JP3582307B2

JP3582307B2 - Ｉｄｆｔ演算装置

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Publication number: JP3582307B2
Application number: JP19095097A
Authority: JP
Inventors: 敬一金子
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1997-07-16
Filing date: 1997-07-16
Publication date: 2004-10-27
Anticipated expiration: 2017-07-16
Also published as: JPH1139284A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＩＤＦＴ演算装置に係り、特に多値変調されたディジタル情報を直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex ）信号に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送装置の送信側装置に用いるＩＤＦＴ演算装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５６直交振幅変調（ＱＡＭ：ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調されたディジタル情報を多数の搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ信号伝送装置が従来より知られている。
【０００３】
このＯＦＤＭ信号伝送装置は、送信側では少なくとも送信すべき情報信号に対して、ＩＤＦＴ演算装置により逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算を行って周波数領域から時間領域に変換した演算結果を生成し、この演算結果に基づいてＯＦＤＭ信号を生成し、受信側では受信復調したＯＦＤＭ信号に対して、ＤＦＴ演算装置により離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）演算を行って時間領域から周波数領域に変換した演算結果を生成してもとの情報信号に復号する。
【０００４】
上記のＩＤＦＴ演算やＤＦＴ演算の具体的なディジタル信号処理アルゴリズムは、例えばテキサスインスツルメント株式会社ＴＭＳ３２０Ｃ５Ｘユーザーズマニュアルのソフトウェア・アプリケーション（ｐ７−４５〜５４）などに述べられた公知のアルゴリズムで、１／２倍しながらバタフライ演算と呼ばれる積和演算を繰り返すことにより実行される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このようなＯＦＤＭ信号伝送装置の送信側においてＯＦＤＭ信号を生成するためには、上記の逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算を時間間隔Ｔの間に、Ｎ個の複素数（実数部データ及び虚数部データ）に対して実行する。ここで、一般的なＩＤＦＴ演算について説明するに、例えば、演算精度を確保するために初段の入力がオーバーフローしない範囲で上位ビットに情報を割り当てて、図４に示すように入力複素数ＡＲ＋ｊＡＩ、ＢＲ＋ｊＢＩを１／２倍しながらバタフライ演算を行う。すなわち、上記のバタフライ演算では、すべてのステージにおいてオーバーフローしないことを意図して、１／２倍するようにしている。なお、図４では、回転子の角度表記は省略した。
【０００６】
上記のバタフライ演算の際、安価な固定少数点演算用の、あるいは演算データ長の短い信号処理プロセッサ（以後、ＤＳＰという）を使用すると、あるいは一般的なＩＤＦＴ演算器を使用しても、バタフライ演算の最終ステージ及びその直前の幾つかのステージでは、演算する値がかなり小さいために上位ビットが活用されずに、下位ビットしか使用しない演算結果となり、得られる演算結果の精度に問題が発生することが考えられる。これを回避するために、従来は高性能なＤＳＰを採用している。これはＤＦＴ演算あるいは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算する受信側においても同様である。
【０００７】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、安価なＤＳＰや演算器を用いても演算精度の高いＩＤＦＴ演算結果やＤＦＴ演算結果を得られる直交周波数分割多重信号伝送装置並びにＩＤＦＴ演算装置及びＤＦＴ演算装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明のＩＤＦＴ演算装置は、実数部と虚数部とに分割された伝送すべき情報信号が入力されるＩＤＦＴ演算装置により逆離散的フーリエ変換した同相信号と直交信号とを生成し、これら同相信号と直交信号を直交変調手段により変調して、互いに異なる複数の搬送波のそれぞれが伝送すべき情報信号で変調された直交周波数分割多重信号を生成し、この直交周波数分割多重信号を送信手段により送信出力する送信側装置と、直交周波数分割多重信号を受信手段により受信して直交復調手段により復調し、得られた同相信号と直交信号をＤＦＴ演算装置により離散的フーリエ変換した後、復号回路で伝送すべき情報信号に復号する受信側装置とからなる直交周波数分割多重信号伝送装置の送信側装置に用いるＩＤＦＴ演算装置であって、入力情報信号を上位ビットにビット割り当てし、予め定めた所定ステージまでのバタフライ演算では１／２倍しながら演算し、所定ステージの次のステージから最終ステージまでのバタフライ演算は１／２倍することなくそのまま演算して、周波数領域の入力情報信号を時間領域の同相信号と直交信号に変換して出力することを特徴とする。
【０００９】
本発明では、送信側装置では上位ビットに伝送すべき情報信号を割り当てて１／２倍しながら演算することによりオーバーフローを防止するバタフライ演算を、所定ステージまでとし、それ以降最終ステージまでは１／２倍せずにそのままバタフライ演算をするようにしたため、安価なＤＳＰや簡単なハードウェアで高い演算精度のＩＤＦＴ演算結果を得ることができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置の送信装置の一実施の形態のブロック図を示す。この実施の形態はＩＤＦＴ演算装置４に特徴があり、その他のブロックは従来と同様の構成である。
【００１１】
図１において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画像符号化表示方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮された映像信号や音声信号などのディジタルデータがある。この入力ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われ、また、それぞれの周波数に対して実数部４ビット、虚数部４ビットを割り振る。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００１２】
誤り訂正符号が付加されたディジタルデータは入力回路２からＩＤＦＴ演算装置４に供給される。このＩＤＦＴ演算装置４は、入力回路２よりのディジタルデータを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成すると共に、シンボル番号計数回路５よりのシンボル番号及び参照信号挿入回路６より参照信号もそれぞれ所定の周波数割り当て部に供給されてＩＤＦＴ演算する。
【００１３】
なお、上記のシンボル番号計数回路５は例えばシンボル毎に０，１，２，３，．．．，２５４，２５５，０，１，２，．．．というように順次巡回的に増加していくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を参照信号挿入回路６に供給すると共に、ＩＤＦＴ演算装置４に供給して、特定搬送波（例えば第１キャリア）にシンボル番号を挿入する。
【００１４】
また、参照信号挿入回路６は、ある第１の搬送波周波数で伝送されるデータに既知のデータとして参照信号を挿入すると共に、直交性の誤差によりイメージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性のある、中心搬送波周波数に対して対称な第２の搬送波周波数で伝送されるデータにも既知の基準データを参照信号として挿入する。この参照信号を挿入して伝送する周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められており、かつ、一定期間毎（例えば２シンボル毎）に切り換えられる。各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
【００１５】
ＩＤＦＴ演算装置４は一例として演算データ長が例えば１６ビットの安価な固定小数点演算用ＤＳＰにより構成されており、データ系列Ｎが２５６本の搬送波で送信されるとき、後段のアナログ系の設計を容易にするために、２倍オーバーサンプリングを使用し、ポイント数Ｍ（＝２Ｎ）が５１２ポイントのＩＤＦＴ演算をしてＯＦＤＭ信号を発生させる。また、ＯＦＤＭ信号の各搬送波は２５６ＱＡＭで変調され、各搬送波によりそれぞれ８ビットの情報を伝送する。このときのＩＤＦＴ演算装置４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００１６】
【表１】

すなわち、ＩＤＦＴ演算装置４の入力部の数は実数部信号用と虚数部信号用とに、それぞれ０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力部に情報信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力部には直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力部には、パイロット信号用データが入力される。
【００１７】
ここで、１番目から１２８番目までの計１２８個の入力部の入力情報は、０番目の入力部の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力部の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は搬送波というものとし、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な周波数位置の搬送波は絶対値が同一の順番とする）で伝送される。
【００１８】
特に、ＩＤＦＴ演算装置４の１２８番目と３８４番目の入力部の入力パイロット信号は、ＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の正の１２８番目の搬送波と３８４番目（すなわち、負の１２８番目）の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力部には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００１９】
ＩＤＦＴ演算装置４は、このようにして２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果０番目の中心搬送波を含む２５７本の搬送波のＯＦＤＭ信号を生成するが、そのうち、０番目と正の１２８番目と負の１２８番目の搬送波を含む９本の搬送波はパイロット信号や基準データその他の補助信号に用い、残りの２４８本の搬送波は情報を伝送するために用いる。このため、入力回路２からは、１シンボル期間中に、２４８バイトのディジタルデータが、すなわち、１シンボル期間中に４ビットずつ一対の並列データ２４８組が、ＩＤＦＴ演算装置４の実数部及び虚数部の一対の入力部に入力される。
【００２０】
この実施の形態では、ＩＤＦＴ演算装置４は、５１２ポイントのＩＤＦＴ演算（２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算）を、演算精度を確保するために初段の入力がオーバーフローしない範囲で上位ビットに情報を割り当てて、図４に示すような入力を１／２倍したバタフライ演算と、図５に示すような１／２倍しないバタフライ演算を実行してＯＦＤＭ信号を発生させ、その結果、２５７波で伝送される同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。なお、バタフライ演算は、９（＝ｌｏｇ_２５１２＝ｌｏｇ_２２^９）ステージで終了する。
【００２１】
出力バッファ７は、ＩＤＦＴ演算装置４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００２２】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００２３】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、かつ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなり、中心搬送波周波数が１０．７ＭＨｚのＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００２４】
次に、本発明の実施の形態の要部であるＩＤＦＴ演算装置４について、更に詳細に説明する。このＩＤＦＴ演算装置４の入力データと演算開始データであるビット割り当ての関係を表２に示す。
【００２５】
【表２】

図２はこのＩＤＦＴ演算装置４の動作説明用フローチャートを示す。同図において、ＩＤＦＴ演算装置４は、バタフライ演算のステージが第１ステージから第６ステージのいずれかであるか否か判定し（ステップ１０１）、第１ステージから第６ステージのいずれかであるときには、上記の演算開始データを１／２倍した後、図５に示したような、バタフライ演算を行う。すなわち、図４に示したような演算開始データを１／２倍しながらバタフライ演算を行う（ステップ１０２）。
【００２６】
続いて、ＩＤＦＴ演算装置４は現在のバタフライ演算ステージが演算最終ステージである第９ステージであるかどうか判定し（ステップ１０４）、第９ステージ以前であるときには再びステップ１０１に戻り、演算ステージが第１ステージから第６ステージのいずれであるかどうかを判定する。そして、第１ステージから第６ステージのいずれかであるときには、再び上記ステップ１０２及び１０３により演算開始データを１／２倍しながらバタフライ演算を行う。
【００２７】
一方、ステップ１０１で第７ステージから第９ステージと判定されたときには、ＩＤＦＴ演算装置４はステップ１０３に進み、１／２倍せずに図５に示すバタフライ演算を行う。そして、前述したように、最終ステージである第９ステージの演算結果終了とステップ１０４で判定されたときに、このバタフライ演算を終了する。
【００２８】
これは次の理由による。より高い演算精度を確保するために伝送したい情報を上位ビットに割り当ててバタフライ演算をすると、オーバーフローすることがあるので、演算開始データを１／２倍してバタフライ演算するのであるが、上記の伝送したい情報は一般的には規則性の少ないランダムな情報であると考えてよいため、オーバーフローの確率はそれほど高くない。
【００２９】
また、第ｋステージでは２^ｋ個の伝送情報に関して演算しており、この２^ｋ個の伝送情報がすべて大きな数値である確率はｋが大きなほど小さくなり、また、回転子（係数）も１以下であるため、各ステージで１／２倍することで数値は飛躍的に小さくなることから、ｋが大きいほどオーバーフローの確率は少なくなる。換言すると、ステージが進むにつれて（ｋが大きくなるにつれて）上位ビットは活用されなくなり、下位ビットしか使用しない演算結果となり、精度がむしろ低下するようになる。
【００３０】
そこで、この実施の形態では、実験結果に基づき、第１ステージから第６ステージをオーバーフローの起こる確率が比較的高いステージ（本明細書ではこのステージを入力側ステージともいう）として、演算結果を１／２倍し、オーバーフローの起こる確率が比較的低い第７ステージから第９ステージ（本明細書ではこのステージを出力側ステージともいう）までは、精度にも問題がないことを確認して、１／２倍することなくバタフライ演算をするようにしている。
【００３１】
このように、ＩＤＦＴ演算装置４は、安価なＤＳＰを用いた場合に、精度向上とオーバーフローの発生防止の両者を考慮して、演算開始データを図４に示したような、１／２倍しながらのバタフライ演算を第６ステージまで行い、第７ステージから第９ステージは１／２倍せず、バタフライ演算し、演算結果である出力データ列（Ｉ信号、Ｑ信号）を、出力バッファ７に保持させる。出力バッファ７は、第５ビット目を四捨五入して、上位１０ビット（第１５〜第６ビット目）を１０ビットＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８へ出力する。
【００３２】
図３は本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置の受信装置の一実施の形態のブロック図を示す。この実施の形態はＤＦＴ、ＱＡＭ復号回路３１内のＤＦＴ演算装置に特徴があり、その他のブロックは従来と同様の構成である。図３において、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、キャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００３３】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要となる。
【００３４】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００３５】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給される。このＡ／Ｄ変換器２９へのアナログ信号入力は、中間周波増幅器２３内の図示しないＡＧＣ（自動利得制御）回路によりレベルが調整される。Ａ／Ｄ変換器２９は１２ビット長のＡ／Ｄ変換器であり、この上位ビットを有効に使用するためである。
【００３６】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去のための区間信号などのシステムクロックを発生するシステムクロック発生回路部とよりなる。
【００３７】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシンボル期間信号を得てＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供給される。
【００３８】
ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＤＦＴ（離散的フーリエ変換）演算装置は、同期信号発生回路２７よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。具体的には、ＤＦＴ演算装置は、Ｉ信号及びＱ信号の変調信号出力成分を得ると共に、シンボル番号を復号した後そのシンボル番号に対応した中心搬送波に対して対称な２つの搬送波の受信参照信号の値を求める。
【００３９】
ここで、ＤＦＴ演算は、バタフライ演算に使用する回転子（係数）が、ＩＤＦＴ演算と異なるだけであり、基本的にはＩＤＦＴ演算と同様である。具体的には、ｃｏｓθとｓｉｎθの係数テーブルで、ｓｉｎθの極性を変えることで、ＩＤＦＴ演算になったりＤＦＴ演算になったりする。
【００４０】
そこで、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１内のＤＦＴ演算装置は、前記ＩＤＦＴ演算装置４と同様に入力側ステージ（前記の場合、第１〜第６ステージ）では１／２倍しながらバタフライ演算をし、出力側ステージ（前記の場合、第７〜第９ステージ）では１／２倍しないでバタフライ演算を行う。これにより、参照信号の精度の良い復号値を得ることができ、受信信号の補正に利用できる。
【００４１】
これにより得られた各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照用搬送波の復調出力参照信号に基づき生成された伝送路特性に応じた補正データにより補正されることにより、ディジタル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が正確に復号される。また、情報伝送キャリアにおいては、４ビットの復号データを得ると共に、それ以下の数値から、信号点配置との差を利用した精度の良い誤差信号を得て、受信信号の補正に利用できる。復号ディジタル情報信号は、出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。
【００４２】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、例えば入力側ステージや出力側ステージは実施の形態に限定されるものではなく、送信側装置における直交変調器９をディジタル直交変調器で構成してもよく、その場合はディジタル直交変調器の出力側に設けられるＤ／Ａ変換器に、上位１０ビットを供給する。また、送信装置で実施の形態のＩＤＦＴ演算のみを行ってもよいし、受信装置で実施の形態のＤＦＴ演算のみを行ってもよいし、あるいは実施の形態で説明したように両者ともに行ってもよい。
【００４３】
更に、他の例として、バタフライ演算の最終ステージ後に所定値、例えば√２をすべてのデータに乗算してもよい。すなわち、最終結果の数値はベクトルの大きさ（振幅）で得られる。例えば、実数部、虚数部共に１の信号点のデータは、√２の大きさ（振幅）に変換されるが、これを表現するには、２まで表現できる数値表現を持って表す。よって、すべてにデータを√２倍してもオーバーフローせず上位ビットの活用が図れることとなる。
【００４４】
また、上記の実施の形態のＩＤＦＴ演算装置及びＤＦＴ演算装置は、ＯＦＤＭ信号伝送装置以外の従来より知られている用途にも、広く用い得ることは勿論である。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、送信側装置では上位ビットに伝送すべき情報信号を割り当てて１／２倍しながら演算することによりオーバーフローを防止するバタフライ演算を、所定ステージまでとし、それ以降最終ステージまでは１／２倍せずにそのままバタフライ演算をするようにしたため、安価なＤＳＰや簡単なハードウェアで高い演算精度のＩＤＦＴ演算結果を得ることができ、よって、演算誤差が少ない直交周波数分割多重信号を生成でき、ひいては受信側装置における伝送情報の復号性能を向上できる。
【００４７】
更に、本発明のＩＤＦＴ演算装置によれば、安価なＤＳＰや簡単なハードウェアで高精度の演算結果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置の送信側装置の一実施の形態のブロック図である。
【図２】図１の要部の一実施の形態の動作説明用フローチャートである。
【図３】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置の受信側装置の一実施の形態のブロック図である。
【図４】１／２倍のバタフライ演算の一例を説明する図である。
【図５】１／２倍しないバタフライ演算の一例を説明する図である。
【符号の説明】
１伝送すべきデータ入力端子
２入力回路
３クロック分周器
４ＩＤＦＴ（逆離散的フーリエ変換）装置
５シンボル番号計数回路
６参照信号挿入回路
７出力バッファ
８Ｄ／Ａ変換器・ＬＰＦ
９直交変調器
１０、２５中間周波数発振器
２１受信部
２３中間周波増幅器
２４キャリア抽出及び直交復調器
２７同期信号発生回路
３１ＤＦＴ（離散的フーリエ変換）・ＱＡＭ（直交振幅変調）復号回路
３２出力回路

Claims

実数部と虚数部とに分割された伝送すべき情報信号が入力されるＩＤＦＴ演算装置により逆離散的フーリエ変換した同相信号と直交信号とを生成し、これら同相信号と直交信号を直交変調手段により変調して、互いに異なる複数の搬送波のそれぞれが前記伝送すべき情報信号で変調された直交周波数分割多重信号を生成し、この直交周波数分割多重信号を送信手段により送信出力する送信側装置と、前記直交周波数分割多重信号を受信手段により受信して直交復調手段により復調し、得られた同相信号と直交信号をＤＦＴ演算装置により離散的フーリエ変換した後、復号回路で前記伝送すべき情報信号に復号する受信側装置とからなる直交周波数分割多重信号伝送装置の前記送信側装置に用いるＩＤＦＴ演算装置であって、
入力情報信号を上位ビットにビット割り当てし、予め定めた所定ステージまでのバタフライ演算では１／２倍しながら演算し、前記所定ステージの次のステージから最終ステージまでのバタフライ演算は１／２倍することなくそのまま演算して、周波数領域の入力情報信号を時間領域の同相信号と直交信号に変換して出力することを特徴とするＩＤＦＴ演算装置。
前記最終ステージの演算結果に所定値を乗算した信号を出力することを特徴とする請求項１記載のＩＤＦＴ演算装置。