Ｗ_n）成分 ： (1/2)[X₁X₃{Acos((W₀+W_n)t+a+c1+c3+c4)}+Bcos((W₀+W_n)t-b-c1+c3+c4)}+X₂X₄ {Acos((W₀+W_n)t+a+c2+c3)-Bcos((W₀+W_n)t-b-c2+c3)}] （９） （Ｗ₀−Ｗ_n）成分 ： (1/2)[X₁X₃{Bcos((W₀-W_n)t+b+c1+c3+c4)}+Acos((W₀-W_n)t-a-c1+c3+c4)}+X₂X₄ {Bcos((W₀-W_n)t+b+c2+c3)}-Acos((W₀-W_n)t-a-c2+c3)} （１０） 次に、伝送系回路４６をＩ信号、Ｑ信号が伝送されるこ
とにより、マルチパス環境下での影響をも含めて伝送系
の影響を受ける。この間の周波数＋Ｗ_n、−Ｗ_nに対応す
る周波数の特性変化を振幅変化をまとめて＋Ｗ_n側では
Ｙ₁、−Ｗ_n側ではＹ₂とし、位相変化をまとめて＋Ｗ_n側
ではｄ１、−Ｗ_n側ではｄ２とすると、（Ｗ₀＋Ｗ_n）成
分と、（Ｗ₀−Ｗ_n）成分はそれぞれ次式で表される。 （Ｗ₀＋Ｗ_n）成分 ： (1/2)[X₁X₃Y₁{Acos((W₀+W_n)t+a+c1+c3+c4+d1)}+Bcos((W₀+W_n)t-b-c1+c3+c4+ d1)} +X₂X₄Y₁{Acos((W₀+W_n)t+a+c2+c3+d1)-Bcos((W₀+W_n)t-b-c2+c3+d1)}] (11) （Ｗ₀−Ｗ_n）成分 ： (1/2)[X₁X₃Y₂{Bcos((W₀-W_n)t+b+c1+c3+c4+d2)}+Acos((W₀-W_n)t-a-c1+c3+c4+ d2)}+X₂X₄Y₂{Bcos((W₀-W_n)t+b+c2+c3+d2)}-Acos((W₀-W_n)t-a-c2+c3+d2)} (12) 次に、Ｉ信号、Ｑ信号は乗算器４７及び４８により直交
復調される。このときの直交性の誤差をｇ４とし、復調
用搬送波をＩ信号では２Ｚ₃ｃｏｓ（Ｗ₀ｔ＋ｇ３＋ｇ
４）、Ｑ信号では−２Ｚ₄ｓｉｎ（Ｗ₀ｔ＋ｇ３）とする
と、（Ｗ₀＋Ｗ_n）成分から生成される＋Ｗ_n成分は（１
３）式及び（１４）式で示す如くになる（ただし、高調
波成分は省略）。

【００６２】 Ｉ信号＝(11)式×(+2Z₃cos(W₀t+g3+g4)) ＝(1/2)×[X₁X₃Y₁Z₃{Acos(W_nt+a+c1+c3+c4+d1-g3-g4) +Bcos(W_nt-b-c1+c3+c4+d1-g3-g4)} +X₂X₄Y₁Z₃{Acos(W_nt+a+c2+c3+d1-g3-g4)-Bcos(W_nt-b-c2+c3+d1-g3-g4)}] （１３） Ｑ信号＝(11)式×(-2Z₄sin(W₀t+g3)) ＝(1/2)×[X₁X₃Y₁Z₄{Asin(W_nt+a+c1+c3+c4+d1-g3) +Bsin(W_nt-b-c1+c3+c4+d1-g3)}+X₂X₄Y₁Z₄{Asin(W_nt+a+c2+c3+d1-g3) -Bsin(W_nt-b-c2+c3+d1-g3)}] （１４） 同様に、（Ｗ₀−Ｗ_n）成分から生成される−Ｗ_n成分は
（１５）式及び（１６）式で示す如くになる（ただし、
高調波成分は省略）。

【００６３】 Ｉ信号＝(12)式×(+2Z₃cos(W₀t+g3+g4)) ＝(1/2)×[X₁X₃Y₂Z₃{Bcos(-W_nt+b+c1+c3+c4+d2-g3-g4) +Acos(-W_nt-a-c1+c3+c4+d2-g3-g4)}+X₂X₄Y₂Z₃{Bcos(-W_nt+b+c2+c3+d2- g3-g4)-Acos(-W_nt-a-c2+c3+d2-g3-g4)}] （１５） Ｑ信号＝(12)式×(-2Z₄sin(W₀t+g3)) ＝(1/2)×[X₁X₃Y₂Z₄{Bsin(-W_nt+b+c1+c3+c4+d2-g3) +Asin(-W_nt-a-c1+c3+c4+d2-g3)}+X₂X₄Y₂Z₄{Bsin(-W_nt+b+c2+c3+d2-g3) -Asin(-W_nt-a-c2+c3+d2-g3)}] （１６） 最後に、直交復調器より出力されたＩ信号は信号処理部
４９により振幅変化Ｚ₁、位相変化ｇ１を受けて復調信
号Ｉ’として出力され、またＱ信号は信号処理部５０に
より振幅変化Ｚ₂、位相変化ｇ２を受けて、復調信号
Ｑ’として出力される。これにより、正の搬送波周波数
＋Ｗ_nで伝送されて受信復調された信号Ｉ’及びＱ’の
場合は、（１７）式及び（１８）式に、また、負の搬送
波周波数−Ｗ_nで伝送されて受信復調された信号Ｉ’及
びＱ’の場合は、（１９）式及び（２０）式に示され
る。

【００６４】 Ｉ’信号＝(1/2)×{+X₁X₃Y₁Z₁Z₃Acos(W_nt+a+c1+c3+c4+d1-g3-g4+g1) +X₂X₄Y₁Z₁Z₃Acos(W_nt+a+c2+c3+d1-g3-g4+g1) +X₁X₃Y₁Z₁Z₃Bcos(W_nt-b-c1+c3+c4+d1-g3-g4+g1) -X₂X₄Y₁Z₁Z₃Bcos(W_nt-b-c2+c3+d1-g3-g4+g1)} （１７） Ｑ’信号＝(1/2)×{+X₁X₃Y₁Z₂Z₄Asin(W_nt+a+c1+c3+c4+d1-g3+g2) +X₂X₄Y₁Z₂Z₄Asin(W_nt+a+c2+c3+d1-g3+g2) +X₁X₃Y₁Z₂Z₄Bsin(W_nt-b-c1+c3+c4+d1-g3+g2) -X₂X₄Y₁Z₂Z₄Bsin(W_nt-b-c2+c3+d1-g3+g2)} （１８） Ｉ’信号＝(1/2)×{+X₁X₃Y₂Z₁Z₃Bcos(-W_nt+b+c1+c3+c4+d2-g3-g4+g1) +X₂X₄Y₂Z₁Z₃Bcos(-W_nt+b+c2+c3+d2-g3-g4+g1) +X₁X₃Y₂Z₁Z₃Acos(-W_nt-a-c1+c3+c4+d2-g3-g4+g1) -X₂X₄Y₂Z₁Z₃Acos(-W_nt-a-c2+c3+d2-g3-g4+g1)} （１９） Ｑ’信号＝(1/2)×{+X₁X₃Y₂Z₂Z₄Bsin(-W_nt+b+c1+c3+c4+d2-g3+g2) +X₂X₄Y₂Z₂Z₄Bsin(-W_nt+b+c2+c3+d2-g3+g2) +X₁X₃Y₂Z₂Z₄Asin(-W_nt-a-c1+c3+c4+d2-g3+g2) -X₂X₄Y₂Z₂Z₄Asin(-W_nt-a-c2+c3+d2-g3+g2)} （２０） これらのＩ’信号、Ｑ’信号は次にＤＦＴ演算が行わ
れ、搬送波周波数＋Ｗ_nと−Ｗ_nの成分が複素数として求
められる。この操作は、（１７）式〜（２０）式を指数
関数で表示したとき、ｅ^j(+Wnt)とｅ^-j(+Wnt)の回転ベ
クトルについての大きさと位相の合成を求めることを意
味する。（１７）式、（１９）式を実数部、（１８）
式、（２０）式を虚数部として指数関数で表現し整理す
ると、下の２式が求められる。ただし、Ｘ’＝Ｘ₁Ｘ₃，
Ｘ＝Ｘ₂Ｘ₄，Ｚ’＝Ｚ₁Ｚ₃，Ｚ＝Ｚ₂Ｚ₄，Ｙ’＝Ｙ₁，
Ｙ＝Ｙ₂とした。

【００６５】＋Ｗ_n成分 （１／４）ｅ^{j(+Wnt+c3-g3)} ×［Ａｅ^ja（＋X'Y'Z'ｅ
^{j(+c1+c4+d1-g4+g1)}＋XY'Z'ｅ^{j(+c2+d1-g4+g1)}＋X'YZ'
ｅ^{j(+c1-c4-d2+g4-g1)}−XYZ'ｅ^{j(+c2-d2+g4-g1)}＋X'Y'Z
ｅ^{j(+c1+c4+d1+g2)}＋XY'Zｅ^j(+c2+d1+g2)−X'YZｅ
^{j(+c1-c4-d2-g2)}＋XYZｅ^j(+c2-d2-g2)）＋Ｂｅ^-jb（＋
X'YZ'ｅ^{j(-c1-c4-d2+g4-g1)}＋XYZ'ｅ^{j(-c2-d2+g4-g1)}＋
X'Y'Z'ｅ^{j(-c1+c4+d1-g4+g1)}−XY'Z'ｅ^{j(-c2+d1-g4+g1)}
−X'YZｅ^{j(-c1-c4-d2-g2)}−XYZｅ^j(-c2-d2-g2)＋X'Y'Z
ｅ^{j(-c1+c4+d1+g2)}−XY'Zｅ^j(-c2+d1+g2)）］ −Ｗ_n成分 （１／４）ｅ^{j(-Wnt+c3-g3)} ×［Ｂｅ^jb（＋X'YZ'ｅ
^{j(+c1+c4+d2-g4+g1)}＋XYZ'ｅ^{j(+c2+d2-g4+g1)}＋X'Y'Z'
ｅ^{j(+c1-c4-d1+g4-g1)}−XY'Z'ｅ^{j(+c2-d1+g4-g1)}＋X'YZ
ｅ^{j(+c1+c4+d2+g2)}＋XYZｅ^j(+c2+d2+g2)−X'Y'Zｅ
^{j(+c1-c4-d1-g2)}＋XY'Zｅ^j(+c2-d1-g2)）＋Ａｅ^-ja（＋
X'Y'Z'ｅ^{j(-c1-c4-d1+g4-g1)}＋XY'Z'ｅ^{j(-c2-d1+g4-g1)}
＋X'YZ'ｅ^{j(-c1+c4+d2-g4+g1)}−XYZ'ｅ^{j(-c2+d2-g4+g1)}
−X'Y'Zｅ^{j(-c1-c4-d1-g2)}−XY'Zｅ^j(-c2-d1-g2)＋X'YZ
ｅ^{j(-c1+c4+d2+g2)}−XYZｅ^j(-c2+d2+g2)）］ ＋Ｗ_n成分、−Ｗ_n成分ともに、１６個のベクトルの合成
で大きさと位相を表示する。上側の＋Ｗ_n成分の式は
Ａ’ｅ^j(+Wnt+a') を示し、下側の−Ｗ_n成分の式はＢ’
ｅ^j(-Wnt+b') を示しており、それぞれｐ’＋ｊｑ’、
ｒ’＋ｊｕ’を意味することは明らかである。

【００６６】これらの式を再度複素数で表現し、新たに
Ｓ０〜Ｓ７の係数を導入して整理すると、ＤＦＴ演算後
の結果として、 （ｐ’＋ｊｑ’）＝（ｐ＋ｊｑ）（Ｓ０＋ｊＳ１） ＋（ｒ−ｊｕ）（Ｓ２＋ｊＳ３） （２１） （ｒ’＋ｊｕ’）＝（ｒ＋ｊｕ）（Ｓ６＋ｊＳ７） ＋（ｐ−ｊｑ）（Ｓ４＋ｊＳ５） （２２） の関係が求まる。すなわち、

【００６７】

【数１１】 である。

【００６８】これから、Ｓ０は、正キャリアの実数部
が、正キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、正
キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ伝達する率
を示している。Ｓ１は、正キャリアの実数部が、正キャ
リアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの
虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示してい
る。Ｓ２は、負キャリアの実数部が、正キャリアの実数
部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、
正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。

【００６９】Ｓ３は、負キャリアの実数部が、正キャリ
アの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚
数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示してい
る。Ｓ４は、正キャリアの実数部が、負キャリアの実数
部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、
負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。Ｓ５
は、正キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩
する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリ
アの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ６は、負キャ
リアの実数部が、負キャリアの実数部へ伝達する率を示
しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部
へ伝達する率を示している。Ｓ７は、負キャリアの実数
部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、
負キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する
率を示している。ここで、率の−，＋の説明は省略し
た。

【００７０】すなわち、上記の係数Ｓ０〜Ｓ７はＩ信
号、Ｑ信号の伝送路の特性を示しており、これらの係数
Ｓ０〜Ｓ７を算出することにより、伝送路の特性を検出
できることになる。また、（２３）式の逆行列を求める
ことにより、受信データを補正し、送信データを推定す
ることができる。

【００７１】そこで、本発明の実施の形態では、図１の
送信装置において、シンボル番号計数回路５はシンボル
毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５５，０，
１，２．．．というように順次巡回的に増加していくシ
ンボル番号を発生し、このシンボル番号を参照信号挿入
回路６に供給すると共に、演算部４に供給して特定キャ
リア（例えば第１キャリア）にシンボル番号を挿入す
る。

【００７２】また、参照信号挿入回路６は、ある搬送波
周波数＋Ｗ_nで伝送されるデータに既知の基準データと
して参照信号を挿入すると共に、直交性の誤差によりイ
メージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性
のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送
波周波数−Ｗ_nで伝送されるデータにも既知の参照信号
（基準データ）を挿入する。この参照信号を挿入して伝
送する搬送波周波数は、予めシンボル番号に対応付けて
決められており、かつ、一定時間毎に切り替えられる。
各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合が多いからで
ある。

【００７３】一例として、２種類の参照信号をシンボル
番号によって指定された当該搬送波（キャリア）に挿入
する。すなわち、偶数シンボルで（２４ａ）式、奇数シ
ンボルでは（２４ｂ）式で表される行列式の参照信号を
挿入する。

【００７４】

【数１２】 また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は中心搬
送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組
として、ここでは上記のように２シンボル毎に切り替え
るようにしているため、図２と共に説明したように、２
５６シンボルですべての正負１２８組の搬送波周波数で
伝送される。つまり、任意の一搬送波周波数は２５６シ
ンボル周期で参照信号を伝送する。

【００７５】一方、図３に示した周波数分割多重信号受
信装置においては、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１を図５
のブロック図に示す如き構成として、補正された伝送信
号Ｒ’及びＩ’を得る。すなわち、図５において、図４
の信号処理部４９、５０より取り出された受信Ｉ信号
Ｉ’、受信Ｑ信号Ｑ’は、それぞれ図５のＦＦＴシンボ
ル番号復号回路３１１に供給され、ここでＦＦＴ演算さ
れてまずシンボル番号が復号され、次にシンボル番号に
対応した正負キャリアの受信値（受信参照信号）が求め
られる。

【００７６】受信参照信号の組は偶数シンボルではｐ
_１Ｓ ^’、ｑ_１Ｓ ^’、ｒ_１Ｓ ^’、ｕ_１Ｓ ^’で、奇数シンボ
ルではｐ_２Ｓ ^’、ｑ_２Ｓ ^’、ｒ_２Ｓ ^’、ｕ_２Ｓ ^’であ
る。これらのシンボル番号及び受信参照信号は、伝送路
特性検出回路３１２に供給される。また、ＦＦＴシンボ
ル番号復号回路３１１は、送信装置においてＩＤＦＴ演
算して得られたＩ信号及びＱ信号をＦＦＴ演算して、Ｉ
信号及びＱ信号の変調信号出力Ｒ′信号及びＩ′信号も
得る。この受信参照信号及びシンボル番号以外の受信伝
送情報Ｒ′信号及びＩ′信号は補正回路３１４へ供給さ
れる。

【００７７】伝送路特性検出回路３１２は入力された受
信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算し
て、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。

【００７８】

【数１３】 上式は、（２４ａ）式、（２４ｂ）式を（２３）式に代
入して整理した行列式である。未知数が８個であるの
で、２種類の参照信号の送受により、係数Ｓ０〜Ｓ７を
求めることができる。当然、参照信号が送信装置及び受
信装置において既知であるので、係数Ｓ０〜Ｓ７が求ま
るような値であれば、（２４ａ）式、（２４ｂ）式の値
に限定されるものではない。このようにして、伝送路の
特性が上記の係数Ｓ０〜Ｓ７より検出することができ
る。

【００７９】また、（２３）式の逆行列を求めることに
より、受信データを補正し送信データを推定することが
できる。ここで、（２３）式の逆行列は次式で表され
る。

【００８０】

【数１４】 ただし、上式中Ｈ０〜Ｈ７及びｄｅｔ Ａは次式で表さ
れる。

【００８１】 H0 = +S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6) H1 = +S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6) H2 = +S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2) H3 = +S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2) H4 = +S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6) H5 = +S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6) H6 = +S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2) H7 = +S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2) det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3 そこで、補正式導出保持回路３１３は、入力された係数
Ｓ０〜Ｓ７から上式に基づいてｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７
を算出して、更にこれらの算出値から（２６）式中の逆
行列のうち次式の補正式の値を算出して記憶保持する。

【００８２】

【数１５】 このようにして、該当正負搬送波での補正式が用意され
る。該当正負搬送波はシンボル番号によって決定され
る。当然、各搬送波毎に補正式があり、この実施の形態
のように２５７本のキャリアを使用する場合は、約１２
８個の補正式が順次算出保持される。また、係数Ｓ０〜
Ｓ７は時々刻々と変化しているので、補正式も時々刻々
と更新される。

【００８３】補正回路３１４はＦＦＴシンボル番号復号
回路３１１よりの受信情報を、補正式導出保持回路３１
３により導出されて保持されている、それぞれの補正式
を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式を演算して
補正し、これにより補正された伝送情報Ｒ’及びＩ’を
出力する。

【００８４】

【数１６】 ただし、（２７）式中、ａ〜ｄは（１）式〜（２０）式
のａ〜ｄとは異なる別の値で、周波数＋Ｗ_nに割り当て
られた受信データ（補正後）の複素数を（ａ＋ｊｂ）と
し、周波数−Ｗ_nに割り当てられた受信データ（補正
後）の複素数を（ｃ＋ｊｄ）としたときの値である。な
お、（２７）式中、ａ’〜ｄ’は周波数＋Ｗ_nに割り当
てられた受信データ（補正前）の複素数を（ａ’＋ｊ
ｂ’）とし、周波数−Ｗ_nに割り当てられた受信データ
（補正前）の複素数を（ｃ’＋ｊｄ’）としたときの値
である。

【００８５】なお、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１におけ
るＦＦＴ演算をディジタル・シグナル・プロセッサ（Ｄ
ＳＰ）で行う場合は、上記の補正を図６で示すフローチ
ャートで行うこともできる。すなわち、まず、シンボル
番号をもとに当該周波数の参照信号を抜き取り（ステッ
プ６１）、当該周波数の係数Ｓ０〜Ｓ７を前記数３の式
で算出する（ステップ６２）。更に、当該周波数の係数
Ｓ０〜Ｓ７を前記数４及び数５の式に基づいて補正式
（逆行列）の算出又は更新を行い（ステップ６３）、そ
れぞれの周波数でそれぞれの補正式から受信情報信号
Ｒ’、Ｉ’を数６の式に基づいて補正する（ステップ６
４）。

【００８６】また、実施の形態では参照信号（基準デー
タ）は（２４ａ）式及び（２４ｂ）式に示したように、
偶数シンボルでは（１組目として）正の搬送波周波数＋
Ｗ_nで伝送される複素数の実数部のみ所定値ｐ_Sを設定
し、その他をゼロとし、奇数シンボルでは（２組目とし
て）対称な負の搬送波周波数−Ｗ_nで伝送される複素数
の実数部のみ所定値ｒ_Sを設定し、その他をゼロとした
が、これに限定されるものではなく、下記の式で表され
る参照データとしてもよい。

【００８７】

【数１７】 この場合、伝送路特性検出回路３１２は入力された受信
参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算し
て、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。なお、次式でダッ
シュを付した値は受信値を示す。

【００８８】

【数１８】 また、１組目として正の搬送波周波数の実数部と虚数部
のみ所定値を設定し、負の搬送波周波数の実数部と虚数
部をそれぞれゼロとし、２組目として負の搬送波周波数
の実数部と虚数部のみ所定値を設定し、正の搬送波周波
数の実数部と虚数部を零とした下記の式で表されるデー
タを参照信号としてもよい。

【００８９】

【数１９】 この場合、伝送路特性検出回路３１２は入力された受信
参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算し
て、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。なお、次式でダッ
シュを付した値は受信値を示す。

【００９０】

【数２０】 また、その他の参照信号の例として（Ｘ，Ｙ，Ｘ，Ｙ）
と（Ｙ，Ｘ，Ｙ，Ｘ）を送信し、次式 ｐ１’＝Ｓ０×Ｘ−Ｓ１×Ｙ＋Ｓ２×Ｘ＋Ｓ３×Ｙ ｐ２’＝Ｓ０×Ｙ−Ｓ１×Ｘ＋Ｓ２×Ｙ＋Ｓ３×Ｘ ｑ１’＝Ｓ１×Ｘ＋Ｓ０×Ｙ＋Ｓ３×Ｘ−Ｓ２×Ｙ ｑ２’＝Ｓ１×Ｙ＋Ｓ０×Ｘ＋Ｓ３×Ｙ−Ｓ２×Ｘ ｒ１’＝Ｓ４×Ｘ＋Ｓ５×Ｙ＋Ｓ６×Ｘ−Ｓ７×Ｙ ｒ２’＝Ｓ４×Ｙ＋Ｓ５×Ｘ＋Ｓ６×Ｙ−Ｓ７×Ｘ ｕ１’＝Ｓ５×Ｘ−Ｓ４×Ｙ＋Ｓ７×Ｘ＋Ｓ６×Ｙ ｕ２’＝Ｓ５×Ｙ−Ｓ４×Ｘ＋Ｓ７×Ｙ＋Ｓ６×Ｘ で表される参照信号に対し、次式の方法で補正係数Ｓ０
〜Ｓ７を求めることもできる。

【００９１】Ｓ０＝（ｐ１’Ｘ−ｐ２’Ｙ−ｑ１’Ｙ＋
ｑ２’Ｘ）／（２（Ｘ²−Ｙ²）） Ｓ１＝（ｐ１’Ｙ−ｐ２’Ｘ＋ｑ１’Ｘ−ｑ２’Ｙ）／
（２（Ｘ²−Ｙ²）） Ｓ２＝（ｐ１’Ｘ−ｐ２’Ｙ＋ｑ１’Ｙ−ｑ２’Ｘ）／
（２（Ｘ²−Ｙ²）） Ｓ３＝−（ｐ１’Ｙ−ｐ２’Ｘ−ｑ１’Ｘ＋ｑ２’Ｙ）
／（２（Ｘ²−Ｙ²）） Ｓ４＝（ｒ１’Ｘ−ｒ２’Ｙ＋ｕ１’Ｙ−ｕ２’Ｘ）／
（２（Ｘ²−Ｙ²）） Ｓ５＝−（ｒ１’Ｙ−ｒ２’Ｘ−ｕ１’Ｘ＋ｕ２’Ｙ）
／（２（Ｘ²−Ｙ²）） Ｓ６＝（ｒ１’Ｘ−ｒ２’Ｙ−ｕ１’Ｙ＋ｕ２’Ｘ）／
（２（Ｘ²−Ｙ²）） Ｓ７＝（ｒ１’Ｙ−ｒ２’Ｘ＋ｕ１’Ｘ−ｕ２’Ｙ／
（２（Ｘ²−Ｙ²）） ところで、上記の第１の実施の形態では、参照信号を定
期的に送信し、それによって受信系を補正するようにし
たため、次の新たな参照信号を受信して新たな補正式を
算出するまでの期間は、以前の参照信号を基準にした補
正式で補正しているため、その間の特性（環境）変化分
は緩やかな場合に適している。しかし、移動体通信、あ
るいは高速に変化するマルチパス環境に対しては十分な
補正ができないこともあり得る。そこで、次に説明する
第２の実施の形態は、このような高速に変化する特性
（環境）変化にも対応できるようにしたものである。

【００９２】図７は本発明伝送方式の送信側の直交周波
数分割多重信号送信装置の第２の実施の形態のブロック
図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を
付し、その説明を省略する。図７において、出力バッフ
ァ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果である
Ｉ信号とＱ信号は、ディジタル直交変調器１５に供給さ
れ、中間周波数発振器１６よりの４２．８ＭＨｚの中間
周波数を搬送波としてディジタル直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）され、２５７波の情報搬送波からなるディジタルＯ
ＦＤＭ信号に変換される。

【００９３】このディジタルＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変
換器・帯域フィルタ（ＢＰＦ）１７によりアナログ信号
に変換され、かつ、必要な帯域成分のみが濾波され、周
波数変換器１２及び送信部１３をそれぞれ通して図示し
ないアンテナより放射される。この送信ＯＦＤＭ信号の
周波数スペクトラムは、図２と同様となる。ただし、後
述するようにシンボル番号計数回路１４により演算部４
に挿入されるシンボル番号は９ビットとされている。

【００９４】上記の送信ＯＦＤＭ信号は、図３と同様の
ブロック構成の周波数分割多重信号受信装置により受信
され復調される。この周波数分割多重信号受信装置は、
後述するように、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に
特徴がある。これら図７の周波数分割多重信号送信装置
と図３に示した周波数分割多重信号受信装置からなる周
波数分割多重信号伝送方式は、Ｉ信号とＱ信号に着目し
た場合、図８に示す如くに書き改めることができる。

【００９５】図８において、ディジタル直交変調器１５
は図７に示したディジタル直交変調器１５であり、信号
処理部７２はＤ／Ａ変換器・ＢＰＦ１７及び図７では図
示を省略した増幅器等からなる回路部分であり、伝送系
回路７３は図７に示した周波数変換器１２、送信部１
３、空間伝送路の特性、図３に示した受信部２１、帯域
フィルタ（図示せず）、周波数変換器２２、中間周波増
幅器２３などからなる伝送路に相当する伝送系の構成部
分であり、乗算器７４及び７５は図３に示したキャリア
抽出及び直交復調器２４の回路部分であり、信号処理部
７６及び７７は図３に示したＬＰＦ２８、Ａ／Ｄ変換器
２９からなる回路部分にそれぞれ相当する。

【００９６】ここで、前記（１）式及び（３）式で表さ
れるＩ信号と前記（２）式及び（４）式で表されるＱ信
号がそれぞれディジタル直交変調器１５によりディジタ
ル直交変調されてＯＦＤＭ信号とされた後、図８の信号
処理部７２に入力されて、振幅変化Ｘと位相変化ｃを受
け、更に伝送系回路７３で振幅変化と位相変化を受け
る。ここで、伝送系回路７３におけるＯＦＤＭ信号の搬
送波周波数＋Ｗ_n、−Ｗ_nの振幅変化をまとめて＋Ｗ_n側
ではＹ’、−Ｗ_n側ではＹとし、位相変化をまとめて＋
Ｗ_n側ではｄ１、−Ｗ_n側ではｄ２とする。ここでは、デ
ィジタル直交変調器１４を用い送信系の誤差を無視して
いる。

【００９７】伝送系回路７３を経たＯＦＤＭ信号は、乗
算器７４、７５によりそれぞれ直交復調される。このと
きの直交性の誤差をｇ４とし、復調用搬送波をＩ信号で
は２ｃｏｓ（Ｗ₀ｔ＋ｇ３＋ｇ４）、Ｑ信号では−２ｓ
ｉｎ（Ｗ₀ｔ＋ｇ３）とする。直交復調器２４で直交復
調されたＩ信号は信号処理部７６で振幅変化Ｚ’、位相
変化ｇ１を受けて復調信号Ｉ’として出力される。ま
た、直交復調器２４で直交復調されたＱ信号は信号処理
部７７で振幅変化Ｚ、位相変化ｇ２を受けて復調信号
Ｑ’として出力される。

【００９８】これらのＩ’信号、Ｑ’信号は次にＤＦＴ
演算が行われ、搬送波周波数＋Ｗ_nと−Ｗ_nの成分が複素
数として求められる。これにより、次式が得られる。

【００９９】＋Ｗ_n成分 Ａ’ｅ^j(+Wnt+a') ＝（１／２）ｅ^{j(+Wnt+c3-g3)} × ［Ａｅ^ja（＋XY'Z'ｅ^{j(+c+d1-g4+g1)}＋XY'Zｅ^j(+c+d1+g2)） ＋Ｂｅ^-jb（＋XYZ'ｅ^{j(-c-d2+g4-g1)}−XYZｅ^j(-c-d2-g2)）］ （３１） −Ｗ_n成分 Ｂ’ｅ^j(-Wnt+b') ＝（１／２）ｅ^{j(-Wnt+c3-g3)} × ［Ｂｅ^jb（＋XYZ'ｅ^{j(+c+d2-g4+g1)}＋XYZｅ^j(+c+d2+g2)） ＋Ａｅ^-ja（＋XY'Z'ｅ^{j(-c-d1+g4-g1)}−XY'Zｅ^j(-c-d1-g2)）］ （３２） ただし、（３１）式及び（３２）式中、Ａ’＝√（ｐ’
^２＋ｑ’^２）、ａ’＝ｔａｎ^−１（ｑ’／ｐ’）、Ｂ’
＝√（ｒ’^２＋ｕ’^２）、ｂ’＝ｔａｎ^−１（ｕ’／
ｒ’）である。また、正の搬送波で送信された参照信号
の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、中心
搬送波に対して正の搬送波と対称な負の搬送波で送信さ
れた参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕ
であるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部
と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した
負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれ
ｒ’及びｕ’である。また、ｃ３、ｇ３は送受信機の変
復調波の位相、ｇ４は受信側の直交復調器２４の誤差で
ある。

【０１００】（３１）式、（３２）式は新たに前記係数
Ｓ０〜Ｓ７を導入して整理すると、ＤＦＴ演算後の結果
として、前記（２１）式、（２２）式の関係が求まり、
（２３）式で示した行列式が得られる。

【０１０１】ここで、この実施の形態では、移動によっ
て高速に変化する特性（マルチパス環境特性）に対する
応答速度を高速にする。その特性変化は、Ｙ’、Ｙ、ｄ
１、ｄ２に現われる。それぞれの変化をＭＹ’、ＮＹ、
ｄ１＋ｄ３、ｄ２＋ｄ４とする。これにより、（３１）
式、（３２）式はそれぞれ次式のようになる。

【０１０２】 Ａ’ｅ^j(+Wnt+a') ＝（１／２）ｅ^{j(+Wnt+c3-g3)} × ［Ａｅ^ja（＋XMY'Z'ｅ^{j(+c+d1+d3-g4+g1)}＋XMY'Zｅ^{j(+c+d1+d3+g2)}） ＋Ｂｅ^-jb（+XNYZ'ｅ^{j(-c-d2-d4+g4-g1)}−XNYZｅ^{j(-c-d2-d4-g2)}）］ （３３） Ｂ’ｅ^j(-Wnt+b') ＝（１／２）ｅ^{j(-Wnt+c3-g3)} × ［Ｂｅ^jb（＋XNYZ'ｅ^{j(+c+d2+d4-g4+g1)}＋XNYZｅ^{j(+c+d2+d4+g2)}） ＋Ａｅ^-ja（＋XMY'Z'ｅ^{j(-c-d1-d3+g4-g1)}−XMY'Zｅ^{j(-c-d1-d3-g2)}）］ （３４） ここで、新たに、Ｍｅ^jd3＝Ｖ１＋ｊＶ２、Ｍｅ^-jd3＝
Ｖ１−ｊＶ２、Ｎｅ^jd4＝Ｖ３＋ｊＶ４、Ｎｅ^-jd4＝Ｖ
３−ｊＶ４とおくと、前記（２３）式で示した行列式は
次のように表される。

【０１０３】

【数２１】 よって、従来の参照信号による補正式はそのままで、こ
れとは分離した、新たな補正式を取り出すことができ
る。また、（３５）式は参照信号について説明している
が、これは伝送される通常の情報信号にも当てはまるた
め、（３５）式は次式のように表すことができる。

【０１０４】

【数２２】 ただし、（３５）式中ａ及びｂは前記正の搬送波周波数
に割り当てられた送信データの実数部と虚数部、ｃ及び
ｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた送信データ
の実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波
数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記
負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）であ
る。

【０１０５】（３５）式中の伝送路特性を示すＳ行列
と、Ｓ行列の逆行列である（３６）式中のＨ行列は、第
１の実施の形態と同様にして求めることができる。一
方、（３５）式中の高速変化特性を示すＶ行列の逆行列
である、（３６）式中のＫ行列は次式により表現でき
る。

【０１０６】

【数２３】 このＫ行列は（３７）式よりわかるように、０の要素が
多いから前記Ｈ行列を求める場合よりも非常に計算量が
少なくても済む。このＫ行列はシンボル毎にすべての周
波数でそれぞれ更新するため、あまり多くの計算量にな
っては実現できないが、（３７）式によれば実現可能で
ある。また、Ｋ行列は正負の周波数の組ではなく、各周
波数毎に独立であることが分かる。

【０１０７】処理手段としては、Ｈ行列は第１の実施の
形態と同様にして参照信号の受信毎に更新する。Ｈ行列
の更新時点では、Ｋ行列は単位行列とする。その後、Ｈ
行列で補正した第１の補正情報について、希望する信号
点配置との差、つまり振幅、位相の高速変化分をシンボ
ル毎に検出し、それを基にＫ行列を周波数毎にシンボル
毎に更新する。更新したＫ行列は、次のシンボルで使用
する。

【０１０８】次に、シンボル毎の流れで詳細に説明する
に、あるシンボルｎで所定の周波数に参照信号が到来し
たとする。この時点でＨ行列が更新される。Ｋ行列は単
位行列にする。Ｈ行列は第１の実施の形態と同様の方法
で求め、補正式は次式により得る。

【０１０９】

【数２４】 次に受信入力されるシンボルｎ＋１に対しては、次式に
より補正を行う。

【０１１０】

【数２５】 この（３９）式により補正された信号＜ａ＞、＜ｂ＞、
＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。ここで、
高速な特性変化が無いときには（伝送路特性が同一）

【０１１１】

【数２６】 となり、完全な送信信号ａ、ｂ、ｃ及びｄが補正復号さ
れる。

【０１１２】しかしながら、移動体通信などを考慮した
場合は、特性変化が現れる。この特性変化は次式により
表現できる。

【０１１３】

【数２７】 と求めることができる。ここで、（４１）式の左辺は、
送信情報信号ａ、ｂ、ｃ、ｄに高速変化成分である誤差
δ_p、δ_q、δ_r、δ_uをそれぞれ加算した信号に相当し、
かつ、これは、第１の補正式により補正された情報信号
ａ”、ｂ”、ｃ”、ｄ”に相当することを意味してい
る。なお、（４３）式中、Ｋ０、Ｋ１、Ｋ６及びＫ７は
次式で表される。

【０１１４】 Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ”^２＋ｂ”^２） （４４ａ） Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ”^２＋ｂ”^２） （４４ｂ） Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ”^２＋ｄ”^２） （４４ｃ） Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ”^２＋ｄ”^２） （４４ｄ） （４３）式のＫ行列は、次のシンボルｎ＋２で使用す
る。シンボルｎ＋２では、次式に基づいて補正を実施
し、次式により求められる＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び
＜ｄ＞から復号データを生成する。

【０１１５】

【数２８】 そして、（４５）式のａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”に基づ
いて新たなＫ行列を前記（４２）式及び（４３）式と同
様の式により算出する。これにより得られた新たなＫ行
列は、次のシンボルｎ＋３で使用する。

【０１１６】シンボルｎ＋３では、（４５）式と同様の
式により補正を実施し、これにより得られた補正信号＜
ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成
する。なお、このシンボルｎ＋３においては、（４５）
式中のＫ行列がシンボルｎ＋２で求められたＫ行列であ
る点が異なるだけで、他は（４５）式と同様の式により
補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞を算出でき
る。

【０１１７】これ以降の各シンボルも上記と同様にし
て、前のシンボルで求めたＫ行列を用いて（４５）式と
同様の式により、補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び
＜ｄ＞を算出し、これにより算出された補正信号＜ａ
＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成す
ると共に、次のシンボルのためにａ”、ｂ”、ｃ”及び
ｄ”に基づいて新たなＫ行列を前記（４２）式及び（４
３）式と同様の式により算出する。なお、上記の（３
５）式〜（４５）式において、送信信号ａ、ｂ、ｃ及び
ｄや、受信信号ａ’、ｂ’、ｃ’及びｄ’などは異なる
数値であることは勿論である。

【０１１８】上記の説明では次の参照信号が到来するま
では、Ｈ行列は変更しないで、シンボル毎に受信情報信
号からＫ行列を更新する方法を説明したが、他の方法と
して、Ｋ行列とＨ行列を合成してこれを次式のように新
たなＨ行列と次々と置き換えていってもよい。

【０１１９】

【数２９】 この場合、あるシンボルでの補正を

【０１２０】

【数３０】 からＫ行列を求め、再び新しいＨ行列を（４６）式と同
様にして生成する（この場合、古いＨ行列は（４７）式
のＨ行列である）。新しいＨ行列は次のシンボルで使用
する。

【０１２１】次に、上記の方法による、より具体的な処
理例について説明する。図７の送信装置において、第１
の実施の形態と同様に、特定の搬送波にシンボル番号を
挿入すると共に、シンボル番号に対応した正負の他の搬
送波に基地の参照信号（基準データ）を挿入する。具体
的には、図７のシンボル番号計数回路１４は、９ビット
で表現され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，
１，２，．．というように、シンボル周期毎に順次巡回
的に変化するシンボル番号を計数出力する。

【０１２２】ここで、シンボル番号の正確な復号は重要
なので、専用の基準データ（参照信号）を用意すると共
に、他の搬送波で使用する多値ＱＡＭ（２５６ＱＡＭ）
より、多値数の少ない多値変調をする。具体的には、シ
ンボル番号を表現する上記の９ビットのうち、９、８、
３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで送受する。受
信側では、この４ビットからのシンボル番号を９ビット
に直す。シンボル番号は順次１ずつ増加する数列なの
で、この復号は容易である。

【０１２３】図７において、シンボル番号計数回路１４
から出力された９ビットのうち、９、８、３、２ビット
目の４ビットが演算部４に入力され、ここで特定の搬送
波、例えば第１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演
算される。また、参照信号挿入回路６はシンボル番号計
数回路１４から出力された９ビットのシンボル番号を受
け、そのうちの上位７ビットに基づいて得た参照信号を
演算部４に入力し、特定の搬送波、例えば第ｍ１キャリ
アで伝送されるようにＩＤＦＴ演算させる。シンボル番
号の下位の２ビットは無視されるため、４シンボルの間
は同じ値の参照信号が挿入される。

【０１２４】また、９ビットのシンボル番号の最下位ビ
ットに基づき、参照信号挿入回路６は奇数シンボルと偶
数シンボルに分けて、次の２種類の参照信号を挿入す
る。

【０１２５】

【数３１】 （４９ａ）式で表される行列式の参照信号は偶数シンボ
ルに、（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号は奇数
シンボルに挿入する。ここで、Ｘは既知の参照信号値で
ある。また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は
中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波
数を組として伝送される。

【０１２６】一方、周波数分割多重信号受信装置は、こ
の実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３
に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図９のブロッ
ク図に３１’で示す構成として、補正された伝送信号Ｒ
及びＩを得る。図９中、図５と同一構成部分には同一符
号を付してある。図９において、図８の信号処理部７
６、７７より取り出された受信Ｉ信号Ｉ’、受信Ｑ信号
Ｑ’はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給され
て、まずシンボル番号が復号された後、次にシンボル番
号に対応した正負キャリアの組の受信参照信号値が求め
られる。

【０１２７】なお、この実施の形態では、シンボル番号
は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、こ
れを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できる
と共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル
番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送
波の特定が各シンボル毎に確実にできる。

【０１２８】この受信参照信号値は０回目のシンボル
（偶数シンボル）では、ｐ_０ｓ’_、ｑ_０ｓ’、
ｒ_０ｓ’、ｕ_０ｓ’で、１回目のシンボル（奇数シンボ
ル）では、ｐ_１ｓ’_、ｑ_１ｓ’、ｒ_１ｓ’、ｕ_１ｓ’
で、２回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ_２ｓ’
_、ｑ_２ｓ’、ｒ_２ｓ’、ｕ_２ｓ’で、３回目のシンボル
（奇数シンボル）では、ｐ_３ｓ’_、ｑ_３ｓ’、
ｒ_３ｓ’、ｕ_３ｓ’であるものとする。

【０１２９】図９の伝送路特性検出回路３１２は前記
（２３）式と（４９ａ）式及び（４９ｂ）式に基づいて
０回目のシンボルと１回目のシンボルによって次式で表
される伝送路特性を表す係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。

【０１３０】 Ｓ０＝(p_0s'+q_1s')／（２Ｘ）、Ｓ４＝(r_0s'-u_1s')／（２Ｘ） Ｓ１＝(q_0s'-p_1s')／（２Ｘ）、Ｓ５＝(u_0s'-r_1s')／（２Ｘ） Ｓ２＝(p_0s'-q_1s')／（２Ｘ）、Ｓ６＝(r_0s'-u_1s')／（２Ｘ） Ｓ３＝(q_0s'+p_1s')／（２Ｘ）、Ｓ７＝(u_0s'-r_1s')／（２Ｘ） （５０） ２回目のシンボルと３回目のシンボルも同様にして係数
Ｓ０〜Ｓ７が求まる。その後これらの係数Ｓ０〜Ｓ７を
それぞれ平均してホワイトノイズを除去する。この実施
の形態では、４シンボル間の平均が得られる。

【０１３１】係数はＳ０〜Ｓ７の８個であるので、２種
類の参照信号の送受により求めることができる。当然、
参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求
まるような値であればどのような参照信号でもよい。こ
のようにして伝送路特性検出回路３１２は伝送路特性係
数Ｓ０〜Ｓ７を検出し、これをシンボル番号とともに第
１の補正式導出保持回路３１３に供給する。

【０１３２】第１の補正式導出保持回路３１３は第１の
実施の形態と同様の動作を行う。すなわち、係数Ｓ０〜
Ｓ７から前記ｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出し、更にこ
れらの算出値から前記数１４に示した行列で表される第
１の補正式の値を算出してこれを記憶保持する。ここで
は、２５７搬送波を用いているので、約１２８個の第１
の補正式が順次生成され、時々刻々と更新される。第１
の補正式は４シンボルで一つの該当正負キャリアについ
て平均化して求めているので、次に同一正負キャリアの
平均補正式の更新がなされる間隔は、５１２シンボル後
である（４シンボル×１２８組＝５１２シンボル）。

【０１３３】なお、上記のように伝送路特性を検出した
後、逆行列の計算を行う代わりに、他の方法として前記
（２６）式から直接に数１４に示した補正式を算出して
もよい。

【０１３４】第１の補正回路３１４は、ＦＦＴシンボル
番号復号回路３１１よりの受信情報を、第１の補正式導
出保持回路３１３により導出されて保持されている第１
の補正式を用いて第１の実施の形態と同様に、（２７）
式に相当する次式の演算を行い、補正された信号を出力
する。

【０１３５】

【数３２】 ただし、（５１）式中、ａ”及びｂ”は前記正の搬送波
周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と
虚数部、ｃ”及びｄ”は前記負の搬送波周波数に割り当
てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及
びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と
虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信デ
ータの実数部と虚数部である。

【０１３６】このようにして、第１の実施の形態と同様
にして受信信号は補正され、第１の補正回路３１４から
補正された伝送情報Ｒ”（ａ”、ｃ”）、Ｉ”（ｂ”、
ｄ”）として出力され、第２の補正回路３１６及び第２
の補正式導出保持回路３１５にそれぞれ供給される。ま
た、第１の補正式導出保持回路３１３からシンボル番号
が第２の補正式導出保持回路３１５に供給される。

【０１３７】第２の補正回路３１６は参照信号を受信し
た次のシンボルでは単位行列であるＫ行列を、その他の
シンボルでは一つ前のシンボルで生成されたＫ行列を使
用して、次式

【０１３８】

【数３３】 に基づいて入力信号ａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”を更に補
正（第２の補正）して＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ
＞とし、これに基づいて復号データａ、ｂ、ｃ及びｄを
生成し図３の出力回路３２へ出力する。

【０１３９】第２の補正式導出保持回路３１５は、第１
の補正回路３１４から入力される補正された信号ａ”、
ｂ”、ｃ”及びｄ”と、第１の補正式導出保持回路３１
３から入力されるシンボル番号と、第２の補正回路３１
６から入力される復号されたデータａ、ｂ、ｃ及びｄと
に基づいて、前記（４３）式に基づいてＫ行列を生成
し、これを第２の補正式として保持する。このＫ行列は
受信搬送波周波数毎に生成し、かつ、次のシンボルで使
用する。

【０１４０】このようにして、第２の補正回路３１６か
らは、第１の補正式を用いた第一段階の補正により経時
変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性
が補正され、また、既知の参照信号を使用することによ
り、正確な補正がされ、続いて第２の補正式を用いた第
二段階の補正により移動体通信などで発生するマルチパ
ス環境等の比較的高速に変化する特性を補正の対象と
し、シンボル毎に最適化が図られた、復号データａ、
ｂ、ｃ及びｄ（実数部データＲ及び虚数部データＩ）が
出力される。

【０１４１】次に、具体的な数値例を用いて第２の補正
式を用いた補正方法の動作を説明する。Ｈ行列について
は、簡略に表現して説明を省き、Ｋ行列の動作を詳細に
説明する。また、Ｈ行列が正負キャリアの組で補正され
るため、Ｋ行列も組で表現していたが、Ｋ行列は正負の
キャリアで独立なので、一方のみの説明で十分なので、
ここではある一方の周波数のみに着目して説明する。

【０１４２】まず、あるシンボルｎで、所定の参照信号
値（実数部、虚数部）として（７．５、７．５）が送信
され、受信装置ではこの参照信号を（６．２５、６．２
５）なる値で受信したとする。ここでは、簡略してＨ行
列は次式で表される。

【０１４３】

【数３４】 すなわち、伝送系に誤差を含まず、位相特性の変化が無
く、振幅特性は６．２５／７．５倍された状態を示す。

【０１４４】第１の補正式による第一段階の補正ではこ
のＨ行列を用いて補正し、以降新たな参照信号が到来す
るまで、変更しない。（５３）式は第１の補正式導出保
持回路３１３が保持する第１の補正式である。この時点
でＫ行列は

【０１４５】

【数３５】 とする。これは第２の補正式導出保持回路３１５が保持
する第２の補正式である。

【０１４６】次のシンボルｎ＋１では、受信した伝送情
報が次式であったものとする。

【０１４７】

【数３６】 従って、第２の補正回路３１６は受信したデータは
（７．５、６．５）で送信されたデータであるものと判
定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数
部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、６）を受信
データとして渡す。なお、０．５についてはＱＡＭの復
号を簡単にするために加えているバイアス値であり、従
来より知られた方法である。

【０１４８】最後に、第２の補正式導出保持回路３１５
は前記（４３）式、（４４）式に基づき新たなＫ行列を
計算して、これを次のシンボルｎ＋２のための第２の補
正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ
行列は次式で表される。

【０１４９】

【数３７】 このＫ行列はシンボルｎの送信時からシンボルｎ＋１の
送信時までの間の伝送経路で発生した振幅特性と位相特
性の変化分を表している。

【０１５０】次のシンボルｎ＋２では、受信した伝送情
報が次式であったものとする。

【０１５１】

【数３８】 従って、第２の補正回路３１６は受信したデータは
（７．５、２．５）で送信されたデータであるものと判
定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数
部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、２）を受信
データとして渡す。ここで第１の補正式による第一段階
の補正のみであったとすると、受信したデータは（６．
５、２．５）で送信されたデータであるものと判定する
ため、出力回路３２に復号データの組（Ｒ，Ｉ）として
（６、２）を受信データとして渡すことになるが、これ
に比べて本実施の形態の方がより信頼性のある復号デー
タを得ることができる。

【０１５２】最後に、第２の補正式導出保持回路３１５
は前記（４３）式、（４４）式に基づき新たなＫ行列を
計算して、これを次のシンボルｎ＋３のための第２の補
正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ
行列は次式で表される。

【０１５３】

【数３９】 このＫ行列はシンボルｎの送信時とシンボルｎ＋２の送
信時までの、相互間で発生した振幅特性と位相特性の変
化分を表している。以下、上記と同様の動作が繰り返さ
れる。

【０１５４】次に、この第２の実施の形態の各変形例に
ついて説明する。

【０１５５】（変形例１）参照信号を挿入する周波数は
１組に限定しなくてもよく、数組に挿入してもよい。上
記の第２の実施の形態の説明では、参照信号を複数シン
ボル間で同じ周波数に割当てて、求めた係数Ｓ０〜Ｓ７
の平均化を行い、すなわち、ガウスノイズを除去した伝
送路系を検出して、第一の補正式を利用した。

【０１５６】第二の補正式も平均化し、ガウスノイズの
除去を行うことができる。ここでは、Ｋ行列を５シンボ
ルにわたって平均する方法について述べる。

【０１５７】シンボルｎにおいて、参照信号の送受が行
われたとする。初期値として、Ｋ０₁＝１、Ｋ０₂＝１、
Ｋ０₃＝１、Ｋ０₄＝１、Ｋ０₅＝１、Ｋ１₁＝０、Ｋ１₂
＝０、Ｋ１₃＝０、Ｋ１₄＝０、Ｋ１₅＝０とおく。そし
て、 Ｋ０＝（Ｋ０₁＋Ｋ０₂＋Ｋ０₃＋Ｋ０₄＋Ｋ０₅）／５ Ｋ１＝（Ｋ１₁＋Ｋ１₂＋Ｋ１₃＋Ｋ１₄＋Ｋ１₅）／５ （５６） とおく。シンボルｎ＋１では、（５６）式で第二の平均
補正を行う。また、新たなＫ行列を求める方法は既述の
通りである。ここで求めた係数をＫ０₀、Ｋ１₀とおく。
次に、Ｋ０_mをＫ０_m+1に、Ｋ１_mをＫ１_m+1に置き換え
て、（５６）式により平均化した第２の補正式（平均し
たＫ行列）を生成してゆく（ただし、ｍ＝０、１、２、
３、４の各値）。

【０１５８】このような処理の繰り返しにより、最新の
５シンボル間の係数を保持し、平均して使用する。この
平均化処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施
する。

【０１５９】（変形例２）（４３）、（４４ａ）〜（４
４ｄ）及び（５２）式でＫ行列を求める際に、ａ”〜
ｄ”における誤差信号（つまり、信号ａ”の場合は信号
ａと信号ａ”との差、他の信号ｂ”〜ｄ”も同様）にお
いて、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるい
はそれ以下の場合は、Ｋ行列を所定値で代替えをする。
具体的には、実数部、或いは虚数部のいずれかにおい
て、誤差信号値が０．４以上または−０．４以下になっ
た場合に、それぞれ０．４、あるいは−０．４を設定し
てＫ行列を代替えする。

【０１６０】第２の補正（あるいは、第２の平均補正）
で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、ある
いはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返し
が発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平
均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生
する場合には、やはり誤りとなってしまう。その逆補正
を回避するために上記の制限値を設ける。この制限処理
は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。

【０１６１】（変形例３）（４３）、（４４ａ）〜（４
４ｄ）及び（５２）式でＫ行列を求める際に、ａ”〜
ｄ”における誤差信号において、所定の重み付けを行
う。これは、特に、Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合に有効
である。

【０１６２】Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の
折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合が
ある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続
的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。し
かしながら、誤差信号は、ガウスノイズの影響でばらつ
きをもっていると考えてよく。したがって、正規分布を
しているとしてよい。そこで、中央値に近い部分の重み
付けを多くし、より多く影響させ、周辺部の重み付けを
軽くして、より少なく影響するようにしてＫ行列を生成
する。

【０１６３】簡単な例として、２回平均を行う場合で説
明すると、誤差信号の絶対値が０．１以下の場合５、
０．１より大きく０．２以下の場合４、０．２より大き
く０．３以下の場合３、０．３より大きく０．４以下の
場合２、０．４より大きく０．５以下の場合１、のよう
な重み付けを行うテーブルを設け、その後、全体を重み
付け数で割る。

【０１６４】数値例で示すと、１回目の誤差信号が０．
１５で、２回目の誤差信号が０．４５であったとする
と、２回平均する場合の全体の誤差信号は、重み付けし
ない場合、３（＝（０．１５＋０．４５）／２）である
が、重み付けをした場合、０．２１（＝（０．１５×４
＋０．４５×１）／（４＋１））となる。このような重
み付けは、第２の補正式導出保持回路３１５で実施す
る。

【０１６５】（変形例４）第２の補正（あるいは、第２
の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生し
た場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信
号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場
合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、
連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしま
う。

【０１６６】そこで、この変形例では、既述しないエラ
ー訂正回路から発生する信号をもとに誤りを検出し、誤
り検出時には第２の補正式を更新しないようにする。誤
りが発生した場合には、第２の補正式であるＫ行列を生
成しても逆補正となってしまうからである。この場合
は、Ｋ行列の生成を行わず、単位行列で代替えし平均化
の効果で補完する。

【０１６７】（変形例５）（４３）、（４４ａ）〜（４
４ｄ）、（５２）式でＫ行列を求める際に、＜ｐ＞〜＜
ｕ＞における信号点配置において（整数部）、所定の上
限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の信
号点配置の場合は、Ｋ行列を単位行列で代替えする。

【０１６８】簡単な具体例では、実数部、虚数部、かつ
実数部＋虚数部のいずれかの値において、所定値以上ま
たは以下になった場合に、Ｋ行列を単位行列で代替えす
る。数値例で説明すると、２５６ＱＡＭにおいて、実数
部あるいは虚数部の絶対値が８以上、または実数部＋虚
数部の絶対値が６以上の信号点配置においては、その誤
差信号を利用せず単位行列で代替えする。その例を図１
０に示す。同図中、黒丸が使用する信号点、白丸が使用
しない信号点を示す。

【０１６９】特に、第２の補正（あるいは、第２の平均
補正）で追従出来る高速変化以上の変動が発生した場
合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補
正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は
少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとな
ってしまう。高速変化は、より外周側の信号点配置に影
響するため、誤りも外周側で発生する確率が高い。よっ
て、この変形例では、図１０に黒丸で示す、より信頼性
の高い内周側の信号点配置の誤差信号のみを使用する。

【０１７０】（変形例６）Ｈ行列、Ｋ行列、あるいは
（４６）式〜（４８）式で説明したＨ行列とＫ行列を合
成した行列について、上記の実施の形態では時間軸上で
の平均化処理を説明した。この変形例は、周波数軸上で
の平均化処理を行うものである。

【０１７１】ＯＦＤＭ信号の各搬送波は、互いに隣接し
て設定されており、相互間では類似した特性を示す。す
なわち、各行列の係数を周波数順に並べると、数次の曲
線となる。更にその曲線の変化は連動しており、所定値
以上の高周波成分を持たない。この曲線に大きな変化点
がある場合は、これは、Ｓ／Ｎの劣化あるいは時間軸上
の平均化が十分におこなわれず、不適切な補正係数を算
出していると考えてよい。

【０１７２】したがって、この変形例ではＨ行列とＫ行
列を合成した行列について各係数を算出した後に、周波
数軸順の系列に所定量の低域フィルタを挿入し高域成分
の除去を行う。このようなフィルタ処理は、第１の補正
式導出保持回路３１３又は第２の補正式導出保持回路３
１５においてデジタルフィルタリングで容易に実施でき
る。このフィルタリングは、周波数軸上の一次元のみの
演算でなく、既述の時間軸上での係数の並びも利用して
二次元フィルタで構成してもよい。

【０１７３】この周波数軸及び時間軸上での二次元フィ
ルタについて、簡単に説明する。既述のＨ行列は参照信
号を複数シンボルの間送受することにより平均化され
る。また、Ｋ行列においても複数シンボル間で平均化す
る。このことにより、時間軸上での平均化がなされる。
そして、新たに、次式

【０１７４】

【数４０】 で表されるＥ行列を生成し、このＥ行列の係数におい
て、自分の搬送波の係数と近傍（例えば±１０搬送波）
の係数を平均する。勿論、すべての搬送波において同様
の平均化をする。これにより、周波数軸上での平均がさ
れる。そして、次式により補正計算を行う。

【０１７５】

【数４１】 今まではＨ行列とＫ行列をそれぞれ用いて２段階の計算
をしていたが、この場合はＨ行列とＫ行列を求める処理
は同様で、補正式を合成した（５７）式のＥ行列で（５
８）式により補正する。

【０１７６】その他の例として、隣接する３つの搬送波
毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入
して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、そ
の中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。
これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の
短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成で
きる。

【０１７７】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明する。以上説明した第１及び第２の実施の形態とそ
の変形例はいずれもＯＦＤＭ信号の中心搬送波に対して
対称な正負一組の搬送波で既知の値の参照信号を挿入し
ている。これに対し、この第３の実施の形態は参照信号
を正負の組に限定せず送受信し、第２の実施の形態の第
２の補正方式を利用することにより、従来のＯＦＤＭ信
号に対しても移動体通信あるいは高速に変化するマルチ
パス環境に対応できるＯＦＤＭ信号補正を行うものであ
る。また、この第３の実施の形態及び前記の第１及び第
２の実施の形態において、受信側でシンボル番号を識別
できれば、送信の信号形態を問うものではなく、例えば
同期用シンボルやトランスミッションパラメータなどで
伝送するようにしたものにも適用できる。

【０１７８】この第３の実施の形態では、周波数分割多
重信号送信装置は図１に示した構成の送信装置と同様の
構成でＯＦＤＭ信号が送信される。ただし、参照信号は
ＯＦＤＭ信号中の一の搬送波で送信される。また、送信
側は、既知の参照信号で変調された特定の搬送波を、所
定の搬送波で伝送するシンボル番号若しくは特定のパラ
メータ情報又は同期シンボル情報に基づいて指定し、か
つ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信する。

【０１７９】ここで、ある搬送周波数＋Ｗ_ｎに割り当て
られた複素数（ｐ＋ｊｑ）で表される情報は、演算部４
で前記（１）式と（２）式で表されるＩ信号とＱ信号と
して生成され、これがＯＦＤＭ信号に変換されてその中
の周波数＋Ｗ_ｎで伝送される。

【０１８０】上記の（１）式と（２）式で表されるＩ信
号とＱ信号は、図１１に模式的に示す伝送系回路８０を
伝送されることにより、振幅変化Ｙ、位相変化ｄの変化
を受けてＩ’信号とＱ’信号として図３に示した周波数
分割多重信号受信装置で受信される。ただし、後述する
ように、この実施の形態では、図３に示した周波数分割
多重信号受信装置中のＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は図
１２に３１”で示す構成である点に特徴がある。なお、
上記の伝送系回路８０は図１に示した周波数変換器１
２、送信部１３、空間伝送路の特性に相当する。また、
ここでは、周波数分割多重信号送信装置と周波数分割多
重信号受信装置で受ける誤差は無視している。

【０１８１】上記のＩ’信号とＱ’信号は周波数分割多
重信号受信装置でＤＦＴ演算されて次式で表される複素
数として求められる。

【０１８２】 A'e^j(+Wnt+a')＝Ae^j(+Wnt+a) ×(Ye^jd) （５９） ただし、上式中、Ａ’＝√（ｐ’^２ ＋ｑ’^２ ）、
ａ’＝ｔａｎ^−１（ｑ’／ｐ’）ｐ’、ｑ’は受信信号
である。（５９）式は伝送路特性を示す新たな係数Ｓ
０、Ｓ１を導入することにより、次の行列式に書き改め
ることができる。

【０１８３】

【数４２】 そして、後述するように、この第３の実施の形態では、
移動によって高速に変化する特性（マルチパス環境特
性）に対する応答速度を高速にするため、上記の伝送系
回路８０の振幅変化Ｙ、位相変化ｄをそれぞれ高速特性
変化であるＭＹ、ｄ＋ｄ１とする。これにより、前記
（５９）式は次式で表される。

【０１８４】 A'e^j(+Wnt+a')=Ae^j(+Wnt+a) ×(Ye^jd)×(Me^jd1) （６１） ここで、新たに Ｍｅ^ｊｄ１＝Ｖ１＋ｊＶ２ とおくと、 ｐ’＋ｊｑ’＝（ｐ＋ｊｑ）（Ｓ０＋ｊＳ１）（Ｖ１＋
ｊＶ２） となり、これは次式の行列式で表される。

【０１８５】

【数４３】 よって、参照信号による補正式はそのままで、これとは
分離した新たな補正式を取り出すことができる。また、
（６２）式は参照信号について説明しているが、これは
伝送される通常の情報信号にも当てはまるため、（６
２）式は次式のように表すことができる。

【０１８６】

【数４４】 Ｓ行列もＳ行列の逆行列であるＨ行列も従来通りの方法
で求めることができる。ここで、Ｖ行列の逆行列である
Ｋ行列は次式で表現できる。

【０１８７】

【数４５】 （６４）式のＫ行列はシンボル毎にすべての周波数でそ
れぞれ更新するため、あまり多くの計算量になっては実
現できないが、（６４）式は２行２列の行列式であるの
で十分に実現できる。

【０１８８】処理手段としては、Ｈ行列は従来通り参照
信号の到来毎に更新する。Ｈ行列の更新時点では、Ｋ行
列は単位行列とする。その後、Ｈ行列で補正した第１の
補正情報について、希望する信号点配置との差、つまり
振幅、位相の高速変化分をシンボル毎に検出し、それを
基にＫ行列を周波数毎に、かつ、シンボル毎に更新す
る。更新したＫ行列は次のシンボルで使用する。

【０１８９】このように、この実施の形態では第２の実
施の形態で説明した第２の補正式を用いた補正と同様な
方法により高速に変化する特性（マルチパス環境特性）
を補正するので、シンボル毎の流れの説明は省略する。
ただし、この実施の形態におけるＨ行列やＫ行列は２行
２列である点が第２の実施の形態と異なる。また、Ｋ行
列は（４４ａ）式、（４４ｂ）式のＫ０とＫ１からな
る。

【０１９０】この第３の実施の形態では図１の構成の送
信装置により、第１キャリアにシンボル番号を挿入し、
第ｍ１キャリアに第１キャリア、つまりシンボル番号を
補正するためのみに使用する基準データを参照信号とし
て挿入する。シンボル番号はシンボル期間毎に順次増加
し巡回する。シンボル番号計数回路５は９ビットで表現
され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，１，
２．．．と巡回するシンボル番号を計数出力する。この
うちシンボル番号を表現する９ビットのうち、９、８、
３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで変調して所定
の搬送波で送受信する。

【０１９１】図１の参照信号挿入回路６はこの実施の形
態の場合はシンボル番号を表現する９ビットのうちの上
位８ビットに基づいて、参照信号の挿入を行う。最下位
の１ビットを無視するため、すなわち、２シンボルの間
は同じキャリアに参照信号が挿入される。参照信号は次
式で表される。

【０１９２】

【数４６】 ただし、（６５）式のＸ、Ｙは既知の参照信号値であ
る。

【０１９３】一方、周波数分割多重信号受信装置は、こ
の実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３
に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図１２のブロ
ック図に３１”で示す構成として、補正された伝送信号
Ｒ及びＩを得る。図１２中、図５と同一構成部分には同
一符号を付してある。図１２において、図１１の信号処
理部８０より取り出された受信Ｉ信号、受信Ｑ信号はＦ
ＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給されて、まずシ
ンボル番号が復号された後、次にシンボル番号に対応し
た正負キャリアの組の受信参照信号値が求められる。

【０１９４】なお、この実施の形態では、シンボル番号
は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、こ
れを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できる
と共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル
番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送
波の特定が各シンボル毎に確実にできる。この受信参照
信号値は０回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ
_０ｓ’_、ｑ_０ｓ’で、１回目のシンボル（奇数シンボ
ル）では、ｐ_１ｓ’_、ｑ_１ｓ’であるものとする。

【０１９５】図１２の補正処理回路３１７は、まず（６
０）式に基づいて０回目のシンボルと１回目のシンボル
によって、次式で表される伝送路特性を表す係数Ｓ０と
Ｓ１を算出する。

【０１９６】 Ｓ０＝（Ｘｐ_０ｓ’＋Ｙｑ_０ｓ’）／（Ｘ^２＋Ｙ^２）、 Ｓ１＝（Ｘ ｑ_０ｓ’＋Ｙｑ_０ｓ’）／（Ｘ^２＋Ｙ^２） （６６） あるいは、 Ｓ０＝（Ｘｐ_１ｓ’＋Ｙｑ_１ｓ’）／（Ｘ^２＋Ｙ^２）、 Ｓ１＝（Ｘｑ_１ｓ’−Ｙｐ_１ｓ’）／（Ｘ^２＋Ｙ^２） （６７） その後これらの係数Ｓ０とＳ１をそれぞれ平均してホワ
イトノイズを除去する。この実施の形態では、２シンボ
ル間の平均が得られる。

【０１９７】係数はＳ０とＳ１の２個であるので、１種
類の参照信号の送受により求めることができる。当然、
参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求
まるような値であればどのような参照信号でもよい。こ
のようにして補正処理回路３１７は伝送路特性係数Ｓ０
とＳ１をまず検出し、続いてこの伝送路特性係数Ｓ０と
Ｓ１とシンボル番号に基づいて該当キャリアの平均補正
式（第１の補正式）を次式に基づいて導出して記憶保持
する。

【０１９８】

【数４７】 ただし、（６８）式中、Ｈ０＝Ｓ０、Ｈ１＝Ｓ１、ｄｅ
ｔ Ａ＝Ｓ０^２＋Ｓ１^２である。

【０１９９】この第１の補正式は、各搬送波（キャリ
ア）毎にあり、ここでは２５７搬送波を用いているの
で、約２５６個の第１の補正式が順次生成され、時々刻
々と更新される。第１の補正式は２シンボルで一つの該
当キャリアについて平均化して求めているので、次に同
一キャリアの平均補正式の更新がなされる間隔は、５１
２シンボル後である（２シンボル×２５６＝５１２シン
ボル）。

【０２００】なお、上記のように伝送路特性を検出した
後、逆行列の計算を行う代わりに、他の方法として次式
から直接に補正式を算出してもよい。

【０２０１】

【数４８】 第１の補正回路３１８は、ＦＦＴシンボル番号復号回路
３１１よりの受信情報を、補正処理回路３１７により導
出されて保持されている第１の補正式を用いて次式の演
算を行い、補正された信号を出力する。

【０２０２】

【数４９】 当然のことながら、計数Ｓ０とＳ１は時々刻々と５１２
シンボル毎に変化するので、上記の第１の補正式も時々
刻々と５１２シンボル毎に変化する。この第１の補正式
による補正自体は従来より知られており、これにより経
時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する伝送路上
の特性を補正することができる。

【０２０３】第２の補正回路３１６は、第２の実施の形
態と同様に参照信号が送受された次のシンボルでは、単
位行列であるＫ行列を、その他のシンボルでは一つ前の
シンボルで生成されたＫ行列を使用して次式で補正デー
タ＜ａ＞、＜ｂ＞を生成し、これから復号された実数部
データＲ、虚数部データＩを生成し出力回路３２へ出力
する。

【０２０４】

【数５０】 第２の補正式算出保持回路３１５は、第１の補正回路３
１８により（７０）式に基づいて補正演算されて出力さ
れた補正信号ａ”、ｂ”と、補正処理回路３１７から出
力されるシンボル番号と、第２の補正回路３１６から得
られる復号データａ、ｂとに基づいて、次式で表される
Ｋ行列を生成し、これを記憶保持する。

【０２０５】

【数５１】 ただし、（７２）式中のＫ０は前記（４４ａ）式で、ま
た、Ｋ１は（４４ｂ）式で表される値で、これは復号さ
れたデータｐ，ｑと所望の信号点配置との誤差に基づく
伝送路の高速変化成分の伝送路特性に対応した第２の補
正式である。

【０２０６】このようにして、この第３の実施の形態も
第１の補正式に基づいて補正された信号に対して、第２
の実施の形態と同様の高速変化特性に対応した第２の補
正式により補正動作するようにしているため、移動体通
信で発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する
特性を補正し、シンボル毎に最適な復号データを得るこ
とができる。

【０２０７】次に、具体的な数値例を用いて第２の補正
式を用いた補正方法の動作を説明する。Ｈ行列について
は、簡略に表現して説明を省き、Ｋ行列の動作を詳細に
説明する。

【０２０８】まず、あるシンボルｎで、所定の参照信号
値（実数部、虚数部）として前記第２実施の形態のとき
と同じ（７．５、７．５）が送信され、受信装置ではこ
の参照信号を（６．２５、６．２５）なる値で受信した
とする。このとき、Ｈ行列は、伝送系に誤差を含まず、
位相特性の変化が無く、振幅特性は６．２５／７．５倍
された状態を示す前記（５３）式で表される。

【０２０９】第１の補正式による第一段階の補正ではこ
のＨ行列を用いて補正し、以降新たな参照信号が到来す
るまで、変更しない。（５３）式は第１の補正式導出保
持回路３１３が保持する第１の補正式である。この時点
でＫ行列は前記数３５で示したと同じ単位行列とする。

【０２１０】次のシンボルｎ＋１で、受信した伝送情報
がａ’＝６．１０、ｂ’＝５．３０であるときには、前
記したように補正信号＜ａ＞＝７．３２、＜ｂ＞＝６．
３６が得られ、第２の補正回路３１６は受信したデータ
は（７．５、６．５）で送信されたデータであるものと
判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚
数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、６）を受
信データとして渡す。なお、０．５についてはＱＡＭの
復号を簡単にするために加えているバイアス値であり、
従来より知られた方法である。

【０２１１】最後に、第２の補正式導出保持回路３１５
は前記（４３）式、（４４）式に基づき（５４）式で表
される新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ
＋２のための第２の補正式として導出して保持する。こ
の新たに計算されたＫ行列は次式で表される。このＫ行
列はシンボルｎの送信時からシンボルｎ＋１の送信時ま
での間の伝送経路で発生した振幅特性と位相特性の変化
分を表している。以下、上記と同様の動作が繰り返さ
れ、第２の実施の形態と同様の結果が得られる。

【０２１２】次に、この第３の実施の形態の各変形例に
ついて説明する。この第３の実施の形態でも第２の実施
の形態で説明したと同様の以下の変形例が考えられる。

【０２１３】（変形例１）参照信号を挿入する周波数は
１組に限定しなくてもよく、数組に挿入してもよい。上
記の第３の実施の形態の説明では、参照信号を複数シン
ボル間で同じ周波数に割当てて、求めた係数Ｓ０、Ｓ１
の平均化を行い、すなわち、ガウスノイズを除去した伝
送路系を検出して、第一の補正式を利用した。

【０２１４】第二の補正式も平均化し、ガウスノイズの
除去を行うことができる。ここでは、Ｋ行列を５シンボ
ルにわたって平均する方法について述べる。

【０２１５】シンボルｎにおいて、参照信号の送受が行
われたとする。初期値として、Ｋ０₁＝１、Ｋ０₂＝１、
Ｋ０₃＝１、Ｋ０₄＝１、Ｋ０₅＝１、Ｋ１₁＝０、Ｋ１₂
＝０、Ｋ１₃＝０、Ｋ１₄＝０、Ｋ１₅＝０とおく。そし
て、 Ｋ０＝（Ｋ０₁＋Ｋ０₂＋Ｋ０₃＋Ｋ０₄＋Ｋ０₅）／５ Ｋ１＝（Ｋ１₁＋Ｋ１₂＋Ｋ１₃＋Ｋ１₄＋Ｋ１₅）／５ （７３） とおく。シンボルｎ＋１では、（７３）式で第二の平均
補正を行う。また、新たなＫ行列を求める方法は既述の
通りである。ここで求めた係数をＫ０₀、Ｋ１₀とおく。
次に、Ｋ０_mをＫ０_m+1に、Ｋ１_mをＫ１_m+1に置き換え
て、（７３）式により平均化した第２の補正式（平均し
たＫ行列）を生成してゆく（ただし、ｍ＝０、１、２、
３、４の各値）。

【０２１６】このような処理の繰り返しにより、最新の
５シンボル間の係数を保持し、平均して使用する。この
平均化処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施
する。

【０２１７】（変形例２）（７１）式、（７２）式、
（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、
ａ”、ｂ”における誤差信号（つまり、信号ａ”の場合
は信号ａと信号ａ”との差、信号ｂ”の場合は信号ｂと
信号ｂ”との差）において、所定の上限値と下限値を設
定し、それ以上あるいはそれ以下の場合は、Ｋ行列を所
定値で代替えをする。具体的には、実数部、或いは虚数
部のいずれかにおいて、誤差信号値が０．４以上または
−０．４以下になった場合に、それぞれ０．４、あるい
は−０．４を設定してＫ行列を代替えする。

【０２１８】第２の補正（あるいは、第２の平均補正）
で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、ある
いはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返し
が発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平
均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生
する場合には、やはり誤りとなってしまう。その逆補正
を回避するために上記の制限値を設ける。この制限処理
は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。

【０２１９】（変形例３）（７１）式、（７２）式、
（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、
ａ”、ｂ”における誤差信号において、所定の重み付け
を行う。これは、特に、Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合に
有効である。

【０２２０】Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の
折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合が
ある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続
的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。し
かしながら、誤差信号は、ガウスノイズの影響でばらつ
きをもっていると考えてよく。したがって、正規分布を
しているとしてよい。そこで、中央値に近い部分の重み
付けを多くし、より多く影響させ、周辺部の重み付けを
軽くして、より少なく影響するようにしてＫ行列を生成
する。このような重み付けは、第２の補正式導出保持回
路３１５で実施する。

【０２２１】（変形例４）第２の補正（あるいは、第２
の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生し
た場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信
号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場
合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、
連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしま
う。

【０２２２】そこで、この変形例では、既述しないエラ
ー訂正回路の誤り検出時には第２の補正式であるＫ行列
を生成しても逆補正となってしまうため、Ｋ行列の生成
を行わず、単位行列で代替し平均化の効果で補完する。

【０２２３】（変形例５）（７１）式、（７２）式、
（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、＜
ａ＞、＜ｂ＞における信号点配置において（整数部）、
所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ
以下の信号点配置の場合は、Ｋ行列を単位行列で代替え
する。例えば、図１０に示すように、２５６ＱＡＭにお
いて、実数部あるいは虚数部の絶対値が８以上、または
実数部＋虚数部の絶対値が６以上の信号点配置において
は、その誤差信号を利用せず単位行列で代替えする。高
速変化は、より外周側の信号点配置に影響するため、誤
りも外周側で発生する確率が高い。よって、この変形例
では、図１０に黒丸で示す、より信頼性の高い内周側の
信号点配置の誤差信号のみを使用する。

【０２２４】（変形例６）この変形例は、周波数軸上で
の平均化処理を行うものである。この変形例では各係数
を算出した後に、周波数軸順の系列に所定量の低域フィ
ルタを挿入し高域成分の除去を行う。このようなフィル
タ処理は、補正処理回路３１７又は第２の補正式導出保
持回路３１５においてデジタルフィルタリングで容易に
実施できる。このフィルタリングは、周波数軸上の一次
元のみの演算でなく、既述の時間軸上での係数の並びも
利用して二次元フィルタで構成してもよい。

【０２２５】この周波数軸及び時間軸上での二次元フィ
ルタについて、簡単に説明する。既述のＨ行列は参照信
号を複数シンボルの間送受することにより平均化され
る。また、Ｋ行列においても複数シンボル間で平均化す
る。このことにより、時間軸上での平均化がなされる。
そして、新たに、前記（５７）式と同様のＥ行列を生成
し、このＥ行列の係数において、自分の搬送波の係数と
近傍（例えば±１０搬送波）の係数を平均する。勿論、
すべての搬送波において同様の平均化をする。これによ
り、周波数軸上での平均がされる。そして、次式により
補正計算を行う。

【０２２６】

【数５２】 今まではＨ行列とＫ行列をそれぞれ用いて２段階の計算
をしていたが、この場合はＨ行列とＫ行列を求める処理
は同様で、補正式を合成したＥ行列で（７４）式により
補正する。

【０２２７】その他の例として、隣接する３つの搬送波
毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入
して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、そ
の中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。
これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の
短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成で
きる。

【０２２８】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明する。以上説明した第１及び第２の実施の形態とそ
の変形例はいずれもＯＦＤＭ信号の中心搬送波に対して
対称その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を
作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正
式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の
搬送波の補正式で補正することも可能である。これによ
って、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をも
たらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。

【０２２９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
複数の搬送波のうちの中心搬送波に対してクロストーク
の影響のある、互いに対称な、高域側の一の正の搬送波
と、低域側の一の負の搬送波を組としてこれらの搬送波
で参照信号を伝送するようにしたため、迅速に伝送路特
性を検出できると共に、参照信号を挿入する正負の搬送
波の組を一定時間毎に切り替えることにより、すべての
搬送波についての伝送路特性をも検出できる。

【０２３０】これにより、本発明によれば、前述したＩ
信号及びＱ信号自体の周波数特性を従来と同様に補正で
きると共に、これに加えて、送信装置のそれぞれの周波
数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置の
それぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性
差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそ
れぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性
差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間で
の相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差
などの特性誤差をも補正することができるため、これら
送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相
対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、
Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の
直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ
信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波
数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の
直交復調器の直交性誤差などの特性誤差を精度良くしな
くてもよく、また、これらの温度変化、経時変化を考慮
しなくてよく、以上より従来に比べて高品質な直交周波
数分割多重信号の伝送ができる。

【０２３１】また、本発明によれば、既知の参照信号を
使用することにより、正確に得られた補正係数からなる
第一の補正式を用いて、復号されたデータに対して経時
変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性
を補正し、続いてこの補正されたデータに対して、ある
参照信号を受信してから次の参照信号を受信して新たな
補正式を算出するまでの期間の変化に対応した伝送路特
性を検出して得た第２の補正式に基づいて補正するよう
にしたため、移動体通信で発生するマルチパス環境等の
比較的高速に変化する特性をも補正することができ、シ
ンボル毎の最適化が図れる。

【０２３２】更に、本発明によれば、第１の補正式を複
数の搬送波のうちの中心搬送波に対して互いに対称な正
の搬送波と負の搬送波を組として伝送される既知の値の
参照信号を用いて生成し、この第１の補正式による補正
と前記第２の補正式による補正とを順次行うことによ
り、より一層伝送路特性の変化に対応した高精度な補正
を行うことができ、より一層正確な復号ができる。

【０２３３】更に、本発明によれば、第１及び第２の補
正式の一方若しくは両者において平均化を行うことによ
り、ガウスノイズを除去でき、より信頼性の高い補正係
数の導出ができ、これにより補正の確度を向上できる。

【０２３４】更に、本発明によれば、第２の補正式に所
定の上限値と下限値を設けたり、所定の重み付けを誤差
信号に応じて行ったり、エラー訂正回路による誤り検出
時に第２の補正式の更新を停止して第２の補正式を単位
行列で代替したり、あるいは、第２の補正式を算出する
ために用いる補正信号に上限値及び下限値を設けたりす
る処理により、第２の（平均）補正式算出時に高速変化
に追従できずに、あるいは極端なＳ／Ｎ低下により発生
する可能性のある、逆補正を回避できる。

【０２３５】更に、本発明によれば、時間軸上の平均回
数を少なくし、周波数軸上での平均化を行い、より高速
で信頼性の高い装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明送信装置の第１の実施の形態のブロック
図である。

【図２】本発明で伝送されるＯＦＤＭ信号の一例の周波
数スペクトラムを示す図である。

【図３】本発明受信装置の一実施の形態のブロック図で
ある。

【図４】本発明方式の第１の実施の形態において伝送さ
れるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロッ
ク図である。

【図５】図３の要部の第１の実施の形態のブロック図で
ある。

【図６】図３のＦＦＴ演算をソフトウェアで行うときの
一実施の形態のフロチャートである。

【図７】本発明方式の第２の実施の形態の受信装置のブ
ロック図である。

【図８】本発明方式の第２の実施の形態において伝送さ
れるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロッ
ク図である。

【図９】図７の要部の第２の実施の形態のブロック図で
ある。

【図１０】Ｋ行列生成に使用する一例の信号点配置図で
ある。

【図１１】本発明方式の第３の実施の形態において伝送
されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロ
ック図である。

【図１２】本発明方式の要部の第３の実施の形態のブロ
ック図である。

【符号の説明】

２ 入力回路 ３ クロック分周回路 ４ 演算部 ５、１４ シンボル番号計数回路 ６ 参照信号挿入回路 ７ 出力バッファ ８ Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ） ９ 直交変調器 １０、１６、２５ 中間周波数発振器 １１、２６ ９０°シフタ １２、２２ 周波数変換器 １５ ディジタル直交変調器 １７ Ｄ／Ａ変換器・帯域フィルタ（ＢＰＦ） ２４ キャリア抽出及び直交復調器 ２７ 同期信号発生回路 ３１、３１’、３１” ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路 ４１、４２、７２ 送信装置の信号処理部 ４３、４４、４７、４８、７４、７５ 乗算器 ４６、７３、８０ 伝送系回路 ４９、５０、７６、７７ 受信装置の信号処理部 ３１１ ＦＦＴシンボル番号復号回路 ３１２ 伝送路特性検出回路 ３１３ 第１の補正式導出保持回路 ３１４ 第１の補正回路 ３１５ 第２の補正式導出保持回路 ３１６ 第２の補正回路 ３１７ 補正処理回路 ３１８ 第１の補正回路

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信側では、互いに周波数の異なる複数
   の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた伝送
   すべき情報信号からそれぞれ得た同相信号と直交信号で
   別々に変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分
   割多重信号を生成してシンボル単位で送信し、受信側で
   は前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変
   調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調し
   た後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方
   式において、 送信側では、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対し
   て対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組
   で既知の参照信号を送信すると共に、前記既知の参照信
   号を送信する正負の搬送波の組を特定の搬送波あるいは
   伝送パラメータで伝送するシンボル番号で指定し、か
   つ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、受信側
   では、受信した前記周波数分割多重信号から前記シンボ
   ル番号に基づいて前記参照信号を復号し、この参照信号
   から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波
   の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送
   路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から補正式を
   算出して記憶し、前記補正式を用いて復号した前記同相
   信号と直交信号を補正することを特徴とする直交周波数
   分割多重信号伝送方式。
2. 【請求項２】 前記参照信号は、所定のシンボル単位で
   交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目
   の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正の搬
   送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれ
   ぞれｐ及びｑであり、前記負の搬送波で送信された参照
   信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであると
   きに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部
   の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送
   波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及び
   ｕ’であるとき、受信側は前記伝送路特性として次式 【数１】 で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を、受信参照信号を既知の参
   照信号から算出し、前記補正式として次式 【数２】 （ただし、H0=+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-
   S5S6)、H1=+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S
   6)、H2=+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)、H
   3=+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)、H4=+S
   2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)、H5=+S3(S4
   S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)、H6=+S6(S0S0+S
   1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)、H7=+S7(S0S0+S1S1)
   -S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)、det A = S0×H0+S1×H1
   +S4×H2+S5×H3)で算出された値を記憶保持し、前記補
   正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式 【数３】 （ただし、上式中、ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に
   割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、
   ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正
   後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記
   正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’
   及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部
   と虚数部）の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ
   及びｄを得ることを特徴とする請求項１記載の直交周波
   数分割多重信号伝送方式。
3. 【請求項３】 前記参照信号は、所定のシンボル単位で
   交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目
   の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正負の
   搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数
   部の各値と前記負の搬送波で伝送する実数部と虚数部の
   うち、前記１組目の参照信号は、前記正の搬送波で伝送
   する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他
   の値をそれぞれゼロとし、前記２組目の参照信号は、前
   記負の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所
   定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとすることを特
   徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重信号伝送方
   式。
4. 【請求項４】 前記参照信号は、所定のシンボル単位で
   交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目
   の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正負の
   搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数
   部の各値と前記負の搬送波で伝送する実数部と虚数部の
   うち、前記１組目の参照信号は、前記正の搬送波で伝送
   する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、か
   つ、他の値をそれぞれゼロとし、前記２組目の参照信号
   は、前記負の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値を
   それぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとす
   ることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重
   信号伝送方式。
5. 【請求項５】 複素数で表される伝送すべきディジタル
   情報信号が複数の実数部入力端子と虚数部入力端子にそ
   れぞれ入力されて逆離散的フーリエ変換し、互いに周波
   数の異なる複数の搬送波でそれぞれ伝送される同相信号
   と直交信号をシンボル単位で発生する演算部と、 前記伝送すべきディジタル情報信号のシンボル毎に値が
   変化するシンボル番号を発生して前記演算部の特定の入
   力端子に入力するシンボル番号計数回路と、 前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域
   側の正の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力
   される前記演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子
   と、低域側の負の搬送波で伝送されるディジタル情報信
   号が入力される前記演算部の実数部入力端子及び虚数部
   入力端子の組に参照信号をそれぞれ入力すると共に、前
   記参照信号を入力する前記実数部入力端子及び虚数部入
   力端子の組を一定時間毎に切り替える参照信号挿入手段
   と、 前記演算部の出力同相信号及び直交信号を一時記憶する
   出力バッファと、 前記出力バッファの出力同相信号及び直交信号をそれぞ
   れ直交周波数分割多重信号に変換する変換手段と、 前記直交周波数分割多重信号を送信する送信手段とを有
   することを特徴とする直交周波数分割多重信号送信装
   置。
6. 【請求項６】 互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝
   送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、前記複
   数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正
   の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が
   挿入され、前記参照信号を送信する正負の搬送波の組
   を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、か
   つ、一定期間毎に順次巡回的に変更してなる直交周波数
   分割多重信号を受信する受信手段と、 前記受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交
   復調して、それぞれ複素数で表される同相信号及び直交
   信号と前記シンボル番号及び参照信号を得る復調手段
   と、 前記復調手段からの前記同相信号及び直交信号と前記シ
   ンボル番号及び参照信号をそれぞれ離散的フーリエ変換
   してディジタル情報信号を復号すると共に、前記シンボ
   ル番号及び参照信号を復号する復号手段と、 前記復号手段よりの前記シンボル番号から前記参照信号
   を復号し、この参照信号から前記正の搬送波の実数部と
   虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへ
   の漏洩成分をもとに伝送路特性を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出した前記伝送路特性から補正式
   を算出して記憶する補正式算出及び保持手段と、 前記記憶された補正式を用いて前記復号手段からの前記
   同相信号及び直交信号の復号信号を補正する補正回路と
   を有することを特徴とする直交周波数分割多重受信装
   置。
7. 【請求項７】 前記参照信号は、所定のシンボル単位で
   交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目
   の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記検出手
   段は、前記正の搬送波で送信された参照信号の実数部と
   虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、前記負の搬送波
   で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれ
   ｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号
   の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、
   受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値が
   それぞれｒ’及びｕ’であるとき、前記伝送路特性とし
   て次式 【数４】 で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を、受信参照信号を既知の参
   照信号で除算して算出する手段であり、 前記補正式算出及び保持手段は、前記補正式として次式 【数５】 （ただし、H0=+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S
   5S6)、H1=+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S
   6)、H2=+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)、H
   3=+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)、H4=+S
   2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)、H5=+S3(S4
   S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)、H6=+S6(S0S0+S
   1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)、H7=+S7(S0S0+S1S1)
   -S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)、det A = S0×H0+S1×H1
   +S4×H2+S5×H3）で算出された値を記憶保持する手段で
   あり、 前記補正回路は、前記補正式を用いてそれぞれの正負キ
   ャリアの組で次式 【数６】 （ただし、上式中、ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に
   割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、
   ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正
   後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記
   正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’
   及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部
   と虚数部）の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ
   及びｄを得る手段であることを特徴とする請求項６記載
   の直交周波数分割多重信号受信装置。
8. 【請求項８】 送信側では、それぞれ割り当てられた伝
   送すべき情報信号で変調された互いに周波数の異なる複
   数の搬送波と、参照信号を周期的に伝送する特定の搬送
   波とを周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生
   成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号
   を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ復調
   した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送
   方式において、 受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前
   記参照信号を復号し、この参照信号から伝送路特性を検
   出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出
   して記憶し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式
   を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の
   信号点配置との差を基に、前記参照信号の伝送周期より
   も変化の速い伝送路の高速変化成分を検出し、この検出
   した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出
   して記憶し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情
   報信号を更に補正することを特徴とする直交周波数分割
   多重信号伝送方式。
9. 【請求項９】 前記送信側は、前記既知の参照信号で変
   調された前記特定の搬送波を、所定の搬送波で伝送する
   シンボル番号若しくは特定のパラメータ情報又は同期シ
   ンボル情報に基づいて指定し、かつ、一定期間毎に順次
   巡回的に変更して送信することを特徴とする請求項８記
   載の直交周波数分割多重信号伝送方式。
10. 【請求項１０】 前記第１の補正式及び第２の補正式の
    少なくとも一方あるいは両者を合成した補正式を構成す
    る各係数に対して、周波数順に整列し、周波数軸上で低
    域フィルタを挿入したフィルタ処理を行うことを特徴と
    する請求項８記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。
11. 【請求項１１】 前記受信側は、前記第１の補正式を用
    いて補正された前記補正後の情報信号に対し、各シンボ
    ル毎に求めた所定の信号点配置との差の複数シンボル期
    間の平均値から検出した前記伝送路の高速変化成分、又
    は各シンボル毎に求めた所定の信号点配置との差から検
    出した前記伝送路の高速変化成分の前記複数のシンボル
    期間での平均値に基づき平均化した前記第２の補正式を
    算出し、この平均化した第２の補正式を用いて前記補正
    後の情報信号を更に補正することを特徴とする請求項８
    乃至１０のうちいずれか一項記載の直交周波数分割多重
    信号伝送方式。
12. 【請求項１２】 送信側では、伝送すべき情報信号を実
    数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調し
    て同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と
    直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、
    中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の
    複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した
    直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では
    前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調
    された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した
    後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式
    において、 送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知
    の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期
    間毎に順次巡回的に変更して送信し、 受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前
    記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送
    波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検
    出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出
    して記憶し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式
    を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の
    信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出
    し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正
    式を算出して記憶し、前記第２の補正式を用いて前記補
    正後の情報信号を更に補正するすることを特徴とする直
    交周波数分割多重信号伝送方式。
13. 【請求項１３】 前記送信側は、前記既知の参照信号で
    変調された前記特定の搬送波を、所定の搬送波で伝送す
    るシンボル番号若しくは特定のパラメータ情報又は同期
    シンボル情報に基づいて指定し、かつ、一定期間毎に順
    次巡回的に変更して送信することを特徴とする請求項１
    ２記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。
14. 【請求項１４】 前記第１の補正式及び第２の補正式の
    少なくとも一方あるいは両者を合成した補正式を構成す
    る各係数に対して、周波数順に整列し、周波数軸上で低
    域フィルタを挿入したフィルタ処理を行うことを特徴と
    する請求項１２記載の直交周波数分割多重信号伝送方
    式。
15. 【請求項１５】 前記送信側では、前記複数の搬送波の
    うち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低
    域側の負の搬送波の組で既知の参照信号を複数のシンボ
    ルで連続的に送信し、前記受信側では、受信した前記複
    数の参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前
    記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分
    をそれぞれ平均化して、又は前記漏洩成分より検出した
    複数の伝送路特性に基づいて平均化した前記第１の補正
    式を算出することを特徴とする請求項１２記載の直交周
    波数多重信号伝送方式。
16. 【請求項１６】 前記受信側は、前記第１の補正式を用
    いて補正された前記補正後の情報信号に対し、各シンボ
    ル毎に求めた所定の信号点配置との差の複数シンボル期
    間の平均値から検出した前記伝送路の高速変化成分、又
    は各シンボル毎に求めた所定の信号点配置との差から検
    出した前記伝送路の高速変化成分の前記複数のシンボル
    期間での平均値に基づき平均化した前記第２の補正式を
    算出し、この平均化した第２の補正式を用いて前記補正
    後の情報信号を更に補正することを特徴とする請求項１
    ２乃至１５のうちいずれか一項記載の直交周波数分割多
    重信号伝送方式。
17. 【請求項１７】 前記受信側は、前記第１の補正式を用
    いて補正された前記正負の組の搬送波の情報信号を
    （ａ”＋ｊｂ”）、（ｃ”＋ｊｄ”）とし、送信された
    正負の組の搬送波の情報信号を（ａ＋ｊｂ）、（ｃ＋ｊ
    ｄ）としたとき、次式 【数７】 （ただし、Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ”^２＋ｂ”
    ^２）、Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ”^２＋
    ｂ”^２）、Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ”^２＋ｄ”
    ^２）、Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ”^２＋
    ｄ”^２））で表される行列を前記第２の補正式として生
    成し、次のシンボルで使用することを特徴とする請求項
    １２記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。
18. 【請求項１８】 前記第１の補正式を用いて補正された
    情報信号における誤差信号の絶対値が小さいほど重み付
    けを大にして前記第２の補正式を生成することを特徴と
    する請求項１２記載の直交周波数分割多重信号伝送方
    式。